Elastischer, zur Energieübertragung aus einem Mehrphasennetz in ein mit niedrigerer Frequenz betriebenes Einphasennetz dienender Umrichter Es sind verschiedene Verfahren zur Umformung von Wechselstrom einer Frequenz in Wechselstrom einer andern Frequenz - beispielsweise zur Spei sung eines mit 162/;, Hz betriebenen Bahnnetzes aus einem mit 50 Hz betriebenen Drehstromnetz - mit Hilfe von gesteuerten Entladungsgefässen, das heisst Umrichtern, bekannt. Eine Art solcher Umrichter bilden die sogenannten Trapez-Kurven-Umrichter, von denen beispielsweise eine Ausführungsform in der Fig. 1 schematisch dargestellt ist.
Der Umrichter besteht im wesentlichen aus den in der sogenannten Kreuzschaltung parallel geschal teten steuerbaren Entladungsgefässen 1 und 2 mit je sechs Anoden (von denen nur je eine gezeichnet ist). Die Entladungsgefässe werden aus einem Dreh stromnetz 3 über einen Transformator mit der Pri märwicklung 4a und den sechsphasigen Sekundär wicklungen 4b und 4c gespeist. Sei sind ihrerseits mit dem zu speisenden Einphasennetz 5 über die Drosselspulen 6 und 7 verbunden.
Werden die beiden Entladungsgefässe 1 und 2 mit Hilfe ihrer Steuergitter 8 und 9 abwechselnd im Takt der gewünschten Frequenz des Einphasen netzes 5 z. B. 162/3 Hz geöffnet und gesperrt, so liefern sie an das Netz eine Wechselspannung etwa von der in Fig. 2a dargestellten Kurvenform.
Soll dem Netz 5 ein gegen die Spannung nach eilender Strom entnommen werden, das heisst ein Strom, der innerhalb jeder Halbwelle zeitweilig ent gegen der treibenden Spannung fliesst, so genügt es nicht, das jeweils nicht spannungsliefernde Entla dungsgefäss nur zu sperren, vielmehr muss dasselbe dann während dieser Zeiten so gesteuert werden, dass es als Wechselrichter arbeiten kann und da durch in der Lage ist, den jeweils entgegen der trei benden Spannung fliessenden Strom zu übernehmen. Dies bedeutet mit andern Worten: die beiden Ent ladungsgefässe 1 und 2 müssen abwechselnd im Takt des zu speisenden Einphasennetzes als Gleichrichter und als Wechselrichter gesteuert werden.
Die Steuer impulse für die Anoden der Entladungsgefässe müssen dazu bei der Umsteuerung von dem Gleich richter in den Wechselrichterbereich bekanntlich je weils um einen Winkel von angenähert 180 e1. ver schoben werden.
Die Frequenz des zu speisenden Einphasen netzes bzw. der Takt, in dem diese Gefässe umge steuert werden, braucht bei einem solchen Umrichter nicht synchron mit der Frequenz des speisenden Drehstromnetzes zu sein. Es handelt sich also bei der fraglichen Anordnung um einen sogenannten elastischen Umrichter. Der Takt der Umsteuerung der Entladungsgefässe kann bei diesem z. B. von einer mit dem Umrichter parallel auf das Einphasen netz arbeitenden Synchronmaschine oder von einer beliebigen taktgebenden Einrichtung abgeleitet wer den.
Ein Umrichter der beschriebenen Art zeichnet sich durch Einfachheit der Steuerung und geringen Blindstromverbrauch aus. Er hat aber in den bisher bekannten Ausführungsformen einen erheblichen Nachteil: Verschiebt sich nämlich die Phasenlage der Spannung des Einphasennetzes bzw. des Takt gebers gegenüber der Spannung im speisenden Dreh stromnetz, z. B. infolge einer geringen Abweichung der Frequenz von ihrem Sollwert in einem der Netze, so kann die von Umrichter abgegebene Ein phasenspannung nur sprunghaft z. B. von der in Fig. 2a dargestellten Phasenlage in diejenige nach der Fig. 2b übergehen.
In dem angenommenen Beispiel sechsphasiger Entladungsgefässe und einer Frequenzumformung von 50 Hz in 162/3 Hz beträgt dieser Sprung 60 e1., bezogen auf 50 Hz, oder 20 e1., bezogen auf 162/3 Hz.
Diese Sprünge bedeuten unerwünschte, stoss artige Belastungsänderungen für den Umrichter, ebenso wie für parallel arbeitende andere Umfor mer oder Generatoren.
Der gleiche Nachteil mit ähnlichen Folgen be steht auch, wenn das Einphasennetz zwar starr mit dem Drehstromnetz gekuppelt ist, wenn aber die Phasenlage der Einphasenspannung des Umrichters zur Erzielung einer bestimmten Verteilung der Be lastung auf mehrere Umformer gleicher oder anderer Art geändert werden soll.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die erwähnte nachteilige Erscheinung auf möglichst ein fache Weise zu vermeiden.
Es sei zunächst das Grundsätzliche des Erfin dungsgedankens anhand des Beispiels der Fig. 2a bis 2c erläutert.
Während die den letzten Teil einer niederfre quenten Spannungshalbwelle liefernde Anode eines Entladungsgefässes bei der bisher beschriebenen Steuerung nur entweder in den Punkten<I>a</I> bzw.<I>a'</I> der Fig. <I>2a,</I> oder aber in den Punkten<I>b</I> bzw.<I>b'</I> der Fig. 2b zur Zündung freigegeben werden konnte, so dass der Übergang von der einen zur andern dieser beiden Möglichkeiten nur durch den erwähn ten Sprung möglich war, soll nunmehr diese letzte Anode einer Spannungshalbwelle verspätet, das heisst z. B. in den Punkten c und c' der Fig. 2c zur Zün dung freigegeben werden.
Die Spannungskurve wird dann nach der ausgezogenen Linie der Fig. 2c ver laufen.
Die Punkte c bzw. c' können sich innerhalb des durch Schraffierung markierten Teils der Kurven in Fig. 2c verschieben, so dass dadurch ein stetiger Übergang zwischen den Kurven der Fig. <I>2a</I> und<I>2b</I> geschaffen ist.
Um dies zu erreichen, sind erfindungsgemäss Mittel vorhanden, um die Anoden der Stromrichter jeweils einzeln, unabhängig voneinander im Takt der niederen Frequenz zur Erzielung einer Zündung in einem beliebigen zwischen den Zeitpunkten der Vollaussteuerung im Gleichriehterbereich und der Vollaussteuerung im Wechselrichterbereich liegen den Zeitpunkt zu steuern.
Diese besondere Steuerung sollte zweckmässig bei jeder Anode der Gefässe möglich sein, sie darf aber bei der betreffenden Anode nur einmal während einer Periode der niederfrequenten Spannung, das heisst in dem gewählten Beispiel der Umformung von 50 Hz in 162/3 Hz nur einmal während deren dreier Perioden der 50-Hz-Spannung, erfolgen.
Eine Steuerungseinrichtung, welche diese Be dingungen erfüllt, lässt sich in verschiedener Weise z. B. mit Hilfe entsprechender rotierender Kontakt vorrichtungen verwirklichen.
In besonders einfacher Weise gelingt es bei dem nachfolgend dargelegten Ausführungsbeispiel des Erfindungsgegenstandes, eine derartige Steueranord nung unter Zuhilfenahme eines bereits zur Steuerung von Dampfentladungsstrecken vorgeschlagenen Ver fahrens zu schaffen.
Hiernach wird zur Steuerung des Umrichters für jedes Gefäss eine Anordnung gemäss Fig. 3 verwen det. Diese Anordnung arbeitet in der Weise, dass aus einer dreiphasigen Spannung eines speisenden Netzes durch den Kurvenumformer 10 in an sich bekannter Weise eine sechsphasige, vorzugsweise unsymme trisch rechteckige Spannung gewonnen wird. Im vor liegenden Falle ist es zweckmässig, die Zeitdauer der beiden Spannungshalbwellen so zu wählen, dass sie im Verhältnis 1 :5 zueinander stehen, das heisst 60 e1. und 300 e1. betragen, wie dies in Fig. 4 als Kurve A für eine Phase dargestellt ist.
Diese Span nung wird einmal dem Hauptsteuerkreis, bestehend aus Spannungsspule 10, Drossel 13, den Widerstän den 11 (Fig. 3) und den elektrischen Ventilen 12, zu geführt; anderseits ist sie auch wirksam im Neben steuerkreis, bestehend aus den Sättigungsdrosseln 13, der Quelle einer steuernden Spannung 14 und den elektrischen Ventilen 15, wobei der Eisenkern der Sättigungsdrosselspulen 13 aus einem Material besteht, dessen Magnetisierungskennlinien einen scharfen Knick aufweist, so dass bei einer Magneti- sierung bis an diesen Knick der remanente Magnet fluss praktisch gleich dem Sättigungsfluss ist.
Die im vorliegenden Falle im Takte der Fre quenz des gespeisten Einphasennetzes geänderte Steuerspannung möge nach der Kurve B, das heisst nach einer Rechteckkurve verlaufen. Diese Span nung soll im folgenden zum Unterschiede von der Rechteckspannung des Kurvenumformers 10 (Kurve A in Fig. 4) als Taktgeberspannung bezeichnet werden. Diese Taktgeberspannung ist also aus einer reinen rechteckförmigen Wechselspannung und einer Gleichspannung zusammengesetzt, das heisst sie ist eine Wellenspannung.
Während des negativen Teils der Rechteckspan- nung wird das Fliessen eines Stromes im Haupt steuerkreis durch die Ventile 12 (Fig. 3) verhindert. Auf die Drosselspulen 13 wirkt dabei die Differenz zwischen der negativen Rechteckspannung und der jeweiligen Taktgeberspannung ein. Das Zeitintegral dieser Spannungsdifferenz, das in Fig. 4 durch die schraffierte Fläche F1 wiedergegeben ist, wird von den Drosselspulen 13 aufgenommen und in Form einer Änderung des magnetischen Flusses gespei chert.
Dies geht in der Weise vor sich, dass eine Magnetisierung erzielt wird, die sich ergibt durch Subtraktion eines der Fläche F1 proportionalen Be trages von dem einer vollen magnetischen Sättigung entsprechenden Remanenzwert, der vom vorherigen Magnetisierungszyklus her vorhanden ist. Geht nun die Rechteckspannung (Kurve A in Fig. 4) in ihren positiven Wert über, so wird die Taktgeber spannung durch die Ventile 15 (Fig. 3) wirkungs los.
Dagegen wirkt im Hauptsteuerkreis über die Ventile 12 und die Widerstände 11 die nunmehr positive Spannung der Kurve A auf die Drossel spulen 13 ein und bringt den vorher reduzierten Magnetfluss der Drosselspulen wieder auf den Sättigungswert. Bis dies erreicht ist, fliesst nur ein sehr kleiner Magnetisierungsstrom. Sobald aber die Sättigung des Drosselkernes wieder erreicht ist, was in den Punkten<I>d,</I> e und f der Fig. 4 der Fall ist, so bricht die Induktivität der Drossel und damit ihre Klemmenspannung bis auf einen kleinen Rest betrag zusammen.
Die Lage der Punkte d ist durch die Bedingung bestimmt, dass die Flächen F, und F2 einander gleich sein müssen, sie ist also von der vorhergegangenen Reduzierung des Magnetflusses abhängig.
Mit dem Zusammenbrechen der Klemmenspan nung an den Drosselspulen 13 (Fig. 3) steigt der Spannungsabfall an den Widerständen 11, der vorher nahezu Null war, jetzt plötzlich fast auf den vollen, Betrag der positiven Rechteckspannung an und bildet den Steuerimpuls für die zugeordneten Gitter (G1 bis G6, Fig. 3).
In Abhängigkeit von der jeweiligen Grösse der Taktgeberspannung kann sich der Punkt d in Fig. 4, in dem ein positiver Steuerimpuls entsteht, in einem Bereich von etwa 300 e1. verschieben. Davon wer den aber nach dem vorher Gesagten zur Umsteuerung der Entladungsgefässe aus dem vollen Gleichrichter bereich in den vollen Wechselrichterbereich nur an genähert l80 e1. ausgenutzt, nämlich der Bereich zwischen den Punkten d' und d".
Die nach dem Linienzug Bin Fig. 4 verlau fende Taktgeberspannung wird nach ihrer Grösse bzw. nach ihrer Lage zur Nullinie 0-0- so gewählt bzw. so aus einer reinen rechteckigen Wechselspan nung und einer überlagerten Gleichspannung zusam mengesetzt, dass sie mit ihren untern Teilen Steuer impulse<I>d'</I> bzw. f entsprechend einer vollen Aus steuerung des Gefässes im Gleichrichterbereich und mit ihren obern Teilen Steuerimpulse an den Punkten <I>d"</I> bzw.<I>d</I> entsprechend einer vollen Aussteuerung im Wechselrichterbereich erzeugt.
(Mit oben und unten ist hierbei die Lage der einzelnen Teile des Linienzuges B in Fig. 4 gemeint.) Fällt nun der Übergang vom obern zum untern Teil der Taktgeberspannung in den für die Lage des Steuerimpulses massgeblichen negativen Teil der Rechteckspannung A, wie bei g in Fig. 4 dargestellt ist, so entsteht der Steuerimpuls in einem Punkt e, der zwischen<I>d'</I> und<I>d"</I> liegt, und zwar an einer Stelle, die von der Lage des Punktes g innerhalb des betreffenden negativen Teils der Rechteckspannung abhängig ist.
In Fig. 4 ist die Entstehung des Steuerimpulses nur für eine Anode eines Entladungsgefässes ver anschaulicht. Die von dem Kurvenumformer 10 (Fig. 3) gelieferten Rechteckspannungen der sechs Phasen sind gegen die in Fig. 4 gezeichnete Recht eckspannung um je 60 e1. versetzt. Ihre negativen Teile liegen also nebeneinander zwischen denjenigen; der gezeichneten Spannung.
Man versteht, warum die Breite dieser negativen Teile der Rechteckspannungen, wie oben erwähnt, zweckmässig gerade zu 60 e1. gewählt wurde, da bei dieser Breite diese negativen Teile zeitlich auf einanderfolgen können, ohne sich zu überschnei den oder Lücken zwischen sich zu lassen.
Es ist auch ersichtlich, dass bei dieser Form der Kurven der Rechteckspannung der übergang der Taktgeberspannung B (Fig. 4) nur in dem nega tiven Teil der Rechteckspannung einer Phase fallen kann, so dass nur bei der einen dieser Phase zu geordneten Anode eine Zündung in einem Zeit punkt c (Fig. <I>2c)</I> erfolgen kann, während alle an dern Anoden unmittelbar vom vollen Gleichrichter bereich in den vollen Wechselrichterbereich oder umgekehrt umgesteuert werden.
Die zur Verwirklichung des Erfindungsgedan kens erforderliche, oben erwähnte besondere Art der Steuerung kann somit in der beschriebenen Weise sehr einfach erreicht werden.
Es liegt auf der Hand, dass bei dem betrachteten Umrichter jedes der beiden Entladungsgefässe 1 und 2 (Fig. 1) mit einer Steuereinrichtung der be schriebenen Art ausgerüstet sein muss, wobei die Taktgeberspannungen beider Steuereinrichtungen um 180 e1. gegeneinander verschoben sein müssen.
Ist die Phasenlage der Einphasenspannung durch den Umrichter praktisch nicht zu beeinflussen, so kann bei einem in der beschriebenen Weise gesteuer ten Umrichter durch Änderung der Phasenlage der Taktgeberspannung (Kurve Bin Fig. 4) die durch den Umrichter übertragene Wirkleistung gesteuert werden.
Ausserdem kann aber auch durch eine Verklei nerung des Abstandes zwischen den obern und untern Teilen der durch die Kurve B dargestellten Taktgeberspannung bei gleichbleibendem mittlerem Abstand von der Nullinie 0-0, das heisst durch eine entsprechende Änderung der zeitlich aufeinan derfolgenden Spannungswerte ohne eine Änderung des daraus gebildeten Mittelwertes, eine Verschie bung der Steuerimpulse für den Gleichrichterbetrieb im Sinne einer späteren Zündung und eine Ver schiebung der Steuerimpulse für den Wechselrichter betrieb im Sinne einer früheren Zündung erfolgen.
Dies bedeutet eine Verringerung der Einphasen spannung des Umrichters und damit bei Parallel betrieb mit andern Umformern eine Änderung der Blindleistungsverteilung.
Bei Parallelbetrieb eines Gleichrichters mit einem Wechselrichter in Kreuzschaltung, wie er hier in Frage kommt, ist noch folgendes zu beachten: Beim Wechselrichterbetrieb muss bekanntlich jede Anode zu einem Zeitpunkt gezündet werden, in dem ihre Spannung noch etwas grösser ist, als die Spannung derjenigen Anode, die sie in der Strom führung ablösen soll, das heisst die Zündung muss etwas vor dem Schnittpunkt der beiden Spannungs kurven in der graphischen Darstellung erfolgen.
(In der Kurvendarstellung der Fig. 2a bis 2c ist der Einfluss dieser Vorzündung auf die Kurvenform ver nachlässigt.) Die mittlere aussteuerbare Spannung des Wech selrichters ist somit stets etwas kleiner, als die Spannung des in der Kreuzschaltung dazugehörigen Gleichrichters, sofern der letztere voll ausge steuert ist. Infolgedessen fliesst in dem durch die beiden Entladungsgefässe gebildeten Stromkreis ein sogenannter Kreisstrom, der um so grösser ist, je früher die Zündung der im Wechselrichterbereich arbeitenden Anoden vor dem erwähnten Schnitt punkt der Spannungskurven erfolgt.
Wird nun bei der Umsteuerung eines der beiden Gefässe 1 und 2 vom Gleichrichterbetrieb in den Wechselrichterbetrieb und bei gleichzeitiger Um steuerung des andern Gefässes im umgekehrten Sinne eine Anode in einem Zeitpunkt c' (Fig. 2c) gezündet, so führt sie evtl. eine sehr viel kleinere Spannung, als die zu diesem Zeitpunkt im Gleich richterbereich arbeitende Anode des andern Gefässes.
Durch eine solche Spannungsdifferenz wird ein Kreisstrom verursacht, der zwar, da diese Span nungsdifferenz nur kurze Zeit besteht, durch die Glättungsdrosselspulen 6 und 7 (Fig. 1) begrenzt ist, der sich aber trotzdem unangenehm bemerkbar ma chen kann. Diese Erscheinung kannvermieden werden, wenn man bei der Taktgeberspannung (B in Fig. 4) den obern, den Wechselrichterbetrieb steuernden Teil etwas breiter macht, als den untern Teil, der für die Steuerung im Gleichrichterbereich mass gebend ist, das heisst,
wenn die Aussteuerung im Wechselrichterbereich stets etwas länger aufrecht erhalten bleibt als die Aussteuerung im Gleichrich- terbereich.
Eine als Taktgeberspannung in der beschriebe nen Weise brauchbare Rechteckspannung kann als Spannungsabfall an einem periodisch veränderlichen Widerstand oder an einem mit diesem in Reihe lie genden unveränderlichen Widerstand gewonnen werden, wobei diese Widerstände aus einer Gleich spannungsquelle gespeist werden.
Als veränderlicher Widerstand kann dabei mit Vorteil eine (oder mehrere) steuerbare Elektronen röhre dienen. Eine solche Anordnung hat den Vor teil, dass die Steuerung des Umrichters nahezu lei stungslos durchgeführt werden kann.
Ausserdem kann in bekannter Weise auch bei Verwendung einer sinusförmigen Steuerspannung für die Elektronenröhre ein praktisch vollkommen recht eckiger Verlauf des Anodenstromes, das heisst im vorliegenden Fall ein entsprechender Verlauf der Taktgeberspannung erzielt werden.
Das Prinzip der beschriebenen Steueranordnun gen ist nicht an einen bisher nur in Betracht gezo genen Umrichter mit zwei sechsphasigen Entladungs gefässen gebunden, sondern es ist bei jedem nach diesem Prinzip arbeitenden Umrichter anwendbar, z. B. auch dann, wenn statt der mehranodigen Ent- ladungsgefässe entsprechende Gruppen von ein- anodigen Gefässen verwendet werden, die in Mittel punktschaltung oder auch in Brückenschaltung be trieben werden können. Ebenso ist der sechsphasige Betrieb der Entladungsgefässe mit und ohne Saug drosselspule keineswegs Bedingung für die Anwend barkeit der Erfindung.
Bei Verwendung der be schriebenen Steueranordnung für Umrichter, die mit anderer Phasenzahl arbeiten, ist dann zweck mässig, das Breitenverhältnis der negativen und po sitiven Teile der Rechteckspannung der Kurve A (Fig. 4) der Phasenzahl entsprechend zu wählen, und zwar so, dass die Dauer der zur regelbaren Re duzierung des Magnetflusses im Drosselkern die nende Halbwelle des 1/p-fache der ganzen Welle be trägt, wobei p die Betriebsphasenzahl bedeutet.
Schliesslich ist die Erfindung auch geeignet für Umrichter zur Energieübertragung zwischen Netzen, die mit andern Frequenzen betrieben werden, als hier erwähnt wurde. Dabei kann das Mehrphasen netz mit der höheren Frequenz auch eine andere Phasenzahl als 3 aufweisen.
Elastic converter used to transfer energy from a multi-phase network to a single-phase network operated at a lower frequency.There are various methods of converting alternating current of one frequency into alternating current of another frequency - for example, to feed a railway network operated at 162 Hz from a 50 Hz rail network operated three-phase network - with the help of controlled discharge vessels, i.e. converters, known. One type of such converter is the so-called trapezoidal curve converter, an embodiment of which is shown schematically in FIG. 1, for example.
The converter essentially consists of the so-called cross-connection connected in parallel ended controllable discharge vessels 1 and 2 each with six anodes (only one of which is shown). The discharge vessels are fed from a three-phase network 3 via a transformer with the primary winding 4a and the six-phase secondary windings 4b and 4c. They are in turn connected to the single-phase network 5 to be fed via the choke coils 6 and 7.
If the two discharge vessels 1 and 2 with the help of their control grid 8 and 9 alternately in time with the desired frequency of the single-phase network 5 z. B. 162/3 Hz open and blocked, they supply an alternating voltage to the network approximately of the curve shape shown in Fig. 2a.
If a current running counter to the voltage is to be taken from the network 5, i.e. a current that temporarily flows against the driving voltage within each half-wave, it is not sufficient to just block the respective non-voltage-supplying discharge vessel, rather the same must then can be controlled during these times so that it can work as an inverter and is thus able to take over the current flowing against the driving voltage. In other words, this means that the two discharge vessels 1 and 2 must be controlled alternately as a rectifier and an inverter in time with the single-phase network to be fed.
The control pulses for the anodes of the discharge vessels must, as is well known, when reversing from the rectifier to the inverter area, each by an angle of approximately 180 e1. be moved.
The frequency of the single-phase network to be fed or the cycle in which these vessels are reversed need not be synchronous with the frequency of the feeding three-phase network in such a converter. The arrangement in question is therefore a so-called elastic converter. The cycle of the reversal of the discharge vessels can in this z. B. derived from a synchronous machine working in parallel with the converter on the single-phase network or from any clock-generating device who the.
A converter of the type described is characterized by the simplicity of the control and low reactive power consumption. But it has a significant disadvantage in the previously known embodiments: namely shifts the phase position of the voltage of the single-phase network or the clock generator relative to the voltage in the feeding three-phase network, z. B. as a result of a small deviation in the frequency from its setpoint in one of the networks, the output of the converter can a phase voltage only erratic z. B. from the phase position shown in Fig. 2a to that of Fig. 2b.
In the assumed example of six-phase discharge vessels and a frequency conversion from 50 Hz to 162/3 Hz, this jump is 60 e1., Related to 50 Hz, or 20 e1., Related to 162/3 Hz.
These jumps mean undesirable, sudden changes in load for the converter, as well as for other converters or generators working in parallel.
The same disadvantage with similar consequences is also available if the single-phase network is rigidly coupled to the three-phase network, but if the phase position of the single-phase voltage of the converter is to be changed to achieve a certain distribution of the load on several converters of the same or different type.
The invention is based on the object of avoiding the aforementioned disadvantageous phenomenon in as simple a manner as possible.
First of all, the basic concept of the invention will be explained using the example of FIGS. 2a to 2c.
While the anode of a discharge vessel delivering the last part of a low-frequency voltage half-wave in the control described so far only either in points <I> a </I> or <I> a '</I> of FIG. <I> 2a, </I> or in points <I> b </I> or <I> b '</I> of FIG. 2b for ignition, so that the transition from one to the other of these two possibilities was only possible through the mentioned jump, this last anode of a voltage half-wave should now be delayed, that is z. B. in points c and c 'of Fig. 2c for Zün manure are released.
The voltage curve will then run ver after the solid line in Fig. 2c.
The points c and c 'can shift within the part of the curves marked by hatching in FIG. 2c, so that a continuous transition between the curves in FIGS. <I> 2a </I> and <I> 2b </ I> is created.
In order to achieve this, means are provided according to the invention to control the anodes of the converters individually, independently of one another, in time with the lower frequency to achieve ignition at any point between the times of full modulation in the rectifier range and full modulation in the inverter range.
This special control should expediently be possible for each anode of the vessels, but it may only be possible once for the relevant anode during a period of low-frequency voltage, i.e. in the chosen example of the conversion from 50 Hz to 162/3 Hz only once during the three periods Periods of the 50 Hz voltage.
A control device that meets these conditions can be used in various ways, for. B. realize devices with the help of appropriate rotating contact.
In the embodiment of the subject invention set out below, it is possible in a particularly simple manner to create such a control arrangement with the aid of a method which has already been proposed for controlling vapor discharge paths.
Thereafter, an arrangement according to FIG. 3 is used to control the converter for each vessel. This arrangement works in such a way that a six-phase, preferably asymmetrically rectangular voltage is obtained from a three-phase voltage of a feeding network by the curve converter 10 in a manner known per se. In the present case, it is useful to choose the duration of the two voltage half-waves so that they have a ratio of 1: 5 to one another, i.e. 60 e1. and 300 e1. as shown in FIG. 4 as curve A for one phase.
This voltage is once the main control circuit, consisting of voltage coil 10, throttle 13, the Widerstän the 11 (Fig. 3) and the electric valves 12 to; On the other hand, it is also effective in the auxiliary control circuit, consisting of the saturation chokes 13, the source of a controlling voltage 14 and the electric valves 15, the iron core of the saturation choke coils 13 being made of a material whose magnetization characteristics have a sharp kink, so that a magneti --ization until the remanent magnetic flux is practically equal to the saturation flux at this bend.
The control voltage changed in the present case in the cycle of the frequency of the fed single-phase network should run according to curve B, that is to say according to a rectangular curve. This voltage is to be referred to below as the clock voltage to differ from the square wave voltage of the curve converter 10 (curve A in FIG. 4). This clock voltage is thus composed of a pure square-wave alternating voltage and a direct voltage, that is to say it is a wave voltage.
During the negative part of the square-wave voltage, the flow of a current in the main control circuit through the valves 12 (FIG. 3) is prevented. The difference between the negative square-wave voltage and the respective clock voltage acts on the choke coils 13. The time integral of this voltage difference, which is shown in Fig. 4 by the hatched area F1, is recorded by the choke coils 13 and stored in the form of a change in the magnetic flux.
This takes place in such a way that a magnetization is achieved which is obtained by subtracting an amount proportional to the area F1 from the remanence value corresponding to full magnetic saturation and which is present from the previous magnetization cycle. If the square-wave voltage (curve A in FIG. 4) changes to its positive value, the clock generator voltage is inactive through the valves 15 (FIG. 3).
In contrast, acts in the main control circuit via the valves 12 and the resistors 11, the now positive voltage of curve A on the choke coils 13 and brings the previously reduced magnetic flux of the choke coils back to the saturation value. Until this is achieved, only a very small magnetizing current flows. But as soon as the saturation of the choke core is reached again, which is the case in points <I> d, </I> e and f of FIG. 4, the inductance of the choke and thus its terminal voltage breaks down to a small residue together.
The position of the points d is determined by the condition that the areas F, and F2 must be equal to each other, so it depends on the previous reduction in the magnetic flux.
With the collapse of the terminal voltage at the choke coils 13 (Fig. 3), the voltage drop across the resistors 11, which was previously almost zero, now suddenly increases to almost the full amount of the positive square-wave voltage and forms the control pulse for the associated grid ( G1 to G6, Fig. 3).
Depending on the respective magnitude of the clock generator voltage, point d in FIG. 4, at which a positive control pulse occurs, can be in a range of approximately 300 e1. move. Of these, however, according to what has been said above for reversing the discharge vessels from the full rectifier area to the full inverter area, only approximates l80 e1. utilized, namely the area between points d 'and d ".
The clock voltage running according to the line Bin Fig. 4 is selected according to its size or according to its position to the zero line 0-0- or so composed of a pure rectangular AC voltage and a superimposed DC voltage that they are set with their lower parts Control impulses <I> d '</I> or f corresponding to a full control of the vessel in the rectifier area and with their upper parts control impulses at points <I> d "</I> or <I> d </ I > generated according to a full modulation in the inverter area.
(With top and bottom the position of the individual parts of the line B in Fig. 4 is meant.) If the transition from the top to the bottom part of the clock voltage falls into the negative part of the square wave voltage A, which is decisive for the position of the control pulse, as in g is shown in Fig. 4, the control pulse arises at a point e, which lies between <I> d '</I> and <I> d "</I>, namely at a point that depends on the position of the Point g within the relevant negative part of the square wave voltage is dependent.
In Fig. 4, the emergence of the control pulse is illustrated only for one anode of a discharge vessel. The square wave voltages of the six phases supplied by the curve converter 10 (FIG. 3) are each 60 e1 against the rectangular voltage drawn in FIG. 4. offset. So their negative parts lie next to each other between those; the drawn tension.
One understands why the width of these negative parts of the square-wave voltages, as mentioned above, is expediently just 60 e1. was chosen because with this width these negative parts can follow one another in time without overlapping or leaving gaps between them.
It can also be seen that with this form of the curves of the square-wave voltage, the transition of the clock voltage B (Fig. 4) can only fall in the negative part of the square-wave voltage of a phase, so that ignition in only one anode associated with this phase A time point c (Fig. <I> 2c) </I> can take place, while all of the other anodes are reversed directly from the full rectifier area to the full inverter area or vice versa.
The above-mentioned special type of control required to implement the inventive concept can thus be achieved very easily in the manner described.
It is obvious that in the converter under consideration, each of the two discharge vessels 1 and 2 (FIG. 1) must be equipped with a control device of the type described, the clock generator voltages of both control devices by 180 e1. must be shifted against each other.
If the phase position of the single-phase voltage cannot practically be influenced by the converter, the real power transmitted by the converter can be controlled by changing the phase position of the clock generator voltage (curve Bin Fig. 4) in a converter steered in the manner described.
In addition, however, by reducing the distance between the upper and lower parts of the clock voltage shown by curve B while maintaining the mean distance from the zero line 0-0, i.e. by changing the voltage values that follow one another over time without changing the resulting The mean value formed, a shift in the control pulses for the rectifier operation in the sense of a later ignition and a shift in the control pulses for the inverter operation in the sense of an earlier ignition take place.
This means a reduction in the single-phase voltage of the converter and thus a change in the reactive power distribution when operated in parallel with other converters.
In the case of parallel operation of a rectifier with an inverter in cross connection, as is the case here, the following should also be observed: In inverter operation, as is well known, each anode must be ignited at a time when its voltage is slightly higher than the voltage of that anode which it should replace in the current supply, i.e. the ignition must take place a little before the intersection of the two voltage curves in the graph.
(In the graph in FIGS. 2a to 2c, the influence of this preignition on the curve shape is neglected.) The mean controllable voltage of the inverter is thus always slightly smaller than the voltage of the rectifier belonging to the cross connection, provided the latter is fully off controls is. As a result, a so-called circular current flows in the circuit formed by the two discharge vessels, which is greater the earlier the anodes operating in the inverter area are ignited before the aforementioned intersection of the voltage curves.
If, when switching one of the two vessels 1 and 2 from rectifier operation to inverter operation and at the same time switching the other vessel in the opposite direction, an anode is ignited at a point in time c '(Fig. 2c), it may lead to a very large number lower voltage than the anode of the other vessel working in the rectifier area at this point in time.
Such a voltage difference causes a circulating current, which is limited by the smoothing inductors 6 and 7 (Fig. 1), since this voltage difference only exists for a short time, but which can nevertheless become uncomfortably noticeable. This phenomenon can be avoided if the upper part of the clock generator voltage (B in Fig. 4) is made somewhat wider than the lower part, which is decisive for the control in the rectifier area, i.e.
if the modulation in the inverter area is always maintained a little longer than the modulation in the rectifier area.
A usable as a clock voltage in the manner described NEN square wave voltage can be obtained as a voltage drop across a periodically variable resistor or an invariable resistor in series with this, these resistors being fed from a DC voltage source.
One (or more) controllable electron tubes can advantageously serve as the variable resistor. Such an arrangement has the advantage that the control of the converter can be carried out without any power loss.
In addition, in a known manner, even when using a sinusoidal control voltage for the electron tube, a practically completely rectangular profile of the anode current, that is to say in the present case a corresponding profile of the clock voltage, can be achieved.
The principle of the described Steueranordnun conditions is not tied to a previously only considered gezo genen converter with two six-phase discharge vessels, but it is applicable to any converter operating on this principle, eg. This is also the case, for example, if, instead of the multi-anode discharge vessels, corresponding groups of single-anode vessels are used, which can be operated in a center circuit or also in a bridge circuit. Likewise, the six-phase operation of the discharge vessels with and without suction choke coil is by no means a condition for the applicability of the invention.
When using the control arrangement described be for converters that work with a different number of phases, it is then appropriate to choose the width ratio of the negative and positive parts of the square wave voltage of curve A (Fig. 4) of the phase number accordingly, in such a way that the Duration of the controllable reduction of the magnetic flux in the choke core is the nend half-wave of 1 / p times the whole wave, where p is the number of operating phases.
Finally, the invention is also suitable for converters for transferring energy between networks which are operated at frequencies other than those mentioned here. The multi-phase network with the higher frequency can also have a number of phases other than 3.