CN1084079C - 脉宽调制逆变器输出电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机绕组电压控制误差极小且绕组端能瞬时从主电源脱离的PWM逆变器输出电路。该电路备有：输入电极和基准电极分别互连的N型第1功率元件和P型第2功率元件，控制各功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压的输入电极控制手段，第1和第2光耦合器或电流产生手段；其中，输入电极控制手段控制各功率元件的导通状态，在光耦合器输入部分发光元件均熄灭或电流产生手段输出电流均为零时，瞬时切断各功率元件导通。

Description

脉宽调制逆变器输出电路

本发明涉及PWM控制电动机线圈电压的PWM逆变器电源电路。

PWM是Pulse Width Modulation(脉冲宽度调制)的缩写，它是一种广泛用于电动机控制领域的技术。

近来，PWM逆变器快速普及，广泛用于电动机控制。

图9是表示通常的PWM逆变器构成的略图，它以三相PWM逆变器为例加以表示。通常，虽然根据PWM逆变器中使用的电动机相数，PWM逆变器输出电路53数目不同，但其基本动作相同。

说明图9中一般的三相PWM逆变器的构成。

首先，在频率电压设定装置58中设定提供电动机60的三相交流电压波形的基本频率和有效电压值。然后，PWM控制电路59根据频率电压设定装置58中设定的信息，在内部产生三相PWM信号，输出作为切换指令信号42、61和62。该切换指令信号42、61和62是指令电动机绕组端子52、63及64各自连接直流主电源14的正端或负端的二值信号。又，该切换指令信号42、61或62的频率称为PWM载波频率，通常取为提供给电动机60的三相交流电压波形的基频的10倍以上的值。一般，提供给电动机的三相交流电压波形的基频为0Hz至200Hz左右，PWM载波频率多为约2KHz至20KHz。电动机释放信号156是指令是否使电动机为自由运转状态的二值信号。所谓自由运转状态是电动机绕组端子52、63或64全部既不连至直流主电源14的正端，也不连至其负端的状态，在某种故障产生时，通常使之成为该状态以保护电动机和控制装置。PWM逆变器输出电路53是根据切换指令信号42、61或62，控制把电动机绕组52、63或64连至直流主电源14的正端或负端的半导体开关电路。又，上述构成使当电动机释放信号156指令自由运转状态时，不管指令切换信号42、61或62如何，电动机绕组端子52、63或64既不连至直流主电源14的正端，也不连至其负端。一般，直流主电源多数为整流、平滑AC100V后的直流(DC)140V左右或整流、平滑AC200V后的直流(DC)280V左右。

下文，对以往的PWM逆变器输出电路进行说明。

图10示出以往的PWM逆变器输出电路的构成。

图10中，65是逻辑“非”装置，使切换指令信号42的正负逻辑反相并输出反相切换信号80。157和158是逻辑乘装置，它把电动机释放信号156和切换指令信号42的逻辑“与”的结果作为上臂切换信号159加以输出；把电动机释放信号156和反相切换信号80的逻辑“与”的结果，作为下臂切换信号160输出。66和67是导通(上升沿)延迟电路，它使上臂切换信号159和下臂切换信号160的上升沿各延迟一导通时延TD，并输出上臂控制信号81或下臂控制信号82。68和69是基极驱动电路，做成68根据上臂控制信号81使功率晶体管70导通或截止，69则根据下臂控制信号82使功率晶体管71导通或截止。即，若上臂控制信号81为“H”电平，则光电耦合器72的输出晶体管导通，由此，晶体管74导通，晶体管76截止，从而功率晶体管70导通。反之，若上臂控制信号81为“L”电平，则光耦合器72的输出晶体管截止，由此，晶体管74也截止，晶体管76导通，从而功率晶体管70截止。

基极驱动电路69也完全同样地动作。

这种基板驱动电路另外还有实开昭57-42589号公报和特开昭59-178980号公报中记载的类型，但基本上与图10所示的基板驱动电路68和69起同样作用，可进行置换。

对于上述构成的PWM逆变器输出电路，下文说明其动作。

首先，考察电动机释放信号156为“L”电平、即指令自由运行状态的情况。显然，这时不管切换指令信号42是“L”电平或“H”电平，功率晶体管70及功率晶体管71均为截止状态。

下面，对电动机释放信号156为“H”电平，即指令非自由运转状态的情况作说明。

图11表示图10的PWM逆变器输出电路的内部信号。首先，若切换指令信号42从“L”电平变化至“H”电平，则导通延迟电路66延迟一导通时延TD，使上臂控制信号81自“L”电平变为“H”电平。一旦上臂控制信号81为“H”电平，功率晶体管70导通，该过程存在基极驱动电路68和功率晶体管70的动作延迟时间TX1。此动作延迟时间TX1随功率晶体管70的温度和流过集电极的电流值的变化而变动，且，也因构成基极驱动电路的部件和功率晶体管的性能偏差和长期慢变而变化。

若切换指令信号42自“L”电平变化为“H”电平，则反相切换信号80自“H”电平变化为“L”电平，导通延迟电路67几乎没有时间延迟地使下臂控制信号82为“L”电平。一旦下臂控制信号82为“L”电平，功率晶体管71截止，该过程存在基极驱动电路69和功率晶体管71的动作延迟时间TY2。此动作延迟时间TY2因功率晶体管71的温度和流过集电极的电流值的变化而变动，且，也因构成基极驱动电路的部件和功率晶体管的性能偏差和长期慢变而变化。

然后，若切换指令信号42自“H”电平变化为“L”电平，导通延迟电路66几乎无时间延迟地使上壁控制信号81为“L”电平，功率晶体管70截止，该过程存在基极驱动电路68和功率晶体管70的动作延迟时间TY1。

若切换指令信号42从“H”电平变化为“L”电平，则反相切换信号80自“L”电平变为“H”电平，导通延迟电路67延迟一导通时延TD，使下臂控制信号82由“L”电平变为“H”电平。一旦下臂控制信号82为“H”电平，功率晶体管71导通，该过程存在基极驱动电路69和功率晶体管71的动作延迟时间TX2。

这里，若把动作延迟时间TY1或动作延迟时间TY2与动作延迟时间TX1或动作延迟时间TX2进行比较，则一般动作延迟时间TY1或TY2有比动作延迟时间TX1或TX2长的倾向。设动作延迟时间TX1及动作延迟时间TX2考虑最恶劣条件后的最短值为TXW，动作延迟时间TY1及动作延迟时间TY2考虑最恶劣条件后的最长值为TYW。通常，导通时延TD设定为TYW减去TXW后所得的值加上一定余量的时间。通常，导通时延TD在使用双极型功率晶体管时，设定为约10至50微秒，使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)时为约5至30微秒，使用MOS型MOS-FET功率晶体管时约2至10微秒。由此，防止切换指令信号42自“H”电平变化为“L”电平或自“L”电平变化为“H”电平时，功率晶体管70和功率晶体管71同时为导通状态，直流主电源14的正端与负端成为短路状态。

据上文所述，若着眼于切换指令信号42和电动机绕组端子电压51的状态进行考察，当切换指令信号42固定于“L”电平时，功率晶体管70变为截止状态，功率晶体管71为导通状态，所以电动机绕组端子52连接直流主电源14的负端，而当切换指令信号42固定在“H”电平时，功率晶体管70为导通状态，功率晶体管71为截止状态，所以电动机绕组端子52连接至直流主电源14的正端。

但在上述现有技术的构成中，当电动机释放信号156为“H”电平，即，指令非自由运转状态时，切换指令信号42自“L”电平变为“H”电平或自“H”电平变为“L”电平，则某个时间，功率晶体管70和71均为截止状态，从而形成对电动机绕组端子52进行电压控制上的控制误差。这种控制误差具有招致电动机产生的转矩和旋转速度变动，而且存在电动机噪声振动变大的缺陷。

对此作更详细的说明。

在图10和图11中，在切换指令信号42自“L”电平变化为“H”电平时和从“H”电平变化为“L”电平时，首先使已导通的功率晶体管截止后，再使已截止的功率晶体管导通，因而，在某个时间，功率晶体管70和功率晶体管71两者均为截止状态，该状态称为浮动(不确定)(フロ—テイング)状态，该时间称为浮动时间TZ。一般，浮动时间TZ多为导通时延TD的约1/2至2/3。

通常，电动机的PWM控制应该是要让电动机绕组交替连接直流主电源的正端和负端，并根据连接正端的时间和连接负端的时间的比率，控制电动机绕组的平均电压。因而，在直流主电源14的电压恒定时，理想的情况是，根据切换指令信号42的“H”电平和“L”电平的时间比率，能唯一地控制电动机绕组52的平均电压。

但是，在以往的PWM逆变器输出电路中，由于存在浮动状态，根据流过电动机绕组的电流方向，电动机绕组的平均电压变动。即，若在电流自电动机绕组端子52流入PWM逆变器输出电路53的状态中，变为浮动状态，则二极管78导通，电动机绕组端子52为连至直流主电源14正端的状态。示于图11的电动机绕组端子电压51A的波形表示该状态。相反，若在不确定状态中，电流自PWM逆变器输出电路53流出至电动机绕组端子52，则二极管79导通，电动机绕组端子52为连至直流主电源14负端的状态。图11中电动机绕组端子电压51B的波形表示该状态。又，在浮动状态中，电源不流过电动机绕组端子52时，电动机绕组端子52的电压为由电动机60内部产生的感应电压等确定的电压。

根据上文所述，由于具有浮动状态，切换指令信号42和电动机绕组端子52的平均电压不能唯一地确定，因而产生控制误差。通常，流过电动机绕组端子52的电流为交流电，其电流方向是变化的，与此相应，控制误差也会变化，使电动机60产生制动转矩和旋转速度变化。虽然通过消除浮动状态，使浮动时间为零，能解决上述问题，但在以往的PWM逆变器输出电路中，出现直流主电源14的正端和负端的短路状态，因而实际上不可能。

再者，功率晶体管导通或截止时，产生电噪声，尤其在想使该噪声减小的用途中，采用在功率晶体管的基极和发射极间连接电容器之类的方法，往往发生切换速度变慢。但是，这样会使动作延迟时间TX1、TX2、TY1及TY2的数值偏差变得非常大，浮动时间不得不变得更大，从而控制误差变大，结果，切换速度不怎么能减慢。

虽然也有把图10的功率晶体管70和71分别置换成MOS-FET功率晶体管或IGBT的已有技术的PWM逆变器输出电路，但其动作与示于图10的PWM逆变器输出电路完全相同，也有浮动状态。

本发明的目的在于解决上述问题，廉价提供一种实质上没有浮动状态，浮动时间为零、由于切换指令信号和电动机绕组端子的平均电压唯一地确定而不产生控制误差、在自由运转状态时电动机绕组端可瞬时脱离直流主电源、耗电少的PWM逆变器输出电路。

为了达到上述目的，本发明的PWM逆变器输出电路包括：直流主电源；具有输入电极、基准电极、输出电极，若所述输入电极相对于所述基准电极为正电压，则所述输出电极和所述基准电极为导通状态的N型第1功率元件；具有输入电极、基准电极、输出电极，若所述输入电极相对于所述基准电极为负电压，则所述输出电极与基准电极为导通状态的P型第2功率元件，所述第2功率元件的输入电极连接所述第1功率元件的输入电极，形成共同输入电极，所述第2功率元件的基准电极连接所述第1功率元件的基准电极，形成共同基准电极；具有连接所述共同输入电极的第1输出端及连接所述共同基准电极的第2输出端的输入电极控制装置，该输入电极控制装置把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制成正或负或大致为零值；具有输入发光器件的第1光耦合器；具有输入发光器件的第2光耦合器；所述输出电路的构成使：当第1光耦合器的输入发光器件为点亮状态且所述第2光耦合器的输入发光器件为熄灭状态时，所述输入电极控制装置，把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制为正值，把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压，控制为正值；当所述第1光耦合器的输入发光器件为熄灭状态且所述第2光耦合器的输入发光器件为点亮状态时，所述输入电极控制装置，把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制为负值，把所述第1及第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制为负值；当所述第1光耦合器的输入发光器件和所述第2光耦合器的输入发光器件均为熄灭状态时，所述输入电极控制装置，把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制成大致为零，把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压，控制成大致为零，由此，切断所述第1功率元件的输出电极与基准电极及所述第2功率元件的输出电极与基准电极的导通。

本发明的PWM逆变器输出电路包括：直流主电源；具有输入电极、基准电极、输出电极，若所述输入电极相对于所述基准电极为正电压，则所述输出电极和所述基准电极为导通状态的N型第1功率元件；具有输入电极、基准电极、输出电极，若所述输入电极相对于所述基准电极为负电压，则所述输出电极与基准电极为导通状态的P型第2功率元件，所述第2功率元件的输入电极连接所述第1功率元件的输入电极，形成共同输入电极，所述第2功率元件的基准电极连接所述第1功率元件的基准电极，形成共同基准电极；具有连接所述共同输入电极的第1输出端及连接所述共同基准电极的第2输出端的输入电极控制装置，该输入电极控制装置把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制成正或负或大致为零值；第1电流产生装置；第2电流产生装置；所述输入电路的构成使：所述第1电流产生装置产生电流且所述第2电流产生装置产生的电流大致为零时，所述输入电极控制装置把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制为正值，把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制为正值；所述第1电流产生装置产生的电流大致为零且所述第2电流产生装置产生电流时，所述输入电极控制装置把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制为负值，把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制为负值；所述第1电流产生装置和第2电流产生装置产生的电流均大致为零时，所述输入电极控制装置把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制为大致为零，把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制成大致为零，由此，切断所述第1功率元件的输出电极与基准电极及所述第2功率元件的输出电极和基准电极的导通。

通过上述构成，能实现一种PWM逆变器输出电路，其第1和第2功率元件根本不会同时导通，工作安全，而且浮动时间实质上为零，所以控制误差小，又在作为自由运转状态时，第1及第2功率元件快速截止，电动机绕组端子能瞬时释放，耗电也少。

图1是本发明第1实施例的PWM逆变器输出电路的构成图。

图2表示本发明第1实施例的PWM逆变器输出电路的动作。

图3是本发明第1实施例输入电极控制装置的电路构成图。

图4是本发明第1实施例的输入电极控制装置其它电路构成图。

图5是本发明第2实施例的PWM逆变器输出电路的构成图。

图6表示本发明第2实施例的PWM逆变器输出电路的动作。

图7是本发明第2实施例的输入电极控制装置的电路构成图。

图8是本发明第2实施例的输入电极控制装置其它电路构成图。

图9表示一般PWM逆变器的构成。

图10是已有技术PWM逆变器输出电路的构成图。

图11表示已有技术的PWM逆变器输出电路的动作。

图中，1是第1功率元件，2是第2功率元件，14是直流主电源，400、500是输入电极控制装置，410是第1电流产生装置，420是第2电流产生装置，501、431是第1直流电源，502、432是第2直流电源，503、433是第1晶体管，504、434是第2晶体管，505、435是电阻，510是第1光耦合器，520是第2光耦合器，550、450是直流电源，551、451是第1切换装置，552、452是第2切换装置，553、453是第3切换装置，554、454是第4切换装置，555、455是第1电阻，556、456是第2电阻。

下面，参照图1至图8说明本发明的实施例。

实施例1

图1是本发明第1实施例的PWM逆变器输出电路的构成图。

图中，1是N型(即N沟道型)第1功率元件，2是P型(即P沟道型)第2功率元件，上述第1及第2功率元件是例如由IGBT或MOS-FET功率晶体管之类元件构成。

图1中，示出第1和第2功率元件为IGBT的场合，下面，对由IGBT构成上述功率元件的场合作说明。

上述第1 IGBT 1的基准电极(即发射极端)与上述第2 IGBT 2的基准电极(即发射极端)相互连接，第1 IGBT的输入电极(即栅极端)与第2 IGBT的输入电极(即栅极端)相互连接。

5、6是二极管，分别相对于IGBT导通方向为反方向地并连在第1和第2IGBT 1和2的输出电极(即集电极端)与基准电极(即发射极端)之间。

500是输入电极控制装置，其一个输出端连接第1和第2 IGBT 1及2的共同栅极端，另一输出端连接第1和第2 IGBT 1及2的共同发射极端。

510是第1光耦合器、520是第2光耦合器，其输出分别输入至上述输入电极控制装置500。109是信号处理装置，其输出连接成分别驱动第1和第2光耦合器510和520的输入部分发光元件。

250是电容器，连接在第1和第2 IGBT 1和2的共同栅极端及共同发射极端之间。14是直流主电源。

参照图1和图2，说明上述构成的PWM逆变器输出电路的动作。

65是逻辑“非”装置，把切换指令信号42取逻辑“非”后的结果作为反相切换信号80加以输出。

106和127是逻辑“与非”装置，106输出电动机释放信号156和反相切换信号80的“与非”结果，107则输出电动机释放信号156和切换指令信号42的“与非”结果。

上述各构成要素65、106、107构成信号处理装置109。

这里，首先对电动机释放信号156为“H”电平，即指令非自由运转状态的场合作全面说明，最后对电动机释放信号156是“L”电平，即指令自由运转的场合作说明。

切换指令信号42通过逻辑“与非”装置107后产生第1光耦合器510的输入部分发光元件的控制信号43，该控制信号43与切换指令信号42的反相信号大致相同，“L”电平例如取0V，“H”电平例如为5V。

另一方面，第1光耦合器510的输入部分发光元件，其阳极端加偏压至“H”电平，例如5V，其阴极端由上述控制信号43控制。

因而，切换指令信号42为“L”电平时，控制信号43变为“H”电平，第1光耦合器510的输入部分发光元件不点亮，其输出部分晶体管截止；切换指令信号42为“H”电平时，控制信号43变为“L”电平，第1光耦合器510的输入部分发光元件点亮，其输出部分晶体管导通。

第2光耦合器520的输入部分发光元件的控制信号45是切换指令信号42通过逻辑“非”装置65和逻辑“与非”装置106产生的。该控制信号45与切换指令信号42几乎相同，“L”电平取为例如0伏，“H”电平取为例如5V。

另一方面，第2光耦合器520的输入部分的发光元件，其阳极端加“H”电平偏压(例如约5V)，其阴极端由上述控制信号45控制。

因而，切换指令信号42为“L”电平时，控制信号45变为“L”电平，第2光耦合器520的输入部分发光元件点亮，其输出部分晶体管导通；切换指令信号42为“H”电平时，控制信号45变为“H”电平，第2光耦合器520的输入部分发光元件熄灭，其输出部分晶体管截止。

输入电极控制装置500其动作安排成根据上述第1及第2光耦合器520及520的输出部分晶体管导通和截止，控制第1和第2 IGBT 1及2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55。

即，当第1光耦合器510的输出部分晶体管导通、第2光耦合器520输出部分晶体管截止时，控制使IGBT 1及2的共同栅极相对于其共同发射级的电压55为正值；当第1光耦合器510的输出部分晶体管截止、第2光耦合器520的输出部分晶体管导通时，控制使IGBT 1及2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为负值。

如果综合一下自切换指令信号42起至输入电极控制装置500动作止的过程，可得当切换指令信号42为“H”电平时，第1光耦合器510的输入部分发光元件为点亮状态，且第2光耦合器520输入部分发光元件变为熄灭状态，IGBT1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55变为正值。

当切换指令信号42为“L”电平时，第1光耦合器510的输入部分发光元件为熄灭状态，且第2光耦合器520的输入部分的发光元件变为点亮状态，IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为负值。

综上所述，IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55根据切换指令信号42加以控制。

且，IGBT 1和2的共同栅极相对其共同发射极的电压55的正值必须是第1 IGBT 1能充分导通、第2 IGBT 2又可充分截止的电压，而且其值必须不超过第1 IGBT 1和第2 IGBT 2的栅极与发射极间的耐压。

IGBT 1和2共同栅极对于其共同发射极的电压55的负值必须是第2IGBT 2能充分导通、第1 IGBT 1又可充分截止的电压，而且其值必须不超过第1IGBT 1和第2 IGBT 2栅极和发射极间的耐压。

通常，N沟道型IGBT的栅极与发射极间的耐压多为约±20V至±30V，集电极与发射极间开始导通的栅极电压门限值多数比发射极电压高+1V至+5V左右。另一方面，P沟道型IGBT的栅极与发射极间的耐压多数为约±20V至±30，集电极和发射极间开始导通的栅极电压门限值大多比发射极的基准低-1V至-5V左右。

下面，说明第1 IGBT 1和第2 IGBT 2的动作。由于第1 IGBT 1和第2 IGBT 2其栅极和发射极各自共同连接，一旦栅极信号电压50比电动机绕组端子电压51高第1 IGBT 1的栅极电压门限值以上，则第2 IGBT 2截止，第1 IGBT 1开始从集电极向发射极流过电流；反之，一旦栅极信号电压50比电动机绕组端子电压51低第2 IGBT 2的栅极电压门限值以上，则第1 IGBT 1截止，第2 IGBT 2开始由发射极向集电极流过电流。因而，本质上不会有第1 IGBT 1和第2 IGBT 2同时流过电流，直流主电源14的正端与负端为短路状态的情况出现。

栅极信号电压50与电动机绕组端子电压51的电位差作为上述电压55，由输入电极控制装置500控制，而且如前文所述，控制IGBT 1及2进入能按照不超过其耐压的要求安全可靠导通/截止的一定工作范围。

然后，对二极管5和6的动作加以叙述。通常，电动机绕组的简易等效电路表示为电阻、电感和相当于感应电压的电压源串联的网络。因而，与纯电阻负荷不同，流过电动机绕组端子52的电流方向不能由施加至电动机绕组端子52的电压唯一地确定。它具有：第1 IGBT 1导通、第2 IGBT 2截止且电流自电动机绕组端子52流出至电动机的A状态；第1 IGBT 1导通、第2 IGBT 2截止且电流自电动机流入至电动机绕组端子52的B状态；第1 IGBT 1截止、第2 IGBT 2导通且电流自电动机流入至电动机绕组端子52的C状态；第1IGBT 1截止、第2 IGBT 2导通且电流自电动机绕组端子52流出至电动机的D状态等四种状态。首先，在A状态中，显然，流过电动机绕组端子52的电流流过第1 IGBT 1。而在C状态中，流过电动机绕组端子52的电流流过第2 IGBT 2。在B和D状态中，流过电动机绕组端子52的电流分别流经二极管5和二极管6。这里，B状态中的电动机绕组端子电压51由于流过电动机绕组端子52的电流而上升，并在二极管5导通时固定不变。若该二极管5的反向恢复时间trr长，则切换损失增大，因而最好二极管5尽量选择反向恢复时间短的。同样，D状态的电动机绕组端子电压51由于流过电动机绕组端子52的电流而下降，并在二极管6导通时固定不变。若该二极管6的反相恢复时间trr长，则切换损失增大，因而最好二极管6尽量选择反相恢复时间短的。

通过上述说明，显然，其构成是：若使切换指令信号42为“H”电平，则电动机绕组端子52连接直流主电源14的正端；若使切换指令信号42为“L”电平，则电动机绕组端子52连接直流主电源14的负端；当使切换指令信号42自“H”电平变化至“L”电平或从“L”电平变化至“H”电平时，浮动时间实质上均为零。

通过把电容器250连接在图1中的第1 IGBT 1及第2 IGBT 2的栅极和发射极之间，能调节电动机绕组端子电压51的上升时间和下降时间。

通常，电动机绕组端子电压51的上升时间和下降时间越小，虽然有第1 IGBT 1及第2 IGBT 2等耗电越少的优点，但也有电噪声变大的缺陷。因而，在特意要使电动机绕组端子电压51的上升时间和下降时间长从而减少电噪声的场合，电容器250是有效的。

上文是对电动机释放信号156为“H”电平，即指令非自由运行状态的动作所作的说明，最后，说明电动机释放信号156为“L”电平，即指令自由运行状态的情况。

图2中，在电动机释放信号156为“L”电平，即指令自由运行的状态时，不论切换指令信号42为何电平，逻辑“与非”装置106和107的输出信号均为“H”电平，因而第1光耦合器510的输入部分发光元件的控制信号43和第2光耦合器520的输入部分发光元件的控制信号45均为“H”电平。

这时，第1光耦合器510的输入部分发光元件和第2光耦合器520输入部分的发光元件均熄灭，各光耦合器的输出部分晶体管均截止。

在该状态中，输入电极控制装置500，其构成使IGBT 1和2的共同栅极对于其共同发射极的电压55控制成低于IGBT 1和2的栅极电压门限值，即近似0V(例如约-1V～+1V)。

为了使IGBT 1和2的共同发射极与共同栅极间的电压55为0V，必须使存储在IGBT 1和2中所包含的静电电容和电容器250中电荷放电，而且输入电极控制装置500的构成使该电荷能在极短时间内放电。

因而，若第1光耦合器510的输入部分发光元件和第2光耦合器520的输入部分发光元件均熄灭，第1 IGBT 1和第2 IGBT 2的栅极信号电压50瞬时几乎与电动机绕组端子电压51同电位，第1 IGBT 1和第2 IGBT2均瞬时截止，成为自由运行状态。

自由运行状态，用于在发生某种故障时，中断电动机运转，保护电动机及控制装置。

尤其，第一光耦合器510的输入部分发光元件和第二光耦合器520的输入部分发光元件均熄灭时，IGBT 1和2截止，由此，即使在停电之类的电源异常时，也能可靠保护电动机控制装置。

即，若发生停电，则作为用来既产生第1及第2光耦合器510及520输入部分发光元件阳极偏置电压，又使信号处理装置109动作的电力供给源的直流电源电压(未图示)，急速降低。

一旦直流电源电压降低，信号处理装置109等的动作即变得不稳定，但第1及第2光耦合器510及520的输入部分发光元件必然随着偏置电压供给源(即直流电源电压)的降落，导致熄灭。

由于输入电极控制装置500其构成是：一旦第1及第2光耦合器510及520输入部分发光元件熄灭，急速使IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压大致为0V，所以若进行该动作则IGBT 1和2瞬时截止。

因而，第1和第2光耦合器510和520输入部分发光元件熄灭时，输入电极控制装置500使IGBT 1和2的共同栅极对于其共同发射极的电压55大致为0V，由此，在各电路动作变得不稳定的电源异常时，也能可靠保护装置。

自由运行状态在三相电动机以例如120度电角期间通电、60度电角期间不通电这种方式进行驱动时，用于设置非通电相位。

图3是表示输入电极控制装置500电路构成的一个例子。

下面，对示于图3的输入电极控制装置作说明。

首先，说明电动机释放信号156为“H”电平、即指令非自由运行状态的情况。

该情况下，若切换指令信号42为“H”电平，则第1光耦合器510的输入部分发光元件由控制信号43点亮，其输出部分晶体管导通，又，第2光耦合器520的输入部分发光元件由控制信号45熄灭，其输出部分晶体管截止。

因而，第一晶体管503和第2晶体管504中互连基极的电压上升，第1晶体管503为导通状态。

一旦第1晶体管503导通，电流即从第1直流电源501的正端，经同一晶体管503的集电极、发射极和电阻506，流向IGBT 1和2的共同栅极。该电流以从IGBT 1和2的共同栅极至其共同发射极的方向对电容器250和IGBT 1和2中所含的静电电容充电，IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55转为正值，该电压55最终固定于由第1直流电源501的正电压减去第1光耦合器510输出部分晶体管的导通电压、第1晶体管503的基极-发射极电压、电阻508和506的电压降后所得的值。

上述电压55最终固定的值必须使IGBT 1充分导通、IGBT 2充分截止，且不超过IGBT 1和2的栅极-发射极间的耐压，各电路构成要素501、503、506、508、510设计成使上述要求得以满足。

若切换指令信号42为“L”电平，则第1光耦合器510的输入部分发光元件由控制信号43熄灭，其输出部分晶体管截止。而且，第2光耦合器520的输入部分发光元件由控制信号45点亮，其输出部分晶体管导通。

因而，第1晶体管503和第2晶体管504的互连基极的电压降落，第2晶体管504为导通状态。

一旦第2晶体管504导通，电流即从IGBT 1和2的共同栅极，经晶体管504的集电极-发射极和电阻507流向第2直流电源502的负端。该电流以从IGBT 1和2的共同发射极至共同栅极的方向，对电容器250和IGBT1和2中所含的静电电容充电，使IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55转为负值，该电压55最终固定在第2直流电源502的负电压加上第2光耦合器520的输出部分晶体管的导通电压、第2晶体管504的基极-发射极电压、电阻509和507电压降后所得的值。

这里，上述电压55最终固定的值必须使IGBT 1充分截止、IGBT 2充分导通，且不超过IGBT 1和2的栅极-发射极间耐压，各电路构成要素502、504、507、509、520设计成满足这些要求。

由上述说明，虽然，示于图3的输入电极控制装置能根据第1及第2光耦合器510及520的输出部分晶体管的导通和截止状态，控制第1及第2 IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为正值或负值。

第1及第2光耦合器510及520由控制信号43及45进行导通、截止切换时，尤其由于该光耦合器截止动作时间迟缓，可能使光耦合器510及520瞬间同时导通，自第1直流电源501的正端向第2直流电源502的负端流过短路电流。电阻508和509的设置就是为了使该短路电流不致过大。

但，如果第1和第2光耦合器510及520的性能足够耐受上述短路电流，则电阻508和509在其端子短接后可以省略。

电阻508也可以设置在第1光耦合器510输出部分晶体管的集电极侧，且电阻509也可以设置在第2光耦合器520的输出部分晶体管的发射极侧。

由于光耦合器510和520的导通、截止切换，第1晶体管503和第2晶体管504导通状态和截止状态交替时，尤其因晶体管截止动作时间迟缓，可能使晶体管503和504瞬间同时导通，自第1直流电源501的正端向第2直流电源502的负端流过短路电流。设置电阻506和507就是为了不使该短路电流过大。

但，如果第1和第2晶体管503和504的性能足够经受上述短路电流，则电阻506和507在其端子短接后可以省略。

再者，为了防止该短路电流，电阻506也可以设置在第1晶体管503的集电极侧，且电阻507也可设置在第2晶体管504的集电极侧。

电阻506和507在向IGBT 1和2中所含静电电容和电容器250充电时，还具有不使该充电电流过大的抑制作用，从而保护输入电极控制装置500的各构成要素。

上述电阻506和507值越小，上述充电电流越大，能使IGBT 1和2的栅极相对于发射极的电压55加速变化为正值或负值。这时，虽然有IGBT 1和2瞬时进行通电切换而耗电少的优点，但也有电机噪声变大的缺陷。因而，在想使电机噪声小的用途中，特别需要使上述电压55缓慢变化，可用加大电阻506和507的办法来适应此要求。

再者，为了使上述电机噪声变小，也可以在上述充电电流路径上插入电阻，例如，可做成去掉电阻506和507，将第1及第2晶体管503和504的发射极相互连结，在其共同发射极与IGBT 1和2的共同栅极间插入电阻。

但在上述场合，第1和第2晶体管503及504必须采用性能足以经受上述短路电流的器件。

电阻260是作为第1及第2晶体管503和504各自为导通状态时的负荷电阻而设置的，用于稳定各晶体管导通动作。

然后，对电动机释放信号156是“L”电平，即，指令自由运转状态的情况作说明。

这种情况下，第1和第2光耦合器510及520的输入部分发光元件均由控制信号43和45熄灭，其输出部分晶体管均截止。

这里首先考虑IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为正值(IGBT 1能充分导通且不超过其耐压的电压，例如约+7V至+10V)时，光耦合器510和520输出部分晶体管均截止的情况。

这时，PNP型的第2晶体管504的基极相对于发射极为负电压，基极电流经电阻505流通，晶体管为导通状态。

一旦第2晶体管504为导通状态，即产生自IGBT 1和2的共同栅极流经电阻507和晶体管504的发射极-集电极的电流。

该电流是存储在IGBT 1和2所含静电电容及电容器250中的电荷的放电电流。由于该电流，IGBT 1和2的栅极相对于其发射极的电压55瞬时降低至接近0V。更准确地说，降低至第2晶体管504不导通止，其值相当于第2晶体管504的基极-发射极间电压门限值，即约+0.7V。

该电压的值比N沟道型IGBT 1的栅极电压门限值(例如+2V)低，足以使IGBT 1截止，同时也能使P沟道型IGBT 2截止。

然后，考虑IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极电压55为负值(IGBT 2能充分导通且不超过其耐压的值，例如约-7V至-10V)时，光耦合器510及520均截止时的情况。

这种情况下，NPN型的第1晶体管503，其基极相对于发射极为正电压，基极电流经电阻505流过，该管为导通状态。

一旦第1晶体管503为导通状态，即产生经晶体管503的集电极-发射极和电阻506流向IGBT 1和2的共同栅极的电流。

该电流是存储在IGBT 1和2所含静电电容和电容器250中的电荷的放电电流。借助该电流，IGBT 1和2的栅极相对于其发射极的电压55瞬时上升至接近至0V。

更正确地说，上升至第1晶体管503不导通为止，该值相当于第1晶体管503的基极-发射极间电压门限值，约为-0.7V。

该电压的值比P沟道型IGBT 2栅极电压门限值(例如约-2V)高，足够使IGBT 2截止，同时能使N沟道型IGBT 1也截止。

通过上述说明，显然，示于图3的输入电极控制装置在第1及第2光耦合器510和520的输入部分发光元件均为熄灭状态时，将第1 IGBT 1和第2IGBT 2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55瞬时控制为约0V，能瞬时切断作为功率元件的IGBT 1和2的导通。

电阻506和507具有当IGBT 1和2中所含静电电容和电容器250上存储的电荷放电时，抑制该放电电流使之不致过大的作用。由此，保护了输入电极控制装置500的各构成要素。

为了抑制上述放电电流，也可以在产生该放电电流的通路上插入电阻，例如可做成去掉电阻506、507，将第1及第2晶体管503和504发射极互连，在其公共发射极和IGBT 1和2的公共栅极间插入电阻。

上文是对一例输入电极控制装置500的具体电路构成的说明。

设定为自由运行状态时，由于晶体管503及504均截止等原因，输入电极控制装置500的输出为高阻抗。对此，补偿的方法有IGBT 1和2的栅极和发射极之间设置使存储在IGBT 1和2所含静电电容和电容器250中的电荷放电的电阻，例如电阻260。然而，这时为了使上述各静电电容的电荷放电，需花费时间，造成取自由运行状态时，IGBT 1和2非截止状态的时间变长，存在产生过量的热，超过其安全工作区而损坏的危险。

尤其，若要在IGBT之类的功率元件中使用电流容量较大的器件，则功率元件中所含的输入电容(在MOS-FET功率晶体管时为Ciss，在IGBT时为Cies)变大，上述危险更甚。

即，上述设置放电电阻的方法，在PWM逆变器输出电路大功率化时，有其局限。

在本发明中，通过输入电极控制装置500，IGBT 1和2的共同栅极和其共同发射极的电位差能瞬时控制为约0V，IGBT 1和2可瞬时截止，因而完全没有上述采用放电电阻时的那种危险，易适用于PWM逆变器输出电路的大功率化。

下文，对输入电极控制装置500的其它构成例子作说明。

图4表示输入电极控制装置500的其它电路构成。

下面，对示于图4的输入电极控制装置进行说明。

首先，说明电动机释放信号156为“H”电平、即，指令非自由运行状态的情况。

这时，若切换指令信号42为“H”电平，则第1光耦合器510的输入部分发光元件，由控制信号43点亮，其输出部分晶体管导通。而，第2光耦合器520的输入部分的发光元件，由控制信号45熄灭，其输出部分晶体管截止。

这时，第1切换装置，即P沟道型MOS-FET晶体管551，其栅极电压降低至大于门限值，因而导通；第2切换装置，即N沟道型MOS-FET 552，因其栅极电压降低至小于门限值而截止；第3切换装置，即P沟道MOS-FET 553，因其栅极电压上升至小于门限值而截止；第4切换装置，即N沟道型MOS-FET 554，因其栅极电压上升至大于门限值而导通。

因而，直流电源550的正端，经导通的MOS-FET 551的源极-漏极和电阻557，连接IGBT 1和2的共同栅极。所述直流电源550的负端，则经导通的MOS-FET 554，连接IGBT 1和2的共同发射极。这时，来自直流电源550的输出电流，则由IGBT 1和2的共同栅极至其共同发射极的方向，对电容250和IGBT 1和2所含静电电容充电，IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55变为正值，该电压55最终固定在从直流电源550的输出电压减去MOS-FET 551和MOS-FET 554的导通电压后所得的正值上。

这里，上述电压55最终固定的值，必须使IGBT 1充分导通，IGBT 2充分截止，且不超过IGBT 1和2的栅极-发射极间的耐压。各电路构成要素550、551、554设计成满足上述要求。

若切换指令信号42为“L”电平，则第1光耦合器510的输入部分发光元件由控制信号43熄灭，其输出部分晶体管截止。且，第2光耦合器520的输入部分发光元件由控制信号45点亮，其输出部分晶体管导通。

这时，第1切换装置，即P沟道型MOS-FET 551，因其栅极电压上升至小于门限值而截止；第2切换装置，即，N沟道型MOS-FET 552，因其栅极电压上升至大于门限值而导通；第3切换装置，即P沟道型MOS-FET 553，由其栅极电压降低至大于门限值而导通；第4切换装置，即N沟道型MOS-FET 554，因其栅极电压降低至小于门限值而截止。

因而，直流电源550的负端，经导通的MOS-FET 552的源极-漏极和电阻557，连接IGBT 1和2的共同栅极。直流电源550的正极，则经导通的MOS-FET 553，连接IGBT 1和2的共同发射极。这时，直流电源550的输出电流以从IGBT 1和2的共同发射极至其共同栅极的方向，对电容器250和IGBT 1和2所含的静电电容充电，使IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55变为负值，该电压55最终固定于从直流电源550的输出电压减去MOS-FET 553与MOS-FET 552的导通电压后所得的负值。

这里，所述电压55最终固定的值，标准使IGBT 1充分截止，IGBT 2充分导通且不超过IGBT 1和2的栅极-发射极间的耐压。各电路构成要素550、552、553设计成满足上述要求。

由上述说明，显然，示于图4的输入电极控制装置，能根据第1及第2光耦合器510及520的输出部分晶体管的导通或截止状态，控制第1及第2 IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为正值或负值。

电阻557其作用在于，在向IGBT 1和2所含的静电电容及电容器250充电时，抑制该充电电流不使之过大，由此，保护了输入电极控制装置500的各构成要素550～557。

这里，上述电阻557越小，上述充电电流越大，IGBT 1和2栅极相对于其发射极的电压550加速变为正值或负值。这种情况，虽然有IGBT 1和2能进行瞬时通电切换，因而耗电少的优点，但也有电机噪声大的缺点。因而，在想使电机噪声小的用途中，特别需要使所述电压55缓慢变化，借助于使电阻557变大能适应该要求。

再者，为了使上述电机噪声变小，也可以在产生上述充电电流的路径上插入电阻，例如可做成去除电阻557，把其两端短接后，在MOS-FET 551的漏极或源极上插入电阻，在MOS-FET 552的漏极或源极上插入电阻；或在MOS-FET 553的漏极或源极上插入电阻，在MOS-FET 554的漏极或漏极上插入电阻。

这时，即使当MOS-FET 551和MOS-FET 552或MOS-FET 553及MOS-FET554，因某种原因同时导通，也不必担心直流电源550短路，能使构成更安全。

也可做成去掉电阻557、短接其端子后，在MOS-FET 551的漏极或源极上插入电阻、在MOS-FET 553的漏极或源极间插入电阻；或在MOS-FET 552的漏极或源极中插入电阻、在MOS-FET 554的漏极或源极中插入电阻。

这里，即使MOS-FET 551～554因某种原因而同时导通，也不必提心直流电源550短路，可使构成更为安全。

电阻557也可以插入MOS-FET 553及MOS-FET 554的共同漏极与IGBT1和2的共同发射极之间。

然后，对电动机释放信号156为“L”电平，即指令自由运转的情况进行说明。

这里，第1及第2光耦合器510及520的输入部分发光元件，均由控制信号43和45使之熄灭，其输出部分晶体管均截止。

首先考虑IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为正值(能使IGBT 1充分导通且不超过其耐压的电压，例如约+7V至+10V)时，光耦合器510及520的输出部分晶体管均截止的情况。

这种情况下，通过第1电阻555及第2电阻556，直流电源550的输出电压，作为偏置信号加至MOS-FET 552及554的栅极，使N沟道型MOS-FET552和554其栅极电压均超过门限值而导通。又，这时，栅极各自连接上述MOS-FET 552及554的P沟道型MOS-FET 551及553，其栅极电压不超过门限值，均截止。

一旦MOS-FET 552及554均导通，即产生自IGBT 1和2的共同栅极，经电阻557、MOS-FET 552的漏极-源极和MOS-FET 554的漏极-源极间通常存在的寄生二极管(图4中以虚线表示)，流向IGBT 1和2的共同发射极的电流。

该电流是IGBT 1和2等所含的静电电容和电容器250中所存储的电荷的放电电流。由于该电流，IGBT 1和2的栅极相对于其发射极的电压55瞬时下降至接近0V。更准确地说，降低至MOS-FET 554的寄生二极管的正向电压，约+0.7V。

该电压的值比N沟道型IGBT 1的栅极电压门限值(例如约+2V)低，足够使IGBT 1截止，同时也能使P沟道型IGBT 2也截止。

接着，考虑IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为负值(IGBT 2能充分导通且不超过其耐压的电压，例如约-7V～-10V)时，光耦合器510及520均截止的情况。

在这种情况下，与上述电压55为正值的情况相同，MOS-FET 552及554均导通。

一旦MOS-FET 552及554均导通，即产生自IGBT 1和2的共同发射极，经通常存在于MOS-FET 554的漏极-源极间和MOS-FET 552的漏极-源极间的寄生二极管(图4中虚线所示)及电阻557流向IGBT 1和2的共同栅极的电流。

该电流是存储在IGBT 1和2中所含静电电容和电容器250的电荷的放电电流。由于该电流，IGBT 1和2的栅极相对于其发射极的电压55瞬时上升至接近于0V。更准确地说，上升至MOS-FET 552中的寄生二极管的正向电压，约-0.7V。

该电压的值比P沟道型IGBT 2的栅极电压门限值(例如-2V)高，足够使IGBT 2截止，且同时能使N沟道型IGBT 1也截止。

由上述说明，示于图4的输入电极控制装置显然能在第1及第2光耦合器510及520的输入部分发光元件均为熄灭状态时，控制第1及第2 IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55瞬时为约0V，能瞬时切断功率元件即IGBT 1和2导通。

电阻557其作用是当IGBT 1和2中所含静电电容和电容器250中存储的电荷放电时，抑制该放电电流不使之过大，由此，保护输入电极控制装置500的各构成要素。

为了抑制上述放电电流，也可以在放电电流通路上插入电阻，例如，可做成在去掉电阻557且短路其两端后，在均导通的MOS-FET 552及554的至少一方的漏极或源极上插入电阻。

这时，即使MOS-FET 551及552或MOS-FET 553和554因某种原因同时导通，也不用担心直流电源550被短路，能使构成更安全。

电阻557插入MOS-FET 553及MOS-FET 554的共同漏极和IGBT 1和2的共同发射极之间，这种构成也同样可以。

以上为对输入电极控制装置500的其它具体电路构成例子所作的说明。

在本构成的输入电极控制装置中，与示于图3的构成同样，IGBT 1和2的共同栅极与共同发射极的电压差能瞬时控制为约0V，并瞬时切断IGBT 1和2，因而，即使使用电流容量较大的功率元件，也完全没有过热和损坏的危险，能实现易适用于PWM逆变器输出电路大功率输出的构成。

此外，若如图4所示组成输入电极控制装置500，能使直流电源550单电源化，与示于图3的构成(必须备有直流电源501及502两个电源)相比，可谋求简化电源部分，可更为价廉且适用于小型化。

实施例2

图5是本发明第2实施例的PWM逆变器输出电路的构成图。

图5中，1是N型(即N沟道型)第1功率元件，2是P型(即P沟道型)第2功率元件，上述第1和第2功率元件例如由IGBT或MOS-FET功率晶体管之类器件构成。

图5中，示出上述第1和第2功率元件为IGBT时的情况，下面说明由IGBT构成上述功率元件的情况。

上述第1 IGBT 1的基准电极(即发射极端子)与第2 IGBT 2的基准电极(即发射极端子)相互连接，上述第1 IGBT 1的输入电极(即栅极端子)与上述第2 IGBT 2的输入电极(即栅极端子)相互连接。

5、6是二极管，分别以相对于IGBT的导通方向的反方向并连在上述第1及第2 IGBT 1和2的输出电极(集电极端子)和基准电极(发射极端子)之间。

400是输入电极控制装置，它的一个输出端连接在第1及第2 IGBT 1和2的共同栅极端；另一输出端连接在第1及第2 IGBT 1和2的共同发射极端。

410是第1电流产生装置，420是第2电流产生装置，其各自的输出均输入至输入电极控制装置400。

109是信号处理装置，其输出分别输入第1及第2电流产生装置410和420。

250是电容器，连接在第1及第2 IGBT 1和2的共同栅极及共同发射极之间。

14是直流主电源，16是直流电源。

对于上述构成的PWM逆变器输出电路，参照图5及图6说明其动作。

65是逻辑“非”装置，对切换指令信号42进行逻辑“非”后，输出作为反相切换信号80。

106和107是逻辑“与非”装置，106对电动机释放信号156和反相切换信号80取逻辑“与非”并输出其结果，107对电动机释放信号156和切换指令信号42取逻辑“与非”，并输出其结果。

上述各构成要素65、106、107组成信号处理装置109。

这里，首先对电动机释放信号156为“H”电平，即指令非自由运行状态的情况作说明，最后说明电动机释放信号156为“L”电平，即指令自由运行状态的情况。

切换指令信号42通过逻辑“与非”装置107和逻辑“非”装置411后，产生控制构成第1电流产生装置410的晶体管412中基极的控制信号414。该控制信号414与切换指令信号42大致相同。“L”电平例如取为0V，“H”电平例如取5V。

晶体管412取射极跟随器型的电路结构，一旦控制信号414变为约0.7V以上，即流过由控制信号414的电压和连接到发射极的电阻413的值决定的集电极电流415，而且控制信号414为0.7V以下时，集电极电流415为零。

这里，整理切换指令信号42和第1电流产生装置410的输出电流(即集电极电流415)的关系：切换指令信号42为“L”电平时，集电极电流415为0，然后切换指令信号42为“H”电平时，产生集电极电流415，若切换指令信号42再次为“L”电平，则集电极电流又为0。

控制信号424控制构成第2电流产生装置420的晶体管422的基极。切换指令信号42通过逻辑“非”装置65和421及逻辑“与非”装置106后，产生控制信号424。该控制信号424与切换指令信号42取逻辑“非”后的信号大致相同，“L”电平例如为0V，“H”电平例如为5V。

晶体管422取射极跟随器型的电路结构，若控制信号424为0.7V以上，则流过由控制信号424的电压与连接至发射极的电阻423的值确定的集电极电流425，而且当控制信号424为0.7V以下时，集电极电流425为0。

这里，整理切换指令信号42与第2电流产生装置420的输出电流(即集电极电流425)的关系：当切换指令信号42为“L”电平时，产生集电极电流425，然后当切换指令信号42为“H”电平时，集电极电流425为0，切换指令信号42再次变为“L”电平，则又产生集电极电流425。

输入电极控制装置400其构成是：按照上述第1和第2电流产生装置410及420的输出电流的状态，控制第1及第2 IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55。

即，上述构成使：当第1电流产生装置410的输出电流产生、第2电流产生装置420的输出电流为0时，IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55控制为正值；当第1电流产生装置410的输出电流为0、第2电流产生装置420的输出电流产生时，IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55控制为负值。

若整理自切换指令信号42起至输入电极控制装置400动作止的情况，可得切换指令信号42为“H”电平时，第1电流产生装置410产生输出电流，且第2电流产生装置420的输出电流为0，因而IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55变为正值。

切换指令信号42为“L”电平时，第1电流产生装置410的输出电流为0，且第2电流产生装置420产生输出电流，因而IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为负值。

如上所述，可根据切换指令信号42，控制IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55。

IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55的正值必须是第1 IGBT 1能充分导通、第2 IGBT 2能充分截止，且不超过第1 IGBT 1和第2 IGBT 2的栅极与发射极间耐压的值。

而IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55的负值必须是第2 IGBT 2能充分导通，第1 IGBT 1能充分截止、且不超过第1 IGBT 1和第2 IGBT 2栅极与发射极间耐压的值。

通常，N沟道型IGBT的栅极与发射极间的耐压多为约±20V～±30V，而集电极与发射极间开始导通的栅极电压门限值，多以发射极电压为基准，约为+1V～+5V。另一方面，P沟道型IGBT的栅极与发射极间的耐压多为约±20V～±30，且集电极与发射极间开始导通的栅极电压门限值以发射极电压为基准，约为-1V～-5V。

然后，说明第1 IGBT 1和第2 IGBT 2的动作。第1 IGBT 1和第2 IGBT 2其栅极与发射极分别相互连接，因此，若栅极信号电压50比电动机绕组端子电压51高，且其差值大于第1 IGBT 1的栅极电压门限值，则第2 IGBT 2截止，第1 IGBT 1开始流过从集电极至发射极的电流。反之，若栅极信号电压50比电动机绕组端子电压51低，且其差值为第2 IGBT 2的栅极电压门限值以上，则第1 IGBT 1截止，第2 IGBT 2开始流过从发射极流至集电极的电流。因而，第1 IGBT 1和第2 IGBT 2同时流过电流、直流主电源14的正端与负端为短路状态的情况从根本上得以排除。

栅极信号电压50和电动机绕组端子电压51的电位差作为上述电压55，由输入电极控制装置400控制，而且如前文所述，按照不超过耐压的要求控制IGBT 1和2，使之进入能安全且可靠地导通和截止的一定工作范围。

然后，叙述二极管5和6的动作。通常，电动机绕组的简易等效电路可表示为电感和与感应电压相当的电压源串联的网络。因而，与纯电阻负荷不同，不能由施加到电动机绕组端子52的电压唯一地确定流过电动机绕组端子52的电流方向，它具有四种状态即：第1 IGBT 1导通、第2 IGBT 2截止且电流自电动机绕组端子52流出至电动机的A状态；第1 IGBT 1导通、第2 IGBT2截止且电流自电动机流入至电动机绕组端子52的B状态；第1 IGBT 1截止、第2 IGBT 2导通且电流自电动机流入至电动机绕组端子52的C状态；第1 IGBT 1截止、第2 IGBT 2导通且电流自电动机绕组端子52流出至电动机的D状态。首先，在A状态中，显然，流过电动机绕组端子52的电流流过第1 IGBT 1。而在C状态中，流过电动机绕组端子52的电流流过第2 IGBT 2。在B状态和D状态中，显然，流过电动机绕组端子52的电流分别流过二极管5和6。这里，B状态的电动机绕组端子电压51由于流过电动机绕组端子52的电流而上升，并在二极管5导通时固定不变，若该二极管5的反向恢复时间trr长，则切换损失增大，因而最好二极管5尽量选择反向恢复时间短的。同样，D状态的电动机绕组端子电压51随流过电动机绕组端子52的电流而下降，并在二极管6导通时固定不变。若该二极管6的反向恢复时间trr长，则切换损失增大，因而最好二极管6尽量选择反向恢复时间短的。

通过上述说明，显然，若使切换指令信号42为“H”电平，则电动机绕组端子52连接直流主电源14的正端。又，若使切换指令信号42为“L”电平，则电动机绕组端子52连接直流主电源14的负端，当切换指令信号42从“H”电平变化为“L”电平或从“L”电平变化为“H”电平时，浮动时间均实质上为0。

通过在图5的第1 IGBT 1及第2 IGBT 2的栅极与发射极之间连接电容器250，能增加或减少电动机绕组端子电压51的上升时间和下降时间。

通常，电动机绕组端子电压51的上升时间和下降时间越小，虽然有第1 IGBT 1及第2 IGBT 2等耗电越少的优点，但也有电噪声大的缺点。因而，电容器250在特意要使电动机绕组端子电压51的上升时间及下降时间大而电气噪声小的场合，是有效的。

上文，对电动机释放信号156为“H”电平，即指令非自由运行状态时的动作作了说明。最后，说明电动机释放信号156为“L”电平，即指令自由运行状态的情况。

图5中，电动机释放信号156为“L”电平，即指令自由运行状态时，不论切换指令信号42为何值，逻辑“与非”装置106及107的输出信号均为“H”电平，因而控制晶体管412基极的控制信号414和控制晶体管422基极的控制信号424均为“L”电平。

因此，第1电流产生装置410的输出电流和第2电流产生装置420的输出电流均变为0。

在这种状态中，输入电极控制装置400，其构成使IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55控制成小于IGBT 1和2的栅极电压门限值，即约为0V(例如-1V～+1V)。

为了使IGBT 1和2的共同发射极与共同栅极间的电压55为0V，必须使存储在IGBT 1和2中所含静电电容及电容器250中的电荷放电，而且输入电极控制装置400的构成使该电荷能以极短时间放电。

因而，一旦第1电流产生装置410的输出电流和第2电流产生装置420的输出电流均为0，第1 IGBT 1和第2 IGBT 2的栅极信号电压50即瞬时与电动机绕组端子电压51大致同电位，第1 IGBT 1和第2 IGBT 2均瞬时截止，成为自由运行状态。

自由运行状态用于在产生某种故障时，中断电动机的运转，从而保护电动机及控制装置。

尤其，当第1电流产生装置410的输出电流和第2电流产生装置420的输出电流均为0时，通过使IGBT 1和2截止，即使在停电之类电源异常时，也能可靠保护电动机和控制装置。

即，一旦发生停电，作为使第1和第2电流产生装置410和420及信号处理装置109动作的电力供给源的直流电源电压16急剧降低。

一旦直流电源16的电压降低，信号处理装置109和第1及第2电流产生装置410和420的动作即变得不稳定，第1及第2电流产生装置410和420的输出电流，即集电极电流415和425，必然随着其电力供给源(即直流电源电压16)的电压降低而减少，不久即为0。

输入电极控制装置400其构成是：一旦第1和第2电流产生装置410和420的输出电流均为0，则使IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压快速变为约0V，所以若进行该动作，则IGBT 1和2瞬时截止。

因而，第1电流产生装置410和第2电流产生装置420的输出电流共同为0时，输入电极控制装置400使IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55大致为0，由此，即使电源异常各电路动作变得不稳定时，也能可靠保护装置。

自由运行状态在三相电动机以例如120电角期间通电、60度电角期间不通电这种方式驱动时，用于设置非通电相位。

图7是输入电极控制装置400的电路构成的一个例子。

下面，对示于图7的输入电极控制装置作说明。

首先，说明电动机释放信号156为“H”电平，即指令非自由运行状态的情况。

这种情况下，若切换指令信号42为“H”电平，则晶体管412由控制信号414导通，集电极电流415作为第1电流产生装置410的输出电流而产生。结果，晶体管440、二极管441及电阻442和443构成的电流密勒电路动作，晶体管440产生与集电极电流415相应的集电极电流439。又，晶体管422由控制信号424截止，第2电流产生装置420的输出电流(即集电极电流425)变为0。

因而，第1晶体管433和第2晶体管434中互连基极的电压上升，第1晶体管433为导通状态。

一旦第1晶体管43导通，电流即从第1直流电源431的正端，经晶体管433的集电极-发射极和电阻436，流向IGBT 1和2的共同栅极，该电流以从共同栅极至共同发射极的方向对电容250和IGBT 1和2所含静电电容充电，IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55转为正值，该电压55最终固定于从第1直流电源431的正电压减去晶体管440的集电极-发射极间电压、第1晶体管433的基极-发射极间电压及电阻442和436的电压降后所得的值。

这里，上述电压55最终固定的值必须使IGBT 1充分导通、IGBT 2充分截止、且不超过IGBT 1和2的栅极-发射极间的耐压，各电路构成要素431、433、436、444，442设计成满足这些要求。

若切换指令信号42为“L”电平，则晶体管412由控制信号414截止，集电极电流415变为0。结果，晶体管440的集电极电流439也为0。而且，晶体管422由控制信号424导通，产生集电极电流425。

因而，第1晶体管433和第2晶体管434中互连基极的电压下降，第2晶体管434为导通状态。

一旦第2晶体管434导通，电流即从IGBT 1和2的共同栅极，经晶体管434的集电极-发射极和电阻437流向第2直流电源432的负端。该电流以从IGBT 1和2共同发射极至共同栅极的方向对电容器250和IGBT 1和2所含静电电容充电，使IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55转为负值，上述电压55最终固定于从第2直流电源432的负电压减去二极管444的正向电压后，再加上第2晶体管434的基极-发射极间电压和电阻437的电压降所得的值。

这里，上述电压55最终固定的值必须使IGBT 1充分截止，IGBT 2充分导通且不超过IGBT 1和2的栅极-发射极间耐压。各电路构成要素432、434、437、444设计成满足上述要求。

由上述说明，显然示于图7的输入电极控制装置能根据第1及第2电流产生装置410和420产生的各电流(集电极电流415和集电极电流425)控制第1 IGBT 1和第2 IGBT 2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为正值或负值。

二极管445是使集电极电流415产生时，晶体管440不致过饱和而设置的。即，防止晶体管440饱和而动作速度变慢，集电极电流439不按照电流产生装置410的输出电流(集电极电流415)快速作出响应。

所设置的二极管444用于防止当集电极电流425产生时，第2晶体管434的基极电压过份降低，晶体管434集电极-基极间的P-N结正向偏置而使晶体管434误动作或引起损坏。

上述二极管444和445起上述作用，因而最好采用正向电压低的肖特基势垒二极管。

通过电流产生装置410和420的输出电流，第1晶体管433和第2晶体管434导通状态和截止状态交替时，尤其由于晶体管截止动作时间迟缓，可能使晶体管433和434瞬间同时为导通状态时，自第1直流电源431的正端向第2直流电源432负端流动短路电流。电阻436和437设置用于使该短路电流不致过大。

但是，如果第1和第2晶体管433和434的性能足以经受该短路电流，则电阻436和437在其端子短接后可省略。

再者，为了防止短路电流，电阻436也可设置在第1晶体管433的集电极侧，电阻437也可设置在第2晶体管434的集电极侧。

电阻436和437有向IGBT 1和2中所含静电电容及电容器250充电时，抑制该充电电流不使之过大的作用。由此，保护了输入电极控制装置400的各构成要素。

这里，上述电阻436和437值越小，上述充电电流越大，能使IGBT1和2的栅极相对于其发射极的电压55加速变为正值或负值。这时，虽然有IGBT 1和2能瞬时进行通电切换而耗电少的优点，但也有电机噪声大的缺陷。因而，在想使电机噪声小的用途中，特别需要使上述电压55缓慢变化，可用加大电阻436和437的办法来适应该要求。

为了使上述电机噪声变小，也可以在产生上述充电电流的路径中插入电阻，例如，可做成去掉电阻436和437，将第1和第2晶体管433和434的发射极互连，在其共同发射极和IGBT 1和2的共同栅极间插入电阻。

但在这种场合，第1和第2晶体管433和434必须采用性能足以经受上述短路电流的元件。

电阻260设置作为第1和第2晶体管434和434分别为导通状态时的负载电阻，用于稳定各晶体管导通动作。

下面，对电动机释放信号156为“L”电平、即指令自由运行状态的情况作说明。

这时，晶体管412和422分别由控制信号414及424截止，集电极电流415和425均为零，晶体管440的集电极电流439也为零。

在此首先考虑IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为正值(能使IGBT 1充分导通且不超过其耐压的电压，例如约+7V～+10V)时，集电极电流415和425均为0的情况。

这时，PNP型第2晶体管434的基极相对于其发射极为负电压，基极电流经电阻435流通，该管为导通状态。

一旦第2晶体管434为导通状态，即产生自IGBT 1和2的共同栅极流经电阻437和晶体管434的发射极-集电极的电流。

该电流是存储在IGBT 1和2所含的静电电容及电容器250的电荷的放电电流。由于该电流，IGBT 1和2的栅极相对于其发射极的电压55瞬时降低至接近0V。更准确地说，降低至第2晶体管434不导通，其值相当于第2晶体管434的基极-发射极间的电压门限值，约为+0.7V。

该电压的值比N沟道型IGBT 1的栅极电压门限值(例如约2V)低，足够使IGBT 1截止，同时也能使P沟道型IGBT 2截止。

接着，考虑IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极电压55为负值(能使IGBT 2充分导通且不超过其耐压的值，例如约-7V～-10V)时集电极电流415和425均为0的情况。

这时NPN型第1晶体管43基极相对于其发射极为正电压，其极电流经电阻流通，该管为导通状态。

一旦第1晶体管433为导通状态，即产生经晶体管433的集电极-发射极和电阻436流向IGBT 1和2的共同栅极的电流。

该电流是IGBT 1和2所含静电电容和电容器250中所存储的电荷的放电电流。由于该电流，IGBT 1和2栅极相对于其发射极的电压55瞬时上升至接近0V。

更准确地说，上升至第1晶体管433不导通为止，该值相当于第1晶体管433的基极-发射极间电压门限值，约为-0.7V。

该电压的值比P沟道型的IGBT 2的栅极电压门限值(例如约-2V)高，足够使IGBT 2截止，同时也能使N沟道型IGBT 1截止。

由上述说明显然，示于图7的输入电极控制装置，一旦第1及第2电流产生装置410和420产生的电流(集电极电流415和425)均为零，即瞬时控制第1及第2 IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55约为0V，能瞬时切断功率元件即IGBT 1和2的导通。

电阻436～437具有存储在IGBT 1和2中所含静电电容及电容器250中的电荷放电时，抑制该放电电流不使之过大的作用。由此，保护了输入电极控制装置400的各构成要素。

为了抑制上述放电电流，也可以在该放电电流的路径上插入电阻，例如，可做成去掉电阻436和437，将第1及第2晶体管433和434的发射极互连，在其共同发射极和IGBT 1和2的共同栅极间插入电阻。

上文是对一例输入电极控制装置400的具体电路构成的说明。

自由运转状态时，使输入电极控制装置400的输出为高阻抗，作为补偿，有在IGBT 1和2的栅极与发射极间设置电阻的方法，但这种情况下，存储在IGBT 1和2所含静电电容和电容器250中的电荷放电要花费时间，其结果是，自由运行时IGBT 1和2非截止状态时间变长，存在产生过热，超出其安全工作区域而损坏的危险。

尤其，若要在IGBT之类的功率元件中使用电流容量较大的器件，功率元件中所含的输入电容(MOS-FET功率晶体管时为Ciss、IGBT时为Cies)变大，上述危险更为突出。

即，在IGBT 1和2的栅极与发射极间设置电阻以适应自由运行状态的方法，在PWM逆变器输出电路的大输出功率化中具有局限。

在本发明中，通过输入电极控制装置400，能控制IGBT 1和2的共同栅极与共同发射极的电压差瞬时约为0V，IGBT 1和2能瞬时截止，因而完全没有采用上述放电电阻时的那种危险，在PWM逆变器用输出电路大功率化上也易于适用。

此处做成不使用抗热性差的光耦合器，而用晶体管412、422等构成的电流产生装置410及420控制功率元件(即IGBT 1和2)，因而耐热，有利于在较宽的温度范围中使用。

下面，对输入电极控制装置400的其它电路构成例子作说明。

图8表示输入电极控制装置400的其它电路构成。

对示于图8的输入电极控制装置作说明。

首先，对电动机释放信号156为“H”电平，即指令非自由运转状态的情况作说明。

这时，若切换指令信号42为“H”电平，晶体管412由控制信号414导通，产生集电极电流415作为第1电流产生装置410的输出电流。又，晶体管422由控制信号424截止，第2电流产生装置420的输出电流，即集电极电流425为0。

这时，第1切换装置，即P沟道型MOS-FET 451，因其栅极电压降低至大于门限值而导通，第2切换装置，即N沟道型MOS-FET 452，因其栅极电压降低至小于门限值而截止，而第3切换装置，即P沟道型MOS-FET 453，因其栅极电压上升至小于门限值而截止，第4切换装置，即N沟道型MOS-FET 454，因其栅极电压上升至大于门限值而导通。

因而，直流电源450的正端，经导通的MOS-FET 451的源极-漏极和电阻459，连接至IGBT 1和2的共同栅极。上述直流电源450的负端，则经导通的MOS-FET 454，连接至IGBT 1和2的共同发射极。这时，自直流电源450输出的电流，以由IGBT 1和2的共同栅极至共同发射极的方向对电容器250及IGBT 1和2中所含静电电容充电，IGBT 1和2的共同栅极相对其共同发射极的电压55转为正值，该电压55最终固定于从直流电源540的输出电压减去MOS-FET 541和MOS-FET 454的导通电压后所得的正值。

这里，电压55最终固定的值必须使IGBT 1充分导通，IGBT 2充分截止，且不超过IGBT 1和2的栅极-发射极间耐压。各电路构成要素450、451、454设计成满足上述要求。

若切换指令信号42为“L”电平，则晶体管412由控制信号414截止，集电极电流415为0。而晶体管422由控制信号424导通，产生集电极电流425。

这时，第1切换装置(即P沟道型MOS-FET 451)因其栅极电压上升至小于门限值而截止，第2切换装置(即N沟道型MOS-FET 452)因其栅极电压上升至大于门限值而导通；第3切换装置(即P沟道型MOS-FET 453)因其栅极电压降低至大于门限值而导通，第4切换装置(即N沟道型MOS-FET 454)因其栅极电压降低至小于门限值而截止。

因而，直流电源450的负端，经导通的MOS-FET 452的源极-漏极和电阻459连接至IGBT 1和2的共同栅极。直流电源450的正端，则经导通的MOS-FET 453连接至IGBT 1和2的共同发射极。这时，自直流电源450输出的电流，以从IGBT 1和2的共同发射极至其共同栅极的方向对电容器250和IGBT 1和2中所含静电电容充电，使IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55转为负值，该电压55最终固定于从直流电源450的输出电压减去MOS-FET 453及MOS-FET 452的导通电压后所得的负值。

这里，上述电压55最终固定的值必须使IGBT 1充分截止，IGBT 2充分导通且不超过IGBT 1和2的栅极-发射极间耐压。各电路构成要素450、452、453设计成满足上述要求。

由上述说明显然，示于图8的输入电极控制装置，能根据第1及第2电流产生装置410及420产生的各电流(集电极电流415及425)，控制第1 IGBT 1和第2 IGBT 2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为正值或负值。

所设置的二极管457用于保护，以免产生集电极电流415时，MOS-FET 451和452的共同栅极电压过分降低，导致MOS-FET 451和452超过其栅极耐压而损坏。

所设置的二极管458与上述二极管457同样，也用于保护MOS-FET 453和454，不使其超过它们栅极的耐压而引起损坏。

电阻459，在向IGBT 1和2中所含静电电容及电容器250充电时，具有抑制作用，以免该充电电流过大，由此，保护了输入电极控制装置400的各构成要素450～459。

这里，上述电阻459越小，上述充电电流越大，IGBT 1和2的栅极相对于其发射极的电压55加速变为正值或负值。这时，虽然有IGBT 1和2的通电切换能瞬时进行而耗电少的优点，但也有电机噪声大的缺陷。因而，在想使电机噪声小的用途中，特别需要使上述电压55缓慢变化，通过加大电阻459可满足此要求。

再者，为了减小上述电机噪声，也可以在产生上述充电电流的路径上插入电阻，例如，可做成去掉电阻459，短路其端子后，在MOS-FET 451的漏极或源极上插入电阻，在MOS-FET 452的漏极或源极上插入电阻；或在MOS-FET 453的漏极或源极上插入电阻，在MOS-FET 454的漏极或源极上插入电阻。

这时，即使MOS-FET 451和MOS-FET 452或MOS-FET 453和MOS-FET 454因某种原因而同时导通，也没有直流电源450短路的危险，能使构成更安全。

也可以在去掉电阻459、短接其端子后，在MOS-FET 451的漏极或源极上插入电阻，在MOS-FET 453的漏极或源极上插入电阻；或在MOS-FET 452的漏极或源极上插入电阻，在MOS-FET 454的漏极或源极上插入电阻。

这时，即使MOS-FET 451～454因某种原因而同时全部导通，也没有直流电源短路的危险，能使构成更为安全。

电阻459插入MOS-FET 453和MOS-FET 454的共同漏极和IGBT 1和2的共同发射极之间，这种构成也同样是可以的。

然后，对电动机释放信号156为“L”电平，即指令自由运行状态的场合作说明。

这时，晶体管412和422由控制信号414和424截止，集电极电流415和425均为0。

首先，考虑IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为正值(使IGBT 1能充分导通且不超过其耐压的电压，例如约+7V～+10V)时，集电极电流415和425均为零的情况。

这时，通过第1电阻455和第2电阻456，直流电源450的输出电压作为偏置信号加至MOS-FET 452和454的栅极，使N沟道型MOS-FET 452和454其栅极电压超过门限值均导通。又，这时，栅极端分别与MOS-FET 452和454互连的P沟道型MOS-FET 451和453因其栅极电压不超过门限值均截止。

一旦MOS-FET 452和454均导通，即产生自IGBT 1和2的共同栅极，经电阻459和MOS-FET 452的漏极-源极及MOS-FET 454的漏极-源极间通常存在的寄生二极管(图8中以虚线表示)，流向IGBT 1和2共同发射极的电流。

该电流是存储在IGBT 1和2中所含静电电容及电容器250中的电荷的放电电流。由于该电流，IGBT 1和2的栅极相对于其发射极的电压55瞬时降低至近似0V。更准确地说，降低至MOS-FET 454的寄生二极管的正向电压，约为+0.7V。

该电压的值比N沟道型IGBT 1的栅极电压门限值(例如约+2V)低，足够使IGBT 1截止，且同时使P沟道型IGBT 2也截止。

接着，考虑IGBT 1和2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55为负值(能使IGBT 2充分导通且不超过其耐压的电压，例如约-7V～-10V)时，集电极电流415和425均为0的情况。

这种情况与上述电压55为正值时的情况同样地，MOS-FET 452和454均导通。

一旦MOS-FET 452和454均导通，即产生自IGBT 1和2的共同发射极，经通常存在于MOS-FET 454的漏极-源极间和MOS-FET 452的漏极-源极间的寄生二极管(图8中用虚线表示)及电阻459，流向IGBT 1和2的共同栅极的电流。

该电流是存储在IGBT 1和2中所含静电电容和电容器250中的电荷的放电电流。由于该电流IGBT 1和2的栅极相对于其发射极的电压55瞬时上升至接近0V。更准确地说，上升至MOS-FET 452的寄生二极管的正向电压，约-0.7V。

该电压的值比P沟道型IGBT 2的栅极电压门限值(例如-2V)高，足够使IGBT 2截止，且同时能使N沟道型JGBT 1也截止。

由上述说明，示于图8的输入电极控制装置显然能在第1和第2电流产生装置410和420产生的电流(集电极电流415和425)均为0时，将第1 IGBT 1和第2 IGBT 2的共同栅极相对于其共同发射极的电压55瞬时控制为0V，使功率元件IGBT 1和2导通能瞬时切断。

电阻459在IGBT 1和2中所含静电电容及电容器250中所存储的电荷放电时，具有抑制该放电电流不使之过大的作用，由此，保护了输入电极控制装置400的各构成要素。

为了抑制上述放电电流，也可以在产生该放电电流的路径上插入电阻，例如，可以在去掉电阻459并短接其两端后，在导通的MOS-FET 452和454中的至少一个的漏极或源极上插入电阻。

这时，即使MOS-FET 451及452或MOS-FET 453及454因某种原因而同时全部导通，也没有直流电源450短路的危险，能得到更安全的构成。

又，电阻459插入MOS-FET 453及MOS-FET 454的共同漏极和IGBT 1及IGBT 2的共同发射极间，这种构成也同样是可以的。

以上是对输入电极控制装置400的其它具体电路构成例子的说明。

在本构成的输入电极控制装置中，与示于图7的构成同样，IGBT 1和2的共同栅极与共同发射极的电压差能瞬时控制为0V，IGBT 1和2能瞬时截止，因此，即使使用电流容量较大的功率元件，也完全没有过热及损坏的危险，能实现易适用于PWM逆变器用输出电路大输出功率的构成。

此处做成不使用抗热性差的光耦合器，而用晶体管412、422等构成的电流产生装置410和420控制功率元件即IGBT 1和2，因而耐热，有利于在较宽温度范围中的应用。

此外，若如图8所示，构成输入电极控制装置400，能使直流电源450单电源化，与示于图7的构成(必须有直流电源431和432两个电源)相比，能谋求简化电源部分，可更为价廉且适用小型化。

如上所述，本发明所述的PWM逆变器输出电路备有：直流主电源；具有输入电极、基准电极和输出电极，若所述输入电极相对于所述基准电极为正电压，则所述输出电极和基准电极为导通状态的N型第1功率元件；具有输入电极、基准电极和输出电极，若所述输入电极相对于所述基准电极为负电压和则所述输出电极与所述基准电极为导通状态的P型第2功率元件；所述第1功率元件的基准电极与所述第2功率元件的基准电极互连，所述第1功率元件的输入电极与所述第2功率元件的输入电极互连，控制所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压为正或负或大致为零值的输入电极控制装置；第1光耦合器；第2光耦合器；所述输出电路的构成使：所述第1光耦合器的输入部分发光元件为点亮状态且所述第2光耦合器输入部分发光元件为熄灭状态时，所述输入电极控制装置控制所述第1及第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压为正值；当所述第1光耦合器的输入部分的发光元件为熄灭状态且所述第2光耦合器的输入部分发光元件为点亮状态时，所述输入电极控制装置控制所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压为负值；当所述第1光耦合器的输入部分发光元件和所述第2光耦合器的输入部分发光元件均为熄灭状态时，所述输入电极控制装置控制所述第1及第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压约为零，切断所述第1功率元件的输出电极和基准电极及所述第2功率元件的输出电极和基准电极的导通。通过上述构成，能廉价提供优良的PWM逆变器输出电路，这种电路具有下列优点：它根本没有浮动状态，浮动时间为零，切换指令信号和电动机绕组端子的平均电压唯一地确定，由此，控制误差极小，且，当为自由运转状态时，电动机绕组端子可瞬时脱离直流主电源，因而能用于大功率输出，消耗电力少。再者，上述构成能廉价提供根据需要使产生的电气噪声非常小的优良PWM逆变器输出电路。

尤其，当第1及第2光耦合器的输入部分发光元件均为熄灭状态时，输入电极控制装置把第1及第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压大致控制为零，第1及第2功率元件的导通被切断，由此，在各电路动作变得不稳定的停电之类的电源异常时，也能可靠保护装置。

输入电极控制装置的构成使得能瞬时切断第1和第2功率元件的导通，因此，避免了使用电流容量较大的功率元件时使人担心的切断导通时损耗增大而引起的发热和导致损坏的危险，能谋求安全的大功率输出。

再者，本发明的PWM逆变器输出电路备有：直流主电源；具有输入电极、基准电极和输出电极，若使所述输入电极相对于所述基准电极为正电压时，所述输出电极和所述基准电极为导通状态的N型第1功率元件；具有输入电极、基准电极和输出电极，若使所述输入电极相对于所述基准电极为负电压，则所述输出电极和基准电极为导通状态的P型的第2功率元件；所述第1功率元件的基准电极和所述第2功率元件的基准电极互连，所述第1功率元件的输入电极与所述第2功率元件的输入电极互连，将所述第1及第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制成正或负或大致为零值的输入电极控制装置；第1电流产生装置；第2电流产生装置；所述输入电路的构成使：当所述第1电流产生装置产生电流，且所述第2电流产生装置产生的电流大致为零时，所述输入电极控制装置，把所述第1及第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制为正值；当所述第1电流产生装置产生的电流大致为零，且所述第2电流产生装置产生电流时，所述输入电极控制装置把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制为负值；当所述第1电流产生装置和第2电流产生装置产生的电流均大致为零时，所述输入电极控制装置把所述第1及第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压，大致控制为零，切断所述第1功率元件的输出电极与基准电极及所述第2功率元件的输出电极与基准电极的导通。通过上述构成，能廉价提供优良的PWM逆变器输出电路，该电路根本没有浮动状态，浮动时间为零，切换指令信号与电动机绕组端的平均电压唯一确定，控制误差非常小，而且取自由运行状态时能使电动机绕组端子瞬时脱离直流主电源，可用于大功率化，电力消耗也少。还能廉价提供，根据需要使产生的电气噪声非常小的优良的PWM逆变器输出电路。

尤其，当第1和第2电流产生装置的输出电流均为零时，输入电极控制装置把第1及第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压大致控制为零，切断第1和第2功率元件的导通，由此，在各电路动作不稳定的停电之类的电源异常时，也能可靠保护装置。

输入电极控制装置的构成使能瞬时切断第1及第2功率元件的导通，因而可避免使用电流容量较大的功率元件时，令人担心的由于切断导通时损失增大而引起的发热和导致损坏的危险，可谋求安全的大功率输出。

因为做成通过第1和第2电流产生装置控制功率元件(即IGBT 1和2)，比使用光耦合器时耐热，有利于在较宽的温度范围中应用。

再者，在本发明中，还能检出第1及第2功率元件中导通的电流，在该检出电流过大可致各功率元件损坏时，使输入电极控制装置加速动作，瞬时切断各功率元件的导通，因此，在电动机绕组端子52等因误操作而短路时，也能防止各功率元件损坏，保护电动机和控制装置。

在本发明各实施例中，虽然以采用IGBT作为第1及第2功率元件的情况加以说明，但即使采用MOS-FET功率晶体管也不脱离本发明的实质，不言而喻，能取得同样的效果。

这时，与IGBT并联的回流二极管(5和6)，若可用MOS-FET功率晶体管内部通常存在的寄生二极管置换，则可以省略。

最近，随着半导体技术的进步，正在研究许多比IGBT更适于大电流密度、大电流容量的功率元件，并不断付诸实用。作为其中的一个例子，有IEGT(InjectionEnhancement Gate Transistor：注入增强型门控晶体管)。在本发明中，也能采用这种新的功率元件。

再者，目前作为半导体材料，一般广泛普及以Si(硅)为主的材料。然而作为用于电流密度较高时的材料，还在研究以SiC为主的材料。本发明也可以采用由这种新的半导体材料产生的新的功率元件。

Claims (8)

1.一种PWM逆变器输出电路，其特征在于包括：

直流主电源；

具有输入电极、基准电极、输出电极，若所述输入电极相对于所述基准电极为正电压，则所述输出电极和所述基准电极为导通状态的N型第1功率元件；

具有输入电极、基准电极、输出电极，若所述输入电极相对于所述基准电极为负电压，则所述输出电极与基准电极为导通状态的P型第2功率元件，所述第2功率元件的输入电极连接所述第1功率元件的输入电极，形成共同输入电极，所述第2功率元件的基准电极连接所述第1功率元件的基准电极，形成共同基准电极；

具有连接所述共同输入电极的第1输出端及连接所述共同基准电极的第2输出端的输入电极控制装置，该输入电极控制装置把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制成正或负或大致为零值；

具有输入发光器件的第1光耦合器；

具有输入发光器件的第2光耦合器；

所述输出电路的构成使：当第1光耦合器的输入发光器件为点亮状态且所述第2光耦合器的输入发光器件为熄灭状态时，所述输入电极控制装置，把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制为正值，把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压，控制为正值；当所述第1光耦合器的输入发光器件为熄灭状态且所述第2光耦合器的输入发光器件为点亮状态时，所述输入电极控制装置，把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制为负值，把所述第1及第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制为负值；当所述第1光耦合器的输入发光器件和所述第2光耦合器的输入发光器件均为熄灭状态时，所述输入电极控制装置，把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制成大致为零，把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压，控制成大致为零，由此，切断所述第1功率元件的输出电极与基准电极及所述第2功率元件的输出电极与基准电极的导通。

2.如权利要求1所述的PWM逆变器输出电路，其特征在于，所述输入电极控制装置包括：

负端连接第1及第2功率元件共同基准电极的第1直流电源；

正端连接所述第1及第2功率元件的共同基准电极的第2直流电源；

由第1光耦合器控制基极端、集电极端连接所述第1直流电源正端、发射极端连接所述第1及第2功率元件的共同输入电极的NPN型第1晶体管；

由第2光耦合器控制基极端、集电极端连接所述第2直流电源的负端、发射极端连接所述第1和第2功率元件的共同输入电极的PNP型第2晶体管；

所述第1晶体管和第2晶体管的基极端互连，构成公同基极端，连接在该共同基极端与所述第1及第2功率元件的共同基准电极间的电阻。

3.如权利要求1所述的PWM逆变器输出电路，其特征在于，所述输入电极控制装置包括：

直流电源；

连接在所述直流电源的正端和所述第1和第2功率元件的共同输入电极间的第1切换装置；

连接在所述直流电源负端及所述第1和第2功率元件的共同输入电极间的第2切换装置，在第1光耦合器的输入发光器件为点亮状态时，第1切换装置接通，第2切换装置断开；

连接在所述直流电源正端及第1和第2功率元件的共同基准电极间的第3切换装置；

连接在所述直流电源负端和所述第1及第2功率元件共同基准电极间的第4切换装置，在第2光耦合器的输入发光器件为点亮状态时，所述第3切换装置接通时，所述第4切换装置断开；

把偏置信号提供给所述第2切换装置，以使第1光耦合器的输入发光器件为熄灭状态时，所述第1切换装置断开而所述第2切换装置接通的第1电阻；

把偏置信号提供给第4切换装置，以便第2光耦合器的输入发光器件为熄灭状态时，第3切换装置断开而第4切换装置接通的第2电阻。

4.如权利要求1所述的PWM逆变器输出电路，其特征在于，所述输入电极控制装置包括：

直流电源；

连接在所述直流电源正端和第1及第2功率元件共同输入电极间的第1切换装置；

连接在所述直流电源负端和第1及第2功率元件共同输入电极间的第2切换装置，所述第1和第2切换装置构成为使：在第1光耦合器输入发光器件为点亮状态时，所述第2切换装置接通而第1切换装置断开；

连接在所述直流电源正端及第1和第2功率元件共同基准电极间的第3切换装置；

连接在所述直流电源负端和第1及第2功率元件共同基准电极间的第4切换装置，第3和第4切换装置构成为使：在第2光耦合器输入发光器件为点亮状态时，所述第4切换装置接通而第3切换装置断开；

把偏置信号提供给第1切换装置，以使第1光耦合器输入发光器件为熄灭状态时，所述第2切换装置断开而第1切换装置接通的第1电阻；

把偏置信号提供给第3切换装置，以使所述第2光耦合器输入发光器件为熄灭状态时，所述第4切换装置断开而第3切换装置接通的第2电阻。

5.一种PWM逆变器输出电路，其特征在于包括：

直流主电源；

具有输入电极、基准电极、输出电极，若所述输入电极相对于所述基准电极为正电压，则所述输出电极和所述基准电极为导通状态的N型第1功率元件；

具有输入电极、基准电极、输出电极，若所述输入电极相对于所述基准电极为负电压，则所述输出电极与基准电极为导通状态的P型第2功率元件，所述第2功率元件的输入电极连接所述第1功率元件的输入电极，形成共同输入电极，所述第2功率元件的基准电极连接所述第1功率元件的基准电极，形成共同基准电极；

具有连接所述共同输入电极的第1输出端及连接所述共同基准电极的第2输出端的输入电极控制装置，该输入电极控制装置把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制成正或负或大致为零值；

第1电流产生装置；

第2电流产生装置；

所述输入电路的构成使：所述第1电流产生装置产生电流且所述第2电流产生装置产生的电流大致为零时，所述输入电极控制装置把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制为正值，把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制为正值；所述第1电流产生装置产生的电流大致为零且所述第2电流产生装置产生电流时，所述输入电极控制装置把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制为负值，把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制为负值；所述第1电流产生装置和第2电流产生装置产生的电流均大致为零时，所述输入电极控制装置把所述第1输出端相对于第2输出端的电压控制为大致为零，把所述第1和第2功率元件的共同输入电极相对于其共同基准电极的电压控制成大致为零，由此，切断所述第1功率元件的输出电极与基准电极及所述第2功率元件的输出电极和基准电极的导通。

6.如权利要求5所述的PWM逆变器输出电路，其特征在于，所述输入电极控制装置包括：

负端连接第1及第2功率元件共同基准电极的第1直流电源；

正端连接所述第1及第2功率元件的共同基准电极的第2直流电源；

由第1电流产生装置控制基极端、集电极端连接所述第1直流电源正端、发射极端连接所述第1及第2功率元件的共同输入电极的NPN型第1晶体管；

由第2电流产生装置控制基极端、集电极端连接所述第2直流电源的负端、发射极端连接所述第1和第2功率元件的共同输入电极的PNP型第2晶体管；

所述第1晶体管和第2晶体管的基极端互连，构成共同基极端，连接在该共同基极端与所述第1及第2功率元件的共同基准电极间的电阻。

7.如权利要求5所述的PWM逆变器输出电路，其特征在于，所述输入电极控制装置包括：

直流电源；

连接在所述直流电源的正端和所述第1和第2功率元件的共同输入电极间的第1切换装置；

连接在所述直流电源负端及所述第1和第2功率元件的共同输入电极间的第2切换装置，在第1电流产生装置产生电流时，第1切换装置接通而第2切换装置断开；

连接在所述直流电源正端及第1和第2功率元件的共同基准电极间的第3切换装置；

连接在所述直流电源负端和所述第1及第2功率元件共同基准电极间的第4切换装置，在第2电流产生装置产生电流时，所述第3切换装置接通而所述第4切换装置断开；

把偏置信号提供给所述第2切换装置，以使第1电流产生装置产生的电流大致为零时，所述第1切换装置断开而所述第2切换装置接通的第1电阻；

把偏置信号提供给第4切换装置，以使第2电流产生装置产生的电流大致为零时，第3切换装置断开而第4切换装置接通的第2电阻。

8.如权利要求5所述的PWM逆变器输出电路，其特征在于，所述输入电极控制装置包括：

直流电源；

连接在所述直流电源正端和第1及第2功率元件共同输入电极间的第1切换装置；

连接在所述直流电源负端和第1及第2功率元件共同输入电极间的第2切换装置，所述第1和第2切换装置构成为使：在第1电流产生装置产生电流时，所述第2切换装置接通而第1切换装置断开；

连接在所述直流电源正端及第1和第2功率元件共同基准电极间的第3切换装置；

连接在所述直流电源负端和第1及第2功率元件共同基准电极间的第4切换装置，第3和第4切换装置构成为使：在第2电流产生装置产生电流时，所述第4切换装置接通而第3切换装置断开；

把偏置信号提供给第1切换装置，以使第1电流产生装置产生的电流大致为零时，所述第2切换装置断开而第1切换装置接通的第1电阻；

把偏置信号提供给第3切换装置，以使所述第2电流产生装置产生的电流大致为零时，所述第4切换装置断开而第3切换装置接通的第2电阻。

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