CN104218806B - 一种零电压开通的反激式开关电源控制方法及电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种零电压开关的反激式开关电源控制方案，该控制方案将传统的辅助电源整流管设计为可控的辅助功率开关管，控制辅助功率开关管在主功率开关管开通之前先开通一段时间，实现变压器原边绕组反向励磁产生负向电流，使主功率开关管寄生二极管导通，实现主功率开关管零电压开通，减少主功率管的开通损耗，同时将辅助电源的多余的能量回馈至输入端，提高电路的效率。
Description
技术领域
本发明涉及反激式开关电源领域，尤其涉及一种具有零电压开通的反激式开关电源控制方法及电路。
背景技术
随着技术的发展，高频化已经成为开关电源发展的一种趋势，高频化可以有效的减小开关电源的体积，但是高频化也导致开关器件的开关管损耗增加，所以在高频化的同时如何实现开关器件零电压、零电流开通、关断也成为高频化研究的重点。
具有电路结构简单、成本低廉、性能优异的反激式电路拓扑广泛应用于中小功率的开关电源中，反激式开关电源具有连续模式和断续模式两种工作模式，一般情况下连续模式实现零电压、零电流开关难度较大，故目前很少有该方面的技术，而断续模式下整流管能实现零电流关断，且可以通过简单的控制实现主功率开关管零电压开通的要求。
申请号为US 2013/0148385A1的发明专利“ZERO VOLTAGE SWITCHING IN FLYBACKCONVERTERS WITH VARIABLE INPUT VOLTAGES”专利中讲述了一种实现主开关管零电压开通的控制方式，该专利中主要针对准谐振控制模式下不能完全实现低压输入和高压输入下零电压开通，提出一种新的控制方式，在同步整流电路基础上增加一控制信号实现如下功能，在原边开关管开通前，先将副边整流管开通一端时间，实现原边绕组反向励磁，产生负向电流，继而实现原边开关管零电压开通，并检测输入电压高低来控制副边整流管的开通时间长短。该专利方案理论上可以实现原边开关管在高低压时都能实现零电压开通，但有如下诸多缺点：
1.通过副边整流管将副边电容存储能量泄放回馈至原边，实现主功率管零电压开通，一方面导致电路的输出功率降低，电路的效率降低，另一方面同步整流开关管在泄放能量时是一种硬开关，在反向电流较大、输出电压较高的情况下势必会造成较大的开关损耗，同时也增大了同步整流开关管的电压应力。两者综合起来导致能量损耗可能要比开关管零电压开通节省的功耗大的多，这样虽然实现了零电压开通，但是电路效率依旧没有得到提高。
2.电压需要通过检测输入电压调节反向励磁时间，这样增加了控制电路的复杂性。
3.在变压器原副边绕组耦合较差时，漏感较大的情况下，缺点1将变的更为严重，易导致整个模块转换效率大幅度下降。
4.参照本专利中提及的设计方法，在高压输入时，如果Vin>nVo要实现原边开关管零电压开通，则同步整流管要开通较长的时间，储能电容释放出足够多的能量，产生足够的负向电流供原边谐振以实现原边开关管零电压开通，在专利中也提到这样虽然可以实现零电压开通减少开通损耗，但是损失了较多的副边能量，设计时需要考虑零电压开通节省的功耗与为了实现零电压开通所损耗的能量的折中。
发表于2014年4月第29卷第4期《电工技术学报》上的论文“电容钳位零电压开关同步整流反激变流器”中讲到通过在主功率开关管漏源极之间并联容值较大的电容吸收变压器漏感，利用专利US 2013/0148385A1“ZERO VOLTAGE SWITCHING IN FLYBACK CONVERTERSWITH VARIABLE INPUT VOLTAGES”中讲述到的类似控制方案实现主功率管零电压开通的效果。该方案虽然将电容吸收的漏感能量回馈到电源输入端，同样在原边关断时，控制副边整流管开通通过输出电压实现变压器反向励磁，原边绕组产生反向电流，进而实现主功率管零电压开通的效果，所以也存在转换效率低的问题，同样无法解决大漏感情况下应用受限的现象。
反激式开关电源变压器至少具有三个绕组，分别为原边输入绕组、副边输出绕组和辅助供电绕组，其中辅助供电绕组是为控制系统中控制IC和其它耗能元件提供能量，该绕组需要提供的能量相对输出端较小，且该绕组输出端电压允许变化范围相对副边输出端要大。当变压器漏感较大时，辅助供电绕组会因为交叉调整率的出现以下两种情况：1.输出端负载较轻时，因为交叉调整率导致辅助供电输出电压较低，无法满足电路正常工作需要；2.输出端负载较重时，因为交叉调整率导致辅助供电输出电压较高，超出额定的范围损坏器件。一般情况下解决上述问题方法为：设计出辅助供电绕组电压，即使输出端电压为空载时，辅助电源电压也能满足工作要求，再通过稳压管或者使用线性稳压器强行将辅助供电电压限定在一定的电压范围内。该方法虽然能解决因为交叉调整率而导致系统无法正常工作，但是以上方案存在以下问题：
1.稳压管的功率有限，长期工作在击穿状态会明显缩短使用寿命，影响可靠性；
2.线性电源在辅助绕组电压较高时存在较大的功率损耗，影响电路的工作效率，同时也增加了系统的复杂度。
发明内容
本发明的目的是，提供一种实现零电压开通的反激式开关电源控制方法，以实现主功率开关管在全输入电压范围内零电压开通，提升电路传输效率，解决辅助电源因交叉调整率导致的大范围波动问题。
与此相应的，本发明的另一个目的是，提供一种实现零电压开通的反激式开关电源控制电路，以实现主功率开关管在全输入电压范围内零电压开通，提升电路传输效率，解决辅助电源因交叉调整率导致的大范围波动问题。
就方法而言，本发明提供一种零电压开通的反激式开关电源控制方法，其控制步骤如下，
当主开关管的驱动信号由高电平变为低电平时，变压器所存储的能量通过第一副边绕组传输给第三电容，且经反激式开关电源电路的输出正端输出；
同时，将变压器中的能量通过辅助开关管的寄生二极管给第二电容存储能量，且给控制系统供电，以将变压器中能量释放完毕；
当变压器中能量释放完毕后，控制系统输出辅助开关管的驱动信号由低电平转换为高电平时，使辅助开关管导通，第二电容中存储的能量通过辅助开关管给变压器的辅助绕组进行反向励磁储能；
当控制系统输出辅助开关管的驱动信号由高电平转换为低电平时，使辅助开关管关断，原边绕组产生的负向电流通过主开关管的寄生二极管流向电源输入正端；
在负向电流方向发生翻转之前，控制系统输出主开关管的驱动信号由低电平转换为高电平，使主开关管导通。
优选的，所述主开关管的导通相对辅助开关管的导通所延迟的时间(Δt1)大于辅助开关管的导通时长(Δt2)。
优选的，所述辅助开关管关断后，至负向电流方向发生翻转之前的这段时间为辅助开关管关断后的谐振时间(Δt`)，谐振时间由公式确定，其中，L为变压器原边绕组的电感量，C为主开关管的集电结电容。
优选的，所述主开关管导通相对辅助开关管导通所延迟的时间Δt1、辅助开关管的导通时长Δt2与辅助开关管关断后的谐振时间Δt`的关系是，Δt1＝Δt2+Δt，Δt＝1～1.5Δt`；同时，主开关管导通相对辅助开关管导通所延迟的时间Δt1、辅助开关管的导通时长Δt2与辅助开关管关断后的谐振时间Δt`的关系满足Δt2+Δt`<Δt1<Δt2+1.5Δt`，其中，L为变压器原边绕组的电感量，C为主开关管的集电结电容。
就电路而言，本发明提供一种零电压开通的反激式开关电源控制电路，其特征在于，包括反激式开关电源电路，用于当主开关管的驱动信号由高电平变为低电平时，变压器所存储的能量通过第一副边绕组传输给第三电容，且经反激式开关电源电路的输出正端输出；辅助供电电路，用于在主开关管的驱动信号由高电平变为低电平的同时，将变压器中的能量通过辅助开关管的寄生二极管给第二电容存储能量，且给控制系统供电，以将变压器中能量释放完毕；当变压器中能量释放完毕后，控制系统输出辅助开关管的驱动信号由低电平转换为高电平时，使辅助开关管导通，第二电容中存储的能量通过辅助开关管给变压器的辅助绕组进行反向励磁储能；当控制系统输出辅助开关管的驱动信号由高电平转换为低电平时，使辅助开关管关断，原边绕组产生的负向电流通过主开关管的寄生二极管流向电源输入正端；在负向电流方向发生翻转之前，控制系统输出主开关管的驱动信号由低电平转换为高电平，使主开关管导通。
优选的，所述反激式开关电源电路，包含第一电阻、主开关管、具有原边绕组和副边绕组的变压器、第一二极管和第三电容，主开关管的漏极与原边绕组的异名端相连，原边绕组的同名端与输入正端相连，主开关管的源极与输入负端相连，主开关管源极和栅极间并联第一电阻；副边绕组的异名端与第一二极管的阳极相连，第一二极管的阴极分别与第三电容及输出正端连接，第三电容的另一端与输出负端连接，副边绕组的同名端与输出负端连接；所述辅助供电电路，包含辅助开关管、变压器的辅助绕组、第二电阻、第二电容、控制系统和具有信号输入端和输出端的采样反馈电路，控制系统具有Vcc端、第一驱动信号端、第二驱动信号端和FB端，所述辅助供电电路的具体连接关系是，辅助开关管的源极与辅助绕组的异名端相连，辅助绕组的同名端接输入负端；辅助开关管的漏极分别与第二电容及控制系统的Vcc端相连，第二电容的另一端接输入负端；辅助开关管的栅极与控制系统的第二驱动信号端相连，辅助开关管的栅极和源极间并联第二电阻；采样反馈电路的信号输入端与第一二极管的阴极相连，采样反馈电路的输出端与控制系统的FB端相连。
优选的，控制系统，包含开关电源控制IC和信号处理电路，所述开关电源控制IC根据采样反馈电路反馈的信号输出一定频率一定占空比的原驱动信号至信号处理电路，信号处理电路将输入的原驱动信号分解为第一驱动信号和第二驱动信号并分由两路输出，其中第二驱动信号为窄脉宽信号，其脉冲宽度为Δt2，用来驱动辅助开关管，第二驱动信号相对原驱动信号的上升沿无延时，而第一驱动信号相对于原驱动信号的上升沿延时Δt1，第一驱动信号的脉冲宽度与原驱动信号的脉冲宽度一致，用来驱动主开关管。
优选的，所述零电压开通的反激式开关电源控制电路中信号处理电路，包括，原驱动信号端、第一驱动信号端、第二驱动信号端、Vcc端、第五二极管、第五电容、第六电容、第六电阻、第七电阻、第一N沟道MOS管、第二N沟道MOS管、第一P沟道MOS管、第二P沟道MOS管，其具体连接关系是，原驱动信号端连接在第七电阻、第六电容和第五二极管的一端，其中第七电阻和第五二极管并联，第七电阻和第五二极管的另一端连接在第五电容、第一P沟道MOS管的栅极及第一N沟道MOS管的栅极，第五电容的另一端接地，第一P沟道MOS管的源极接地，第一P沟道MOS管的漏极分别与第一N沟道MOS管的源极及第一驱动信号端相连，第一N沟道MOS管的漏极接VCC端；第六电容的另一端连接在稳压二极管的阴极、第六电阻、第二P沟道MOS管的栅极及第二N沟道MOS管的栅极，第六电阻的另一端和稳压二极管的阳极接地，第二P沟道MOS管的源极接地，第二P沟道MOS管的漏极分别与第二N沟道MOS管的源极及第二驱动信号端相连，第二N沟道MOS管的漏极接VCC端。
与现有技术相比，本发明具有以下技术效果：
由于采用了以上控制方案，将反激开关电源中辅助绕组整流管设计为可控的开关管器件，开关管器件具有双向导通性和可控特性，既可以实现辅助电源的正常供电，又能有效的将辅助电源多余的能量回馈到输入端，通过控制反向励磁时间，提升转换效率同时实现主功率开关管在全输入电压范围内实现零电压开通，有效的降低主功率开关管的开通损耗，进一步提升电路的效率，特别是输入电压较高的情况下可以明显的降低主功率开关管的开通损耗。由于每一个开关周期内辅助电源都需要向辅助绕组提供反向励磁能量，实现主功率开关管零电压开通，从能力守恒的角度分析，实际上是增加了辅助电源的负载，辅助电源的负载增加有以下好处：在输出端负载较重的情况下，有效的抑制了因为交叉调整率导致辅助电源电压升高，特别是在动态负载的条件下降低了因负载变化触发辅助电源过压保护的风险。
附图说明
图1为本发明零电压开通的反激式开关电源控制电路的电路原理图；
图2为本发明零电压开通的反激式开关电源控制电路的控制系统的电路框图；
图3为本发明零电压开通的反激式开关电源控制电路的具体时序图；
图4为本发明零电压开通的反激式开关电源控制电路中控制系统的信号处理电路的第一实施例的电路原理图；
图5为本发明零电压开通的反激式开关电源控制电路中控制系统的信号处理电路的第二实施例的电路原理图。
具体实施方式
请参阅图1，为本发明零电压开通的反激式开关电源控制电路，其包括：反激式开关电源电路和辅助供电电路，
其中，反激式开关电源电路，包含电阻R1、第一开关管Q1、具有原边绕组Np1和副边绕组Ns1的变压器T1、二极管D1和电容C3，第一开关管Q1的漏极与原边绕组Np1的异名端相连，原边绕组Np1的同名端与输入正端Vi+相连，第一开关管Q1的源极与输入负端Vi-相连，第一开关管Q1的栅极与控制系统的驱动信号DRV1端相连，第一开关管Q1源极和栅极间并联电阻R1；副边绕组Ns1的异名端与二极管D1的阳极相连，二极管D1的阴极分别与电容C3及输出正端Vo+连接，电容C3的另一端与输出负端Vo-连接，副边绕组Ns1的同名端与输出负端连接。
辅助供电电路，包含第二开关管Q2、变压器T1的辅助绕组Np2、电阻R2、电容C2、控制系统U1和具有信号输入端和输出端的采样反馈电路U2，控制系统U1具有Vcc端、驱动信号DRV1端、驱动信号DRV2端和FB端(FB端又称信号反馈端，以下统一简称为FB端)，该辅助供电电路的具体连接关系是，第二开关管Q2的源极与辅助绕组Np2的异名端相连，辅助绕组Np2的同名端接输入负端Vi-；第二开关管Q2的漏极分别与电容C2及控制系统U1的Vcc端相连，电容C2的另一端接输入负端Vi-；第二开关管Q2的栅极与控制系统U1的驱动信号DRV2端相连；控制系统U1的驱动信号DRV1端与开关管Q1的栅极连接；第二开关管Q2的栅极和源极间并联电阻R2；采样反馈电路U2的信号输入端与二极管D1的阴极相连，采样反馈电路U2的输出端与控制系统U1的FB端相连。其中，电容C2作为辅助电源所提供的辅助电源VCC，在VCCmin～VCCmax范围内变化，电压设计符合其中，VCCmin满足电路最小工作电压要求，VCCmax满足电路最大工作电压要求。
请参阅图2，控制系统U1，包含开关电源控制IC和信号处理电路，开关电源控制IC根据采样反馈电路反馈的信号输出一定频率一定占空比的驱动信号DRV至信号处理电路，信号处理电路将输入的驱动信号DRV做如下处理：信号处理电路将驱动信号DRV分解为驱动信号DRV1和DRV2两路输出，各驱动信号的具体时序图如图3所示。其中，DRV2信号为窄脉宽信号，其脉冲宽度为Δt2，用来驱动开关管Q2，DRV2信号相对DRV信号的上升沿无延时，也就是说，当DRV信号转变为高电平时，DRV2信号也同时转变为高电平。而DRV1信号相对于DRV信号的上升沿延时Δt1，Δt1也反映了DRV1信号相对于DRV2信号的延迟时间，DRV1信号的脉冲宽度与DRV信号的脉冲宽度完全一致，用来驱动开关管Q1。为了能实现零电压开通主功率开关管Q1，DRV1信号的延迟时间Δt1需大于DRV2信号的脉冲宽度Δt2。
请参阅图3，该零电压开通的反激式开关电源控制电路的具体工作过程描述如下：在DRV1信号由高电平变为低电平时，变压器T1的副边绕组Ns1极性翻转，整流二极管D1导通，将变压器T1所存储的能量通过副边绕组Ns1传输给储能电容C3，且经输出正端输出给负载电阻Ro供电(负载电阻Ro可接于输出正端与输出负端之间，由于负载电阻Ro为外接部分，因而未在图3中示出)。同时辅助绕组Np2极性也发生翻转，与辅助绕组Np2相连的辅助开关管Q2寄生二极管导通，变压器T1中的能量通过辅助开关管Q2寄生二极管给辅助电源电容C2储能，且给控制系统供电。此过程持续到变压器T1中能量释放完毕，且在该过程结束前的Δt0时间内驱动信号DRV一直为低电平。
当驱动输出信号DRV由低电平转换为高电平时，经过控制系统电路处理后产生驱动信号DRV1和DRV2，DRV2信号相对DRV信号无延时，当DRV2信号为高电平时，辅助开关管Q2导通，辅助电源储能电容C2中存储的能量通过开关管Q2给变压器T1的辅助绕组Np1进行反向励磁储能，副边绕组Ns1感应电压低于输出电压Vo，二极管D1处于截止状态；经过Δt2时间后关断辅助开关管Q2，辅助开关管Q2关断后辅助绕组Np2极性翻转，原边绕组Np1上正下负，产生的负向电流通过主功率开关管Q1的寄生二极管流向电源输入正端Vi+，存储在辅助电源电容C2中的能量在此过程中有效地反馈回输入正端Vi+。
经过Δt1时间后，即在负向电流方向发生翻转之前，开通主功率开关管Q1即可实现主功率开关管Q1零电压开通。主功率开关管Q1开通后原边绕组开始正向励磁直至驱动信号DRV2电平由高变为低，此过程结束。
由于该零电压开通的反激式开关电源控制电路增设辅助供电电路，该辅助供电电路的导通时序超前于主功率开关管Q1的，以将开关管Q1关断时所截留的剩余能量，转移返送回电源输入端，而非硬性关断，从而实现开关管Q1的零电压开通，有效地降低主功率开关管Q1的开通损耗，进一步提升电路的效率，特别是在输出端负载较轻时，辅助供电电路为电源输入端返送回能量，从而可大大改善交叉调整率所导致的辅助电源输出电压低的问题。而在输入电压较高的情况下，由于每一个开关周期内辅助电源电容C2都需要向辅助绕组Np2提供反向励磁能量，实现主功率开关管Q1零电压开通，从能力守恒的角度分析，实际上是增加了辅助供电电路的负载，辅助供电电路的负载增加有以下好处：在输出端负载较重的情况下，有效的抑制了因为交叉调整率导致辅助电源电压升高，从而可以明显地降低主功率开关管Q1的开通损耗，特别是在动态负载的条件下，降低了因负载变化触发辅助供电电路过压保护的风险。又由于反激式开关电源电路中辅助绕组Np2的整流管设计为可控的开关管器件，开关管器件具有双向导通性和可控特性，既可以实现辅助电源电容C2的正常供电，又能有效的将辅助电源电容C2所储存的剩余能量回馈到输入端，且该零电压开通的反激式开关电源控制电路通过控制反向励磁时间，即可在提升转换效率的同时实现主功率开关管Q1在全输入电压范围内实现零电压开通，整体电路的设计、调试简单易行。
图4是本发明零电压开通的反激式开关电源控制电路中信号处理电路的第一实施例，该信号处理电路包括，驱动信号DRV端、驱动信号DRV1端、驱动信号DRV2端、Vcc端、二极管D5、电容C5、C6、电阻R6、R7、N沟道MOS管Q1A、Q2A、P沟道MOS管Q1B、Q2B，其具体连接关系是，驱动信号DRV端连接在电阻R7、电容C6和二极管D5的一端，其中电阻R7和二极管D5并联，电阻R7和二极管D5的另一端连接在电容C5、MOS管Q1B的栅极及MOS管Q1A的栅极，电容C5的另一端接地，MOS管Q1B的源极接地，MOS管Q1B的漏极分别与MOS管Q1A的源极及驱动信号DRV1端相连，MOS管Q1A的漏极接辅助电源VCC端。电容C6的另一端连接在稳压二极管D6的阴极、电阻R6、MOS管Q2B的栅极和MOS管Q2A的栅极，电阻R6的另一端和稳压二极管D6的阳极接地，MOS管Q2B的源极接地，MOS管Q2B的漏极分别与MOS管Q2A的源极及驱动信号DRV2端相连，MOS管Q2A的漏极接辅助电源VCC端。
上述电路工作过程描述如下：
当DRV输入信号为高电平时，DRV信号经过电容C6、电阻R6形成充电回路，在电阻R6两端电压小于MOS管开通电压Vgsth之前，MOS管Q2A一直是导通状态，其导通时间即为Δt2，
Δt2＝-RCln(Vgsth/VDRV) (公式1)
上述公式1中R即为电阻R6，C即为电容C6，VDRV为输入驱动器信号DRV的电压值，Vgsth为MOS管Q2A的开关门槛电平。
在Δt2时间内开关管Q2导通，辅助电源VCC通过辅助绕组Np2给变压器T1反向励磁，经过Δt2时间后关断开关管Q2，变压器T1各绕组极性发生翻转，其中原边绕组Np1极性为上正下负，原边绕组Np1产生负向电流，该负向电流经过Δt`时间后将主功率开关管Q1的漏源极间的结电容中存储的电荷完全抽空后，即可实现主功率开关管漏源极间并联的寄生二极管导通,之后再开通主功率开关管Q1即可实现零电压开通。
当DRV输入信号为高电平时，通过电阻R7和C5进行延时，延时时间为Δt1，
Δt1＝-RCln[(VDRV-Vgsth)/VDRV] (公式2)
其中上述公式2中R即为电阻R7，C即为电容C5，VDRV为输入驱动器信号DRV的电压值，Vgsth为MOS管Q1A的门槛电平，参照下列公式
Δt`为辅助开关管关断后的谐振时间，其中L为变压器T1原边绕组Np1的电感量，C为主功率开关管Q1的集电结电容。
其中，Δt1、Δt2与Δt`的关系是，Δt1＝Δt2+Δt，Δt＝1～1.5Δt`。
为了能实现全输入电压范围内主功率开关管零电压开通，Δt2，Δt1，Δt`需满足下列关系：
Δt2+Δt`<Δt1<Δt2+1.5Δt`
当DRV信号由高电平转变为低电平时，电容C5上电压通过二极管D5迅速拉低，MOS管Q1A关断，Q1B开通，DRV1信号被拉低，主功率开关管Q1关断，
图5是本发明零电压开通的反激式开关电源控制电路中信号处理电路的第二实施例，该电路的设计及工作原理同图4基本一致，在此不一一叙述。
本发明的实施方式不限于此按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明中具体实施电路还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。
Claims (8)
1.一种零电压开通的反激式开关电源控制方法，其控制步骤如下，
当主开关管的驱动信号由高电平变为低电平时，变压器所存储的能量通过第一副边绕组传输给第三电容，且经反激式开关电源电路的输出正端输出；
同时，将变压器中的能量通过辅助开关管的寄生二极管给第二电容存储能量，且给控制系统供电，以将变压器中能量释放完毕；
当变压器中能量释放完毕后，控制系统输出辅助开关管的驱动信号由低电平转换为高电平时，使辅助开关管导通，第二电容中存储的能量通过辅助开关管给变压器的辅助绕组进行反向励磁储能；
当控制系统输出辅助开关管的驱动信号由高电平转换为低电平时，使辅助开关管关断，原边绕组产生的负向电流通过主开关管的寄生二极管流向电源输入正端；
在负向电流方向发生翻转之前，控制系统输出主开关管的驱动信号由低电平转换为高电平，使主开关管导通。
2.根据权利要求1所述的零电压开通的反激式开关电源控制方法，其特征在于，所述主开关管的导通相对辅助开关管的导通所延迟的时间(Δt1)大于辅助开关管的导通时长(Δt2)。
3.根据权利要求1所述的零电压开通的反激式开关电源控制方法，其特征在于，所述辅助开关管关断后，至负向电流方向发生翻转之前的这段时间为辅助开关管关断后的谐振时间Δt`，谐振时间由公式确定，其中，L为变压器原边绕组的电感量，C为主开关管的集电结电容。
4.根据权利要求1所述的零电压开通的反激式开关电源控制方法，其特征在于，所述主开关管导通相对辅助开关管导通所延迟的时间Δt1、辅助开关管的导通时长Δt2与辅助开关管关断后的谐振时间Δt`的关系是，Δt1＝Δt2+Δt，Δt＝1～1.5Δt`；同时，主开关管导通相对辅助开关管导通所延迟的时间Δt1、辅助开关管的导通时长Δt2与辅助开关管关断后的谐振时间Δt`的关系满足Δt2+Δt`<Δt1<Δt2+1.5Δt`，其中，L为变压器原边绕组的电感量，C为主开关管的集电结电容。
5.一种零电压开通的反激式开关电源控制电路，其特征在于，包括
反激式开关电源电路，用于当主开关管的驱动信号由高电平变为低电平时，变压器所存储的能量通过第一副边绕组传输给第三电容，且经反激式开关电源电路的输出正端输出；
辅助供电电路，用于在主开关管的驱动信号由高电平变为低电平的同时，将变压器中的能量通过辅助开关管的寄生二极管给第二电容存储能量，且给控制系统供电，以将变压器中能量释放完毕；当变压器中能量释放完毕后，控制系统输出辅助开关管的驱动信号由低电平转换为高电平时，使辅助开关管导通，第二电容中存储的能量通过辅助开关管给变压器的辅助绕组进行反向励磁储能；当控制系统输出辅助开关管的驱动信号由高电平转换为低电平时，使辅助开关管关断，原边绕组产生的负向电流通过主开关管的寄生二极管流向电源输入正端；在负向电流方向发生翻转之前，控制系统输出主开关管的驱动信号由低电平转换为高电平，使主开关管导通。
6.根据权利要求5所述的零电压开通的反激式开关电源控制电路，其特征在于，
所述反激式开关电源电路，包含第一电阻、主开关管、具有原边绕组和副边绕组的变压器、第一二极管和第三电容，主开关管的漏极与原边绕组的异名端相连，原边绕组的同名端与输入正端相连，主开关管的源极与输入负端相连，主开关管源极和栅极间并联第一电阻；副边绕组的异名端与第一二极管的阳极相连，第一二极管的阴极分别与第三电容及输出正端连接，第三电容的另一端与输出负端连接，副边绕组的同名端与输出负端连接；
所述辅助供电电路，包含辅助开关管、变压器的辅助绕组、第二电阻、第二电容、控制系统和具有信号输入端和输出端的采样反馈电路，控制系统具有Vcc端、第一驱动信号端、第二驱动信号端和FB端，所述辅助供电电路的具体连接关系是，辅助开关管的源极与辅助绕组的异名端相连，辅助绕组的同名端接输入负端；辅助开关管的漏极分别与第二电容及控制系统的Vcc端相连，第二电容的另一端接输入负端；辅助开关管的栅极与控制系统的第二驱动信号端相连，辅助开关管的栅极和源极间并联第二电阻；采样反馈电路的信号输入端与第一二极管的阴极相连，采样反馈电路的输出端与控制系统的FB端相连。
7.根据权利要求6所述的零电压开通的反激式开关电源控制电路，其特征在于，
所述控制系统，包含开关电源控制IC和信号处理电路，所述开关电源控制IC根据采样反馈电路反馈的信号输出一定频率一定占空比的原驱动信号至信号处理电路，信号处理电路将输入的原驱动信号分解为第一驱动信号和第二驱动信号并分由两路输出，其中第二驱动信号为窄脉宽信号，其脉冲宽度为Δt2，用来驱动辅助开关管，第二驱动信号相对原驱动信号的上升沿无延时，而第一驱动信号相对于原驱动信号的上升沿延时Δt1，第一驱动信号的脉冲宽度与原驱动信号的脉冲宽度一致，用来驱动主开关管。
8.根据权利要求7所述的零电压开通的反激式开关电源控制电路，其特征在于，所述零电压开通的反激式开关电源控制电路中信号处理电路，包括，原驱动信号端、第一驱动信号端、第二驱动信号端、Vcc端、第五二极管、第五电容、第六电容、第六电阻、第七电阻、第一N沟道MOS管、第二N沟道MOS管、第一P沟道MOS管、第二P沟道MOS管，其具体连接关系是，原驱动信号端连接在第七电阻、第六电容和第五二极管的一端，其中第七电阻和第五二极管并联，第七电阻和第五二极管的另一端连接在第五电容、第一P沟道MOS管的栅极及第一N沟道MOS管的栅极，第五电容的另一端接地，第一P沟道MOS管的源极接地，第一P沟道MOS管的漏极分别与第一N沟道MOS管的源极及第一驱动信号端相连，第一N沟道MOS管的漏极接VCC端；第六电容的另一端连接在稳压二极管的阴极、第六电阻、第二P沟道MOS管的栅极及第二N沟道MOS管的栅极，第六电阻的另一端和稳压二极管的阳极接地，第二P沟道MOS管的源极接地，第二P沟道MOS管的漏极分别与第二N沟道MOS管的源极及第二驱动信号端相连，第二N沟道MOS管的漏极接VCC端。
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