CN106211442B - 一种led驱动器的自适应原边峰值电流补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LED驱动器的自适应原边峰值电流补偿方法，与现有技术相比，本发明通过周期性地检测T_d来控制外接电容的充电时间，而电容的充电电流与输入电压成比例，因此该电容上的电压可以看作原边电感电流信号。该方法可精确采样原边峰值电流，实现简单，并可适应不同的外围架构。

Description

一种LED驱动器的自适应原边峰值电流补偿方法

技术领域

本发明涉及一种LED驱动技术，尤其涉及一种LED驱动器的自适应原边峰值电流补偿方法。

背景技术

由于发光二极管(LED，Light-Emitting Diode)具有发光效率高、节能环保、寿命长等优点，随着技术的发展，近年来LED的应用领域不断增多，涵盖从移动设备背光、中大尺寸LCD背光、汽车照明、指示灯、装饰灯及通用照明等宽广范围。LED灯具在照明市场上的应用越来越广泛，取代传统照明方式将是大势所趋。

随着塑料灯具的发展，LED灯普遍使用非隔离式方案降低成本，但是塑料外壳不容易散热，塑料遇热也容易融化产生有害气体，因此，在对传热性和安全性要求较高的应用场合，例如路灯、防爆灯，仍然需要使用金属外壳的LED灯具，这使得隔离式结构依然被需要。反激式拓扑由于没有输出滤波电感，具有电路简单、成本低的优点，被广泛应用于小功率的AC-DC LED驱动中。

传统的反激式变换器通过输出端采样电路和光耦，采样输出端信息并反馈到原边进行控制，但是这种输出端采样的控制方式会影响输出端信号特性，并且光耦价格较高，其电流传输比对温度敏感，温度变化会导致输出采样出现误差。为了避免上述问题，原边调节(PSR，Primary Side Regulation)的反激式控制方案近年来受到广泛关注。它通过辅助线圈间接检测输出端信息，进而调节开关控制信号。这种PSR的反激式架构继承了flyback的优点，没有光耦和输出端采样电路，以及用于补偿和偏置的相关电阻和电容，进一步减少元件个数简化了电路，降低了成本。因此，基于PSR的单级反激式拓扑结构作为高度整合方案，具有重要的研究意义。

对LED照明应用而言，由于LED灯的二极管特性，正向电压变化会导致流过LED灯的电流发生很大变化，从而影响其发光强度和色温特性，并且电流不稳定也会影响LED灯的寿命，因此LED驱动需要提供稳定可控的输出电流。基于PSR控制的驱动方案，由于不直接在输出端采样，输出恒流控制精度易受原边采样精度的影响，这也对LED驱动电路的恒流控制精度提出了挑战。

发明内容

本发明的目的就在于为了解决上述问题而提供一种LED驱动器的自适应原边峰值电流补偿方法。

本发明通过以下技术方案来实现上述目的：

本发明包括以下步骤：

(1)一个开关周期内的LED平均电流I_o(t)的计算公式为：

其中N为原边线圈和副边线圈的匝比N_p:N_s；

(2)输入寄生电容小的MOS管和拉/灌电流能力大的驱动电路将有利于减小T_d；在T_d时间段内，原边电流I_pri继续增大，产生的误差Δi_{pk_p}和实际峰值电流I’_{pk_p}为：

其中T_on为开关驱动信号V_g的导通时间，T_on1为开关管实际导通时间；

(3)通过检测开关管在前一个开关周期的实际导通时间T_on1，作为输入信号调节下一个开关周期的原边电流值，得到精确的原边电流，实现方式简单，压控电流源给外置电容C_cs充放电，用来模拟原边电感电流，电容C_cs上的电压定义为V’_pri；T_on1时间段内，电容充电，电容上的电压峰值为：

其中K为压控电流源对输入电压V_in的系数；

假设芯片内部电压基准为固定值I_{o_ref}，则流过负载LED的平均电流I_LED为：

其中K₁为驱动电路外围可调参数，使驱动芯片可适应不同外围，在传统的电阻采样原边控制电路中与采样电阻R_cs有关，在本电路中与外置电容C_cs有关；

为了保证输出电流的一致，进入估算电路中的原边电流采样值应调整为K₁V’_{pk_p}，综合式(3)-(5)可知，对于内置基准值和系数K不同的控制芯片以及外围参数不同的电路，外接电容值应满足以下关系：

该自适应延时方案可以不断检测和补偿随输入电压和外围电路变化的T_d延时，提高了原边电流检测精度，并且不需要额外的三个高速S/H电路来实现T_d延时检测和补偿。

本发明的有益效果在于：

本发明是一种LED驱动器的自适应原边峰值电流补偿方法，与现有技术相比，本发明通过周期性地检测T_d来控制外接电容的充电时间，而电容的充电电流与输入电压成比例，因此该电容上的电压可以看作原边电感电流信号。该方法可精确采样原边峰值电流，实现简单，并可适应不同的外围架构。

附图说明

图1基于原边控制的反激式拓扑基本架构；

图2基于PSR的反激式变换器在DCM模式下波形示意图；

图3原边电流的实际波形和采样波形；

图4提出的自适应T_d延时补偿电路原理图；

图5实际导通时间T_on1采样电路；

图6T_d延时补偿实现电路；

图7系统架构图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明：

基于PSR的反激式LED驱动恒流控制原理：

基于PSR的反激式拓扑基本架构如图1所示，理想情况下，输入交流电压V_in经过EMI滤波电路和整流桥电路，转换为|V_in|。变压器的原边、副边和辅助线圈匝比分别为N_p、N_s和N_a。副边和辅助绕组上电压分别为V_s和V_a，输出电压为V_o。

当反激式变换器工作在断续导通模式(DCM，Discontinuous Conduction Mode)下时，变压器的励磁电感较小，因而电路响应比工作在连续导通模式(CCM，ContinuousConduction Mode)下时更快，输入电压和负载电流突变引起的瞬态响应时间更短，且引起的输出电压尖峰更低，并且次级整流二极管的关断电流应力低，不存在二极管反向恢复问题。此外，工作在DCM模式的反激式变换器可以同时工作在准谐振模式(即谷底导通模式)，降低开关损耗，减小EMI噪声。因此，对于开关管应力不太大的小功率LED照明应用，基于原边控制的反激式LED驱动通常工作在DCM模式。

DCM模式下，开关周期Ts分为三个部分：原边导通时间T_on，副边导通时间T_off1和死区时间T_off2。在一个开关周期内，辅助绕组电压V_a，原边电流I_pri和副边电流I_sec的波形图如图2所示。可以看出，辅助绕组电压V_a上同时反映了输入、输出端的电压信息和时间信息。

一个开关周期内的LED平均电流I_o(t)的计算公式为：

其中N为原边线圈和副边线圈的匝比N_p:N_s。

可以看出，影响输出电流精度的主要因素是原边峰值电流I_{pk_p}的采样问题。在反激式变换器中，通常都是在MOS开关管的源级串联一个小电阻R_cs到地，通过检测该电阻上的电压来检测原边电感电流。原边电感电流I_pri的实际波形和采样波形如图3所示，其中I_{pk_p}为原边电感峰值电流的采样值，I’_{pk_p}为原边电感峰值电流实际值，i_{pk_p}为二者之间的误差。这里用电流表示是为了方便理解，实际上这几个采样值都是电压信号。

由图3可知，由于实际电路的固有延时，当开关关断信号产生后，开关S₀没有立即关断，而是经过控制电路、栅极驱动电路和功率MOS管的寄生电容后才实际关断，这段延时称为T_d。由于控制电路的延时通常很小可以忽略不计，因此T_d主要受后两个部分的固有延时影响。输入寄生电容小的MOS管和拉/灌电流能力大的驱动电路将有利于减小T_d。在T_d时间段内，原边电流I_pri继续增大，产生的误差Δi_{pk_p}和实际峰值电流I’_{pk_p}为：

其中T_on为开关驱动信号V_g的导通时间，T_on1为开关管实际导通时间。

由于在实际电路中T_d是不可避免的，而它又影响了原边电流的检测精度，进而影响了输出电流精度，因此需要对该延时信号导致的原边峰值电流检测误差进行补偿。由式(2)可知，电流检测误差Δi_{pk_p}随输入电压V_in和T_d延时变化。通常认为在某一外围固定的电路中，T_d延时是恒定的，因此认为T_d为某一经验值，而峰值电流误差与输入电压成比例。然而，实际上T_d延时受输入电压V_in的影响：V_in越大，开关管寄生电容充放电越快，开关关断延时T_d越小。可见即使是外围参数固定的电路中，T_d延时也是不断变化的，且由于T_d延时与输入电压的变化关系很难预测，因此为了提高恒流控制精度，需要设计自适应的T_d补偿电路实时监测T_d和V_in的变化，从而精确补偿原边峰值电流，获得高精度的LED电流。

自适应补偿方案：

为了精确补偿原边峰值电流，本文提出了一种自适应的T_d延时补偿方案。该补偿方案通过不断的检测MOS管实际导通时间T_on1和输入电压V_in，自适应地补偿原边峰值电流。由于开关频率远大于输入电压频率，相邻两个开关周期内V_in可看做不变，因此T_d延时在相邻两个开关周期内也可看做是近似不变的。该方案可以通过检测开关管在前一个开关周期的实际导通时间T_on1，作为输入信号调节下一个开关周期的原边电流值，得到精确的原边电流，实现方式简单，其基本原理如图4所示。

由于开关导通时，辅助绕组上的电压V_a与输入电压V_in成正比，因此V_a值可以用来调节压控电流源，得到与输入电压成比例的电流。压控电流源给外置电容C_cs充放电，用来模拟原边电感电流，电容C_cs上的电压定义为V’_pri。T_on1时间段内，电容充电，电容上的电压峰值为：

其中K为压控电流源对输入电压V_in的系数。

假设芯片内部电压基准为固定值I_{o_ref}，则流过负载LED的平均电流I_LED为：

其中K₁为驱动电路外围可调参数，使驱动芯片可适应不同外围，在传统的电阻采样原边控制电路中与采样电阻R_cs有关，在本电路中与外置电容C_cs有关。

为了保证输出电流的一致，进入估算电路中的原边电流采样值应调整为K₁V’_{pk_p}，综合式(3)-(5)可知，对于内置基准值和系数K不同的控制芯片以及外围参数不同的电路，外接电容值应满足以下关系：

该自适应延时方案可以不断检测和补偿随输入电压和外围电路变化的T_d延时，提高了原边电流检测精度，并且不需要额外的三个高速S/H电路来实现T_d延时检测和补偿，实现方法简单。另外，由于不是直接对原边峰值电流进行采样，该方案不需要在开关管串联采样电阻，减小了损耗。通过调节外置补偿电容值，该补偿电路可以适应不同的外围架构。

自适应补偿模块实现

自适应补偿方案主要包括两个部分：T_on1采样电路和T_d延时补偿实现电路。T_on1采样电路由门电路实现，其实现电路如图5所示。模块一为RS边沿触发电路，用于消除在输入电压较小或轻负载情况下，跳谷技术作用时V_a电压谐振导致过零检测(ZCD，Zero CrossingDetection)模块产生的错误小脉冲；模块二用于检测实际导通时间T_on1，即栅极驱动信号V_{g_control}上升沿到V_a上升沿的时间间隔。

T_d延时补偿实现电路用一个电流大小与输入电压成比例的压控电流源给一个电容充放电，模拟开关管电流波形得到原边峰值电流，其中T_on1控制电容充放电的时间，具体实现电路如图6所示。开关管导通时，V_a电压为负，电流源工作，同时开关S断开，电流源给电容充电，电容上的补偿电压上升。

系统架构：

基于上述自适应的T_d延时补偿方案，本文采用了输出电流估算控制方法，在得到高精度恒流输出的同时得到高PF。系统级架构如图7所示，其中C_in为输入电容，R_ST为启动电阻，C_cs为外置延时补偿电容。

控制芯片包括五个引脚，其中VCC为芯片电源引脚，GND为接地引脚，VSNS为辅助线圈的电压检测引脚，ISNS为原边电流检测引脚，GATE为栅极驱动信号输出引脚。该芯片不需要外置供电电路，电路启动时VCC由输入电压通过R_ST供电，电路启动后通过辅助线圈供电。与一般PSR的控制芯片不同的是，该芯片中原边电流不是通过在开关管源级串联电阻检测，而是通过上节所述的自适应补偿方案实现高精度检测。

控制芯片内部工作原理：该芯片工作在变频DCM模式下，基于电流估算控制方法和上述自适应延时补偿方法，可实现高精度的LED恒流驱动。辅助绕组上的电压一方面用于实现开关管的谷底导通技术和跳谷技术，控制开关管的导通Set信号；一方面用于检测副边导通时间T_off1。原边电流经过补偿后的实际峰值I’_{pk_p}和副边导通时间T_off1检测值进入电流估算模块，得到的输出电流估算值I_{o_est}与基准值I_{o_ref}比较，经过跨导放大器得到误差电压V_ea。该误差电压与芯片内部的三角波产生器比较，控制开关管的关断Reset信号。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征及本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (1)

1.一种LED驱动器的自适应原边峰值电流补偿方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)一个开关周期内的LED平均电流I_o(t)的计算公式为：

其中N为原边线圈和副边线圈的匝比N_p:N_s；I_{pk_p}(t)为采样的原边电感电流的峰值；T_off1为副边电感导通的时间；T_s为功率开关管的开关周期；T_on为开关驱动信号V_g的导通时间；

(2)输入寄生电容小的MOS管和拉/灌电流能力大的驱动电路将有利于减小T_d；在T_d时间段内，原边电流I_pri继续增大，产生的误差Δi_{pk_p}和实际峰值电流I’_{pk_p}为：

其中T_on为开关驱动信号V_g的导通时间，T_on1为开关管实际导通时间；I_{pk_p}为原边电感峰值电流的采样值；从产生开关关断信号到开关S0实际关断的这段延时的时间称为T_d ；

(3)通过检测开关管在前一个开关周期的实际导通时间T_on1，作为输入信号调节下一个开关周期的原边电流值，得到精确的原边电流，实现方式简单，压控电流源给外置电容C_cs充放电，用来模拟原边电感电流，电容C_cs上的电压定义为V’_pri；T_on1时间段内，电容充电，电容上的电压峰值为：

其中K为压控电流源对输入电压V_in的系数；

假设芯片内部电压基准为固定值I_{o_ref}，则流过负载LED的平均电流I_LED为：

其中K₁为驱动电路外围可调参数，使驱动芯片可适应不同外围，在传统的电阻采样原边控制电路中与采样电阻R_cs有关，在本电路中与外置电容C_cs有关；

为了保证输出电流的一致，进入估算电路中的原边电流采样值应调整为K₁V’_{pk_p}，综合式(3)-(5)可知，对于内置基准值和系数K不同的控制芯片以及外围参数不同的电路，外置电容C_cs应满足以下关系：

该自适应延时方案可以不断检测和补偿随输入电压和外围电路变化的T_d延时，提高了原边电流检测精度，并且不需要额外的三个高速S/H电路来实现T_d延时检测和补偿。