Schaltungsanordnung zur Umsetzung von Amplitudenwerten in einen Binärcode Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Umsetzung von Amplitudenwerten in einen n-stelligen Binärcode unter Verwendung von 211 Amplitudendiskri- minatoren in Form von Kippwiderständen.
Bei solchen bekannten Schaltungsanordnungen sind die Kippwiderstände derart unterschiedlich bemessen, dass der jeden Kippwiderstand durchfliessende, einem umzusetzenden Amplitudenwert entsprechende Strom eine seinem Stufenwert entsprechende Anzahl von Kipp- widerständen vom Ruhezustand in den Arbeitszustand umsteuert. Die Umsteuerung kann z.B. von einem Zu stand niedrigen Widerstandes in einen Zustand hohen Widerstandes oder umgekehrt erfolgen.
Es sind n Ver- gleicher vorgesehen, also ebenso viele wie der Binär code Stellen hat, welche die Binärstellen 2v-1 (v = 1; 2; 3... h) mit Hilfe eines Vergleichs zwischen den ihren bei den Eingängen zugeführten Vergleichsgrössen bilden, die aus den Spannungen der Kippwiderstände hergeleitet sind.
Insbesondere ist es bekannt, zwei zueinander paral lele Reihenschaltungen von Tunneldioden vorzusehen, die von einem dem umzusetzenden Amplitudenwert ent sprechenden Strom durchflossen werden. Die an den bei den Reihen bzw. an bestimmten Abschnitten derselben abfallenden Spannungen werden durch die in geeigneter Weise angeschalteten Vergleicher zur Bildung der Stel len des Binärcodes ausgewertet. Die Vergleicher sind Differenzverstärker mit zwei Eingängen. Liegt an dem einen Eingang eine grössere Spannung als an dem an deren, so führt das zu einer binären Eins. Sind die Span nungen an den beiden Eingängen gleich, so entspricht das einer binären Null.
Ob im Falle einer binären Eins der eine oder der andere Eingang des Differenzverstär kers die grössere Spannung bekommt, hängt von dem zufällig zu codierenden Amplitudenwert ab.
Die Kippwerte der als Kippwiderstände verwendeten Tunneldioden werden durch Vorströme eingestellt, die den beiden Reihen stufenweise eingeprägt werden. We gen des einmal grossen, einmal kleinen Kippwertes der aufeinanderfolgenden Tunneldioden der Reihe ergibt es sich dabei zwangsläufig, dass nicht nur positive, sondern auch negative Ströme zugeführt werden müssen. Dadurch kann es zur Bildung der Differenz zweier grosser, sich voneinander nur wenig unterscheidender Ströme kom men. Diese Möglichkeit nimmt mit wachsender Stellen zahl des Codes zu und zwingt dann zur Einhaltung uner wünscht strenger Anforderungen bezüglich der Konstanz der Stromquellen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schal tungsanordnung der genannten Art mit 2" Kippwider- ständen zur Umsetzung von Amplitudenwerten in einen n-stelligen Binärcode zu schaffen und dabei die er wähnten Schwierigkeiten bei der Zuführung der Vor ströme zu vermeiden. Gleichzeitig soll vermieden wer den, dass bei der Bildung einer binären Eins die höhere Spannung einmal an dem einen, ein andermal an dem anderen Eingang des betreffenden Vergleichers erscheint, was unter -Umständen einen relativ komplizierten Auf bau der Vergleicher bedingt.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass dem ersten der beiden Eingänge des Vergleichers, der zur Bildung einer allgemein mit 2v-1 bezeichneten Binärstelle vorgesehen ist, eine Vergleichsgrösse zuge führt wird, die der Summe der Spannungen der bei den Kippwerten 2v-1 -f- (k-1) 2v; k = 1; 2;
3... 211-v kippenden Kippwiderstände proportional ist, und dass dem zweiten Eingang dieses Vergleichers eine Vergleichs- grösse zugeführt wird, die der Summe der Spannungen aller 2 Kippwiderstände abzüglich der mit den Kipp- werten 2w-1 -h (k-1) 2w; k = 1; 2; 3... 2"-w mit p, = 1, 2... v proportional ist.
Mit relativ geringem Aufwand kann die Erfindung ausgeführt werden, indem (n -f- 1) parallele Reihenschal tungen von Kippwiderständen vorgesehen werden und zur Bildung der allgemein mit 2v-1 bezeichneten Binär stelle dem ersten Eingang des zugehörigen Vergleichers die Spannung an der v -ten Reihe und seinem zweiten Eingang die Summe der Spannungen an den Reihen (v -I- 1) bis (n + 1) zugeführt wird.
Die Kippwerte der Kippwiderstände werden am be sten durch jeder Reihe stufenweise zugeführte Vorströ- me eingestellt und die Kippwiderstände innerhalb jeder Reihe so geordnet, dass die Kippwerte und damit die Vorströme monoton ansteigen.
Zweckmässig wird jedem Vergleicher ein Spannungs- addierer zugeordnet, der die Spannungen an den Reihen (v + 1) bis (n + 1) addiert und dem zweiten Eingang des Vergleichers zuführt.
Besondere praktische Vorteile und günstige Hochfre- quenzeigenschaften der Schaltung ergeben sich, wenn man die Kippwiderstände einzeln und gleichsinnig gegen einen gemeinsamen Punkt schaltet und den Kippwert für jeden Kippwiderstand durch einen Vorstrom ge eigneter Grösse individuell einstellt. Zweckmässig liegt der allen Kippwiderständen gemeinsame Punkt an Erde.
Die Spannungen an jedem Kippwiderstand werden zweckmässig Additionsmitteln zugeführt, die den Ver- gleichereingängen zugeordnet sind und die in diese Ver- gleichereingänge einzuspeisenden Vergleichsgrössen bil den.
Besonders einfach und vorteilhaft ist es, wenn die Additionsmittel ein Widerstandsnetzwerk umfassen. Sehr geeignet als Kippwiderstände sind Tunneldioden.
Ihr jeweiliger Kippwert resultiert aus dem Maximum stromwert der Kennlinie und dem der betreffenden Tun neldiode eingeprägten Vorstrom.
Im folgenden soll die Erfindung an Hand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen noch nä her erläutert werden.
In der Zeichnung bedeuten: Fig.l das Schaltbild einer bekannten Schaltungs anordnung zur binären Codierung von Amplitudenwer- ten ; Fig. 2 das Schaltbild einer vorteilhaften Ausfüh rungsform der Erfindung; Fig.3 eine graphische Analog-Digital-Übersetzungs- tabelle für einen vierstelligen Binärcode;
Fig.4 das zu der Ausführungsform nach Fig. 2 ge hörende Vorstromschema; Fig. 5 das Schaltbild einer anderen vorteilhaften Aus führungsform der Erfindung; Fig. 6 eine Tunneldiodenanordnung im Rahmen der Ausführungsform nach Fig. 5.
In Fig. 1 ist eine bekannte Schaltungsanordnung zur binären Codierung von Amplitudenwerten dargestellt. In dem dargestellten Beispiel werden sechzehn verschiedene Amplitudenstufen unterschieden. Dementsprechend sind sechzehn Kippwiderstände, in diesem Falle Tunneldio den. und vier Vergleicher vorgesehen.
Die Tunneldioden sind in zwei parallel zueinander geschalteten Reihen angeordnet, und die Eingangsspan nungen der Vergleicher sind an bestimmten Punkten der beiden Reihen abgegriffen. Der in der Figur neben jeder Tunneldiode eingetragene Kippwert entspricht jener Am plitudenstufe des vom Eingang her der Reihe aufgepräg ten Analogstroms, bei deren Überschreitung die betref fende Tunneldiode von ihrem Zustand niedrigen Wider standes auf ihren Zustand hohen Widerstandes springt. Die Sprungwerte werden durch Vorströme eingestellt, die jeder Reihe stufenweise vor jeder Tunneldiode zu geführt werden. Wie das geschieht. ist in Fig. 1 eben falls angedeutet.
Es sind die verschiedenen Stromquellen dargestellt sowie die Stromwerte eingetragen, die sie in die zugehörige Tunneldiodenreihe jeweils einspeisen.
In der linken Reihe erhält z.B. die oberste Tunnel- diode den Strom 3 von der Stromquelle 3. Durch die nächste Diode muss der Vorstrom 5 fliessen. Er entsteht durch den sowieso schon durch die Reihe fliessenden Strom 3 und einen weiteren Strom, der durch die Strom quelle 2 geliefert wird, usw. Eine für den Vorstrom kri tische Stelle ist der Punkt A. Hier entsteht der Vorstrom 2 aus dem bis dahin durch die Reihe fliessenden Strom 15 minus einem Strom der Stromquelle 13. Er wird also aus der Differenz zweier relativ grosser Ströme gebildet.
Wesentlich schweirigere Vorstrombedingungen entste hen bei Codierern höherer Stufenzahl. Bei vierundsech zig Amplitudenstufen müssen u.a. folgende Differenzen gebildet werden: 63-61 = 2 61-55=6 60-52 = 8 58-54=4. Es hat sich gezeigt, dass man bei höheren Stufen zahlen grössere Schwierigkeiten mit der Konstanz der Vorstromquellen hat als beispielsweise mit den Forde rungen, die durch die hohe Codiergeschwindigkeit ge stellt werden.
Gegenüber der bekannten Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kann die Erfindung durch ein erheblich einfa cheres Vorstromschema realisiert werden, in welchem Differenzbildungen und die damit verbundenen Schwie rigkeiten vermieden sind. Eine vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung ist in der Fig. 2 schematisch dargestellt. Dabei ist wieder der Fall angenommen, dass sechzehn Amplitudenstufen (n = 4) zu unterscheiden sind.
Entsprechend sind (n + 1) = 5 Tunneldiodenreihen vorgesehen, die je von einem dem zu codierenden Amplitudenwert proportionalen Strom durchflossen werden, der den Reihen über die Widerstände R" aufgeprägt wird. Die Zahlen neben den Dioden deuten an, bei welchen Amplitudenstufen sie von einem Zustand geringen Widerstandes bzw. gerin ger Spannung auf einen Zustand hohen Widerstandes bzw. hoher Spannung springen.
Aus der Figur ist das Schema zu entnehmen, nach dem die Vergleicher zur Bildung der Binärstellen 2 , 21 2= und 23 an die Tunneldiodenreihen angeschlossen sind. Die linken, mit den Buchstaben a, c, e und g bezeichneten Eingänge der Vergleicher erhalten jeweils die Spannung der Reihe mit der Ordnungszahl 1, wenn es sich um den Vergleicher zur Bildung der Binärstelle 2 handelt, der Reihe mit der Ordnungszahl 2, wenn es sich um den Vergleicher zur Bildung der Binärstelle 21 handelt und allgemein der Reihe mit der Ordnungszahl v,
wenn es sich um den Vergleicher zur Bildung der Binär stelle 2y-1 handelt. Die rechten Eingänge der Ver- gleicher, die mit den Buchstaben b, d, f und h be zeichnet sind, erhalten - allgemein ausgedrückt - die Summe der Spannungen an den Reihen (v + 1) bis (n + 1), wenn es sich um den Vergleicher zur Bildung der Binärstelle 2y-1 handelt.
Die Spannungssumme für diese Eingänge wird durch geeignete Spannungsaddierer Al, A2 und A3 gebildet, die die betreffenden Spannun gen linear addieren.
Die erste Tunneldiodenreihe der Schaltungsanord nung nach Fig. 2 enthält die Tunneldioden mit den Kipp- werten 1, 3, 5, 7, 9, 11, 13 und 15; die zweite die Tun neldioden mit den Kippwerten 2, 6, 10 und 14 usw.
All gemein enthält die Reihe mit der Ordnungszahl v (v = 1, 2, 3,... bis n), die Tunneldioden mit den Sprung- werten 2y-1 -h (k -1) 2Y; k = 1; 2; 3;... 2n-y Die (n + 1)te Reihe, in diesem Fall also die fünfte, enthält jeweils nur eine Tunneldiode, die stets bei dem höchsten vorkommenden Sprungwert springt (in diesem Beispiel bei dem Sprungwert sechzehn).
Die Sprungwerte der Tunneldioden werden (in Fi gur 2 nicht dargestellt) wiederum durch Vorströme ein gestellt, wobei ein vorteilhaftes Vorstromschema zur An wendung kommt, auf das weiter unten näher eingegan gen wird.
Die Fig. 3 zeigt eine Übersetzungstabelle, nach der die analogen Amplitudenwerte in den gewünschten ge wöhnlichen Binärcode umgesetzt werden. Die Zahlen an der Analogwertachse geben an, welcher Analogwert (Stufenwert) überschritten sein muss, damit von der Schaltungsanordnung die nebenstehend abzulesende bi näre Codierung dieses Analogwertes ausgegeben wird. Jedem der Analogwerte, die längs der Analogwertachse aufgetragen sind, entspricht ein Sprungwert der in der Schaltungsanordnung vorgesehenen Tunneldioden.
Als Beispiel sei die Codierung des Analogwertes 6 ins Auge gefasst. Zu diesem Analogwert 6 gehört nach der Übersetzungstabelle Fig. 3 die binäre Zahl 0110. Ein Vergleich mit Fig. 2 zeigt, dass der Codierer tat sächlich diese Binärzahl ausgibt, sobald die untere Gren ze des Amplitudenwertbereichs 6 überschritten worden ist. Gesprungen sind nämlich die Tunneldioden mit den Sprungwerten 1, 3, 5 in der ersten Reihe, 2 und 6 in der zweiten Reihe sowie 4 in der dritten Reihe. Damit erhält der Vergleicher zur Bildung der Binärstelle 2 beiderseits drei Sprungspannungen von Tunneldioden, so dass eine binäre Null entsteht.
Der Vergleicher zur Bildung der Binärstelle 21 erhält auf der linken Seite zwei Sprung spannungen, nämlich die der Dioden mit den Sprung- werten 2 und 6, auf der rechten Seite aber lediglich eine Sprungspannung von der Tunneldiode mit dem Sprung- wert 4. Damit ergibt sich für die Binärstelle 21 eine bi näre Eins. Auf die gleiche Weise lassen sich die Stellen werte der übrigen Binärstellen leicht nachprüfen.
Es ist festzustellen, dass - wenn die Spannungen an den Vergleichereingängen nicht gleich sind - jeweils der linke Eingang in dem gewünschten Sinne die grösse- re Spannung enthält, niemals der rechte.
In Fig.2 ist nicht dargestellt, wie die Sprungwerte der Tunneldioden durch Vorströme eingestellt werden. Dies geht indessen aus Fig. 4 hervor. Danach sind in jeder Reihe die Tunneldioden in der Reihenfolge mo noton ansteigender Sprungwerte geordnet. Entsprechend sind die der Reihe vor jeder einzelnen Tunneldiode zu geführten Ströme alle positiv und bis auf den ersten alle gleich.
Mit den bereits eingeführten Bezeichnungen kann man allgemein formulieren, dass der erste der Reihe mit der Ordnungszahl y zugeführte Strom den Ampli- tudenwert 2y-1 besitzt, während alle übrigen dieser Rei he zugeführten Ströme den Amplitudenwert 2v aufwei sen. Diese Formel gilt für y = 1, 2, 3 usw. bis n ent sprechend der bereits eingeführten Definition von v, und in diesem Falle auch für v = n -I- 1.
Bei dieser For mulierung ist ebenso wie bei der Darstellung in Fig. 4 unterstellt, dass die Tunneldioden von Haus aus (also ohne Vorstrom) ihren Sprungwert bei dem Stromwert Null hätten. Dies ist natürlich nicht der Fall, kann aber durch einen Kompensationsstrom leicht realisiert werden, den man den Tunneldiodenreihen im Vorhinein einspeist. Man kann auch den ersten der Reihe zugeführten Strom entsprechend reduzieren.
Fig. 5 zeigt das Schaltbild einer anderen vorteilhaf ten Ausführungsform der Erfindung. In diesem Beispiel ist angenommen, dass nur vier verschiedene Amplituden- werte unterschieden werden müssen, was die Darstel lung vereinfacht. Entsprechend sind auch nur vier Tun neldioden vorgesehen. Diese sind im Gegensatz zu der Ausführungsform nach Fig. 2 alle einzeln gegen einen gemeinsamen Punkt geschaltet. Dieser liegt an Masse. Die Zahlen neben den Tunneldioden bedeuten wieder de ren Sprungwerte. Die Einstellung dieser Sprungwerte er folgt durch Vorströme, die an den Punkten P indivi duell zugeführt werden.
Ein dem umzusetzenden Amplitudenwert proportiona ler Strom wird allen Tunneldioden einzeln über einen Widerstand R, aufgeprägt. Nach demselben Gesetz, das auch bei der Ausführungsform nach Fig. 2 angewandt worden war, werden auch bei dieser Ausführungsform die Spannungen der bei den verschiedenen Sprungwer- ten springenden Tunneldioden zusammengefasst und ad diert. Während diese Addition bei der Ausführungsform nach Fig. 2 teilweise wenigstens noch durch die Reihen schaltung von Tunneldioden bewirkt wird, wird hier die Spannung jeder einzelnen Diode getrennt an den betref fenden Vergleichereingang geführt.
Dies geschieht zweck- mässig durch das gezeigte Widerstandsnetzwerk mit den Widerständen R.
Die Ausführungsform nach Fig. 5 hat zusätzlich zu den Vorteilen, die bereits die Ausführungsform nach Fig. 2 aufweist, noch einige wesentliche weitere Vorzüge. Diese bestehen zunächst in einem besonders günstigen Hochfrequenzverhalten der Schaltung, das sich daraus ergibt, dass jede Tunneldiode einzeln einseitig an Masse liegt. Ferner ist es als sehr vorteilhaft anzusehen, dass die Kippwerte der einzelnen Tunneldioden voneinander unabhängig eingestellt werden können.
Wenn also ein Vorstrom geändert oder korrigiert werden muss, so be trifft dies lediglich die eine Diode, um die es sich han delt, die anderen Tunneldioden bleiben von dieser Mass- nahme unberührt.
Ein weiterer Vorzug der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 besteht darin, dass sie für jedes Codierelement eine Ausgestaltung nach der in Fig. 6 dargestellten Art erlaubt. Diese Ausgestaltung gestattet es, den zu codie renden Analogwert nur sehr kurzzeitig einwirken zu lassen, das Ergebnis dieser Codierung jedoch für einen längeren Zeitraum, der etwa für die folgenden Rechen prozesse benötigt wird, festzuhalten. Dieses Festhalten oder Speichern geschieht in der zweiten jeweils vorge sehenen Tunneldiode Tu', die in gleicher Weise wie die Tunneldiode Tu einseitig an Masse liegt.
Die Tunnel diode Tu ist nach wie vor das eigentliche Codierelement und entspricht einer der in Fig. 5 dargestellten Tunnel dioden.
In Fig. 6 wird der codierenden Tunneldiode Tu der dem umzusetzenden Amplitudenwert entsprechende Strom wiederum über einen Widerstand RD aufgeprägt, und z.B. über den Widerstand R, wird durch die Span nungsquelle B der zur Einstellung des Sprungwertes not wendige Vorstrom zugeführt. Der aufgeprägte Analog strom und der zugeführte Vorstrom vereinigen sich an dem Punkte M der Schaltung, an den gleichzeitig der nicht an Masse liegende Pol der Tunneldiode Tu ange schaltet ist.
Der Punkt M ist über einen Kopplungswider stand RI; mit einem Punkt N der Schaltung verbunden, an dem der nicht mit Masse verbundene Pol der Spei- eher-Tunneldiode Tu' liegt. Diesem Punkt N wird über einen Widerstand RH ein Haltestrom für die Tunneldio de Tu' zugeführt. der so lange andauert, wie man das Ergebnis der Codierung zu speichern wünscht. Von dem Punkt N gehen jene Widerstände R ab, die in gleicher Weise wie in Fig. 5 an die Eingänge der Vergleicher an geschlossen sind.
Der Haltestrom, der der Tunneldiode Tu' zugeführt wird, ist so dimensioniert, dass er diese Tunneldiode al lein nicht zum Springen bringt, dass er sie aber in dem gesprungenen Zustand hält, sofern sie einmal zum Sprin gen veranlasst wurde. Letzteres geschieht durch die Spannung an der Tunneldiode Tu, wenn diese Tunnel diode durch den aufgeprägten Analogstrom über ihren Sprungwert hinausgesteuert worden ist.
Eine nur sehr kurze Einwirkungszeit des Analog stromes auf die Tunneldiode Tu, wie sie durch die Schal tung nach Fig. 6 ermöglicht wird, dient der Eindeutigkeit der Codierung, indem durch sie vermieden werden kann, dass sich der angebotene Analogwert während des Co diervorganges um mehr als einen Stufenwert ändert.
Die kurze Einwirkungszeit kann dadurch realisiert werden, dass der Analogwert am Eingang der Schaltungsanord nung entweder von vornherein nur für eine kurze Zeit spanne angeboten wird, z.B. in Form kurzer PAM-Im- pulse, oder dadurch, dass zwar der Analogwert am Ein gang kontinuierlich ansteht, die Tunneldiode Tu jedoch nur für eine sehr kurze Zeit für den Codiervorgang frei gegeben wird. Diese Freigabe kann durch einen zusätz lichen impulsförmigen Strom gesteuert werden, der der Tunneldiode Tu übor den Punkt M der Schaltung auf zuprägen wäre.
Wenn in der vorstehenden Figurenbeschreibung le diglich Tunneldioden als Kippwiderstände angenommen wurden, so heisst das nicht, dass nicht auch andere Bau teile als Kippwiderstände unter gewissen Bedingungen vorteilhaft sein können. Dabei ist in erster Linie an ma- gnetisierbare Kerne mit rechteckiger Hystereseschleife zu denken, die geeignet zu bewickeln bzw. zu ergänzen und sinngemäss in die Schaltungsanordnung einzubezie hen sind.
Circuit arrangement for converting amplitude values into a binary code The invention relates to a circuit arrangement for converting amplitude values into an n-digit binary code using 211 amplitude discriminators in the form of breakover resistors.
In such known circuit arrangements, the breakover resistors are dimensioned differently in such a way that the current flowing through each breakdown resistor and corresponding to an amplitude value to be converted switches a number of breakover resistors from the idle state to the working state corresponding to its step value. The reversal can e.g. from a state of low resistance to a state of high resistance or vice versa.
There are n comparators provided, i.e. as many as the binary code has digits, which form the binary digits 2v-1 (v = 1; 2; 3 ... h) with the aid of a comparison between the comparison values supplied to the inputs which are derived from the voltages of the breakover resistors.
In particular, it is known to provide two parallel series connections of tunnel diodes through which a current corresponding to the amplitude value to be converted flows. The voltages falling in the rows or in certain sections of the same are evaluated by the comparators connected in a suitable manner to form the locations of the binary code. The comparators are differential amplifiers with two inputs. If there is a higher voltage at one input than at the other, this leads to a binary one. If the voltages at the two inputs are the same, this corresponds to a binary zero.
In the case of a binary one, whether one or the other input of the differential amplifier receives the higher voltage depends on the amplitude value to be randomly coded.
The breakover values of the tunnel diodes used as breakover resistors are set by means of bias currents that are gradually impressed on the two rows. Because of the one large, one small breakover value of the successive tunnel diodes of the row, it inevitably results that not only positive but also negative currents have to be supplied. This can lead to the formation of the difference between two large currents that differ only slightly from one another. This possibility increases with the number of digits in the code and then forces compliance with undesirably strict requirements with regard to the constancy of the power sources.
The invention is based on the object of creating a circuit arrangement of the type mentioned with 2 "breakover resistors for converting amplitude values into an n-digit binary code and thereby avoiding the difficulties mentioned when supplying the pre-currents the fact that when a binary one is formed, the higher voltage appears once at one input and another time at the other input of the relevant comparator, which under certain circumstances causes the comparator to have a relatively complicated structure.
According to the invention, the object is achieved in that the first of the two inputs of the comparator, which is provided for the formation of a binary digit generally designated 2v-1, is supplied with a comparison variable which corresponds to the sum of the voltages of the 2v-1 -f - (k-1) 2v; k = 1; 2;
3 ... 211-v is proportional to the breakover resistances, and that the second input of this comparator is supplied with a comparative value which is the sum of the voltages of all 2 breakdown resistors minus the breakdown values 2w-1 -h (k-1 ) 2w; k = 1; 2; 3 ... 2 "-w is proportional with p, = 1, 2 ... v.
The invention can be carried out with relatively little effort by providing (n -f- 1) parallel series connections of breakover resistors and to form the binary, generally designated 2v-1, the voltage at the v -th at the first input of the associated comparator Row and its second input the sum of the voltages on the rows (v -I- 1) to (n + 1) is fed.
The breakover values of the breakover resistances are best set by means of pre-currents that are gradually supplied to each row, and the breakdown resistances are arranged within each row in such a way that the breakdown values and thus the pre-currents increase monotonically.
A voltage adder is expediently assigned to each comparator, which adds the voltages at the rows (v + 1) to (n + 1) and feeds them to the second input of the comparator.
Particular practical advantages and favorable high-frequency properties of the circuit result if the breakdown resistors are switched individually and in the same direction against a common point and the breakdown value for each breakdown resistance is set individually using a bias current of a suitable size. The point common to all breakover resistors is expediently on earth.
The voltages at each tilting resistor are expediently supplied to addition means which are assigned to the comparator inputs and which form the comparison variables to be fed into these comparator inputs.
It is particularly simple and advantageous if the addition means comprise a resistor network. Tunnel diodes are very suitable as breakover resistors.
Their respective breakover value results from the maximum current value of the characteristic curve and the bias current impressed on the relevant tunnel diode.
In the following, the invention will be explained in more detail with reference to the embodiments shown in the drawing.
In the drawing: FIG. 1 shows the circuit diagram of a known circuit arrangement for the binary coding of amplitude values; Fig. 2 is the circuit diagram of an advantageous Ausfüh approximately form of the invention; 3 shows a graphic analog-digital translation table for a four-digit binary code;
4 shows the bias flow scheme belonging to the embodiment of FIG. 2; Fig. 5 shows the circuit diagram of another advantageous embodiment of the invention; FIG. 6 shows a tunnel diode arrangement within the scope of the embodiment according to FIG. 5.
1 shows a known circuit arrangement for the binary coding of amplitude values. In the example shown, sixteen different amplitude levels are distinguished. Accordingly, there are sixteen breakover resistors, in this case tunnel diodes. and four comparators are provided.
The tunnel diodes are arranged in two parallel rows, and the input voltages of the comparators are tapped at certain points in the two rows. The threshold value entered in the figure next to each tunnel diode corresponds to that amplitude level of the analog current imprinted from the input of the series, when exceeded the tunnel diode concerned jumps from its low resistance state to its high resistance state. The grade rules are set by pre-currents, which are fed to each row in stages in front of each tunnel diode. How that happens. is also indicated in Fig. 1 if.
The various current sources are shown as well as the current values that they feed into the associated tunnel diode row.
In the left row e.g. the top tunnel diode receives the current 3 from the current source 3. The bias current 5 must flow through the next diode. It arises from the current 3, which is already flowing through the series, and another current that is supplied by the current source 2, etc. A point critical for the pre-current is point A. Here, the pre-current 2 arises from the up to then the series flowing current 15 minus a current from the current source 13. It is thus formed from the difference between two relatively large currents.
Significantly more difficult pre-flow conditions arise with encoders with a higher number of stages. With sixty-four amplitude levels, i.a. the following differences are formed: 63-61 = 2 61-55 = 6 60-52 = 8 58-54 = 4. It has been shown that at higher levels one has greater difficulties with the constancy of the bias current sources than, for example, with the demands that are made by the high coding speed.
Compared to the known circuit arrangement according to FIG. 1, the invention can be implemented by a considerably simpler bias flow scheme in which the formation of differences and the difficulties associated therewith are avoided. An advantageous embodiment of the invention is shown schematically in FIG. Here again the case is assumed that sixteen amplitude levels (n = 4) are to be distinguished.
Correspondingly, (n + 1) = 5 rows of tunnel diodes are provided through which a current proportional to the amplitude value to be coded flows, which is impressed on the rows via the resistors R ″ State of low resistance or low voltage jump to a state of high resistance or high voltage.
The figure shows the scheme according to which the comparators for forming the binary digits 2, 21 2 = and 23 are connected to the tunnel diode rows. The left inputs of the comparators, labeled with the letters a, c, e and g, each receive the voltage of the series with the ordinal number 1, if it is the comparator for forming the binary digit 2, and the series with the ordinal number 2, if it is is the comparator for forming the binary digit 21 and generally the series with the ordinal number v,
if it is the comparator for forming the binary digit 2y-1. The right inputs of the comparators, which are designated by the letters b, d, f and h, receive - in general terms - the sum of the voltages on the series (v + 1) to (n + 1), if they are is the comparator for forming the binary digit 2y-1.
The voltage sum for these inputs is formed by suitable voltage adders A1, A2 and A3, which add the relevant voltages linearly.
The first tunnel diode row of the circuit arrangement according to FIG. 2 contains the tunnel diodes with the breakover values 1, 3, 5, 7, 9, 11, 13 and 15; the second the tunnel diodes with the breakover values 2, 6, 10 and 14 etc.
In general, the series with the ordinal number v (v = 1, 2, 3, ... to n) contains the tunnel diodes with the grade rules 2y-1 -h (k -1) 2Y; k = 1; 2; 3; ... 2n-y The (n + 1) th row, in this case the fifth, contains only one tunnel diode that always jumps at the highest grade that occurs (in this example, at the grade sixteen).
The grade values of the tunnel diodes (not shown in FIG. 2) are in turn set by pre-currents, an advantageous pre-current scheme being used, which will be discussed in more detail below.
3 shows a translation table according to which the analog amplitude values are converted into the desired ordinary binary code. The numbers on the analog value axis indicate which analog value (step value) must be exceeded so that the circuit arrangement outputs the binary coding of this analog value to be read opposite. Each of the analog values which are plotted along the analog value axis corresponds to a step value of the tunnel diodes provided in the circuit arrangement.
The coding of the analog value 6 is considered as an example. According to the translation table in FIG. 3, the binary number 0110 belongs to this analog value 6. A comparison with FIG. 2 shows that the coder actually outputs this binary number as soon as the lower limit of the amplitude value range 6 has been exceeded. The tunnel diodes with grade rules 1, 3, 5 in the first row, 2 and 6 in the second row and 4 in the third row have jumped. The comparator thus receives three step voltages from tunnel diodes on both sides to form binary digit 2, so that a binary zero is created.
The comparator for forming the binary digit 21 receives two jump voltages on the left side, namely those of the diodes with the jump values 2 and 6, but on the right side only one jump voltage from the tunnel diode with the jump value 4. This results a binary one for the binary digit 21. The digit values of the other binary digits can be easily checked in the same way.
It should be noted that - if the voltages at the comparator inputs are not the same - the left input in each case contains the greater voltage in the desired sense, never the right one.
In FIG. 2 it is not shown how the grade rules of the tunnel diodes are set by means of bias currents. However, this is evident from FIG. Then the tunnel diodes in each row are arranged in the order of increasing grade rules. Correspondingly, the currents to be routed in front of each individual tunnel diode in the row are all positive and all the same except for the first.
With the terms already introduced, one can generally formulate that the first current supplied in the series with ordinal number y has the amplitude value 2y-1, while all other currents supplied to this series have the amplitude value 2v. This formula applies to y = 1, 2, 3 etc. up to n according to the definition of v already introduced, and in this case also for v = n -I- 1.
In this formulation, as in the illustration in FIG. 4, it is assumed that the tunnel diodes inherently (that is, without bias current) would have their jump value at the current value zero. Of course, this is not the case, but it can easily be implemented by a compensation current that is fed into the tunnel diode rows in advance. The first current supplied in the series can also be reduced accordingly.
Fig. 5 shows the circuit diagram of another Vorteilhaf th embodiment of the invention. In this example it is assumed that only four different amplitude values have to be distinguished, which simplifies the illustration. Accordingly, only four tunnel diodes are provided. In contrast to the embodiment according to FIG. 2, these are all individually connected to a common point. This is due to mass. The numbers next to the tunnel diodes represent their grade rules again. These grade rules are set by means of pre-currents that are supplied individually at points P.
A current proportional to the amplitude value to be converted is impressed on all tunnel diodes individually via a resistor R. According to the same law that was also applied in the embodiment according to FIG. 2, in this embodiment too the voltages of the tunnel diodes jumping at the different jump values are combined and added. While this addition in the embodiment of FIG. 2 is partially effected at least by the series connection of tunnel diodes, the voltage of each individual diode is fed separately to the relevant comparator input.
This is best done using the resistor network shown with the resistors R.
The embodiment according to FIG. 5 has, in addition to the advantages already exhibited by the embodiment according to FIG. 2, a number of significant other advantages. These consist primarily of a particularly favorable high-frequency behavior of the circuit, which results from the fact that each tunnel diode is individually connected to ground on one side. Furthermore, it is to be regarded as very advantageous that the breakover values of the individual tunnel diodes can be set independently of one another.
If a bias current has to be changed or corrected, this only affects the one diode that is involved, the other tunnel diodes remain unaffected by this measure.
Another advantage of the circuit arrangement according to FIG. 5 is that it allows an embodiment of the type shown in FIG. 6 for each coding element. This refinement allows the analog value to be encoded to act only for a very short time, but the result of this encoding to be retained for a longer period of time that is required for the following computing processes, for example. This retention or storage takes place in the second respectively provided tunnel diode Tu ', which is grounded on one side in the same way as the tunnel diode Tu.
The tunnel diode Tu is still the actual coding element and corresponds to one of the tunnel diodes shown in FIG.
In Fig. 6, the coding tunnel diode Tu is again impressed with the current corresponding to the amplitude value to be converted via a resistor RD, and e.g. Via the resistor R, the voltage source B supplies the bias current necessary to set the grade value. The impressed analog current and the supplied bias current combine at the point M of the circuit to which the pole of the tunnel diode Tu, which is not connected to ground, is switched on at the same time.
The point M is via a coupling resistance RI; connected to a point N of the circuit at which the pole of the storage rather tunnel diode Tu 'is not connected to ground. A holding current for the Tunneldio de Tu 'is fed to this point N via a resistor RH. which lasts as long as one wishes to store the result of the coding. From the point N go from those resistors R, which are connected in the same way as in Fig. 5 to the inputs of the comparator.
The holding current that is supplied to the tunnel diode Tu 'is dimensioned so that it does not cause this tunnel diode to jump on its own, but that it keeps it in the jumped state, provided it has been caused to jump. The latter happens through the voltage at the tunnel diode Tu when this tunnel diode has been controlled beyond its jump value by the impressed analog current.
Only a very short exposure time of the analog current to the tunnel diode Tu, as it is made possible by the circuit according to FIG. 6, serves to clarify the coding by preventing the analog value offered from increasing during the coding process changes as a level value.
The short exposure time can be achieved in that the analog value at the input of the circuit arrangement is either only offered for a short period of time from the start, e.g. in the form of short PAM pulses, or by the fact that the analog value is continuously present at the input, but the tunnel diode Tu is only released for the coding process for a very short time. This release can be controlled by an additional union pulse-shaped current that would be impressed on the tunnel diode Tu via point M of the circuit.
If in the above description of the figures only tunnel diodes were assumed to be the breakover resistors, this does not mean that other components than breakover resistors cannot also be advantageous under certain conditions. In this context, magnetizable cores with a rectangular hysteresis loop are primarily to be considered, which are suitable for winding or supplementing and which are to be included in the circuit arrangement accordingly.