Anordnung zur schnellwirkenden Spannungsregelung bei Kontaktumformern mit Schaltdrosseln Die abgegebene Gleichspannung des Kon taktumformers kann bekanntlich durch Va riieren der Dauer der Einschaltpause der Kontaktströme auf einfache Weise geregelt. werden. Die Änderung der Dauer der Ein schaltpause erfolgt in bekannter Weise ent weder durch Änderung der Gleichstromvor- magnetisierung oder auch der We.chselstrom- vormagnetisierung der Schaltdrosseln.
In bei den Fällen tritt gleichzeitig mit der Änderung der Dauer der Einschaltpause auch eine Be einflussung der Höhe des Stufenstromes im. Ausschaltpunkt auf; was zu Schwierigkeiten in bezug auf die richtige Anpassung des Par allelkreisimpulses an die Stromstufe führt. Ausserdem sind bei diesen bekannten Anord nungen sowohl die Dauer der Einschaltpause als auch die Höhe des Stufenstromes im Aus schaltzeitpunkt abhängig von der Phasenlage der Sehaltdrossel-Wechselstromvormagnetisie- rung bezüglich der Lage der Kontaktschalt.- zeitpunkte, so dass der Parallelkreisimpuls bei jeder Änderung dieser Phasenlage mit.
Rück sicht auf stromloses Unterbrechen der Kon takte stets neu eingestellt werden muss. Durch die Erfindung werden die genannten Nach teile vermieden.
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur schnellwirkenden Spannungsregelung bei Kontaktumformern mit Schaltdrosseln.
Die Erfindung besteht darin, dass zwei parallel<B>-</B> geschaltete, mit Gleichstrom vor- magnetisierte Begrenzungsdrosseln vorgesehen sind und über Ventile mit den Vormagnetisie- rungswicklungen der Schaltdrosseln verbun den sind, derart, dass diese Schaltdrosseln von rechteckförmigen Strömen abwechselnd ma gnetisiert werden, deren positive Halbwellen von der einen Drossel und - deren negative Halbwellen von der andern Drossel begrenzt werden und dass die eine Begrenzungsdrossel eine zusätzliche Wicklung aufweist, welche mit einem der Differenz zwischen dem Ist wert und dem Sollwert der zu regelnden Grösse proportionalen Strom durchflossen ist,
so dass die Amplitude der einen- Halbwelle dieser rechteckförmigen Ströme so verändert wird, dass die Dauer der Einschaltpause der Kontaktströme im regelnden Sinne beeinflusst wird, während die Amplitude der Halbwelle umgekehrter Polarität unverändert bleibt.
Die Begrenzungsdrosseln werden durch diese Massnahmen zu Regeldrosseln, was er laubt, die Regulierung bedeutend rascher zu gestalten, als dies beispielsweise mit Sektor- reglern möglich wäre. Auch erfordert die An ordnung keinerlei bewegte Teile oder Kon takte, was für die Betriebssicherheit von Vor teil ist.
Die Erfindung wird an Hand eines Aus führungsbeispiels näher erläutert.
Die F'ig.1 zeigt die Schaltung eines ersten Beispiels der Anordnung, die Fig. 3 bis 5 zei gen Betriebsdiagramme. In der Fig.1 ist ein Kontaktumformer in dreiphasiger Brückenschaltung gezeigt. Der Kontaktumformer-Transformator ist mit 1 be zeichnet, die Schaltdrosseln für die Schaffung der stromschwachen Pausen mit 2 und 3 und die Kontakte des Umformers mit 4 und 5. Die Schaltdrosseln sind in bekannter Weise mit je einer Vormagnetisierungswicklung 21 bzw. 31 ausgerüstet.
Die Vormagnetisierungswick- lungen der Schaltdrosseln von Phase und Gegenphase - werden über Strombegrenzungs- drosseln 8, 9 parallel angespeist. In Fig.1 sind nur die .Strombegrenzinmgsdrosseln für die Phase R eingezeichnet. Für die Phasen S und T sind ebenfalls je zwei solcher Strom begrenzungsdrosseln vorhanden. Jede Strom begrenzungsdrossel weist zwei Kerne I und II auf, welche je mit einer Arbeitswicklung a versehen sind.
Die Arbeitswicklungen a. sind derart in Serie geschaltet, dass die beiden Kerne umbekehrt magnetisiert werden. Als Kernmaterial ist eine Eisensorte mit stark ausgeprägtem Magnetisierungsknick vorgese hen, beispielsweise Nickeleisen. Die beiden Kerne der Strombegrenzungsdrosseln sind ge meinsam mit einer Gleichstrom-Vormagnetisie- rungswicklung b umwickelt. Die Vormagneti- sierungswicklungen b aller Drosseln sind in Serie geschaltet und werden über einen Ein stellwiderstand 18 mit Gleichstrom gespeist.
Je eine Strombegrenzungsdrossel 9 jeder Phase ist ausserdem mit einer Regulierwick lung -c versehen, welche beide Teilkerne um schliesst. Die Wicklungen c dieser als Regulier- drosseIn 9 wirkenden Strombegrenzungsdros- seln sind in Serie geschaltet und werden mit einer Differenzspannung gespeist, welche pro portional der Abweichung des Umformerstro- mes -von seinem Sollwert ist.
Zu diesem Zweck wird über eine Gleichstromwandlerschaltung 6, bestehend aus der gleichstrommagnetisier ten Drossel mit Speiseumspanner 16, den Ven tilen 7 und der Glättungsdrossel 13 eine dem Umformerstrom proportionale Spannung am Widerstand 12 erzeugt und mit einer festen Spannung am Widerstand 14 verglichen.
Die Differenzspannung, welche somit direkt ein Mass für die Abweichung des Istwertes vom Sollwert des Umformergleichstromes darstellt, ist an den Klemmen der seriegeschalteten Drosselwicklungen c vorhanden, und zwar so, dass beim Überschreiten des Sollwertes des Umformerstromes, das heisst bei positiver Dif ferenzspannung, die von den Wicklungen b verursachte Vormagnetisierung der Regeldros seln 9 geschwächt, beim Unterschreiten des Sollwertes, das heisst. bei negativer Differenz spannung aber verstärkt. wird.
Die Arbeits wicklungen a der Drosseln 8 und 9 sind über Ventile 10 je mit den Eingängen der Schalt drossel-Vormagnetisierungswieklungen 21 und 31 verbunden, und zwar so, dass nach jeder Halbwelle die Vormagnetisierungswicklungen der Schaltdrosseln von der einen Strombegren.. zungsdrossel auf die andere kommutiert wer den.
Dadurch wird erreicht, dass die eine der TTalbwellen in der Vormagnetisierungswick- lung der Schaltdrosseln von der Drossel 8 begrenzt wird und in der Amplitude unverän dert bleibt, während die Halbwellen umge kehrter Polarität von der Regeldrossel 9 be grenzt werden und in der Amplitude verän dert werden können.
In Fig. 3 ist die Magnetisierungskurve der Strombegrenzungsdrosseln aufgezeichnet. Die beiden Drosselkerne sind mit Gleichstrom ent sprechend den Amperewindungen AWcg vor magnetisiert.
Der in den Arbeitswicklungen fliessende Rechteckstrom bewirkt, dadurch dass die Kerne während der einen Halbperiode gegensinnig geschaltet sind, im einen Kern eine Erhöhung der Magnetisierung um AW+, im andern Kern eine Verkleinerung der Ma gnetisierung um AW-. Da die beiden Kerne in Abmessung und Windungszahl gleich sind und vom selben Strom durchflossen werden, sind die AW- jederzeit gleich den AW +. Anderseits müssen aus energetischen Über legungen heraus die beiden schraffierten Flä chen gleich gross sein.
Beide Bedingungen sind gleichzeitig nur erfüllbar, wenn eine Ände rung des Arbeitspunktes auf der Magnetisie- rungskurve um<I>d</I> AW angenommen wird. Da die Grösse von dAW abhängig ist vom Mo mentanwert des durch die Arbeitswicklungen fliessenden Stromes, pulsiert dAW mit dop- pelter Netzfrequenz zwischen 0 und einem Maximalwert. Damit durch diese Änderung des Arbeitspunktes keine Verzerrung des Stro mes in den Arbeitswicklungen eintritt, das heisst der Strom in den Arbeitswicklungen reehteckförmig bleibt, muss AAW kompensiert werden.
Zur Kompensation der Amperewin- dungen AAW werden die Strombegrenzungs.- drosseln mit, einer Rückkopplungswicklung d versehen, welche über Ventile 11 in Brücken schaltung von einem Shunt 15 gespiesen wird.
Infolge der stark geknickten Magnetisie- rungskurve der Strombegrenzungsdrosseln wird die Amplitude des Wechselstromes in den Arbeitswicklungen entsprechend der Grösse der AWg begrenzt und seine Stromkurve an nähernd rechteckförmig. Durch Variieren der Gleichstromvormagnetisierung durch die Re gulierwicklung c kann die Amplitude des Wechselstromes in den Arbeitswicklungen der Begrenzungsdrosseln reguliert werden.
Die Wirkungsweise der beschriebenen An- Ordnung ist in Fig. 4 schematisch dargestellt. Fig.4a zeigt den Verlauf des Stromes ik eines Umformerkontaktes bei nahezu voller Aussteuerung sowie den Strom i,. in der Vor magnetisierungswicklung der entsprechenden Schaltdrossel.
Fig. 4b zeigt dasselbe bei stark zurückregu lierter Gleichspannung, also bei kleinerem Kontaktstrom ik.
Im Einschaltpunkt A (Fig. 4a) ist die Schaltdrossel um den Betrag i" vormagneti siert.
In Fig. 5, welche die Magnetisierungskurve der Schaltdrossel darstellt, erfolgt das Ein schalten im Magnetisiertingszustand P, der Schaltdrossel. Mit steigendem Strom ik erfolgt eine Magnetisierung der Schaltdrossel durch den Kontaktstrom ik bis zum Punkt P" wo die Schaltdrossel in den Sättigungszustand ge langt.
Dieser Punkt P, entspricht dem Punkt B in Fig. 4a.. Während im Bereich Pe P, die Schaltdrossel eine hohe Induktivität aufweist, welche den Strom auf einen kleinen Wert begrenzt (Einschaltstufenstrom), wird diese Induktivität bei grösserer Magnetisierung sprunghaft klein und beeinflusst den Verlauf des Kontaktstromes ik praktisch nicht mehr, bis bei abnehmendem Kontaktstrom im Punkte C (Fig. 4a)
die Magnetisierungder Schalt drossel über den Punkt PS zurückkommend den Punkt P" erreicht. In diesem Augenblick wird die Schaltdrossel sprunghaft induktiv und begrenzt den Strom auf einen kleinen Wert i6 (Ausschaltstufenstrom).-Da in dieser Zeit die Schaltdrossel entsprechend dem Strom i", vormagnetisiert ist, erfolgt der Stromnull durchgang erst im Punkt P', (Fig.5)
ent sprechend dem Punkt D in Fig.4a. In den Intervallen<I>AB</I> und<I>CD</I> liegt .somit die ge samte Stromwendespannung des- Umformers über der Schaltdrossel (schraffierte Flächen) ; im Intervall. BC ist dagegen die Spannung über der Drossel verschwindend klein. Wird nun durch die Regeldrossel 9 die Amplitude der Schaltdrossel-Vorrnagnetisierung ive im Einschaltpunkt des Umformerkontaktes ver kleinert, so nimmt die Dauer der Einschalt stufe gemäss Fig.4b zu, die vom Umformer abgegebene Gleichspannung geht zurück und entsprechend auch der Gleichstrom des Um formers.
Diese Zurückregulierung des Gleich stromes erfolgt beispielsweise, wenn der über dem Spannungsteiler 12 allgegriffene Istwert den am Spannungsteiler 14 äbgegriffenen Soll wert .für den zu regelnden Umformergleieh- strom übersteigt, so dass die Wicklung c der Regeldrossel die Vormagnetisierungswicklung b in ihrer Wirkung schwächt. Unterschreitet aber der Istwert den Sollwert, so wird:
die Vormagnetisierung der Regeldrossel 9 durch die A W der Regulierwicklung c vergrössert, so dass auch die Amplitude des Vürmagrietisie= rungsstromes der Schaltdrossel vergrössert wird. Dadurch nimmt die Dauer der Ein schaltstufe ab, die Gleichspannung steigt und der Gleichstrom wird auf den Sollwert regu liert. Da während der Ausschaltstufe der Vor magnetisierungsstrom der Schaltdrosseln von der Drossel 8 begrenzt wird, bleibt die Grösse des Stufenstromes Ai unverändert, weil der Punkt P', in Fig. 5 fest bleibt.
Die beschriebene Vorrichtung reguliert die vom Umformer abgegebene Gleichspannung so, dass der abgegebene Gleichstrom in gewis sen Grenzen konstant bleibt, wie dies zum Beispiel bei Elektrolvseanlagen erwünscht ist. Statt dessen könnte die Vorrichtung auch für Regulierung auf konstante Spannung ausge führt werden. In diesem Fall würde die Span nung am Widerstand 14 beispielsweise direkt mit der vom Umformer abgegebenen Gleich spannung verglichen.
In Fig. 2 ist ein weiteres Ausführungsbei spiel dargestellt, bei welchem die Gleichstrom wändlerschaltung direkt auf die Regulierwick lung c der Regeldrosseln geschaltet ist und so der Vergleich von Istwert und Sollwert in der Regeldrossel selbst erfolgt.
Arrangement for fast-acting voltage regulation in contact converters with switching chokes The output DC voltage of the contact converter can be regulated in a simple manner by varying the duration of the switch-on pause of the contact currents. will. The duration of the switch-on pause is changed in a known manner, either by changing the direct current bias or alternatively the alternating current bias of the switching reactors.
In both cases, the change in the duration of the switch-on pause also affects the level of the step current in the. Switch-off point on; which leads to difficulties with regard to the correct adaptation of the par allelkreisimpulses to the current stage. In addition, in these known arrangements, both the duration of the switch-on pause and the level of the step current at the switch-off time are dependent on the phase position of the holding throttle AC pre-magnetization with respect to the position of the contact switching times, so that the parallel circuit pulse with every change in this phase position .
In consideration of currentless interruption of the contacts must always be reset. With the invention, the mentioned after parts are avoided.
The invention relates to an arrangement for fast-acting voltage regulation in contact converters with switching chokes.
The invention consists in that two limiting chokes connected in parallel and pre-magnetized with direct current are provided and connected to the pre-magnetization windings of the switching chokes via valves in such a way that these switching chokes alternate with square-wave currents are gnetisiert, whose positive half-waves are limited by one throttle and - whose negative half-waves are limited by the other throttle and that one limiting throttle has an additional winding through which a current proportional to the difference between the actual value and the setpoint of the variable to be controlled flows is
so that the amplitude of one half-wave of these square-wave currents is changed so that the duration of the switch-on pause of the contact currents is influenced in the regulating sense, while the amplitude of the half-wave of reversed polarity remains unchanged.
As a result of these measures, the limiting throttles become regulating throttles, which allows regulation to be carried out much more quickly than would be possible, for example, with sector regulators. In addition, the arrangement does not require any moving parts or contacts, which is advantageous for operational safety.
The invention is explained in more detail using an exemplary embodiment from.
FIG. 1 shows the circuit of a first example of the arrangement, and FIGS. 3 to 5 show operating diagrams. In FIG. 1, a contact converter in a three-phase bridge circuit is shown. The contact converter transformer is marked with 1, the switching chokes for creating the low-current breaks with 2 and 3 and the contacts of the converter with 4 and 5. The switching chokes are equipped in a known manner with a bias winding 21 and 31 respectively.
The premagnetization windings of the switching chokes of phase and antiphase are fed in parallel via current limiting chokes 8, 9. Only the current limiting throttles for phase R are shown in FIG. For phases S and T there are also two such current limiting chokes. Each current limiting choke has two cores I and II, which are each provided with a working winding a.
The work developments a. are connected in series in such a way that the two cores are inversely magnetized. A type of iron with a strongly pronounced magnetization kink is provided as the core material, for example nickel iron. The two cores of the current limiting chokes are wound together with a direct current bias winding b. The premagnetization windings b of all the chokes are connected in series and are fed with direct current via a variable resistor 18.
A current limiting choke 9 of each phase is also provided with a Regulierwick development -c, which includes both partial cores. The windings c of these current-limiting chokes, which act as regulating chokes 9, are connected in series and are fed with a differential voltage which is proportional to the deviation of the converter current from its setpoint.
For this purpose, a voltage proportional to the converter current is generated at resistor 12 and compared with a fixed voltage at resistor 14 via a DC converter circuit 6, consisting of the direct current magnetized throttle with supply transformer 16, the Ven valves 7 and the smoothing throttle 13.
The differential voltage, which thus directly represents a measure of the deviation of the actual value from the nominal value of the converter direct current, is present at the terminals of the series-connected inductor windings c, in such a way that when the nominal value of the converter current is exceeded, that is, with a positive differential voltage, that of the windings b caused premagnetization of the Regeldros seln 9 weakened when falling below the setpoint, that is. but increased with negative differential voltage. becomes.
The working windings a of the chokes 8 and 9 are each connected via valves 10 to the inputs of the switching throttle pre-magnetization wedges 21 and 31, in such a way that after each half-wave the pre-magnetization windings of the switching chokes are commutated from one current limit .. zung throttle to the other will.
This ensures that one of the half-waves in the bias winding of the switching chokes is limited by the choke 8 and its amplitude remains unchanged, while the half-waves of reversed polarity are limited by the control choke 9 and their amplitude is changed can.
In Fig. 3, the magnetization curve of the current limiting reactors is plotted. The two choke cores are magnetized with direct current accordingly to the ampere turns AWcg.
The square-wave current flowing in the working windings causes the cores to be switched in opposite directions during one half cycle, increasing the magnetization by AW + in one core and reducing the magnetization by AW- in the other core. Since the two cores are the same in size and number of turns and the same current flows through them, the AW- are always the same as the AW +. On the other hand, for energetic considerations, the two hatched areas must be the same size.
Both conditions can only be met at the same time if a change in the operating point on the magnetization curve by <I> d </I> AW is assumed. Since the size of dAW depends on the instantaneous value of the current flowing through the working windings, dAW pulsates with twice the mains frequency between 0 and a maximum value. AAW must be compensated so that this change in the operating point does not result in any distortion of the current in the working windings, i.e. the current in the working windings remains rectangular.
To compensate for the ampere turns AAW, the current limiting chokes are provided with a feedback winding d, which is fed by a shunt 15 via valves 11 in a bridge circuit.
As a result of the strongly kinked magnetization curve of the current limiting chokes, the amplitude of the alternating current in the working windings is limited according to the size of the AWg and its current curve is approximately rectangular. By varying the direct current bias through the regulating winding c, the amplitude of the alternating current in the working windings of the limiting chokes can be regulated.
The mode of operation of the arrangement described is shown schematically in FIG. 4a shows the course of the current ik of a converter contact with almost full control and the current i ,. in the front magnetization winding of the corresponding switching reactor.
Fig. 4b shows the same with strongly re-regulated direct voltage, so with a smaller contact current ik.
At switch-on point A (Fig. 4a), the switching throttle is vormagneti Siert by the amount i ".
In Fig. 5, which shows the magnetization curve of the switching throttle, the switch takes place in the magnetization state P, the switching throttle. As the current ik increases, the switching throttle is magnetized by the contact current ik up to point P ″ where the switching throttle enters the state of saturation.
This point P corresponds to point B in Fig. 4a .. While in the area Pe P, the switching inductor has a high inductance, which limits the current to a small value (switch-on stage current), this inductance becomes abruptly small with greater magnetization and influences the Course of the contact current ik practically no longer, until with decreasing contact current at point C (Fig. 4a)
the magnetization of the switching throttle via the point PS, coming back, reaches the point P ". At this moment the switching throttle is suddenly inductive and limits the current to a small value i6 (switch-off stage current). During this time, the switching throttle is premagnetized according to the current i" the current zero crosses only at point P ', (Fig. 5)
corresponding to point D in Fig.4a. In the intervals <I> AB </I> and <I> CD </I>, the entire commutation voltage of the converter is located above the switching choke (hatched areas); in the interval. BC, on the other hand, the voltage across the choke is negligibly small. If the amplitude of the switching choke pre-magnetization ive at the switch-on point of the converter contact is now reduced by the regulating throttle 9, the duration of the switch-on stage increases according to FIG. 4b, the DC voltage output by the converter goes back and the DC current of the converter decreases accordingly.
This back-regulation of the direct current takes place, for example, when the actual value applied across the voltage divider 12 exceeds the setpoint value taken from the voltage divider 14 for the converter balancing current to be regulated, so that the winding c of the regulating throttle weakens the bias winding b in its effect. But if the actual value falls below the setpoint, then:
the premagnetization of the regulating throttle 9 is increased by the A W of the regulating winding c, so that the amplitude of the Vürmagrietisie = approximate current of the switching throttle is also increased. This reduces the duration of the switch-on stage, the direct voltage increases and the direct current is regulated to the setpoint value. Since the pre-magnetization current of the switching chokes is limited by the choke 8 during the switch-off stage, the size of the stage current Ai remains unchanged because the point P 'in FIG. 5 remains fixed.
The device described regulates the direct voltage output by the converter in such a way that the direct current output remains constant within certain limits, as is desired, for example, in electrical systems. Instead, the device could also be performed for regulation to constant voltage. In this case, the voltage at the resistor 14 would be compared, for example, directly with the direct voltage output by the converter.
In Fig. 2, a further Ausführungsbei is shown game in which the direct current converter circuit is switched directly to the Regulierwick ment c of the control throttles and so the comparison of the actual value and setpoint in the control throttle itself takes place.