CN104303602B - 光源控制装置 - Google Patents

Abstract

半导体光源控制装置(100)包括：生成流过被串联连接的多个LED(2‑1～2‑N)的驱动电流(Iout)，并进行使驱动电流(Iout)的大小接近于目标值的控制的驱动电路；和与对应的LED并联连接，并被控制信号控制开关的多个旁路开关(110‑1～110‑N)。半导体光源控制装置(100)被构成使得在控制信号成为与旁路开关的关断对应的状态时，使用旁路开关来限制对应的LED的两端电压的上限。

Description

光源控制装置

技术领域

本发明涉及控制光源的光源控制装置。

背景技术

近年来，在前照灯等车辆用灯具中，更加寿命长且低耗电的LED(LightEmitting Diode：发光二极管)等半导体光源正取代以往的具有灯丝的卤素灯而被使用。LED的发光程度、即亮度取决于LED流过的电流的大小，故在将LED作为光源来使用时，需要用于调节流过LED的电流的点亮电路。

本申请人在专利文献1中提出了一种为使前照灯的配光可变、且进行极其细致的配光控制，采用LED阵列作为光源，并使各LED单独亮灭的技术。在专利文献1所记载的点亮电路中，与各LED并联地设有旁路开关，通过该旁路开关的接通和关断来实现LED的单独点亮和熄灭。

[在先技术文献]

[专利文献]

[专利文献1]特开2011-192865号公报

发明内容

〔发明所要解决的课题〕

在采用专利文献1所记载的那样的旁路方式时，LED周边的布线变得较为复杂。若布线复杂化，则接触不良或断线等导通不良的情况发生的可能性可能会变高。

本发明是鉴于这样的状况而设计的，其目的在于提供一种即使光源或旁路开关周围的布线发生了导通不良，也能恰当地应对的光源控制装置。

〔用于解决课题的手段〕

本发明的一个方案涉及一种光源控制装置。该光源控制装置包括：驱动电路，生成要流过串联连接的多个半导体光源的驱动电流，并进行使驱动电流的大小接近于目标值的控制；和旁路开关，与多个半导体光源中的至少一部分并联连接，被控制信号控制开关。该光源控制装置被构成使得在控制信号成为与旁路开关的关断对应的状态时，利用旁路开关限制多个半导体光源中的至少一部分的两端电压的上限。

通过该方案，多个半导体光源中的至少一部分的两端电压的上限被限制。

此外，将以上构成要素的任意组合、本发明的构成要素及表现形式在装置、方法、系统等间相互置换后的实施方式，作为本发明的方案也是有效的。

〔发明效果〕

通过本发明，能提供一种即使光源或旁路开关周围的布线发生导通不良，也能恰当应对的光源控制装置。

附图说明

图1是表示实施方式的半导体光源控制装置及其所连接的部件的构成的电路图。

图2是表示图1的迟滞宽度设定电路的构成的电路图。

图3是表示驱动电压的绝对值与偏置电压的关系的图表。

图4是表示图1的下变换器驱动电路的构成的电路图。

图5的(a)～(c)是表示驱动电流的时间变化的图表。

图6是表示比较例的半导体光源点亮电路的构成的电路图。

图7的(a)～(c)是表示第1、第2及第3变形例的半导体光源控制装置的构成的电路图。

图8是表示第4变形例的半导体光源控制装置及其所连接的部件的构成的电路图。

具体实施方式

以下对各附图所示的相同或等同的构成要素、部件、信号赋予相同的标号，并适当省略重复的说明。另外，在各附图中省略表示说明上并不重要的部件的一部分。另外，赋予电压、电流或电阻等的标号根据需要也作为表示其各自的电压值、电流值或电阻值的标号来使用。

在本说明书中，所谓“部件A与部件B相连接的状态”，除部件A与部件B物理地直接连接的情形外，还包括部件A与部件B介由不对电连接状态产生影响的其它部件间接连接的情况。同样地，所谓“部件C被设置在部件A与部件B之间的状态”，除部件A与部件C、或部件B与部件C直接连接的情形外，还包括介由不对电连接状态产生影响的其它部件间接连接的情形。

实施方式的半导体光源控制装置生成流过串联连接的多个半导体光源、即LED的驱动电流。与各LED并联地设有旁路开关。旁路开关接通(关断)时，对应的LED成为熄灭(点亮)状态。该旁路开关也作为限制对应的LED的两端电压的上限的限幅电路的一部分来发挥功能。由此，即使发生接触不良或断线等导通不良的情况，也能抑制可能被施加于旁路开关的电压的上限。其结果，作为旁路开关，可以采用耐压更低的元件。

图1是表示实施方式的半导体光源控制装置100及其所连接得的部件的构成的电路图。半导体光源控制装置100向串联连接的多个(N个)车载用的LED2-1～2-N供给驱动电流Iout，使其点亮。N是2以上的自然数。半导体光源控制装置100和N个LED2-1～2-N被安装于前灯等车辆用灯具。半导体光源控制装置100与车载电池6、电源开关8相连接。

车载电池6产生12V(或24V)的直流电池电压(电源电压)Vbat。电源开关8是为控制N个LED2-1～2-N整体的接通、关断而设的继电器开关，与车载电池6串联而设。在电源开关8接通时，电池电压Vbat作为输入电压而从车载电池6的正极端子提供给半导体光源控制装置100。车载电池6的负极端子与固定电压端子相连接、即被接地。

与各LED2-1～2-N并联且反向地连接有静电保护齐纳二极管252-1～252-N。即，第1静电保护齐纳二极管252-1的阴极与第1LED2-1的阳极相连接，第1静电保护齐纳二极管252-1的阳极与第1LED2-1的阴极相连接。第2静电保护齐纳二极管252-2～第N静电保护齐纳二极管252-N也是同样。静电保护齐纳二极管保护对应的LED不发生静电引起的故障。

半导体光源控制装置100包括开关调节器、即回扫调节器(fly backregulator)102、下变换器104、控制电路106、电流检测电阻108、N个旁路/限幅电路250-1～250-N、N个电平转换(level shift)电路254-1～254-N、以及旁路驱动电路112。控制电路106控制回扫调节器102和下变换器104，包括回扫驱动电路134、下变换器驱动电路136、迟滞宽度设定电路138。

回扫调节器102是电压调节器，将所被输入的电池电压Vbat变换成目标电压Vt后输出。回扫调节器102的高电位侧的输出端子成为接地侧，故目标电压Vt是被施加于回扫调节器102的低电位侧的输出端子的电压，具有负极性。回扫调节器102包括输入电容器114、第1开关元件116、输入变压器124、输出二极管126、输出电容器128、电压检测二极管130、以及电压检测电容器132。

输入电容器114与车载电池6并联而设，使电池电压Vbat平滑化。更具体来说，输入电容器114被设在输入变压器124的附近，发挥针对回扫调节器102的开关动作的电压平滑化的功能。

输入变压器124的初级绕组118和第1开关元件116被串联连接，其串联电路相对于车载电池6而与输入电容器114并联连接。例如第1开关元件116由N沟道MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。输入变压器124的次级绕组120的一端与输出电容器128的一端连接，次级绕组120的另一端与输出二极管126的阳极连接。输出电容器128的另一端与输出二极管126的阴极连接。输出电容器128的一端与回扫调节器102的低电位侧的输出端子连接，被施加目标电压Vt。输出电容器128的另一端与回扫调节器102的高电位侧的输出端子相连接。

第1开关元件116的控制端子(栅极)上被施加回扫驱动电路134所生成的矩形波状的前级控制信号S1。第1开关元件116在前级控制信号S1为有效时、即高电平时接通，在无效时、即低电平时关断。

输入变压器124的电压检测用绕组122、电压检测二极管130及电压检测电容器132构成用于将目标电压Vt的大小作为正极性的电压来进行检测的正极电压检测电路。电压检测用绕组122的一端被接地，另一端与电压检测二极管130的阳极相连接。电压检测二极管130的阴极与电压检测电容器132的一端相连接。电压检测电容器132的另一端被接地。电压检测电容器132的一端被施加与目标电压Vt的绝对值相应的正电压。该电压被作为检测电压Vd提供给回扫驱动电路134。

回扫驱动电路134基于检测电压Vd进行用于使目标电压Vt保持大致恒定的电压反馈控制。回扫驱动电路134调整前级控制信号S1的频率及占空比，以使得目标电压Vt接近例如-100V程度的设定电压。

下变换器104被设在回扫调节器102的后级，包括第2开关元件140、续流二极管142、电感器144，但不包括输出电压平滑用的电容器。

第2开关元件140例如由N沟道MOSFET构成。第2开关元件140的控制端子被施加下变换器驱动电路136所生成的矩形波状的后级控制信号S2。第2开关元件140在后级控制信号S2为高电平时接通、为低电平时关断。第2开关元件140的漏极与输出电容器128的高电位侧、即回扫调节器102的高电位侧的输出端子相连接。第2开关元件140的源极与续流二极管142的阴极相连接。

续流二极管142的阳极与电感器144的一端连接。续流二极管142的阳极与电感器144的一端的连接节点被连接于输出电容器128的低电位侧、即回扫调节器102的低电位侧的输出端子。电感器144的另一端与N个LED2-1～2-N的阴极侧相连接。

电流检测电阻108被设在驱动电流Iout的路径上。电流检测电阻108的一端被连接于第2开关元件140的源极与续流二极管142的阴极的连接节点。电流检测电阻108的另一端接地，并与N个LED2-1～2-N的阳极侧相连接。电流检测电阻108上产生与驱动电流Iout成正比的电压降Vm。

N个LED2-1～2-N的阳极侧被接地，故N个LED2-1～2-N的阴极侧、即电感器144的另一端上被施加负极性的驱动电压Vout。通常点亮时，驱动电压Vout成为相当于处于发光状态的(＝对应的旁路开关关断的)LED的数量×一个LED的正向压降Vf的大小的负电压。

下变换器驱动电路136基于电压降Vm进行用于使驱动电流Iout保持在预定的电流范围内的电流反馈控制。下变换器驱动电路136在驱动电流Iout的大小超过预定的电流上限值Ith1时使第2开关元件140关断，在驱动电流Iout的大小低于比电流上限值Ith1小的电流下限值Ith2时使第2开关元件140接通。下变换器驱动电路136在驱动电流Iout的大小超过电流上限值Ith1时使后级控制信号S2成为低电平，在驱动电流Iout的大小低于电流下限值Ith2时使后级控制信号S2成为高电平。

迟滞宽度设定电路138基于驱动电压Vout设定电流上限值Ith1与电流下限值Ith2的差、即迟滞宽度ΔI。迟滞宽度设定电路138在驱动电压Vout的绝对值低于比目标电压Vt的绝对值小的电压阈值Vth时，驱动电压Vout的绝对值越变大、就越加大迟滞宽度ΔI，在驱动电压Vout的绝对值超过电压阈值Vth时，驱动电压Vout的绝对值越变大，就越减小迟滞宽度ΔI。

图2是表示迟滞宽度设定电路138的构成的电路图。迟滞宽度设定电路138具有第1运算放大器146、第1二极管148、第1电阻150、第2电阻152、第3电阻154、第4电阻156、第5电阻158、基准电压源160。第3电阻154的一端被施加控制电源电压Vcc。第3电阻154的另一端与第2电阻152的一端、第5电阻158的一端及第4电阻156的一端相连接。第4电阻156的另一端被接地。第5电阻158的另一端被施加驱动电压Vout。第2电阻152的另一端与第1运算放大器146的反相输入端子相连接。第1运算放大器146的反相输入端子介由第1电阻150与第1二极管148的阳极相连接。第1二极管148的阴极与第1运算放大器146的输出端子相连接。第1运算放大器146的非反相输入端子被施加基准电压源160所生成的基准电压Vref。将第1二极管148的阳极所被施加的电压称作偏置电压Voffset。如后所述，偏置电压Voffset与迟滞宽度ΔI相对应，偏置电压Voffset越高，迟滞宽度ΔI也越变大。

关于第1运算放大器146的周边的电阻值，与成为同基准电压Vref的差动的第3电阻154、第4电阻156及第5电阻158的值相比，使决定放大率的第1电阻150、第2电阻152的值充分大，使得反馈电流不影响同基准电压Vref的差动。

图3是表示驱动电压Vout的绝对值与偏置电压Voffset的关系的图表。在负极性的驱动电压Vout的绝对值较小时，第3电阻154、第4电阻156及第5电阻158的共同连接节点的电压相对于基准电压Vref较大，故第1运算放大器146灌电流，偏置电压Voffset变小。偏置电压Voffset成为最大是在共同连接节点的电压变得与基准电压Vref相等时。

为实现在驱动电压Vout的绝对值成为电压阈值Vth时，迟滞宽度ΔI、即偏置电压Voffset成为最大这样的控制，将基准电压Vref设定成驱动电压Vout的绝对值与电压阈值Vth相等时的共同连接节点的电压。特别在回扫调节器102的设定电压为-100V时，将基准电压Vref设定成驱动电压Vout＝-Vth＝-50V时的共同连接节点的电压。

在驱动电压Vout的绝对值变大得超过电压阈值Vth时，第1运算放大器146的作用变得没有，共同连接节点的电压直接成为偏置电压Voffset。迟滞宽度设定电路138通过将像这样相对于驱动电压Vout的绝对值呈山型变化的偏置电压Voffset送往下变换器驱动电路136，来控制迟滞宽度ΔI，使下变换器104的开关频率收敛在预定的范围内。

图4是表示下变换器驱动电路136的构成的电路图。下变换器驱动电路136具有第2运算放大器162、比较器164、栅极驱动器166、第1电流镜电路170、第7电阻172、第8电阻174、第10电阻178、第12电阻182、第13电阻184、第1npn型双极晶体管190、第3开关元件202、第4开关元件204、第2电流镜电路206。

第2运算放大器162的非反相输入端子被施加偏置电压Voffset。第2运算放大器162的输出端子与第1npn型双极晶体管190的基极相连接，反相输入端子与第1npn型双极晶体管190的射极相连接。第8电阻174的一端与第1npn型双极晶体管190的射极相连接，另一端被接地。第1npn型双极晶体管190的集电极介由第7电阻172与第1电流镜电路170相连接。

第1电流镜电路170具有第6电阻168、第9电阻176、第11电阻180、第1pnp型双极晶体管192、第2pnp型双极晶体管194、第3pnp型双极晶体管196。这些电路元件以构成公知的电流镜电路的方式相互连接。第1电流镜电路170以流过第7电阻172的电流为输入、以流过第10电阻178的电流及流过第3开关元件202的电流为输出，使输入电流的大小和输出电流的大小变得大致相等。

第2电流镜电路206具有第14电阻186、第15电阻188、第2npn型双极晶体管198、第3npn型双极晶体管200。这些电路元件以构成公知的电流镜电路的方式相互连接。第2电流镜电路206以流过第10电阻178的电流为输入、以流过第4开关元件204的电流为输出，使输入电流的大小和输出电流的大小变得大致相等。

第3开关元件202例如由P沟道MOSFET构成。第4开关元件204例如由N沟道MOSFET构成。第3开关元件202的源极与第1电流镜电路170相连接。第3开关元件202的栅极与比较器164的反相输出端子相连接。第3开关元件202的漏极与第4开关元件204的漏极相连接。第4开关元件204的栅极与比较器164的反相输出端子相连接。第4开关元件204的源极与第2电流镜电路206相连接。

第12电阻182和第13电阻184在控制电源电压Vcc与接地电位之间按该顺序串联连接。第12电阻182与第13电阻184的连接节点同第3开关元件202的漏极与第4开关元件204的漏极的连接节点相连接。第3开关元件202的漏极与第4开关元件204的漏极的连接节点同比较器164的非反相输入端子相连接。比较器164的反相输入端子被施加电压降Vm。

比较器164的非反相输出端子与栅极驱动器166相连接。栅极驱动器166使后级控制信号S2的相位与比较器164的非反相输出端子所呈现的信号的相位相一致。即、栅极驱动器166在比较器164的非反相输出端子所呈现的信号变成高电平(低电平)时，使后级控制信号S2成为高电平(低电平)。

以偏置电压Voffset为输入的第2运算放大器162和第1npn型双极晶体管190输出Voffset/(第8电阻174的电阻值)的电流。将该电流根据以电压降Vm为输入的比较器164的输出的相位而向第12电阻182与第13电阻184的分压节点灌(sink)或拉(source)。关于桥接方式的第3开关元件202和第4开关元件204，在第2开关元件140的栅极为高电平(第2开关元件140接通)的时刻，第3开关元件202接通，第12电阻182与第13电阻184的分压节点的电压上升，被设定电流上限值Ith1。在驱动电流Iout上升而达到电流上限值Ith1时，与第2开关元件140的栅极变成低电平(第2开关元件140关断)实质上同时地、第4开关元件204接通。由此，第12电阻182与第13电阻184的分压节点的电压下降，被设定电流下限值Ith2。

驱动电流Iout的平均值被第12电阻182与第13电阻184的分压电压设定。此外，因迟滞宽度设定电路138的作用，驱动电压Vout的绝对值变得接近于电压阈值Vth时，灌/拉电流变大，故电流上限值Ith1-电流下限值Ith2＝迟滞宽度ΔI变大。驱动电压Vout的绝对值越远离电压阈值Vth，迟滞宽度ΔI越变小。这如后所述那样产生使下变换器104的开关频率收敛于预定范围的作用。

回到图1，半导体光源控制装置100被构成得能单独控制N个LED2-1～2-N的点亮和熄灭。旁路驱动电路112生成用于控制各LED2-1～2-N的点亮和熄灭的N个亮灭控制信号Sc1～ScN。旁路驱动电路112单独地控制各亮灭控制信号Sc1～ScN的电平，以使得得到所希望的亮度或配光图案。具体来说，旁路驱动电路112在要使第1LED2-1点亮时，使第1亮灭控制信号Sc1成为低电平，在要使第1LED2-1熄灭时，使第1亮灭控制信号Sc1成为高电平。关于第2亮灭控制信号Sc2～第N亮灭控制信号ScN也是同样。旁路驱动电路112将各亮灭控制信号Sc1～ScN输出到对应的电平转换电路254-1～254-N。

第1电平转换电路254-1从旁路驱动电路112接收第1亮灭控制信号Sc1，将其变换成以第1LED2-1的阴极的电压为基准、即低电平的第1旁路开关驱动信号Sd1。第1旁路开关驱动信号Sd1的相位与第1亮灭控制信号Sc1相位是一致的，但第1旁路开关驱动信号Sd1的低电平成为第1LED2-1的阴极的电压。第2电平转换电路254-2～第N电平转换电路254-N也同样地分别对第2亮灭控制信号Sc2～第N亮灭控制信号ScN进行电平转换后，提供到对应的第2旁路/限幅电路250-2～第N旁路/限幅电路250-N。

第1旁路/限幅电路250-1包括与第1LED2-1并联连接的第1旁路开关110-1。第1旁路/限幅电路250-1在第1旁路开关驱动信号Sd1为高电平(低电平)时，通过使第1旁路开关110-1接通(关断)来使第1LED2-1熄灭(点亮)。进而，第1旁路/限幅电路250-1被构成为在第1旁路开关驱动信号Sd1成为低电平时，利用第1旁路开关110-1来限制第1LED2-1的两端电压的上限。特别地，设定使得该两端电压的上限值比LED的Vf的最大值要高、且比被第1静电保护齐纳二极管252-1规定的齐纳电压要低。

第1旁路/限幅电路250-1包括限幅齐纳二极管256、防逆流二极管258、第16电阻260、第1旁路开关110-1。第1旁路开关110-1例如由N沟道MOSFET构成。

限幅齐纳二极管256的阴极与第1旁路开关110-1的漏极相连接。它们的连接节点与电流检测电阻108的另一端相连接，并与第1LED2-1的阳极和第1静电保护齐纳二极管252-1的阴极的连接节点相连接。限幅齐纳二极管256的阳极与防逆流二极管258的阳极相连接。第1旁路开关110-1的栅极被介由第16电阻260输入第1旁路开关驱动信号Sd1。第1旁路开关110-1的源极与第1LED2-1的阴极和第1静电保护齐纳二极管252-1的阳极的连接节点相连接。

在比使第1旁路开关110-1接通/关断的第1旁路开关驱动信号Sd1靠第1旁路开关110-1的栅极侧，连接限幅齐纳二极管256和防逆流二极管258的串联电路。即、防逆流二极管258的阴极被连接在第16电阻260与第1旁路开关110-1的栅极之间。

在设限幅齐纳二极管256的齐纳电压＝7V、防逆流二极管258的Vf＝0.5V、第1旁路开关110-1的栅极閾值电压＝2.5V时，若漏极-源极间电压达到10V，则第1旁路开关110-1开始接通，故第1LED2-1的两端电压的上限成为10V。在设LED的Vf的最大值＝6V、第1静电保护齐纳二极管252-1的齐纳电压＝20V时，限幅齐纳二极管256的齐纳电压被设定于3V至17V的范围。

防逆流二极管258是用于不妨碍基于第1旁路开关驱动信号Sd1的第1旁路开关110-1的接通/关断的元件。例如在要使并联连接的第1LED2-1熄灭、或者作为后述的断线或接触不良的措施而要使该第1旁路开关110-1接通时，若没有防逆流二极管258，则第1旁路开关110-1的栅极电压会从限幅齐纳二极管256的正向，介由接通状态的第1旁路开关110-1而下降。防逆流二极管258防止这样的状况发生。

第2旁路/限幅电路250-2～第N旁路/限幅电路250-N分别与第1旁路/限幅电路250-1同样地构成。

说明以上构成的半导体光源控制装置100的动作。

图5的(a)～(c)是表示驱动电流Iout的时间变化的图表。首先，考虑使LED仅点亮1个，然后使约半数点亮，再然后使所有LED点亮的状况。图5的(a)表示使LED仅点亮1个、并通过使对应的旁路开关接通而使其余N-1个LED熄灭时的驱动电流Iout的时间变化。图5的(b)表示使约半数、即N/2个LED点亮、并使其余的熄灭时的驱动电流Iout的时间变化。图5的(c)表示使全部LED点亮时的驱动电流Iout的时间变化。

在图5的(a)～(c)中，示出了迟滞宽度ΔI被调整使得不论LED的点亮数、熄灭数如何，第2开关元件140的开关频率、即开关周期Ts都大致恒定的情况。但接触本说明书的本领域技术人员能理解，在本实施方式中，只要控制迟滞宽度ΔI，使得抑制开关周期Ts因LED的点亮数、熄灭数的变化而变化即可。

参照图5的(a)，在使之点亮的LED的个数较少时，在第2开关元件140的接通时间Ton内，驱动电流Iout比较快速地上升，在第2开关元件140的关断时间Toff内，驱动电流Iout比较缓慢地下降。将此时的迟滞宽度记作ΔI1。驱动电压Vout的绝对值比较低，迟滞宽度设定电路138所生成的偏置电压Voffset也比较低。

参照图5的(b)，在使之点亮的LED的个数与使之熄灭的LED的个数为相同数量程度时，驱动电压Vout成为回扫调节器102的设定电压的一半程度，第2开关元件140的接通时间Ton与关断时间Toff相当。驱动电流Iout的整体的变化速度也比使之点亮的LED的个数较少时要大。

迟滞宽度设定电路138如图3所示那样产生更高的偏置电压Voffset。下变换器驱动电路136接受较高的偏置电压Voffset，使迟滞宽度ΔI2也比LED的点亮数为1时的迟滞宽度ΔI1变大。由此，驱动电流Iout的整体变化速度的増大量被抵消，开关周期Ts被保持大致恒定。

参照图5的(c)，在使之熄灭的LED的个数较少或没有时，在第2开关元件140的接通时间Ton内，驱动电流Iout比较缓慢地上升，在第2开关元件140的关断时间Toff内，驱动电流Iout比较快速地下降。驱动电流Iout的整体变化速度与LED的点亮数和熄灭数相当时相比变小。驱动电压Vout的绝对值比较高，迟滞宽度设定电路138所生成的偏置电压Voffset比较低。

下变换器驱动电路136接受较低的偏置电压Voffset，使迟滞宽度ΔI3比LED的点亮数与熄灭数相当时的迟滞宽度ΔI2减小。由此，驱动电流Iout的整体变化速度的减少量被抵消，开关周期Ts被保持大致恒定。

根据本实施方式的半导体光源控制装置100，即使驱动电流Iout的路径上发生了接触不良或断线等导通不良，也能抑制被施加于旁路开关的电压的上升。例如考虑在第1LED2-1为点亮状态、即第1旁路开关110-1关断时，比第1LED2-1的阳极与第1静电保护齐纳二极管252-1的阴极的连接节点靠上流侧的布线、即图1所示的电路的标号262所示的“×”标记的布线发生了接触不良或断线的情况。

控制电路106检测到驱动电流Iout变得不流通时，检查哪条布线或LED发生了断线，并在图1所示的电路中，采取使第1旁路开关110-1接通，其它LED能够点亮这样的措施。

然而，该措施通常需要数十毫秒～数百毫秒的时间。在此，半导体光源控制装置若不具有本实施方式的限幅功能，则因不存在输出电压平滑用的电容器，在上述那样的接触不良或断线发生后，蓄积在电感器144中的能量和第1旁路开关的寄生电容所决定的数kV(绝对值)的高电压立刻被输出。在第1旁路开关接通前，这样的高电压将被施加于第1旁路开关。因此，作为第1旁路开关，尽管通常点亮时仅被施加数V的电压，但考虑到接触不良或断线的情况，仍需要选用耐数kV电压的元件。

与此不同，通过本实施方式的具有限幅功能的半导体光源控制装置100，在发生了上述那样的断线或接触不良时，第1旁路开关110-1的漏极-源极间电压虽会上升，但因限幅齐纳二极管256和第1旁路开关110-1自身的作用，该电压的上升被限制。因此，即便考虑到接触不良或断线的情况，作为第1旁路开关110-1，也能选用更低耐压的元件。

在此，在发生了断线或接触不良时，作为一例，数十毫秒～数百毫秒间内第1旁路开关110-1上被施加10V×1A＝10W程度，但原本就需要采用接通电阻小、某程度较大尺寸的器件，故对器件尺寸或成本的影响较少。

例如考虑在第1LED2-1为点亮状态、即第1旁路开关110-1关断时，在比第1LED2-1的阳极与第1静电保护齐纳二极管252-1的阴极的连接节点靠下流侧的布线、即图1所示的电路的标号264所示的“×”标记的布线处发生了接触不良或断线的情况。若半导体光源控制装置不具有本实施方式的限幅功能，则蓄积在电感器144中的能量的大半会被第1静电保护齐纳二极管消耗。因此，作为第1静电保护齐纳二极管，需要选用能耐那样大的功耗的元件。或者，作为第1静电保护齐纳二极管，也考虑采用具有比在发生接触不良或断线时可能发生的数kV电压更高的齐纳电压的元件，但一般来说若齐纳电压那么高，则无法发挥本来的静电保护的作用。

与此不同，根据本实施方式的具有限幅功能的半导体光源控制装置100，第1LED2-1的两端电压的上限值被设定得比第1静电保护齐纳二极管252-1所规定的齐纳电压低。因此，作为第1静电保护齐纳二极管252-1，能选用比较小的齐纳二极管。

对于第2LED2-2至第NLED2-N的任一者，在发生了同样的接触不良或断线时，被施加于对应的旁路开关或静电保护齐纳二极管的电压的上限同样地被限制。因此，作为对应的旁路开关，能采用耐压更低的元件，作为对应的静电保护齐纳二极管，能采用比较小的齐纳二极管。

此外，在本实施方式的半导体光源控制装置100中，用于控制LED的亮灭的旁路开关也作为用于实现对LED的两端电压的限幅功能的开关来使用。即，旁路开关在亮灭控制功能和限幅功能中被共用。由此，能既实现亮灭控制功能和限幅功能，又抑制元件数的増大。

在本实施方式的半导体光源控制装置100中，在向N个LED2-1～2-N的输出级没有设置平滑用的电容器，故驱动电流Iout对第2开关元件140的追踪性变得更好。特别是在第2开关元件140被关断时，驱动电流Iout变小，在第2开关元件140被接通时，驱动电流Iout变大。并且，为使驱动电流Iout在目标值附近稳定，取代平滑化而采用了驱动电流Iout的迟滞控制。其结果，能使电流反馈中的响应高速化。例如，基于旁路驱动电路112和旁路开关的作用，在LED的点亮数变化了时，能使驱动电流Iout更快速地追踪那样的负载的变动。特别是能抑制增加了LED的点亮数时的驱动电流Iout的下冲和减少了点亮数时的驱动电流Iout的过冲。

此外，在本实施方式的半导体光源控制装置100中，前级的回扫调节器102被设为负极输出，并且后级的下变换器104也被设为负极输出。由此，作为旁路开关，能采用特性更好的N沟道MOSFET。

除是负极输出外，电感器144不是被设置在续流二极管142的阴极与输出之间、而是被设置在阳极与输出之间，故作为下变换器104的第2开关元件140，能采用特性更好的N沟道MOSFET。此外，能稳定地检测驱动电压Vout。

另外，在半导体光源控制装置为正极输出时，考虑到LED接地故障的情况，驱动电流的检测多在高端(high side)来进行。在此若负载发生变化，则检测部位的电位也发生变化，故难以进行准确的驱动电流检测。此外，检测电路的构成也可能变得更加复杂。因此，在本实施方式的半导体光源控制装置100中，采用负极输出，并对正极侧、即接地侧的输出设置电流检测电阻108。由此，即使负载(驱动电压Vout)发生变化，该变化对驱动电流Iout的检测部位的电位的影响也较少，能稳定地检测驱动电流Iout。此外，能使检测电路的构成简化。

在对驱动电流Iout进行迟滞控制时，若向下变换器104的输入电压或驱动电压Vout变化、或者这两者都变化，则驱动电流Iout的上升和下降的倾斜度发生变化，因而第2开关元件140的开关频率可能发生变化。因此，在本实施方式的半导体光源控制装置100中，为抑制开关频率的变化，调整迟滞宽度ΔI。特别是通过设定目标开关频率以避开已知的射频噪声的频带，能抑制射频噪声对半导体光源控制装置100的不良影响。

此外，在本实施方式的半导体光源控制装置100中，通过回扫调节器102的作用，电池电压Vbat的变动所导致的向下变换器104的输入电压的变动被抑制。因此，向下变换器104的输入电压的变动所导致的开关频率的变化被抑制。换言之，无需再以向下变换器104的输入电压和驱动电压Vout的组合来选择迟滞宽度ΔI，主要基于驱动电压Vout选择迟滞宽度ΔI即可，故用于调整迟滞宽度ΔI的控制被更加简化。这有助于控制电路的小规模化、高速化。

此外，在本实施方式的半导体光源控制装置100中，在回扫调节器102的输出级设有输出电容器128。在使旁路开关接通时，若第2开关元件140是接通的，则蓄积在该输出电容器128中的电荷会要一下子流向LED。然而，由于半导体光源控制装置100中在驱动电流Iout的路径上设有电感器144，故这样的电荷流动被平滑化，驱动电流Iout的过冲被抑制。在关断旁路开关时，同样能抑制驱动电流Iout的下冲。

考虑为抑制旁路开关切换时的驱动电流Iout的过冲和下冲而独创的以下比较例的半导体光源点亮电路300。

图6是表示比较例的半导体光源点亮电路300的构成的电路图。半导体光源点亮电路300是基本上不使用平滑电容器的正向转换器(forwardconverter)。半导体光源点亮电路300包括控制电路302、输入电容器306、复位电路308、变压器310、第5开关元件312、第2二极管314、第3二极管316、电感器318、电流检测电阻320。

控制电路302在驱动电流的大小超过预定的电流上限值时使第5开关元件312关断，在驱动电流的大小低于电流下限值时使第5开关元件312接通。

针对半导体光源点亮电路300，若将变压器310的绕组比记作Ns/p、电感器318的电感记作Ls’、驱动电流的迟滞宽度记作ΔI’、输入电压记作Vin、输出电压记作Vout(<0)、第5开关元件312的接通时间记作Ton’、第5开关元件312的关断时间记作Toff’、开关频率记作F’，整流二极管的正向压降较小而忽略，则F’能通过下式求出。

[式1]

$\left.\begin{array}{c}{F}^{\&prime;}=\frac{1}{T^{\&prime;}},T^{\&prime;}=T^{\&prime;}\mathrm{on}+T^{\&prime;}\mathrm{off}\\ T^{\&prime;}\mathrm{on}=\frac{\mathrm{\&Delta;}{I}^{\&prime;}\&times;{\mathrm{Ls}}^{\&prime;}}{\mathrm{Vin}\&times;\mathrm{Ns}/p-\left|\mathrm{Vout}\right|},T^{\&prime;}\mathrm{off}=\frac{\mathrm{\&Delta;}{I}^{\&prime;}\&times;{\mathrm{Ls}}^{\&prime;}}{\left|\mathrm{Vout}\right|}\end{array}\right\}$ （式1）

在半导体光源点亮电路300中，设定变压器310的绕组比＝16.7(将输入＝6V变换成输出＝100V)、电感器318的电感＝500μH、迟滞宽度＝0.1A时，由式1求得的Vin与Vout及F’的关系如下第1表所示。在此，假想输入电压变动＝6V～20V、输出(负载)电压变动＝-4V～-88V(串联22个Vf＝4V的LED。

[表1]

此时，开关频率F’最大/最小变动约17倍。若加大电感，则能抑制该变动幅度，但电路会大型化。另外，在实现了将该开关频率F’的大变动通过输入电压与输出电压运算而抑制到预定范围的功能的情况下，控制电路规模会变大。

本实施方式的半导体光源控制装置100也进行同样的计算。对于半导体光源控制装置100，若将电感器144的电感记作Ls、开关频率记作F，续流二极管142的正向压降较小而忽略，则F可以通过下式求出。

[式2]

$\left.\begin{array}{c}F=\frac{1}{T},T=\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff}\\ \mathrm{Ton}=\frac{\mathrm{\&Delta;I}\&times;\mathrm{Ls}}{\left|\mathrm{Vt}\right|-\left|\mathrm{Vout}\right|},\mathrm{Toff}=\frac{\mathrm{\&Delta;I}\&times;\mathrm{Ls}}{\left|\mathrm{Vout}\right|}\end{array}\right\}$ （式2）

在半导体光源控制装置100中，设定目标电压Vt＝-100V、电感器144的电感＝500μH、迟滞宽度＝0.1A时，通过式2求得的Vt与Vout及F的关系如下第2表所示。

[表2]

此时，开关频率F的变动被抑制到约6.5倍。另外，引起该变动的主要参数是驱动电压Vout，目标电压Vt实质上是被固定的，故能使为抑制开关频率F的变动而调整迟滞宽度ΔI的控制电路的规模变得比较小。

从第2表的开关频率F的理论计算值可见，随着驱动电压Vout从-4V下降到-44V，开关频率F上升，且随着驱动电压Vout从-44V下降到-88V，开关频率F下降。开关频率F的上升/下降的分界是第1级(前级)的回扫调节器102的输出电压(第2级(后级)的下变换器104的输入电压)的约一半的-50V。因此，通过在Vout>-50V时、驱动电压Vout越低、越加大迟滞宽度ΔI，而在Vout<-50V时、驱动电压Vout越低、越减小迟滞宽度ΔI，通过如此控制，能容易地使开关频率F收敛于预定范围。

此外，在本实施方式中，找到了开关频率F的上升/下降的分界是在回扫调节器102的输出电压的约一半，但在伴有其它电路配置的其它实施方式中，该分界有时在输出电压的三分之一或四分之一等。共通地来说，在Vout的最大值与最小值之间，可能存在迟滞宽度一定时得到开关频率F的最大值的Vout。因此，通过实验或仿真等找出这样的Vout，并构成电路使得迟滞宽度ΔI在这样的Vout时成为最小，如此能够更优良地抑制开关频率F的变动。

将针对本实施方式的半导体光源控制装置100的参数的设定例示于以下的第3表。

[表3]

Vout（V)	Voffset	下限电压	上限电压	Ith2	Ith1	平均电流	开关频率
								-4	0.25	0.2356	0.2456	1.178	1.228	1.203	382.2kHz
-8	0.37	0.2332	0.2480	1.166	1.240	1.203	498.7kHz
								-12	0.48	0.2309	0.2503	1.154	1.252	1.203	542.3kHz
-16	0.60	0.2285	0.2527	1.143	1.264	1.203	555.8kHz
								-20	0.72	0.2262	0.2551	1.131	1.275	1.203	553.7kHz
-24	0.83	0.2238	0.2574	1.119	1.287	1.203	542.8kHz
								-28	0.95	0.2215	0.2598	1.107	1.299	1.203	526.1kHz
-32	1.07	0.2191	0.2621	1.095	1.311	1.203	505.7kHz
								-36	1.18	0.2167	0.2645	1.084	1.322	1.203	482.6kHz
-40	1.30	0.2144	0.2668	1.072	1.334	1.203	457.6kHz
								-44	1.42	0.2120	0.2692	1.060	1.346	1.203	431.0kHz
-48	1.54	0.2097	0.2716	1.048	1.358	1.203	403.4kHz
								-52	1.56	0.2093	0.2720	1.046	1.360	1.203	398.2kHz
-56	1.46	0.2113	0.2700	1.056	1.350	1.203	419.6kHz
								-60	1.36	0.2132	0.2680	1.066	1.340	1.203	438.2kHz
-64	1.26	0.2152	0.2660	1.076	1.330	1.203	453.4kHz
								-68	1.16	0.2172	0.2640	1.086	1.320	1.203	464.4kHz
-72	1.06	0.2192	0.2621	1.096	1.310	1.203	469.9kHz
								-76	0.97	0.2211	0.2601	1.106	1.300	1.203	468.4kHz
-80	0.87	0.2231	0.2581	1.116	1.291	1.203	457.3kHz
								-84	0.77	0.2251	0.2561	1.125	1.281	1.203	433.1kHz
-88	0.67	0.2271	0.2542	1.135	1.271	1.203	390.0kHz

Voffset是调整图2所示的迟滞宽度设定电路138的电路常数，使得在Vout＝-50V附近、如图3所示的图表那样电压值变高的值。下限电压和上限电压是图4所示的下变换器驱动电路136的第12电阻182与第13电阻184的分压节点的电压，分别对应于电流下限值Ith2、电流上限值Ith1。下限电压和上限电压是设定第8电阻174、第12电阻182、第13电阻184的各电阻值和控制电源电压Vcc，基于偏置电压Voffset而算出的。平均电流是电流上限值Ith1与电流下限值Ith2的平均值。开关频率是在与式2相同的算式中，取ΔI＝Ith1-Ith2、Vt＝-100V、Ls＝200μH而求得的。

可知即使将Ls从500μH减小到200μH，也能使开关频率收敛于550kHz强～400kHz弱的范围内。即，通过本实施方式的半导体光源控制装置100，能使用于对驱动电流Iout进行平滑化的电感小型化。

此外，将比较例的半导体光源点亮电路300与本实施方式的半导体光源控制装置100进行比较，在半导体光源控制装置100中，虽然增加了回扫调节器102的输出电容器128和下变换器104的第2开关元件140，但能从半导体光源点亮电路300去除复位电路308，所以电路规模是几乎同等的。

以上说明了实施方式的半导体光源控制装置的构成和动作。该实施方式仅是例示，本领域技术人员能理解其各构成要素和各处理的组合可以有各种各样的变形例，并且这样的变形例也包含在本发明的范围内。

在实施方式中，作为下变换器104的元件配置，说明了将第2开关元件140配置在续流二极管142的阴极侧，将电感器144配置在续流二极管142的阳极侧的情况，但不限于此。续流二极管只要与回扫调节器102的输出电容器12并联连接即可。第2开关元件只要设在从输出电容器128的一端至LED、并从LED回到输出电容器128的另一端的驱动电流Iout的路径上，并且设在输出电容器128与续流二极管之间即可。第2开关元件的开关可以基于驱动电流来进行控制。电感器144只要被设在驱动电流Iout的路径上、且设于续流二极管与LED之间即可。

图7的(a)～(c)是表示第1、第2及第3变形例的半导体光源控制装置400、500、600的构成的电路图。图7的(a)表示第1变形例的半导体光源控制装置400的构成。第2开关元件440的一端与回扫调节器102的高电位侧输出连接，另一端与续流二极管442的阴极连接。电感器444的一端连接于第2开关元件440的另一端与续流二极管442的阴极的连接节点。电感器444的另一端接地，并成为对LED的高电位侧输出端子。续流二极管442的阳极与回扫调节器102的低电位侧输出连接，并成为对LED的低电位侧输出端子。

图7的(b)表示第2变形例的半导体光源控制装置500的构成。续流二极管542的阴极与回扫调节器102的高电位侧输出连接并被接地，形成对LED的高电位侧输出。第2开关元件540的一端与回扫调节器102的低电位侧输出连接，另一端与续流二极管542的阳极连接。电感器544的一端连接于第2开关元件540的另一端与续流二极管542的阳极的连接节点。电感器544的另一端成为对LED的低电位侧输出端子。

图7的(c)表示第3变形例的半导体光源控制装置600的构成。第2开关元件640的一端与回扫调节器102的低电位侧输出连接，另一端与续流二极管642的阳极连接。第2开关元件640的另一端与续流二极管642的阳极的连接节点形成对LED的低电位侧输出。续流二极管642的阴极与电感器644的一端连接。续流二极管642的阴极与电感器644的一端的连接节点连接于回扫调节器102的高电位侧输出。电感器644的另一端被接地，并成为对LED的高电位侧输出端子。

通过第1、第2及第3变形例的半导体光源控制装置400、500、600，同实施方式的半导体光源控制装置100一样，能减少驱动电流Iout的过冲和下冲。

在实施方式中，说明了通过使输出的高电位侧、即多个LED的阳极侧接地来实现负极输出的情况，但不限于此，例如也可以使多个LED的阳极侧连接于被施加电池电压Vbat等直流电压的端子。

在实施方式中，说明了不实时地测量开关频率，而是基于驱动电压Vout与开关频率的已知关系来确定驱动电压Vout与迟滞宽度ΔI的关系，并构成电路使得迟滞宽度ΔI按照该关系而变化的情况，但不限于此。例如，也可以半导体光源控制装置具有测定第2开关元件140的开关频率的电路，调整迟滞宽度使得这样测定出开关频率进入目标频率范围。

在实施方式中，说明了半导体光源控制装置100包含N个旁路开关110-1～110-N的情况，但不限于此，旁路开关也可以在半导体光源控制装置之外另行设置。

在实施方式中，说明了进行驱动电流的迟滞控制的情况，但不限于此，例如也可以控制第2开关元件140的占空比，使得对电压降Vm进行适当滤波后的电压接近于与目标电流对应的基准电压。

在实施方式中，说明了构成如下驱动电路的情况：通过组合回扫调节器102和下变换器104，来生成驱动电流Iout，并进行使该驱动电流Iout的大小接近于目标值的控制。但不限于此，作为这样的驱动电路，例如也可以采用图6所示的电路，或者采用被进行电流反馈控制的回扫调节器。

图8是表示第4变形例的半导体光源控制装置700及其连接的部件的构成的电路图。半导体光源控制装置700包括回扫调节器702、电流检测电阻708、旁路驱动电路112、N个旁路/限幅电路250-1～250-N、N个电平转换电路254-1～254-N。

关于回扫调节器702输出的最大电压的限制值，考虑串联连接的N个LED全都点亮的情况而设定在Vf之和以上。例如设1个LED的Vf的最大值为6V，串联连接30个LED时的限制值被设定在180V以上。在此，在图8的标号762所示的“×”标记的布线处发生了接触不良或断线的瞬间，LED中不会流过驱动电流Iout，故回扫调节器702的输出电压朝180V上升。控制电路(未图示)进行如下这样的措施：检测到不再流过驱动电流Iout时，就检查哪个布线或LED发生了断线，在图8的电路中，接通第1旁路开关110-1，其它LED能够点亮。该措施通常消耗数十毫秒～数百毫秒的时间。

这里，在半导体光源控制装置不具有限幅齐纳二极管256和防逆流二极管258时，第1旁路开关被接通前，回扫调节器702的输出电压达到180V。此时，若设所使用的LED的Vf的(室温下的)平均值为4V、电流几乎不流过时为3V，则第1旁路开关被施加180V-3V×30个＝90V的电压。因此，对于30个旁路开关的任一者，虽然通常都仅被施加数V的电压，但若考虑到断线或接触不良，则必须选用100V耐压的元件。

然后，若在图8的标号764所示的“×”标记的布线处发生了断线或接触不良，则第1静电保护齐纳二极管在几乎不流过电流时被施加上述的90V，在流过控制电流时被施加180V-4V×30个＝60V。在此，若设第1静电保护齐纳二极管的齐纳电压为20V，则90V或60V都是比20V高的电压，故在使控制电流为1A时，在数十毫秒至数百毫秒间，20V×1A＝20W被施加于第1静电保护齐纳二极管，就需要选用能耐此情况的元件。为避免该情况，只要使第1静电保护齐纳二极管的齐纳电压在90V以上即可，但又难以发挥本来的静电保护的作用。

因此，本变形例的半导体光源控制装置700具有第1旁路/限幅电路250-1，由此，即使发生了接触不良或断线，被施加于第1旁路开关110-1的电压的上限也被抑制。因此，作为第1旁路开关110-1，可以不必选用100V以上的高耐压的元件。另外，只要将第1旁路/限幅电路250-1的限制电压设定在第1静电保护齐纳二极管252-1的齐纳电压以下，就能选用较小的齐纳二极管。

此外，在实施方式的半导体光源控制装置100中，不具有限幅功能时的旁路开关被要求kV级的耐压，故设置限幅功能的耐压抑制效果在实施方式中更加显著。

在实施方式中，说明了LED与旁路开关一一对应的情况，但不限于此，也可以用一个旁路开关控制多个LED的亮灭。例如在对串联的2个LED连接一个旁路开关的情况下，LED的Vf的合计最大值＝12V、静电保护齐纳二极管的齐纳电压＝40V，故只要使限幅齐纳二极管的齐纳电压在9V至37V的范围即可。在使限幅齐纳二极管的齐纳电压为20V时，两端电压的限制值成为23V，故作为旁路开关，只要选择30V耐压的元件即可。

〔标号说明〕

6车载电池、8电源开关、100半导体光源控制装置、102回扫调节器、104下变换器、106控制电路、108电流检测电阻、128输出电容器、142续流二极管、144电感器。

〔工业可利用性〕

本发明能适用于控制光源的光源控制装置。

Claims (4)

1.一种光源控制装置，其特征在于，包括：

驱动电路，生成要流过串联连接的多个半导体光源的驱动电流，并进行使驱动电流的大小接近于目标值的控制，和

旁路/限幅电路，与上述多个半导体光源中的至少一部分并联连接；

上述旁路/限幅电路包括：

旁路开关，是N沟道MOSFET，通过在其栅极源级间输入的旁路开关驱动信号而被控制接通关断，和

钳位电路，设置于上述旁路开关的栅极漏极之间，将上述N沟道MOSFET的栅极漏极间电压钳位至规定的电压电平VCL以下；

在上述MOSFET的栅极源级间施加低电平电压VL的与上述旁路开关的关断对应的状态下，将上述多个半导体光源中的至少一部分的两端电压限制在VL+VCL以下。

2.如权利要求1所述的光源控制装置，其特征在于，

与各半导体光源并联且反向地连接齐纳二极管；

上述多个半导体光源中的至少一部分的两端电压的上限被限制得比与上述多个半导体光源中的至少一部分对应的至少一个齐纳二极管所规定的齐纳电压低。

3.如权利要求1或2所述的光源控制装置，其特征在于，

上述驱动电路包括：

开关调节器，将输入电压变换成目标电压，

续流二极管，与上述开关调节器的输出电容器并联连接，

开关元件，被设置在从上述输出电容器的一端至上述多个半导体光源、并从上述多个半导体光源回到上述输出电容器的另一端的驱动电流的路径上，且被设置在上述输出电容器与上述续流二极管之间，以及

电感器，被设在上述路径上，且被设在上述续流二极管与上述多个半导体光源之间。

4.如权利要求3所述的光源控制装置，其特征在于，

上述驱动电路还包括控制电路，在驱动电流的大小超过预定的第1阈值时使上述开关元件关断，在驱动电流的大小低于比上述第1阈值小的第2阈值时使上述开关元件接通。