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CN106716806B - 切换式功率级及用于控制切换式功率级的方法 - Google Patents

切换式功率级及用于控制切换式功率级的方法 Download PDF

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CN106716806B CN201580049702.1A CN201580049702A CN106716806B CN 106716806 B CN106716806 B CN 106716806B CN 201580049702 A CN201580049702 A CN 201580049702A CN 106716806 B CN106716806 B CN 106716806B
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Abstract

产生输出电压可使用将电感器的第一端子耦合到高电压源或低电压源的开关来执行。所述电感器的第二端子耦合到负载且通过电容器并联耦合到低电压源。可通过以下操作控制所述开关：产生具有基本上经调整为所要输出电压与高电压源电压的比率的工作循环的正方形二进制控制信号，其中所述电感器的所述第一端子依据所述控制信号的二进制状态而被连接到所述高电压源或所述低电压源。

Description

切换式功率级及用于控制切换式功率级的方法
技术领域
本发明一般来说涉及功率级及电压转换器，且尤其涉及DC-DC转换器或切换式电压调节器，所述DC-DC转换器或切换式电压调节器能够使输出电压及电流随由此转换器供电的电路的处理负载而变化。
背景技术
在广泛应用中，切换式电压转换器用于在不同DC电压之间转换。在切换式电压转换器当中，降压转换器用于从较高电压供应器提供经减小电压。切换式功率级的典型用途包括特别是用于电池操作式装置的DC-DC转换器、用于包含音频放大器的D类放大器的功率级、电机驱动电路、光伏逆变器等。此切换式功率级示意性地展示于图1中。功率级PWS包括开关SW1、SW2，开关SW1、SW2用于以切换频率替代地将电感器L1的第一端子连接到供应电压IV及连接到低k电压(例如接地电压)。电感器L1的第二端子连接到负载LD且通过电容器C1链接到接地。开关SW1、SW2通过由控制电路CTL提供的相应信号SH及SL来控制，使得当接通开关SW1时，关断开关SW2且反之亦然。
在电池操作式装置(例如移动电话、智能电话、数字平板计算机)中，需要增加电池寿命。为了此目的，使装置的未被使用的电路断电或接收经减小电力。因此，装置所请求的供应电流可急剧地变化。当装置的一或多个电路被撤销激活时，由装置汲取的电流可在非常短时间内降低，因此在所供应电流不追随此降低的情况下导致电压过冲。此电压过冲可通过增加电容器C1的大小而减小。
除电压过冲外，还应考虑到电感器的电流波纹以减小电感器的切换芯损耗且使峰值电流保持在电感器及电池的最大电流额定值内。优化切换损耗同时使平均电流负载维持较接近于最大额定值会约束适于给定输入与输出电压比率及操作频率的电感器值范围。对于以1Mhz或较慢PWM控制操作的DC-DC转换器，电感器通常应定大小为1μH或更大以满足这些约束。此大电感器无法为紧凑的且集成于半导体芯片中。相反地，当受电装置的电路被激活时，其应在非常短时间内被通电，从而减小由装置汲取的电流的突然升高。追随此电流汲取的一种方式是减小电感器L1的大小。
优选地，印刷电路板上的具小高度及减小表面的组件用于制造薄且小的装置。此通常用于减小电感器L1及电容器C1的大小，且因此增加开关SW1、SW2的换相频率，这会增加开关中的能量损耗。
此外，用于此类便携式装置中的每一新一代处理器趋向于更强大同时变得较小且以较低供应电压操作。另外，为了通过减小由每一电池单元供应的电流而增加所述处理器的寿命，以串联及并联两种方式组装于电池内的电池单元的数目趋向于增加。因此，DC-DC转换器的输入电压趋向于增加而待供应到装置的输出电压趋向于减小，此需要较大电感器。此致使电感器经受冲突的要求。
发明内容
本发明的实施例涉及一种具有参考脉冲宽度调制PWM参考电路的切换调节器，其包括：开关，其用于基于工作循环信号而将输出电感器的第一端子二者择一地耦合到供应电压或耦合到接地，所述输出电感器具有通过电容器耦合到接地且提供电压输出信号的第二端子；参考开关，其用于基于所述工作循环信号而将包含参考电容器的电路的输入二者择一地耦合到所述供应电压或耦合到接地，所述参考电容器耦合到接地；误差放大器，其用于放大所述包含参考电容器的电路的输出与参考电压之间的差；波形产生器，其用于产生具有基于时钟信号的周期的周期性波形；及第一比较器，其用于将所述周期性波形与所述误差放大器的输出进行比较，所述比较器的输出提供所述工作循环信号。
本发明的实施例还涉及一种产生经调节电压的方法，其包括：提供具有第一端子及通过电容器链接到低电压源的第二端子的电感器，所述第二电感器端子将经调节输出电压供应到负载；依据命令信号而将所述第一电感器端子排他地连接到高电压源或连接到所述低电压源或者连接到所述第二电感器端子，以减小所述输出电压与低于高电压的参考电压之间的差；及使用参考电路来产生二进制控制信号，所述二进制控制信号具有基本上经调整为所述输出电压与由所述高电压源供应的高电压之间的比率的工作循环，所述第一电感器端子依据所述控制信号的二进制状态而被连接到所述高电压源或连接到所述低电压源。
本发明的实施例还涉及一种提供经调节输出电压的切换式功率级，所述功率级包括：电感器，其具有第一电感器端子及形成所述功率级的输出的第二电感器端子；切换装置，其将所述第一电感器端子排他地链接到高电压源或链接到低电压源或者链接到所述第二电感器端子；电容器，其将所述第二电感器端子链接到所述低电压源；及控制电路，其经配置以依据由所述高电压源供应的的高电压及所述输出电压而控制所述切换装置，以减小所述输出电压与低于所述高电压的参考电压之间的差，所述控制电路包含参考电路，所述参考电路经配置以产生具有基本上经调整为所述参考电压与所述高电压的比率的工作循环的正方形二进制控制信号，且所述控制电路经配置以控制所述切换装置以依据所述控制信号的二进制状态而将所述第一电感器端子连接到所述高电压源或连接到所述低电压源。
在审阅本发明后将更完全地理解本发明的这些及其它方面。
附图说明
本发明的前述发明内容以及以下详细描述将在联合所附图式一起阅读时更佳地被理解。出于图解说明本发明的目的，在图式中展示目前优选的实施例。然而，应理解，本发明并不限于所展示的精确布置及机构。
在图式中：
图1(先前描述)是常规切换式功率级的电路图的先前描述，
图2是根据一实施例的切换式功率级的电路图，
图3A、3B、3C是切换式功率级的简化电路图，其图解说明所述功率级的操作模式，
图4A、4B、4C、4D展示根据一实施例的信号随时间的变化曲线，其图解说明切换式功率级的操作，
图5是图解说明根据一实施例的由切换式功率级的控制电路执行的过程的流程图，
图6A、6B、6C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明在由负载汲取的电流变化时切换式功率级的操作，
图7A到7F展示信号的变化曲线，其图解说明切换式功率级的第一操作情形，
图8A、8B、8C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明在第二操作情形中在从负载汲取的电流变化时切换式功率级的操作，
图9展示随时间展开的图8B的曲线的一部分，
图10是根据一实施例的切换式功率级的控制电路的电路图，
图11A到11E展示信号随时间的变化曲线，其图解说明根据第一操作情形的切换式功率级的操作，
图12A到12E展示信号随时间的变化曲线，其图解说明根据第二操作情形的切换式功率级的操作，
图13是根据另一实施例的控制电路的电路图，
图14是图解说明根据另一实施例的由切换式功率级的控制电路执行的过程的流程图，
图15A到15E展示根据另一实施例的信号随时间的变化曲线，其图解说明在从负载汲取的电流变化时切换式功率级的操作，
图16展示随时间展开的图15B的曲线的一部分。
具体实施方式
图2是根据一实施例的切换式功率级的电路图。参考图2，此实施例的切换式功率级PWS1(其为降压型转换器)包含开关SW1、SW2、SW3，电感器L1，电容器C1及控制开关SW1、SW2、SW3的控制电路CTL。开关SW1的第一端子连接到提供正输入电压IV的电压源。开关SW1的第二端子连接到电感器L1的第一端子、开关SW2的第一端子及开关SW3的第一端子。开关SW2的第二端子连接到低电压源，例如，接地。电感器L1的第二端子连接到开关SW3的第二端子且连接到电容器C1的第一端子，电容器C1将输出电压OV供应到负载LD的一端子，负载LD的另一端子连接到接地。输出电压OV低于输入电压IV。电容器C1的第二端子连接到接地。控制电路CTL可接收输出电压OV及输入电压IV的测量信号。在一些实施例中，流动穿过电感器L1的电流LI的电流强度量度可与输入电压IV及输出电压OV一起提供到控制电路CTL。在一些实施例中，流动穿过负载LD的电流OI的电流强度的测量信号也可提供到控制电路CTL。控制电路CTL输出分别用于控制开关SW1、SW2及SW3的控制信号SH、SL及SB。控制电路CTL经配置以依据输入电压IV及输出电压OV以及电感器电流LI以及可能地负载电流OI而产生控制信号SH、SL、SB。控制信号SH、SL、SB用于优选地以排他性方式闭合开关SW1、SW2、SW3，使得在任何时间开关SW1、SW2、SW3中的不超过一者被闭合而开关SW1、SW2、SW3中的其它者断开。为了使此情况发生，控制电路CTL可在接通开关SW1、SW2、SW3中的一者之前关断其中的所有。然而，一些应用可需要同时闭合开关SW3及SW1或SW3及SW2。此开关控制与同时闭合开关SW1及SW2(其将直接将电压源IV链接到接地)相比不产生任何电力损耗。
举例来说，开关SW1、SW2、SW3可用MOSFET晶体管形成，其中p沟道MOS晶体管形成开关SW1且n沟道MOS晶体管形成开关SW2及SW3。对电感器电流LI的测量可在开关SW1、SW2及SW3中的任一者中执行。
图3A、3B、3C图解说明切换式功率级PWS1的操作。在图3A中，开关SW1被接通，而开关SW2及SW3断开。因此，电流从供应输入电压IV的电压源穿过电感器L1、穿过进行充电的电容器C1及穿过负载LD流动到接地。
在图3B中，开关SW2被接通，而开关SW1及SW3断开。因此，电流穿过电感器L1、穿过进行放电的电容器C1及穿过负载LD流动到接地。
在图3C中，开关SW3被接通，而开关SW1及SW2断开。因此，电流在由电感器L1形成的环路中流动且电容器C1通过负载LD放电。在此状态中，负载电流OI排他地由电容器C1供应。
图4A、4B、4C及4D展示信号随时间的变化曲线，其图解说明控制电路CTL及功率级PWS1的操作。根据一实施例，控制电路CTL经配置以在其输出SH、SL上发送具有正方形形状的连续脉冲PH、PL系列以在电感器L1中获得电流脉冲PLI，电流脉冲PLI具有锯齿或三角形波形。图4A表示信号SH的脉冲PH中的一者，图4B表示信号SL的脉冲PL中的一者，图4C表示信号SB的脉冲PB，且图4D表示电感器L1中的电流LI的对应脉冲PLI。电感器电流LI在脉冲PB期间是零。脉冲PLI的上升边缘对应于脉冲PH，且脉冲PLI的下降边缘对应于脉冲PL。脉冲PLI的上升边缘的斜率由脉冲PH的持续时间TH确定，且脉冲PLI的下降边缘的斜率对应于脉冲PL的持续时间TL。因此，持续时间TH+TL可经选择为尽可能小以获得小寄生电容及电感。相比来说，持续时间TH及TL可经选择为足够大以在电感器L1中获得脉冲PLI，脉冲PLI足够大以使所述脉冲不被功率级PWS1滤除。持续时间TH及TL应大于开关SW1、SW2、SW3的切换时间(举例来说，大于10ns)。如果开关SW1、SW2、SW3是由MOSFET晶体管实施，那么持续时间TH及TL应大于所述晶体管的切换时间。
图5是根据一实施例的由逻辑电路LC执行以控制开关SW1、SW2、SW3的过程的实例的流程图。此过程包括步骤S1到S5。在步骤S1处，将电感器电流强度LI与最大值IMX进行比较。如果电流强度LI大于最大值IMX，那么执行步骤S2，否则执行步骤S3。在步骤S2处，将脉冲PL发送到输出SL以控制开关SW2。在步骤S3处，将输出电压OV与参考电压Vrf进行比较。如果输出电压OV低于参考电压Vrf，那么执行步骤S4，否则执行步骤S5。在步骤S4处，分别将脉冲PH及PL相继地发送到输出SH及SL以在电感器电流LI中产生脉冲PLI，如图4A、4B及4D中所展示。在步骤S5中，将脉冲PB发送到输出SB。所述过程在步骤S2、S4及S5之后再次从步骤S1执行。因此，主要根据两种不同模式(即，脉冲频率调制模式(PFM)及脉冲宽度调制模式(PWM))来控制切换式功率级PWS1。PFM模式在由负载LD汲取的电流OI低于电流阈值时被激活。在此模式中，执行步骤S1、S3及替代地步骤S4及S5。PWM模式在由负载LD汲取的电流OI大于电流阈值ITH时被激活。在此模式中，仅执行步骤S1、S3及S4。步骤S2可在任何需要时间执行以避免电感器L1中的过电流。
在步骤S1处执行的比较可由比较器CCP执行。因此，步骤S1可包括或在一些实施例中在于测试二进制信号OCP。以相同方式，在步骤S3处执行的比较可由比较器VCP1执行。因此，步骤S3可包括或在一些实施例中在于测试二进制信号PM。
图6A、6B、6C展示当切换式功率级PWS1是在脉冲频率调制模式(PFM)中被控制时(即，当由负载LD汲取的电流OI低于电流阈值ITH时)电感器电流LI随时间的变化曲线。图6A对应于对切换式功率级PWS1来说是不稳定状态的理想情形。在此情形中，输出电压OV与输入电压IV的比率OV/IV等于比率TH/(TH+TL)，TH是脉冲PH的持续时间(即，在开关SW1被闭合时的时间)，且TL是脉冲PL的持续时间(即，在开关SW2被闭合时的时间)。两个脉冲PLI之间的时间对应于在开关SW3被闭合时的时间。更一般来说，在PFM模式中控制的切换式功率级PWS1由于由负载LD汲取的电流OI的变化而如图6B及6C所表示地操作。在图6B中，电流LI在脉冲PLI的末尾处达到负值-dI1。接着在备用状态中，即，当开关SW3被闭合时，电流LI逐渐地达到0A。在图6B的操作情形中，输出电压OV与输入电压IV的比率OV/IV大于比率TH/(TH+TL)。在图6C中，电流LI在脉冲PL的末尾处保持处于正值+dI2。接着在备用状态中，即，当开关SW3被闭合时，电流LI逐渐地达到0A。在图6C的操作情形中，输出电压OV与输入电压IV的比率OV/IV小于比率TH/(TH+TL)。
图7A到7F展示信号的变化曲线，其图解说明切换式功率级PWS1的第一操作情形，由负载汲取的电流OI逐步增加。在此操作情形中，持续时间TH及TL经定义使得在电流LI中产生的脉冲PLI具有图6B中所展示的形式，即，电感器电流LI中的脉冲PLI的下降边缘达到负值。图7A展示输出电压OV及开关SW1、SW2、SW3的切换频率SWF随输出电流OI而变的理论曲线。图7B展示由负载LD汲取的输出电流OI随时间的变化。图7C展示电感器L1中的电流LI随时间的变化。图7D展示输出电压OV随时间的变化。图7E及7F分别展示控制开关SW1及SW3的信号SH、SB随时间的变化。在图7B中，输出电流OI在三步中从约0.5A逐步增长到2.5A。在图7A及7D中，输出电压OV经调节为接近于由参考电压Vrf(在图7A及7D的实例中＝1V)定义的设定点值，直到输出电流OI达到电流阈值ITH为止。在输出电流OI达到电流阈值ITH之前，功率级PWS1是在PFM模式中操作，且切换频率SWF(即，脉冲PLI的频率)随输出电流OI而线性地增加(参见图7A、7E及7F)。在PFM模式中，频率SWF可由以下方程式定义：
SWF＝(2L·OI)/(OV·TH·TL)(1)
其中L是电感器L1的电感。电流阈值ITH可由以下方程式定义：
ITH＝(IV·TH·TL)/(2L·(TH+TL))(2)
只要输出电流高于电流阈值ITH，功率级PWS1便在PWM模式中操作。在此模式中，在不在其间执行步骤S5的情况下相继地产生脉冲PLI，开关SW3保持断开。当输出电流OI大于电流阈值ITH时，切换频率SWF保持处于由以下方程式定义的恒定值：
SWF＝1/(TH+TL)(3)
(TH+TL)对应于脉冲PLI的持续时间。当输出电流OI达到阈值ITH时，输出电压OV经历从参考电压Vrf(≈1V)到电压Vrf的约90％的降低，其中在达到且保持处于电压Vrf的约93％之前具有一下冲。因此，在PWM操作模式中，甚至在开关SW3保持断开的情况下仍不可能达到设定点值Vrf。这归因于在由负载LD汲取的输出电流OI较高(高于电流阈值ITH)时出现的调节及换相损耗。
图8A到8C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明切换式功率级PWS1的第二操作情形，由负载汲取的电流OI逐步增加。在此操作情形中，在电流LI中产生的脉冲PLI具有图6C中所展示的形式，即，脉冲PLI的下降边缘仅达到正值。图8A展示由负载LD汲取的输出电流OI的变化。图8B展示电感器电流LI及输出电流OI的变化。图8C展示输出电压OV的变化。在图8A及8B中，输出电流OI在三步中从约0.5A逐步增长到2A。在图8C中，输出电压OV经调节以接近于参考电压Vrf(≈1V)，举例来说，处于比参考电压小1％的值。在展示电流LI的随时间展开视图的图9中，在电流LI中产生的脉冲PLI具有图6C中所展示的形式。在此操作情形中，功率级PWS1总是在PFM模式中操作，这是因为输出电压OV有时大于参考电压Vrf而无论输出电流OI相对于电流阈值ITH如何。在此操作情形中，电感器电流LI保持高于输出电流OI。此导致甚至当输出电流OI大于电流阈值ITH时仍以高速率闭合及断开开关SW3。因此，此操作情形产生高传导损耗。
根据一实施例，持续时间TH及TL经调整使得比率TH/(TH+TL)基本上等于OV/IV(≈Vrf/IV)，如在图6A中。
图10是根据一实施例的控制电路CTL的电路图。控制电路CTL包括逻辑电路LC、电流比较器CCP、电压比较器电路OVC、栅极驱动电路GTD1及参考PWM(脉冲宽度调制)产生器电路RPGN。电流比较器CCP接收来自电感器L1的电流LI以及电流最大值IMX且依据电感器电流LI与最大值IMX的比较结果而将二进制信号OCP(举例来说，等于1或0)提供到逻辑电路LC。电路OVC包括参考电压产生器VGN及电压比较器VCP1。比较器VCP1接收输出电压OV及来自产生器VGN的参考电压Vrf且依据输出电压OV与参考电压Vrf的比较结果而将二进制信号PM(举例来说，等于1或0)提供到逻辑电路LC。参考电压Vrf的值可通过由逻辑电路LC提供到电压比较器电路OVC的对应于参考电压Vrf的数字值的数字信号DVrf而调整。
参考PWM产生器电路RPGN包括：波形产生器，其图解说明为锯齿信号产生器STG；切换逻辑，其图解说明为电压比较器VC11及栅极驱动电路GTD1；串联耦合于电压IV与接地之间的开关，其图解说明为两个开关S10、S11；及模拟区段，其图解说明为低通滤波器，包含电阻器R11、电容器C11及误差放大器EAMP。开关及低通滤波器提供参考切换式功率级。在操作中，参考PWM产生器电路产生信号PS以维持开关S10及S11的工作循环，以便将电容器电压基本上维持处于Vrf。开关的工作循环可视为对于功率转换器的操作来说的理想工作循环。此外，由于电路的模拟部分提供第一级操作，可更容易确保稳定性。特别转向图10中所图解说明的电路，信号产生器STG接收具有时钟周期Tck的时钟信号CK。产生器STG产生具有周期Tck的脉冲锯齿信号及各自具有锯齿形式的脉冲。锯齿信号被提供到电压比较器VC11的输入。比较器VC11的输出通过栅极驱动电路GTD2将PWM输出信号PS提供到开关S10及S11中的每一者的控制输入。电阻器R11的第一端子通过开关S10链接到输入电压源IV且通过开关S11链接到接地。电阻器R11的第二端子通过电容器C11链接到接地，且连接到误差放大器EAMP的输入。误差放大器EAMP的另一输入接收参考电压Vrf。误差放大器EAMP的输出连接到电压比较器VC11的另一输入。
产生器STG及比较器VC11形成PWM产生器，PWM产生器产生正方形二进制信号PS，正方形二进制信号PS具有时钟信号CK的周期Tck及依据由误差放大器EAMP提供的模拟误差信号调整的工作循环。开关S10、S11形成由输入电压IV供电的逆变器，所述逆变器将对应于经逆变信号PW的信号提供到电阻器R11。因此，电阻器R11的输入中的信号在信号PS处于低状态时处于电压IV，且在信号PS处于高状态时处于接地电压。电阻器R11及电容器C11形成第一级的低通滤波器，所述低通滤波器将经滤波信号提供到误差放大器EAMP。信号PS的工作循环取决于参考电压Vrf与低通滤波器R11-C11的输出信号之间的电压差。低通滤波器R11-C11的输出信号取决于输入电压IV且基本上对应于电压Vrf。由电路RPGN产生的信号PS具有工作循环TH/Tck，甚至在输入电压IV变化的情况下工作循环TH/Tck基本上经调整为等于比率Vrf/IV(≈OV/IV)的值。因此，在电感器电流LI中获得的脉冲PLI具有如图6A中所图解说明的形式，即，电流LI在脉冲PLI的下降边缘的末尾处达到基本上0A且并非负值。
举例来说，开关S10及S11可由小MOSFET晶体管形成，其中p沟道MOS晶体管形成开关S10且n沟道MOS晶体管形成开关S11。因此，包括开关SW11及SW12的电路可由简单逆变器形成。可省略栅极驱动电路GTD2，这是因为开关S10、S11可由小MOS晶体管实施。电阻器R11及电容器C11的值可足够小以实现于集成电路内。电阻器R11可具有200kΩ的值，且电容器C11可具有20pF的电容。误差放大器EAMP的增益可为大约100000。
逻辑电路LC接收时钟信号CK或另一时钟信号且经配置以依据信号OCP、PM及PS而产生控制信号SH、SL、SB。控制信号SH、SL、SB由栅极驱动电路GTD1适当地调适以控制开关SW1、SW2及SW3。可省略栅极驱动电路GTD1，这是因为开关SW1、SW2及SW3可通过由逻辑电路LC产生的逻辑信号来直接控制。逻辑电路LC可为有线逻辑电路。为了实现图5的过程，逻辑电路LC可实施以下逻辑方程式：
SB＝CK AND(NOT OCP)AND(NOT PM)
SL＝(CK AND OCP)OR[PM AND(NOT PS)AND(NOT OCP)]
SH＝PM AND PS AND(NOT OCP)
图11A、11B、11C、11D及11E展示信号随时间的变化曲线，其图解说明控制电路CTL及以PFM模式控制的功率级PWS1的操作。图11A展示由电路RPGN产生的信号PS的脉冲的实例。图11B及11C分别展示对应于信号PS的信号SH及SL。图11D展示信号SB的脉冲PB，且图11E展示电感器L1中的电流LI的对应脉冲PLI。信号SH及SL在脉冲PB期间被设定为0。因此，电感器电流LI也被设定为0A。当信号SB被设定为0时，信号SH具有基本上信号PS的形状，且信号SL对应于经逆变信号PS或SH(在0与1之间)。在PFM模式中，电感器电流LI在被脉冲PB设定为0时具有脉冲PLI及周期。在图11B中，信号SH形成具有持续时间TH的脉冲PH。恰在脉冲PH之后，信号SL形成具有持续时间TL的脉冲PL。脉冲PLI的对应于脉冲PH的上升边缘具有持续时间TH。脉冲PLI的对应于脉冲PL的下降边缘具有持续时间TL。因此，脉冲PLI的上升边缘具有对应于脉冲PH的持续时间TH的斜率，且脉冲PLI的下降边缘具有对应于脉冲PL的持续时间TL的斜率。当依据输入电压IV及参考电压Vrf而调整信号PS(或SH)的工作循环(等于TH/(TH+TL)＝TH/Tck)时，可连续地调整脉冲PLI的形状以满足方程式TH/(TH+TL)≈Vrf/IV。因此，脉冲PLI可经约束以在下降边缘的末尾处达到基本上0A或小的负值，如图6A中所展示。
图12A、12B、12C、12D及12E展示信号随时间的变化曲线，其图解说明控制电路CTL及以PWM模式控制的功率级PWS1的操作。图12A展示由电路RPGN产生的具有不同工作循环的信号PS的脉冲的实例。图12B及12C分别表示对应于信号PS的信号SH及SL。图12D表示从时刻t0固定为0的信号SB，且图12E表示电感器电流LI。在PWM模式中，脉冲在无其中电感器电流在脉冲之间被迫为0A的停滞时间的情况下出现于电感器电流LI中。电感器电流LI包括：脉冲PLI1，其对应于信号SH中的脉冲PH1及信号SL中的PL1；脉冲PL2，其对应于信号SH中的脉冲PH2及信号SL中的PL2；及脉冲PL3，其对应于信号SH中的脉冲PH3及信号SL中的PL3。针对每一脉冲PLIi(i等于1、2及3)，信号PS(或SH)的工作循环THi/Tck由电路RPGN依据参考电压Vrf及输入电压IV来调整。
图13是根据另一实施例的电压比较器电路的电路图。图13的电压比较器电路OVC1包括参考电压产生器VGN1、电压比较器VCP1及另一电压比较器VCP2。产生器VGN1经配置以产生第一参考电压Vrf及可从所述参考电压导出(例如，等于Vrf-Vtl)的第二参考电压。电压Vtl可设定为参考电压Vrf的分率，小于输出电压OV的所承认调节误差。举例来说，将电压Vtl设定为在从参考电压Vrf的0.5％到1.5％的间隔中的值。比较器VCP1接收输出电压OV及来自产生器VGN1的第一参考电压Vrf。比较器VCP1依据输出电压OV与第一参考电压Vrf的比较结果而将二进制信号PM(举例来说，等于1或0)提供到逻辑电路LC。比较器VCP2接收输出电压OV及来自产生器VGN1的第二参考电压Vrf–Vtl。比较器VCP2依据输出电压OV与第二参考电压Vrf–Vtl的比较结果而将二进制信号EXP(举例来说，等于1或0)提供到逻辑电路LC。
图14是根据另一实施例的由切换式功率级PWS1的逻辑电路LC执行以控制开关SW1、SW2、SW3的过程的实例的流程图。此过程包括先前参考图5所描述的步骤S1到S5以及额外步骤S6及S7。当电感器电流LI不大于最大值IMX时，在步骤S1之后且在步骤S3之前执行步骤S6。在步骤S6处，将输出电压OV与第二参考电压Vrf–Vtl进行比较。如果输出电压OV低于第二参考电压Vrf–Vtl，那么执行步骤S7，否则执行步骤S3。在步骤S7处，闭合开关SW1达周期Tck。在步骤S2、S4、S5及S7之后再次从步骤S1执行所述过程。在步骤S6处执行的比较可由电压比较器VCP2执行，步骤S6彼时在于测试二进制信号EXP的值。因此，仅在输出电压OV大于或等于第二参考电压Vrf–Vtl且低于第一参考电压Vrf时执行步骤S3。为了实现图14的过程，逻辑电路LC可实施以下逻辑方程式：
SB＝CK AND(NOT OCP)AND(NOT EXP)
SL＝(CK AND OCP)OR[PM AND(NOT PS)AND(NOT OCP)]
SH＝(CK AND EXP)OR[PM AND PS AND(NOT OCP)]
图15A到15E展示信号随时间的变化曲线，其图解说明当逻辑电路LC执行图14的过程且由负载汲取的电流OI逐步增加时切换式功率级PWS1的行为。图15A展示由负载LD汲取的输出电流OI的变化。图15B展示电感器电流LI及输出电流OI的变化。图15C展示输出电压OV的变化。图15D及15E分别展示控制开关SW1及SW3的信号SH及SB的变化。在图15A中，输出电流OI在三步中从约0.5A逐步增长到2.5A(高于电流阈值ITH)。在图15C中，甚至当输出电流OI达到及超过电流阈值ITH时，输出电压OV经调节以接近于由参考电压Vrf(在图15C的实例中＝1V)定义的设定点值。当输出电流OI低于电流阈值ITH时，功率级在PFM模式中操作。开关SW1(图15D)、SW2及SW3(图15E)的切换频率随由负载LD汲取的输出电流OI增加而增加。当输出电流OI超过电流阈值ITH时，功率级PWS1在PWM模式中操作。图16中展示在输出电流OI超过电流阈值ITH时电感器电流LI变化的随时间的展开视图。图16展示何时在PWM模式中执行骤S4、S5及S7。当输出电流OI超过电流阈值ITH时，在步骤S7处引入的脉冲PH避免在图7D中出现的输出电压OV的降低。并且，可观察到脉冲PLI的下降边缘的末尾缓慢地减小，从而揭露工作循环由电路RPGN调整为处于稍低于比率OV/IV的值。
在图15B中可观察到电感器电流LI具有基本上追随输出电流OI的平均值。因此，甚至当高电流OI被负载LD汲取时，功率级PWS1仍由于较低传导损耗而具有经改进效率。
所属领域的技术人员将了解，可在不背离本发明的宽广发明性概念的情况下对以上所描述实施例做出改变。因此，应理解本发明不限于所揭示的特定实施例，而是打算涵盖在如所附权利要求书所定义的本发明的精神及范围内的修改。
特定来说，可从所揭示的方法导出用于控制开关SW1、SW2、SW3以依据参考电压调节输出电压的其它方法。
此外，步骤S1及S2以及信号OCP的使用不包含于输出电压OV自身的调节中，而是仅用于保护电感器L1免受过电流。由于此类过电流未必发生，因此可省略步骤S1及S2或信号OCP的使用。另外，此保护可使用许多其它已知手段来执行。
此外，其它电路可用于产生具有基本上调整为比率OV/IV(或Vrf/IV)的工作循环TH/Tck的正方形信号。
此外，本发明不限于具有单个电感器的功率级。因此，电感器L1可由串联连接的数个电感器形成，且相应开关可并联连接到每一电感器(如开关SW3)。与电感器并联连接的开关可单独经控制以调整功率级的电感。此外，两个电感器之间的每一结节点可通过电容器链接到接地。
虽然已关于各种实施例论述了本发明，但应认识到本发明包括由本发明支持的新颖及不明显技术方案。

Claims (12)

1.一种具有参考脉冲宽度调制PWM参考电路的切换调节器，其包括：
开关，其用于基于控制电路的工作循环信号而将输出电感器的第一端子二者择一地耦合到供应电压或耦合到接地，所述输出电感器具有通过电容器耦合到接地且提供电压输出信号到负载的第二端子；
参考开关，其用于基于所述工作循环信号而将电阻器的第一端子二者择一地耦合到所述供应电压或耦合到接地，所述电阻器具有通过参考电容器链接到接地的第二端子，其中所述参考开关是所述控制电路的一部分；
误差放大器，其用于放大所述电阻器的所述第二端子的输出与参考电压之间的差；
波形产生器，其用于产生具有基于时钟信号的周期的周期性波形；及
第一比较器，其用于将所述周期性波形与所述误差放大器的输出进行比较，所述第一比较器的输出提供所述工作循环信号，使得所述工作循环信号基本上经调整为所述输出电压与所述供应电压之间的比率。
2.根据权利要求1所述的切换调节器，其中所述电阻器和所述参考电容器形成低通滤波器。
3.根据权利要求2所述的切换调节器，其中所述低通滤波器是一阶电路。
4.根据权利要求1所述的切换调节器，其中所述波形产生器是锯齿信号产生器。
5.根据权利要求1所述的切换调节器，其进一步包括用于将所述电压输出信号与所述参考电压进行比较的第二比较器，且其中所述开关另外基于所述第二比较器的输出而操作。
6.根据权利要求5所述的切换调节器，其进一步包括逻辑电路，所述逻辑电路经配置以用于基于所述工作循环信号及所述第二比较器的所述输出而产生用以控制所述开关的信号。
7.根据权利要求6所述的切换调节器，其进一步包括用于将所述输出电感器的所述第一端子选择性地耦合到所述输出电感器的所述第二端子的旁路开关。
8.根据权利要求7所述的切换调节器，其中所述逻辑电路另外经配置以用于基于所述第二比较器的所述输出而控制所述旁路开关。
9.一种产生经调节电压的方法，其包括：
提供具有第一端子及通过电容器链接到低电压源的第二端子的电感器，所述第二电感器端子将经调节输出电压供应到负载；
依据命令信号而将所述第一电感器端子排他地连接到高电压源或连接到所述低电压源或者连接到所述第二电感器端子，以减小所述输出电压与低于高电压的参考电压之间的差；及
使用参考电路来产生二进制控制信号，所述二进制控制信号具有基本上经调整为所述输出电压与由所述高电压源供应的高电压之间的比率的工作循环，所述第一电感器端子依据所述二进制控制信号的二进制状态而被连接到所述高电压源或连接到所述低电压源。
10.根据权利要求9所述的方法，其中产生所述二进制控制信号包括：
基于时钟信号而产生脉冲信号；
产生具有依据经放大误差信号而调整的工作循环的控制信号；
基于所述控制信号对信号进行低通滤波以获得经滤波信号；
产生从所述经滤波信号与所述参考电压的比较得到的所述经放大误差信号；及
基于所述经放大误差信号与所述脉冲信号的比较而形成所述二进制控制信号。
11.一种提供经调节输出电压的切换式功率级，所述功率级包括：
电感器，其具有第一电感器端子及形成所述功率级的输出的第二电感器端子，
切换装置，其将所述第一电感器端子排他地链接到高电压源或链接到低电压源或者链接到所述第二电感器端子，
电容器，其将所述第二电感器端子链接到所述低电压源，及
控制电路，其经配置以依据由所述高电压源供应的的高电压及所述输出电压而控制所述切换装置，以减小所述输出电压与低于所述高电压的参考电压之间的差，所述控制电路包含参考电路，所述参考电路经配置以产生具有基本上经调整为所述参考电压与所述高电压的比率的工作循环的正方形二进制控制信号，且所述控制电路经配置以控制所述切换装置以依据所述控制信号的二进制状态而将所述第一电感器端子连接到所述高电压源或连接到所述低电压源。
12.根据权利要求11所述的功率级，其中所述参考电路包括：
脉冲宽度调制产生器，其经配置以产生具有依据经放大误差信号而调整的工作循环的所述控制信号；
低通滤波器，其基于所述控制信号而对信号进行滤波以获得经滤波信号；
误差放大器，其经配置以从所述经滤波信号与所述参考电压的比较产生所述经放大误差信号。
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