CH626204A5 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Übertragung eines isochronen Digitalsignales, das vor der Übertragung mit einem adaptiven Deltamodulator deltacodiert wird.

Die Übertragung analoger Sprachsignale, die vor der Übertragung deltacodiert werden, ist bekannt. So wird in der DE-OS 19 11 431 ein Deltamodulator beschrieben, der selbsttätig die Höhe der Quantisierungsstufen verändert - im folgenden adaptiver Deltamodulator genannt - um die Abweichung zwischen dem decodierten Signal und dem Originalsignal - das sogenannte Quantisierungsrauschen - möglichst gering zu halten.

Wird ein adaptiver Deltamodulator, der ursprünglich für die Codierung von Sprachsignalen gedacht war, auch für die Codierung von isochronen Digitalsignale eingesetzt, so stellt sich die Frage nach der Fehlerquote, die sich durch die Zwischenschaltung des Deltamodulators auf der Sender- und des Deltademodulators auf der Empfängerseite ergibt. Im allgemeinen ist das isochrone Digitalsignal, von dem hier die Rede ist, durch einen sogenannten Modem so aufbereitet, dass es für die Übertragung über einen CCITT-Sprachkanal geeignet ist. Am Eingang eines solchen Modems liegt ein rechteckförmiges Datensignal an, während an dessen Ausgang zum Beispiel ein phasenmodulierter, sinusförmiger Träger erscheint (vgl. hierzu die CCITT-Empfehlung V26 und V27).

Das Übertragungssystem, das nun näher betrachtet werden soll, besteht aus der Folge der Einrichtungen: Modem - CCITT-Sprachkanal - Deltamodulator - breitbandiger Übertragungskanal - Deltademodulator - CCITT-Sprachkanal - Modem.

Um die Eigenschaften eines solchen Systems beurteilen zu können, wird dem Eingang des Deltamodulators zusätzlich zu dem isochronen Digitalsignal ein Rauschsignal zugeführt. Bei festgehaltenem Signal-Rausch-Verhältnis wird nun der Pegel des isochronen Datensignales - also der Ausgangspegel des senderseitigen Modems - verändert. Als Funktion dieses Pegels wird sodann die Bitfehlerquote zwischen dem Eingangssignal des senderseitigen Modems und dem Ausgangssignal des empfängerseitigen Modems gemessen. Dabei stellt sich heraus, dass bei Verwendung eines Deltamodulators herkömmlicher Bauart die Bitfehlerquote bei einem mittleren Pegel des isochronen Digitalsignales ein Minimum annimmt und zu grösseren und kleineren Pegelwerten stark ansteigt. Dieses pegelabhängige Verhalten ist besonders nachteilig, wenn in unterschiedlichen Anwendungsfällen der CCITT-Sprachkanal zwischen senderseitigem Modem und Deltamodulator auch unterschiedlich starkes Rauschen aufweist -5 etwa deshalb, weil von Fall zu Fall die Länge der Verbindung zwischen Modem und Deltamodulator eine andere ist. Um in jedem Fall ein annehmbares Signal-Rausch-Verhältnis zu erhalten, muss dann der Ausgangspegel des senderseitigen Modems vergrössert werden, was in der Regel wiederum dazu führt, io dass sich die Bitfehlerquote erhöht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs erwähnten Art anzugeben, bei dem die oben näher erläuterte Bitfehlerquote möglichst nur vom Signal-Rausch-Verhältnis des isochronen Digitalsignales i5 abhängt.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den im Patentanspruch 1 angegebenen, kennzeichnenden Merkmalen gelöst. Die abhängigen Ansprüche enthalten Ausgestaltungen des Verfahrens nach Anspruch 1.

20 Im folgenden soll die Erfindung an einem Beispiel näher beschrieben und erläutert werden. Es zeigen:

Figur 1 das Prinzipschaltbild eines Deltamodulators, der nach dem erfindungsgemässen Verfahren arbeitet,

Figur 2 ein Ausführungsbeispiel des Steuernetzwerkes St 25 von Fig. 1,

Figur 3 das Prinzipschaltbild eines Deltademodulators der nach dem erfindungsgemässen Verfahren arbeitet,

Figur 4 den prinzipiellen Verlauf de Bitfehlerquote, die sich für die beiden Fälle ergibt, dass die Stufenhöhe bei der Delta-3o modulation einmal nach einem bekannten Verfahren gesteuert wird und zum anderen nur durch die Amplitude der Symbolfolgefrequenz fs im deltacodierten Signal,

Figur 5 ein Prinzipschaltbild eines Deltamodulators für wahlweise Übertragung von Sprachsignalen oder modulierten 35 Datensignalen,

Figur 6 den prinzipiellen Verlauf der Bitfehlerquote bei einem Übertragungssystem, bei dem das erfindungsgemässe Verfahren zusätzlich zu bekannten Verfahren zur Steuerung der Höhe der Quantisierungsstufen verwendet wird. 40 Die Anordnung nach Fig. 1 weist eine Differenzstufe Di auf, deren einem Eingang über die Leitung LI das isochrone Digitalsignal - im folgenden auch moduliertes Datensignal genannt - des senderseitigen Modems zugeführt wird. Am anderen Eingang der Differenzstufe Di liegt das deltadeco-45 dierte Signal r. Das am Ausgang der Differenzstufe Di auftretende Differenz- oder Fehlersignal e = v - r wird dem Schwellwertschalter S zugeführt. Die Schwelle dieses Schwellwfert-schalters S ist auf das Bezugspotential 0 Volt eingestellt, so dass am Ausgang des Schwellwertschalters S lediglich die Vor-5o Zeicheninformation des Differenzsignales e auftritt. In der als bistabile Kippstufe aufgeführten Abtastschaltung A wird diese Vorzeicheninformation mit der Abtastfrequenz fab abgetastet. Am Ausgang der bistabilen Kippstufe liegt das auszusendende deltacodierte Signal - auch deltamoduliertes Signal genannt -ss d vor, welches sowohl im Steuernetzwerk St und über den Impulswandler IW dem Eingang Ml des Multiplizierers M als auch der Übertragungsleitung L2 zugeführt wird. Die Steuerspannung Ust am Ausgang des Steuernetzwerkes St wird der Addierstufee Ad zugeführt, welcher über einen weiteren Ein-60 gang eine Spannung U zugeführt wird, die zu dieser Steuerspannung Ust addiert wird. Diese Spannung U entspricht der im Falle Ust = 0 auftretenden kleinsten Höhe der Quantisierungsstufe. Das Ausgangssignal Ust + U der Addierstufe Ad gelangt auf den Eingang M2 des Multiplizierers M und wichtet die aus 65 dem Impulswandler IW kommenden bipolaren Impulse konstanter Amplitude. Diese in ihrer Höhe beeinflussten Impulse gelangen in das integrierende Netzwerk I, an dessen Eingang das deltadecodierte Signal r auftritt, welches in der Differenz

626204

stufe Di mit dem modulierten Datensignal v verglichen wird.

Das in Fig. 2 gezeigte Ausführungsbeispiel des im Prinzipschaltbild in Fig. 1 enthaltenen Steuernetzwerks St weist ein Schieberegister SR auf, welches aus einer Anzahl von u-Stufen besteht. In einer bevorzugten Ausführungsform sind es drei 5 Stufen. Diesem Schieberegister SR wird mit der Abtastfrequenz fab das von der Abtastschaltung A gelieferte deltacodierte Signal d eingeschoben. Die Ausgänge sämtlicher Stufen (x, y,.... u) des Schieberegisters SR sind mit den Eingängen des Koinzi-denz-Gatters G verbunden, dessen Ausgang nur dann einen i o Impuls abgibt, wenn an sämtlichen Eingängen entweder der eine oder der andere Binärzustand anliegt. Am Ausgang des Koinzidenz-Gatters G ist eine Anordnung angeschlossen, die aus dem Schmalbandfilter BF und der Gleichrichterstufe Gr besteht, welche diesem Schmalbandfilter BF nachgeschaltet ist. 15 Der Ausgang der Gleichrichterstufe Gr ist mit dem Eingang des RC-Tiefpasses TP1 verbunden, an dessen Ausgang der Eingang des Verstärkers Vr angeschlossen ist. Das Schmalbandfilter BF ist auf die Frequenz abgestimmt, die zahlenmässig mit der Schrittgeschwindigkeit des vom senderseitigen Modem 20 gelieferten modulierten Datensignales übereinstimmt. Diese Frequenz soll im folgenden Symbolfolgefrequenz fs genannt werden. Sie beträgt bei einem der CCITT-Empfehlung V26 entsprechendem Modem 1200 Hz und 1600 Hz bei einem Modem nach V27. Gemäss einer Ausgestaltung der Erfindung liegt die 25 3-dB-Bandbreite des Schmalbandfilters BF zwischen 30 und 80 Hz.

Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, dass bei der Deltacodierung von modulierten Datensignalen, speziell phasenmodulierten Datensignalen, in der Nähe der Kennzeit- 30 punkte des modulierten Datensignales die Abweichung zwischen deltadecodiertem Signal und dem Originalsignal besonders gross werden kann. Das hat zur Folge, dass im deltacodierten Signal Häufungen des einen oder des anderen Binärwertes fast periodisch auftreten. Werden diese Häufungen im deltaco- 35 dierten Signal als Impulse registriert und die Folge dieser Impulse nach Frequenzen analysiert, so tritt eine besonders starke Spektrallinie mit der Frequenz fs auf.

Die vom Schmalbandfilter BF ausgesiebte Schwingung mit der Symbolfolgefrequenz fs wird in der Gleichrichterstufe Gr 40 gleichgerichtet und die entstandenen Halbwellen im nachfolgenden RC-Tiefpass TP1 geglättet. Diese geglättete Spannung wird im nachfolgenden, als Gleichspannungsverstärker ausgeführten Verstärker Vr verstärkt, so dass am Ausgang dieses Verstärkers das Signal Ust zur Steuerung der Höhe der Quanti- 45 sierungsstufe abnehmbar ist.

In der Empfangsschaltung nach Fig. 3 gelangt das empfangene deltamodulierte Signal d einerseits auf den Impulswandler IW', an dessen Ausgang entsprechend den logischen Werten 1 und 0 des Signals d bipolare Impulse konstanter Amplitude vor- 50 handen sind. Andererseits gelangt das Signal d auf das Steuernetzwerk St', an dessen Ausgang die Steuerspannung Ust auftritt. Dieses Steuernetzwerk St' ist wie das in Fig. 2 dargestellte Steuernetzwerk St aufgebaut. In der Addierstufe Ad' wird analog zu Fig. 1 zur Steuerspannung Ust die Grösse U addiert. Mit 55 der Ausgangsspannung Ust + U des Addierers Ad' werden im Multiplizierer M' die vom Impulswandler IW' kommenden Impulse konstanter Amplitude bewertet. Die so bewerteten Impulse gelangen auf das integrierende Netzwerk I', das mit dem integrierenden Netzwerk I des in Fig. 1 dargestellten Sen- 60 ders identisch ist. Das mit dem Bandpass BP gefilterte Ausgangssignal des integrierenden Netzwerks I' stellt eine gute Annäherung des ursprünglichen modulierten Datensignals v dar.

In Fig. 4 ist der Verlauf der Bitfehlerquote q des rechteck- 65 förmigen Datensignals eines Übertragungssystems dargestellt, welches aus einer Deltamodulationsstrecke in Verbindung mit Modems aufgebaut ist. Diese Bitfehlerquote q ist abhängig vom

Pegel des am Eingang des Deltamodulators eingespeisten modulierten Datensignals v. Ein zusätzlich eingespeistes Rauschsignal wird in der Weise eingestellt, dass die Pegeldifferenz zwischen beiden Signalen unabhängig vom Pegel des Datensignals v ist. Die verwendeten Modems entsprechen den CCITT-Empfehlungen V26 bzw. V26 bis für eine Übertragungsgeschwindigkeit von 2400 bit/s. Die Kurve 1 zeigt den typischen Verlauf bei Verwendung eines bekannten sprachadapti-ven Deltamodulationssystems. Die Kurve 2 zeigt den Verlauf der Bitfehlerquote q bei Verwendung der Sende- und Empfangsanordnungen nach Fig. 1 und Fig. 3, bei denen die Steuerung der Höhe der Quantisierungsstufe ausschliesslich durch die Amplitude der Symbolfolgefrequenz fs, erfolgt. Man sieht daraus, dass bei Kurve 2 der Talverlauf der Bitfehlerquote wesentlich breiter und der Kurvenverlauf damit wesentlich günstiger ist.

Ein adaptives Deltamodulationsverfahren, welches - wie in obengenannter DE-OS 19 11 431 - die besonderen Eigenschaften der Sprache berücksichtigt, wird auch sprachadaptives Deltamodulationsverfahren genannt. Sollen mit einem Deltamodulationssystem, welches nach einem derartigen sprachadaptiven Verfahren arbeitet, wahlweise Sprachsignale oder modulierte Datensignale übertragen werden, so kann bei Datenübertragung durch die nun auftretende Spektrallinie mit der Frequenz fs vom sprachadaptiven Verfahren auf die Steuerung der Quantisierungsstufen durch diese Spektrallinie umgeschaltet werden. Auch kann beim Übergang von Sprach- auf Datenübertragung das sprachadaptive Verfahren eingeschaltet bleiben; die Steuerung durch die Spektrallinie mit der Frequenz fs ist dann als zusätzliche Steuerung zu verstehen. Für den letzten Fall ist in Fig. 5 eine Schaltungsanordnung für einen Deltamodulator angegeben. Bei dieser Anordnung ist zusätzlich zu der in Fig. 1 bzw. Fig. 2 dargestellten Anordnung zwischen dem Ausgang des Koinzidenz-Gatters G und einem dritten Eingang der Addierstufe Ad ein weiterer Tiefpass TP2 eingefügt. Dieser Tiefpass TP2 ist an der Durchführung des sprachadaptiven Verfahrens mitbeteiligt. Der mit dem Schmalbandfilter BF versehene Zweig hat bei Sprachübertragung keinen Einfluss, während er bei der Übertragung eines modulierten Datensignals unterstützend auf das sprachadaptive Verfahren einwirkt und damit eine Verkleinerung der Bitfehlerquote q bewirkt. Diese unterstützende Einwirkung auf das sprachadaptive Verfahren bewirkt, dass der auch Adaptionskennlinife genannte Verlauf von Höhe der Quantisierungsstufe als Funktion vom Pegel des modulierten Datensignals v im gesamten Pegelbereich lineari-siert wird. Diese unterstützende Einwirkung wird im Beispiel nach Fig. 5 mittels einer einstellbaren Ansprechwelle des Verstärkers Vr reguliert. Durch diese Ansprechwelle hat^der Verstärker Vr eine bestimmte konstante Gleichspannungsverstär-kung, wenn seine Eingangsspannung grösser ist als die Ansprechschwelle und die Verstärkung Null, wenn seine Eingangsspannung kleiner ist als die Ansprechwelle. Diese Massnahme geht davon aus, dass durch das sprachadaptive Verfahren bei niedrigen Pegelwerten des Datensignals v eine gute Annäherung an die geforderte Adaptionskennlinie bewirkt wird, bei höheren Pegelwerten jedoch nicht mehr die notwendige Steuerspannung Ust für die geforderte Höhe der Quantisierungsstufe geliefert werden kann. Die Ansprechwelle hat daher die Aufgabe, dass die zusätzliche Steuerungsfunktion durch die Amplitude der Spektrallinie der Symbolfolgefrequenz fs bei niedrigen Pegelwerten des Datensignals v unwirksam bleibt und erst bei mittleren und höheren Pegelwerten wirksam wird. Durch die Ansprechschwelle des Verstärkers Vr wird also im gesamten Pegelbereich des Datensignals eine gute Annäherung an die erwünschte lineare Adaptionskennlinie erreicht.

Die Verkleinerung der Bitfehllerquote q, die mit der Anordnung nach Fig. 5 bei Übertragung eines modulierten Datensignals erreicht wird, ist prinzipiell in Fig. 6 dargestellt. Die

626204

Kurve 1 zeigt dabei den Verlauf bei einem ausschliesslichen sprachadaptiven Verfahren, während die Kurve 2 den unterstützenden Einfluss des mit dem Schmalbandfilter BF versehenen Zweiges zeigt. Man sieht dabei die wesentliche Verbesserung der Bitfehlerquote q bei höheren Pegelwerten des Datensignals v.

2 Blatt Zeichnungen i

Claims (3)

626204 PATENTANSPRÜCHE

1. Verfahren zur Übertragung eines isochronen Digitalsignales, das vor der Übertragung mit einem adaptiven Deltamodulator deltacodiert wird, dadurch gekennzeichnet, dass aus dem deltacodierten Signal die Spektrallinie herausgefiltert wird, deren Frequenz zahlenmässig mit der Schrittgeschwindigkeit des isochronen Digitalsignales übereinstimmt, und dass die Amplitude dieser Spektrallinie zur Steuerung der Höhe der Quantisierungsstufen bei der Deltamodulation verwendet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das deltacodierte Signal in ein Schieberegister (SR) geschoben und dass der Inhalt des Schieberegisters durch ein Koinzidenz-Gatter (G) ausgewertet wird und dass aus dem Ausgangssignal des Koinzidenz-Gatters (G) durch ein Schmalbandfilter (BF) die gewünschte Spektrallinie ausgesiebt, in einer nachfolgenden Gleichrichterstufe (Gr) gleichgerichtet und geglättet wird und dass diese geglättete Spannung in einem Verstärker (Vr) verstärkt wird, und dass die Ausgangsspannung des Verstärkers (Vr) zur Steuerung der Höhe der Quantisierungsstufen bei der Deltamodulation dient.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die 3-dB-Bandbreite des Schmalbandfilters (BF) zwischen 30 und 80 Hertz liegt.