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CN108599915A - 基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法 - Google Patents

基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法 Download PDF

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CN108599915A
CN108599915A CN201810198160.XA CN201810198160A CN108599915A CN 108599915 A CN108599915 A CN 108599915A CN 201810198160 A CN201810198160 A CN 201810198160A CN 108599915 A CN108599915 A CN 108599915A
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马永锋
任骥飞
朱理辰
王继超
卜祥元
安建平
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  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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Abstract

本发明公开的基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法，属于电子通信和雷达技术领域。本发明通过积分清除电路以及鉴相器比较出实际采样的同步码和本地产生的同步码之间的相位差；再根据环路滤波器滤波后的相位差调整下一次本地码表量化位宽，使得本地码表产生的同步码与采样得到的同步码保持同频同相；通过数字自闭环对采样后信号的跟踪和锁定，得到能够精确恢复接收信号相位信息的本地码表，即实现对接收信号精确跟踪；利用码元计数的方式，根据新旧本地码表之间的间隔时间解算出收发时钟间的相位模糊从而生成解模糊后的时间系统，并以此时间系统作为整个激光通信测距一体化系统的时间坐标，最终实现收发时钟间相位模糊估计与补偿。

Description

基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法
技术领域
本发明涉及激光通信测距一体化系统中的收发时钟相位模糊估计与补偿方 法，属于电子通信和雷达技术领域。
背景技术
激光通信测量一体化系统完成测量任务时，需要依靠整个系统具备统一的 时间坐标系统。若发送时间坐标和接收坐标之间的不一致，则会使得测量结果 存在模糊，系统无法完成精确测距。
测距任务需要接收机采样时钟与接收信号的符号速率呈非整数倍关系，所 以发送时钟与发送信号的符号速率一致时，接收时钟与发送时钟会呈非整数倍 关系。收发时钟之间的非整数倍关系导致在系统启动时刻无法保证收发时钟之 间具备固定的相位差，每次系统开机时收发时钟之间都会存在相位模糊，造成 发送时间坐标和接收时间坐标不一致，需要对收发时钟初始相位进行校正。
发明内容
为解决现有技术存在的上述技术问题，本发明公开的基于数字自闭环的收 发时钟间相位模糊估计与补偿方法要解决的技术问题为：在发送时间坐标和接 收时间坐标不一致时，对收发时钟初始相位进行校正，实现激光通信测量一体 化系统时间坐标的统一，即实现收发时钟间相位模糊估计与补偿。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法，包 括如下步骤：
步骤一：发射机在发送时钟的控制下，产生信息速率为发送时钟频率一半 的帧同步码序列，且序列的帧格式为“帧同步字N1bit+数据域N2bit”；
步骤二：接收机收到帧同步码序列后，将帧同步码序列以先入先出的方式 存储在移位寄存器FIFO中，同时以接收时钟对移位寄存器中的数据进行采样。 在M倍采样率的条件下，每个帧同步码序列近似对应M×(N1+N2)个采样点，其中 帧同步字近似对应M×N1个采样点。所述的M为clk_r/Rb；
步骤二中每个帧同步码序列近似对应M×(N1+N2)个采样点，其中帧同步字近 似对应M×N1个采样点，近似对应采样点根据帧同步字长度和信息速率决定而 定。
步骤三：从数据存储寄存器中同时提取超前支路E、即时支路I和滞后支路 L三条支路序列，即时支路I的提取位置与当前周期采样得到的同步序列起始位 置对齐，超前支路E和滞后支路L分别超前和滞后于即时支路一个码元长度；
步骤四：超前支路E、即时支路I和滞后支路L序列分别与本地码表产生的 本地同步码序列进行积分清除运算，积分清除运算原理是将同一时刻超前支路 E、即时支路I和滞后支路L序列中的实际采样点与本地同步码序列对应相乘， 并累加求和，得到三路积分清除结果CE、CI、CL；
步骤五：将步骤四得到的得到三路积分清除结果CE、CI、CL输入鉴相器，根 据公式(1)得到鉴相值eck；
步骤六：为消除实际采样后的同步码和本地产生的同步码之间的相位差， 鉴相值eck需要经过环路滤波器滤波，消除环路中的噪声干扰，并生成码相位控 制字FTW；
作为优选，步骤六中环路滤波器采用二阶Jaffe-Rechtin滤波器算法，其 算法如公式(2)、(3)所示：
其中，为第k次同步码的相位估计，T为环路滤波器的输入更新时间，ωnF为环路滤波器的自然角频率，ωnF＝1.89BL，BL是环路带宽。
再由二阶Jaffe-Rechtin滤波器算法得到的根据公式(4)计算出码 相位控制增量ΔFTW。
式中，ΔFTW为滤波器输出的码相位控制增量，在码相位控制字更新时，码 相位控制增量与初始码相位控制字FTW0相加后得到新的码相位控制字FTW，Kf为频率字转换系数；
步骤七：利用码相位控制字FTW按照公式(5)、(6)、(7)进行参数计算， 预测接收到下一帧的码初始相位Phase_ini、数据帧长度l_frm以及数据帧同步 字长度l_frm_head；
l_frm＝(L_FRM·2wid_NCO-Phase-ini)/FTW (5)
l_frm_head＝(L_FRM_HEAD·2wid_NCO-Phase_ini)/FTW (6)
Phase_ini＝FTW·l_frm+Phase_ini-L_FRM·2wid_NCO (7)
步骤八：基于步骤七得到的码相位控制字、码初始相位以及数据帧同步字 长度，使本地码表产生与下一帧接收同步码序列匹配的本地同步码序列；
其中，为有效地保证对接收信号相位变化的跟踪精度，通过调整数字自闭 环中的本地码表本地码表的量化位宽wid_NCO，使最小相位为Ts/2wid_NCO，其中： Ts为一个码元长度，wid_NCO为本地码表量化位宽。
步骤九：利用数据帧长度进行延时计算，预测下一帧初始位置到达时刻， 延时等待下一帧的到来，并返回步骤三重复迭代，直至数字自闭环路入锁后进 行步骤十；
所述的数字自闭环路包括积分清除电路、鉴相器、环路滤波器以及本地码 表。
步骤十：通过数字自闭环对采样后信号的跟踪和锁定，得到能够精确恢复 接收信号相位信息的本地码表，即实现对接收信号精确跟踪。利用码元计数的 方式，根据新旧本地码表之间的间隔时间解算出收发时钟间的相位模糊从而生 成解模糊后的时间系统，并以此时间系统作为整个激光通信测距一体化系统的 时间坐标，最终实现收发时钟间相位模糊估计与补偿。
有益效果：
1.本发明公开的基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法， 通过积分清除电路以及鉴相器比较出实际采样的同步码和本地产生的同步码之 间的相位差；再根据环路滤波器滤波后的相位差调整下一次本地码表量化位宽， 使得本地码表产生的同步码与采样得到的同步码保持同频同相；通过数字自闭 环对采样后信号的跟踪和锁定，得到能够精确恢复接收信号相位信息的本地码 表，即实现对接收信号精确跟踪；利用码元计数的方式，根据新旧本地码表之 间的间隔时间解算出收发时钟间的相位模糊从而生成解模糊后的时间系统，并 以此时间系统作为整个激光通信测距一体化系统的时间坐标，最终实现收发时 钟间相位模糊估计与补偿。
2.本发明公开的基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法， 通过调整数字自闭环中的本地码表本地码表的量化位宽wid_NCO，使最小相位为 Ts/2wid_NCO，能够有效地保证对接收信号相位变化的跟踪精度。
附图说明
图1是本发明公开的基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方 法流程图；
图2是数字自闭环结构图；
图3是积分清除电路示意图；
图4是信号同步的Matlab仿真跟踪曲线。
具体实施方式
为了更好的说明本发明的目的和优点，下面结合附图和实例对发明内容做进 一步说明。
实施例1：
设定激光通信测距一体系统发送时钟频率clk_t为155.52MHz，接收时钟 频率clk_r为156.25MHz。
如图1所示，本实施例公开的基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计 与补偿方法，具体实现步骤如下：
步骤一：发射机在发送时钟的控制下，产生信息速率为发送时钟频率一半 即77.76Mbps的帧同步码序列，且序列的帧格式为“帧同步字64bit+数据域 192bit”；
步骤二：接收机收到帧同步码序列后，将帧同步码序列以先入先出的方式 存储在移位寄存器FIFO中，同时以接收时钟对移位寄存器中的数据进行采样。 在约2倍采样率的条件下，每个帧同步码序列近似对应512个采样点，其中帧 同步字近似对应128个采样点；
步骤三：从数据存储寄存器中同时提取超前支路E、即时支路I和滞后支路 L三条支路序列，即时支路I的提取位置与当前周期采样得到的同步序列起始位 置对齐，超前支路E和滞后支路L分别超前和滞后于即时支路一个码元长度；
步骤四：超前支路E、即时支路I和滞后支路L序列分别与本地码表产生的 本地同步码序列进行积分清除运算，其原理就是将同一时刻超前支路E、即时支 路I和滞后支路L序列中的实际采样点与本地同步码序列对应相乘，并累加求 和，得到三路积分清除结果CE、CI、CL；
步骤五：将步骤四得到的得到三路积分清除结果CE、CI、CL输入鉴相器，根 据公式(1)得到鉴相值eck；
步骤六：为消除实际采样后的同步码和本地产生的同步码之间的相位差， 鉴相值eck需要经过环路滤波器滤波，消除环路中的噪声干扰，并生成码相位控 制字FTW；
作为优选，步骤六中环路滤波器采用二阶Jaffe-Rechtin滤波器算法，其 算法如公式(2)、(3)所示：
其中，为第k次同步码的相位估计，T为环路滤波器的输入更新时间，ωnF为环路滤波器的自然角频率，ωnF＝1.89BL，BL是环路带宽。
再由二阶Jaffe-Rechtin滤波器算法得到的根据公式(4)计算出码 相位控制增量ΔFTW。
式中，ΔFTW为滤波器输出的码相位控制增量，在码相位控制字更新时，码 相位控制增量与初始码相位控制字FTW0相加后得到新的码相位控制字FTW，Kf为频率字转换系数；
步骤七：利用码相位控制字FTW按照公式(5)、(6)、(7)进行参数计算， 预测接收到下一帧的码初始相位Phase_ini、数据帧长度l_frm以及数据帧同步 字长度l_frm_head；
l_frm＝(L_FRM·2wid_NCO-Phase_ini)/FTW (5)
l_frm_head＝(L_FRM_HEAD·2wid_NCO-Phase_ini)/FTW (6)
Phase_ini＝FTW·l_frm+Phase_ini-L_FRM·2wid_NCO (7)
步骤八：基于步骤七得到的码相位控制字、码初始相位以及数据帧同步字 长度，使本地码表产生与下一帧接收同步码序列匹配的本地同步码序列；
其中，为有效地保证对接收信号相位变化的跟踪精度，通过调整数字自闭 环中的本地码表本地码表的量化位宽wid_NCO，使最小相位为Ts/2wid_NCO，其中： Ts为一个码元长度，wid_NCO为本地码表量化位宽。
步骤九：利用数据帧长度进行延时计算，预测下一帧初始位置到达时刻， 延时等待下一帧的到来，并返回步骤三重复迭代，直至数字自闭环路入锁后进 行步骤十；
所述的数字自闭环路包括积分清除电路、鉴相器、环路滤波器以及本地码 表。
步骤十：通过数字自闭环对采样后信号的跟踪和锁定，得到能够精确恢复 接收信号相位信息的本地码表，即实现对接收信号精确跟踪。利用码元计数的 方式，根据新旧本地码表之间的间隔时间解算出收发时钟间的相位模糊从而生 成解模糊后的时间系统，并以此时间系统作为整个激光通信测距一体化系统的 时间坐标，最终实现收发时钟间相位模糊估计与补偿。
本实施例公开的基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法， 用于激光通信测距一体化系统。相位模糊校准的处理流程图如图1所示，当发 送时钟和接收时钟间非整数倍关系出现相位模糊时，通过数字自闭环的反馈调 节机制不断调整本地码表的输出，利用本地码表产生的同步码计算出收发时钟 间的初相差，实现收发时钟间相位模糊估计与补偿。本实施例提出的数字自闭 环结构如图2所示。
发射机在发送时钟的控制下，产生信息速率为发送时钟频率一半的帧同步 码序列，且序列的帧格式为“帧同步字+数据域”。
接收机收到帧同步码序列后，以先入先出的方式将该序列存储在移位寄存 器中，并用接收时钟对移位寄存器中的数据进行读取，即对发送信号进行采样。 再从寄存器中同时提取超前支路E、即时支路I和滞后支路L，即时支路I的提 取位置刚好与当前周期采样得到的同步序列起始位置对齐，超前支路E和滞后 支路L分别超前和滞后于即时支路一个码元长度。再将超前支路E、即时支路I 和滞后支路L三路数据与存储传输帧帧同步字的本地码表产生的本地码序列共 同输入积分清除电路进行积分清除运算：将同一时刻的实际采样点与本地同步 码对应相乘并累加求和，从而计算出本地信号产生的同步码与实际接收到的同 步码之间的差异。积分清除电路如图3所示，接收机计算出同步码中第一个采 样点的位置，当第一个采样点到来时，连续将随后的采样点与本地产生的三路 同步码进行相关运算，得到三个积分清除结果。
将三路积分清除结果CE、CI、CL输入鉴相器，检测接收的同步码与本地产生 的同步码之间的相位差，并由鉴相算法得到鉴相值eck，且鉴相值随着接收到的 同步码与本地码表产生的同步码之间的相位差的减小而减小，当两者完全一致 时鉴相值为0。
环路滤波器根据鉴相值，在消除环路中的噪声等干扰后得到用来控制本地 码表输出调整速度和程度的码相位控制字FTW。再通过参数计算，由码相位控制 字FTW计算出下一帧的码初始相位、数据帧长以及数据帧同步字长。
本地码表在输入码相位控制字、码初始相位以及数据帧同步字后产生新的 本地同步码的同时，利用数据帧长进行延时计算，解算出到下一帧的帧同步字 初始时刻所需要延时的周期数，从而获取下一帧的帧同步字与本地码表产生的 新的码序列一同用于新一轮循环中的积分清除模块中。经过上述循环迭代，接 收机能够实时跟踪接收信号的相位变化，并调整本地同步码的输出，使其相位 逐步向接收码序列逼近直至锁定，从而精确测量出接收信号的延时，最终完成 收发时钟初始相位模糊校准。
如图4所示，这是在上述激光通信测距一体系统的情况下，对信号相位变 化进行跟踪得到的Matlab仿真跟踪曲线。图中的三种图例分别表示超前、即时 和滞后三条支路的积分清除结果曲线。由图可见，在经过一段时间的跟踪后， 三路积分清除结果将会趋于稳定，超前、滞后两路结果趋近于相同，且即时支 路将会远远大于超前、滞后两路积分清除结果，这说明数字自闭环路已经入锁。
表1中分别列出了激光通信测距一体系统在有无收发时钟码相位补偿两种 情况下分别完成测量任务得到的传输延时测量值，以及相应的码相位补偿值。 由表1可以看出，系统在进行码相位补偿后传输延时测量值的标准差远小于系 统未进行码相位补偿时传输延时测量值的标准差。表明，在本实施例公开的基 于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法处理后，会很大程度减小 因为收发时钟的初相差模糊带来的测距模糊，提高测距精度。
表1有无码相位补偿对时延测量值影响对比表
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步 详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于 限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等 同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法，其特征在于：包括如下步骤，
步骤一：发射机在发送时钟的控制下，产生信息速率为发送时钟频率一半的帧同步码序列，且序列的帧格式为“帧同步字N1bit+数据域N2bit”；
步骤二：接收机收到帧同步码序列后，将帧同步码序列以先入先出的方式存储在移位寄存器FIFO中，同时以接收时钟对移位寄存器中的数据进行采样；在M倍采样率的条件下，每个帧同步码序列近似对应M×(N1+N2)个采样点，其中帧同步字近似对应M×N1个采样点；所述的M为clk_r/Rb；
步骤三：从数据存储寄存器中同时提取超前支路E、即时支路I和滞后支路L三条支路序列，即时支路I的提取位置与当前周期采样得到的同步序列起始位置对齐，超前支路E和滞后支路L分别超前和滞后于即时支路一个码元长度；
步骤四：超前支路E、即时支路I和滞后支路L序列分别与本地码表产生的本地同步码序列进行积分清除运算，积分清除运算原理是将同一时刻超前支路E、即时支路I和滞后支路L序列中的实际采样点与本地同步码序列对应相乘，并累加求和，得到三路积分清除结果CE、CI、CL；
步骤五：将步骤四得到的得到三路积分清除结果CE、CI、CL输入鉴相器，根据公式(1)得到鉴相值eck；
步骤六：为消除实际采样后的同步码和本地产生的同步码之间的相位差，鉴相值eck需要经过环路滤波器滤波，消除环路中的噪声干扰，并生成码相位控制字FTW；
步骤七：利用码相位控制字FTW按照公式(5)、(6)、(7)进行参数计算，预测接收到下一帧的码初始相位Phase_ini、数据帧长度l_frm以及数据帧同步字长度l_frm_head；
l_frm＝(L_FRM·2wid_NCO-Phase_ini)/FTW (5)
l_frm_head＝(L_FRM_HEAD·2wid_NCO-Phase_ini)/FTW (6)
Phase_ini＝FTW·l_frm+Phase_ini-L_FRM·2wid_NCO (7)
步骤八：基于步骤七得到的码相位控制字、码初始相位以及数据帧同步字长度，使本地码表产生与下一帧接收同步码序列匹配的本地同步码序列；
其中，为有效地保证对接收信号相位变化的跟踪精度，通过调整数字自闭环中的本地码表本地码表的量化位宽wid_NCO，使最小相位为Ts/2wid_NCO，其中：Ts为一个码元长度，wid_NCO为本地码表量化位宽；
步骤九：利用数据帧长度进行延时计算，预测下一帧初始位置到达时刻，延时等待下一帧的到来，并返回步骤三重复迭代，直至数字自闭环路入锁后进行步骤十；
所述的数字自闭环路包括积分清除电路、鉴相器、环路滤波器以及本地码表；
步骤十：通过数字自闭环对采样后信号的跟踪和锁定，得到能够精确恢复接收信号相位信息的本地码表，即实现对接收信号精确跟踪；利用码元计数的方式，根据新旧本地码表之间的间隔时间解算出收发时钟间的相位模糊从而生成解模糊后的时间系统，并以此时间系统作为整个激光通信测距一体化系统的时间坐标，最终实现收发时钟间相位模糊估计与补偿。
2.如权利要求1所述的基于数字自闭环的收发时钟间相位模糊估计与补偿方法，其特征在于：步骤六中环路滤波器采用二阶Jaffe-Rechtin滤波器算法，其算法如公式(2)、(3)所示：
其中，为第k次同步码的相位估计，T为环路滤波器的输入更新时间，ωnF为环路滤波器的自然角频率，ωnF＝1.89BL，BL是环路带宽；
再由二阶Jaffe-Rechtin滤波器算法得到的根据公式(4)计算出码相位控制增量ΔFTW；
式中，ΔFTW为滤波器输出的码相位控制增量，在码相位控制字更新时，码相位控制增量与初始码相位控制字FTW0相加后得到新的码相位控制字FTW，Kf为频率字转换系数。
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