Verfahren und Schaltungsanordnung zur Distanzmessung nach dem hnpuls-Rückstrahlprinzip
Das Verfahren zur Distanzmessung nach dem Impuls-Rückstrahlprinzip beruht auf der Messung der Zeit, die zwischen dem Aussenden eines auf einer hochfrequenten Sdhwingung überlagerten Impulses und dem Empfang des reflektierten Impulses vergeht. Es kommt nun häufig vor, dass Messgeräte, deren hochfrequente Schwingungen und deren Impulswiederholungsfrequenz gleich sind, benachbart aufgestellt werden, was zu Störungen und Fehlmessungen Anlass gibt. Da dieses Messprinzip bekanntlich auch zur Verfolgung von Luftzielen verwendet wird, wurde mit Erfolg versuc'ht, das Messgerät zu stören, indem das Ziel einen auf die Frequenzen des Messgerätes synchronisierten Sender in Betrieb nimmt.
Dies hat zur Folge, dass die gemessenen Distanzen stark verfälscht werden, wodurch auch eine Verfolgung des Zieles unmöglich gemacht wird.
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Verhinderung solcher Fehlmessungen, indem die Frequenz der Sendeimpulsfolge durch Zeitmodulation innerhalb bestimmter Grenzen dauernd geändert wird.
Die Grundlage für die Distanzmessung ist im allgemeinen durch die Frequenz einer Impulsfolge gegeben, die derart gewählt wird, dass die Laufzeit eines Impulses zwischen dem Aussenden und dem Empfangen mit dem Einheitsabstand zwischen zwei benachbarten Impulsen übereinstimmt. Zwecks vereinfachter Zuordnung eines bestimmten Längenmasses, beispielsweise 1 km, zwischen zwei Impulsen, würde die Wiederholungsfrequenz 149,88 kurz. Um grössere Abstände zu messen, muss die Frequenz dieser Grundschwingung entsprechend verkleinert werden, wobei sie für eine Distanzmessung von 72 km 2081 Hz beträgt. Für eine genaue Distanzmessung muss die Frequenz der Impulsfolge möglichst stabil sein, weshalb ein Quarzoszillator verwendet wird.
Das Verfahren nach der Erfindung kann beispielsweise unter Beiziehen der Fig. 2 erläutert werden. Fig. 2A zeigt die quarzstabile Impulsfolge mit einer Frequenz von 149,888 kHz. Ein beliebiger Impuls ist mit 0 bezeichnet und soll zeitlich mit einem Senderauslöseimpuls zusammenfallen. Von diesem Nullpunkt aus werden alle folgenden Impulse fortlaufend numeriert, wobei die ganzen Zehnerstellen angesohrieben sind. Im weiteren ist ein Frequenzteiler vorgesehen, der die Frequenz der Impulsfolge beispielsweise im Verhältnis 64 : 1 teilt.
Werden nun im Zeitpunkt 0 eine Anzahl Impulse unterdrückt, wie in Fig. 2B durch die ReChteck- spannung angedeutet ist, so beginnt der Frequenzteiler erst mit dem ersten, dem unterdrückten Impuls folgenden Impuls zu arbeiten, wodurch das resultierende Teilverhältnis grösser wird. Wie die Fig. 2C zeigt, werden beispielsweise 8 Impulse unterdrückt. Die resultierende Wiederholungsfrequenz am Ausgang des Frequenzteilers beträgt somit: fw = 149,888 = 2081 Hz. .. Tw = 480 As
64 t 8 Durch Veränderung der Dauer der Unterdrückung kann die Wiederholungsfrequenz herabgesetzt werden.
Wird der Impuls der Fig. 2B beispielsweise bis zur Zeit t2 verlängert, so werden 24 Impulse unterdrückt, womit die Wiederholungsfrequenz dementsprechend niedriger wird fw = 149,888 = 1705 Hz . . Tw = 586 Lt5
64 t 24
Durch dauernde Änderung der Impulsbreite der Fig. 2B zwischen den Zeitpunkten tl und t2 in Abhängigkeit vom Momentanwert einer Steuerspannung im Zeitpunkt des Erscheinens des Ausgangsimpulses aus dem Frequenzteiler, wird die Impulswiederholungsfrequenz am Ausgang des Frequenzteilers geändert. Dies führt zu einer Zeitmodulation der Sendeimpulsfolge zwischen einer höchsten Frequenz, die durch die Zeit tl und einer niedrigsten Frequenz, die durch die Zeit t2 festgelegt wird.
Diese beiden Grenzen tl und t2 können verändert werden ; sie sind einerseits durch die Verwendungsart des Messgerätes in bezug auf die Reiohweite und anderseits durch das dem Messgerät zugrunde liegende Impulsverhältnis sowie der notwendigen Entlade- und Rückstellungszeit der Distanzmesschaltung gegeben.
Eine zur Ausübung des Verfahrens nach Patentanspruch I mögliche Schaltungsanordnung ist durch einen Frequenzteiler mit binären Zählstufen gekennzeichnet, dem die Auslöseimpulse aus einem Quarzoszillator über eine Torstufe zugeführt werden. Der Zeitpunkt für das Schalten der Torstufe in den gesperrten Zustand ist durch den Ausgangsimpuls des Frequenzteilers gegeben, und die Sperrdauer hängt vom Momentanwert einer Modulationsspannung in diesem Zeitpunkt ab. Der Ausgangsimpuls aus dem Frequenzteiler steuert eine zweite Torstufe, die den dem Ausgangsimpuls nächstfolgenden Impuls der ursprünglichen Impulsfolge als Senderauslöseimpuls auswählt.
Die beispielsweise Schaltungsanordnung nach der Erfindung wird im folgenden anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert, wobei in der Fig. 1 das Blockschaltbild eines Frequenzteilers mit Zeitmodulationsschaltung dargestellt ist. Fig. 2 zeigt das Impulsdiagramm an den entsprechenden Punkten der Fig. 1. In der Fig. 3 sind die Stufen 1 ... 6, in der Fig. 4 die Stufen 7 und in der Fig. 5 eine binäre Zählstufe der Stufe 8 dargestellt. Die Fig. 8 zeigt eine Variante für die Schaltung der Fig. 4 und Fig. 7 eine Variante der Schaltung für den Quarz der Fig. 3. In der Fig. 6 sind die Stufen 9 und 10 dargestellt.
Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zeigt in den Stufen 1 ... 4 den Quarzoszillator und die Impulsformerstufen. Die im Quarzoszillator 1 erzeugte Schwingung wird in der Stufe 2 begrenzt. Nach erfolgter Leistungsverstärkung in der Stufe 5 wird ein Sperrschwinger 4 erregt, der Impulse mit einer Breite von etwa 1 Fs erzeugt. Die Torstufe 5 wird durch einen monostabilen Multivibrator 6 gesteuert. Die Schaltzeit des monostabilen Multivibrators 6 wird vom Generator 7 beeinflusst. Die von der Torstufe 5 abgeleiteten Impulse gelangen auf den Frequenzteiler 8, der aus binären Zählstufen aufgebaut ist. Der Ausgangsimpuls schaltet die beiden monostabilen Multivibratoren 6 und 9.
Der monostabile Multivibrator 9 schaltet die Torstufe 10 für eine Zeitdauer, die genügt, um einen Impuls aus der phasenstarren Impulsfolge aus dem Sperrschwinger 4 auszublenden, leitend.
Unter Verwendung des Impulsdiagrammes in der Fig. 2 wird die Wirkungsweise der Anordnung der Fig. 1 erläutert. Die Buchstabennumerierung der Fig. 2 bezieht sich auf die entsprechend markierten Punkte der Fig. 1. Am Ausgang des Sperrschwingers 4 ergibt sich die phasenstarre Impulsfolge gemäss Fig. 2A. Der Zeitpunkt 0 entspricht dem Zeitpunkt, bei dem die positive Flanke eines Impulses am Ausgang des Frequenzteilers 8 erscheint.
Die positive Flanke des Ausgangsimpulses aus dem Frequenzteiler 8 schaltet den monostabilen Multivibrator 6 (Fig. 2B). Dieser verbleibt in diesem Zustand während einer Zeit zwischen den Markierungen tl und t2. Die Fig. 2B zeigt einen Ausgangsimpuls des monostabilen Multivibrators 6 mit der Dauer tl. Die Länge dieses Impulses hängt vom Momentanwert der Spannung- am Generator 7 zur Zeit 0 ab. Mit dem entstandenen Impuls wird die Torstufe 5 gesperrt und unterdrückt beispielsweise acht Impulse aus der Impulsfolge der Fig. 2A. Am Ausgang der Torstufe 5 erscheint somit eine Impulsfolge gemäss Fig. 2C. Die Frequenz dieser Impulsfolge wird durch den Frequenzteiler 8 derart geteilt, dass für 64 Eingangsimpulse ein Ausgangsimpuls mit der Spannungsform gemäss Fig. 2D erzeugt wird.
Die positiven Flanken dieser Spannung kippen den monostabilen Multivibrator 9, der eine Spannung gemäss Fig. 2E erzeugt. Während der Impulsdauer wird die Torstufe 10 leitend geschaltet.
Diese Torstufe 10 lässt somit den nächstfolgenden Impuls der phasenstarren Impulsfolge gemäss Figur 2A durch.
Eine beispielsweise Ausführungsform der Stufen 1 . . 6 ist im Schaltschema der Fig. 3 dargestellt.
Der Quarzoszillator ist ein zweistufiger Verstärker mit Gegentaktendstufe und ist vom Ausgangsübertrager her mit- und gegengekoppelt. Im Basisstromkreis des Transistors H1 liegt der Steuerquarz Q mit den beiden Dioden G1 und G3 als Amplitudenbegrenzung. Der Arbeitspunkt dieses Transistors H ist durch den Spannungsteiler R2-Ra sowie durch den Emitterwiderstand RU festgelegt. Der Kondensator G schliesst den Widerstand R5 für hochfrequente Ströme kurz.
Der Kondensator Ci dient zur Entkopplung der Speisespannung über dem Widerstand R7 . Der im Kollektorkreis des Transistors H1 liegende Transformator T1 sorgt für die Gegentaktaussteuerung der Transistoren H2 und H. Die Widerstände RG und R7 sind derart festgelegt, dass die Gegentaktendstufe im B-Betrieb arbeitet. Die Widerstände Rs und RD sorgen für eine symmetrische Strombelastung. Primärseitig ist der Transformator To mittels des Kondensators C4 auf die Frequenz der Grundschwingung des Oszillators abgestimmt.
Die Speisespannung der Endstufe ist über dem Widerstand R durch den Kondensator Css entkoppelt.
Die Mitkopplung erfolgt über den Kondensator C5 und den Widerstand Rl, die Gegenkopplung über den Widerstand R11.
Die symmetrische Amplitudenbegrenzung erfolgt über die Induktivität L als Entkopplungsimpedanz mit Hilfe der Diodenschaltung G3 und G4. Die erforderliche Gegenspannung wird für die Diode G3 durch den Widerstand R12 und den Kondensator CG, für die Diode G4 durch den Widerstand RJS und den Kondensator C7 erzeugt. Der induktive Vorwiderstand wL schiebt die Phasenlage um etwa 900.
Über dem Kondensator C8 und dem Widerstand R14 wird die rechteckförmige Ausgangsspannung differenziert und durch den Doppelemitterfolger mit den Transistoren H4 und H3 strommässig verstärkt.
Am Emitter des Transistors H5 erscheint ein negativer Auslöseimpuls für die nachfolgende Sperrschwingerschaltung.
Über den Kopplungskondensator C9 und die Primärwicklung des Transformators T5 gelangt dieser Impuls auf die Basis des Transistors H6 . Der Widerstand RtG begrenzt den Rückkopplungsbasisstrom. Die Kollektorwicklung ist mit einer Diode C5 überbrückt, wodurch der Rücklauf des Ausgangsimpulses bedämpft wird. Der Wechselstromweg von der Kollektorspeisequelle auf den Emitter ist mittels des Kondensators C10 geschlossen. Die Impulsbreite ist somit einerseits durch die Induktivität der Kollektorwicklung und anderseits durch die Bemessung des Kopplungskondensators C0, des Basiswiderstandes R1G sowie durch die Stromverstärkung des Transistors H0 bestimmt.
Die an der Ausgangswicklung entstehenden Impulse (Ausgang A) gelangen über den Widerstand R. > 7 und den Kondensator C16 auf die Basis des Transistors Hlo, können aber auch zur Steuerung anderer Geräte ausgekoppelt werden. Der Widerstand R27 entkoppelt den Sperrschwinger und begrenzt zugleich den Basissteuerstrom des Transistors H",. Der Kondensator C10 sorgt dafür, dass der Transistor Hlo impulsmässig übersteuert wird.
Der monostabile Multivibrator 6 der Fig. 1 wird durch die Transistoren H, und H8 gebildet. Das zeitbestimmende Glied ist der Widerstand R20 und der Kondensator C, 3. Im Ruhezustand ist der Transistor H8 leitend. Der vom Frequenzteiler 8 der Fig. 1 erzeugte Impuls steht am Eingang D als Auslöseimpuls des monostabilen Multivibrators zur Verfügung. Die positive Flanke wird über den Kondensator Ctt, die Diode G6 und den Kondensator C13 auf die Basis des Transistors H8 geführt, wodurch dieser gesperrt wird und den Kollektor auf Erdpotential führt. Über den Kollektorwiderstand R21 und den Spannungsteiler R19-R22 wird die Basis des Transistors H7 negativ gesteuert.
Der Kondensator C14 dient zur impulsmässigen Übersteuerung des Transistors Hi. Die Kollektorspeisespannung des Transistors H, wird am Eingang H angelegt. Die Ladung am Kondensator Q5 wird somit durch die am Widerstand R18 entstehende Spannungsdifferenz aus der Momentanspannung am Eingang H und der Impulsspannung am Eingang D gebildet. Bei veränderlicher Spannung am Eingang H wird die Schaltzeit des Transistors H, für jeden Schaltimpuls am Eingang D verändert. Der Kondensator C15 schliesst den Eingang H impulsmässig auf Masse kurz.
Die Basis des Transistors H9 wird während des leitenden Zustandes des Transistors H7 über den Widerstand R28 auf Erdpotential gebracht. An der Basis des Transistors Hlo entsteht damit ein positives Potential, das durch den Spannungsteiler R24-R2B derart festgelegt ist, dass die negativen Impulse aus dem Sperrschwingertransistor H6 den Transistor Hjo nicht aussteuern können. Am Widerstand R28 entsteht somit eine Impulsfolge, wie sie in Fig. 2C dargestellt ist.
Um eine gewollte Synchronisation eines fremden Senders am wirkungsvollsten zu bekämpfen, ist es vorteilhaft, wenn die Steuerspannung am Eingang H statisch verändert wird. Eine solche Steuerspannung kann beispielsweise eine Rauschspannung sein. Die Fig. 4 zeigt eine Ausführung für einen Rauschspannungsgenerator, bei dem das Rauschen einer Zenerdiode verstärkt wird.
Der Transistor H31 arbeitet in Basis-Grundschaltung. Mit den zwei Zenerdioden Z31 und Z82 ist die Speisespannung stabilisiert, wobei die Widerstände R38 und R34 als Vorwiderstände dienen. Der Arbeitspunkt ist durch den Widerstand R32 bestimmt, der über den Kondensator C31 wechselstrommässig kurzgeschlossen ist. Die eigentliche Rauchquelle bildet die Zenerdiode Z32. Die Rauschspannung über dem Widerstand R31 wird mittels des Kondensators C32 auf die Basis des Transistors H32 gebracht.
Parallel zum Kollektorwiderstand R35 liegt der Kondensator C, der das Frequenzband des Rauschens bei etwa 500 Hz beschneidet. Uber die Zenerdiode Zos ist der Kollektor vom Transistor H32 gleichstrommässig auf die Basis des Transistors H, gekoppelt. Der Widerstand R36 leitet den Zenerstrom für die Zenerdiode Z33. Der Arbeitspunkt des Transistors H38 ist durch die Widerstände R38 und R00 festgelegt. Wechselstrommässig ist der Widerstand R50 durch den Kondensator C34 kurzgeschlossen. Der Widerstand Rfo dient zur Gegenkopplung.
Die zweite Verstärkerstufe mit den Transistoren 1154 und H3D ist gleich aufgebaut wie die soeben beschriebene erste Verstärkerstufe. Der Kondensator C0o bewirkt eine weitere Beschneidung des Frequenzganges. Die niederfrequente Rauschsp annung wird über den Kopplungskondensator C55 auf die Basis des Transistors H3G gebracht. Der Verstärkungsgrad ist mittels des Widerstandes R4S einstellbar. Der Widerstand R47 ist der Basiswiderstand.
Der Arbeitspunkt ist durch den Widerstand R49 festgelegt. Am Ausgang H kann vom Emitter dieses Transistors H36 die Rauschspannung zur Steuerung des monostabilen Multivibrators 6 der Fig. 1 abgenommen werden.
DEr Frequenzteiler 8 der Fig. 1 ist aus binären Zählstufen aufgebaut. Da jede Zählstufe die Anzahl der ankommenden Impulse durch zwei teilt, werden für das gewünsohte Teilerverhältnis 1 : 64 sechs binäre Zählstufen benötigt. Diese Zählstufen sind unter sich gleich; eine davon ist in Fig. 5 dargestellt.
Die Ansteuerung für beide Transistoren Hsi und H., 2 erfolgt vom Eingang C aus. Für den Transistor H3l über den Kondensator C51, die Diode G51 und den Widerstand R55. Für den Transistor 1152 über den Kondensator C52, die Diode G52 und den Widerstand R36. Die Rückkopplung vom Transistor H,, auf den Transistor H52 erfolgt über den Kondensator C33 auf den Widerstand Róss, die Rückkopplung von Transistor H52 auf den Transistor H51 über den Kondensator C54 und den Widerstand R54. Die Lastwiderstände sind R57 und R58.
Der Ausgang C' ist mit dem Kollektor des Transistors HÏ3 verbunden und führt auf den Eingang der nächsten Zählstufe.
Der monostabile Multivibrator 9 der Fig. 1 ist in der Fig. 6 durch die Transistoren H6, und H62 gebildet. Der Ausgangsimpuls aus der sechsten binären Zählstufe gelangt an den Eingang D, wo die positive Flanke über den Kondensator Cff, die Diode G61 und den Kondensator C62 auf die Basis des im Ruhezustand leitenden Transistors H62 gelangt. Durch den positiven Impuls wird dieses Transistor Hn gesperrt. Über den Widerstand R65 wird die Basis des Transistors H61 negativ gesteuert. Der Kondensator C übersteuert den Transistor H61 impulsmässig.
Dieser Zustand bleibt für die Zeit, die durch die Entladung des Kondensators C62 über den Widerstand R38 bestimmt ist. Durch das Erdpotential am Kollektor vom Transistor H62 (Punkt E) wird die Basis des Transistors Hss3 über den Spannungsteiler R67-RG8 negativer, wodurch dieser Transistor H63 leitend wird. Über den Widerstand R69 und den Kondensator C64 gelangen die Impulse am Eingang A aus dem Sperrschwinger 4 der Fig. 1 ebenfalls auf die Basis des Transistors HG3. Die Zeit, für die der Transistor HG3 leitend ist, hängt von der Impulsdauer des Sperrschwingers 4 ab und ist derart gewählt, dass nur ein Impuls passieren kann.
Dieser Impuls kann am Ausgang F ausgekoppelt werden.
Sind mehrere Messgeräte am gleichen Aufstellungsort vorgesehen, so ist es vorteilhaft, wenn die Impulswiederholungsfrequenzen für jedes Gerät einzeln wählbar sind. Die Fig. 7 zeigt der Vollständigkeit halber eine Anordnung, mit der die Quarzschwingung veränderbar ist. Es sind dabei drei verschiedene Grundfrequenzen vorgesehen.
Die Bezeichnung der Anschlüsse sind dieselben wie in Fig. 1. Der Eingang J bringt die Mitkopplung und der Eingang K die Gegenkopplung aus dem Ausgangstransformator T2. Die Frequenz der Quarze Qs, Q72 und Q73 liegt nahe beieinander.
In der Versuchsausführung hatte der Quarz Q72 die Grundfrequenz 149,88 kHz, die zur Erzeugung von l-km-Impulsen notwendig ist. Der Quarz Q71 hat eine um 50 Hz tiefer- liegende und der Quarz Q73 eine um 50Hz höher liegende Grundschwingung.
Die Wahl der gewünschten Frequenz erfolgt mittels eines Schalters S, der dem gewünschten Quarz eine positive und den andern Quarzen eine negative Spannung zuführt. Gemäss der Fig. 7 wäre somit der Quarz Q72 in Betrieb.
Der Widerstand R74 bringt die Mitkopplungsspannung auf die Quarzschaltung. Die Widerstände R75 ... R77 dienen zur Vergrösserung des Resonanzwiderstandes der Quarze, damit die Schwingungsamplitude aller drei Quarze durch die einstellbaren Widerstände R71 ... R,; auf gleiche Höhe abgleichbar sind. Die Widerstände R78 ... R80 dienen zur Entkopplung der Spannungsquelle und begrenzen den Strom von der Quelle her. Durch die positive Vorspannung an einem der Quarze wird eine der drei Dioden G71 ... G73 leitend geschaltet. Die Spule L7l dient als Hochfrequenzdrossel und schliesst den Gleichstromkreis auf Masse. Die Dioden G7. und G75 dienen zur symmetrischen Begrenzung der Schwingung.
In der Fig. 8 ist eine Variante des Generators 7 der Fig. 1 dargestellt. Die Ausgangsspannung dieses Generators ist eine Dreieckspannung, die am Ausgang H auskoppelbar ist und anstelle des Rauschgenerators an den Eingang H der Fig. 3 angeschlossen werden kann.
Die beiden Transistoren H8l und H82 bilden mit den zeitbestimmenden Gliedern R8l-C8l und R82-C82 einen freilaufenden Multivibrator. Die Widerstände R83 und R84 sind die Arbeitswiderstände der entsprechenden Transistoren H81 und H82. trber den Widerstand R8 wird der Kondensator C im Takt der Arbeitsphase des Transistors 1183 geladen und entladen. Da die Ladezeit kleiner ist als die Zeitkonstante, ergibt sich die Spannung an der Basis des Transistors H8,, als Dreieckspannung mit einer Gleichspannungskomponente.
Der Transistor H83, der als Emitterfolger geschaltet ist, dient zur Auskopplung der Dreieckspannung ohne Strombelastung der Ladestufe. Über die RC-Kopplung aus dem Widerstand R86 und dem Kondensator C84 wird ein weiterer Transistor H84 gespiesen, dessen Basisvorspannung über die Widerstände R87 und R88 einstellbar ist. Am Emitterwiderstand R83 kann eine Dreieckspannung ausgekoppelt werden, deren Pegel einstellbar ist.
Method and circuit arrangement for distance measurement according to the hnpuls reflection principle
The method for distance measurement according to the pulse-back-radiation principle is based on the measurement of the time that elapses between the transmission of a pulse superimposed on a high-frequency vibration and the reception of the reflected pulse. It often happens that measuring devices whose high-frequency oscillations and their pulse repetition frequency are the same are set up next to one another, which gives rise to interference and incorrect measurements. Since this measuring principle is known to be also used to track air targets, attempts have been made to interfere with the measuring device by the target operating a transmitter that is synchronized to the frequencies of the measuring device.
This has the consequence that the measured distances are greatly falsified, which also makes it impossible to track the target.
The present invention relates to a method and a circuit arrangement for preventing such incorrect measurements in that the frequency of the transmission pulse train is continuously changed by time modulation within certain limits.
The basis for the distance measurement is generally given by the frequency of a pulse train, which is chosen such that the transit time of a pulse between transmission and reception corresponds to the unit distance between two adjacent pulses. For the purpose of a simplified assignment of a certain length measure, for example 1 km, between two pulses, the repetition frequency would be 149.88 short. In order to measure greater distances, the frequency of this fundamental oscillation must be reduced accordingly, whereby it is 2081 Hz for a distance measurement of 72 km. For an accurate distance measurement, the frequency of the pulse train must be as stable as possible, which is why a quartz oscillator is used.
The method according to the invention can be explained, for example, with reference to FIG. 2A shows the quartz-stable pulse train with a frequency of 149.888 kHz. Any impulse is designated with 0 and should coincide with a transmitter trigger impulse. From this zero point, all following pulses are numbered consecutively, with the whole tens digits being pushed in. A frequency divider is also provided which divides the frequency of the pulse train in a ratio of 64: 1, for example.
If a number of pulses are now suppressed at time 0, as indicated by the square voltage in FIG. 2B, the frequency divider only begins to work with the first pulse following the suppressed pulse, which increases the resulting division ratio. As shown in FIG. 2C, 8 pulses are suppressed, for example. The resulting repetition frequency at the output of the frequency divider is thus: fw = 149.888 = 2081 Hz ... Tw = 480 As
64 t 8 The repetition frequency can be reduced by changing the duration of the suppression.
If the pulse of FIG. 2B is lengthened, for example, up to time t2, 24 pulses are suppressed, with the result that the repetition frequency is correspondingly lower fw = 149.888 = 1705 Hz. . Tw = 586 Lt5
64 t 24
By continuously changing the pulse width of FIG. 2B between times t1 and t2 as a function of the instantaneous value of a control voltage at the time the output pulse from the frequency divider appears, the pulse repetition frequency at the output of the frequency divider is changed. This leads to a time modulation of the transmission pulse train between a highest frequency, which is determined by time t1, and a lowest frequency, which is determined by time t2.
These two limits t1 and t2 can be changed; they are given on the one hand by the type of use of the measuring device in relation to the range and on the other hand by the pulse ratio on which the measuring device is based and the necessary discharge and reset time of the distance measuring circuit.
A circuit arrangement possible for performing the method according to patent claim I is characterized by a frequency divider with binary counting stages, to which the triggering pulses from a quartz oscillator are fed via a gate stage. The point in time for switching the gate stage to the blocked state is given by the output pulse of the frequency divider, and the blocking duration depends on the instantaneous value of a modulation voltage at this point in time. The output pulse from the frequency divider controls a second gate stage, which selects the pulse of the original pulse sequence following the output pulse as the transmitter trigger pulse.
The circuit arrangement according to the invention, for example, is explained in more detail below with reference to the accompanying drawing, the block diagram of a frequency divider with a time modulation circuit being shown in FIG. FIG. 2 shows the pulse diagram at the corresponding points in FIG. 1. In FIG. 3, stages 1 ... 6, in FIG. 4, stages 7, and in FIG. 5, a binary counting stage of stage 8 . FIG. 8 shows a variant for the circuit of FIG. 4 and FIG. 7 shows a variant of the circuit for the quartz of FIG. 3. In FIG. 6, stages 9 and 10 are shown.
The circuit arrangement according to the invention according to FIG. 1 shows the quartz oscillator and the pulse shaper stages in stages 1 ... 4. The oscillation generated in quartz oscillator 1 is limited in stage 2. After the power amplification in stage 5, a blocking oscillator 4 is excited, which generates pulses with a width of about 1 Fs. The gate stage 5 is controlled by a monostable multivibrator 6. The switching time of the monostable multivibrator 6 is influenced by the generator 7. The pulses derived from the gate stage 5 reach the frequency divider 8, which is made up of binary counting stages. The output pulse switches the two monostable multivibrators 6 and 9.
The monostable multivibrator 9 switches the gate stage 10 to the conductive state for a period of time which is sufficient to mask out a pulse from the phase-locked pulse sequence from the blocking oscillator 4.
Using the timing diagram in FIG. 2, the operation of the arrangement of FIG. 1 is explained. The letter numbering in FIG. 2 relates to the correspondingly marked points in FIG. 1. The phase-locked pulse sequence according to FIG. 2A results at the output of the blocking oscillator 4. Time 0 corresponds to the time at which the positive edge of a pulse appears at the output of frequency divider 8.
The positive edge of the output pulse from the frequency divider 8 switches the monostable multivibrator 6 (FIG. 2B). This remains in this state for a time between the markings t1 and t2. Fig. 2B shows an output pulse of the monostable multivibrator 6 with the duration t1. The length of this pulse depends on the instantaneous value of the voltage on generator 7 at time 0. With the resulting pulse, the gate stage 5 is blocked and suppresses, for example, eight pulses from the pulse train of FIG. 2A. A pulse sequence according to FIG. 2C thus appears at the output of the gate stage 5. The frequency of this pulse sequence is divided by the frequency divider 8 in such a way that an output pulse with the voltage form according to FIG. 2D is generated for 64 input pulses.
The positive edges of this voltage tilt the monostable multivibrator 9, which generates a voltage according to FIG. 2E. The gate stage 10 is switched on during the pulse duration.
This gate stage 10 thus lets the next following pulse of the phase-locked pulse sequence according to FIG. 2A through.
An example embodiment of steps 1. . 6 is shown in the circuit diagram of FIG.
The crystal oscillator is a two-stage amplifier with a push-pull output stage and is coupled and counter-coupled from the output transformer. The control crystal Q with the two diodes G1 and G3 is located in the base circuit of the transistor H1 to limit the amplitude. The operating point of this transistor H is determined by the voltage divider R2-Ra and by the emitter resistor RU. The capacitor G short-circuits the resistor R5 for high-frequency currents.
The capacitor Ci serves to decouple the supply voltage across the resistor R7. The transformer T1 located in the collector circuit of the transistor H1 ensures the push-pull control of the transistors H2 and H. The resistors RG and R7 are set in such a way that the push-pull output stage works in B mode. The resistors Rs and RD ensure a symmetrical current load. On the primary side, the transformer To is tuned to the frequency of the fundamental oscillation of the oscillator by means of the capacitor C4.
The supply voltage of the output stage is decoupled via the resistor R by the capacitor Css.
The positive feedback takes place via the capacitor C5 and the resistor Rl, the negative feedback via the resistor R11.
The symmetrical amplitude limitation takes place via the inductance L as a decoupling impedance with the aid of the diode circuit G3 and G4. The required counter voltage is generated for the diode G3 by the resistor R12 and the capacitor CG, for the diode G4 by the resistor RJS and the capacitor C7. The inductive series resistor wL shifts the phase position by about 900.
The square-wave output voltage is differentiated via the capacitor C8 and the resistor R14 and the current is amplified by the double emitter follower with the transistors H4 and H3.
A negative trigger pulse for the subsequent blocking oscillator circuit appears at the emitter of transistor H5.
This pulse reaches the base of the transistor H6 via the coupling capacitor C9 and the primary winding of the transformer T5. The resistor RtG limits the feedback base current. The collector winding is bridged with a diode C5, which attenuates the return of the output pulse. The alternating current path from the collector supply source to the emitter is closed by means of the capacitor C10. The pulse width is thus determined on the one hand by the inductance of the collector winding and on the other hand by the dimensioning of the coupling capacitor C0, the base resistor R1G and the current gain of the transistor H0.
The pulses generated at the output winding (output A) reach the base of the transistor Hlo via the resistor R.> 7 and the capacitor C16, but can also be decoupled to control other devices. The resistor R27 decouples the blocking oscillator and at the same time limits the base control current of the transistor H ″. The capacitor C10 ensures that the transistor Hlo is overdriven in terms of pulses.
The monostable multivibrator 6 of FIG. 1 is formed by the transistors H and H8. The time-determining element is the resistor R20 and the capacitor C, 3. In the idle state, the transistor H8 is conductive. The pulse generated by the frequency divider 8 of FIG. 1 is available at input D as a trigger pulse of the monostable multivibrator. The positive edge is led through the capacitor Ctt, the diode G6 and the capacitor C13 to the base of the transistor H8, whereby this is blocked and the collector leads to ground potential. The base of the transistor H7 is negatively controlled via the collector resistor R21 and the voltage divider R19-R22.
The capacitor C14 is used to overdrive the transistor Hi in pulses. The collector supply voltage of transistor H is applied to input H. The charge on the capacitor Q5 is thus formed by the voltage difference arising across the resistor R18 from the instantaneous voltage at input H and the pulse voltage at input D. If the voltage at input H changes, the switching time of transistor H is changed for each switching pulse at input D. The capacitor C15 short-circuits the input H to ground with a pulse.
The base of the transistor H9 is brought to ground potential via the resistor R28 while the transistor H7 is conducting. A positive potential thus arises at the base of the transistor Hlo, which is determined by the voltage divider R24-R2B in such a way that the negative pulses from the blocking oscillator transistor H6 cannot control the transistor Hjo. A pulse sequence as shown in FIG. 2C thus arises at resistor R28.
In order to combat a deliberate synchronization of an external transmitter most effectively, it is advantageous if the control voltage at input H is changed statically. Such a control voltage can be a noise voltage, for example. 4 shows an embodiment for a noise voltage generator in which the noise of a Zener diode is amplified.
The transistor H31 works in a basic basic circuit. The supply voltage is stabilized with the two Zener diodes Z31 and Z82, with resistors R38 and R34 serving as series resistors. The operating point is determined by the resistor R32, which is short-circuited in terms of alternating current via the capacitor C31. The actual source of smoke is the Zener diode Z32. The noise voltage across resistor R31 is brought to the base of transistor H32 by means of capacitor C32.
The capacitor C, which cuts the frequency band of the noise at around 500 Hz, is parallel to the collector resistor R35. The collector of the transistor H32 is coupled to the base of the transistor H1 via the Zener diode Zos. The resistor R36 conducts the zener current for the zener diode Z33. The operating point of the transistor H38 is determined by the resistors R38 and R00. In terms of alternating current, the resistor R50 is short-circuited by the capacitor C34. The resistor Rfo is used for negative feedback.
The second amplifier stage with the transistors 1154 and H3D has the same structure as the first amplifier stage just described. The capacitor C0o cuts the frequency response further. The low-frequency noise voltage is brought to the base of the transistor H3G via the coupling capacitor C55. The gain can be adjusted using the resistor R4S. Resistor R47 is the base resistance.
The working point is determined by the resistor R49. At output H, the noise voltage for controlling the monostable multivibrator 6 of FIG. 1 can be taken from the emitter of this transistor H36.
The frequency divider 8 of FIG. 1 is made up of binary counting stages. Since each counting stage divides the number of incoming pulses by two, six binary counting stages are required for the desired division ratio of 1: 64. These counting levels are the same among themselves; one of them is shown in FIG.
Both transistors Hsi and H., 2 are controlled from input C. For the transistor H3l via the capacitor C51, the diode G51 and the resistor R55. For transistor 1152 via capacitor C52, diode G52 and resistor R36. The feedback from the transistor H ,, to the transistor H52 takes place via the capacitor C33 to the resistor Róss, the feedback from transistor H52 to the transistor H51 via the capacitor C54 and the resistor R54. The load resistances are R57 and R58.
The output C 'is connected to the collector of the transistor HÏ3 and leads to the input of the next counting stage.
The monostable multivibrator 9 of FIG. 1 is formed in FIG. 6 by the transistors H6 and H62. The output pulse from the sixth binary counting stage arrives at input D, where the positive edge arrives via the capacitor Cff, the diode G61 and the capacitor C62 on the base of the transistor H62, which is conductive in the idle state. This transistor Hn is blocked by the positive pulse. The base of the transistor H61 is negatively controlled via the resistor R65. The capacitor C overrides the transistor H61 with a pulse.
This state remains for the time which is determined by the discharge of the capacitor C62 via the resistor R38. Due to the ground potential at the collector of transistor H62 (point E), the base of transistor Hss3 becomes more negative via voltage divider R67-RG8, whereby this transistor H63 becomes conductive. Via the resistor R69 and the capacitor C64, the pulses at the input A from the blocking oscillator 4 of FIG. 1 also reach the base of the transistor HG3. The time for which the transistor HG3 is conductive depends on the pulse duration of the blocking oscillator 4 and is selected such that only one pulse can pass.
This pulse can be decoupled at output F.
If several measuring devices are provided at the same installation site, it is advantageous if the pulse repetition frequencies can be selected individually for each device. For the sake of completeness, FIG. 7 shows an arrangement with which the quartz oscillation can be changed. There are three different basic frequencies provided.
The designations of the connections are the same as in FIG. 1. The input J brings the positive feedback and the input K the negative feedback from the output transformer T2. The frequency of the crystals Qs, Q72 and Q73 are close to each other.
In the test version, the Q72 quartz had the basic frequency of 149.88 kHz, which is necessary to generate 1 km pulses. The quartz Q71 has a fundamental oscillation that is 50 Hz lower and the quartz Q73 one that is 50 Hz higher.
The desired frequency is selected by means of a switch S which supplies a positive voltage to the desired crystal and a negative voltage to the other crystals. According to FIG. 7, the quartz Q72 would thus be in operation.
The resistor R74 brings the positive feedback voltage to the quartz circuit. The resistors R75 ... R77 are used to increase the resonance resistance of the crystals so that the oscillation amplitude of all three crystals through the adjustable resistors R71 ... R; can be adjusted to the same level. The resistors R78 ... R80 are used to decouple the voltage source and limit the current from the source. The positive bias on one of the crystals turns one of the three diodes G71 ... G73 on. The coil L7l serves as a high frequency choke and closes the direct current circuit to ground. The diodes G7. and G75 serve to symmetrically limit the oscillation.
A variant of the generator 7 from FIG. 1 is shown in FIG. 8. The output voltage of this generator is a triangular voltage, which can be coupled out at the output H and can be connected to the input H of FIG. 3 instead of the noise generator.
The two transistors H8l and H82 together with the time-determining elements R8l-C8l and R82-C82 form a free-running multivibrator. The resistors R83 and R84 are the load resistances of the corresponding transistors H81 and H82. Via the resistor R8, the capacitor C is charged and discharged in time with the operating phase of the transistor 1183. Since the charging time is shorter than the time constant, the voltage at the base of the transistor H8 results as a triangular voltage with a direct voltage component.
The transistor H83, which is connected as an emitter follower, is used to decouple the triangular voltage without any current load on the charging stage. Another transistor H84 is fed via the RC coupling from the resistor R86 and the capacitor C84, the base bias voltage of which can be set via the resistors R87 and R88. A triangular voltage can be coupled out at the emitter resistor R83, the level of which is adjustable.