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CN104079177A - 一种电压调整器的电路 - Google Patents

一种电压调整器的电路 Download PDF

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CN104079177A
CN104079177A CN201410290251.8A CN201410290251A CN104079177A CN 104079177 A CN104079177 A CN 104079177A CN 201410290251 A CN201410290251 A CN 201410290251A CN 104079177 A CN104079177 A CN 104079177A
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Abstract

本发明实施例公开了一种电压调整器的电路，包括电压输入端、变压单元、反馈控制单元、泄压单元以及电压输出端，其中，所述反馈控制单元用于在所述电压输出端的正极的输出电压高于或低于预设阈值时对应地降低或升高所述变压单元的压降，所述泄压单元包括开关管，所述反馈控制单元还用于在所述电压输出端的正极的输出电压跳变时导通所述开关管，所述开关管用于在导通时泄放所述电压输出端的正极的杂波。采用本发明，可以减少电压调整器的输出电压的噪声，提高电压调整器的稳定性。

Description

一种电压调整器的电路
技术领域
本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种电压调整器的电路。
背景技术
电压调整器是一种线性稳压器，通过在线性工作区运行的晶体管或MOSFET管调整输出电压，将输入电压与输出电压差额维持在额定值之内。电压调整器具有损耗低、静态电流小和结构简单等特点，因此广泛应用于各类的电子设备。
在应用过程中，难免地，电压调整器的输出电压可能会因为温度改变、电压漂移或工艺节点集成度增大等原因产生噪声，如尖刺脉冲等，直接给负载带来负担，如影响负载的响应速度和加大负载的能量损耗等。
发明内容
本发明实施例提供了一种电压调整器的电路，可以减少电压调整器的输出电压的噪声，提高电压调整器的稳定性。
本发明实施例第一方面提供了一种电压调整器的电路，包括电压输入端、变压单元、反馈控制单元、泄压单元以及电压输出端，其中：
所述变压单元的第一端与所述电压输入端的正极相连，所述变压单元的第二端与所述电压输出端的正极相连，所述反馈控制单元的输入端与所述电压输出端的正极相连，所述反馈控制单元的输出端与所述变压单元的受控端相连，所述泄压单元的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述泄压单元的第二端与所述电压输出端的负极相连，所述泄压单元的第三端与所述反馈控制单元的输出端相连；
所述反馈控制单元用于在所述电压输出端的正极的输出电压高于或低于预设阈值时对应地降低或升高所述变压单元的压降以稳定所述电压输出端的正极的输出电压，所述泄压单元包括开关管，所述反馈控制单元还用于在所述电压输出端的正极的输出电压跳变时导通所述开关管，所述开关管用于在导通时泄放所述电压输出端的正极的杂波。
在第一方面的第一种可能实现方式中，所述泄压单元还包括第一滤波电容和等效电阻，所述开关管是NMOS(Negative channel Metal Oxide Semiconductor，N沟道MOS)管，其中：
所述开关管的漏极与所述电压输出端的正极相连，所述开关管的源极分别与所述第一滤波电容的第一端和所述等效电阻的第一端相连，所述开关管的栅极与所述反馈控制单元的输出端相连，所述电压输出端的负极分别与所述第一滤波电容的第二端和所述等效电阻的第二端相连。
结合第一方面的第一种可能实现方式，在第二种可能实现方式中，当所述电压输出端的正极的输出电压发生跳变时，所述反馈控制单元的输出端的输出电压增大，所述开关管的栅极的电压将大于所述开关管的开启电压，进而所述开关管导通，所述第一滤波电容和所述等效电阻构成的滤波网络将滤除所述电压输出端的正极的杂波。
结合第一方面的可能实现方式，在第三种可能实现方式中，所述电路还包括滤波单元，所述滤波单元的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述滤波单元的第二端与所述电压输出端的负极相连；
所述滤波单元用于滤除所述电压输出端的正极的杂波。
结合第一方面以及第一方面的第三种可能实现方式，在第四种可能实现方式中，所述滤波单元包括第二滤波电容，所述第二滤波电容的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述第二滤波电容的第二端与所述电压输出端的负极相连。
结合第一方面的可能实现方式，在第五种可能实现方式中，所述反馈控制单元包括第一分压电阻、第二分压电阻以及误差放大器，其中：
所述第一分压电阻的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述第一分压电阻的第二端与所述第二分压电阻的第一端相连，所述第二分压电阻的第二端与所述电压输出端的负极相连，所述误差放大器的正输入端与所述第一分压电阻的第二端相连，所述误差放大器的负输入端接入第一参考电压，所述误差放大器的输出端分别与所述变压单元的受控端和所述泄压单元的第三端相连。
结合第一方面以及第一方面的第五种可能实现方式，在第六种可能实现方式中，所述变压单元包括P-Power-MOSFET(Positive channel-Power-Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，P沟道功率MOS场效应晶体)管，其中，所述P-Power-MOSFET管的源极与所述电压输入端的正极相连，所述P-Power-MOSFET管的漏极与所述电压输出端的正极相连，所述P-Power-MOSFET管的栅极与所述误差放大器的输出端相连。
结合第一方面以及第一方面的第六种可能实现方式，在第七种可能实现方式中，当所述电压输出端的正极的输出电压高于预设阈值时，所述误差放大器的正输入端的电压和所述第一参考电压的差值增大，进而所述误差放大器的输出端的输出电流减小，所述P-Power-MOSFET管的源极和漏极的压降增大，进而所述电压输出端的正极的输出电压减小；
当所述电压输出端的正极的输出电压低于预设阈值时，所述误差放大器的正输入端的电压和所述第一参考电压的差值减小，进而所述误差放大器的输出端的输出电流增大，所述P-Power-MOSFET管的源极和漏极的压降减小，进而所述电压输出端的正极的输出电压增大。
结合第一方面的可能实现方式，在第八种可能实现方式中，所述反馈控制单元的输出端包括第一输出端和第二输出端，所述反馈控制单元的第一输出端与所述变压单元的受控端相连，所述反馈控制单元的第二输出端与所述泄压单元的第三端相连，
所述反馈控制单元包括第一分压电阻、第二分压电阻、数字比较器以及数字控制器，其中：
所述第一分压电阻的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述第一分压电阻的第二端与所述第二分压电阻的第一端相连，所述第二分压电阻的第二端与所述电压输出端的负极相连，所述数字比较器的正输入端与所述第一分压电阻的第二端相连，所述数字比较器的负输入端接入第二参考电压，所述数字比较器的输出端分别与所述数字控制器的输入端和所述泄压单元的第三端相连，所述数字控制器的输出端与所述变压单元的受控端相连。
结合第一方面以及第一方面的第八种可能实现方式，在第九种可能实现方式中，所述变压单元包括至少三个PMOS(Positive channel Metal OxideSemiconductor，P沟道MOS)管，所述数字控制器的输出端的端口个数不少于所述PMOS管的个数，其中，每个所述PMOS管的源极均与所述电压入出端的正极相连，所述每个PMOS管的漏极均与所述电压输出端的正极相连，所述每个PMOS管的栅极与所述数字控制器的输出端的对应端口相连。
结合第一方面以及第一方面的第九种可能实现方式，在第十种可能实现方式中，当所述电压输出端的正极的输出电压高于预设阈值时，所述数字比较器的正输入端的电压和所述第二参考电压的差值增大，进而所述误差放大器的输出端的输出电压增大，所述数字控制器将减少导通的所述PMOS管的个数，所述导通的PMOS管的总阻值增大，所述导通的PMOS管的源极和漏极的总压降增大，进而所述电压输出端的正极的输出电压减小；
当所述电压输出端的正极的输出电压低于预设阈值时，所述数字比较器的正输入端的电压和所述第二参考电压的差值减小，进而所述误差放大器的输出端的输出电压减小，所述数字控制器将增加导通的所述PMOS管的个数，所述导通的PMOS管的总阻值减少，所述导通的PMOS管的源极和漏极的总压降减小，进而所述电压输出端的正极的输出电压增大。
由上可见，本发明实施例中的反馈控制单元根据电压输出端的电压改变变压单元的压降，从而将电压调整器的输入电压与输出电压差额维持在额定值之内，滤波单元可滤除电压输出端输出电压中的杂波，进一步地，在电压输出端的电压发生跳变时，响应滤波单元中的开关管导通，导通的开关管可泄放电压输出端的杂波。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的一种电压调整器的电路的结构示意图；
图2是本发明实施例提供的一种电压调整器的电路的原理图；
图3是本发明实施例提供的另一种电压调整器的电路的原理图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例中的电压调整器的电路可应用于智能手机、个人电脑、平板电脑、数字音乐播放器以及电子阅读器等电子设备，可实现“DC(Direct Current，直流电)-DC”稳压作用。
图1是本发明实施例提供的一种电压调整器的电路的结构示意图。如图所示本实施例中的电压调整器的电路可以包括电压输入端Vi、变压单元110、反馈控制单元120、泄压单元130以及电压输出端Vo，其中：
变压单元110的第一端与电压输入端Vi的正极相连，变压单元110的第二端与电压输出端Vo的正极相连，反馈控制单元120的输入端与电压输出端Vo的正极相连，反馈控制单元120的输出端与变压单元110的受控端相连，泄压单元130的第一端与电压输出端Vo的正极相连，泄压单元130的第二端与电压输出端Vo的负极相连，泄压单元130的第三端与反馈控制单元120的输出端相连。
反馈控制单元120用于在电压输出端Vo的正极的输出电压高于或低于预设阈值时对应地降低或升高变压单元110的压降以稳定电压输出端Vo的正极的输出电压，泄压单元130包括开关管，反馈控制单元120还用于在电压输出端Vo的正极的输出电压跳变时导通开关管，开关管用于在导通时泄放所述电压输出端的正极的杂波。
可选的，电压调整器的电路还可以包括滤波单元140，滤波单元140的第一端与电压输出端Vo的正极相连，滤波单元140的第二端与电压输出端Vo的负极相连。滤波单元140用于滤除电压输出端Vo的正极的杂波。
图2是本发明实施例中的可选的一种电压调整器的电路的原理图。
作为一种可选的实施例，变压单元110包括P-Power-MOSFET(Positivechannel-Power-Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，P沟道功率MOS场效应晶体)管，P-Power-MOSFET管如图中MOSFET所示；反馈控制单元120包括第一分压电阻R1、第二分压电阻R2以及误差放大器A1；开关管是NMOS(Negative channel Metal Oxide Semiconductor，N沟道MOS)管，如图中NMOS所示，泄压单元130还包括第一滤波电容C1和等效电阻R3；滤波单元140包括第二滤波电容C2。
其中，开关管NMOS的漏极与电压输出端Vo的正极相连，开关管NMOS的源极分别与第一滤波电容C1的第一端和等效电阻R3的第一端相连，电压输出端Vo的负极分别与第一滤波电容C1的第二端和等效电阻R3的第二端相连，开关管NMOS的栅极与误差放大器A1的输出端相连，第一分压电阻R1的第一端与电压输出端Vo的正极相连，第一分压电阻R1的第二端与第二分压电阻R2的第一端相连，第二分压电阻R2的第二端与电压输出端Vo的负极相连，误差放大器A1的正输入端与第一分压电阻R1的第二端相连，误差放大器A1的负输入端接入第一参考电压Vref1，误差放大器A1的输出端还与功率管MOSFET的栅极相连，功率管MOSFET的源极与电压输入端Vi的正极相连，功率管MOSFET的漏极与电压输出端Vo的正极相连，第二滤波电容C2的第一端与电压输出端Vo的正极相连，第二滤波电容C2的第二端与电压输出端Vo的负极相连。
下面将结合图2具体地说明电压调整器的工作原理：
电压输入端Vi上电且电压输出端Vo外接负载后，电压调整器的电路处于工作状态。设电压输入端Vi的正极的电压为Vin，电压输出端Vo的正极的电压为Vout，电压输入端Vi与电压输出端Vo的压降为Vdrop，则Vout＝Vin-Vdrop。其中，传统的电压调整器(如78xx系列的芯片)都要求Vdrop大于2V，否则就不能正常工作，在一些Vdrop小于2V的情况下(如Vin＝5V，Vout＝3.3V，此时Vdrop＝1.7V<2V)，传统的电压调整器不能满足要求。针对上述情况，本发明实施例选取P-Power-MOSFET管作为变压器件以实现低跌落的电压调节器，具体的，P-Power-MOSFET的源极和漏极间的电阻Rds非常小，故在线性工作区内的P-Power-MOSFET的源极和漏极的压降可小于2V，可实现低跌落电压。
进一步地，回路“1→2→3→4”构成反馈环，当电压输出端Vo的正极的输出电压高于预设阈值时，误差放大器A1的正输入端的电压和第一参考电压Vref1的差值增大，由误差放大器的“输入-输出”特性可知，误差放大器A1的输出端的输出电流根据上述差值增大而减小。由于此时P-Power-MOSFET管工作在线性工作区，故P-Power-MOSFET管的源极和漏极的压降随误差放大器A1的输出电流减小而增大(具体原理可参考P-Power-MOSFET管的特性曲线，这里不再赘述)。再根据Vout＝Vin-Vdrop可知，若Vdrop增大，则Vout减小，因而电压输出端Vo的正极的输出电压将减小，直至恢复到预设阈值。例如：假设Vin＝5V，Vout的预设阈值为3.3V，Vref1＝1V，且R1＝R2，误差放大器A1的正输入端的采样电压Vreg＝1.65V，即(Vreg-Vref1)＝0.65V，当Vout从3.3V跳变为4V时，Vreg增大为2V，此时(Vreg-Vref1)＝1V>0.65V，进而误差放大器A1的输出电流根据(Vreg-Vref1)的增大值对应地减小，以使P-Power-MOSFET管的源极和漏极的压降增大，直至增大0.7V，从而Vout＝4V-0.7V＝3.3V，重新恢复预设阈值。同理可知，相反地，当电压输出端Vo的正极的输出电压低于预设阈值时，电压输出端Vo的正极的输出电压增大，直至恢复到预设阈值。本发明实施例实现了稳定电压调整器的输出电压的作用。
另外，电容C2构成简单的滤波单元140，滤除电压输出端Vo夹杂的非直流电，即杂波。滤波单元140并不仅限于只包括电容C2。
需要指出的是，第一，上述反馈环(即反馈控制单元120)虽然可实现稳定电压输出端Vo的输出电压的作用，但整个反馈过程延时较长，而杂波的抖动延时较短，不能快速响应，第二，上述电容C2(即滤波单元140)中的C1的电容值越大，滤波能力越强，但输出电压变化的延时也将增大，同时制作电容的难度系数也随之增大。由此可见，仅包含反馈控制单元120和RC滤波单元140的电压调整器并不完善。因而，电压调整器的电路还包括了泄压单元130，具体地，当电压输出端Vo的输出电压发生跳变(即输出电压值在短时间发生较大变化)时，误差放大器A1的正输入端的电压和第一参考电压Vref1的差值增大，误差放大器A1的输出端的输出电压根据上述差值增大而增大，所述开关管的栅极的电压将大于所述开关管的开启电压，开关管NMOS导通，进而由第一滤波电容C1和等效电阻R3构成的滤波网络来滤除电压输出端Vo的正极的杂波，从而减少了尖刺脉冲，提高了电压调整器的抗噪性能。
图3是本发明实施例中的可选的另一种电压调整器的电路的原理图。图3和图2中的电路区别在于变压单元110和反馈控制单元120，图2为模拟反馈方式下的电路图，图3为数字反馈方式下的电路图。需要指出的是，泄压单元130和滤波单元140的工作原理在本实施不再赘述。
作为一种可选的实施例，变压单元110包括至少三个PMOS(Positive channelMetal Oxide Semiconductor，P沟道MOS)管，如图中PMOS所示；反馈控制单元120的输出端包括第一输出端和第二输出端，分别如图中端点5和端点6所示，反馈控制单元120包括第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、数字比较器A2以及数字控制器A3，数字控制器A3的输出端的端口个数不少于PMOS管的个数。
其中，第一分压电阻R1的第一端与电压输出端Vo的正极相连，第一分压电阻R1的第二端与第二分压电阻R2的第一端相连，第二分压电阻R2的第二端与电压输出端Vo的负极相连，数字比较器A2的正输入端与第一分压电阻R1的第二端相连，数字比较器A2的负输入端接入第二参考电压Vref2，数字比较器A2的输出端分别与数字控制器A3的输入端和开关管NMOS的栅极相连，数字控制器A3的各个输出端分别与对应的PMOS管的栅极相连。
具体地，下面将结合图3说明变压单元110和反馈控制单元120的工作原理：
电压输入端Vi上电且电压输出端Vo外接负载后，电压调整器的电路处于工作状态。回路“1→2→3→4→5”构成反馈环，当电压输出端Vo的正极的输出电压高于预设阈值时，数字比较器A2的正输入端的电压和第二参考电压Vref2的差值增大，进而数字比较器A2的输出电压根据上述差值增大而增大，即数字控制器A3的输入端的电压增大。其中，数字控制器(DC，Digital Controller)为一种常见的电子控制器，一般与电路中反馈部分相连，包括A/D转换或D/A转换，通常是通过计算机软件编程或逻辑电路，完成特定的控制算法。数字控制器A3根据数字比较器A2的输出电压的增大值对应地减少导通的PMOS管的个数，由于导通的PMOS管的漏极和源极间存在电阻Rds，若并联的电阻Rds减少，则导通的PMOS管的总电阻将增大，其压降也增大，再根据Vout＝Vin-Vdrop可知，Vdrop增大，Vout减小，因而电压输出端Vo的正极的输出电压减小。例如：假设电路中有4个PMOS管，数字控制器A3的输出端的输出字节为“0011”，即PMOS管M1和M2导通，M3和M4不导通，且Vin＝5V，Vout的预设阈值为3.3V，Vref1＝1V，且R1＝R2，数字比较器A2的正输入端的采样电压Vreg＝1.65V，那么，当Vout从3.3V跳变为4V时，Vreg增大为2V，此时(Vreg-Vref1)＝1V>0.65V，数字比较器A2输出端的输出电压根据(Vreg-Vref1)的增大值对应地增大，数字控制器A3分析数字比较器A2的输出电压后输出字节“0111”，即只控制PMOS管M1导通，M1的电阻相对于并联的M1和M2的电阻有所增大，以使导通的PMOS管的总压降增大0.7，从而Vout＝4V-0.7V＝3.3V，重新恢复预设阈值。同理可知，相反地，当电压输出端Vo的正极的输出电压低于预设阈值时，电压输出端Vo的正极的输出电压增大。本发明实施例实现了稳定电压调整器的输出电压的作用。需要指出的是，PMOS管的个数越多，变压单元110变压的精度越高。
本发明实施例中的反馈控制单元根据电压输出端的电压改变变压单元的压降，从而将电压调整器的输入电压与输出电压差额维持在额定值之内，滤波单元可滤除电压输出端输出电压中的杂波，进一步地，在电压输出端的电压发生跳变时，响应滤波单元中的开关管导通，导通的开关管可泄放电压输出端的杂波。
以上对本发明实施例所提供的电压调整器的电路进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (11)

1.一种电压调整器的电路，其特征在于，所述电路包括电压输入端、变压单元、反馈控制单元、泄压单元以及电压输出端，其中：
所述变压单元的第一端与所述电压输入端的正极相连，所述变压单元的第二端与所述电压输出端的正极相连，所述反馈控制单元的输入端与所述电压输出端的正极相连，所述反馈控制单元的输出端与所述变压单元的受控端相连，所述泄压单元的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述泄压单元的第二端与所述电压输出端的负极相连，所述泄压单元的第三端与所述反馈控制单元的输出端相连；
所述反馈控制单元用于在所述电压输出端的正极的输出电压高于或低于预设阈值时对应地降低或升高所述变压单元的压降以稳定所述电压输出端的正极的输出电压，所述泄压单元包括开关管，所述反馈控制单元还用于在所述电压输出端的正极的输出电压跳变时导通所述开关管，所述开关管用于在导通时泄放所述电压输出端的正极的杂波。
2.如权利要求1所述的电压调整器的电路，其特征在于，所述泄压单元还包括第一滤波电容和等效电阻，所述开关管是NMOS(Negative channel MetalOxide Semiconductor，N沟道MOS)管，其中：
所述开关管的漏极与所述电压输出端的正极相连，所述开关管的源极分别与所述第一滤波电容的第一端和所述等效电阻的第一端相连，所述开关管的栅极与所述反馈控制单元的输出端相连，所述电压输出端的负极分别与所述第一滤波电容的第二端和所述等效电阻的第二端相连。
3.如权利要求2所述的电压调整器的电路，其特征在于，当所述电压输出端的正极的输出电压发生跳变时，所述反馈控制单元的输出端的输出电压增大，所述开关管的栅极的电压将大于所述开关管的开启电压，进而所述开关管导通，所述第一滤波电容和所述等效电阻构成的滤波网络将滤除所述电压输出端的正极的杂波。
4.如权利要求1所述的电压调整器的电路，其特征在于，所述电路还包括滤波单元，所述滤波单元的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述滤波单元的第二端与所述电压输出端的负极相连；
所述滤波单元用于滤除所述电压输出端的正极的杂波。
5.如权利要求4所述的电压调整器的电路，其特征在于，所述滤波单元包括第二滤波电容，所述第二滤波电容的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述第二滤波电容的第二端与所述电压输出端的负极相连。
6.如权利要求1所述的电压调整器的电路，其特征在于，所述反馈控制单元包括第一分压电阻、第二分压电阻以及误差放大器，其中：
所述第一分压电阻的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述第一分压电阻的第二端与所述第二分压电阻的第一端相连，所述第二分压电阻的第二端与所述电压输出端的负极相连，所述误差放大器的正输入端与所述第一分压电阻的第二端相连，所述误差放大器的负输入端接入第一参考电压，所述误差放大器的输出端分别与所述变压单元的受控端和所述泄压单元的第三端相连。
7.如权利要求6所述的电压调整器的电路，其特征在于，所述变压单元包括P-Power-MOSFET(Positive channel-Power-Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor，P沟道功率MOS场效应晶体)管，其中，所述P-Power-MOSFET管的源极与所述电压输入端的正极相连，所述P-Power-MOSFET管的漏极与所述电压输出端的正极相连，所述P-Power-MOSFET管的栅极与所述误差放大器的输出端相连。
8.如权利要求7所述的电压调整器的电路，其特征在于，
当所述电压输出端的正极的输出电压高于预设阈值时，所述误差放大器的正输入端的电压和所述第一参考电压的差值增大，进而所述误差放大器的输出端的输出电流减小，所述P-Power-MOSFET管的源极和漏极的压降增大，进而所述电压输出端的正极的输出电压减小；
当所述电压输出端的正极的输出电压低于预设阈值时，所述误差放大器的正输入端的电压和所述第一参考电压的差值减小，进而所述误差放大器的输出端的输出电流增大，所述P-Power-MOSFET管的源极和漏极的压降减小，进而所述电压输出端的正极的输出电压增大。
9.如权利要求1所述的电压调整器的电路，其特征在于，所述反馈控制单元的输出端包括第一输出端和第二输出端，所述反馈控制单元的第一输出端与所述变压单元的受控端相连，所述反馈控制单元的第二输出端与所述泄压单元的第三端相连，
所述反馈控制单元包括第一分压电阻、第二分压电阻、数字比较器以及数字控制器，其中：
所述第一分压电阻的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述第一分压电阻的第二端与所述第二分压电阻的第一端相连，所述第二分压电阻的第二端与所述电压输出端的负极相连，所述数字比较器的正输入端与所述第一分压电阻的第二端相连，所述数字比较器的负输入端接入第二参考电压，所述数字比较器的输出端分别与所述数字控制器的输入端和所述泄压单元的第三端相连，所述数字控制器的输出端与所述变压单元的受控端相连。
10.如权利要求9所述的电压调整器的电路，其特征在于，所述变压单元包括至少三个PMOS(Positive channel Metal Oxide Semiconductor，P沟道MOS)管，所述数字控制器的输出端的端口个数不少于所述PMOS管的个数，其中，每个所述PMOS管的源极均与所述电压入出端的正极相连，所述每个PMOS管的漏极均与所述电压输出端的正极相连，所述每个PMOS管的栅极与所述数字控制器的输出端的对应端口相连。
11.如权利要求10所述的电压调整器的电路，其特征在于，
当所述电压输出端的正极的输出电压高于预设阈值时，所述数字比较器的正输入端的电压和所述第二参考电压的差值增大，进而所述误差放大器的输出端的输出电压增大，所述数字控制器将减少导通的所述PMOS管的个数，所述导通的PMOS管的总阻值增大，所述导通的PMOS管的源极和漏极的总压降增大，进而所述电压输出端的正极的输出电压减小；
当所述电压输出端的正极的输出电压低于预设阈值时，所述数字比较器的正输入端的电压和所述第二参考电压的差值减小，进而所述误差放大器的输出端的输出电压减小，所述数字控制器将增加导通的所述PMOS管的个数，所述导通的PMOS管的总阻值减少，所述导通的PMOS管的源极和漏极的总压降减小，进而所述电压输出端的正极的输出电压增大。
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