CN1068156C

CN1068156C - 多谐振器的振荡器

Info

Publication number: CN1068156C
Application number: CN96194626A
Authority: CN
Inventors: J·哈尔特森
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1995-04-19
Filing date: 1996-03-26
Publication date: 2001-07-04
Anticipated expiration: 2016-03-26
Also published as: US5561399A; AU5410796A; DE69629187T2; EP0821847A1; JPH11503890A; WO1996033552A1; EP0821847B1; CN1187269A; BR9608249A; DE69629187D1; AU706321B2

Abstract

提供了一种用于增加振荡器的Q值以便获得振荡器稳定度净增益的装置和方法。在这种装置和方法中，有多个单元，其中每个单元都包含一个无源选频电路及一个有源放大器，这些单元级联在一起且通过有源放大器充当缓冲器而保持各无源选频电路间的隔离度。结果，避免了无源选频电路间的相互作用和加载，这样由于增加了振荡器的Q值而得到振荡器稳定度的净增益。

Description

多谐振器的振荡器

背景技术

本发明针对提高振荡器的稳定度，这种振荡器用在通信系统的发射机和/或接收机中对信号进行上变频或下变频及需要单纯和稳定的频率基准的频率合成器中。本发明的装置和方法可用于如钟表和计算装置等作为基准目的而要求高度稳定的时钟信号的系统中，亦可用于任何要应用振荡器的领域。更具体地，本发明针对将多个谐振器/放大器级联成一个环路，以提高有效品质从而提高振荡器的稳定度。

任何在其中定时成为很重要的系统都有本地振荡器，且许多系统也要求本机产生精确的频率基准。比如，如果在发射机和接收机中没有用以将信息信号变换到适当频带的本地振荡器，无线传输将是不能实现的。这种系统的性能高度地依赖于振荡器提供的频率的稳定度。振荡器输出中的相位抖动(相位噪声)限制了基准的精度从而限制了整个系统的精度。同时在许多应用中振荡器输出中的幅度偏差也是重要的，但这种幅度偏差可由限幅器或自动增益控制器容易地进行抑制。

高性能振荡器的一般结构包括一个放大器，该放大器有一个通过谐振结构反馈到其输入端的输出端。当反馈环路中的频率变化时，谐振结构产生一个大的输出变化，该输出变化和频率变化相反以使这种频率变化为最小。当频率变化而使谐振器输出变大时，这种校正作用也增强。谐振器的这种随频率的变化由品质或Q值表示。较高的Q值表明该谐振器对频率变化更敏感，因此最终的振荡器的输出频率会更稳定。为提供具有单纯及稳定的频率输出的振荡器，要求振荡器具有低噪声及高Q值。因为振荡器的最终输出频谱是由环路产生的噪声及谐振器的Q值决定的，所以对于稳定的振荡器，谐振结构的高Q值是很重要的。

图1显示了典型振荡器的结构，在这种振荡器中放大器10是由无源的相移网络20进行反馈的。振荡器5在满足巴克好森(Barkhausen)条件，即环路增益精确地为1且环路相移为0或2π的倍数时的频率上开始振荡。振荡器5被优选地设计成使相位条件发生在谐振器的相位特性中最陡的部分。更精确地，网络20的Q值和相位导数或谐振器的群延时δφ/δf的关系为：

其中f₀为谐振频率，单位为Hz(赫兹)。

通过将振荡器5模型化为能滤除反馈环路中噪声的极窄带滤波器，可确定振荡器5的输出频谱。因比，输出Sv的噪声功率谱密度与环路中的白噪声密度Sn成正比而与谐振装置中Q2成反比，为：

Sv= V²Q² [V2/Hz] 式(2)

其中V=f/f₀-f₀/f。

提高振荡器稳定度的一种技术是通过将多个无源相移网络级联在一起而提高有效Q值。然而，在实际使用时，在无源相移网络20中使用的谐振器既可以是两端的亦可以是三端的器件，它通常不是单向的。将这些网络级联导致电的相互作用，因此不会导致级联电路中有效Q值的提高。由于网络的特性，在实际使用时不能将谐振器简单地按电路级联在一起。因此，希望提供一种把振荡器的选频电路级联起来的方法，用以防止谐振器之间的相互作用和加载。

发明概要

本发明的目的是提供一种通过级联多个单元而提高振荡器Q值的装置和方法，其中每个单元都包含无源选频电路及有源放大器以得到呈现稳定度净增加的振荡器。

本发明的另一个目的是通过提高振荡器的Q值和由此实现的稳定度净增益，从而实现具有构成振荡环路的无源谐振器及有源放大器的振荡器的稳定度的净增益。

本发明的这些目的是通过提供一种包含多个无源选频电路及多个通过所述无源选频电路进行反馈的有源放大器的振荡器来实现的，这种反馈是将多个单元级联在一起，其中每个单元都包括由一个所述无源选频电路和一个所述有源放大器而组成的一对所形成的一个振荡环路。因为各单元内的噪声是非相干的而总的Q值是增加的，所以将所有的无源选频电路/有源放大器单元级联就得到振荡器稳定度的净增益。级联这些单元时，有源放大器起着隔离器的作用以防止级联的谐振器间相互作用，从而获得振荡器稳定度的净增益。

本发明的这些目的也通过提供增强振荡器稳定度的方法而实现，这种方法包括级联多个单元的步骤，其中每个单元都包括由一个无源选频电路及一个有源放大器而组成的一对，以及在由所述多个级联单元组成的振荡环路中通过所述无源选频电路对所述有源放大器进行反馈的步聚。本方法通过级联多个单元，也提高了振荡器的有效Q值，所以有源放大器起到缓冲器的作用以防止在级联的谐振器之间的相互作用。

从下文详细的说明中可显见本发明进一步的适用范围。然而应当明白，所有说明本发明优选实施例的详细说明和具体例子仅是作为说明给出的，因为在本发明的主旨和范围内，从该详细说明所作的各种变化和改进对本领域的技术人员是很显然的。

附图简述

通过下文给出的详述以及仅作为说明给出的附图可更充分地理解本发明，且本发明并不受限于此，其中：

图1显示了一般振荡器的简单模型；

图2(a)显示了现有技术中多个谐振器的振荡器的信号模型；

图2(b)显示了具有级联放大级的多个谐振器的振荡器的信号模型；

图2(c)显示了通过使用根据本发明的一个实施例的分布式放大器的多个谐振器的振荡器的信号模型；

图3(a)显示了单个并联谐振的振荡器的模型；

图3(b)显示了根据本发明的实施例中的多个并联谐振的振荡器的模型；

图4显示了科尔皮特(Colpitt)型双谐振器的振荡器；

图5(a)显示了含有并联LC谐振器的平衡振荡器；

图5(b)显示了图5(a)的平衡振荡器的等效电路

图5(c)显示了通过双谐振器特性具体化的图5(b)的平衡振荡器的等效电路；

图6显示了具有并联LC谐振器的四重谐振器。

详细说明

图2(a)显示了现有技术中多个谐振器的振荡器的一个例子。在图2(a)中，放大器10被连接到级联的多个无源相移网络201,202,……20n。如果将两个相移网络20级联(其中n=2)，则总的Q值(或相位导数或群延时)提高为原来的两倍，假定相移网络201,202,……20n之间没有相互作用和加载。尽管环路中的被认为是由相移网络20(非相干)的实部产生的总噪声功率密度Sn也提高到原来的两倍，由等式2可看出在输出端的谱功率密度Sv中实现了由因子2表示的净减小量。由等式2提供的这种关系可推广至图2(a)所示级联的N个谐振器。应用和在式(2)中相同原理，这样噪声功率密度Sn和环路品质Q增加N倍，及在输出端处的谱功率密度为：

如等式3所显示的关系，随着更多的谐振器(随着N增加)级联在一起，振荡器输出端的载波/噪声比也会提高。

在图2(a)中，假定相移网络20是一个单向的四端网络。然而，实际上相移网络既可以是一端接地的两端器件也可以是非单向的三端器件。对于两端器件，将器件级联会导致既不会提高Q值也不会提高噪声性能的并联。对三端器件，相移网络不能被认为是独立的，因此相移网络20相互加载，根据等式3，它不会提供Q值的增加。在图1中，无源谐振器中的损耗L(以dB表示)会由放大器的增益A(以dB表示)补偿。在图2(a)中，每个无源谐振器都有损耗L，这对N个级联的谐振器来讲将导致总损耗为N×L(dB)。必须由放大器来补偿总损耗，由此该放大器的放大量必须增加到N×A(dB)。在图2(b)中，增加的放大量是由每个放大量为A的N个放大器级联而获得的。在本发明的具体实施例中，将放大作用分配到整个环路中以至如图2(c)所示每个谐皆振器后都跟有放大量为A的放大级。每个谐振器/放大器单元都可看作一个单元。因为放大器是用来隔离谐振器以防止谐振器间的加载及电干扰的单向元件，所以将这些众多的单元级联是没有任何问题的。

当认为谐振器是含放大单元和相移网络的环路时，振荡器谐振在环路中的总相移为360°的整数倍的频率上。每个相移网络20优先地在谐振频率附近有快速的相位改变，以使环路噪声在输出频率变化时(相位抖动)具有更少的重要性。在谐振频率附近相位变化的斜度正比于相移网络20的品质或Q值。可以通过将多个相移网络级联提高振荡器的总Q值。尽管因增加的相移网络的噪声提高了反馈环路中的噪声，但依然得到了振荡器稳态时的净增加量。振荡器的输出谱密度正比于反馈环路中的总噪声功率而与Q2成反比。因为认为相移网络中的噪声源是非相干的，所以噪声功率随相移网络的数目而线性增加。有效Q值也随相移网络的数目而成比例地增加，结果振荡器输出的谱功率密度与所用的相移网络的数目成反比而减少。

图3(a)显示了单个并联谐振振荡器的已知结构的例子。图3(a)显示了包含一个电流源50、电阻60、电感70、电容80及跨导放大器90的单个并联谐振振荡器100。电流源50代表了在谐振器中及跨导放大器中产生的噪声，它被表示为一个和谐振器并联的等效噪声源In。因子γ是一个比例常数，该常数给出了在压控电流源的电流和控制电压V之间的关系。因而，γ为压控电流源所体现的跨导放大器90的跨导。为了得到本发明所描述的多谐振器振荡器，并联谐振振荡器100的反馈环路在跨导输出端是开路的，以至为形成一如图3(b)所示的多个并联谐振的振荡器而可将网络100级联起来。图3(b)是将多个并联谐振的振荡器网络100₁,100₂,……100_n级联在一起，即将一个相移网络的输出和下一个相移网络的输入连接起来并将最后一个跨导放大器90_n的输出反馈至第一网络100₁。假定等效噪声电流源是非相干的，则具有N级的多个谐振的振荡器将呈现比图3(a)所示的单个谐振振荡器低10logN dB的谱功率密度。

谐振器/放大器的结构可以有很多种可能的类型，图4显示了再一个实施例即具有类似于科尔皮特的结构的双谐振器振荡器。图4显示了两个谐振器/放大器结构200₁和200₂，其中每个都包含第一电容210₁和210₂、电感220₁和220₂、第二电容230₁和230₂及三极管240₁和240₂。三极管240₁和240₂表示跨导。第一级的输出端和第二级的输入端相连，第二级的输出反馈回第一级的输入端。在形成反馈电路时，总相移必须保持为360°的倍数。因此，这种双谐振器振荡器可通过将反馈环路保持在360°的倍数而扩展成多个谐振器的振荡器。比如，如果谐振器/放大器单元产生一180°的相移，则必须用偶数个谐振器/放大器单元来闭合反馈电路，但如果谐振器/放大器单元的相移为360°，则可使用偶数个或奇数个谐振器/放大器单元。

图5(a)显示了使用并联LC谐振器的已知平衡振荡器。这已知的并联LC谐振器包括以平衡结构连到电容310及电感300的两个电阻320及330。无论如何，也可将这已知的并联LC谐振器看作是双谐振器振荡器，如图5(b)所示的本发明的另一个实施例的双谐振器振荡器。在图5(b)中，如图5(a)所示的电容300和电感310会被分成串联的两个部分以形成电感302及304和电容312及314，且在交叉点处接地。因为图5(b)和图5(c)是等效的，图中清楚地显示了根据本发明的一个具体实施例的双谐振器特性，所以这显示了平衡振荡器实际上是双谐振振荡器。

如图5(a)，5(b)和5(c)所示的双潴振振荡器的结构可用再一个平衡结构扩展，这就产生了如图6所示的四重谐振器振荡器。使用和如图5(a)，5(b)和5(c)所示的相同的技术，图6的四重谐振器振荡器可被看作为四个并联谐振器/放大器单元的级联。四重谐振器振荡器包含由电感400及电容410和电感490及电容480组成的两个并联谐振器。四个电阻420,430,460和470被排列成共发射极结构，且串联连接以形成一环路。这种四重谐振器振荡器的结构比图3(a)中的单谐振器振荡器有6dB的噪声改进。

这种将相移网络和谐振器/放大器单元级联的技术也可应用于电压和电流控制振荡器(VCO)中。对于这些VCO，一个或更多的谐振器必须包含可控器件，如与谐振电容并联的可变电抗器(图中未显示)。

对电路中的多个谐振器，在不同谐振器的电感器之间会存在互感耦合。众所周知，耦合会改变电感器的有效电感，但不会影响噪声性能，如果噪声仅由该谐振器产生的话。如果放大器也给出显著的噪声贡献，那么应当通过对并联谐振取一个大电容值或对于串联谐振取一个大电感值而使反馈环路的Q值尽可能的大。对并联谐振能提高有效电感的正耦合是不希望有的。对串联调谐，耦合会提高性能，但互耦总会使谐振频率发生偏移，这可由电容来补偿。因此，电容和电感值是基于这些考虑进行选取的。

本发明的具体实施例是针对含有无源选频电路和有源放大器的单元的级联，其中放大器是起缓冲器作用的单方向或单向器件。结果，避免了无源选频电路之间的相互作用和加载，并提高了有效Q值从而获得了振荡器稳定度的净增益。

通过所述的发明，显而易见的是这种方法可以以许多方式变化。这些变化并不被认为是偏离了该发明的精神和范围，所有这些修改对本领域技术人员来讲是显而易见的，并希望被包含于权利要求书的范围中。

Claims

1．一种具有提高稳定度的振荡器，包括

在具有输出端的环路中级联的多个单元，在该输出端上提供振荡器输出信号，每个所述级联单元包括，

一个被调谐至最大相位导数的无源选频电路，

一个有源放大器；

所述多个单元被级联在一起以形成所述环路，所述环路将所述振荡器输出信号通过所述无源选频电路反馈至所述有源放大器。

2．根据权利要求1的振荡器，其特征在于每个所述无源选频电路包括一个谐振器。

3．根据权利要求1的振荡器，其特征在于每个所述有源放大器是起缓冲器作用的单向或单方向的装置，以防止所述无源选频电路之间的相互作用。

4．根据权利要求1的振荡器，其特征在于所述无源选频电路是单向四端部件。

5．根据权利要求1的振荡器，其特征在于振荡器是电压或电流控制的振荡器。

6．根据权利要求2的振荡器，其特征在于至少其中一个所述的谐振器包含控制元件。

7．根据权利要求2的振荡器，其特征在于至少其中一个所述的谐振器包含与谐振电容并联的可变电抗器。

8．一种用于提供具有提高振荡器稳定度的方法，包括以下步骤：

由多个级联单元形成具有一输出端的振荡环路，每个所述级联单元都包括一个被调谐至最大相位导数的无源选频电路以及一个有源放大器；

在所述环路的所述输出端提供一个振荡器输出信号；以及

由所述振荡环路的所述多个级联单元通过所述无源选频电路将所述振荡器输出信号反馈至所述有源放大器。

9．根据权利要求8的方法，其特征在于所述无源选频电路包括谐振器。

10．根据权利要求8的方法，其特征在于所述有源放大器是起缓冲器作用的单向或单方向的装置，以防止所述无源选频电路之间的相互作用。

11．根据权利要求8的方法，其特征在于所述无源选频电路是单向四端部件。

12．根据权利要求8的方法，其特征在于振荡器是电压或电流控制的振荡器。

13．根据权利要求9的方法，其特征在于至少一个所述的谐振器包含控制元件。

14．根据权利要求9的方法，其特征在于至少一个上述的谐振器包含与谐振电容并联的可变电抗器。

15．根据权利要求1的振荡器，其特征在于振荡器产生的总相移为360°×n，其中n为整数或零。

16．根据权利要求8的方法，其特征在于振荡器产生的总相移为360°×n，其中n为整数或零。