CN1065688C - 单极串联谐振变换器以及利用该变换器在两个电路之间变换功率的方法 - Google Patents

Abstract

一种用于在两个AC和/或DC电路之间变换功率的高效静态串联谐振变换器和方法，包括一个与链电流合成器连接的谐振电路，用于产生一系列具有可控零电流和非零电流持续时间段的单极链电流脉冲。一个阻断开关在启动每个链电流脉冲中使谐振电路的振荡停止，接着由一个阻尼电感箝位。通过谐振振荡从自然换向关断使每个脉冲结束。该脉冲实际上是方波和具有高的占空度导致使峰值电流值减至为最小。通过在实际上零电压和零电流时转换能够使转换损失减至最小。

Description

单极串联谐振变换器以及利用该变换器在两个电路之间变换功率的方法

本发明涉及一种功率变换器和一种在两个电功率电路之间例如一个公用电网和一个负载之间交换能量和变换功率的方法，特别是涉及一种单极串联谐振变换器，用于在大功率多千瓦的系统中由交流(AC)或直流(DC)电源提供直流(DC)或交流(AC)输出功率。

通常，变换器用于把电负载同电源进行连接。例如，变换器同不断电电源设备、电弧炉和感应电动机驱动装置一起使用。在工作中，变换器及其负载产生会在电力公用网上引起电压尖峰的有害谐波电流。这些尖峰会损坏从该电网中接收功率的其他用户的设备。计算机尤其容易受到由这些谐波电流所产生的电压尖峰损坏。

通常在公用电网和变换器之间以及变换器和负载之间使用滤波器，但滤波器非常昂贵，在原始装置和运行中的成本都很高。例如，一台五马力的感应电动机花150美元，而变换器却花2000美元，滤波器要花1000美元。这样，工程师们致力于改进变换器的设计以降低感应电动机驱动装置的原始成本。在各种专利和出版物中已披露了各种早期的谐振变换器，例如Mohan，Undeland和Robbins所著的：电力电子：变换器，应用和设计，(John Wiley & Sons，1989)，第154-200页。

一般，传统的谐振变换器具有至少由一个谐振电路即“谐振”电路连接在一起的输入和输出开关装置。通常用滤波器来连接输入和输出开关装置。开关装置是多组半导体开关器件，例如(按成本增加的顺序列出)，二极管、晶闸管、门辅助关断晶闸管(GATT)、门极可关断晶闸管(GTO)绝缘栅双极性晶体管(IGBT)和金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。

传统的谐振变换器的谐振电路有助于达到所谓的“软开关”。在进行软开关中，半导体以实质上零电流叫做“零电流开关”(ZCS)进行开关，或以实质上零电压叫做“零电压开关”(ZVS)进行开关，或以ZCS和ZVS的组合进行开关。结果，在软开关中所产生的开关损耗低于传统的“硬”开关电路，并且这种低开关损耗有助于快速开关(大约20KHz，与具有硬开关的1千赫相对)。这样，在谐振变换器中获得了更高的开关频率。

能够进行高频软开关的谐振变换器通常被用于使在变换器的输入和输出两者上的电压和电流波形的谐波失真最小。高频软开关也能节省掉庞大昂贵的低次谐波滤波器。因而，与电力电子能量转换过程相关的磁和静电部件的大小和重量也减少了。

在功率范围的低端，例如几百瓦或更少，具有很多种谐波变换器。但在大功率多千瓦的应用中，在装置和复杂的电路布局上只有很少的选择能供变换器设计者采用。因而，设计出能够以高转换效率工作的低成本大功率变换器是非常困难的。

有两类大功率谐振变换器已经证明是成功的，特别是：

1串联谐振变换器，和

2并联谐振变换器

这两种的组合也已经被推荐。这两种变换器的基本区别是功率通过变换器传输给负载的方式。对于并联谐振变换器，负载端几谐振电路中的谐振电容器相并联。对于串联谐换器，负载端同谐振电路电容器相串联。在串联或并联谐振变换器中，负载既可以同谐振电容器直接连接也可以通过开关和其他的存储元件而间接连接。

在想象上，谐振电路作为变换器的输入和输出之间的一个链。控制谐振电路以产生-系列脉冲，该脉冲可以是恒定或变化的脉冲和周期宽度。这些脉冲的基本频率，在此被称为“链频率”，被选择为高于输入和输出电压或电流的频率。变换器以一个输入频率接收输入功率，并把输入功率转换为一列脉冲，在此称为“链功率”。该链功率然后被再次转换，以获得具有一个被选择的输出频率的输出功率。输入功率、输出功率、或其两者可以是DC功率(即，具有零频率的电流和电压的功率)。

早期的谐振变换器的各种布局使用各种半导体。最低成本的半导体是增强的可控整流器，也称为晶闸管。晶闸管只是在需要两个工作条件时才被用于谐振变换器，即，如果；

1、流过装置的电流由自然换向所关断；

2、装置在足够的持续时间(关断时间)下受到足够的反向偏压。

如果链频率是如此的高以致于装置关断时间导致链电流或电压脉冲的不可接受占空因数，则晶闸管不适于大功率谐振变换器。然而，目前的晶闸管有超过音频范围(约20KHz)的频率上限，并且如果需要上述的两个工作条件该晶闸管也可用于非常大功率的应用。如果这两个条件还不是令人满意的，就必须使用更贵的可控关断开关，例如GTO、功率MOSFETT和IGBT。与只有一个可控接通时间的晶闸管不同，GTO、MOSFET和IGBT都具有可控接通和可控关断时间，由简单的施加和去消门驱动器信号来触发。

在并联谐振变换器中，链脉冲列通常由单极(或单向)电压脉冲所组成，并通常需要以零开关电压进行关断的可控关断开关。在1989年的美国专利4，864，483中，Divan描述了这种并联谐振变换器的例子。

在串联谐振变换器中，链脉冲列由AC或单极(单向)电流脉冲所组成。几种使用AC链电流脉冲的现有串联谐振变换器已由下列美国专利所公开：

3，953，779 Schwarz(1976)

4，096，557 Schwarz(1978)

4，495，555 Eikelboom(1985)

4，523，269 Baker等人(1985)

4，648，017 Nerone(1987)

4，679，129 Sakakibara等人(1987)

4，695，933 Nguyen(1987)

4，727，469 Kammiller(1988)

4，853，832 Stuart(1989)

由于链脉冲是使晶闸管以零电流关断的电流脉冲，工作特性称“自然换向”，则不需要更昂贵的可控关断开关(例如，GTO、IGBT)。为了允许这些AC链电流脉冲的流动，输入和输出装置都必须由双向开关组成，例如，两个反向并联连接的晶闸管。例如，这种被设计成能够反馈的三相AC输入和输出的串联谐振变换器具有十二对反向并联的开关元件。如美国专利5，010，471所述的，由Klaassens和Lauw所发明的改进方案。借助于把通过现有串联谐振变换器的AC链电流的峰值进行大致倍增，Klaassens和Lauw用半桥形式来代替输入和输出开关装置的全桥形式。结果Klaassens／Lauw变换器只需要现有全桥串联谐振变换器的开关元件数的一半，而不考虑是双向开关还是反向并联对的单向开关。

由于用AC链电流脉冲的串联谐振变换器使用双向开关元件，或反向并联对的单向开关元件，饱和电抗器串联嵌入每个开关。该饱和电抗器避免了晶闸管公知的dv／dt导道干扰，即，由正极到负极电压的过大变化率而引起的非预定时间的晶闸管导道。大量的饱和电抗器和普通的并联容性阻尼器，两者都提高了变换器的成本、尺寸和体积。进而，这些饱和电抗器迫使设计者使用具有反向阻断电压能力的开关元件。设计者也必须把链电流脉冲的空间区段的最小持续时间提高到超过由晶闸管的制造厂所设定的关断时间。另一个缺点是，在开关元件的导道时所产生的损耗。由于当电流开始流过开关元件时跨在开关元件上的电压不为零，就会产生这些导道损耗。

在美国专利4，942，511(Lipo和Murai)中推荐了一种使用单极(单向)链电流脉冲而不是AC链电流脉冲的DC链串联谐振变换器。该Lipo／Murai变换器给谐振电流脉冲提供了一个偏流。由于链电流是单极的，就只需要单向开关元件。这样，象Klaassens／Lauw半桥串联谐振变换器一样，Lipo／Murai变换器只需要现有串联谐振变换器所需单向开关元件数量的一半。

在Lipo／Murai变换器中，即使链电流的每个脉冲周期回到零，单向开关元件的晶闸管也不会受到恒定的反向偏压。该情况迫使晶闸管在长于制造厂设定的关断时间的持续时间下保持在零电流上。这样，Lipo／Murai变换器就扰乱了上述的第二晶闸管工作状况(2)。结果，当与现有的串联谐振变换器(具有相等的脉冲周期宽度和在整个脉冲周期上平均值)，Lipo／Murai变换器必须产生带有较高峰值的链电流脉冲。作为Lipo／Murai变换器的另一个选择是使用更昂贵的可控关断开关元件，而不是晶闸管。

尽管软开关串联谐振变换器比使用硬开关电路的变换器具有更好的性能，对于串联谐振变换器技术存在极难的改进需要。例如，阻碍串联谐振变换器的商业成功的因素之一是链电流脉冲必须具有极高的峰值，根据使用的串联谐振变换器的类型，链电流脉冲的峰值可以达到负载所允许的最大输出电流的峰值的三到九倍。

这种高链电流脉冲峰值的现象是由于使用完全通过谐振电路的共振所产生的正弦形电流脉冲而引起。由Murai、Nakamra、Lipo和Aydemir提交给1991的工业应用协会会议(Industrial Application Society Meeting)的文章“Pulse-split Cencept in Series Resonant DC Link PowerConversion for Induction Motor Drives”中推荐了一个解决办法。如他们的美国专利4，942，511所描述的，Lipo和Murai试图通过修改链电流脉冲的波形来改进变换器电路。Lipo／Murai变换器使用一个带有偏置电流的饱和电抗器来限制谐振电流脉冲的峰值。然而，Lipo／Marai变换器仍会使将要工作的晶闸管对上述的第二状况发生相互干扰，即，晶闸管在完全持续时间中没有被施加足够的反向偏压。结果，用于Lipo／Murai的变换器的晶闸管的使用仍会导致链电流脉冲的峰值和平均值的过大比率。由于链电流还是太高，因变换器的价格与链电流值成正比，则Lipo／Murai变换器是非常贵的。

Steigerwald的美国专利4，477，868公开了另一种类型的串联谐振变换器，能够把链电流脉冲的峰值限制在适当的值上。但是，Steigerwald变换器偏巧被限于非反馈应用，以及只能DC输入和输出功率。Steigerwald变换器要求输入功率表现为电流源。Steigerwald变换器使用昂贵的可控关断开关元件(GTO)而不是晶闸管来把DC输入电流波形变换为交变的方波。

总之，存在三种主要类型的变换器。第一为一般的直线模式变换器，要忍受非常高的开关损耗。第二种，谐振变换器被开发用于大功率应用，例如Schwarz变换器。谐振变换器依靠谐振电路来降低开关损耗，但他们仍要忍受高峰值电流的损耗。Lipo／Murai谐振单极变换器属于这种类型。第三，开发出准谐振变换器以获得直线性和谐振变换器两者的最佳特性，例如由Divan开发的并联谐振变换器。

这样，就要求产生：改进的串联谐振变换器和在单相、三相和／或DC电源和／或负载之间进行能量交换和功率转换的方法，以克服和不受上述的限制和缺点。

本发明的主要目的是提供一种改进的串联谐振变换器，它比以前的静态功率变换器更便宜却仍保持串联谐振变换器的有利特征，例如，双向和四象限工作，进行从低到高电压的功率变换(升压)，产生对不平衡负载不灵敏的平衡正弦输出电压，和容许供电电压的动态变化。

本发明的另一目的是提供一种串联谐振变换器，用于把DC功率或AC功率(无论是单相还是多相的)高效地变换为DC功率或单相多相AC功率。

本发明的进一步目的是提供一种在两个电路之间进行功率变换的改进方法，这两个电路可以是例如公用电力网和具有反向馈电能力的负载。

本发明的另一个目的是提供一种串联谐振变换器和一种在两个电路之间进行功率变换的方法，该方法可以使在变换器中所用的所有开关元件的开关损耗降到最小。

本发明的又一个目的是提供一种串联谐振变换器和一种在两个电路之间进行功率变换的方法，灵活控制链电流脉冲高度、宽度和周期宽度。

本发明的再一个目的是提供一种串联谐振变换器，当在低于满负荷状态下工作时仍保持高效率。

根据本发明的一个方案，提供一种单极串联谐振变换器，用于在第一和第二电路之间进行能量交换和功率变换。本发明的单极串联谐振变换器属于准谐振变换器的类型。该变换器包括第一和第二开关装置用于连接各个第一和第二电路。变换器具有一个连接在第一和第二开关装置之间的谐振电路。谐振电路具有串联连接的一个谐振电容器和一个谐振电感器。一链电流合成器同谐振电容器相连。合成器响应合成器控制信号以产生包括一列单极链电流脉冲的链电流。每个链电流脉冲具有零和非零区段。可以在持续单内控制每个链电流脉冲的零和非零电流区段。变换器还具有一个同谐振电容器串联的阻断开关，用于在起动每个单极链电流脉冲中使谐振电路的振荡停止。变换器还包括一个同合成器相连的链电流阻尼装置，用于在能量交换期间把链电流限制为一个预定的值上。

根据本发明的另一个方案，提供一种在第一和第二电路之间进行功率变换的方法。该方法包括：对链电流进行合成的步骤，该链电流包括一列通过谐振振荡起动和结束的方波单极链电流脉冲，每个脉冲都有一个零幅值段和一个非零幅值段。在控制步骤中，每个链电流脉冲的零幅值段和非零幅值段的持续时间被控制为预定值。

根据本发明的又一个方案，提供一种链电流合成器和一种用于控制上述单极串联谐振变换器的开关的控制器。

本发明可以单独或集中具有上述特征和目的。本领域技术人员可以从下列说明和附图中了解本发明的这些和其他的目的、特征和优点。

图1是表示在用双向、四象限工作来完成三组AC到AC中的本发明的单极串联谐振变换器的一种结构的方框图；

图2是表示在用双向、四象限工作来完成单相DC或AC输出和三相AC输出中的本发明的单极跨接型串联谐振变换器的一种构型的方框图；

图3是表示在用双向、四象限工作来完成单相DC或AC输入或三相AC输出中的本发明的单极串联谐振变换器的一种构型的框图；

图4是本发明的单极串联谐振变换器的一个构型的方框图，用于具有二极管电桥的三相AC到AC工作，该二极管电桥可以被去掉以用于单向DC到AC的工作。

图5是本发明的交流链电流合成器的一种构型示意图；

图6是本发明的用于单极串联谐振变换器的控制器一个构型的方框图；

图7是表示与图1-4中变换器相关的波形的一系列波形图，包括用于变换器开关的门信号定时逻辑，和表示Z模式、I模式、F模式和T模式的变换器工作状态。

图8-16是图1-4的链电流合成器的示意图，用粗黑线表示在用于下列变换器的工作模式的图7所示的时间中的电流通路：

图8表示在t₀稳态Z_s模式；

图9表示瞬态的Z_t模式(t₁到t₂)；

图10表示在t₂的瞬态Z_t模式；

图11表示I模式(t₄至t₅)；

图12表示F_s稳态模式(t₅到t₆)

图13表示F_t瞬态模式(t₆到t₇)

图14表示在t₇的F_t瞬态模式；

图15表示F_t瞬态模式(t₇到t₈)；

图16表示在t₉的T模式。

图17是图6控制器的输出电压误差检测器部分的一种构型的方框图，表示用于作为可调节的电压源和可调节的电流源的工作；

图18是图6的控制器的输入电压误差检测器部分的一种构型的方框图；

图19是表示与图1所示的变换器相关的波形的一系列波形图，表示线到线输出电压，和链电流脉冲；

图20是可用在图1-4所示实施例任一个中的本发明的双边和非耗散电压箝位的一个构型的方框图。

图1表示根据本发明构成单极串联谐振变换器22用于在第一和第二电路24和25之间进行能量交换的第一实施例。电路24和25可以是：电源，例如公用电力网、工业电力网、用于车辆的车载系统电网、航空器、船舶及类似物；能量存储装置；或具有反向馈电能力的负载。

为了便于描述，假定第一电路24是电网，第二电路25是可以反向馈电的负载。在变换器22的实施例中，第一和第二电路24、25都是多相的电路，在此是三相电路。下面所描述的另一个实施例表示出变换器的适应性，也可以高效地变换单相AC功率和DC功率(其也被称为是“零频率”AC功率)。定义

术语“单极”是指流过变换器22的链电流脉冲的方向全都是以相同的方向流动，而不管功率流动的方向，以符合用于变换器22的功率平衡等式。脉冲可以根据需要在第一和第二电路24、25上被设定为正的或负的以符合预定基准。该过程在此被称为“单极链电流脉冲的设定”。显然，在第一和第二电路24、25之间传输功率等效于它们之间的能量交换。

对于在此使用的术语，带有各种角标的字母“L”和“C”分别表示电感器和电容器，本发明的优选实施例用三种类型的开关元件来实现，所标的字母表示：“D”为二极管，“T“为晶闸管；“S”为可控关断开关，在其上加角标代表特定的开关。可控关断开关被定义为：能够分别通过施加和去除其门驱动器信号来控制其接通和关断的开关元件，例如；双极接点晶体管、门极可关断晶闸管(GTO)、绝缘栅双极性晶体管(IGBT)、和金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，或本领域技术人员所知的他们的结构等效物。

显然，优选实施例所述的晶闸管可以根据需要用具有几种改型的可控关断开关元件来代替。例如，对于MOSFET或IGBT，可以通过把二极管同开关元件相串联连接来阻塞流过开关元件的反向电流并防止跨过开关元件的过大反向偏压。如果用GTO来代替上述晶闸管就不需要这样的附加二极管。虽然晶闸管的关断时间比可控关断开关元件的要慢，而宁愿用晶闸管而不用相同规格的较昂贵的可控关断开关元件以提供更经济的变换器22。第一实施例

假定首先描述的单极串联谐振变换器22是从作为输入的第一电路24向作为输出的第二电路的功率流向。然而，变换器22也可以工作在允许反向功率流向的状态下，这被分类为双向变换器。变换器22包括组成低通滤波器26和28的第一和第二端接电容器组件，用于隔断来自电路24和25的高频链电流脉中。滤波器26和28同各个电路24和25并联连接。第一滤波器26具有三个线-线C4电容器30、32、34，而第二滤波器28具有三个线-线C_B电容器35、36、38。

第一开关装置40具有分别标为41、42、43、44、45、46的晶闸管TA12、T_A21、T_A31、T_A12、T_A22、T_A32的三组路。第二开关装置50具有分别标为51、52、53、54、55、56的晶闸管T_B12、T_B21、T_B31、T_B12、T_B22、T_B32。在此，第一开关装置40也被称为输入开关装置，第二开关装置50为输出开关装置。输入和输出开关装置40和50不要求双向开关元件，例如，反向并联晶闸管对或反向串联的可控关断开关元件对，而在以前的串联谐振变换器中是需要他们的。开关装置40、50的晶闸管结构所需的晶闸管少于以前的变换器，因而可以比以前的变换器更经济地制造变换器22。

变换器22是一谐振电路，即串联连接在开关装置40和50之间的谐振电路和60。谐振电路60具有一个L_R谐振电感器62和一个C_R谐振电容器64。链电流i_R从第一开关装置40通过谐振电路60和导体65、66流到第二开关装置，并由导体68构成回路。滤波器26和28防止链电流i_R的任何高频成份穿过第一和第二电路24、25的输入和输出线。第一开关装置40的输出端上的电压，跨过导体65和68，被称为母线电压V_A。第二开关装置50的输入端上的电压，跨过导体66和68，被称为母线电压V_B。

变换器22包括一个链电流合成器，用于把链电流i_R合成为一列单极电流脉冲(见图7)，每个脉冲包括一个可控零电流区段和一个具有箝位部分的非零电流区段，如下面进一步的描述。为了方便，上述合成器70用许多接点72、74、75、76、78来标示，合成器70跨接在C_R谐振电容器64和阻塞开关例如可控T_R谐振停止开关或阻断晶闸管80上。T_R阻断晶闸管80用导体66连接C_R谐振电容器64。

链电流合成器70具有一个连接在带有T_R晶闸管的C_R电容器64的的结点与合成器70的节点78之间的D_T端接二极管82。链电流合成器70具有一个非耗能端接装置，如L_T端接电感器84，它同节点76和78之间的T_T端晶闸管86相串联。合成器70具有：两个可控关断开关元件、一个连接在节点72和76之间的S1触发开关88、和一个连接在节点72和74之间的S_B阻尼开关90。合成器70的另一个非耗能装置是链元件L_I触发电感器92，其同连接在节点74和75之间的P_B阻尼二极管94相串联。节点75同导体66和T_R晶闸管80结点相连接。

变换器22包括一个非耗能L_B链电流箝位即阻尼装置，例如电流阻尼电感器95，其同合成器70的节点72和75相连。i_B阻尼电流流过电感器95，并由一个阻尼电流传感器例如安培计96所监测。在阻尼电感器95被表示为同合成器70相分离的装置时，显然本发明的合成器可以构成为包括阻尼电感器95。变换器22还具有输入和输出传感器组件97和98，和于分别监测从第一电路24流到第二电路25的功率的电压和电流。传感器组件97和98可以是任何类型的现有电流和电压传感器，例如安培计和电压表，或本领域枝术人员所知等效物。

除了S_I开关88之外，合成器70的全部开关主件都可以具有低于输入和输出开关装置40、50的晶闸管41-46和51-56额定值的电流额定值，其具有传送链电流i_R的容量。除SI开关88之外的合成器开关只传送链电流脉冲的一个完整周期持续时间的一个小分数的电流，即一个周期的五分之一或更少。第二实施例

图2表示根据本发明而构成的跨接型单极串联谐振变换器100。变换器100的那些与变换器22相同的部件具有相同的标号，而对那些稍稍进行了修改的部件则在其图1的对应部件的标号上加100。例如，变换器100在具有N_A中性点121的星形接法电源124和具有N_B中性点123的星形接法负载125之间进行功率变换。变换器100具有四象限工作的能力，并在电路124和125之间提供双向功率流动。

作为进一步的例子，星形连接的输入滤波器126在电容器130、132和134之间具有一个N_A中性点连接线127，与图1的滤波器26的三角形电容器布置不同，输出滤波器128也具有相似的带N_B中性点连接129的结构。导体102把N_A中性性点127同中性点129相连。图2中的点划线表示出：N_A中性点121和127可以连在一起，而N_B中性点123和129也可连在一起。

跨接型变换器100具有不同于图1的装置50的输出开关装置150。尤其是，晶闸管151、512、153、154、156具有与图1的晶闸管51-56反向的正极和负极连接。

跨接型变换器100具有由串联连接的C_R谐振电容器162和L_R谐振电感器164所组成的谐振电路160。谐振电路160由T_R阻断晶闸管180连接在导体104和105之间。谐振电路160和T_R阻断晶闸管180都同输入和输出开关装置40、50并联连接。跨接型变换器100具有连接在阻尼电感器95上的链电流合成器70，如相对于图1所述那样。

跨接型变换器100可以包括两个附加晶闸管。第一T_S1晶闸管106使其正极同导体104相连并使其负极同导体102相连，而第二T_S2晶闸管108使其正极同导体102相连并使其负极同导体104相连。T_S1和T_S2晶闸管106和108可以被用于在变换器100的电源侧或负载侧短路谐波电路160。第三实施例

图1的变换器22可以允许双向功率流动和四象限工作。变换器22既不限于具有与现有三相变换器相关的特性的变换器应用，也不限于图1所示的电路布局。例如，第一和第二电路24、25可以是单相、多相AC功率或DC功率。

图3表示根据本发明构成的单极串联谐振变换器200的第三实施例。与变换器22相对应的变换器200的部件具有相同的标号，而那些稍稍修改的部件则是在图1的对应部件的标号上加200。例如，与图1相对应，变换器200在单相AC或DC输入电源224和第二三相电源25之间进行功率变换。如上述那样，变换器200具有谐振电路60、T_R阻塞晶闸管80和带有阻尼电感器95的链电流合成器70。

变换器200具有一个带四个晶闸管241、242、243和244的晶闸管桥式开关装置240。第一滤波器226同只有一个单相滤波C_A电容器230的电源224相连。通过简单地去掉晶闸管电桥240并把A₁和A₂端连到DC电源(未示出)上，变换器200就成为一个单向的DC到AC变换器。第四实施例

图4表示根据本发明构成的用于单向功率流动的单极串联谐振变换器的第四实施例。与上述变换器22相对应的变换器300的部件使用相同的标号，而稍稍进行了修改的部件则在图1中的对应部件的标号上加300。变换器300用不太昂贵的二极管开关装置340来代替图1的晶体管桥式输入开关装置40。变换器300被设计成用于从第一电路24到第二电路即负载325的一个方向的功率流动，即单向功率流动。二极管开关装置340可以包括一个电压检测装置397，而不是图1和2的电压和电流传感器组件97，上述电压检测装置397由现有的电压检测器或本领域技术人员所知的它们的等效物所组成。

二极管开关装置340包括一个传统的二极管电桥310，其同一个单相T_A串联晶闸管312，和一个DA单向离合器(Free-wheeling)二极管314。应该看到不需要三相电容器滤波器，如图1的滤波器26或图2的滤波器126，如果需要的话可以使用单相滤波器部件来代替，例如C_A端接电容器滤波器318，其可以作为开关装置340的一个部分。如果取消二极管电桥310，第一开关装置包括T_A晶闸管312和D_A二极管314，C_A滤波器电容器318可以直接跨接DC电路(未示出)，则变换器就成为DC到AC的单极串联谐振变换器。交变链电流合成器实施例

参见图5，所示的链电流合成器270的交流实施例可以被分别构成为图1-4的变换器22、100、200和300中的合成器70。交流合成器270使用GATT晶闸管(GATT)、带有它的短关断时间(10μs或更短)的门辅助关断晶闸管(GATT)和／或GTO以提供一个比用于合成器70更简单的电路。合成器270具有一个代替图1的T_R晶闸管80的D_R阻断二极管280。合成器270具有一个同T_T晶闸管286串联的单相L_I电感器292以把C_R电容器64和D_R二极管280的结点同节点272相连。T_I晶闸管188代替图1的S_I开关88，并把L_R电感器62才C_R电容器64结点同节点272相连。T_T和T_I晶体管286和288完成与图1所示的链电流合成器70的S_I开关88和T_T晶闸管86相同的功能。工作原理

通过讨论图1的变换器22的工作来说明变换器22、100、200和300的工作原理，图1中也表示出了合成器70的细节。假定变换器22具有AC电源24相连标号为A1、A2和A3的输入端和同三相负载25相连标号为B1、B2和B3的输出端。负载25可以是无源负载，例如电阻器、电感器或电容器，或他们的组合。而且负载25也可以是电机，该电机会由于电机的反电动势(电动势)特性而使电压加到输出端B1、B2和B3上。本领域技术人员可以看出：图3的双向实施例可以使功率从输出端B1、B2和B3流到输入端A1、A2、A3。下面说明从电源到负载的功率传输的各种控制方案。

例如，当能量在电源24和负载25之间交换时在图1中用粗黑线表示闭合的电流回路。在该闭合电流回路中的电流流过输入开关装置40的晶闸管T_A11和T_A32，并流过输出开关装置50的晶闸管T_A31和T_B12。L_B阻尼电感器95也是该电流回路的一部分，与现有的DC链变换器具有相同的作用。A．链电流脉冲的发生：USGL控制器

参见图7，每个变换器22、100、200、和300都具有一个由第一和第二辅助控制器级所组成的控制器398。控制器398的第一级包括一个主晶闸管6选择逻辑(“MTSL”)控制器400，而第二级包括一个单极串联谐振变换器开关门逻辑(“USGL”)控制器500。图6表示其结构，在说明了受由USGL控制器500决定的开关时序表所支配的变换器的工作之后，将详细说明MTSL控制器400的一般工作原理。

USGL控制器500提供门信号，除了由自然换向关断的晶闸管的关断之外，根据图7的定时逻辑集中地把信号502提供给所有的变换器开关元件(T_A和T_B晶闸管41-46、51-56，和输入及输出开关装置40、50和240的241-244；T_R和T_T晶闸管80和86；以及S_I和S_B开关88和90)。开关信号的定时也可以参照图8-16来描述。可以用商业上有利的模拟和／数字逻辑部件或本领域技术人员所知的等效物来完成USGL控制器500。

如果尊重下列决定则USGL控制器500将把门信号502提供给所有的变换器开关元件：

1．用于通过接S_I开关88来触发链电流脉冲i_R的定时；和

2．选择决定用于链电流的电流i_R路径的输入和输出开关装置40，50，240和T_A和T_B晶闸管。

参照图7，说明发生链电流脉冲的过程。链电流i_R被定义为流过L_R谐振电感器62的电流。最佳的链电流i_R包括单极脉冲，每个脉冲有一个零电流区段和一个非零电流区段。最好零和非零电流区段两者能在持续时间内被控制而保证最低限度的开关损耗通过零电流开关和／或零电压开关。

最好，链电流脉冲在规则和不规则的电源和负载工作状态下以稳定的方式发生。在此，稳定性是指：当连续的电流脉冲流过这些链部件时(即：谐振电路60、合成器70的L_T和L_I电感器，以及L_B阻尼电感器95)时防止存储在链部件中的能量建立或摧搽毁。尤其是，跨在C_R谐振电容器64上的电压是该存储能量的计量单位，则在每个脉冲周期完成时最好不会变得过大或摧毁。

作为一个给定的执行过程，链电流脉冲的周期可以小于在变换器的输入和输出处的电压和电流波形的周期。因而，假定在一个完整脉冲周期中：

1、由于C_A和C_B滤波器电容器30-38同C_R谐振电容器64相比较大则在电源24和负载25上的线-线电压是恒定的；和

2、由于电感器95与L_R谐振电感器62相比较大则在L_B阻尼电感器95上的电流i_B是恒定的。

对于变换器22的适当的工作不仅这些假设是需要的，而且其被用于以一种简明的方式说明本发明的原理而不会使本领域技术人员对严密的描述发生误解。

链电流i_R由链驱动电压V所驱动。只有当开关装置40和50的所选出的晶闸管被接通以允许链电流i_R流通时，链驱动电压V_LD才是非零的。链驱动电压V_LK由下列部分所决定：

1．在电源24和负载25上的线-线电压；和

2．被选择用于传输链电流i_R的输入和输出装置40和50的晶闸管。

当触发晶闸管41-46和51-56时，用于链电流i_R的驱动电压V_LD是电压差：

V_LD=V_A-V_B

现在，考虑在同粗黑线表示的回路中流过图1中的T_A11、T_A32、T_B31、T_B12晶闸管41、46、53、和54的链电流i_R，由于输入和输出开关装置的晶闸管被用于传输线电流i_R，输入母线电压V_A和输出母线电压V_B是：

V_A=V_A1-V_A3

V_B=V_B3-V_B1

其中，(V_A1-V_A3)和(V_B1-V_B3)实际上分别是电源24和负载25上的线-线电压。

即使链驱动电压V_LD是逐个脉冲变化的，假定正和负值，由于电源24和负载25两者的线-线电压是有界的，其最大值也是有界的。电源24和负载25的线-线电压也是有界的，因为：

1．变换器由一个可靠的电压特性曲线加压，或

2．在开关装置40、50中的晶闸管的控制按照一组参考信号的特性曲线，下面将对此讨论的。

由于假定(不需要)电压V_A和V_B是恒定的，也可以假定；在链电流脉冲的非零电流区段期间V_LD也是恒定的。

图7表示：在图1所示的变换器22的工作期间预定量的波形的两个整周期，和各种开关元件所用的门信号的定时逻辑。对于第一脉冲链驱动电压V_LD是正的，而对于第二脉冲则是负的。链电流脉冲i_R的每个整周期都有四种基本的工作模式，分别称为：

1．Z-模式，在链电流IR为零期间作为零电流区段Z。

2．I-模式，在链电流脉冲通过谐振振荡被触发期间作为触发电流区段I。

3．F-模式，在当谐波电路振荡停止时链电流脉冲被通过L_B阻尼电感器95的阻尼电感器电流i_LB箝位期间作为平直的非零电流区段F。

4．T-模式，在链电流脉冲通过谐振振荡而返回为零期间作为结束的电流区段T。

在图7中，链电流脉冲i_R的波形表现出这四种工作模式。非零电流区段包括I段、F段和T段。在持续时间中零电流区段Z和非零电流区段(I+F+T)的持续时间都能被单独地进行控制。

图7也表示出用于接通和关断每个变换器22的开关的时序图以说明每个开关元件的门信号定时逻辑。在图7中用靠近每个开关元件名字的箭头指示开关时间。当开关元件收到一个控制信号以关断而不是导通时标以信号上角星号。当通过每个晶闸管的电流返回到零时由自然换向而产生晶闸管关断，在图7中用双上角星号表示。图7所示，所有在零开关电流处产生的开关都被定义为“零电流开关”(ZCS)，而在零开关电压处产生的开关被定义为“零电压开关”(ZVS)。

图7表示流过晶闸管的电流，即：T_R晶闸管80传输电流i_TR，T_T晶闸管86传输电流i_TT，输入和输出开关装置40、50两者的晶闸管传输链电流i_R。以给定时间导道的开关装置40和50的特定T_A和T_B晶闸管依赖于用于以电源24向负载25传送功率的特定控制方案，下面将进一步对此加以讨论。

B．Z-模式工作

工作的Z-模式被分为图8所示的稳态Z_s模式和图9所示的瞬态Z_t模式。当在前一个脉冲期间所流通的链电流返回到零并且T_A或T_B晶闸管开关装置40或50不导通时，稳态Z_s模式发生。在瞬态Z_t模式中，所承担的动作是准备非零电流区段的触发。在Z_s模式期间的所有开关元件的状态在图7中表示出来，在时刻to：T_A、T_B、T_T晶闸管和S_I开关不被触发(由上标星号所标明)，而S_B开关和T_R晶闸管已经导通。

参照图8，在Z_s模式期间，S_I开关88断开，通过L_B阻尼电感器95的电流i_LB是通过L_I电感器92、DB二极管94和S_B开关90的“单向续流”。在这些状态下，C_R谐振电容器64不传导电流，而处于一个常数下并横跨C_R电容器64为正V_CR电压。通过选择L_R、L_I和C_R的适当值，V_CR电压可以高于链驱动电压V_LD的最大值。

参照图9，通过接通S_I触发开关88，Z_T模式在时刻t₁开始。选择时刻t₁来控制零电流区段Z的持续时间。当S_I开关88在T₁导通时，由于C_R和L_LI谐波电路的谐振振荡产生电流i_TR以开始流过T_R晶闸管80，正谐振电容器电压V_CR减小。由于在通过比较大的L_B阻尼电感器95的电流i_LB为恒定时通过D_B二极管94和L_I电感器92的电流i_DB减小，电流i_TR在时刻t₁上升。这样，在时刻t₁，电流i_DB、电流i_TR和谐振电容器电压V_CR的状态是受到由C_R和L_I组成的电路的谐振振荡，因而，该状态符合下列条件：

i_DB=i_LB-V_CR(Z_s)sin[WI，R(t-t₁)]／Z_I，R

i_TR=i_LB-i_DB

V_CR=V_CR(Z_s)cos[W_I，R(t-t1)]

其中，W_I，R=(L_IC_R)^-1／2

Z_I，R=(L_I／C_R)^+1／2

V_CR(Z_s)ZS模式期间的谐振电容器电压。

可以看出，变换器22可以被设计成：在谐振电容器电压V_CR变为小于链部件可以经受的最大链驱动电压V_LD，max之前，电流i_DB返回到零。如果需要，该状态可以从这些关系取得而作为以根据下式的特性阻抗为基础的一个设计约束条件：

Z_R，I＜[V_CR，min(Z_ssin(α)]／i_LB

其中：

α=arccos[V_LD，max／V_CR，min(Z_s)]

这样，由于通过D_B二极管94的电流i_DB减小而在时刻t₁通过T_R晶闸管80的电流i_TR上升。

在时刻t₂，电流i_DB回到零并且电流i_TR被箝位到阻尼电流i_LB的值上。在时刻t_z电压V_CR仍是正的，则在理想状态下D_B二极管94被反向偏置而S_B开关90可以被关断，即，在零电流(ZCS)和在零电压(ZVS)下。然而，由于在电压V_CR变为低于链驱动电压V_LD之前阻止链电流i_R流通，在时刻t₃接通开关装置40、50的预定晶闸管T_A和T_B就不会使这些晶闸管导通。

C．I模式工作

参照图7和11，在时刻t₄，当跨在这些晶闸管上的电压为零(ZVS)时，链电流i_R开始流过T_A和T_B晶闸管。输入和输出开关装置的该有利的零电压开关就产生了谐波电容器电压V_CR的可控降低，而成为使用AC链电流脉冲的现有串联谐振变换器不可能具有的特征。

在时刻t₄之后，链电流i_R上升而电压V_CR降低，其被定义为触发即I模式。在I模式期间，如图11所示，由C_R和L_R谐振电路60产生谐振振荡，可以用下列等式表示变换器的状态：

L_R(di_R／dt)=V_LD-V_CR

C_R(dV_CR／dt)=-i_TR

其中：

i_TR=i_LB-i_R

当电流i_R上升时，i_R晶闸管电流减小(上述第三等式)直到到达零，并且保持在零上直到I模式工作的结束，即在时刻ts。

D．F模式工作

再次参照图7，在时刻t₅，当晶闸管电流i_TR返回到零时，T_R晶闸管80由于自然换向而关断。而且在时刻t₅，链电流i_R被固定到阻尼电流i_LB的值上以开始F模式工作。与Z模式类似，F模式包括两个连续的工作模式；图12所示的F_s稳态模式和图13-15所示的F_T瞬态模式。

参见图12，当链电流脉冲i_R被固定到阻尼电感器电流i_LB上时，F_s稳态模式在时刻t₅开始。也是在时刻t₅，电压停止降低并在整个F_s稳态模式期间保持为一个恒定值。由于在时刻t₅电流i_TR返回到零，V_CR的恒定值被保持住。在F_s模式期间，谐振电容器电压V_RC的数值由下式给出：

V_CR(F_s)=V_LD-Z_R，Ri_R，max

其中：

Z_R，R=(L_R／C_R)^+1／2

i_R，max=到i_LB上的最大链电流。

箝位是产生链电流i_R的L_R和C_R谐振电路60的特性阻抗以在I模式期间提高谐振振荡。

在F_s模式期间，谐振电容器电压V_CR将不是正的，允许链电流i_R到达零而作为将要到来的T模式期间的零电压开关。上述对V_CR(F_s)的说明表示出：可以通过这样选择Z_R，R来保证该状态：

Z_R，R＞L_LD，max／i_LB

其中，由在F_s稳态模式期间被固定到阻尼电流i_LB上，i_R，max等于i_LB。

在该点上这三项需要说明。首先，当谐振电容器电压V_CR从在时刻t₀开始的正值降低时，其在时刻t₅达到最小值，F_s模式的开始。在整个F_s模式期间，V_CR电压一直保持在该最小值上直到时刻t₆的F_s模式的结束。对于V_CR(F_s)在以前所给出的说明是在全部脉冲期间谐振电容器电压V_CR的最小值，并且由于下列原因其被限制：

1．最大的链电流被阻尼电感器电流i_LB所限制；和

2．由于电源24和负载25两者的线-线电压被限制则链驱动电压V_LD被限制为最大的输入或输出线-线电压。

作为第二项说明，由于链电流i_R被固定为阻尼电流i_LB并且谐振电容器电压V_CR是常数则谐振电路60的谐振振荡在时刻t₅被停止。由T_R晶闸管80的关断引起通过电路60的谐振振荡的停止。当链电流i_R流过变换器22(图1和11中的粗黑线)时，发生从电源24到负载25的功率传输而谐振电路60的谐振振荡是停止的，这是在以前的变换器中不可得到的特征。在该功率流动期间，链电流合成器70的许多部件不传输电流。当然，对全部负载电流只有S_I触发开关必须是额定的，提供有效的成本节约。

作为第三项，F_T模式可以在任何时刻开始，则F模式的持续时间以及非零电流区段的持续时间是可控的。

在时刻t₆，F模式开始。为了停止链电流i_R的流动，谐振电路60被停止。链电流i_R被转换为流过谐振电容器64、D_T二极管82和S_B开关90。

参照图13，在该转换过程的第一步中，在任何所需时刻t₆触发T_T晶闸管86。触发T_T晶闸管86就启动了C_R和L_T谐振电路。C_R和L_T谐振振荡驱动页的谐振电容器电压V_CR在时刻t₇升到零，用于该转换过程的第二步启动(图14-15)，即，接着S_B开关90的零电压开关是S_I开关88的关断(由图7中的星号所标明的)。两个开关都产生在零电压(ZVS)上。

在时刻t₆和t₇之间，L_T和C_R谐振电路的谐振振荡完全不受变换器22其他部分中的电流或电压的影响。由T_R阻塞晶闸管80和S_B阻塞开关90获得L_T和C_R谐振电路的隔离。因而，在时刻t₆和t₇之间的间隔中的谐振振荡满足下式：

V_CR=L_T(di_TT／dt)

C_R(dV_CR／dt)=i_CR=i_TT因而，通过L_T电感器84的电流的最大值由下式给出：

i_TT，max=V_CR，max(F_s)／Z_T，R

Z_T，R=(L_T／C_R)^+1／2

其中，Z_T，R是L_T和C_R谐振电路的特性阻抗。

为了防止通过任何链部件电感器和开关元件的电流超过阻尼电流i_LB，Z_T，R特性阻抗应满足下列关系：

Z_T，R＞V_CR，max(F_s)／i_LB

通过用该式代替以上给出的V_CR(F_s)，该关系得出下列Z_T，R和Z_R，R之间的关系：

Z_T，R＞Z_R，R+V_LD，max／i_LB

为了在S_I开关88被断开之前提供足够的时间使S_B开关90闭合(对于目前商业上的IGBT的一个微秒级)，通过选择一个高感抗用于L_T电感器84可以调节V_CR的变化率。t₆和t₇之间的时间间隔可由上述谐振振荡等式得出，以提供用于该时间间隔的精确公式：

T(t₆，t₇)=[π(L_TC_R)^+1／2]／2

在时刻t₇，S_B开关90被闭合，谐振电容器电压V_CR为零并保持在零上直到S_I开关88断开为上。参照图14，在S_B和S_I开关的启动之间，由于电流流过L_T电感器84、S_I开关88和S_B开关90的反向并联二极管的短电路路径，V_CR电压保持在零上。在S_B和S_I开关的启动之间，S_I开关88传输链电流i_R和LT电感器电流i_TT两者直到开关SI稳定断开为止。

这样，S_I开关88被设定为峰值电流等于最大链电流i_R和最大L_T电感器电流i_TT之和。但是，由于电流i_TT只是在短持续时间(对于商用有效功率开关的一个微秒级)内由开关S_I传输，则平均电流可以忽略不计高于链电路i_R的平均值的那部分。因而，S_I开关88传输附加电流i_tt的时间与链电流周期相比是极短的，对于为在20KHz的调频下工作的所设计的变换器为60μ秒级。

即使最商业化的功率开关元件完全能够经受峰值电流的这种上升而不需要提高额定值，大量的方案能够避免任何问题。例如，S_I开关88可以由两个并联开关元件所代替(未示出)，一个专用于传输S_B的和S_I开关的启动之间的附加电流i_TT。该专用开关可以在时刻t₆和t₇之间导通而在时t₁关断。这种专用开关的平均电流额定值非常小，如果导道在时刻t₁开始关断和导通再者都会在零电压下。

如图15所示，接着在时刻t₇开关S_I的断开，链电流i_R被转换为流过C_R谐振电容器64。谐振电容器电压V_CR和链电流i_R都受到来自两个谐振电路的谐振振荡：C_R和L_T谐振电路由T_T晶闸管86和C_R，L_R，L_I谐振电路启动。在时刻TS之后，谐振电容器电流ICR为：

i_CR=i_R+i_TT

电流i_R和i_TT两者以及电流i_CR只能假定为正值，因为他们都由单向晶闸管传输，即，输入和输出晶闸管T_A，T_B和T_T晶闸管86。结果，谐振电容器电压V_CR进一步提高。当电压V_CR变为高于链驱动电压V_CD时，由于C_R、L_R、L_I谐振电路的影响链电流i_R减小，如下式所述：

(L_R+L_L)(di_R／dt)=V_LD-V_CR

E．T模式工作

参照图7，在刻t₈，当谐振电容器电压V_CR超过链驱动电压V_LD时T模式开始，使链电流i_R开始其衰减。如图16所示，当链电流i_R达到零时T模式在时刻t₉结束。在时刻t₉，输入和输出开关装置40和50的t_A和t_B晶闸管由自然换向关断。在T模式期间，链电流通过由L_T电感器84和C_R谐振电容器64所组成的谐振电路的谐振振荡而逐渐返回到零，如图15中由粗黑线所示。在C和L_T谐振电路的振荡期间，电流i_TT也返回到零。阻尼电感器电流i_LB通过S_B开关90和D_B二极管94逐渐加速到惯性续流(free-wheel)。

在时刻t₁₀，谐振电容器电压V_CR停止上升并保持为一个恒定的正值。在时刻t₁₀，T模式已经结束，脉冲周期被完成，随着新的Z_s模式工作，新的脉冲周期开始。用于发生新链电流脉冲的整个过程可以重复以建立一列单极链电流脉冲。

F．交流GATT或GTO的工作

链电流合成器

本领域技术人员可以象公知那样修改USGL控制器500以控制图5所示的合成器270的GATT或GTO，GATT或CTO的T_T和T_I晶闸管286，288都象上述合成器70的T_T晶闸管86和S_I开关88那样工作。

T_T晶闸管288与S_I开关88同时导通，例如在图7的t₁和t₁₁。当电流流过其到达零时t₁晶闸管288由自然换向而关断。例如，GATT的TI晶闸管288在t₉关断。如果使用GTO，则USGL控制器500在t₇给GTO的T_I晶闸管发出一个关断信号。

无论是GATT还是的GTOT_T晶闸管286，都象图7所述那样和上述对晶闸管86所描述那样通和关断。D_R阻塞二极管280根据偏压二极管280象普通二极管一样导道。在单向续流(free-wheeling)模式中在时间间隔t₀-t₁和t₉-t₁₁期间流过由L_B阻尼电感器95、D_R二极管280、L_I电感器292和T_T晶闸管286所形成的环路。G．单极链电流脉冲

在每个脉冲的Z_s模式期间，谐振电容器电压V_CR的恒定正值由下式得出：

V_CR(Z_s)=｜V_LD｜+KZ_RI，Ri_R，max

其中：Z_RI，R=[(L_R+L_L)／C_R]^+1／2

i_R，max=被箝位到最大链电流

V_LD=V_LD的绝对值

0＜K＜1

是在T模式期间使链电流回到零的L_R、L_I和C_R谐振电路的特征阻抗。系数K总是正的，最大值为1并且是FS模式期链驱动电压V_LD和谐振电容器电压V_CR的值的函数。如果V_cd是零，K达到最小值。因而，为了保证Z_s模式期间的谐振电容器电压V_CR高于链驱动电压V_LD的最大值，由实验所验证的麻烦分析揭示出：必须把Z_RI，R选择为所选择的Z_R，R的值的大约1．3到1．8倍。以前已给出了对Z_R，R的选择的要求。

T模式在其他模式中传输链电流i_R的所有开关元件上在整个Z模式期间施加一个恒定的反向偏压。总的反向偏压最好等于(V_CR-V_LD)并能通过Z_RI，R的选择设定为任何所需的值。

虽然T_R晶闸管80可以随着S_I开关88的导通被触发以启动Z_s模式，但最好还是在T模式完成以后立即触发T_R，即当链电流i_R在时刻t₁₀返回到需要的时候，立即触发T_R。当开关S_I导通时，由于跨在T_R上的电压在T_R开始导通时几乎为零，则该工作有助于T_R的零电压开关。但是，总的反向偏压仅由输入和输出开关装置40和50的晶闸管所分担。

最后，应该看到：链电流合成器70的非耗能部件传输低rms(均方根)电流而产生低损耗。由于在F模式期间是这些链部件的非谐振振荡，就会产生该优点。功率从电源24到负载25的传输，或反之。在F模式期间是由电流流过L_B阻尼电感器95和S_I开关88来完成的。在F模式期间，L_B电感器95只传输DC电流，则L_B电感器不会有AC感应的集肤效应损耗，而在一直通过谐振(AC)振荡产生链电流脉冲的以前的变换器中会引起这些损耗。H．链电流脉冲的稳定性

必须预先具备的变换器的适当特性是从电源24至负载25或反之传输功率的链电流脉冲的稳定性。如上面所述，对于每个完全的脉冲周期，谐振电容器电压V_CR达到被限制的正的和负的最大值。由于链部件的任何电感器中的最大电流不会超过阻尼电感器电流i_LB，就在变换器的链部件中避免了能量建立和摧毁。这样，借助于产生一列单极链电流冲(如图7所示)而通过变换器22传输功率以一种稳定的方式进行。I．链电流脉冲的峰值

很明显，由阻尼电感器L_B在幅值上限制了链电流脉冲的峰值。L_b电感器95的电感值较高以保证在长于链电流完整脉冲周期的预期持续时间的持续时间内电流恒定地工作。通过选择输入和输出开关装置40、50的T_A和T_B晶闸管的容量来控制通过L_B电感器95的i_LB电流以传输链电流。在F模式期间，链电流i_R被固定为流过阻尼电感器L_B的电流幅值i_LB。L_B电感器95的该箝位行为把近似方波的波形给予链电流脉冲i_R，而不是以前串联谐振变换器中的正弦波形。

对于在满负荷工作状态下的适当功率传输，变换器22可以被设计为：在整个完全脉冲周期上链电流脉冲i_R的平均值到至少等于满负荷工作所需的最大负载电流。例如，如果变换器22被设计成同i_o，max的最大满负荷电流具有相等额定输入和输出电压，则变换器22可以被设计为允许至少等于i_o，max的最大满负荷电流的平均链电流i_R，ave。这样，

i_R，ave=i_O，max

由于链电流脉冲i_R是近似方波，对于变换器22的额定值，链电流脉冲峰值i_R，peak为：

i_R，peak=i_R，ave／D=i_o，max／D

其中，D是由非零电流区段(I，F和T模式)的持续时间对整个脉冲周期的比率所给出的脉冲占空固数。

在商业上有利，具有1200阻塞电压额定值的反相器等级的晶闸管可以被用于具有480V线-线电压额定值的变换器22的输入和输出开关装置40，50。这种晶闸管提供对大约14μ秒的零区段持续时间的关断时间。这样，根据本发明所构成的变换器22可以具有作为大约0．77占空固数D的16KHz的调制频率。从上述关系，链电流峰值i_R，peak大约是1．3倍的满负荷工作的最大电流。

对于以前的变换器，该因数是3至9数量级，远高于变换器22的1．3的值。这样，以前的变换器的电流传输成份必须远大于电流额定值，而提高了他们的费用，由于I²R热损耗，初期元件成本和工作成本都高。

以前的串联谐振变换器发出近似正弦的链电流脉冲以使脉冲的整个非零电流区段通过谐振振荡被合成。这就在以前的变换器中产生链电流的峰值和平均值间的关系以及最大满负荷电流，为：

i_R，peak=(π／2)(i_R，ave)=(π／2D)[i_(O，max)]

因而，即使对于相同的占空因数D，由于π／2的因子而使以前的变换器的所需链电流峰值大于变换器22的链电流峰值。如果考虑实际设计方案，由于零电流区段的持续时间一定会提高，该因子大于π／2，导致占空因数D的减小。只要通过提高脉冲周期的持续时间而牺牲调制频率就能避免以前变换器中的该占空因数的减小。J．任选的可饱和电感器

在此前的变换器的实际设计中，输入和输出开关装置的每个晶闸管包括阻尼器元件(未示出)以限制跨在这些晶闸管上的正反阻塞电压的时间率，这样，就避免的晶闸管的预定导通。这些阻尼器元件通常包括一个同晶闸管串联的可饱和电感器，和一个小电容器与一个同晶闸管并联连接的电阻器的串联组合。

在使用反向并联晶闸管对以形成双向开关主件的以前的串联谐振变换器中，每对晶闸管必须具有一个可饱和电感器，而在本发明所述的实施例中，只在开关装置40、50中使用单向开关元件，即用于一个单向开关元件的单个晶闸管。这样，L_R谐振电感器62减小了开关装置40、50中T_A和T_B晶闸管的正向阻塞电压的时间变化率。

但是，如果一些应用要求更高的时间减小率，则单个的L_RS可饱和电感器299可以同L_R谐振电感器62串联放置，而不是如以前变换器那样(见图5)饱和电感器同开关装置的每个晶闸管相串联。

另外，在图1的变换器22中，这一个L_RS可饱和电感器399可以被联连在节点75和导体66之间(见图20)。当L_RS可饱和电感器399′连接在节点导体66和T_R晶闸管80的正极之间时，用于变换器22中的饱和电感器的另一个合适的位置在图20中用虚线表示。这种饱和电感器299、399、399′降低了S_I开关88的导通损耗。可饱和电感器399’也降低了T_R晶闸管80的反向恢复电流。

参照图7，SI开关88在t₁、t₁₁导通以启动触发由C_R谐振电容器64和L_I电感器92组成的谐振电路的Z_t模式。即可以在导体66和节点75之间也可以在提供带有附加感抗的C_R／L_I谐振电路上插入一个可饱和电感器(未示出)。当其导通时这种附加感抗减小了通过S_I开关88的电流变化率。

输入和输出开关装置40、50晶闸管T_A和T_B作为单向开关元件。为了防止晶闸管T_A和T_B的非预定导通，通过插入一个同L_R谐振电感器62串联的L_RS任选可饱和电感器199而防止正极到负极电压的再加(reapplied)变化率(本领域技术人员称为“再加dv／dt导通现象”)达到过大的值，如图5所示。L_RS电感器199也可以被包括在图1-4的变换器22，100，200和300中。

在对比中，以前的变换器需要具有由反向并联晶闸管对组成的双向开关元件作为输入和输出开关装置，而进一步提高了元件的成本。这些以前的变换器需要可饱和电抗器串联插入每个双向开关装置，则对一个三相AC到AC变换器就需要12个可饱和电感器。为了避免在不传输链电流的晶闸管上电压跳跃，需要使用带有更高阻断电压额定值的晶闸管，一直具有不希望的关断时间。因而在以前的变换器中需要提高链电流的零电流区段的持续时间。

另外，以前的变换器通过在非导道晶闸管上使用十二个感抗代于谐振电感器感抗的电感来避免电压跳跃。然而，这些低感抗值要求晶闸管受到较高再加dv／dt值的影响，促使零电流区段持续时间增加到晶闸管制造商所规定的关断时间之上。由于在以前的变换器中的输入和输出开关装置中不需要使用反向并联晶闸管对，所述变换器22、100、200和300就不受这些约束的限制。

如上面对Z_s模式期间的谐振电容器电压V_CR(图7和8)所述，为了避免零电流以区段的持续时间增加到制造商规定的关断时以上，所有将要关断的T_A和T_B晶闸管都受到一个持续时间等于该规定关断时间的恒定反向偏压。该特征不可能用于以前的DC链变换器MTSL控制器

MTSL控制器400作出要求以功率如何通过单极链电流脉冲i_R流过变换器的考虑为基础的决定。可以由商业上有利的模拟和／或数字逻辑器件或本领域技术人员所知的等效物来构成MTSL控制器400。术语“主“是指输入和输出开关装置的主T_A和T_B晶闸管41-46，51-56和241-244而不是链电流合成器70的T_R和T_T晶闸管80和86。

在以下的描述中，主T_A和T_B晶闸管也被标为图1和2中所示的晶闸管T_Amn和T_Bmn(变量m和n等于角标1、2或3)。根据功率传输的需要，MTSL控制器400选择：哪一个输入和输出开关装置40、50、240的晶闸管将组成用于链电流脉冲i_R的电流路径。为了说明的目的，图1的变换器22将被用于描述MTSL控制器400的工作。A误差检测器

MTSLK控制400的第一个任务是在对应的输入和输出节点A_m和B_m上对输入和输出电压波型的误差检测。MTSL控制器400具有一个误差检测器402，它用于完成两个第一基本功能，具体地：

1．根据一个代表所希望的输出波形的参考信号通过控制输出电压或输出电流来整形输出波形；和

2．在非零电流段期间通过控制流经L_B缓冲电感器95的电流i_LB以便实际上与一个参考值i_LB，REF实际上与一个参考值i_LB，REF相匹配来把链电流脉冲i_R箝位到一个所希望的峰值。

利用一个输出电压误差检测部分或误差检测器402的检测器404，例如在图17中所示，可以完成输出波形整形功能。利用一个输入电压误差检测部分或误差检测器402的检测器406，例如在图18中所示，可以完成链电流脉冲箝位的功能。

从检测器406中所示的输入电压误差检测图可显而易见的看到：MTSL控制器400可以被设计完成额外的功能。例如，MTSL控制器400可以被设计用于在变换器输入端上的波形整形以便于实现输入功率因数的控制。MTSL控制器400也可以被设计来完成限制链元件和输入和输出开关组件40、50的晶闸管T_A和T_B的电压额定值。

实现输出波形整形和i_LB电流控制这两种功能涉及一种调制方法，该方法用于通过控制链电流脉冲i_R来控制z经过变换器22的功率转换。对于本领域里的技术人员来说许多已知的调制技术可以被使用，例如脉冲宽度调制，脉冲频率调制，脉冲区域调制，脉冲频率调制、脉冲区域调制，和积分周期调制如在前面提及的由Mohan，Undeland和Robbins所著的教科书中的讨论的：电力电子：变换器、应用和设计。对于这些调制技术开环电路和闭环电路是可能的。在闭环电路图中，根据一个参考信号来检测实际输出量(电压或电流)的误差。该调制方法的目的是在一个可接受的限制之内将该误差减到为最小。

虽然所有这些调制技术都适用于本发明的变换器，但是闭环电路脉冲区域(“CL／PA”)调制技术是最佳的。该CL／PA调制技术便在输入和输出开关装置40、50之间产生的链电流脉冲的灵活性达到最大。利用CL／PA调制可以控制链电流脉冲的零区段和非零区段的幅值和持续时间。甚至在小于满负载条件下的工作期间，利用CL／PA调制方法使变换器22能维持最高效率。因为随着需要的负载25减小到小于满负载功率，链电流脉冲的幅值和／或频率，和开关损耗可以被减小，所以能够维持高效率。在早先的谐振变换器中，由于脉冲的幅值及零和非零区段的持续时间是不可控制的，所以这样的灵活性是不可能。(1)输出电压波形控制

CL／PA调制技术利用一种检测链电流脉冲的区域的简便方法能够完成MTSL控制器400的输出电压波形整形功能，即链电流脉冲的时间积分。通过检测两线之间的输出电压来确定链电流脉冲区域，而不是检测链电流i_R的本身。由于输出端B₁、B₂和B₃通过电容器滤波组128被端接，该电容器滤波组减小了链电流i_R的高频分量，所以两线之间的输出电压是衡量脉冲区域的尺度。

参考图6和17，误差检测器402的检测器404接收一个来自输出传感器组件98的电压传感器部分410的V_Bmn线间输出电压传感器信号408。V_Bmn传感器信号408代表在输出结点上的输出线之间或端子B_m和B_n之间的实际电压。MT-SL控制器400可以具有一个参考信号发生器412，它分别地产生输出电压和电流的参考信号V_Bmn，REF和i_Bn，REF。信号发生器412有一个电压参考部分414，它产生一个V_Bmn，REF输出电压波形参考信号416。该V_Bmn，REF参考主号416对应于一个希望的线间输出电压波形。另一方面，输出参考选择器412可以位于远离变换器22的位置上并且可以是一种较高等级控制器(未示出)的一部分。

对于电压源运行，也就是说对于负载25变换器22表现为一个电压源，检测器404使开关418闭合并使开关440打开。在这种电压源方式中，通过一个加法器装置420以V_Bmn，REF参考信号416中减去V_Bmn传感器信号408，根据下面公式来确定一个E_Bmn输出电压误差信号422：

E_Bmn=V_Bmn，REF-V_Bmn从加法器装置420能够获得三相电压误差信号412的每相信号，该加法器装置420取线间输出电压V_B12，V_B23和V_B31信号408分别与V_B12，REF、V_B23，REF和V_B31，REF参考信号416的差。

对于“电压误差调制”，E_Bmn输出电压误差信号422信号422须经过CL／PA调制过程。由于变换器22是根据输出电压型式参考信号422把电力提供负载，所以，电压误差调制比链电流脉冲区域调制更直接和更精确。这种电压误差调制方法使变换器22对于负载25表现为一个电压源。

通过利用高频的链电流脉冲，变换器22可以对负载25表现为快速的电流源。由于变换器可以被设计具有一种调制频率，该频率大大地高于输出电压或电流的频率，所以，变换器22的电流源运行是可能的。虽然为了控制变换器22输出利用电流信号使输出电流误差减到最小，但是仍然可以应用电压误差调制方式。

对于电流源运行，MTSL控制器400通过打开开关418和闭合开关440从参考信号发生器412选择输出电流参考信号。参考信号发生器412也是有一个电流参考部分424，它产生一个i_Bm，REF输出电流波形参考信号426。该i_Bm，REF表示一个希望的输出电流波形，而不是一个输出电压波形。输出传感器装置98具有一个电流传感器部分428，它根据在输出结点B_m上的线电流产生一个i_Bn电流传感器信号430。

图17示出：当MTSL控制器400选择在电流源方式运行时，误差检测线路可以包括一个比例加微商(“PD”)控制器432。PD控制器432可以用软件、硬件结合起来被实现，正如在本领域里的技术人员所公知的。该PD控制器432大大地增加了精度及控制器398的响应速度。通过把小电感器(标出)插接在输出传感器装置98和B₁、B₂、和B₃负载端之间可以简单地获得PD控制器432的微商部分。在这些电感器的两侧上的线间电压可以被测量，并且电压差可以被确定以便直接地提供所希望的线电流的微商信号。

PD控制器432把代表输出线电流i_B1，i_B2和i_B3的有限制的电流信号434提供给一个电流加法装置436，它用于以i_B1，REF，i_B2，REF和i_B3，REF参考信号426中分别减去输出线电流i_B1，i_B2和i_B3。电流加法器装置436把一个电流误差信号438提供给检测器404的一个电流源开关440。对电流源运行，电流源开关440必须被闭合，并且为了使电压源方式无效，开关418必须被打开。当开关440被闭合时，加法器装置420从电流误差信号438中减去V_Bmn传感器信号408以便确定E_Bmn输出电压误差信号422。

参考图19，举例说明了对于变换器22的两个结点B₁和B₂上的电压V_B12，在线间输出电压波形上利用CL／PA调制方法的效果。链电流脉冲i_R，B12的曲线图说明了与在结点B₁和B₂上输出有关的链电流脉冲i_R分布和路程。在图19中也示出了参考电压V_B12，REF以便说明线间电压V_B12跟踪V_B12，REF参考波形的方式。在图19中也说明了在某一点上在此时此刻的E_B12误差。(2)输入功率因数控制和缓冲电感电流控制

MTSL控制器400的第二个基本功能是把链电流脉冲峰值箝位到流过L_B缓冲电感器95的i_LB电流值。参考图17和19，误差检测器402的输入电压误差检测器406通过根据一个考信号442检测i_LB电流96的误差来完成该第二功能。参考信号442代表一个阻尼电流的选择值，该阻尼电信可以通过一个i_LB参考信号发生器444被产生。误差信号450提供用于控制对策需要的信息以便选择T_Amn输入晶闸管，输入晶闸管将传送链电流i_R。上述的讨论已说明了根据电压误差调制方法选择输出开关装置的T_Bmn晶闸管的原则。用于选择T_Amn输入晶闸管的原则证明：除了误差信号是根据阻尼电流和输入电流波形之外，可以应用一种类似的调制方法。

MTSL控制器400设置有参考电流信号发生器442，该发生器442产生一个i_LB，REF阻尼电流参考信号444。该i_LB，REF参考信号444对应于缓冲电流i_LB所希望的幅值。它也对应于在F-模式运行(看图7)期间链电流脉冲i_R所希望的峰值。另一方面，该阻尼电流参考选择器442可以位于远离变换器22的位置上，并且可以是一种更高等级控制器(未示出)的一部分。

输入电压误差检测器406接收来自i_LB电流传感器96的一个i_LB阻尼电流传感器信号446。该i_LB阻尼电流传感器信号446代表流过L_B电感器95的实际电流i_LB。检测器406具有一个加法器装置448，它用于通过从i_LB，REF参考信号444中减去i_LB传感器信号446以便根据下面公式确定一个E_LB误差信号450：

E_LB=i_LB，REF-i_LB

通过控制i_LB阻尼电流，链电流脉冲i_R的幅值可以被控制到任何经选择的值i_LB，REF。把链电流i_R限制到一个选择的峰值能帮助减小用于变换器22的各元件的额定值。

输入传感器装置97具有一个电流传感器部分452和一个电压传感器部分454。电压传感器部分454根据在结点A_m和A_n上输入线之间的实际电压产生一个V_Amn线间输入电压传感器信号456。电流传感器部分452根据在输入结点A_m上线电流产生一个i_Am电流传感器信号458。

检测器406具有一个比例和微商(“PD”)控制器460，该控制器460可以是如上述的PD控制器432。该PD控制器460增加了控制器398的精确度和响应速度。通过把小电感器(未示出)插接在输入传感器装置97和输入结点A₁，A₂和A₃间可以简便地获得PD控制器460的微商部分。在这些电感器的两侧的线间电压可以被检测并且电压差可以被确定以便直接地提供线电流的所希望的微商信号。PD控制器460把代表输入线电流i_A1，i_A2和i_A3的有限制的输入电流信号462又提供给一个电流加法器装置464。

虽然参考信号发生器442可以包括类似于由输出参考信号发生器412产生的参考信号的电流参考信号(未示出)，但是E_LB阻尼电流误差信号450可以被用于对于每个输入电流i_A1、i_B2和i_A3来合成i_B1，REF、i_B2，REF和i_B3，REF参考信号。

这种合成的输入电流参考信号同时完成下列两种目的：

1．将缓冲电感器电流误差减到最小值：和

2．控制在变换器输入结点A₁、A₂和A₃上的功率因数。

由检测器406的加法器来完成第一个目的。通过分别地合成输入电流的有功分量和无功分量来完成输入功率因数控制的第二个目的。对于同相的或输入电流的有功分量的有功参考信号能够由V_Amn输入电压传感器信号456简单地获得。信号456乘以E_LB误差信号450以使同时将误差信号450减到最小值和建立一个用于输入电流的同相的参考信号468。对于不同相的或输入电流参考的无功分量的无功参考信号主要通过把同相的参考信号468提供给一个移相装置470来建立。该移相装置470使同相的参考信号468移相90°以便产生一个无功电流参考信号472。一个具有可调增益系数K的可调增益放大器474接收来自移相器的信号472。该放大器把增益系数K给予信号472以便于为加法器装置464产生一个放大的无功电流参考信号476。通过调整增益系数K控制输入功率因数到一个选择的值。例如，通过把放大器474的增益系数K设置为零能够实现在变换器22的输入端上功率因数等于1。

通过为加法器464提供代表实际输入电压的传感器信号456，合成的信号462、468和476用于输入电压误差检测逻辑电路。该逻辑电路为包括一个输入电压误差信号478的输入电压检测器406提供一个输出信号，该输出信号是加法器装置464的输出。因此，当在电流源中方式开关440闭合和开关418打开时，检测器406的输入误差检测逻辑电路类似于检测404输出误差检测逻辑电路。然而，由于传感器信号456和458，以及经选择的缓冲电流i_LB，输入电压误差检测器406包括有控制在变换器22的输入端上的功率因数的信息。通过在加法器装置448和乘法器466之间包括一个比例、积分和微商(“PID”)控制器(未示出)可以改进阻尼电流控制的响应。PID控制器的设计对于本领域里的技术人员来说是公知的。B．链电流脉冲触发器

MTSL控制器400第二个任务是启动触发一个新的链电流脉冲i_R。参考图6，MTSL控制器400具有一个链电流脉冲触发辅助控制器部分或触发器480用于产生启动信号482。该启动信号482通过MTSL控制器400的几个其它部被提供给USGL控制器500以便启动触发一个新的链电流脉冲i_R。

启动信号482控制零电流段的持续时间，即用于S_I开关88的导通信号的触发。如在图7中所示，在时间t₃时，开关装置40、50的T_A和T_B晶闸管经过零电压转换(ZVS)被导通。当链电流i_R随着电流流过T_A和T_B晶闸管(也称为触发或I-模式的开始)开始增加时，在时间t₄上Z-模式结束。最好Z-模式的持续时间至少比T_A和T_B晶闸管的关断时间更长，因为Z-模式从这些主晶闸管的关断开始。

为了维持不小于满负载运行条件下的高效率，零电流段(Z-模式)的持续时间可以视输入和输出电压误差信号478、422的最大值而定，这些误差信号是触发器480的输入信号。例如，零电流段(Z-模式)的持续时间可以被调整于是只要输出和输入误差信号422、478保留在低于一个选择的阈值电平就不会产生新的链电流脉冲。C．链电流脉冲分配器

MTSL控制器400的第三个任务是：对于一个多相输入，在输入结点A₁、A₂、A₃对之间分配链电流脉冲i_R，和在输出结点B₁、B₂、B₃对之间分配链电流脉冲i_R。参考图6，MTSL控制器400具有一个链电流脉冲分配器辅助控制器部分或分配器484，该分配器接收来自激发器部分480的启动信号482，和来自误差检测器402的误差信号422和476。

根据这些输入信号和经选择的确定电路，分配器484确定在一对输入结点上和一对输出结点上的每个链电流脉冲i_R的分配。分配器484产生一个结点选择信号486来指示由分配器已确定的那一对输入和输出结点将传送脉冲i_R。实现这种利用比较器和它们的等效结构的逻辑线路对于在本领域里的技术人员来说是公知的。

分配器484是在一种主晶闸管选择方法中的第一步骤，该方法用于选择开关装置40、50的哪一对T_A和T_B晶闸管将传送链电流脉冲i_R。例如，如果分配器确定一对输出结点B₂和B₃将传送链电流脉冲，那么可以选择两对晶闸管中的一对来通过输出开关装置传送脉冲i_R。例如，即可以通过一对T_B21和T_B32晶闸管52，56，也可以通过一对T_B22和T_B31晶闸管55、53把电流提供给一对输出结点B₁和B₂。另一个辅助控制器(下面将描述)执行主晶闸管选择方法的一个第二和最后的步骤(MTSL控制器400的第四个任务)，并且选择哪一对晶闸管将把脉冲i_R传送给结点B₂和B₃。

通过分配器484选择输入和输出结点对可以使用各种确定电路。例如，对于一种多相变换器，该分配器484可以利用一个最大电压误差数据。在一个最大电压误差数据下，分配器484选择具有最大电压误差的输出结点B₁、B₂或B₃，并且输出开关装置50的T_B晶闸管被触发因此链电流脉冲i_R流过经选择的结点。由检测器404的输出电压误差信号422的输出可以确定具有最大电压误差的结点。

分配器484也可以利用一个最大电压误差判据来控制输入开关装置40的T_A晶闸管的触发，因而脉冲i_R流经被选择的输入结点A₁，A₂或A₃。由分配器484利用通过检测器406产生的输入电压误差信号478来确定哪个输入结点具有最大的电压误差。

根据Kirchhoff的电压定律，输入线间电压的总和是零和输出线间电压的总和是零。因此在输出端上电压误差信号的总和是零，同样地在输入端上的电压误差信号的总和也是零。由于链电流脉冲i_R流过C_A输入滤波电容器装置26和流过C_B输出滤波器电容器装置28，所以最大电压误差判据同时地使电压误差减到最小值。D．链电流脉冲路电器

MTSL控制器400的第四个任务是在主晶闸管选择方法中的最后步骤，该方法用于选择输入开关装置40的哪一对T_A晶闸管和输出开关装置50的那一对T_B晶闸管将传送链电流脉冲i_R，参考图6，MTSL控制器400具有一个链电流脉冲路由器辅助控制器部分或路由器488，该路由器488用于选择T_A和T_B晶闸管对，这些晶闸管对将把脉冲i_R分别传送给由分配器484所选择的输入和输出结点。路由器488产生一个晶闸管选择信号490以便指示由路由器所确定的哪对输入和输出晶闸管将传送脉冲i_R。由路由器488选择主晶闸管对以便相对参考电压减小实际电压的误差，如由误差检测器402所确定的参考电压。

通过路由器488可以利用各种选择电路和来选择输入和输出主晶闸管对。例如，对于一种多相交换器，路由器488可以使用一个滤波电容器充电判据，该判据是基于判定关于是否滤波器26和28的电容器由新的链电流流脉冲i_R充电或放电。这种判据可以以电压误差的符号为基础，流经滤波器电容器的脉冲i_R的方向是根据由路电器488所选择的那对晶闸管实现的。由于链电流脉冲串是单极的，所以流过滤波电容器26和28的链电流脉冲的希望的方向由单向开关来建立，这种特征不同于常规串联谐振变换器，该常规变换器需要双向开关来适应交替变化的链电流(AC)流动。

考虑到上述的例子，其中分配器484选择输出结点B₂和B₃对来传送链电流脉冲，因为在输出结点B₂和B₃上的线间输出电压V_B23的误差比剩余的两个电压(V_B31和V_B12)的误差更高。路电器488可以选择T_B21和V_B32晶闸管52，56对，也可以选择T_B22和T_B31晶闸管55，53对来把脉冲i_R传送给结点B₂和B₃。如果接在这些导线上的电压V_B23是正的，但小于V_B23，REF参考电压信号416(图17)，那么C_B输出滤波电容器38必须被充电以便减小电压误差，已给定链电流脉冲i_R的方向是指向负载25时，路电器488选择T_B21和T_B32晶闸管52，56对，如果线间电压V_B23大于V_B23，REF参考信号416，那么C_B滤波电容器38需要被放电并且由路电器选择另一对晶闸管即：T_B22和T_B32晶闸管55、53。一般地来说，如果电压误差E_B23=V_B23，REF-V_B23的符号是正数，那么路电器488选择T_B21和T_B32这对晶闸管52、56。否则路电器488选择第二对晶闸管T_B22和T_B31。

基本上路由器488根据电压误差信号的符号来确定链电流的路线以便减小误差，例如，误差E_B12。E_B12误差信号422的符号和线间V_B12输出电压传感器信号408的符号指示是否需要给负载端B₁和B₂提供能量或从负载端B₁和B₂提取能量如在图19中所示，当单极链电流脉冲i_R对于结点B₁和B₂的分配、定时和路线是相对于如图19中所示的脉冲i_R，B12时，实际的输出电压V₁₂跟随参考电压V_B12，REF。

总之，单极链电流脉冲i_R可以在输出结点B₁和B₂上被双向地确定路线。例如，选择T_B11和T_B22晶闸管51，55为输出结点B₁和B₂确定链电流i_R的路线迫使链电流沿着与如果选择T_B21和T_B12晶闸管52、54的电流流向相反的方向流动。结果，取决于流过输出开关装置的链电流脉冲i_R，B12的路线，输出电压V12如图19中所示即可增加也可减小。

在实际的变换器设计中，使用链电流脉冲的数量远远大于在图19中所示的数量，在图19中为了说明CL／PA调制方法的原理已经被简化了。利用大量的脉冲，即高链电流频率，实际的输出电压呈现出平滑的并具有低谐波失真的接近正弦的波形。对多相输出，利用更多的链电流脉冲i_R，因为这些脉冲可以被分配给许多对输出结点。对于图1中的三相变换器22，单极链电流脉冲i_R被分配给三个不同的链电流脉冲路径：

1．用于结点、B₂和B₃的i_R，B23；

2．用于结点B₃和B₁的i_R，B31和

3．用于结点B₁和B₂(图19)的i_R，B12。

虽然由本领域里的技术人员利用硬件、软件或将硬件和软件结合起来的已知等效结构可以实现路由器488，但是由数字逻辑元件来实现路由器488的逻辑电路是最佳的，这对于本领域的技术人员来说是公知的，路由器488可以利用相同的滤波电容器充电判据和误差计算方法来选择输入开关装置40的T_Amn晶闸管对。E．选择链驱动电压(V_LD)限制器

MTSL控制器400的第五个任务最好仅仅当希望用于下一个链电流脉冲i_R的链驱动电压V_LD超过一个经选择的最大电压限制时被执行。限制的链驱动电压V_LD控制在链元件上的在输入和输出开关装置40，50中的晶闸管上的电压强度。参考图6，MTSL控制器400具有一个链驱动电压限制器辅助控制器部分或链电压限制器492来完成这个功能。限制器492产生一个限制的启动和选择信号494，该信号494作为一个输入被提供给USGL控制器500。由分配器484和路由器488所进行的晶闸管原始选择可以由链电流限制器492取而代之，而没有较大地减小输出电压波形整形和链电流箝位功能的效果。

下面讨论将说明链电流限制器492的最佳实施例的原理。

在从链电流脉冲的一个周期至一个周期的通过变换器22传送能量的方法中，开关装置40、50的所有T_A和T_B晶闸管受到一定的阻断电压，并且所有链元件也受到一定电压，这些电压的最大值决定了这些变换器组件的电压额定值。这些最大值与电源24和负载25的V_LL，max最大线间电压成正比，并且也与C_R谐振电容器64两端上的V_CR，max最大电压成正比。

例如，对三相AC-AC串联谐振变换器22，在开关装置40、50上的T_A或T_B晶闸管两端上的一个V_BB最大值反馈偏压(阴极到阳极)在最坏情况下由下式给出：

V_BB，max=V_LL，max+(V_LD，max+V_CR，max)／4

谐振电容器电压的V_CR，max最大值发生在如图7中所示的Z_s-模式期间，并且由下式给出：

V_CR，max=V_LD，max+Z_RI，Ri_R，max

其中i_R是链电流脉冲，Z_RI，R是由L_R、C_R和L₁构成的谐振电路的特性阻抗，并且Z_RI，R=[(L_R+L_I)／C_R]^+1／2(见图14)

通过控制缓冲电流i_LB来把i_R的最大值调整到一个与负载所吸收的最大电流有关的所需要的峰值。通过控制链驱动电压V_LD来控制i_LB电流。因此，考虑到上述两种关系，通过限制链驱动电压V_LD的最大值显然可以减小开关装置40，50的T_A和T_B晶闸管所需的电压额定值和所有链组件的电压额定值。

参考附图1的变换器，由V_A和V_B母线电压(V_LD=V_A-V_B)的差可以确定用于下一个脉冲i_R的V_LD链驱动电压。通过利用传感器452和410(图17-18)在输入和输出端上测量线间电压可以确定V_A和V_B母线电压。

为了在所有运行条件下有效地控制，在正常的和非正常的运行条件下，通过限制器492把V_LD电压限制到一个最大值。通过限制器492可以利用几个不同的方法控制V_LD的最大值。结合用于变换器22的功率平衡公式来描述这些方法。

参考图7，在当功率通过链被传输时的非零电流脉冲区段期间，链驱动电压V_LD=V_A-V_B能够被假定为实际上是由于滤波电容器26和28的结果。把这个公式的两边乘以电流得到用于任意单个链电流脉冲的非零电流区段的功率平衡公式：按照：

P_LD=P_A-P_B

其中：

P_LD=V_LDi_R=由阻尼电感器L_B所吸收的功率；

P_A=V_Ai_R=由电源产生的功率：和

P_B=V_Bi_R=由负载吸收的功率。

由于每个单向链电流脉冲i_R以导体65到导体66在相同方向上流动，所以在上述给出的功率平衡公式中链电流总是正的。通过选择输入开关装置40的某些T_A晶闸管来传送链电流脉冲，可以控制母线电压V_A为正的，负的或为零。

当选择T_A晶闸管由此母线电压V_A是正的时，那么P_A是正的，并且电源24产生能量。如果选择T_A晶闸管而使V_A是负的，那么P_A同样为负并且由电源24来吸收能量。对于K等于1、2或3，可以选择T_A晶闸管以便通过触发一对晶闸管T_AK1和T_AK2来使在输入开关装置40上的链短路。如果链在输入开关装置40上被短路，那么V_A母线电压是零，P_A也是零，并且防止电源24参与能量传送过程。

同样的，如果选择输出开关装置50的T_Bmn晶闸管来传送链电流，因而V_B母线电压和P_B是正的、负的、或零。那么负载25对应地吸收能量、产生能量，或被防止参与能量传送过程。因此，对于输出开关装置50，相对下K等于1、2或3，通过触发晶闸管对T_Bk1和T_Bk2。例如如果在变换器22的输入和输出端上的最大线间电压被选择是每单元为1．0p．u，那么通过把在输入开关装置40或输出开关装置50上的链电流短路可以把驱动电压V_LD限制到每单位为1．0p．u。

在通过变换器22传递的平均能量中，可以发生四种能量传递状态，即两种正常的状态和两种非正常的状态。在正常的能量传递状态中，第一个状态是正向的能量传递状态，在该状态中电源24产生由负载吸收的能量。在这第一种正向能量传递的情况下，P_A、V_A，P_B和V_B都是正的。第二种正常能量传递状态是一种反向能量传递状态，在这种状态期间电源24吸收由负载25产生的能量。在第二种反向能量传递的情况下，P_A、V_A，P_B和V_B都是负的。由于链驱动电压被定义为V_LD=V_A-V_B，和由于V_A和V_B的值被限制为1．0p．u的最大值(通过使输入和输出晶闸装置40，50短路)，所以在第一和第二正常能量传递状态下，链驱动电压V_LD也被限制为1．0p．u最大值。

在两种非正常能量传递状态中，当电源24和负载25产生能量时发生第一种非正常状态，并且当电源24和负载25吸收能量时发生第二种非正常状态。对于这些正非常情况，P_A和P_B在符号上是相反的，并因此母线电压V_A和V_B同样在符号上是相反的。当V_A和V_B母线电压具有相反的符号时，被驱动电压V_LD=V_A-V_B，在最坏的情况下达到一个最大值2．0p．u。

幸运地是，如果V_LD被限制到一个最大值例如为1．0p．u，不会招制控制的较大损失。在这种非正常能量传递状态期间，当V_LD可能超过1．0p．u时通过选择开关装置40，50的T_A和T_B晶闸管以便迫使V_A或V_B母线电压为零来防止V_LD电压超过这个最大值。这个防止步骤可以用三种不同的方法来实现。

首先，考虑该非正常情况，其中电源24和负载25产生能量，因此V_A是正的和V_B是负的。在这种情况下，链驱动电压V_LD是正的，它也根据下式使i_LB阻尼电感器电流增加：

L_B(di_LB／dt)=V_LD

然而，为了增加i_LB电流，不必使电源24和负载25两者产生能量。迫使i_LB电流增加的第二种方式需要选择开关装置40．50的T_A和T_B晶闸管的某些晶闸管，因此只有电源24产生能量，并且负载被短路以便防止它参与能量传递过程。在这种情况中，V_A是正的，V_B为零，因为V_LD仍然是正的，所以它迫使i_LB电流增加。

最后，为了迫使i_LB组尼电感器电流增加的第三种可能性是迫使负载25产生能量，而电源24被短路以便防止它参与能量传递过程。

同样的，在任何特殊的链电流脉冲期间，用三种方法可以迫使i_LB阻尼电感器电流减小：

1．迫使电源24和负载25都吸收能量；

2．迫使电源24吸收能量，而使负载25短路以便防止它参与能量传递过程：和

3．迫使负载25吸收能量而使电源24短路以便防止它参予能量传递过程。

当V_LD可能超过1．0p．u时为增加或减小i_LB电流，由于这三种方法中的任一种方法能防止V_LD超过1．0p．u，所以如果MTSL控制器400仅应用第二种和第三种方法，而不用第一种方法，那么对i_LB阻尼电感器电流的控制没有很大损失。因而，为了控制i_LB和V_LD，最好迫使电源24或负载25产生或吸收能量，而另一个被短路。在链电压限制器492中用硬件、软件或用本领域里的技术人员所公知的将硬件和软件结合起来可以实现这种逻辑电路。通过路由器488选择T_A和T_B晶闸管之后，限制器492检查链驱动电压V_LD=V_A-V_B所产生的值。如果V_LD电压超过1．0p．u，那么限制器492通过用在输入开关装置40或输出开关装置50上的晶闸管使链短路来改变T_A和T_B选择过程，这种短路分别地迫使V_A或V_B为零。因此，限制器492限制链驱动电压V_LD以免超过1．0p．u的一个最大值，因而对于链组件和主T_A和T_B晶闸管的过压损害被防止使谐振电容器电压箝位。

图20说明了一个图1、2、3、4和5中的变换器22、100、200和300的链部分的替换实施例，它可以被插接在输入和输出开关装置之间。例如，参考图1，变换器22可以包括一个双边的和非损耗的电压箝位装置，如一个_VCR电压箝位电路600，该箝位装置与C_R谐振电容器64并联连接。

因而，为了包括箝位电路600，变换器22、100、200或300的任一个最佳实施例的电路即不需要变型，链组件和它相互连接也不需要变型。虽然箝位电路600被举例说明为一个与合成器70分离的装置，但显而易见的是本发明的合成器可以被构成包括该箝位电路600。除了链驱动电压限制器492的保护电压限制特征之外，箝位电路600限制在变换器22中使用的所有开关和晶闸管所需要的电压额定值。

电压箝位电路600包括由四个二极管组成的一个桥电路，具体地是：第一对D_N1和D_N2二极管602和604和第二对D_P1和D_P2二极管606和608。箝位电路600也具有两个S_D1和S_D2可控开关610和612，以下称之为放电开关，它们分别与D_P1和D_P2二极管606和608并联耦合连接。箝位电路600包括一个C_C电容器614，可以选择该电容器614的容量，使其容量远远大于C_R揩振电容器64的电容量。该C_C电容器614起着一个DC阻尼电容器的作用，它类似于在普通DC链变换器中使用的电容器，例如PWM变换器。

箝位电路600把谐振电容器电压V_CR箝位以便减小在本发明的变换器中使用的所有开关和晶闸管的所需电压额定值。在合成器70中的所有开关和二极管的最大阻断电压基本上由谐振电容器电压V_CR的最大值来确定。因此，开关装置40、50的T_A和T_B晶闸管的最大阻断电压不仅依赖于链驱动电压V_CD，也依赖于谐振电容器电压V_CR。对于T_A和T_B晶闸管的最大反馈偏压V_BB，max从早先给出的关系式能够得到，具体地为：

V_BB，max=V_LL，max+(V_LD，max+V_CR，max)／4

其中V_LL，max是最大线间电压。

最好谐振电容器电压的箝位是双边的。也就是说，箝位电路600把V_CR电压的正极性和负极性箝位。由于在运行的Z-模式期间谐振电容器电压V_CR达到一个最大正值并在F_s-模式期间达到一个最小负值，如在图7中所示，所以双边的箝位被优选。

为了说明包括V_CR电压箝位电路600的有利之处，考虑在变换器22的输入和输出端上的最大线间电压V_LL，max为1．0p．u，并且最大的链电流i_R也为1．0p．u．为了保证零电压转换(ZVS)和／或零电流转换(ZCS)，以及为了引起在i_LB阻尼电感器电流中的波动，可以选择特性阻抗，例如，Z_R，R=1．3p．u和Z_RI，R=1．5p．u。给定这些值而没有电压箝位电路600，谐振电容器电压的最大值将达到：

V_CR，max=+2．5p．u，在Z_s-模式期间；和

V_CR，max=-2．3p．u，在F_s-模式期间，假设包含有图6的链驱动电压限制器492以便把V_LD链驱动电压限制到1．0p．u的最大值。然而为了良好地产生链电流脉冲iR以及适当的通过变换器传递能量，谐振电容器电压V_CR可以被限定到仅比1．0p．u稍微大一点的值以便于为开关装置40、50中的T_A和T_B晶闸管获得一个足够的反馈偏压电压。例如，如果1．0p．u的最大线间电压对应于一个480V的有效值电压，那么把谐振电容器电压V_CR，max的最大值限制为1．3p．u是足够的。

在下面将说明用电压箝位电路600把V_CR谐振电容器电压箝位到1．3p．u这个值上的原理。考虑用图20中所示的极性把C_C电容器614预充电到一个经选择的1．3p．u的DC电压V_CC。

图7的曲线示出：在Z-模式期间，谐振电容器电压V_CR上升到一个最大的正值。随着V_CR达到1．3p．u，D_P1和D_P2二极管606和608开始导通，它使C_C阻尼电容器614把谐振电容器电压V_CR箝位。同样地，由于在I-式期间谐振电容器电压V_CR减小到一个负的最小值，当V_CR达到1．3p．u的V_CC阻尼电容器电压时，R_N1和D_N2二极管602和604开始导通。当V_CR谐振电容器电压的幅值小于1．3p．u时，由于箝位电路600的所有二极管基本上处于电流阻断状态，所以箝位电路600自动地不起作用。

当通过阻尼电容器电压V_CC使谐振电容器电压V_CR箝位时，C_C阻尼电容器614实际上由C_R谐振电容器64来充电，并且过多的时间V_CC可以上升到一个不可接受的电压电平。S_D1和S_D2放电开关610和612避免了这种阻尼电容器电压，该阻尼电容器电压是当Z_t模式开始时(见图7)在t₁t₂时闭合S₁开关88之前或与闭合S₁开关88同时闭合开关所产生的。放电开关610和612的闭合实际上发生在零开关电压(ZVS)。当S_D1和S_D2开关610和612闭合时，C_C电容器614的V_CC电压被放电到L_B阻尼电感器95中。放电开关610和612可以保持闭合直到阻尼电容器C_C的所选电压电平被恢复为止，在此为1．3p．u。关断S_D1和S_D2开关再次发生在零开关电压(ZVS)，以便释放在谐振电容器电压V_CR上的箝位。此时此刻，该变换器的更进一步的特性可以与上面结合图7所述的特性一样。优点

本发明的变换器，特别是由图1-4的变换器22、100、200和300所说明的变换器在费用上与早先形式的静态变换器不相上下，静态变换器一般不兼顾串联谐振变换器引起注意的特征。这些特征包括：双向的和四象限的运行能力，从低压向高压传递功率(升压方式运行)、产生不受不平衡负载影响的平衡的正弦输出电压、和容许电源电压的动态变化。

从图1-4中的变换器比较来看，显然本发明的变换器可以有利地将DC或AC单相输入功率，或多相输入功率变换式DC或AC单相输出功率或多相输出功率。

作为另一个优点，本发明的变换器可以把链电流脉冲的峰值减至为最小并可以对其控制。把链电流脉冲峰值减至最小值与早先变换器相比较大大地减少了所有变换器组件的费用。例如，在满负载运行的条件下，本发明的变换器可以限制峰值与链电流脉冲的平均值的比值；因此，在整个脉冲周期该定量值仅超过一个单位的n分之一，而不是象由早先变换器所经历的那样为一个倍数。

作为另一个优点，本发明的变换器可以使在传统的全波桥式串联谐振变换器中所需要的在输入和输出开关装置40，50中的开关数减至最少。因此，本发明的变换器在装置40、50中使用了最经济有效的开关，即：单向的、单个T_A和T_B晶闸管，而不是昂贵的可控关断开关或双向开关，该双向开关包括反向并联或反向串联连接的单向开关对。此外，为了防止不定期的使晶闸管导通，本发明的变换器不需要在输入和输出开关之间插接串联饱和电感器，该电感器是早先全桥和半桥变换器的双向开关所需要的。

由于开关和储能元件的电压额定值被减至到最小值，所以本发明的变换器比早先变换器更经济地被构成。例如，在图20中的实施例中，本发明的变换器通过限制谐振电容器两端上的最大电压能够满足无损耗的设计标准。这种限制特征也把最大阻断电压限制到上述最大线间输入或输出电压的n分之一，而不是象早先的变换器那样为上述电压的倍数。

本发明也提供一种控制功率流动的方法，即在一个电源24，124或224和一个负载25、125或325之间单向或双向的功率流动，所述方法通过利用零电流转换(ZCS)或零电压转换(ZVS)对于所有变换器开关能保证最小的转换损失。

本发明所述的方法提供了链电流脉冲特性的灵活性控制，它包括脉冲高度、脉冲宽度、和每个脉冲周期的宽度，也就是说，每个周期的零和非零区段的宽度是可控的。当变换器在低于满负载的条件下运行时这种灵活性方法可以有利地被用于维持变换器的高效率。

根据几个优选的实施例已说明和描述了本发明的原理。对于本领域里的技术人员显而易见的是：本发明可以在不脱离这种原理的基础上对其结构和部分进行变型。例如，可以使用其它结构的链电流合成1070和270，以及其它结构的MTSL和USGL控制器、输入和输出传感器，滤波器和开关装置。我要求所有这些变型都属于下面权利要求的保持范围和精神之内。

Claims (72)

1．一种用于在第一和第二电路之间交换能量的单极串联谐振变换器，包括：

第一和第二开关装置，它们与对应的第一和第二电路连接；

一个连接在第一和第二开关装置之间的谐振电路，该谐振电路具有一个谐振电容器和一个谐振电感器，它们串联连接；和

一个与该谐振电容器耦合连接的链电流合成器，该合成器响应一个用于产生一个链电流的合成器控制信号，该链电流包括一系列单极链电流脉冲，所述链电流是从所述第一开关装置经所述谐振电路流到所述第二开关装置的电流，该合成器具有一个与谐振电容器串联连接的阻断开关，它用于在激发每个单极链电流脉冲中使谐振电路不振荡。

2．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：链电流合成器包括至少一个开关，并且在能量交换期间最多有一个开关导通。

3．根据权利要求2的单极串联谐振变换器，其特征是：链电流合成器包括至少一个电感器元件，它用于在零电流和零电压中的至少一种情况时转换每个合成器开关。

4．根据权利要求2的单极串联谐振变换器，其特征是：进一步包括一个与谐振电容器并联连接的无耗能电压箝位装置，它用于限制每个变换器开关的电压。

5．根据权利要求4的单极串联谐振变换器，其特征是：电压箝位装置包括：一个桥电路装置，该桥电路装置由第一对二极管、第二对二极管和一对与第二对二极管的每个二极管并联连接的可控放电开关组成，和一个与桥电路装置连接的DC阻尼电容器，该桥装置与谐振电容器并联连接。

6．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：阻断开关包括一个晶闸管，该晶闸管通过谐振振荡由自然换向关断。

7．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：第一和第二开关装置每个都包括晶闸管桥路。

8．根据权利要求7的单极串联谐振变换器，其特征是：该变换器进一步包括一个用于产生门信号的控制器，该门信号用于在零电压和零电流时使第一和第二开关装置的晶闸管导通，和通过谐振振荡由自然换向来关断。

9．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：合成器包括至少一个二极管和至少一个放电开关，每个二极管在零电压时产生导通，并且每个放电开关在零电压时被导通和关断。

10．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：链电流合成器包括一个与合成器连接的链电流阻尼装置，它用于使链电流脉冲箝位。

11．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：进一步包括：

多个传感器，它们用于监测链电流以及第一和第二电路的电流和电压，这些传感器产生响应这些监测对象的传感器信号；和

一个响应传感器信号的控制器，它用于产生合成器控制信号。

12．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：进一步包括一个饱和电感器，该饱和电感器与由谐振电感器和阻断开关组成的一组元件中的一个元件串联。

13．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：谐振电路与第一和第二开关装置串联连接。

14．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：

第一和第二开关装置每个包括一个由多个晶闸管组成的桥路装置，每个晶闸管响应一个门信号；

第一和第二滤波装置与对应的第一和第二电路连接；

阻断开关包括一个通过谐振振荡由自然换向关断的晶闸管；

链电流合成器包括：

至少一个放电开关，在能量交换期间至多一个放电开关导通，在零电压时每个放电开关导通和关断：

至少一个二极管，在实示上零电压时每个二极管产生导通；

一个与合成器连接的链电流阻尼装置：和

至少一个电感器元件，它用于在零电压时和零电流时的至少一种情况时转换每个合成器开关；

变换器也包括一个与谐振电容器并联连接的无耗能电压箝位装置，它用于限制多个变换器开关的电压，该电压箝位装置包括一个桥路装置和一个DC阻尼电容器，该桥路装置由第一对二极管、第二对二极管，和一对与第二对二极管的每个二极管并联连接的可控放电开关所组成，而DC阻尼电容器与箝位桥路装置连接，该桥路装置与谐振电容器并联连接；和

变换器进一步包括一个用于产生门信号的控制器，该门信号用于在实际上零电压和零电流时使第一和第二开关装置的晶闸管导通，并且通过谐振振荡由自然换向来关断。

15．根据权利要求14的单极串联谐振变换器，其特征是：谐振回路与第一和第二开关装置串联连接。

16．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：谐振电路与第一和第二开关装置并联连接。

17．根据权利要求16的单极串联谐振变换器，其特征是：

第一和第二电路包括共用一个公共中性点电位的接地系统；

变换器进一步包括：第一短路晶闸管，它用于有选择地把谐振电路与中性点电位连接，和第二个短路晶闸管，它用于有选择地把阻断开关与中性点电位连接。

18．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：

第一电路包括一个具有两个导体的DC系统；

变换器进一步包括一个第一端接电容器滤波器，它连接在第一电路的两个DC导体之间；和

第一开关装置包括一个与第一电路的DC导体串联连接的第一晶闸管：和一个连接在两个DC导体之间的续流二极管。

19．根据权利要求1的单极串联谐振变换器，其特征是：第一电路包括一个AC系统，和第一开关装置包括：

一个二极管桥路装置，它具有二个带有两个DC桥输出导体的DC输出端和一个与第一电路连接的AC输入端；

一个第一端接电容器滤波器，它连接在两个桥输出导体之间；

一个与一个桥输出导体串联连接的第一晶闸管，和一个连接在两个桥输出导体之间的续流二极管。

20．一种用于在第一和第二电路之间交换能量的单极串联谐振变换器，包括：

第一和第二开关装置，它们与对应的第一和第二电路连接；

一个连接在第一和第二开关装置之间的谐振电路，该谐振电路具有一个谐振电容器和一个谐振电感器，它们串联连接；和

一个与该谐振电容器连接的链电流合成器，该合成器响应一个用于产生一个链电流的合成器控制信号，所述链电流是从所述第一开关装置经所述谐振电路流到所述第二开关装置的电流，该链电流包括一系列单极链电流脉冲，每个脉冲包括一个非零电流区段和由一个零电流区段分隔的相邻脉冲，在持续时间中零和非零电流区段是可控制的；和

一个与谐振电容器串联的阻断开关。

21．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是：链电流合成器10包括至少一个开关，在能量交换期间至多一个开关导通。

22．根据权利要求21的单极串联谐振变换器，其特征是：链电流合成器10包括至少一个电感器元件，它用于在零电压和零电流时的至少一种情况时转换每个合成器开关。

23．根据权利要求21的单极串联谐振变换器，其特征是：进一步包括一个与谐振电容器并联连接的无耗能电压箝位装置，它用于限制每个变换器开关的电压。

24．根据权利要求23的单极串联谐振变换器，其特征是：电压箝位装置包括：一个桥路装置，该桥路装置由第一对二极管，第二对二极管，和一对与第二对二极管的每个二极管并联连接的可控放电开关组成，和一个与桥路装置连接的DC阻尼电容器，该桥路装置与谐振电容器并联连接。

25．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是：阻断开关包括一个通过谐振振荡由自然换向来关断的晶闸管。

26．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是：第一和第二开关装置每个都包括晶闸管桥路。

27．根据权利要求26的单极串联谐振变换器，其特征是：该变换器进一步包括一个用于产生门信号的控制器，该门信号用于在实际上零电压和零电流时使第一和第二开关装置的晶闸管导通，和通过谐振振荡由自然换向来关断。

28．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是：合成器包括至少一个二极管和至少一个放电开关，每个二极管在零电压对产生导通，并且每个放电开关在零电压时被导通和关断。

29．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是：链电流合成器包括一个与合成器连接的链电流阻尼装置，它用于使链电流脉冲箝位。

30．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是，进一步包括：

多个传感器，用于监测链电流以第一和第二电路的电流和电压，这些传感器产生响应这些监测对象的传感器信号；和

一个响应传感器信号的控制器，它用于产生合成器控制信号。

31．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是：进一步包括一个饱和电感器，该饱和电感器与由谐振电感器和阻断开关组成的一组元件中的一个元件串联。

32．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是：谐振电路与第一和第二电路串联连接。

33．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是：

第一和第二开关装置每个包括一个由多个晶闸管组成的桥路装置，每个晶闸管响应一个门信号；

第一和第二滤波器装置与对应的第一和第二电路连接；

阻断开关包括一个通过谐振振荡由自然换向关断的晶闸管；

链电流合成器包括：

至少一个放电开关，在能量交换期间至多一个放电开关导通，在零电压时每个放电开关导通和关断；

至少一个二极管，在实际上零电压时每个二极管产生导通；

一个与合成器连接的链电流阻尼装置；和

至少一个电感器元件，它用于在零电压时和零电流时的至少一种情况时转换每个合成器开关；

变换器也包括一个与谐振电容器并联连接的无耗能电压箝位装置，它用于限制多个变换器开关的电压，该电压箝位装置包括一个桥路装置和一个DC阻尼电容器，该桥路装置由第一对二极管、第二对二极管，和一对与第二对二极管的每个二极管并联连接的可控放电开关所组成，而DC阻尼电容器与箝位桥路装置连接，该桥路装置与谐振电容器并联连接；和

变换器进一步包括一个用于产生门信号的控制器，该门信号用于在实际上零电压和零电流时使第一和第二开关装置的晶闸管导通，并且通过谐振振荡由自然换向来关断。

34．根据权利要求33的单极串联谐振变换器，其特征是：谐振电路与第一和第二电路串联连接。

35．根据权利要求20的单极串联谐为换器，其特征是：谐振电路与第一和第二电路并联连接。

36．根据权利要求35的单极串联谐振变换器，其特征是：

第一和第二电路包括共用一个公共中性点电位的接地系统；

变换器进一步包括：一个第一短路晶闸管，它用于有选择地把谐振电路与中性点电位连接，和一个第二个短路晶闸管，它用于有选择地把阻断开关与中性点电位连接。

37．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是：

第一电路包括一个具有两个导体的DC系统；

变换器进一步包括一个第一端接电容器滤波器，它连接在第一电路的两个DC导体之间；和

第一开关装置包括一个与第一电路的DC导体串联连接的第一晶闸管：和一个连接在两个DC导体之间的续流二极管。

38．根据权利要求20的单极串联谐振变换器，其特征是：第一电路包括一个AC系统，和第一开关装置包括：

一个二极管桥路装置，它具有一个带有两个DC桥输出导体的DC输出端和一个与第一电路连接的AC输入端；

一个第一端接电容器滤波器，它连接在两个桥输出导体之间；

一个与一个桥输出导体串联连接的第一晶闸管，和一个连接在两个桥输出导体之间的续流二极管。

39．一种用于在第一和第二电路之间交换能量的单极串联谐振变换器，包括：

第一和第二开关装置，它们与对应的第一和第二电路连接；

一个连接在第一和第二电路中间的谐振电路；

一个与谐振电路连接的链电流合成器，该合成器响应一个用于产生一个链电流的合成器控制信号；和

一个与合成器连接的链电流阻尼装置，它用于在能量交换期间把链电流箝位到一个选择的值。

40．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：链电流合成器包括至少一个开关，在能量交换期间至多一个开关导通。

41．根据权利要求40的单极串联谐振变换器，其特征是：链电流合成器包括至少一个电感器元件，它用于在零电压和零电流时的至少一种情况时转换每个合成器开关。

42．根据权利要求40的单极串联谐振变换器，其特征是：进一步包括一个与谐振电容器并联连接的无耗能电压箝位装置，它用于限制每个变换器开关的电压。

43．根据权利要求42的单极串联谐振变换器，其特征是：电压箝位装置包括：一个桥路装置，该桥路装置由第一对二极管，第二对二极管，和一对与第二对二极管的每个二极管并联连接的可控放电开关组成，和一个与桥路装置连接的DC阻尼电容器，该桥路装置与谐振电容器并联连接。

44．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：第一和第二开关装置每个包括晶闸管桥路。

45．根据权利要求44的单极串联谐振变换器，其特征是：该变换器进一步包括一个用于产生门信号的控制器，该门信号用于在实际上零电压和零电流时使第一和第二开关装置的晶闸管导通，和通过谐振振荡由自然换向来关断。

46．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：合成器包括至少一个二极管和至少一个放电开关，每个二极管在实际上零电压时产生导通，并且每个放电开关在实示上零电压时被导通和关断。

47．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：变换器进一步包括一个与谐振电容器串联连接的阻断开关。

48．根据权利要求47的单极串联谐振变换器，其特征是：进一步包括一个饱和电感器，该饱和电感器与由谐振电感器和阻断开关组成的一组元件中的一个元件串联。

49．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：阻断开关包括一个通过谐振振荡从自然换向来关断的晶闸管。

50．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：进一步包括：

多个传感器，用于监测链电流，和第一和第二电路的电流和电压，这些传感器产生响应这些监测对象的传感器信号；和

一个响应传感器信号的控制器，用于产生合成器的控制信号。

51．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：谐振电路与第一和第二电路串联连接。

52．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：

第一和第二开关装置每个包括一个由多个晶闸管组成的桥路装置，每个晶闸管响应一个门信号；

第一和第二滤波器装置与对应的第一和第二电路连接；

链电流合成器包括：

至少一个放电开关，在能量交换期间至多一个放电开关导通，在实际上零电压时每个放电开关导通和关断；

至少一个二极管，在实际上零电压时每个二极管产生导通；

一个与合成器连接的链电流阻尼装置；和

至少一个电感器元件，它用于在零电压时和零电流时的至少一种情况时转换每个合成器开关：

变换器也包括一个与谐振电容器并联连接的无耗能电压箝位装置，它用于限制多个变换器开关的电压，该电压箝位装置包括一个桥路装置和一个DC阻尼电容器，该桥路装置由第一对二极管、第二对二极管，和一对与第二对二极管的每个二极管并联连接的可控放电开关所组成，而DC阻尼电容器与箝位桥路装置连接，该桥路装置与谐振电容器并联连接；和

变换器进一步包括一个用于产生门信号的控制器，该门信号用于在实际上零电压和零电流时使第一和第二开关装置的晶闸管导通，并且通过谐振振荡由自然换向来关断。

53．根据权利要求52的单极串联谐振变换器，其特征是：谐振电路与第一和第二电路串联连接。

54．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：谐振电路与第一和第二电路并联连接。

55．根据权利要求54的单极串联谐振变换器，其特征是：

第一和第二电路包括共用一个公共中性点电位的接地系统；

变换器进一步包括：一个与谐振电容器串联连接的阻断开关，一个第一短路晶闸管，它用于有选择地把谐振电路和与中性点电位连接，和一个第二短路晶闸管，它用于有选择地把阻断开关与中性点电位连接。

56．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：

第一电路包括一个具有两个导体的DC系统；

变换器进一步包括一个第一端接电容器滤波器，它连接在第一电路的两个DC导体之间；和

第二开关装置包括一个与第一电路的DC导体串联连接的第一晶闸管；和一个连接在两个DC导体之间的续流二极管。

57．根据权利要求39的单极串联谐振变换器，其特征是：第一电路包括一个AC系统，和第一开关装置包括：

一个二极管桥路装置，它具有一个带有两个DC桥输出导体的DC输出端和一个与第一电路连接的AC输入端；

一个第一端接电容器滤波器，它连接在两个桥输出导体之间；

一个与一个桥输出导体串联连接的第一晶闸管，和一个连接在两个桥输出导体之间的续流二极管。

58．一种在第一和第二电路之间变换功率的方法，包括下列步骤：

合成一个由一系列方波单极链电流脉冲组成的链电流，该链电流脉冲通过谐振振荡被激发和被终止，每个脉冲具有一个零幅值区段和一个非零幅值区段；和

控制每个链电流脉冲的零幅值段和非零幅值段的持续时间。

59．根据权利要求58的交换能量的方法，其特征是：该方法进一步包括转换与第一和第二电路连接在一起的多个开关的步骤；和

控制步骤包括控制换步骤，该转换步骤用于在实际上零电压和零电流时转换多个开关。

60．根据权利要求58的交换能量方法，其特征是：合成步骤包括把利用一种闭合回路调制技术的链电流合成。

61．根据权利要求58的交换能量方法，其特征是：合成步骤包括把用于运行在一种可调电流方式中的链电流合成。

62．根据权利要求58的交换能量方法，其特征是：合成步骤包括把用于运行在一种可调电压方式中的链电流合成。

63．根据权利要求58的交换能量方法，其特征是：进一步包括把每个链电流脉冲的幅值限制到一个选择值的步骤。

64．根据权利要求58的交换能量方法，其特征是：限制步骤包括根据第一和第二电路中的一个电路的额定最大电流把每个链电流脉冲的幅值限制到小于每单位为1．5的一个选择值。

65．根据权利要求58的交换能量方式，其特征是：控制步骤包括允许功率在第一和第二电路之间双向流动。

66．根据权利要求58的交换能量方法，其特征是：控制步骤包括允许从第一和第二电路的一个低电压等级流向一个更高的电压等级。

67．根据权利要求58的交换能量方法，其特征是：

合成步骤包括把利用一种闭合回路调制技术的链电流合成；

该方法进一步包括下列步骤：

根据第一和第二电路中的一个电路的额定最大电流把每个链电流脉冲的幅值限制到小于每单位为1．5的一个选择值；和

转换与第一和第二电路连接在一起的多个开关；和

控制步骤包括步骤：

在第一和第二电路之间提供从第一和第二电路中的低电压等级向一个更高电压等级的功率双向流动；和

控制用于在实示上零电压和零电流时转换多个开关的转换步骤。

68．根据权利要求59的交换能量方法，其特征是，控制步骤包括限制在多个开关的每个开关上的电压的步骤。

69．一种链电流合成器，它与一个由一个谐振电容器，一个谐振电感器，和一个阻尼装置的阻断开关组成的串联结构连接，它具有一个链电该合成器用于一种单极串联谐振变换器，谐振电容器和谐振电感器在一个和一连接点上相互连接，谐振电容器和阻断开关在第二连接点上相互连接，该链电流合成器包括：

第一、第二和第三结点；

一个用于在第一结点上把第一连接点连接到阻尼装置上的启动开关；

一个与第一结点连接的开关；和

一个与阻尼开关连接的阻尼电感器，用于通过谐振振荡阻尼链电流。

70．根据权利要求69的链电流合成器，它用于一种具有一个由一个二极管组成的阻断开关的变换器，其特征是：

启动开关和阻尼开关每个包括一个晶闸管；和

启动电感器与第二连接点连接。

71．根据权利要求69的用于一种变换器的链电流合成器，其中变换器具有一个由一个二极管组成的阻断开关，其特征是：

阻尼开关连接在第一和第二结点之间；

启动电感器在第三结点上与链电流阻尼装置和阻断开关连接；

该合成器进一步包括：

一个在第二结点上把激发电感器连接到启动开关的阻尼二极管；

一个连接到第二结点上的端接二极管，用于与第二连接点连接；和

一个端接感器和端接晶闸管的串联连接，该端接晶闸管与第二结点连接，和端接电感器与第一连接点连接。

72．一种用于控制单极串联谐振变换器的开关的控制器，该变换器具有由一个谐振电容器、一个谐振电感器，和一个阻断开关组成串联结构，该串联结构通过一个链电流合成器与一个链电流阻尼装置连接，该变换器用于在第一和第二电路之间交换能量，该变换器具有至少一个与第一和第二电路中的一个电路连接的开关装置，该变换器包括传感器，这些传感用于监测流过阻尼装置的电流，从第一和第二电路中的一个电路中接收的电压和电流，和传递给两个电路中的第一个电路的电压和电流，该控制器包括：

一个输出参考信号装置，用于对应于一个选择值为传递的电压提供一个输出电压参考信号；

一个输出电压误差检测器，用于把检测到的输出电压与输出电压参考信号相比较并且根据该比较提供一个输出电压误差信号；

一个阻尼电流参考信号装置，用于对应一个选择值为流过阻尼装置的缓冲是流提供一个阻尼电流参考信号；

一个输入电压误差检测器，用于根据检测的输入电压和电流，检测到的阻尼电流和阻尼电流参考信号来产生一个输入电压误差信号；

一个链电流脉冲启动器，用于根据输出电压误差信号和输入电压误差信号来产生一个启动信号；

一个链电流脉冲分配器，用于根据输入和输出电压差信号和启动信号来产生一个结点选择信号；

一个链电流脉冲路由器，用于根据输入和输出电压误差信号，启动信号和结点选择信号来产生一个开关选择信号；和

一个响应开关选择信号的单极串联谐振变换器开关门逻辑电路部分，用于产生许多门信号，该门信号用于控制阻断开关，链电流合成器和开关装置。

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