CN107070458A - 带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，包含积分器和量化器；还包括摆率预测电路，模数转换器的信号输出端输入到摆率预测电路中，所述摆率预测电路的输出端控制积分器中的第一级跨导运算放大器的输出级电流，所述第一级跨导运算放大器包含至少1个可调输出级电流模块。本发明根据sigma delta电路第一级跨导放大器在不同情况下所需满足摆率要求的电流大小，创新性地提出摆率预测电路、可调输出级电流折叠式跨导放大器，并在这基础上提出根据不同摆率要求精细化控制跨导放大器输出级电流的方法，达成低功耗sigma delta电路设计之目的。
Description
技术领域
本发明涉及一种带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器,尤其涉及一种可调输出级跨导放大器，属于电力技术领域。
背景技术
Sigma delta模数转换器具有高精度特性，在许多领域内都得到了广泛的应用。随着便携式设备及物联网的普及流行，低功耗sigma delta调制器成为研究设计的重点。目前实现sigma delta调制的方式主要有连续型和离散型两种，由于离散型sigma delta调制器具有较好的鲁棒特性及可复用性，使得离散型sigma delta调制器的低功耗设计成为当前的一个热点。但是，对于离散型sigma delta调制器来说，第一级的跨导放大器将会消耗整个系统的大部分功耗，所以低功耗sigma delta调制器设计聚焦在了第一级的跨导放大器的设计上。
对于离散型sigma delta调制器来说，第一级跨导放大器的功耗主要由噪声、单位增益带宽和摆率(SR)三个方面所决定。其中，噪声主要由KT/C噪声决定、单位增益带宽主要由采样频率决定，这两者已经没有太大的优化空间。图1为常用的sigma delta调制器的第一级积分器电路，在高精度的sigma delta电路中，特别是在24bit高精度电路应用中，需要较大的采样电容，使得第一级积分器的积分电容将会很大，这就对第一跨导放大器的SR提出了严苛的要求。因此，如何降低系统第一级跨导放大器SR，将成为低功耗设计的重要研究方向。
发明内容
本发明的目的在于：针对上述现有技术存在的问题，提出一种结构设计简单合理、控制精度高、节约电流且静态功耗低的带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器。
为了达到以上目的，本发明的一种带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，包含积分器和量化器；其特征在于：还包括摆率预测电路，模数转换器的信号输出端输入到摆率预测电路中，所述摆率预测电路的输出端控制积分器中的第一级跨导运算放大器的输出级电流，所述第一级跨导运算放大器包含至少1个可调输出级电流模块。
本发明进一步限定的技术方案为：所述第一级跨导运算放大器包括PMOS管(M01)、PMOS管(M02p)、PMOS管(M02n)、PMOS管(M11p)、PMOS管(M11n)、PMOS管(M12p)、PMOS管(M12n)、PMOS管(M13p)、PMOS管(M13n)、PMOS管(M14p)、PMOS管(M14n)；
所述PMOS管(M02p)和PMOS管(M02n)的栅极为差分输入信号的输入端，PMOS管(M02p)和PMOS管(M02n)的源极连接PMOS管(M01)的漏极；
所述PMOS管(M11p)和PMOS管(M11n)的栅极连接，PMOS管(M12p)和PMOS管(M12n)的栅极连接，PMOS管(M13p)和PMOS管(M13n)的栅极连接，PMOS管(M14p)和PMOS管(M14n)的栅极连接；
所述PMOS管(M11p)、PMOS管(M11n)的源极通过开关S11连接外部电源；PMOS管(M01)的源极连接外部电源，所述PMOS管(M01)的栅极连接偏置电压；
所述PMOS管(M11p)的漏极连接PMOS管(M12p)的源极，PMOS管(M12p)的漏极连接PMOS管(M13p)的漏极，所述PMOS管(M13p)的源极连接PMOS管(M14p)的漏极，所述PMOS管(M11n)的漏极连接PMOS管(M12n)的源极，PMOS管(M12n)的漏极连接PMOS管(M13n)的漏极，所述PMOS管(M13n)的源极连接PMOS管(M14n)的漏极；
所述PMOS管(M14p)的漏极和PMOS管(M13p)的源极连接PMOS管(M02p)的漏极，所述PMOS管(M14n)的漏极和PMOS管(M13n)的源极分别连接PMOS管(M02n)的漏极；
所述PMOS管(M14p)和PMOS管(M14n)的源极通过开关S12接地。
进一步地，所述可调输出级电流模块包括PMOS管(M21p)、PMOS管(M21n)、PMOS管(M22p)、PMOS管(M22n)、PMOS管(M23p)、PMOS管(M23n)、PMOS管(M24p)、PMOS管(M24n)；
所述PMOS管(M21p)和PMOS管(M21n)的栅极连接，PMOS管(M22p)和PMOS管(M22n)的栅极连接，PMOS管(M23p)和PMOS管(M23n)的栅极连接，PMOS管(M24p)和PMOS管(M24n)的栅极连接；
所述PMOS管(M21p)、PMOS管(M21n)的源极通过开关S21连接外部电源；
所述PMOS管(M21p)的漏极连接PMOS管(M22p)的源极，PMOS管(M22p)的漏极连接PMOS管(M23p)的漏极，所述PMOS管(M23p)的源极连接PMOS管(M24p)的漏极，所述PMOS管(M21n)的漏极连接PMOS管(M22n)的源极，PMOS管(M22n)的漏极连接PMOS管(M23n)的漏极，所述PMOS管(M23n)的源极连接PMOS管(M24n)的漏极；
所述PMOS管(M22p)的漏极和PMOS管(M23p)的漏极通过开关S23与PMOS管(M12p)的漏极和PMOS管(M13p)的漏极连接，所述PMOS管(M23n)的漏极和PMOS管(M22n)的漏极通过开关S23分别与PMOS管(M12n)的漏极和PMOS管(M13n)的漏极连接；
所述PMOS管(M24p)和PMOS管(M24n)的源极通过开关S22接地。
进一步地，所述可调输出级电流模块为1个；
所述摆率预测电路为数字逻辑电路，通过控制开关S11、S12、S21、S22以及S23的闭合来控制电流输出级。在模数转换电路的输出信号不做出翻转时，摆率预测电路控制开关S11、S12闭合以及S21、S22、S23断开，保持低电平，调制器的第一级跨导放大器的输出电流保持在较小的水平；在模数转换电路的输出信号做出翻转时，摆率预测电路控制开关S11、S12闭合以及S21、S22、S23开启，快速产生一个采样周期的脉冲信号，控制调制器中的第一级跨导放大器的输出级电流变大。
更进一步地，所述可调输出级电流模块至少有2个，所述摆率预测电路为多阈值数字逻辑电路。
本发明突出的实质性突点和显著的技术进步主要再现在：本发明根据sigmadelta电路第一级跨导放大器在不同情况下所需满足摆率要求的电流大小，创新性地提出了摆率预测电路、可调输出级电流折叠式跨导放大器，并在这基础上提出了根据不同摆率要求精细化控制跨导放大器输出级电流的方法，从而实现低功耗sigma delta电路设计。该方案还可以从单比特量化推广到多比特量化的结构中，摆率可预测电路也可以推广为多阈值比较的方式，实现更低的功耗。本发明提出的方案在输入信号频率较低时，即sigmadelta电路输出翻转不快的情况下，具有更高的低功耗优势。在高精度sigma delta电路中，即摆率是低功耗的主要制约因素时，本发明设计具有更高的低功耗优势。该方案具有很强的通用性，可以与传统的节省功耗的方法无缝结合。可以预见，本发明凭借其通用性以及超高的电流利用效率等特点，在未来的高精度超低功耗sigma delta电路实际设计中发挥重要作用。
附图说明
下面结合附图对本发明技术方案作进一步说明。其中，
图1是常用的sigma delta调制器第一级积分器电路；
图2是传统折叠式共源共栅跨导放大器；
图3是本发明超低功耗sigma delta调制器原理框图；
图4是摆率预测电路的控制原理图。
图5是本发明可调输出级电流折叠式跨导放大器；
图6是本发明多位可调输出级电流折叠式跨导放大器；
图7是本发明多阈值摆率预测电路。
具体实施方式
本发明揭示了一种带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器。如图3所示：包含积分器和量化器；还包括摆率预测电路，模数转换器的信号输出端输入到摆率预测电路中，所述摆率预测电路的输出端控制积分器中的第一级跨导运算放大器的输出级电流，所述第一级跨导运算放大器包含1个可调输出级电流模块；如图5所示：
所述第一级跨导运算放大器包括PMOS管(M01)、PMOS管(M02p)、PMOS管(M02n)、PMOS管(M11p)、PMOS管(M11n)、PMOS管(M12p)、PMOS管(M12n)、PMOS管(M13p)、PMOS管(M13n)、PMOS管(M14p)、PMOS管(M14n)。
其中，所述PMOS管(M02p)和PMOS管(M02n)的栅极为差分输入信号的输入端；PMOS管(M02p)和PMOS管(M02n)的源极连接PMOS管(M01)的漏极；所述PMOS管(M11p)和PMOS管(M11n)的栅极连接；PMOS管(M12p)和PMOS管(M12n)的栅极连接；PMOS管(M13p)和PMOS管(M13n)的栅极连接；PMOS管(M14p)和PMOS管(M14n)的栅极连接；所述PMOS管(M11p)、PMOS管(M11n)的源极通过开关S11连接外部电源；PMOS管(M01)的源极接外部电源；所述PMOS管(M01)的栅极连接偏置电压。
所述PMOS管(M11p)的漏极连接PMOS管(M12p)的源极；PMOS管(M12p)的漏极连接PMOS管(M13p)的漏极；所述PMOS管(M13p)的源极连接PMOS管(M14p)的漏极；所述PMOS管(M11n)的漏极连接PMOS管(M12n)的源极；PMOS管(M12n)的漏极连接PMOS管(M13n)的漏极；所述PMOS管(M13n)的源极连接PMOS管(M14n)的漏极；所述PMOS管(M14p)的漏极和PMOS管(M13p)的源极连接PMOS管(M02p)的漏极；所述PMOS管(M14n)的漏极和PMOS管(M13n)的源极分别连接PMOS管(M02n)的漏极；所述PMOS管(M14p)和PMOS管(M14n)的源极通过开关S12接地。
所述可调输出级电流模块包括PMOS管(M21p)、PMOS管(M21n)、PMOS管(M22p)、PMOS管(M22n)、PMOS管(M23p)、PMOS管(M23n)、PMOS管(M24p)、PMOS管(M24n)；所述PMOS管(M21p)和PMOS管(M21n)的栅极连接；PMOS管(M22p)和PMOS管(M22n)的栅极连接；PMOS管(M23p)和PMOS管(M23n)的栅极连接；PMOS管(M24p)和PMOS管(M24n)的栅极连接；所述PMOS管(M21p)、PMOS管(M21n)的源极通过开关S21连接外部电源。
所述PMOS管(M21p)的漏极连接PMOS管(M22p)的源极；PMOS管(M22p)的漏极连接PMOS管(M23p)的漏极；所述PMOS管(M23p)的源极连接PMOS管(M24p)的漏极；所述PMOS管(M21n)的漏极连接PMOS管(M22n)的源极；PMOS管(M22n)的漏极连接PMOS管(M23n)的漏极；所述PMOS管(M23n)的源极连接PMOS管(M24n)的漏极；所述PMOS管(M22p)的漏极和PMOS管(M23p)的漏极通过开关S23分别与PMOS管(M12p)的漏极和PMOS管(M13p)的漏极连接，所述PMOS管(M23n)的漏极和PMOS管(M22n)的漏极通过开关S23分别与PMOS管(M12n)的漏极和PMOS管(M13n)的漏极连接；所述PMOS管(M24p)和PMOS管(M24n)的源极通过开关S22接地。
所述可调输出级电流模块可以为1个，摆率预测电路控制开关S11、S12，以及开关S21、S22、S23的开闭。图4是摆率预测电路的控制原理图。当模数转换器的输出信号fb有翻转时，模数转换时钟clk控制的两个d触发器输出经过异或门后，输出一个时钟周期的高电平；当模数转换器的输出信号fb没有翻转时，两个d触发器输出经过异或门后，输出为低电平；其具体的设计思路如下：
如公式1可知，取采样电容是积分电容的k倍，其中Cs为采样电容，Cint为积分电容，即：
由公式1可知，积分器将会对输入电压进行k倍的放大，得到公式2，其中ΔVout为积分器输出电压变化，其中ΔVin为积分器输入电压变化，即：
ΔVout＝k·ΔVin (2)
图2所示是一个传统折叠式共源共栅跨导放大器。电流I0主要由电路的噪声和带宽决定，I1主要由电路的SR时间决定。公式3给出了在确定SR时间后需要的输出级电流，其中tSR为SR时间，一般不会超过0.5倍的积分时间。
从公式2、3可得到满足摆率要求的积分器输出级需要的电流为：
这里用频率为fin、幅度为A的正弦波作为输入信号进行分析，其中fb是sigmadelta调制器的反馈电平，fs是sigma delta电路的采样频率。公式5为反馈电压不进行翻转时输入电压变化，公式6为反馈电压进行翻转时输入电压变化：
在不同的反馈值下，因为输入电压变化不一样，所以满足摆率要求的输出级电流不一样，两种情况下电流差为：
由上述分析可知，输入信号电压幅度、频率以及反馈值三者共同决定了满足摆率要求的最小电流I。在sigma delta电路的输出信号没有发生翻转时，所需要的输出级电流较小，在输出信号发生翻转时，所需要的输出级电流较大。相比之下，在传统的sigma delta结构中，任何时刻都需要满足最大输入信号变化的需求，而本发明：
1)在模数转换电路的输出信号不做出翻转时，摆率预测电路控制开关S11、S12闭合以及S21、S22、S23断开，并保持低电平，调制器的第一级跨导放大器的输出电流保持在较小的水平；
2)在模数转换电路的输出信号做出翻转时，摆率预测电路控制开关S11、S12闭合以及S21、S22、S23开启，快速产生一个采样周期的脉冲信号，控制调制器中的第一级跨导放大器的输出级电流变大。
上述两种开启状态对应的输出级电流公式分别为：
上述公式中的Amax为最大可输入信号，fin,max为最大可输入信号频率，OSR为sigmadelta电路的过采样率；tSR为SR时间；fb是sigma delta调制器的反馈电平。
以上发明内容均是在单比特量化sigma delta调制器的基础上进行分析的，但实际上本文提出的电路和方法可以快速简单的移植到多比特量化的情况中，降低电路对SR的严格要求。
在高OSR情况下时，I2远大于I1，可结合多比特量化sigma delta调制器中，公式8中的反馈电压fb将会进一步缩小，减小电流I2的值，实现更低的功耗。在低OSR情况下时，I1不再远小于I2，本文提出的摆率可预测电路还可以扩展到对输入信号进行多阈值Vt<N:1>的比较，再进行摆率预测，如图7所示，实现对公式8中电流I1的精细化控制，实现低功耗设计。对应的图6为实现积分器输出级电流更加精细化控制的多位可调输出级电流折叠式跨导放大器。
以上述两种方法，均可显著降低sigma delta调制器的功耗。当然，除上述实施例外，本发明还可以有其他实施方式，凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本发明要求保护的范围之内。
Claims (9)
1.带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，包含积分器和量化器；其特征在于：还包括摆率预测电路，模数转换器的信号输出端输入到摆率预测电路中，所述摆率预测电路的输出端控制积分器中的第一级跨导运算放大器的输出级电流，所述第一级跨导运算放大器包含至少1个可调输出级电流模块。
2.根据权利要求1所述的带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，其特征在于：所述第一级跨导运算放大器包括PMOS管(M01)、PMOS管(M02p)、PMOS管(M02n)、PMOS管(M11p)、PMOS管(M11n)、PMOS管(M12p)、PMOS管(M12n)、PMOS管(M13p)、PMOS管(M13n)、PMOS管(M14p)、PMOS管(M14n)；
所述PMOS管(M02p)和PMOS管(M02n)的栅极为差分输入信号的输入端，PMOS管(M02p)和PMOS管(M02n)的源极连接PMOS管(M01)的漏极；
所述PMOS管(M11p)和PMOS管(M11n)的栅极连接，PMOS管(M12p)和PMOS管(M12n)的栅极连接，PMOS管(M13p)和PMOS管(M13n)的栅极连接，PMOS管(M14p)和PMOS管(M14n)的栅极连接；
所述PMOS管(M11p)、PMOS管(M11n)的源极通过开关S11连接外部电源；PMOS管(M01)的源极连接外部电源，所述PMOS管(M01)的栅极连接偏置电压；
所述PMOS管(M11p)的漏极连接PMOS管(M12p)的源极，PMOS管(M12p)的漏极连接PMOS管(M13p)的漏极，所述PMOS管(M13p)的源极连接PMOS管(M14p)的漏极，所述PMOS管(M11n)的漏极连接PMOS管(M12n)的源极，PMOS管(M12n)的漏极连接PMOS管(M13n)的漏极，所述PMOS管(M13n)的源极连接PMOS管(M14n)的漏极；
所述PMOS管(M14p)的漏极和PMOS管(M13p)的源极连接PMOS管(M02p)的漏极，所述PMOS管(M14n)的漏极和PMOS管(M13n)的源极分别连接PMOS管(M02n)的漏极；
所述PMOS管(M14p)和PMOS管(M14n)的源极通过开关S12接地。
3.根据权利要求2所述的带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，其特征在于：所述可调输出级电流模块包括PMOS管(M21p)、PMOS管(M21n)、PMOS管(M22p)、PMOS管(M22n)、PMOS管(M23p)、PMOS管(M23n)、PMOS管(M24p)、PMOS管(M24n)；
所述PMOS管(M21p)和PMOS管(M21n)的栅极连接，PMOS管(M22p)和PMOS管(M22n)的栅极连接，PMOS管(M23p)和PMOS管(M23n)的栅极连接，PMOS管(M24p)和PMOS管(M24n)的栅极连接；
所述PMOS管(M21p)、PMOS管(M21n)的源极通过开关S21连接外部电源；
所述PMOS管(M21p)的漏极连接PMOS管(M22p)的源极，PMOS管(M22p)的漏极连接PMOS管(M23p)的漏极，所述PMOS管(M23p)的源极连接PMOS管(M24p)的漏极，所述PMOS管(M21n)的漏极连接PMOS管(M22n)的源极，PMOS管(M22n)的漏极连接PMOS管(M23n)的漏极，所述PMOS管(M23n)的源极连接PMOS管(M24n)的漏极；
所述PMOS管(M22p)的漏极和PMOS管(M23p)的漏极通过开关S23与PMOS管(M12p)的漏极和PMOS管(M13p)的漏极连接，所述PMOS管(M23n)的漏极和PMOS管(M22n)的漏极通过开关S23分别与PMOS管(M12n)的漏极和PMOS管(M13n)的漏极连接；
所述PMOS管(M24p)和PMOS管(M24n)的源极通过开关S22接地。
4.根据权利要求3所述的带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，其特征在于：所述可调输出级电流模块为1个。
5.根据权利要求4所述的带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，其特征在于：所述摆率预测电路为数字逻辑电路，通过控制开关S11、S12、S21、S22以及S23的闭合来控制电流输出级。
6.根据权利要求5所述带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，其特征在于：在模数转换电路的输出信号不做出翻转时，摆率预测电路控制开关S11、S12闭合以及S21、S22、S23断开，并保持低电平，调制器的第一级跨导放大器的输出电流保持在较小的水平。
7.根据权利要求5所述带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，其特征在于：在模数转换电路的输出信号做出翻转时，摆率预测电路控制开关S11、S12闭合以及S21、S22、S23开启，快速产生一个采样周期的脉冲信号，控制调制器中的第一级跨导放大器的输出级电流变大。
8.根据权利要求3所述的带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，其特征在于：所述可调输出级电流模块至少有2个。
9.根据权利要求8所述的带运放摆率预测功能的超低功耗模数转换器，其特征在于：所述摆率预测电路为多阈值数字逻辑电路。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |
Application publication date: 20170818 |