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CN107124105B - 提高隔离型三电平pfc变换器pf的控制系统及方法 - Google Patents

提高隔离型三电平pfc变换器pf的控制系统及方法 Download PDF

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CN107124105B CN201710311410.1A CN201710311410A CN107124105B CN 107124105 B CN107124105 B CN 107124105B CN 201710311410 A CN201710311410 A CN 201710311410A CN 107124105 B CN107124105 B CN 107124105B
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Abstract

本发明公开了一种提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制系统及方法。该系统包括隔离型三电平PFC变换器和数字处理控制器，其中隔离型三电平PFC变换器包括交流输入电源、二极管整流桥、输入电感和半桥三电平直流变换器，交流输入电源连接二极管整流桥的输入端，二极管整流桥的输出端经输入电感接入半桥三电平直流变换器的输入端；其中数字处理控制器包括ADC模块、数据处理模块和PWM脉冲宽度调制模块；所述PWM脉冲宽度调制模块的输出端经驱动电路接入隔离型三电平PFC变换器中各开关管的栅极。本发明提出的提高三电平隔离型PFC变换器PF的控制系统及方法，能够有效控制变换器的输入电流波形为纯正弦，将PF提高至1。

Description

提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制系统及方法
技术领域
本发明属于电力电子变换技术中的控制技术领域，特别是一种提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制系统及方法。
背景技术
随着电力电子技术的发展，对电能变换装置中输入电流谐波和输入功率因数(Power Factor,PF)的要求越来越高，功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)变换器得到了广泛研究与应用。PFC变换器主要分为有源和无源两种，其中有源PFC具有体积小、重量轻、输入功率因数高和效率高等优点。以电路结构来划分，可以将有源PFC分为两级PFC电路和单级PFC电路。两级PFC电路通常由前级的功率因数预调节器和后级DC/DC变换器组成，其中PFC级用于实现输入电流整形，后级DC/DC变换器实现隔离和电压变换调节功能。两级PFC方案技术成熟，具有高功率因数、高调压精度和高反应速度等优良的性能，但至少需要两套控制电路，增加了成本和复杂度。单级PFC电路将变换器PFC级和DC/DC级的开关管和控制电路共用，具有结构简单、成本低和效率高等优点，其电路拓扑结构和控制方法成为了当今PFC技术的研究热点。
目前，PFC变换器的控制方式分为模拟控制和数字控制。经过多年的研究与发展，模拟控制技术已经非常成熟，由于控制方法的简单性和低实现成本，在电源领域包括功率因数校正电路中，占据主导性市场份额。模拟控制的局限性越来越不能够满足当今能源标准在效率、电磁干扰(EMI)等方面的要求，而现有的数字控制往往存在方法复杂、难于实现的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种控制方法简单、易于数字实现的提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制系统及方法，有效控制输入电流波形正弦化，提高变换器PF。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制系统，包括隔离型三电平PFC变换器和数字处理控制器，其中：
所述隔离型三电平PFC变换器包括交流输入电源vin、二极管整流桥RB、输入电感Li和半桥三电平直流变换器，其中交流输入电源vin连接二极管整流桥RB的输入端，二极管整流桥RB的正输出端连接输入电感Li，二极管整流电路RB的负输出端为参考零电位点，与半桥三电平直流变换器的输入端相连接，二极管整流桥RB两端的电压为整流电压Vg；
所述数字处理控制器包括：ADC模块、数据处理模块和PWM脉冲宽度调制模块，在每个开关周期内二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，半桥三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo，经采样调理电路送至数字处理控制器的ADC模块，ADC模块将各电压信号进行模数转换后送至数字处理控制器的数据处理模块，经过数据处理模块的运算和判断后得到各开关管的占空比控制信号，各开关管的占空比控制信号经数字处理控制器的PWM脉冲宽度调制模块输出，经驱动电路接至隔离型三电平PFC变换器中各开关管的栅极。
进一步地，所述半桥三电平直流变换器包括：第一开关管Q1及第一二极管D1，第二开关管Q2及第二二极管D2，第三开关管Q3及第三二极管D3，第四开关管Q4及第四二极管D4，第一箝位二极管D5，第二箝位二极管D6，第一直流母线电容Cdc1，第二直流母线电容Cdc2，高频变压器T，第一整流二极管D7，第二整流二极管D8，输出滤波电感Lo，输出滤波电容Co，负载Ro；其中输入电感Li的一端与二极管整流桥RB的正输出端连接，输入电感Lin的另一端与第一开关管Q1的源极、第二开关管Q2的漏极和第一箝位二极管D5的阴极相连，第一二极管D1和第二二极管D2分别反并联于第一开关管Q1和第二开关管Q2的两端，第一开关管Q1的漏极与第一直流母线电容Cdc1的阳极相连，第一直流母线电容Cdc1的阴极与第一箝位二极管D5的阳极、高频变压器T原边绕组N1的同名端、第二直流母线电容Cdc2的阳极和第二箝位二极管D6的阴极相连，高频变压器T原边绕组N1的非同名端与第二开关管Q2的源极和第三开关管Q3的漏极相连，第三开关管Q3的源极与第四开关管Q4的漏极、第二箝位二极管D6的阳极和二极管整流桥RB的负输出端相连，第三二极管D3和第四二极管D4分别反并联于第三开关管Q3和第四开关管Q4的两端，第四功率开关管Q4的源极与第二直流母线电容Cdc2的阴极相连，高频变压器T的第一副边绕组N2的同名端与第一整流二极管D7的阳极相连，高频变压器T的第一副边绕组N2的非同名端与高频变压器T的第二副边绕组N3的同名端、输出滤波电容Co的阴极和负载Ro的一端相连，输出滤波电容Co的阳极与负载Ro的另一端和输出滤波电感Lo的一端相连，输出滤波电感Lo的另一端与第一整流二极管D7的阴极和第二整流二极管D8的阴极连接，第二整流二极管D8的阳极与高频变压器T的第二副边绕组N3的非同名端连接，半桥三电平直流变换器中第一直流母线电容Cdc1和第二直流母线电容Cdc2两端的电压和为直流母线电压Vdc，负载Ro两端的电压为输出电压Vo。
进一步地，所述隔离型三电平PFC变换器中输入电感Li与半桥三电平直流变换器中第一开关管Q1源极和第二开关管Q2漏极相连，二极管整流桥RB的负输出端即参考零电位点与半桥三电平直流变换器中第三开关管Q3源极和第四开关管Q4漏极相连。
进一步地，所述数字处理控制器采用DSP芯片TMS320F28335。
一种提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制方法，具体实现包括以下步骤：
步骤1，在每个开关周期内，采样调理电路分别采样隔离型三电平PFC变换器中二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，半桥三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo，将采样的电压模拟信号调理至符合数字处理控制器的模拟输入要求后，送入数字处理控制器的ADC模块；
步骤2，数字处理控制器的ADC模块将经步骤1中采样调理后的电压模拟信号转换为数字信号后，送至数字处理控制器的数据处理模块；
步骤3，数字处理控制器的数据处理模块对经步骤1采样和步骤2模数转换后的二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，隔离型三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo进行运算和判断，得到隔离型三电平PFC变换器中各开关管占空比控制信号；
步骤4，各开关管占空比控制信号经数字处理控制器的PWM脉冲宽度调制模块输出，经驱动电路将PWM脉宽调制控制信号分配给隔离型三电平PFC变换器中的各开关管，控制隔离型三电平PFC变换器不同开关模态的正常工作，同时实现变换器的PFC功能和输出电压调节功能。
进一步地，步骤3中所述数字处理控制器的数据处理模块对经步骤1采样和步骤2模数转换后的二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，半桥三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo进行运算和判断，得到隔离型三电平PFC变换器中各开关管占空比控制信号，具体如下：
d1+d2≤0.5
式中：d1为隔离型三电平PFC变换器中第二开关管Q2和第三开关管Q3共同导通时间的一半占整个开关周期的占空比，即隔离型三电平PFC变换器PFC级占空比；d2为隔离型三电平PFC变换器中第一开关管Q1和第四开关管Q4的导通占空比，即隔离型三电平PFC变换器DC/DC级占空比；ω为交流输入电压的角频率，交流输入电压的频率为工频50Hz，Li为输入电感感值，fs为隔离型三电平PFC变换器中各开关管的开关频率，Po为隔离型三电平PFC变换器的输出功率，Vg为二极管整流桥RB两端的整流电压，Vdc和Vo分别为半桥三电平直流变换器的直流母线电压和输出电压，N为高频变压器T的原副边匝数比。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)该控制方法简单，实时性好，动态响应快。在负载突变或功率突变等工作条件改变时，数字处理控制器能够对实时采样的各种电压信号进行快速、高密度的数字运算，根据当前系统的工作状况实时调整变换器中各开关管的导通占空比；(2)该控制方法能够在90Vrms～265Vrms的全压输入范围内，有效控制输入电流波形为纯正弦，减少输入电流谐波，将变换器的PF提高至1；(3)该控制系统中的隔离型三电平PFC变换器是一种单级PFC变换器，利用三电平拓扑结构来降低开关管的电压应力，提高电感电流纹波频率为功率开关管开关频率的2倍，进一步减小输入和输出电感的体积，有效减小变换器的系统损耗，提高变换器的效率。
附图说明
图1是隔离型三电平PFC变换器的主电路图。
图2是隔离型三电平PFC变换器在一个开关周期内各开关模态等效电路图，其中(a)～(f)分别是隔离型三电平PFC变换器在一个开关周期内开关模态1～开关模态6的等效电路图。
图3是一个开关周期内不同开关模态下隔离型三电平PFC变换器的主要波形图。
图4是半个工频周期内输入电流标幺值的波形图。
图5是PF值与Vm/Vdc的关系曲线图。
图6是控制输入电流正弦化的占空比波形图。
图7是本发明提高隔离型三电平PFC变换器PF控制方法的流程图。
图8是本发明提高隔离型三电平PFC变换器PF控制系统的结构图。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作出进一步详细说明。
1.隔离型三电平PFC变换器的PFC级工作于电感电流断续模式时的工作原理
本发明的隔离型三电平PFC变换器主电路如图1所示，其中具有输入电流整形功能的PFC级和输出电压调节功能的DC/DC级共用开关管Q2和Q3，因此它是一种典型的单级PFC变换器。当开关管的开关频率恒定，恒定导通占空比控制下的变换器PFC级工作于电感电流断续模式(Discontinue Current Mode,DCM)时，电感电流峰值基本上正比于输入电压，即输入电流自动跟踪输入电压波形，变换器具有自动PFC功能。此时，开关管Q2和Q3为零电流开通，开关管Q1和Q4为零电压开通，有效降低开关损耗，提高变换器效率。
下面结合图2a-2f，分析DCM时隔离型三电平PFC变换器在一个开关周期内的不同开关模态。
为方便分析，先作如下假设：
1)所有器件均为理想元件；
2)输出电压纹波与其直流量相比很小；
3)开关频率远高于输入电压频率。
开关模态1[t0<t<t1]：等效电路如图2(a)所示，开关管Q1和Q2同时导通，第一直流母线电容Cdc1对高频变压器T原边绕组N1放电，变压器原边电压VTN1为－Vdc/2，方向为上负下正，原边绕组电流线性增大。高频变压器T副边第二绕组N3的电压为上负下正，第二整流二极管D8正向导通，输出电感Lo充电，电感上电压VLo＝Vdc/2N－Vo，输出电流线性增大。
开关模态2[t1<t<t2]：等效电路如图2(b)所示，开关管Q2和Q3同时导通，交流输入电压vin经二极管整流桥RB整流后，整流电压Vg对输入电感Li充电，电感电流线性增大，能量储存在输入电感中。此时高频变压器T原边绕组N1电压VTN1为0，第一箝位二极管D5为高频变压器T的原边电流续流提供通路。输出电感Lo对输出滤波电容Co和负载RL放电，第二整流二极管D8此时起续流二极管的作用。
开关模态3[t2<t<t3]：等效电路如图2(c)所示，开关管Q3和Q4同时导通，储存在输入电感Li中的能量经开关管Q1的反并联二极管D1对两个直流母线电容Cdc1和Cdc2进行充电，输入电感电压VLi＝Vi－Vdc，电感电流线性减小。同时，输出电流从第二整流二极管D8换流到第一整流二极管D7。当t＝t3时，输入电感电流中的能量完全转移到直流母线电容中，输入电感电流降为零。
开关模态4[t3<t<t4]：等效电路如2图(d)所示，开关管Q3和Q4同时导通，第二直流母线电容Cdc2对高频变压器T原边绕组N1放电，变压器原边电压VTN1为Vdc/2，方向为上正下负，原边绕组电流线性增大。高频变压器T副边第一绕组N2的电压为上正下负，第一整流二极管D7正向导通，输出电感Lo充电，电感上电压VLo＝Vdc/2N－Vo，输出电流线性增大。此时，输入电感电流仍然等于零，为电感电流断续模式。
开关模态5[t4<t<t5]：等效电路如图2(e)所示，开关管Q2和Q3同时导通，交流输入电压vin经二极管整流桥RB整流后，整流电压Vg对输入电感Li充电，电感电流线性增大，能量储存在输入电感中。此时高频变压器T原边绕组N1电压VTN1为0，第二箝位二极管D6为高频变压器T的原边电流续流提供通路。输出电感Lo对输出滤波电容Co和负载RL放电，第二整流二极管D7此时起续流二极管的作用。
开关模态6[t5<t<t6]：等效电路如图2(f)所示，开关管Q1和Q2同时导通，此时电路运行模式类似开关模态3，储存在输入电感Li中的能量经开关管Q1的反并联二极管D1对两个直流母线电容Cdc1和Cdc2进行充电，输入电感电压VLi＝Vi－Vdc，电感电流线性减小。同时，输出电流从第一整流二极管D7换流到第二整流二极管D8。当t＝t6时，输入电感电流中的能量完全转移到直流母线电容中，输入电感电流降为零。
在一个开关周期内，工作于不同开关模态的隔离型三电平PFC变换器的主要波形如图3所示。
假设交流输入电压vin(t)为纯正弦，其表达式为：
vin(t)＝Vmsin(ωt) (1)
其中Vm是交流输入电压的幅值，ω是输入交流电压的角频率。
那么，交流输入电压vin(t)经二极管整流桥RB整流后得到的整流电压为：
Vg＝Vm|sin(ωt)| (2)
在一个开关周期内，电感电流的峰值为：
其中d1代表开关管Q2和Q3共同导通时间的一半占整个开关周期的占空比(即隔离型三电平PFC变换器PFC级占空比)，Li为输入电感感值，Ts为开关管的开关周期。
在每个开关周期内，输入电感Li两端的伏秒面积相等，即：
式中Vdc为半桥三电平直流变换器的直流母线电压，dr为输入电感电流降为零所对应的占空比。
由式(3)和式(4)得，输入电感电流在一个开关周期内的平均值：
那么，输入电流为：
式中fs为开关管的开关频率。
为便于分析输入电流的形状，可将输入电流进行标幺化，其基准值为Vmd1 2/Lifs。根据式(6)可以得到标幺化后的输入电流表达式为：
根据式(7)可以画出不同输入电压幅值与直流母线电压比值时，半个工频周期内输入电流标幺值的波形，如图4所示。从图中可以看出，输入电流波形的形状只与Vm/Vdc有关，Vm/Vdc越小，输入电流越接近正弦。
由式(1)和式(6)可求得变换器在半个工频周期内输入功率的平均值Pin为：
式中Tline为交流输入电压周期。
假设变换器效率为100％，那么输入功率等于输出功率，即Pin＝Po，由式(8)可得占空比d1为：
由式(6)和式(8)可以求得PF值的表达式：
根据式(9)作出PF值与Vm/Vdc的关系曲线，如图5所示。从图中可以看出，PF与输入电压幅值Vm和直流母线电压Vdc的比值有关，Vm/Vdc越小，PF越大。在90Vrms～265Vrms的输入电压范围内，当输入电压幅值Vm一定时，可以利用拓扑结构提高直流母线电压Vdc，来增大变换器PF。
当输出电感电流波形连续时，半桥三电平直流变换器直流母线电压与输出电压之间的关系为：
其中d2代表开关管Q1和Q4导通时间占整个开关周期的占空比(即隔离型三电平PFC变换器DC/DC级占空比)，N为半桥三电平直流变换器中高频变压器的原副边匝比，当控制半桥三电平直流变换器的直流母线电压Vdc与输出电压Vo为恒定值时，d2计算值恒定。
为使隔离型三电平PFC变换器正常工作，控制变换器PFC级的占空比d1与控制变换器DC/DC级的占空比d2间的限制关系为：
d1+d2≤0.5 (12)
根据图4和图5可知，隔离型三电平PFC变换器的输入电流波形和PF值均与输入电压幅值和直流母线电压的比值Vm/Vdc有关，Vm/Vdc越小，则输入电流波形越接近正弦，变换器PF越接近于1。当输入电压一定，通过提高变换器直流母线电压Vdc的电压等级来增大PF时，会增大变换器中开关管的电压应力，增大系统损耗，降低变换器效率，同时为开关管的器件选型带来了很大难度，增加成本。因此，本发明从对输入电流波形的分析入手，通过控制输入电流波形为纯正弦，提高变换器的PF至1。
2.控制输入电流正弦化方法的推导与实现
当输入电流在一个工频周期内为正弦波时，与输入电压同相位，使变换器PF＝1。观察式(6)，可假设纯正弦波的输入电流为：
其中d0为输入电流波形纯正弦时变换器PFC级的占空比。
对比实际输入电流表达式，可得占空比间的关系为：
由式(1)和式(13)可推得变换器的输入功率为：
由上式可得d0为：
将式(16)带入式(14)，结合式(12)，可得控制输入电流正弦化的占空比为：
由上式得隔离型三电平PFC变换器PFC级的占空比d1的波形，如图6所示。当控制变换器PFC级占空比按照上式规律变化时，隔离型三电平PFC变换器的输入电流波形是纯正弦，与输入电压同相位，可以使变换器的PF＝1，即为单位功率因数。
此时，隔离型三电平PFC变换器中各开关管在一个开关周期内的占空比分别为：
DS1＝DS4＝d2 (18)
DS2＝DS3＝2d1+d2 (19)
本发明提出的提高隔离型三电平PFC变换器PF控制方法的流程图如图7所示，具体实施过程如下：
(1)隔离型三电平PFC变换器中的整流电压Vg、直流母线电压Vdc和输出电压信号Vo经过采样调理电路送至数字处理控制器的ADC模块；
(2)ADC模块将(1)中采样得来的电压模拟信号转换为数字信号后，送至数据处理模块；
(3)数据处理模块利用电压信号Vg,Vdc和Vo进行运算和判断，得到占空比d1和d2送至PWM脉冲宽度调制模块；
(4)PWM脉冲宽度调制模块确定并输出各开关管的PWM控制信号，经驱动电路控制隔离型三电平PFC变换器中的各开关管，使变换器正常工作。
3.本发明提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制系统及方法
结合图8，本发明提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制系统，包括隔离型三电平PFC变换器1和数字处理控制器2，其中：
所述隔离型三电平PFC变换器1包括交流输入电源vin、二极管整流桥RB、输入电感Li和半桥三电平直流变换器，其中交流输入电源vin连接二极管整流桥RB的输入端，二极管整流桥RB的正输出端连接输入电感Li，二极管整流电路RB的负输出端为参考零电位点，与半桥三电平直流变换器的输入端相连接，二极管整流桥RB两端的电压为整流电压Vg；
所述数字处理控制器2包括：ADC模块、数据处理模块和PWM脉冲宽度调制模块，在每个开关周期内二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，半桥三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo，经采样调理电路送至数字处理控制器2的ADC模块，ADC模块将各电压信号进行模数转换后送至数字处理控制器2的数据处理模块，经过数据处理模块的运算和判断后得到各开关管的占空比控制信号，各开关管的占空比控制信号经数字处理控制器2的PWM脉冲宽度调制模块输出，经驱动电路接至隔离型三电平PFC变换器1中各开关管的栅极。
进一步地，所述半桥三电平直流变换器包括：第一开关管Q1及第一二极管D1，第二开关管Q2及第二二极管D2，第三开关管Q3及第三二极管D3，第四开关管Q4及第四二极管D4，第一箝位二极管D5，第二箝位二极管D6，第一直流母线电容Cdc1，第二直流母线电容Cdc2，高频变压器T，第一整流二极管D7，第二整流二极管D8，输出滤波电感Lo，输出滤波电容Co，负载Ro；其中输入电感Li的一端与二极管整流桥RB的正输出端连接，输入电感Lin的另一端与第一开关管Q1的源极、第二开关管Q2的漏极和第一箝位二极管D5的阴极相连，第一二极管D1和第二二极管D2分别反并联于第一开关管Q1和第二开关管Q2的两端，第一开关管Q1的漏极与第一直流母线电容Cdc1的阳极相连，第一直流母线电容Cdc1的阴极与第一箝位二极管D5的阳极、高频变压器T原边绕组N1的同名端、第二直流母线电容Cdc2的阳极和第二箝位二极管D6的阴极相连，高频变压器T原边绕组N1的非同名端与第二开关管Q2的源极和第三开关管Q3的漏极相连，第三开关管Q3的源极与第四开关管Q4的漏极、第二箝位二极管D6的阳极和二极管整流桥RB的负输出端相连，第三二极管D3和第四二极管D4分别反并联于第三开关管Q3和第四开关管Q4的两端，第四功率开关管Q4的源极与第二直流母线电容Cdc2的阴极相连，高频变压器T的第一副边绕组N2的同名端与第一整流二极管D7的阳极相连，高频变压器T的第一副边绕组N2的非同名端与高频变压器T的第二副边绕组N3的同名端、输出滤波电容Co的阴极和负载Ro的一端相连，输出滤波电容Co的阳极与负载Ro的另一端和输出滤波电感Lo的一端相连，输出滤波电感Lo的另一端与第一整流二极管D7的阴极和第二整流二极管D8的阴极连接，第二整流二极管D8的阳极与高频变压器T的第二副边绕组N3的非同名端连接，半桥三电平直流变换器中第一直流母线电容Cdc1和第二直流母线电容Cdc2两端的电压和为直流母线电压Vdc，负载Ro两端的电压为输出电压Vo。
进一步地，所述隔离型三电平PFC变换器1中输入电感Li与半桥三电平直流变换器中第一开关管Q1源极和第二开关管Q2漏极相连，二极管整流桥RB的负输出端即参考零电位点与半桥三电平直流变换器中第三开关管Q3源极和第四开关管Q4漏极相连。
进一步地，所述数字处理控制器2采用DSP芯片TMS320F28335。
一种提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制方法，具体实现包括以下步骤：
步骤1，在每个开关周期内，采样调理电路分别采样隔离型三电平PFC变换器1中二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，半桥三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo，将采样的电压模拟信号调理至符合数字处理控制器2的模拟输入要求后，送入数字处理控制器2的ADC模块；
步骤2，数字处理控制器2的ADC模块将经步骤1中采样调理后的电压模拟信号转换为数字信号后，送至数字处理控制器2的数据处理模块；
步骤3，数字处理控制器2的数据处理模块对经步骤1采样和步骤2模数转换后的二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，隔离型三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo进行运算和判断，得到隔离型三电平PFC变换器1中各开关管占空比控制信号；
步骤4，各开关管占空比控制信号经数字处理控制器2的PWM脉冲宽度调制模块输出，经驱动电路将PWM脉宽调制控制信号分配给隔离型三电平PFC变换器1中的各开关管，控制隔离型三电平PFC变换器1不同开关模态的正常工作，同时实现变换器的PFC功能和输出电压调节功能。
进一步地，步骤3中所述数字处理控制器2的数据处理模块对经步骤1采样和步骤2模数转换后的二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，半桥三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo进行运算和判断，得到隔离型三电平PFC变换器1中各开关管占空比控制信号，具体如下：
d1+d2≤0.5
式中：d1为隔离型三电平PFC变换器1中第二开关管Q2和第三开关管Q3共同导通时间的一半占整个开关周期的占空比，即隔离型三电平PFC变换器PFC级占空比；d2为隔离型三电平PFC变换器1中第一开关管Q1和第四开关管Q4的导通占空比，即隔离型三电平PFC变换器DC/DC级占空比；ω为交流输入电压的角频率，交流输入电压的频率为工频50Hz，Li为输入电感感值，fs为隔离型三电平PFC变换器1中各开关管的开关频率，Po为隔离型三电平PFC变换器1的输出功率，Vg为二极管整流桥RB两端的整流电压，Vdc和Vo分别为半桥三电平直流变换器的直流母线电压和输出电压，N为高频变压器T的原副边匝数比。
综上所述，本发明公开了一种提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制系统及方法，在每个开关周期内实时采样控制所需的各种电压信号，利用数字处理控制器进行快速、高密度的数字运算，得到能够使隔离型三电平PFC变换器输入电流波形为纯正弦的控制占空比。该控制方法具有实时性好，动态响应快，便于数字化实现的优点；该控制系统能够有效降低变换器的系统损耗，提高变换器的效率，可以在90Vrms～265Vrms的全压输入范围内，有效控制输入电流波形正弦化，提高变换器PF至1。

Claims (1)

1.一种提高隔离型三电平PFC变换器PF的控制方法，其特征在于，包括隔离型三电平PFC变换器(1)和数字处理控制器(2)，其中：所述隔离型三电平PFC变换器(1)包括交流输入电源vin、二极管整流桥RB、输入电感Li和半桥三电平直流变换器，其中交流输入电源vin连接二极管整流桥RB的输入端，二极管整流桥RB的正输出端连接输入电感Li，二极管整流电路RB的负输出端为参考零电位点，与半桥三电平直流变换器的输入端相连接，二极管整流桥RB两端的电压为整流电压Vg；
所述数字处理控制器(2)包括：ADC模块、数据处理模块和PWM脉冲宽度调制模块，具体实现包括以下步骤：
步骤1，在每个开关周期内，采样调理电路分别采样隔离型三电平PFC变换器(1)中二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，半桥三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo，将采样的电压模拟信号调理至符合数字处理控制器(2)的模拟输入要求后，送入数字处理控制器(2)的ADC模块；
步骤2，数字处理控制器(2)的ADC模块将经步骤1中采样调理后的电压模拟信号转换为数字信号后，送至数字处理控制器(2)的数据处理模块；
步骤3，数字处理控制器(2)的数据处理模块对经步骤1采样和步骤2模数转换后的二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，半桥三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo进行运算和判断，得到隔离型三电平PFC变换器(1)中各开关管占空比控制信号；
步骤4，各开关管占空比控制信号经数字处理控制器(2)的PWM脉冲宽度调制模块输出，经驱动电路将PWM脉宽调制控制信号分配给隔离型三电平PFC变换器(1)中的各开关管，控制隔离型三电平PFC变换器(1)不同开关模态的正常工作，同时实现变换器的PFC功能和输出电压调节功能；
步骤3中所述数字处理控制器(2)的数据处理模块对经步骤1采样和步骤2模数转换后的二极管整流桥RB两端的整流电压信号Vg，半桥三电平直流变换器的直流母线电压信号Vdc和输出电压信号Vo进行运算和判断，得到隔离型三电平PFC变换器(1)中各开关管占空比控制信号，具体如下：
d1+d2≤0.5
式中：d1为隔离型三电平PFC变换器(1)中第二开关管Q2和第三开关管Q3共同导通时间的一半占整个开关周期的占空比，即隔离型三电平PFC变换器PFC级占空比；d2为隔离型三电平PFC变换器(1)中第一开关管Q1和第四开关管Q4的导通占空比，即隔离型三电平PFC变换器DC/DC级占空比；ω为交流输入电压的角频率，交流输入电压的频率为工频50Hz，Li为输入电感感值，fs为隔离型三电平PFC变换器(1)中各开关管的开关频率，Po为隔离型三电平PFC变换器(1)的输出功率，Vg为二极管整流桥RB两端的整流电压，Vdc和Vo分别为半桥三电平直流变换器的直流母线电压和输出电压，N为高频变压器T的原副边匝数比。
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