Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für einen Fernsprecher der im Oberbegriff des Patentanspruchs genannten Art.
Konventionelle Femsprecher weisen bekanntlich ein Kohlemikrofon auf, das zwar billig ist und keinen Verstärker benötigt, jedoch keine gute Übertragungsqualität zulässt und eine begrenzte Lebensdauer aufweist. Zur Vermeidung dieser Nachteile ist es bekannt, ein Mikrofon einzusetzen, das die Schallenergie ohne zusätzliche elektrische Energiequelle in ein elektrisches Signal umwandelt, welches mit einem Mikrofonverstärker verstärkt und mit einem Übertragungsglied in die Teilnehmerleitung eingekoppelt wird. Auf diese Weise können z. B. elektrodynamische und piezoelektrische sowie Kondensatormikrofone eingesetzt werden, die sich gegenüber dem Kohlemikrofon durch eine viel bessere Empfindlichkeit und Übertragungscharakteristik auszeichnen.
Aus der DT-PS 1 130 857 ist eine Schaltungsanordnung mit einem Mikrofon solcher Art bekannt. Hierbei erfolgt die Einkopplung des Ausgangssignals des Mikrofonverstärkers mit einem induktiven Übertrager. Zur Speisung des Mikrofonverstärkers ist eine Zenerdiode in Reihe mit einer Drossel an die beiden Adern der Teilnehmerleitung angeschlossen. Die gesamte Sendeenergie wird vom Mikrofonverstärker aufgebracht.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine einfache Schaltungsanordnung für einen Femsprecher zu schaffen, dessen Speiseglied ohne induktives Element auskommt und einen maximalen Anteil der in der Teilnehmerleitung zur Verfügung stehenden Energie zur elektrischen Versorgung mindestens eines Verstärkers und gegebenenfalls von Zusatzgeräten freimacht. Die Lösung dieser Aufgabe gelingt durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs bezeichneten Merkmale.
Nachfolgend werden einige Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 eine Schaltungsanordnung für einen Fernsprecher,
Fig. 2 eine Variante eines Impedanzgliedes,
Fig. 3 einen Brückengleichrichter,
Fig. 4 eine weitere Schaltungsanordnung und
Fig. 5 ein Detail.
In der Fig. 1 bedeuten a und b die beiden Adern einer Teilnehmerleitung. Ein spulenloses, vorzugsweise steuerbares Impedanzglied 1, das einen positiven Anschluss 2, einen negativen Anschluss 3 und einen Steueranschluss 4 aufweist, ist in Reihe mit einem Nummernschalter-Unterbrechungskontakt J und einer Zenerdiode 5 an die Adern a und b angeschlossen.
Anstelle der Zenerdiode kann selbstverständlich auch ein anderes spannungsbegrenzendes Element eingesetzt werden. Das Impedanzglied 1 und die Zenerdiode 5 bilden zusammen ein Speiseglied.
Im dargestellten Beispiel weist das steuerbare Impedanzglied 1 einen gleichstrommässig gegengekoppelten Transistor 6 auf, dessen Basis an den Steueranschluss 4 und über zwei in Reihe geschaltete ohmsche oder komplexe Widerstände 7, 8 an den Kollektor gekoppelt ist. Der Kollektor bildet den Anschluss 2 und der Emitter den Anschluss 3 des Impedanzgliedes 1. Zwischen den Emitter des Transistors 6 und den gemeinsamen Anschluss der Widerstände 7, 8 ist ein Kondensator 9 geschaltet, der ein Elektrolytkondensator sein kann.
Die beiden Anschlüsse der Zenerdiode 5 sind über-Speise- anschlüsse 10, 11 eines Schaltungsteils 12 mit einem Kondensator 13, den Speiseleitungen eines Mikrofonverstärkers 14 und den Speiseleitungen eines Empfangsverstärkers 15 verbunden. Ferner sind die Speiseanschlüsse 10, 11 an zwei Klemmen 16, 17 geführt, an welche die Speiseleitungen eines Zusatzgerätes, beispielsweise eines Gebührenzählers, angeschlossen werden können. Der Schaltungsteil 12 umfasst neben dem Kondensator 13 und den beiden Verstärkern 14, 15 ein Mikrofon 18 im Eingang des Mikrofonverstärkers 14, eine Hörkapsel 19 im Ausgang des Empfangsverstärkers 15 sowie ein spulenloses, vorzugsweise abgleichbares RC-Netzwerk 20, das zwischen den-Ausgang des Mikrofonverstärkers 14 und den Eingang 21 des Empfangsverstärkers 15 geschaltet ist.
Die mit dem Impedanzglied 1 verbundene Ader a der Teilnehmerleitung ist über ein weiteres spulenloses RC-Netzwerk 22 an eine zum Efngang 21 des Empfangsverstärkers 15 führende Eingangsleitung 23 des Schaltungsteils 12 angeschlossen. Eine an den Ausgang des Mikrofonverstärkers 14 geschaltete Ausgangsleitung 24 des Schaltungsteils 12 führt über ein RC-Glied 25 zum Steueranschluss 4 des Impedanzgliedes 1. Ein Nummernschalter-Kurzschlusskontakt K liegt zum Impedanzglied 1 parallel.
Die beschriebene Schaltungsanordnung arbeitet wie folgt:
Wenn das Mikrofon 18 nicht besprochen wird, stellt das Impedanzglied 1 einen aktiven Zweipol dar. Von der Ader a fliesst ein Gleichstrom definierter Grösse über diesen Zweipol zur Zenerdiode 5, an der eine konstante Gleichspannung Us zur Speisung des Schaltungsteils 12 und allfälliger an die Klemmen 16, 17 angeschlossener Zusatzgeräte abfällt. Über die Widerstände 7, 8 ist der Transistor 6 gegengekoppelt.
Durch die Wirkung des Kondensators 9 ergibt sich eine frequenzabhängige Gegenkopplung in der Weise, dass der Wechselstromwiderstand des Zweipols wesentlich grösser ist als der Gleichstromwiderstand, so dass die Teilnehmerleitung wechselstrommässig nicht wesentlich belastet wird.
Bei Senden gelangt das vom Mikrofonverstärker 14 verstärkte Signal des Mikrofons 18 über das RC-Glied 25 zum Steueranschluss 4 des Impedanzgliedes 1. Dieses arbeitet nun als steuerbarer Stromgenerator, wodurch der Linienstrom vom Mikrofonsignal moduliert wird. Es ist leicht ersichtlich, dass die auf die Teilnehmerleitung geschickte Sendeleistung nicht von der Speisequelle der Spannung U5 geliefert werden muss, sondern vielmehr von der Leistung abgeleitet wird, die der als Klasse A-Verstärker arbeitende Transistor 6 aus der Teilnehmerleitung bezieht.
Bei Empfang gelangt das über die Adern a und b ankommende Empfangssignal über das Netzwerk 22 zum Eingang 21, wird vom Empfangsverstärker 15 verstärkt und in die Hörkapsel 19 eingespeist.
Die Einspeisung des Ausgangssignals des Mikrofonverstärkers 14 über das Netzwerk 20 in den Eingang 21 des Empfangsverstärkers 15 erfolgt zur Dämpfung des Rückhöreffektes. Das verstärkte Mikrofonsignal gelangt nämlich einerseits über das Netzwerk 20 und anderseits über das RC-Glied 25, den Transistor 6 und das Netzwerk 22 zum Eingang 21 des Empfangsverstärkers 15. Da der Transistor 6 das Mikrofonsignal invertiert, überlagern sich bei geeigneter Dimensionierung der Netzwerke 20, 22 am Eingang 21 zwei identische, in der Phasenlage aber entgegengesetzte Signale, deren Summe Null ist.
Die Vorteile der beschriebenen Schaltungsanordnung lassen sich nun leicht erkennen. Das Impedanzglied 1 kommt ohne teure und platzraubende Drossel aus und sorgt dennoch für eine wechselstrommässige Trennung der Teilnehmerleitung von der Zenerdiode 5, so dass an dieser ein maximaler Anteil der Leitungsenergie zur Verfügung steht, die nicht nur zur Speisung des Mikrofonverstärkers 14 und des Empfangsverstärkers 15, sondern auch zur elektrischen Versorgung von leistungsstarken Zusatzgeräten ausreicht. Obwohl beim Betätigen der Nummemscheibe der Nummernschalter-Unterbrechungskontakt J die Teilnehmerleitung periodisch unterbricht, steht durch die Wirkung des Kondensators 13 noch eine genügend grosse Spannung U5 zur Verfügung.
Das Impedanzglied 1 zeigt einen sehr günstigen Verlauf der statischen Eingangsstrom-Eingangsspannungs-Kennlinie, was einen tiefen Wert des äquivalenten Gleichstrom-Eingangswiderstandes der Schaltungsanordnung mit sich bringt.
Die Einkopplung des Ausgangssignals des Mikrofonverstärkers 14 in die Teilnehmerleitung erfolgt ebenfalls mit dem Impedanzglied 1 ohne induktive Elemente. Auch zur Dämpfung des Rückhöreffektes ist kein induktiver Übertrager erforderlich. Das Speiseglied 1, 5 wird durch den Mikrofonverstärker 14 nicht wesentlich belastet. Die Schaltungsanordnung kann vorzüglich in der integrierten Schaltungstechnik ausgeführt werden.
Die Eingangsimpedanz der Schaltungsanordnung ist im wesentlichen durch die Impedanz des Impedanzgliedes 1 gegeben.
Diese ist bei Senden und bei Empfang gleich gross. Sie kann durch entsprechenden Aufbau und Dimensionierung beliebig gewählt und somit den jeweiligen Besonderheiten des Fernsprechnetzes, den Vorschriften der Fernsprechverwaltung usw.
leicht angepasst werden. Im Gegensatz zu konventionellen Schaltungsanordnungen, die aufgrund der vorhandenen induktiven Übertrager und Drosseln eine überwiegend induktive Impedanz aufweisen, gestattet die beschriebene Lösung die Realisierung einer Eingangsimpedanz im Bereich vom rein ohmschen Widerstand bis zu einer kapazitiven Impedanz, die der Impedanz einer langen Fernsprechleitung entspricht.
Es ist also leicht möglich, die Impedanz des Impedanzgliedes 1 gleich gross wie die Leitungsimpedanz zu wählen, so dass sich eine optimale Anpassung ergibt. Die Fig. 2 zeigt eine Variante eines steuerbaren Impedanzgliedes, das eine solche Festlegung der Eingangsimpedanz der Schaltungsanordnung gestattet.
In der Fig. 2 weisen gleiche Bezugszeichen wie in der Fig. 1 auf gleiche Teile hin. Parallel zu den beiden in Reihe geschalteten Widerständen 7, 8 ist ein Widerstand 26 geschaltet, der eine Verkleinerung des Wechselstromwiderstandes des Zweipols bewirkt. Der hier komplexe Widerstand 8 ist durch zwei in Reihe geschaltete ohmsche Widerstände 27, 28 und einen zum Widerstand 28 parallel geschalteten Kondensator 29 gebildet. Als Widerstand 7 ist ein ohmscher Widerstand vorgesehen. Der Widerstand 26 kann in der Regel ebenfalls ein ohmscher Widerstand sein.
Die schaltungstechnische Ausgestaltung der beiden Netzwerke 20, 22 (Fig. 1) richtet sich nach der Impedanz der Teilnehmerleitung und des Impedanzgliedes 1. Wenn - wie vorstehend erläutert - das Impedanzglied 1 an die Leitungsimpedanz angepasst wird, können die Netzwerke 20, 22 reelle Zweipole sein, andernfalls ist es für eine optimale Rückhördämpfung erforderlich, diese als komplexe Zweipole auszubilden.
Um Unabhängigkeit von der Polarität der Teilnehmerleitung zu erzielen, kann der in der Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung ein Brückengleichrichter vorgeschaltet werden, so dass die aus dem Impedanzglied 1 und der Zenerdiode 5 gebildete Reihenschaltung über diesen Brückengleichrichter an die Adern a, b angeschlossen ist. Im einfachsten Fall kann der Brückengleichrichter aus vier Halbleiterdioden bestehen.
Der hierbei auftretende Spannungsabfall über den beiden in Durchlassrichtung gepolten Dioden wirkt sich in den meisten Anwendungsfällen kaum nachteilig aus.
Ein kleinerer Spannungsabfall ergibt sich mit dem in der Fig. 3 dargestellten Brückengleichrichter 30, der durch zwei Transistoren 31, 32 und zwei weitere, zu diesen komplemen täre Transistoren 33, 34 gebildet ist. Die Emitter der Transistoren 31 und 33 bilden den einen, an die Ader a angeschlos senen Eingang des Brückengleichrichters und die Emitter der Transistoren 32 und 34 den anderen, an die Ader b ange schlossenen Eingang. Die Kollektoren der Transistoren 33 und
34 stellen den mit a' bezeichneten einen Ausgang und die
Kollektoren der Transistoren 31 und 32 den mit b' bezeich neten Ausgang des Brückengleichrichters dar. Die Basen der
Transistoren 32 und 34 sind über Widerstände 35, 36 mit der Ader a und die Basen der Transistoren 31 und 33 über Widerstände 37, 38 mit der Ader b verbunden.
Der Spannungsabfall des Jlrückengieichrichters 30 ist durch die Sättigungsspannung der Kollektor-Emitterstrecke der beiden leitenden Transistoren 33, 32 oder 34, 31 gegeben.
Eine weite vorteilhafte Variante einer polaritätsunabhängigen Schaltungsanordnung ist in der Fig. 4 dargestellt, in der gleiche Teile wie in der Fig. 1 wiederum mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Die Schaltungsanordnung weist zwei identische Impedanzglieder 1 und 1', zwei Zenerdioden 5 und 5', zwei Netzwerke 22 und 22', zwei RC-Glieder 25 und 25' sowie zwei Nummernschalter-Kurzschlusskontakte K und K' auf. Die beiden aus dem Impedanzglied 1 bzw. 1' und der Zenerdiode 5 bzw. 5' gebildeten Reihenschaltungen sind mit zueinander entgegengesetzter Durchlassrichtung in Reihe an die Adern a und b der Teilnehmerleitung angeschlossen.
Antiparallel zu jeder dieser Reihenschaltungen ist ein Gleichrichter 39 bzw. 39' - vorzugsweise eine Diode - geschaltet.
Die gemeinsamen Anschlüsse der Zenerdioden 5 und 5' sind mit dem Speiseanschluss 11 des Schaltungsteils 12 und die beiden anderen Anschlüsse über die Emitter-Kollektorstrecke eines Transistors 40 bzw. 40' mit dem Speiseanschluss 10 verbunden. Die Basis des Transistors 40 bzw. 40' ist über einen Widerstand 41 bzw. 41' und eine Diode 42' bzw. 42 an die Ader b bzw. a geschaltet. Der gemeinsame Anschluss des Widerstandes 41 und der Diode 42' bzw. des Widerstandes 41' und der Diode 42 ist mit dem Emitter des Transistors 40' bzw. 40 verbunden.
Je nach der Polarität der Teilnehmerleitung sind das Impedanzglied 1, die Zenerdiode 5, der Transistor 40 und der Gleichrichter 39' oder das Impedanzglied 1', die Zenerdiode 5', der Transistor 40' und der Gleichrichter 39 aktiv. Die Diode 42 bzw. 42' dient zur Ansteuerung des Transistors 40' bzw. 40, wenn der Transistor 6 bzw. 6' des Impedanzgliedes 1 bzw. 1' gesperrt ist.
Die beiden Nummernschalter-Unterbrechungskontakte K und K' können gemäss Fig. 5 durch einen einzigen Kontakt K" ersetzt werden, der einerseits über eine Diode 43 an die Ader a und über eine Diode 44 an die Ader b und anderseits an den Speiseanschluss 10 des Schaltungsteils 12 geschaltet ist.
Gegenüber der Kombination der Schaltungsanordnungen nach den Fig. 1 und 3 weist die Lösung nach der Fig. 4 den Vorteil auf, dass sie auch dann eingesetzt werden kann, wenn die Spannung zwischen den Adern a, b grösser ist als die Basis-Emitter-Durchbruchspannung eines Transistors.
Die Einkopplung des Ausgangssignals des Mikrofonverstärkers in die Teilnehmerleitung kann auch mit anderen Mitteln als mit dem Impedanzglied 1 erfolgen. In diesem Fall können die Widerstände 7, 8 des Impedanzgliedes 1 durch einen einzigen Widerstand ersetzt und die Basis des Transistors 6 über den Kondensator 9 unmittelbar an den Emitter gekoppelt werden.
The invention relates to a circuit arrangement for a telephone of the type mentioned in the preamble of the claim.
As is known, conventional telephones have a carbon microphone which, although inexpensive and does not require an amplifier, does not permit good transmission quality and has a limited service life. To avoid these disadvantages, it is known to use a microphone which converts the sound energy into an electrical signal without an additional electrical energy source, which signal is amplified with a microphone amplifier and coupled into the subscriber line with a transmission element. In this way, z. B. electrodynamic and piezoelectric as well as condenser microphones are used, which are characterized by a much better sensitivity and transmission characteristics compared to the carbon microphone.
A circuit arrangement with a microphone of this type is known from DT-PS 1 130 857. The output signal of the microphone amplifier is coupled in with an inductive transformer. To power the microphone amplifier, a Zener diode is connected in series with a choke to the two wires of the subscriber line. The entire transmission energy is generated by the microphone amplifier.
The invention is based on the object of creating a simple circuit arrangement for a telephone, the feed element of which does not require an inductive element and frees up a maximum proportion of the energy available in the subscriber line for the electrical supply of at least one amplifier and possibly additional devices. This problem is solved by the features identified in the characterizing part of the patent claim.
Some exemplary embodiments of the invention are explained in more detail below with reference to the drawings.
Show it:
1 shows a circuit arrangement for a telephone,
2 shows a variant of an impedance element,
3 shows a bridge rectifier,
4 shows a further circuit arrangement and
Fig. 5 shows a detail.
In Fig. 1, a and b denote the two wires of a subscriber line. A coilless, preferably controllable impedance element 1, which has a positive connection 2, a negative connection 3 and a control connection 4, is connected in series with a number switch break contact J and a Zener diode 5 to wires a and b.
Instead of the Zener diode, another voltage-limiting element can of course also be used. The impedance element 1 and the zener diode 5 together form a feed element.
In the example shown, the controllable impedance element 1 has a transistor 6 which is counter-coupled in terms of direct current and whose base is coupled to the control connection 4 and to the collector via two ohmic or complex resistors 7, 8 connected in series. The collector forms the connection 2 and the emitter the connection 3 of the impedance element 1. A capacitor 9, which can be an electrolytic capacitor, is connected between the emitter of the transistor 6 and the common connection of the resistors 7, 8.
The two connections of the Zener diode 5 are connected via feed connections 10, 11 of a circuit part 12 to a capacitor 13, the feed lines of a microphone amplifier 14 and the feed lines of a receiving amplifier 15. In addition, the feed connections 10, 11 are routed to two terminals 16, 17 to which the feed lines of an additional device, for example a charge meter, can be connected. The circuit part 12 includes, in addition to the capacitor 13 and the two amplifiers 14, 15, a microphone 18 in the input of the microphone amplifier 14, an earpiece 19 in the output of the receiving amplifier 15 and a coilless, preferably adjustable RC network 20, which is between the output of the microphone amplifier 14 and the input 21 of the receiving amplifier 15 is switched.
The wire a of the subscriber line connected to the impedance element 1 is connected via a further coilless RC network 22 to an input line 23 of the circuit part 12 leading to the input 21 of the receiving amplifier 15. An output line 24 of the circuit part 12 connected to the output of the microphone amplifier 14 leads via an RC element 25 to the control connection 4 of the impedance element 1. A number switch short-circuit contact K is parallel to the impedance element 1.
The circuit arrangement described works as follows:
If the microphone 18 is not discussed, the impedance element 1 represents an active two-pole. A direct current of a defined magnitude flows from the wire a via this two-pole to the zener diode 5, where a constant direct voltage Us is used to feed the circuit part 12 and possibly to the terminals 16 , 17 connected accessories drops. The transistor 6 is fed back via the resistors 7, 8.
The effect of the capacitor 9 results in a frequency-dependent negative feedback in such a way that the alternating current resistance of the two-terminal network is significantly greater than the direct current resistance, so that the subscriber line is not significantly loaded in terms of alternating current.
When transmitting, the signal of the microphone 18 amplified by the microphone amplifier 14 reaches the control terminal 4 of the impedance element 1 via the RC element 25. This now works as a controllable current generator, whereby the line current is modulated by the microphone signal. It is easy to see that the transmission power sent to the subscriber line does not have to be supplied by the supply source of the voltage U5, but rather is derived from the power that the transistor 6, operating as a class A amplifier, draws from the subscriber line.
Upon receipt, the received signal arriving via the wires a and b reaches the input 21 via the network 22, is amplified by the receiving amplifier 15 and fed into the earpiece 19.
The feed of the output signal of the microphone amplifier 14 via the network 20 into the input 21 of the receiving amplifier 15 takes place in order to attenuate the back hearing effect. The amplified microphone signal arrives on the one hand via the network 20 and on the other hand via the RC element 25, the transistor 6 and the network 22 to the input 21 of the receiving amplifier 15. Since the transistor 6 inverts the microphone signal, the networks 20, if dimensioned appropriately, are superimposed. 22 at the input 21 two identical signals but opposite in phase position, the sum of which is zero.
The advantages of the circuit arrangement described can now be easily recognized. The impedance element 1 manages without an expensive and space-consuming choke and nevertheless ensures an alternating current separation of the subscriber line from the Zener diode 5, so that a maximum proportion of the line energy is available at this, which is not only used to feed the microphone amplifier 14 and the receiving amplifier 15, but is also sufficient for the electrical supply of powerful additional devices. Although the number switch break contact J periodically interrupts the subscriber line when the number disk is actuated, the effect of the capacitor 13 still provides a sufficiently large voltage U5.
The impedance element 1 shows a very favorable course of the static input current-input voltage characteristic curve, which results in a low value of the equivalent direct current input resistance of the circuit arrangement.
The coupling of the output signal of the microphone amplifier 14 into the subscriber line also takes place with the impedance element 1 without inductive elements. No inductive transducer is required to attenuate the back listening effect. The feed element 1, 5 is not significantly loaded by the microphone amplifier 14. The circuit arrangement can be implemented excellently in integrated circuit technology.
The input impedance of the circuit arrangement is essentially given by the impedance of the impedance element 1.
This is the same for sending and receiving. It can be chosen as desired through appropriate structure and dimensioning and thus the particular characteristics of the telephone network, the regulations of telephone administration, etc.
easily customized. In contrast to conventional circuit arrangements, which have a predominantly inductive impedance due to the existing inductive transformers and chokes, the solution described allows the implementation of an input impedance in the range from a purely ohmic resistance to a capacitive impedance that corresponds to the impedance of a long telephone line.
It is therefore easily possible to choose the impedance of the impedance element 1 to be the same as the line impedance, so that an optimal adaptation results. FIG. 2 shows a variant of a controllable impedance element which allows such a definition of the input impedance of the circuit arrangement.
In FIG. 2, the same reference numerals as in FIG. 1 indicate the same parts. In parallel with the two series-connected resistors 7, 8, a resistor 26 is connected, which reduces the AC resistance of the two-terminal network. The resistor 8, which is complex here, is formed by two ohmic resistors 27, 28 connected in series and a capacitor 29 connected in parallel to the resistor 28. An ohmic resistor is provided as resistor 7. The resistor 26 can generally also be an ohmic resistor.
The circuit design of the two networks 20, 22 (FIG. 1) depends on the impedance of the subscriber line and the impedance element 1. If - as explained above - the impedance element 1 is adapted to the line impedance, the networks 20, 22 can be real two-pole connections Otherwise, it is necessary for optimal back loss to be designed as a complex two-pole.
In order to achieve independence from the polarity of the subscriber line, a bridge rectifier can be connected upstream of the circuit arrangement shown in FIG. 1, so that the series circuit formed from the impedance element 1 and the Zener diode 5 is connected to the wires a, b via this bridge rectifier. In the simplest case, the bridge rectifier can consist of four semiconductor diodes.
The voltage drop that occurs over the two diodes polarized in the forward direction hardly has a disadvantageous effect in most applications.
A smaller voltage drop results with the bridge rectifier 30 shown in FIG. 3, which is formed by two transistors 31, 32 and two further transistors 33, 34 which are complementary to these. The emitters of the transistors 31 and 33 form one of the inputs of the bridge rectifier connected to the wire a and the emitters of the transistors 32 and 34, the other input connected to the wire b. The collectors of transistors 33 and
34 represent the an output marked with a 'and the
Collectors of transistors 31 and 32 represent the output of the bridge rectifier denoted by b '. The bases of the
Transistors 32 and 34 are connected to wire a via resistors 35, 36 and the bases of transistors 31 and 33 are connected to wire b via resistors 37, 38.
The voltage drop of the back rectifier 30 is given by the saturation voltage of the collector-emitter path of the two conductive transistors 33, 32 or 34, 31.
A further advantageous variant of a polarity-independent circuit arrangement is shown in FIG. 4, in which the same parts as in FIG. 1 are again provided with the same reference numerals. The circuit arrangement has two identical impedance elements 1 and 1 ', two Zener diodes 5 and 5', two networks 22 and 22 ', two RC elements 25 and 25' and two number switch short-circuit contacts K and K '. The two series circuits formed from the impedance element 1 or 1 'and the Zener diode 5 or 5' are connected in series to the wires a and b of the subscriber line with opposite forward directions.
A rectifier 39 or 39 '- preferably a diode - is connected anti-parallel to each of these series connections.
The common connections of the Zener diodes 5 and 5 'are connected to the feed connection 11 of the circuit part 12 and the other two connections are connected to the feed connection 10 via the emitter-collector path of a transistor 40 or 40'. The base of the transistor 40 or 40 'is connected via a resistor 41 or 41' and a diode 42 'or 42 to the wire b or a. The common connection of the resistor 41 and the diode 42 'or of the resistor 41' and the diode 42 is connected to the emitter of the transistor 40 'and 40, respectively.
Depending on the polarity of the subscriber line, the impedance element 1, the zener diode 5, the transistor 40 and the rectifier 39 'or the impedance element 1', the zener diode 5 ', the transistor 40' and the rectifier 39 are active. The diode 42 or 42 'is used to control the transistor 40' or 40 when the transistor 6 or 6 'of the impedance element 1 or 1' is blocked.
The two number switch interruption contacts K and K 'can be replaced by a single contact K "according to FIG. 5, which on the one hand via a diode 43 to the wire a and a diode 44 to the wire b and on the other hand to the supply connection 10 of the circuit part 12 is switched.
Compared to the combination of the circuit arrangements according to FIGS. 1 and 3, the solution according to FIG. 4 has the advantage that it can also be used when the voltage between the wires a, b is greater than the base-emitter breakdown voltage of a transistor.
The coupling of the output signal of the microphone amplifier into the subscriber line can also take place with other means than with the impedance element 1. In this case, the resistors 7, 8 of the impedance element 1 can be replaced by a single resistor and the base of the transistor 6 can be coupled directly to the emitter via the capacitor 9.