CN106134509B - 一种恒压恒流自动调节的级联式dc/dc变换器 - Google Patents
一种恒压恒流自动调节的级联式dc/dc变换器Info
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Abstract
一种恒压恒流自动调节的级联式DC/DC变换器，具有级联的前级和后级变换器，前级变换器为半桥变换器拓扑，包括上桥臂MOS管M1、下桥臂MOS管M2和功率变压器T，后级变换器为BUCK变换器拓扑，包括MOS管M3和MOS管M4。前级变换器经PWM控制电路通过开环控制方式实现输入电压大幅降压及原、副边隔离，后级变换器经PWM控制电路采用闭环控制方式实现输出电压精确调节，同时采用恒压恒流自动调节电路实现调压控制和过流保护。本发明变换器能够满足航天器中应用的数字控制芯片电子设备对低压、大电流供电模块的迫切需求，并可有效减小航天器电源系统的体积和重量，提高供配电应用系统的可靠性。
Description
技术领域
本发明属于航天总体技术领域，涉及一种应用于航天电子设备供电的级联式DC/DC变换器。
背景技术
航天技术的飞速发展对其电源系统的要求越来越高，航天器电源系统的供电品种也在不断增加。由于目前航天器供电品种比较单一，不能够适应目前及未来航天器电源系统对供电品种的需求。因此开发新型拓扑结构并采用先进控制方法的DC/DC变换器成为当务之急，以满足宇航系统多种型号的需求。考虑到目前及未来的大多数航天器中，基本上都采用FPGA、CPLD、DSP等数字控制芯片，这些电子设备有应用低压、大电流供电模块的迫切需求，而级联式DC/DC变换器拓扑能较好的适应这一需求，并能有效的提高电源效率和可靠性。
国际整流器公司(IR)申请的专利申请号为CN200610064778.4，名称为“用于两级变换器的控制电路”的专利申请公开了一种多级电压变换器，包括第一级变换器，其可操作以变换输入电压为第一输出电压；至少一个第二级变换器，其可操作以接收来自该第一级变换器的第一输出电压，并提供第二输出电压；以及控制电路，其可操作以控制所述第一级变换器和所述第二级变换器。该专利公开的两级或多级变换器存在如下不足之处：(1)只是单纯的指出第一级变换器和第二级变换器为单相或多相变换器，并未指出具体的变换器拓扑结构类型；(2)只提及IC控制电路的PWM控制方法，并未涉及隔离驱动电路；(3)多级变换器研制未阐述同步整流控制技术；(4)均采用恒压控制方法，未采用过恒压、恒流自动调节的方法进行电路控制调节；(5)虽可采用单个专用的IC芯片控制多级变换器的第一级和第二级(或者另外的级，如果配备的话)，但此类新型IC芯片目前还不能保证宇航等级芯片的质量，还未进行充分的可靠性验证，因此该类多级变换器还不能直接应用于宇航型号中。
发明内容
本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供了一种可应用于航天器数字控制芯片电子设备、功率密度大、效率高、具有恒压恒流自动调节功能、且可实现过压锁死保护的级联式DC/DC变换器。
本发明的技术解决方案是：一种恒压恒流自动调节的级联式DC/DC变换器，包括前级变换器、后级变换器、前级控制电路和后级控制电路，前级变换器和后级变换器级联；前级变换器为半桥拓扑结构，包括半桥逆变器和功率变压器T，所述半桥逆变器包括上桥臂MOS管M1、下桥臂MOS管M2、分压电容C1和C2以及隔直电容Cb；MOS管M1的漏极端同时与分压电容C1的一端以及外部输入电压的正端相连，MOS管M2的源极端同时与分压电容C2的一端以及外部输入电压的负端相连；分压电容C1的另一端与分压电容C2的另一端相连，MOS管M1的源极端和MOS管M2的漏极端相连并接至功率变压器T原边线圈的同名端；功率变压器T原边线圈的异名端经隔直电容Cb接至分压电容C1和分压电容C2的公共端；功率变压器T副边为中心抽头式绕组，包括第一副边绕组和第二副边绕组，第一副边绕组的异名端和第二副边绕组的同名端相连并作为前级变换器的输出负端，第一副边绕组的同名端接至二极管D1的阳极端，第二副边绕组的异名端接至二极管D2的阳极端，二极管D1的阴极端与二极管D2的阴极端相连作为前级变换器的输出正端；后级变换器为BUCK拓扑结构，包括MOS管M3和MOS管M4，MOS管M3的漏极端接前级变换器的输出正端，MoS管M3的源极端与MOS管M4的漏极端相连作为后级变换器的输出正端，MOS管M4的源极端与前级变换器的输出负端相连并作为后级变换器的输出负端；前级控制电路包括前级PWM控制电路，前级PWM控制电路产生两路频率相同、脉宽相等的PWM脉宽调制信号分别驱动半桥逆变器中的上桥臂MOS管M1和下桥臂MOS管M2；后级控制电路包括后级PWM控制电路、恒压恒流自动调节保护电路和过压保护电路，过压保护电路采集后级变换器的输出电压并与第一基准电压进行比较，比较结果用于对后级PWM控制电路的保护；恒压恒流自动调节保护电路采集后级变换器的输出电压和输出电流，将所述输出电压与第二基准电压进行比较，将所述输出电流与第一基准电流进行比较，电压比较结果和电流比较结果二者中的较大值送至后级PWM控制电路，后级PWM控制电路根据传来的信号产生两路相位互补的PWM脉宽调制信号分别驱动后级变换器中的MOS管M3和MOS管M4。
所述的恒压恒流自动调节保护电路包括运算放大器U1、运算放大器U2、电阻R1、电阻R2、电阻R3、二极管D4和稳压管Z1，后级变换器的输出电压采样信号经电阻R1接至运算放大器U1的一个输入端，运算放大器U1的另一个输入端接第二基准电压信号，运算放大器U1的输出端接电阻R2的一端，电阻R2的另一端同时接后级PWM控制电路、二极管D4的阳极端、稳压管Z1的阴极端，稳压管Z1的阳极端接地，二极管D4的阴极端接运算放大器U2的输出端，后级变换器的输出电流采样信号经电阻R3接至运算放大器U2的一个输入端，运算放大器U2的另一个输入端接第一基准电流信号。
所述的过压保护电路包括运算放大器U3、电阻R4、二极管D5、二极管D6和稳压管Z2，后级变换器的输出电压采样信号经电阻R4接至运算放大器U3的同向输入端，运算放大器U3的反向输入端接第一基准电压信号，运算放大器U3的输出端同时接二极管D5的阳极端和二极管D6的阳极端，二极管D5的阴极端接运算放大器U3的同相输入端，二极管D6的阴极端同时接至后级PWM控制电路和稳压管Z2的阴极端，二极管Z2的阳极端接地。
所述前级变换器的输出端还设置有前级输出滤波电路，所述前级输出滤波电路包括滤波电感L1和滤波电容C3，滤波电感L1的一端与二极管D1的阴极端相连，滤波电感L1的另一端同时与滤波电容C3的一端以及MOS管M3的漏极端相连，滤波电容C3的另一端接功率变压器T第一副边绕组和第二副边绕组的公共端。
所述后级变换器的输出端还设置有后级输出滤波电路，所述后级输出滤波电路包括滤波电感L2和滤波电容C4，滤波电感L2的一端与MOS管M3和MOS管M4的公共端相连，滤波电感L2的另一端与滤波电容C4的一端相连，滤波电容C4的另一端接后级变换器的输出负端。
所述的后级控制电路还包括后级隔离驱动电路，用于对后级PWM控制电路输出的PWM脉宽调制信号进行隔离驱动，所述后级隔离驱动电路包括高端驱动器、低端驱动器、二极管D3和电容C5，后级PWM控制电路输出的两路信号分别送入高端驱动器和低端驱动器，高端驱动器的供电端与二极管D3的阴极端相接，二极管D3的阳极端接外部电源，高端驱动器的供电端和接地端之间并联电容C5，高端驱动器的接地端与MOS管M3的源极端相连，高端驱动器的输出端接至MOS管M3的栅极端；低端驱动器的供电端直接连至外部电源，低端驱动器的接地端与MOS管M4的源极端相连，低端驱动器的输出端接至MOS管M4的栅极端。
所述的前级控制电路还包括前级隔离驱动电路，用于对前级PWM控制电路输出的PWM脉宽调制信号进行隔离驱动，所述前级隔离驱动电路与所述后级隔离驱动电路的结构相同。
所述的前级PWM控制电路或后级PWM控制电路采用TI公司的UC1825AL PWM控制芯片。
本发明与现有技术相比的优点在于：
(1)本发明提出了一种航天器应用中的级联式DC/DC变换器拓扑结构，能够满足航天器中应用的数字控制芯片电子设备对低压、大电流供电模块的迫切需求，并可有效减小航天器电源系统的体积和重量，提高供配电应用系统的可靠性；
(2)本发明级联式DC/DC变换器拓扑中的前级变换器为半桥变换器拓扑，该半桥变换器的功率变压器采用平面变压器结合多层印制板绕组设计方式，节省了窗口面积，提高了功率密度，且实现整板散热均匀；
(3)本发明级联式DC/DC变换器拓扑中的后级变换器为BUCK变换器拓扑，采用了同步整流控制技术，驱动方式采用他驱型驱动方式，大大地提高了变换器的效率，降低了损耗；
(4)本发明级联式DC/DC变换器采用了恒压调节和恒流过流保护相结合的控制方式，可实现输出电压、电流的自动调节；
(5)本发明采用了过压锁死保护的过压保护方式，可在输出过压情况下快速关断输出脉冲信号，减小了主拓扑结构中功率器件的电压应力，对主拓扑电路实现有效保护。
附图说明
图1为本发明级联式DC/DC变换器的电路原理图；
图2为本发明级联式DC/DC变换器中隔离驱动电路的原理图；
图3为本发明级联式DC/DC变换器中恒压恒流自动调节保护电路原理图；
图4为本发明级联式DC/DC变换器中过压保护电路原理图。
具体实施方式
本发明级联式DC/DC变换器的电路结构如图1所示，该级联式DC/DC变换器包括前级变换器1和后级变换器2，前级变换器1采用前级控制电路3进行控制，后级变换器2采用后级控制电路4进行控制。
如图1所示，前级变换器1为半桥变换器拓扑，包括分压电容C1和C2、上桥臂MOS管M1、下桥臂MOS管M2、功率变压器T、隔直电容Cb、整流管D1和D2，分压电容C1和C2、上桥臂MOS管M1、下桥臂MOS管M2、隔直电容Cb一同构成半桥逆变器5。半桥变换器的突出优点是当MOS关断时其承受电压较小。其中，分压电容C1和C2的容量相等，使其公共端电位基本不变，实现半桥桥臂中点(即分压电容C1、C2公共端)的均压。MOS管M1和MOS管M2轮流导通半个周期，使得功率变压器T双向磁化输出副边电压，变压器T副边输出电压经整流管D1和D2整流后，输出恒定的直流电压给后级变换器2供电。隔直电容Cb是为了防止磁通不平衡而设置的。滤波电感L1和滤波电容C3构成前级输出滤波电路6，对前级变换器1的输出进行滤波后送至后级变换器2。
后级变换器2为BUCK变换器拓扑，包括MOS管M3、同步整流MOS管M4。MOS管M3和同步整流MOS管M4通过前级控制电路3(实现同步整流)实现交替导通和同步整流控制，将半桥变换器的输出电压降压到DC/DC变换器要求的输出电压。滤波电感L2和滤波电容C4构成LC滤波电路，对后级变换器2的输出电压进行滤波后给外部设备供电。
前级控制电路3采用开环电压调节方式实现，包括前级PWM控制电路7和前级隔离驱动电路。前级控制电路3通过原边辅助电源为PWM控制电路7和隔离驱动电路供电，PWM控制电路输出OUT1和OUT2两路脉宽调制信号，两路信号频率相同、脉宽相等，输出脉冲频率为150kHz左右，占空比为45％，OUT1和OUT2信号通过隔离驱动电路实现隔离，两路隔离驱动信号分别驱动半桥逆变器5中的上、下桥臂的MOS管M1和M2。
后级控制电路4采用闭环控制方式实现输出电压精确调节，包括后级PWM控制电路8、恒压恒流自动调节保护电路9、过压保护电路10、后级隔离驱动电路，通过副边辅助电源绕组为后级PWM控制电路8、恒压恒流自动调节保护电路9、过压保护电路10和后级隔离驱动电路供电，后级PWM控制电路8输出OUT3和OUT4两路相位互补的脉宽调制信号，该两路互补信号通过后级隔离驱动电路实现隔离，产生的两路隔离驱动信号分别驱动BUCK变换器结构中的MOS管M3和M4。后级控制电路4采用他驱型驱动同步整流技术提高整个变换器的效率，采用恒压、恒流自动调节电路来实现调压控制和过流保护。
如上所述，前级控制电路3通过开环控制方式输出两路频率相同、脉宽相等的PWM控制信号驱动级联式DC/DC变换器前级变换器1中的MOS管M1和MOS管M2。MOS管M1和M2轮流导通对功率变压器T进行磁化，功率变压器T的副边绕组输出电压经整流管D1和D2、滤波电感L1和滤波电容C3整流滤波后输出电压到后级电路。后级控制电路4通过闭环控制方式输出两路相位互补的PWM控制信号驱动级联式DC/DC变换器后级变换器2的MOS管M3和同步整流MOS管M4，MOS管M3和M4交替导通将前级变换器1的输出电压降压到DC/DC变换器要求的输出电压，该输出电压经滤波电感L2和滤波电容C4滤波后输出恒定电压，以实现给供电设备供电。
前级变换器1中的功率变压器T采用平面变压器结合多层PCB绕组方式进行设计，以实现变换器小型化。平面变压器采用PQ型变压器，以节省较大空间。PCB绕组设计采取原副边夹绕的方式，通过八层印制板布局来实现。平面变压器PCB绕组共五个，主变换器部分包括原边绕组和以中心抽头形式存在的两个副边绕组，辅助电源部分包括原边辅助电源绕组和副边辅助电源绕组。PCB绕组原边绕组分两层串联连接，每层匝数平均分配，为原边总匝数的1/2。由于本发明级联式DC/DC变换器要求副边输出电流较大，故第一副边绕组和第二副边绕组均采用两层并联设置，共占用八层PCB印制板中的四层。原边辅助电源绕组和副边辅助电源绕组流过电流很小，故均为单层设置，且为了散热考虑，将其置于印制板的中间层，不占用印制板的表层位置。
本发明中，前级PWM控制电路7和后级PWM控制电路8采用TI公司UC1825AL PWM控制芯片来实现，通过参考TI公司UC1825AL产品手册中的推荐电路即可实现所需功能：通过开环控制电路可直接产生前级PWM控制电路7所需的两路频率相同、脉宽相等的PWM信号，通过闭环控制电路配合逻辑与非门电路即可产生后级PWM控制电路8所需的两路相位互补的PWM信号。
考虑到BUCK变换器中两只MOS管非共源极连接，所以两路互补驱动信号需要隔离，可通过采用集成驱动芯片很好地解决这个问题。后级隔离驱动电路的结构如图2所示，采用他驱型驱动方式实现同步整流，其特点是可以提供较精确的控制时序，理想的驱动电压波形，比传统的自驱动同步整流效率高。如图2所示，高端驱动信号和低端驱动信号分别接两路共地互补信号，当低端驱动信号为高，高端驱动信号为低时，MOS管M4导通，M3关断。此时，B点电位被拉到地，副边辅助电源供电端通过二极管D3对电容C5充电，直至达到集成驱动芯片电源电压；当高端驱动信号为高，低端驱动信号为低时，MOS管M3导通，M4关断。则此时A、B点电位就将保持在集成驱动芯片电源电压，从而为MOS管M3提供电源。由于这个电源是浮地的，因此巧妙的实现了两路驱动脉冲的隔离。
恒压恒流自动调节保护电路9的结构如图3所示。恒压调节方法通过恒压环运算放大器U1及外围电路来实现。当电路处于正常稳定工作状态时，DC/DC变换器输出电压反馈信号与第二基准电压分别输入运算放大器U1的反相端和同相端进行比较，比较信号经运算放大器U1处理后输出信号到PWM控制芯片的同相输入端，通过电压环PI调节器实现闭环恒压控制。恒流保护调节方法通过输出电流取样电路产生的电流取样信号和恒流环运算放大器U2来实现。当电路处于过流状态时，电流取样信号高于第一基准电流(即过流保护限定值)，使得恒流环运算放大器U2的输出端电位降低，二极管D4导通，运算放大器U2输出信号到PWM控制芯片的同相输入端，通过电流环PI调节器实现恒流控制，则PWM控制自动转换为恒流环控制，实现了从恒压环到恒流环的顺利切换。
在后级控制电路4的整个工作过程中，恒压环和恒流环是不同时起作用的，电路过流前为恒压环调节，电路过流后为恒流环调节。当恒流环工作时，恒压环仍处于工作状态，故在过流状态时需要消除恒压环对PWM控制芯片反馈点的影响，故在恒压环和恒流环间加入电阻R2，以承受恒压环和恒流环之间的压差，以便实现切换控制。
过压保护电路10的结构如图4所示。将输出反馈电压与第一基准电压(即过压保护限定值)进行比较，当电路出现输出过压时，运算放大器U3的输出端信号为高电平，二极管D5导通，此时校验运算放大器U3的同相端电压是否高于保护限，若大于保护限，则二极管D6恒定导通，过压保护电路10输出高电平信号到PWM芯片保护端，关断PWM控制芯片，从而实现过压保护。过压保护一旦出现，就会保持过压锁死保护状态，即使此时通过外部控制将输出电压降为低电平信号，此时校验运算放大器U3的同相端电压，该电压仍将高于过压保护限，运算放大器U3的输出端仍然为高电平，电路始终处于过压保护状态，除非重新启机方可恢复正常工作。
本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。
Claims (3)
1.一种恒压恒流自动调节的级联式DC/DC变换器，其特征在于包括：前级变换器(1)、后级变换器(2)、前级控制电路(3)和后级控制电路(4)，前级变换器(1)和后级变换器(2)级联；前级变换器(1)为半桥拓扑结构，包括半桥逆变器(5)和功率变压器T，所述半桥逆变器(5)包括上桥臂MOS管M1、下桥臂MOS管M2、分压电容C1和分压电容C2以及隔直电容Cb；MOS管M1的漏极端同时与分压电容C1的一端以及外部输入电压的正端相连，MOS管M2的源极端同时与分压电容C2的一端以及外部输入电压的负端相连；分压电容C1的另一端与分压电容C2的另一端相连，MOS管M1的源极端和MOS管M2的漏极端相连并接至功率变压器T原边线圈的同名端；功率变压器T原边线圈的异名端经隔直电容Cb接至分压电容C1和分压电容C2的公共端；功率变压器T副边为中心抽头式绕组，包括第一副边绕组和第二副边绕组，第一副边绕组的异名端和第二副边绕组的同名端相连并作为前级变换器(1)的输出负端，第一副边绕组的同名端接至二极管D1的阳极端，第二副边绕组的异名端接至二极管D2的阳极端，二极管D1的阴极端与二极管D2的阴极端相连作为前级变换器(1)的输出正端；后级变换器(2)为BUCK拓扑结构，包括MOS管M3和MOS管M4，MOS管M3的漏极端接前级变换器(1)的输出正端，MOS管M3的源极端与MOS管M4的漏极端相连作为后级变换器(2)的输出正端，MOS管M4的源极端与前级变换器(1)的输出负端相连并作为后级变换器(2)的输出负端；前级控制电路(3)包括前级PWM控制电路(7)，前级PWM控制电路(7)产生两路频率相同、脉宽相等的PWM脉宽调制信号分别驱动半桥逆变器(5)中的上桥臂MOS管M1和下桥臂MOS管M2；后级控制电路(4)包括后级PWM控制电路(8)、恒压恒流自动调节保护电路(9)和过压保护电路(10)，过压保护电路(10)采集后级变换器(2)的输出电压并与第一基准电压进行比较，比较结果用于对后级PWM控制电路(8)的保护；恒压恒流自动调节保护电路(9)采集后级变换器(2)的输出电压和输出电流，将所述输出电压与第二基准电压进行比较，将所述输出电流与第一基准电流进行比较，电压比较结果和电流比较结果二者中的较大值送至后级PWM控制电路(8)，后级PWM控制电路(8)根据传来的信号产生两路相位互补的PWM脉宽调制信号分别驱动后级变换器(2)中的MOS管M3和MOS管M4；
功率变压器T采用平面变压器结合多层PCB绕组方式，平面变压器采用PQ型变压器，PCB绕组采取原副边夹绕的方式通过八层印制板布局，PCB绕组共五个，主变换器部分包括原边绕组和以中心抽头形式存在的两个副边绕组，辅助电源部分包括原边辅助电源绕组和副边辅助电源绕组，PCB绕组原边绕组分两层串联连接，每层匝数为原边总匝数的1/2，第一副边绕组和第二副边绕组均采用两层并联设置，共占用八层PCB印制板中的四层，原边辅助电源绕组和副边辅助电源绕组均为单层设置并置于印制板的中间层；
所述的恒压恒流自动调节保护电路(9)包括运算放大器U1、运算放大器U2、电阻R1、电阻R2、电阻R3、二极管D4和稳压管Z1，后级变换器(2)的输出电压采样信号经电阻R1接至运算放大器U1的一个输入端，运算放大器U1的另一个输入端接第二基准电压信号，运算放大器U1的输出端接电阻R2的一端，电阻R2的另一端同时接后级PWM控制电路(8)的同相端、二极管D4的阳极端、稳压管Z1的阴极端，稳压管Z1的阳极端接地，二极管D4的阴极端接运算放大器U2的输出端，后级变换器(2)的输出电流采样信号经电阻R3接至运算放大器U2的一个输入端，运算放大器U2的另一个输入端接第一基准电流信号；
所述的过压保护电路(10)包括运算放大器U3、电阻R4、二极管D5、二极管D6和稳压管Z2，后级变换器(2)的输出电压采样信号经电阻R4接至运算放大器U3的同相输入端，运算放大器U3的反相输入端接第一基准电压信号，运算放大器U3的输出端同时接二极管D5的阳极端和二极管D6的阳极端，二极管D5的阴极端接运算放大器U3的同相输入端，二极管D6的阴极端同时接至后级PWM控制电路(8)的保护端和稳压管Z2的阴极端，稳压管Z2的阳极端接地；
所述的后级控制电路(4)还包括后级隔离驱动电路，用于对后级PWM控制电路(8)输出的PWM脉宽调制信号进行隔离驱动，所述后级隔离驱动电路包括高端驱动器、低端驱动器、二极管D3和电容C5，后级PWM控制电路(8)输出的两路信号分别送入高端驱动器和低端驱动器，高端驱动器的供电端与二极管D3的阴极端相接，二极管D3的阳极端接外部电源，电容C5连接在高端驱动器的供电端和接地端之间，高端驱动器的接地端与MOS管M3的源极端相连，高端驱动器的输出端接至MOS管M3的栅极端；低端驱动器的供电端直接连至外部电源，低端驱动器的接地端与MOS管M4的源极端相连，低端驱动器的输出端接至MOS管M4的栅极端；
所述的前级控制电路(3)还包括前级隔离驱动电路，用于对前级PWM控制电路(7)输出的PWM脉宽调制信号进行隔离驱动，所述前级隔离驱动电路与所述后级隔离驱动电路的结构相同；
所述的前级PWM控制电路(7)和后级PWM控制电路(8)采用TI公司的UC1825AL PWM控制芯片。
2.根据权利要求1所述的一种恒压恒流自动调节的级联式DC/DC变换器，其特征在于：所述前级变换器(1)的输出端还设置有前级输出滤波电路(6)，所述前级输出滤波电路(6)包括滤波电感L1和滤波电容C3，滤波电感L1的一端与二极管D1的阴极端相连，滤波电感L1的另一端同时与滤波电容C3的一端以及MOS管M3的漏极端相连，滤波电容C3的另一端接功率变压器T第一副边绕组和第二副边绕组的公共端。
3.根据权利要求1所述的一种恒压恒流自动调节的级联式DC/DC变换器，其特征在于：所述后级变换器(2)的输出端还设置有后级输出滤波电路，所述后级输出滤波电路包括滤波电感L2和滤波电容C4，滤波电感L2的一端与MOS管M3和MOS管M4的公共端相连，滤波电感L2的另一端与滤波电容C4的一端相连，滤波电容C4的另一端与MOS管M4的源极端相连并作为后级变换器(2)的输出负端，滤波电感L2与滤波电容C4相连的一端作为后级变换器(2)的输出正端。
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