CN107565811A - 基于开关电容网络的高增益双输入直流变换器及调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于开关电容网络的高增益双输入直流变换器及调制方法，包含两个输入源，两个电感，两个功率开关管，一个四开关电容网络单元，一个输出二极管，一个输出滤波电容和负载电阻。四开关电容网络单元包括四个开关电容和四个二极管，通过控制开关管的通断，有效实现电容的充放电。本发明拓扑结构简单，开关器件电压应力小，两路输入源分别提供3倍和2倍于传统Boost变换器的电压增益，实现了两个输入源的高升压变换，并且控制简单灵活，通过控制两路占空比可实现两路输入电流和输出电压的控制，即实现各输入源功率的灵活分配及新能源的最大功率跟踪。

Description

基于开关电容网络的高增益双输入直流变换器及调制方法

技术领域

本发明涉及直流-直流变换器领域，尤其是一种基于开关电容网络的高增益双输入直流变换器。

背景技术

随着能源危机和环境污染等问题的日益严重，可再生、清洁的新能源备受关注，其中光伏电池发电应用最为广泛。然而，光伏单元受环境、天气和地域影响较大，其发出的电力不稳定、不连续，需要结合蓄电池等储能单元来构成联合供电系统，保证供电可靠性。

传统的新能源联合供电系统，每种能源形式通过各自的升压变换器变成直流输出，并联在公共的高压直流母线上，再通过并网逆变器向电网或负载供电，其结构复杂，成本较高。为简化电路结构和降低成本，提高器件复用率，可以用一个多输入直流变换器代替多个单输入直流变换器。另外，在单相系统中，电网电压为220VAC，则并网逆变器的直流电压约为380VDC。而光伏电池和蓄电池的输出电压较低，一般为25V～45V，远低于并网逆变器所需的直流电压，传统的Boost变换器将不适用。因此，在新能源联合供电系统中，要求的直流变换器必须同时具有高增益和多输入能力。

发明内容

本发明目的在于提供一种结构简单、控制方便、具有高电压增益、开关器件电压应力小、灵活分配各输入源功率的基于开关电容网络的高增益双输入直流变换器。

为实现上述目的，采用了以下技术方案：本发明所述直流变换器包括第一输入电源U₁、第二输入电源U₂、第一电感L₁、第二电感L₂、第一功率开关管S₁、第二功率开关管S₂、四开关电容网络单元、输出二极管VD_o、输出滤波电容C_o和负载电阻R；所述四开关电容网络单元由第一开关电容C₁、第二开关电容C₂、第三开关电容C₃、第四开关电容C₄和第一二极管VD₁、第二二极管VD₂、第三二极管VD₃、第四二极管VD₄组成；

第一输入电源U₁的正极与第一电感L₁的输入端连接；第一电感L₁的输出端分别与第一功率开关管S₁的漏极、第一开关电容C₁的一端连接；第一功率开关管S₁的源极分别与第一输入电源U₁的负极、第二输入电源U₂的负极、第二功率开关管S₂的源极、输出滤波电容C_o的一端、负载电阻R的一端进行连接；第二输入电源U₂的正极与第二电感L₂的输入端连接，第二电感L₂的输出端分别与第二功率开关管S₂的漏极、第三二极管VD₃的阳极、第三开关电容C₃的一端、第四开关电容C₄的一端进行连接；第四开关电容C₄的另一端分别与输出二极管VD_o的阳极、第四二极管VD₄的阴极连接；输出二极管VD_o的阴极分别与输出电容C_o的另一端、负载电阻R的另一端连接；第一开关电容C₁的另一端分别与第二开关电容C₂一端、第一二极管VD₁阴极、第四二极管VD₄阳极连接；第二开关电容C₂另一端分别与第二二极管VD₂阳极、第三二极管VD₃阴极连接；第二二极管VD₂阴极分别与第一二极管VD₁阳极、第三开关电容C₃另一端连接。

本发明所述一种基于开关电容网络的高增益双输入直流变换器调制方法，变换器中第一功率开关管S₁、第二功率S₂采用交错控制策略，驱动相位之间相差180°；第一功率开关管S₁、第二功率S₂的占空比分别为D₁、D₂，且D₁、D₂均大于0.5；通过控制占空比D₁、D₂来控制两路输入电源功率(电流)的分配：并实现高增益电压输出：

式中，U_o为输出电压；I_o为输出电流；I_L1为第一输入源电流平均值；I_L2为第二输入源电流平均值。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

1、直流变换器结构简单，通过开关电容倍压，不存在耦合电感和变压器，降低体积和成本；

2、直流变换器控制简单灵活，通过控制两路占空比可实现两路输入电流和输出电压的控制，即实现各输入源功率的灵活分配及新能源的最大功率跟踪。

3、两路输入源分别提供3倍和2倍于传统Boost变换器的电压增益，实现了两个输入源的高升压变换；

4、开关管和二极管的电压应力远小于输出电压，可采用低电压等级的开关管和二极管，减小成本和导通损耗。

附图说明

图1是本发明直流变换器的电路结构图。

图2是本发明直流变换器的工作波形图。

图3a是本发明变换器工作在开关模态1时的等效电路。

图3b是本发明变换器工作在开关模态2时的等效电路。

图3c是本发明变换器工作在开关模态3时的等效电路。

图3d是本发明变换器工作在开关模态4时的等效电路。

图3e是本发明变换器工作在开关模态5时的等效电路。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明：

如图1所示，本发明所述直流变换器包括第一输入电源U₁、第二输入电源U₂、第一电感L₁、第二电感L₂、第一功率开关管S₁、第二功率开关管S₂、四开关电容网络单元、输出二极管VD_o、输出滤波电容C_o和负载电阻R；所述四开关电容网络单元由第一开关电容C₁、第二开关电容C₂、第三开关电容C₃、第四开关电容C₄和第一二极管VD₁、第二二极管VD₂、第三二极管VD₃、第四二极管VD₄组成；

第一输入电源U₁的正极与第一电感L₁的输入端连接；第一电感L₁的输出端分别与第一功率开关管S₁的漏极、第一开关电容C₁的一端连接；第一功率开关管S₁的源极分别与第一输入电源U₁的负极、第二输入电源U₂的负极、第二功率开关管S₂的源极、输出滤波电容C_o的一端、负载电阻R的一端进行连接；第二输入电源U₂的正极与第二电感L₂的输入端连接，第二电感L₂的输出端分别与第二功率开关管S₂的漏极、第三二极管VD₃的阳极、第三开关电容C₃的一端、第四开关电容C₄的一端进行连接；第四开关电容C₄的另一端分别与输出二极管VD_o的阳极、第四二极管VD₄的阴极连接；输出二极管VD_o的阴极分别与输出电容C_o的另一端、负载电阻R的另一端连接；第一开关电容C₁的另一端分别与第二开关电容C₂一端、第一二极管VD₁阴极、第四二极管VD₄阳极连接；第二开关电容C₂另一端分别与第二二极管VD₂阳极、第三二极管VD₃阴极连接；第二二极管VD₂阴极分别与第一二极管VD₁阳极、第三开关电容C₃另一端连接。

如图2所示，第一功率开关管S₁、第二功率S₂采用交错控制策略，驱动相位之间相差180°；第一功率开关管S₁、第二功率S₂的占空比分别为D₁、D₂，且D₁、D₂均大于0.5；通过控制占空比D₁、D₂来控制两路输入电源功率(电流)的分配。在一个开关周期内，变换器存在5种工作模态。

如图3a所示，变换器工作在开关模态1：开关管S₁导通、S₂关断,二极管VD₁、VD₃导通，二极管VD₂、VD₄、VD_o截止。输入源U₁向电感L₁储能，电感电流线性上升；电感L₂释能，电感电流线性下降；在t₀时刻，电容电压u_C1-u_C2＝u_C1-u_C3<U_o-u_C4，电容C₂、C₃并联放电同时给电容C₁充电，电流路径分别为U₂→L₂→VD₃→C₂→C₁→S₁和U₂→L₂→C₃→VD₁→C₁→S₁。该模式下，变量关系为：

i_Co＝－i_o

如图3b所示，变换器工作在开关模态2：开关管S₁导通、S₂关断,二极管VD₁、VD₃、VD_o导通，二极管VD₂、VD₄截止。在t₁时刻，电容电压u_C1-u_C2＝u_C1-u_C3＝U_o-u_C4，电容C₄开始通过U₂→L₂→C₄→VD_o→R放电。该模式下，变量关系为：

由于C_o>>C₁＝C₂＝C₃＝C₄,电容C₁～C₃支路等效阻抗为C₄的3/2倍。

如图3c所示，变换器工作在开关模态3：开关管S₁、S₂导通，二极管VD₁～VD₄、VD_o均截止。输入源U₁、U₂分别给电感L₁、L₂充电，电容C₁～C₄既不放电也不充电，电容C_o给负载供电。该模式下，变量关系为：

i_Co＝-i_o

如图3d所示，变换器工作在开关模态4：开关管S₂导通、S₁关断，二极管VD₂导通，二极管VD₁、VD₃、VD₄、VD_o截止。输入源U₂向电感L₂储能，电感电流线性上升；电感L₁释能，电感电流线性下降；在t₃时刻，电容电压u_C2+u_C3-u_C1<u_C4，电容C₁放电同时给电容C₂、C₃充电，电流路径为U₁→L₁→C₁→C₂→VD₂→C₃→S₂，电容C_o给负载供电。该模式下，变量关系为：

如图3e所示，变换器工作在开关模态5：开关管S₂导通、S₁关断,二极管VD₂、VD₄导通，二极管VD₁、VD₃、VD_o截止。在t₄时刻，电容电压u_C2+u_C3-u_C1＝u_C4，电容C₁给电容C₄充电，电流路径为U₁→L₁→C₁→VD₄→C₄→S₂。该模式下，变量关系为：

根据电感L₁、L₂伏秒平衡关系，可得：

电容电压稳态值满足：

根据公式推导得到：

设(t₀～t₁)、(t₁～t₂)、(t₂～t₃)、(t₃～t₄)、(t₄～t₅)时间段长度分别为T₁、T₂、T₃、T₄、T₅，并满足关系式：T₁+T₂＝(1-D₂)T_s,T₄+T₅＝(1-D₁)T_s

根据电容C₁～C₄、C_o安秒平衡关系，可得：

化简得到：

通过控制占空比即可控制两路输入电源功率(电流)的分配。

根据图2-3变换器工作原理和开关模态的分析，开关管，二极管电压应力：

以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (2)

1.一种基于开关电容网络的高增益双输入直流变换器，其特征在于：所述直流变换器包括第一输入电源U₁、第二输入电源U₂、第一电感L₁、第二电感L₂、第一功率开关管S₁、第二功率开关管S₂、四开关电容网络单元、输出二极管VD_o、输出滤波电容C_o和负载电阻R；所述四开关电容网络单元由第一开关电容C₁、第二开关电容C₂、第三开关电容C₃、第四开关电容C₄和第一二极管VD₁、第二二极管VD₂、第三二极管VD₃、第四二极管VD₄组成；

第一输入电源U₁的正极与第一电感L₁的输入端连接；第一电感L₁的输出端分别与第一功率开关管S₁的漏极、第一开关电容C₁的一端连接；第一功率开关管S₁的源极分别与第一输入电源U₁的负极、第二输入电源U₂的负极、第二功率开关管S₂的源极、输出滤波电容C_o的一端、负载电阻R的一端进行连接；第二输入电源U₂的正极与第二电感L₂的输入端连接，第二电感L₂的输出端分别与第二功率开关管S₂的漏极、第三二极管VD₃的阳极、第三开关电容C₃的一端、第四开关电容C₄的一端进行连接；第四开关电容C₄的另一端分别与输出二极管VD_o的阳极、第四二极管VD₄的阴极连接；输出二极管VD_o的阴极分别与输出电容C_o的另一端、负载电阻R的另一端连接；第一开关电容C₁的另一端分别与第二开关电容C₂一端、第一二极管VD₁阴极、第四二极管VD₄阳极连接；第二开关电容C₂另一端分别与第二二极管VD₂阳极、第三二极管VD₃阴极连接；第二二极管VD₂阴极分别与第一二极管VD₁阳极、第三开关电容C₃另一端连接。

2.一种根据权利要求1所述基于开关电容网络的高增益双输入直流变换器的调制方法，其特征在于：第一功率开关管S₁、第二功率S₂采用交错控制策略，驱动相位之间相差180°；第一功率开关管S₁、第二功率S₂的占空比分别为D₁、D₂，且D₁、D₂均大于0.5；通过控制占空比D₁、D₂来控制两路输入电源功率(电流)的分配：

并实现高增益电压输出：

式中，U_o为输出电压；I_o为输出电流；I_L1为第一输入源电流平均值；I_L2为第二输入源电流平均值。