CN106603217B - 一种无线综测仪蓝牙信号的采样频偏抑制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种无线综测仪蓝牙信号的采样频偏抑制方法，包括以下步骤：步骤S1，对输入信号进行降采样处理；步骤S2，对降采样处理后的信号进行匹配滤波；步骤S3，设置内插控制参数的初始值；步骤S4，遍历所有输入的符号数据，求得最佳采样点的内插控制参数。本发明对无线综测仪蓝牙信号经DPSK调制输入的IQ待解调数据先进行了降采样处理，降低了匹配滤波的运算复杂度；然后通过Gardner算法对匹配滤波输出的数据进行采样频偏抑制，本发明不依赖额外的导频数据进行采样频偏抑制，同时可以独立于载波频偏单独作为一个模块进行处理，因此能够使得无线综测仪的蓝牙信号可以迅速的获得良好的解调性能。
Description
技术领域
本发明涉及一种采样频偏抑制方法，尤其涉及一种无线综测仪蓝牙信号的采样频偏抑制方法。
背景技术
由于通信系统的发射机和接收机的时钟不可能做到完全一致，晶体振荡器的偏移等原因造成接收端不能毫无误差地跟踪发端晶体振荡器的变化，接收端时钟总会稍慢或者稍快于发端时钟，因而会产生采样时钟的频率偏移，接收端需要进行位同步。位同步作用就是跟踪每个码元的最佳采样点以进行判决。当输入信号偏移时，会根据本地时钟和接收信号间存在的定时误差调整NCO，使其输出的采样时钟跟踪最佳采样点。
传统的数字接收机通过提取接收信号的时钟信息再调整采样时钟，即同步时钟恢复。在全数字接收机中，一般采用独立于发送端的时钟对接收信号直接采样，再通过插值运算得到信号在最佳判决取样时刻的近似值，这种方法称为异步时钟恢复。其中一种典型的处理算法就是Gardner算法，该算法优点在于不需要改变本地采样时钟，可以适应较宽速率范围的基带信号。基于反馈结构的Gardner定时同步环路由于不需要辅助数据，每个符号只需要两个采样，而且独立于载波相位，实现复杂度较低等原因，在实际中普遍使用。
蓝牙协议2.0新增加了EDR(Enhanced Data Rate)类型，支持2M和3M速率，其中帧头使用GFSK调制，2M的时候有效载荷采用π/4-DQPSK调制，3M的时候有效载荷采用8DPSK调制。两者皆为差分调相信号，即DPSK调制方式。图2所示为EDR包的帧格式，GFSK和DPSK两种调制信号之间，加入了一个大约5us的保护间隔(GUARD)，图2中的DPSK标示，包括π/4-DQPSK或8DPSK信号。
生产测试的时候，通常采用有线连接，将DUT连接到综测仪。DUT与综测仪是两个独立的系统，因此噪声影响，特别是晶振的不一致造成了采样频率的不一致，因此会导致综测仪在时域采样中出现采样频偏，影响了综测仪的解调性能。通常可以通过获得DUT的48位MAC地址，然后生成同步码。然后通过已知的同步码字进行采样频偏的估计和补偿。
但市场上的蓝牙DUT生产的时候，大多数并不直接标明其MAC地址，而生产测试上，又需要快速的知道该DUT发送信号的质量好坏，在这种测试场景需求下，设计一种不依赖于同步码，又能快速消除采样频偏的影响，获得良好的解调性能的方法就变得极为重要。现有技术中的一种常用的方法可以通过DPSK符号前的10个symbol的同步码字进行采样频偏的估计，但是这种方法受限于同步码字的长度，对采样频偏的估计并不理想。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是需要提供一种能够克服定时误差抖动并降低运算复杂度的无线综测仪蓝牙信号的采样频偏抑制方法。
对此，本发明提供一种无线综测仪蓝牙信号的采样频偏抑制方法，包括以下步骤：
步骤S1，对输入信号进行降采样处理；
步骤S2，对降采样处理后的信号进行匹配滤波；
步骤S3，设置内插控制参数Interp_Pos(k)的初始值；
步骤S4，遍历所有输入的符号数据，求得最佳采样点的内插控制参数Interp_Pos(k)。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S3中，设置Gardner算法的初始值，其中，设置插值估值整数部分的初始值m0＝0，插值估值小数部分的初始值u0＝0。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S4包括以下子步骤：
步骤S401，通过插值滤波器对匹配滤波后的数据根据插值估值整数部分mk进行插值运算，以获得插值滤波器输出；
步骤S402，根据插值滤波器的输出值计算定时误差；
步骤S403，通过环路滤波器实现环路滤波输出；
步骤S404，内插控制器对环路滤波器的输出计算内插控制参数Interp_Pos(k)，得到内插参数；
步骤S405，重复步骤S401至步骤S404，直到遍历了所有输入的符号数据。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S401中，通过公式
获得插值滤波器输出y(kTi)，其中，x(·)为输入的原始数据，k为插值输出后的索引值，Ti为插值周期，mk为插值估值整数部分，uk为插值估值小数部分，Ts为输入信号降采样处理后的采样速率，hI为插值函数，m为插值滤波器系数索引值，I1和I2取正整数，(I2+I1)为插值滤波器的长度。
本发明的进一步改进在于，还包括步骤S5，所述步骤S5用于输出采样频偏抑制后的最佳采样点；所述步骤S401中，所述插值函数hI采用立方插值函数或分段抛物线插值函数。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S402中，通过公式
计算定时误差Err(k)，其中，I(·)和Q(·)分别表示输入数据的I路信号和Q路信号，
和
分别为I路信号和Q路信号修正后的中间采样点，I(kT)和I((k-1)T)为I路信号的两个最佳采样点，
为I路信号两个最佳采样点之间的中点，Q(kT)和Q((k-1)T)为Q路信号的两个最佳采样点，
为Q路信号两个最佳采样点之间的中点。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S403中，通过环路滤波器的传递函数
实现环路滤波输出Err_Loop(k)，其中，a1和a2为与环路滤波器的带宽相关的常数，z-1为传递函数的变量，环路滤波器的输出递推公式为Err_Loop(k)＝Err_Loop(k-1)+a1×Err(k)-a1(1-a2)×Err(k-1)。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S404中，内插控制器通过公式Interp_Pos(k)＝Interp_Pos(k-1)+(Ns/2+Err_Loop(k))对环路滤波器的输出计算内插控制参数Interp_Pos(k)；Ns为每个符号采样点数。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S404中，通过公式
和uk＝Interp_Pos(k)-mk得到插值估值整数部分mk和插值估值小数部分uk，其中，
表示对内插控制参数Interp_Pos(k)作向下取整运算。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S1中，若接收信号的采样率为fs1，降采样处理后的采样率为fs2，则降采样处理的系数Nratio为Nratio＝fs1/fs2；所述步骤S2中，对降采样处理后的信号根据奈奎斯特无码间干扰准则进行匹配滤波，匹配滤波使用与发射端成型滤波相同的平方根升余弦滤波器。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：对无线综测仪蓝牙信号经DPSK调制输入的IQ待解调数据先进行了降采样处理，降低了匹配滤波的运算复杂度；然后通过Gardner算法对匹配滤波输出的数据进行采样频偏抑制，本发明不依赖额外的导频数据进行采样频偏抑制，同时可以独立于载波频偏单独作为一个模块进行处理，因此能够使得无线综测仪的蓝牙信号可以迅速的获得良好的解调性能。
附图说明
图1是本发明一种实施例的工作流程示意图；
图2是现有技术中EDR帧格式示意图；
图3是本发明一种实施例的DPSK调制原理框图；
图4是本发明一种实施例的IQ符号脉冲成型后的输出波形示意图；
图5是本发明一种实施例的Gardner算法实现采样频偏抑制的原理框图；
图6是本发明一种实施例的详细工作流程示意图；
图7是本发明一种实施例的环路滤波器的原理框图。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的较优的实施例作进一步的详细说明。
本例先对术语进行解释，DUT为待测件；EDR(Enhanced Data Rate)为增强型蓝牙，也是本例所述的蓝牙信号；RRC(Root Raised Cosine)为平方根升余弦脉冲滤波器，DPSK(Differential Phase Shift Keying)为差分相移键控，GFSK(Gauss Frequency ShiftKeying)为高斯频移键控，GUARD为GFSK和DPSK调制直接的保护间隔，NCO(NumericallyControlled Oscillator)为数字控制振荡器，EVM(Error Vector Magnitude)为误差向量幅度。
本例使用Gardner算法对蓝牙DPSK信号的采样频偏进行抑制，其中对于无线综测仪中采样率过大的问题，本例在进行匹配滤波之前对信号进行了降采样处理；并且对Gardner算法的误差检测器进行了改进，以满足无线综测仪蓝牙信号的DPSK解调的要求，解决了定时环路检测误差抖动的问题。
对于无线综测仪的EDR蓝牙系统而言，即对于本例所述无线综测仪蓝牙信号而言，假设接入码和包头已经正确解调，则DPSK接收信号的基带信号模型可以表示为：r(t)＝∑icigT(t-iT-τ)+n(t)，其中，{ci}为发送符号序列，对与无线综测仪蓝牙信号的DPSK调制，
τ为时间偏移。gT为发送端成型滤波器，蓝牙协议规定采用平方根升余弦滤波器，n(t)为高斯噪声。
经过匹配滤波后，y(t)＝∑i cih(t-iT-τ)+n(t)，其中，h(t)＝gT(t)*gR(t)为升余弦匹配滤波；Gardner算法定时误差检测器可以由下式表示为
其中Re{·}表示取复数的实部，y*(·)表示取复共轭。y((k-1)T)、y(kT)为最佳采样点，
为中间采样零点。Err(k)为时钟误差。如果理想情况下没有采样频偏，调制信号的第kT个和(k-1)T个采样点I路和Q路的数值如果相等，则y((k-1)T)-y(kT)＝0，如果符号相反，则
这个采样点应该为零。这就是说如果同步正确，Err(k)＝0。假定定时超前，Err(k)<0，假定定时滞后，Err(k)>0。
但是Gardner算法是基于BPSK/QPSK调制提出来的，对于BPSK调制的I路和QPSK调制的I路与Q路。如果相邻两个最佳采样点极性发生翻转，则当没有定时误差时，中间点的平均值应该为零。如果相邻两个最佳采样点极性没有翻转，则两个峰值相等，它们的差值为零。因此对于BPSK/QPSK调制，在没有定时误差的时候，总能使得定时误差为0。而对于所述无线综测仪蓝牙信号(EDR)的π/4-DQPSK调制和8DPSK调制，调制后的I路与Q路符号具有多个取值，如对于蓝牙DPSK调制，调制后的IQ两路可能的取值为
五种取值，当符号从-1变为1时，或者从
变为
等的时候，在没有定时误差时，中间点的平均值为0，但是另外一些情况，如符号从-1变成
中间点的平均值并不是为零的，因此会导致定时误差的抖动，影响接收端的解调性能。
而本例的目的就是提出一种适合无线综测仪蓝牙信号(EDR)的无数据辅助的采样频偏抑制方法，该采样频偏抑制方法能够克服Gardner算法在调制符号幅值多样性情况下的定时误差抖动，并且在采样率较大的情况下降低整个算法的运算复杂度；本例用于无线综测仪蓝牙解调系统中，能够满足采用频偏估计和抑制。
由蓝牙信号的DPSK调制方式框图如图3所示，二进制信息{0,1}为待发送的原始数据，首先经过串并转换分为两路，然后两路信号经过差分相位编码将比特信息与DPSK星座点的位置信息相对应，输出正交的IQ两路信号I(k)和Q(k)。符号映射后的信号还是脉冲信号，具有大量的高频分量，不适合在信道上传输，因此需要进行成型滤波。成型滤波后，信号频谱发生变化，高频部分被抑制掉，并且避免信号间串扰，以减小误码率。蓝牙协议中定义的RRC滤波器的滚降系数β＝0.4，调制后信号带宽为(1+β)/(2T)，其中T＝1μs为符号周期。协议中给出了平方根升余弦滤波器的频率函数形式如下：
通过傅里叶反变换，可以很容易得到滤波器的时域响应h(t)。对于蓝牙信号的DPSK调制，IQ调制的输出符号可能的取值为
下图4为I路信号经过脉冲成型之后的输出波形示意图。
由图4可知，由于DPSK调制取值的多样性和随机性，就算在没有任何采样频偏的情况下对信号进行采样，当调制符号极性翻转的时候，会出现图4中I((k1-1)T)和I((k1T)的情况，此时这两个最佳采样点之间的中间点
当调制符号极性没有发生翻转的时候，也有可能出现图4中I((k2-1)T)和I((k2T)不相等的情况，将采样值
I((k2-1)T)、和I((k2T)带入公式
无论定时超前还是滞后，公式
都会得到一个负数。因此Gardner算法并不能准确提取DPSK调制的瞬时定时误差，虽然从大数据样本来看，这些错误的定时误差的平均值为零，但是会引起定时抖动。因此如果在接收端解调的时候，直接使用公式
进行误差检测，会产生很大的系统自噪声，引起综测仪测量蓝牙信号的EVM变差。
分析图4可知，由于DPSK的取值存在不对称性，因此无论相邻符号间极性是否有翻转，都有可能出现中间点取值不为零的情况。由图4可知中点的取值相当于零点发生了(I(kT)+I(k-1)T))/2的偏移，因此只要将中间采样点归零化即可，因此公式
的Gardner算法的定时误差检测公式变为
其中，I和Q分别表示输入的IQ两路信号，
和
为修正后的中间采样点。I(kT)和I((k-1)T)为两个最佳采样点，
为两个最佳采样点之间的中点，这里分别对I路和Q路信号计算了误差值，然后进行累加。
因此，本例使用Gardner算法对所述无线综测仪蓝牙信号的DPSK调制信号进行采样频偏抑制的框图如图5所示，其中假设所述无线综测仪蓝牙信号(EDR)的接入码和包头都已经正确的同步和解调，因此，图5省去了所述无线综测仪蓝牙信号(EDR)的解调部分的同步和载波频偏估计等，只画出了使用Gardner算法进行DPSK信号采样频偏抑制的框图。
综上，如图1和图6所示，本例提供一种无线综测仪蓝牙信号的采样频偏抑制方法，包括以下步骤：
步骤S1，对输入信号进行降采样处理；
步骤S2，对降采样处理后的信号进行匹配滤波；
步骤S3，设置内插控制参数Interp_Pos(k)的初始值；
步骤S4，遍历所有输入的符号数据，求得最佳采样点的内插控制参数Interp_Pos(k)；
步骤S5，输出采样频偏抑制后的最佳采样点。
本例所述步骤S1是为了针对无线综测仪采样率较高的问题，首先对输入的IQ信号I(n)和Q(n)进行降采样处理，这样可以有效减少匹配滤波器的运算复杂度。这是由于一般无线综测仪都会支持多种无线协议的测试，因此单载波与多载波的系统采用相同的采样率，因此一般采样率都会在80MHz以上。假设接收信号的采样率为fs1，降采样处理后的采样率为fs2，则降采样处理的系数Nratio为Nratio＝fs1/fs2。降采样处理就是对原来的信号每隔系数Nratio取一个数据组成新的信号。所述步骤S5是属于优选的步骤。
本例所述步骤S2中，对降采样处理后的信号根据奈奎斯特无码间干扰准则进行匹配滤波，匹配滤波使用与发射端成型滤波相同的平方根升余弦滤波器，其匹配滤波器公式为
所示，其中β为滚降系数，优选的，β＝0.4；T为符号周期，优选的T＝1μs；f为频率变量，H(f)为平方根升余弦滤波器的频率函数。
本例所述步骤S3中，设置内插控制参数Interp_Pos(k)的初始值即为设置Gardner算法的初始值，其中，设置插值估值整数部分的初始值m0＝0，插值估值小数部分的初始值u0＝0。
本例所述步骤S4包括以下子步骤：
步骤S401，通过插值滤波器对匹配滤波后的数据根据插值估值整数部分mk进行插值运算，以获得插值滤波器输出；
步骤S402，根据插值滤波器的输出值计算定时误差；
步骤S403，通过环路滤波器实现环路滤波输出；
步骤S404，内插控制器对环路滤波器的输出计算内插控制参数Interp_Pos(k)，得到内插参数；
步骤S405，重复步骤S401至步骤S404，直到遍历了所有输入的符号数据，假设接收数据的总长度为N，则直到计算出的内插控制参数Interp_Pos(k)≥N-Ns/2才退出所述采样频偏抑制方法，并输出采样频偏抑制后的最佳采样点，Ns为每个符号采样点数,k为循环次数。本例所述步骤S401中，首先对匹配滤波后的数据根据插值估值整数部分m0进行插值运算，通过公式
获得插值滤波器输出y(kTi)，其中，x(·)为输入的原始数据，k为插值输出后的索引值，Ti为插值周期，mk为插值估值整数部分，uk为插值估值小数部分，Ts为输入信号降采样处理后的采样速率，hI为插值函数，m为插值滤波器系数索引值；I1和I2取正整数，(I2+I1)为插值滤波器的长度。在实际计算中将匹配滤波输出的I路信号和Q路信号分别代入到公式
的x(·)，就可以获得插值滤波器的输出值。其中，所述插值滤波器的插值函数hI优选采用立方插值函数或分段抛物线插值函数。
由于Gardner算法只需要保证使用最佳采样点及零点进行时钟误差检测，因此，一个符号周期只需要进行两个点的插值即可，一个为最佳采样点，一个为最佳采样点之间的过零点，因此Ti＝2T,其中Ti为插值周期，T为符号周期。
本例所述步骤S402中，通过公式
计算定时误差Err(k)，其中，I(·)和Q(·)分别表示输入数据的I路信号和Q路信号经过匹配滤波之后的输出，
和
分别为I路信号和Q路信号修正后的中间采样点，I(kT)和I((k-1)T)为I路信号的两个最佳采样点，
为I路信号两个最佳采样点之间的中点，Q(kT)和Q((k-1)T)为Q路信号的两个最佳采样点，
为Q路信号两个最佳采样点之间的中点。I路信号的最佳采样点和Q路信号的最佳采样点为匹配滤波输出后的最佳判决点。
本例所述步骤S403中，通过环路滤波器的传递函数
实现环路滤波输出Err_Loop(k)，其中，a1和a2为与环路滤波器的带宽相关的常数，z-1为传递函数的变量，z-1表示
环路滤波器的输出递推公式为Err_Loop(k)＝Err_Loop(k-1)+a1×Err(k)-a1(1-a2)×Err(k-1)。其中，Err_Loop(k-1)和Err_Loop(k)分别为上一次计算的环路滤波器输出值和当前计算的环路滤波器输出值，Err(k)定时误差检测器输出值；所述环路滤波器的原理框图如图7所示。
本例所述步骤S404用于计算内插控制参数Interp_Pos(k)，内插控制器通过公式Interp_Pos(k)＝Interp_Pos(k-1)+(Ns/2+Err_Loop(k))对环路滤波器的输出进行进一步计算获得内插控制参数Interp_Pos(k)。由公式Interp_Pos(k)＝Interp_Pos(k-1)+(Ns/2+Err_Loop(k))可知，内插控制参数Interp_Pos(k)为累加值，主要保证在一个符号周期中插值滤波器进行两次插值点的计算。获得内插控制参数Interp_Pos(k)后，通过公式
和uk＝Interp_Pos(k)-mk得到插值估值整数部分mk和插值估值小数部分uk，其中，
表示对内插控制参数Interp_Pos(k)作向下取整运算；Ns为每个符号采样点数。
因此，本例在无线综测仪中使用Gardner算法对所述无线综测仪蓝牙信号的DPSK采样频偏进行了有效抑制；对于DPSK调制信号的多值性和随机性，根据相邻符号的极性分别使用公式
计算其定时误差；所述无线综测仪蓝牙信号的采样频偏抑制方法采样了如图6所示的软件架构。
本例对无线综测仪蓝牙信号经DPSK调制输入的IQ待解调数据先进行了降采样处理，降低了匹配滤波的运算复杂度；然后通过Gardner算法对匹配滤波输出的数据进行采样频偏抑制，本发明不依赖额外的导频数据进行采样频偏抑制，同时可以独立于载波频偏单独作为一个模块进行处理，因此能够使得无线综测仪的蓝牙信号可以迅速的获得良好的解调性能。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
Claims (2)
1.一种无线综测仪蓝牙信号的采样频偏抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1，对输入信号进行降采样处理；
步骤S2，对降采样处理后的信号进行匹配滤波；
步骤S3，设置内插控制参数Interp_Pos(k)的初始值为0，所述内插控制参数Interp_Pos(k)为内插控制器的控制参数；其中，设置内插控制参数Interp_Pos(k)的插值估值整数部分的初始值m0＝0，插值估值小数部分的初始值u0＝0；
步骤S4，遍历所有输入的符号数据，求得最佳采样点的内插控制参数Interp_Pos(k)；
所述步骤S4包括以下子步骤：
步骤S401，通过插值滤波器对匹配滤波后的数据根据插值估值整数部分mk进行插值运算，所述插值运算通过公式
以获得插值滤波器输出y(kTi)，其中，x(·)为输入的原始数据，k为插值输出后的索引值，Ti为插值周期，mk为插值估值整数部分，uk为插值估值小数部分，Ts为输入信号降采样处理后的采样速率，插值函数hI采用立方插值函数或分段抛物线插值函数，m为插值滤波器系数索引值，I1和I2取正整数，(I2+I1)为插值滤波器的长度；
步骤S402，根据插值滤波器的输出值计算定时误差Err(k)，所述定时误差Err(k)的计算公式为
其中，I(·)和Q(·)分别表示输入数据的I路信号和Q路信号，
和
分别为I路信号和Q路信号修正后的中间采样点，I(kT)和I((k-1)T)为I路信号的两个最佳采样点，
为I路信号两个最佳采样点之间的中点，Q(kT)和Q((k-1)T)为Q路信号的两个最佳采样点，
为Q路信号两个最佳采样点之间的中点；
步骤S403，通过环路滤波器的传递函数
实现环路滤波输出Err_Loop(k)，其中，a1和a2为与环路滤波器的带宽相关的常数，z-1为传递函数的变量，环路滤波器的输出递推公式为Err_Loop(k)＝Err_Loop(k-1)+a1×Err(k)-a1(1-a2)×Err(k-1)；
步骤S404，内插控制器对环路滤波器的输出计算内插控制参数Interp_Pos(k)，然后通过公式
和uk＝Interp_Pos(k)-mk得到插值估值整数部分mk和插值估值小数部分uk，其中，
表示对内插控制参数Interp_Pos(k)作向下取整运算，内插控制器通过公式Interp_Pos(k)＝Interp_Pos(k-1)+(Ns/2+Err_Loop(k))对环路滤波器的输出计算内插控制参数Interp_Pos(k)；Ns为每个符号采样点数；
步骤S405，重复步骤S401至步骤S404，直到遍历了所有输入的符号数据，所述符号数据为插值滤波器输入的IQ两路信号，假设接收数据的总长度为N，则直到计算出的内插控制参数Interp_Pos(k)≥N-Ns/2才退出所述采样频偏抑制方法，并输出采样频偏抑制后的最佳采样点，Ns为每个符号采样点数。
2.根据权利要求1所述的无线综测仪蓝牙信号的采样频偏抑制方法，其特征在于，所述步骤S1中，若接收信号的采样率为fs1，降采样处理后的采样率为fs2，则降采样处理的系数Nratio为Nratio＝fs1/fs2；所述步骤S2中，对降采样处理后的信号根据奈奎斯特无码间干扰准则进行匹配滤波，匹配滤波使用与发射端成型滤波相同的平方根升余弦滤波器。
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