BRPI0620288A2 - condicionador de linha e métodos de condicionamento de linha telefÈnica de par trançado - Google Patents

Abstract

Condicionador de Linha e Métodos de Condicionamento de Linha Telefónica de Par Trançado Um condicionador de linha DSL alcança alto desempenho suficiente para sustentar simultaneamente video, voz e sinais de dados em linhas telefónicas normais de par trançado (102, 104, 106, 108) em distâncias substancialmente maiores do que estão atualmente disponiveis. O condicionador da linha (100) ajusta e fixa automaticamente os ganhos e atenuações do pré-amplificador (112) a montante e do pré- amplificador (122) a jusante de acordo com a degradação real imposta aos sinais a montante e a jusante pela linha de par trançado em que o condicionador da linha é usado. O condicionador da linha alcança alto desempenho otimizando a proporção de sinal para ruído e a qualidade de sinal dos sinais DSL e tem um baixo consumo de energia que o capacita a operar derivando energia a partir das linhas de par trançado sobre as quais é usado.

Description

"Condicionador de Linha e Métodos de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Trançado"

Relatório Descritivo

Campo Técnico

Esta invenção relaciona-se em geral com a tecnologia de Linha Digital de Assinante (DSL) e, mais particularmente, com sistemas e métodos de condicionamento de linhas propiciando serviço digital de banda larga de alto desempenho em linhas locais de assinante de longa distância usando tecnologia ADSL (DSL Assimétrico).

Antecedentes

A maioria das companhias telefônicas proporcionam serviço de telefone analógico, freqüentemente chamado de serviço de telefone simples antigo (POTS) e outros serviços para os clientes usando uma infra-estrutura de legado compreendendo tipicamente um par trançado único (TP) de fios para cada número de telefone. Cada linha TP é referida como uma alça de assinante ou uma linha de assinante. As linhas POTS foram construídas para levar um sinal de voz único com um canal de banda larga de 3,4 kHz. A tecnologia de DSL permite transmissão digital de alta velocidade de taxas elevadas de bits via linhas TP de perdas, mas exige processamento de sinal para superar deteriorações de transmissão devidas, por exemplo, à atenuação de sinal, ruído de conversações cruzadas a partir dos sinais presentes em outras linhas, reflexões de sinais, ruído de radiofreqüência e ruído de impulso. Devido ao desempenho de alta freqüência muito deficiente das linhas TP convencionais, a operação DSL de alta velocidade (10+ Mbps) é tipicamente limitada a pequenos comprimentos de linhas locais entre o escritório central de telefones (CO) e as instalações do cliente assinan- te (CPE) da ordem de 2,666-3,333 metros em razão da degradação dos sinais DSL nas freqüências mais altas. A atenuação de sinais, que é o maior componente da deterioração de transmissão, aumenta com a freqüência e o comprimento da linha. Conseqüentemente, para um dado método de transmissão, a taxa máxima de bits de transmissão alcançável diminui, à medida que o comprimento da linha aumenta. A velocidade de dados realizável é também limitada por outros fatores tais como atraso de grupo, que também é uma função da freqüência, assim como também conversações cruzadas e ruído.

A DSL Assimétrica (ADSL) é uma tecnologia de DSL que tem um maior espectro de freqüências a jusante a partir do CO em direção ao CPE do que o espectro de freqüências a montante até o CO e emprega uma taxa de bits muito maior a jusante do que a taxa de bits a montante. Isto reduz as conversações cruzadas próximo à extremidade e o espectro de freqüências suporta o transporte simultâneo de POTS duplexes e dados pela TP. A ADSLl tem uma largura máxima de banda de sinal da ordem de 1,1 MHz. A ADSL2+ tem uma largura máxima de banda de sinal da ordem de 2,2 MHz. Tipicamente, o espectro de freqüências entre 0-30 kHz é reservado para o serviço de POTS. O espectro entre 34-125 kHz são os dados a montante e o espectro acima de 164 kHz é para os dados a jusante

Num esforço para competir com provedores de serviço de cabo, alguns provedores de serviços telefônicos empregam tecnologia de ADSL2 para dados digitais de banda larga, tais como acesso à Internet, e serviços de televisão (IPTV) na mesma TP. Cada canal de TV de NTSC exige aproximadamente 4,4 Mbps, quando usa compressão MPEG-2, e um canal de HDTV exige aproximadamente 8 Mbps. Algumas compa- nhias telefônicas estão proporcionando serviço de TV sob demanda de dois canais de vídeo, assim como também serviços de banda larga de Internet de 3,0 Mbps, que exigem uma velocidade de dados totais da ordem de 11,8 Mbps. A tecnologia de ADSL2 pode alcançar esta veloci- dade total de bits, porém, os provedores de serviço podem tipicamente proporcionar esses serviços combinados de vídeo e banda larga até comprimentos de linhas locais de cerca de 2.400 metros.

O Pedido anterior acima referenciado descreve um amplifi- cador na linha TP para sinais de cabo que possibilita uma melhoria substancial na velocidade e no alcance da tecnologia de ADSL conven- cional. Todavia, é também desejável obter maior melhoria e desempe- nho mais alto (velocidade e alcance) para permitir a operação confiável das tecnologias de DSL mais novas, isto é, ADSL2+ e VDSL2, junto com serviço de POTS convencionais, em distâncias maiores do que as que estão atualmente disponíveis. E, ao fazê-lo, também é desejável dispor de uma tecnologia de consumo de baixa energia, econômica, de instala- ção simples, que possa ser alimentada diretamente a partir da linha TP em que opera sem interromper o serviço de POTS normal. É para estas finalidades que a presente invenção é direcionada.

Sumário da Invenção

A invenção proporciona sistemas e métodos de condiciona- mento de linhas DSL que propiciam alto desempenho aperfeiçoando a relação sinal para ruído (SNR) e a qualidade de sinal através do espectro de freqüências de DSL usando componentes e circuitos de baixo ruído, baixa energia que proporcionam boa equalização e compensação da linha, elevada rejeição de modo comum e baixas conversações cruzadas. Mais particularmente, a invenção propicia velocidades de dados mais altas em maiores comprimentos de linhas que são realizáveis com a tecnologia atual e pode proporcionar velocidades de dados da ordem de 12 Mbps com elevada qualidade de sinal, tornando, deste modo, possí- vel a transmissão simultânea de dois canais de TV e 3 Mbps de dados de banda larga em distâncias da ordem de 3.600 metros.

Num aspecto, a invenção proporciona um método de condicionamento de uma linha telefônica de par trançado para opera- ção de banda larga de elevada velocidade de dados para estender a distância em que essa linha pode suportar essa operação a um nível predeterminado de desempenho. O método, primeiro, mensura as características da linha, incluindo a atenuação, num local intermediário na linha entre dois pontos, tais como o escritório central e as instala- ções do cliente. A linha é, então, automaticamente equalizada para superar a atenuação da linha, proporcionando um primeiro ganho para os sinais a jusante e um segundo ganho para os sinais a montante e é ainda compensada quanto a atraso de grupos.

Noutro aspecto, a invenção proporciona um método de condicionamento de uma linha telefônica de par trançado para opera- ção de banda larga de elevada velocidade de dados para estender a distância em que essa linha pode suportar essa operação a um nível predeterminado de desempenho. O método primeiro mensura as características da linha, incluindo a atenuação, num local intermediário na linha entre dois pontos, tais como o escritório central e as instala- ções do cliente, e a linha é automaticamente equalizada para superar a atenuação da linha por pré-amplificação de baixo ruído dos sinais a jusante de forma a proporcionar sinais a montante de pré-amplificação de elevadao sinal para ruído e baixo ruído para baixo sinal para ruído.

Ainda num aspecto adicional, a invenção propicia um condicionador de linha que compreende pré-ampliíicadores de ganho programáveis para equalizar uma linha de par trançado para sinais a jusante a partir de um escritório central e para sinais a montante a partir das instalações do cliente, detectores para detectar os níveis de tons de ajuste a jusante e a montante relacionados com a atenuação de linha e um microprocessador para programar automaticamente os ganhos dos pré-amplificadores em resposta aos níveis dos tons para equalizar o par trançado e superar os efeitos da atenuação.

Em aspectos mais específicos, a invenção usa a equalização de picos para proporcionar uma característica pretendida de ganho- freqüência para equalizar a linha para operação DSL. A invenção emprega circuitos analógicos de baixo ruído, baixa energia para o condicionamento da linha que otimizam a qualidade sinal para ruído e de sinal e operam a baixa energia, de forma que podem ser energizados pela linha telefônica de par trançado sem interromper o serviço de telefone normal.

Breve Descrição dos Desenhos

A Figura 1 é um diagrama de blocos de um condicionador de linha de acordo com a invenção empregado numa linha local entre um escritório central de telefones e umas instalações do cliente assi- nante.

A Figura 2 é um diagrama esquemático de uma modalidade de um filtro/separador de POTS que pode ser empregada com a invenção.

A Figura 3 é um diagrama esquemático de uma modalidade de um detector de picos que pode ser empregada no condicionador da linha da Figura 1.

A Figura 4 é um diagrama esquemático de um misturador que pode ser empregado no condicionador da linha da Figura 1.

A Figura 5 é um diagrama esquemático de um pré- amplificador ajustável de ganhos a jusante que pode ser empregado no condicionador da linha da Figura 1.

A Figura 6 é um diagrama esquemático de uma modalidade de um pré-ampliílcador ajustável de ganhos a montante que pode ser empregada no condicionador da linha da Figura 1.

A Figura 7 é um diagrama esquemático de uma modalidade de um filtro a jusante que pode ser empregado no condicionador da linha da Figura 1.

A Figura 8 é um diagrama esquemático de modalidades de um ampliflcador equalizador de picos e um ampliflcador de driver que pode ser empregado no condicionador da linha da Figura 1.

A Figura 9 é um diagrama esquemático de modalidades de um filtro a montante e um ampliflcador de driver a montante que pode ser empregado no condicionador da linha da Figura 1.

A Figura 10 é uma característica representativa de respos- ta de ganho-freqüência do ampliflcador equalizador de picos da Figura 8.

Descrição das Modalidades Preferidas

A invenção está particularmente bem adaptada para um condicionador da linha de alto desempenho para uso com tecnologia de ADSL2 e será descrito nesse contexto. Será observado, porém, que isto é ilustrativo apenas de uma utilidade da invenção e que a invenção é aplicável a outras operações digitais de elevada taxa de bits, incluindo sistemas de VDSL2 e DSL intercalados, assim como também para outros tipos de operações digitais de elevadas velocidades de bits em linhas telefônicas de par trançado (TP).

A Figura 1 é um diagrama de blocos de uma modalidade preferida de um condicionador da linha de banda larga bidirecional 100 de acordo com a invenção. O condicionador da linha pode ser inserido numa linha de assinante local compreendendo um par trançado de POTS num local intermediário entre um escritório central (CO) e as instalações do cliente (CPE) para permitir elevada velocidade de dados, dados de banda larga e serviços de vídeo. Numa modalidade, o condi- cionador da linha 100 pode proporcionar uma velocidade de dados de aproximadamente 12 Mbs que pode suportar dois sinais separados de vídeo de televisão de 4,4 Mbps e um sinal de banda larga de 3,0 Mbps com desempenho igual ou melhor do que as abordagens convencionais, assim como proporciona também serviço de telefone de POTS conven- cionais, numa linha local da ordem de 3.600 metros ou mais.

Segundo indicado na Figura 1, a linha local convencional compreende um par trançado (TP) de linhas de sinais diferenciais incluindo uma linha Tip (T) 102, 103, 106 e uma linha Ring (R) 104, 105, 108. As linhas Tip e Ring levam sinais analógicos que proporcio- nam o serviço de POTS convencional numa faixa de freqüência de até aproximadamente 30 kHz. Um modem de DSL (não mostrado) no CPE converte sinais digitais para a forma analógica para transmissão a montante do CPE até o CO pelas linhas Tip e Ring TP em, por exemplo, uma faixa de freqüência desde aproximadamente 34 kHz até 125 kHz. Um Multiplexador de Acesso DSL (DSLAM) (também não mostrado) no CO converte os sinais digitais para a forma analógica para transmissão a jusante para o CPE pelas linhas Tip e RIng. O espectro de freqüências a jusante pode estender-se desde aproximadamente 164 kHz até 2,2 MHz (para ADSL2+).

O sinal a montante do CPE desloca-se por um comprimento de linha TP 102 e 104 entre o CPE e a localização intermediária do condicionador da linha 100. O trajeto a montante através do condicio- nador de linha 100 é através de um misturador 110, um pré- amplificador de ganho ajustável a montante 112, um filtro 114, um amplificador de driver 116 e outro misturador 120 (a jusante). O misturador 120 proporciona o sinal a montante para o CO noutro comprimento de linha TP 106 e 108, respectivamente, entre o condicio- nador de linha e o CO. O trajeto a jusante do sinal do CO até o CPE é via linhas Tip e Ring 106 e 108 e através do misturador 120, um pré- amplificador de banda larga de ganho ajustável a jusante 122, um filtro 124, um amplificador equalizador de picos 126, um amplificador de driver 128 e o misturador a montante 110. O misturador 110 propor- ciona os sinais a jusante do ampliílcador de driver 128 até o CPE nas linhas Tip e Ring 102 e 104, respectivamente. O serviço de telefone convencional não vai através do condicionador da linha, mas antes é transportado pelas linhas Tip e Ring 103 e 105 através de um fil- tro/separador de POTS 130. O filtro/separador de POTS bloqueia os sinais de alta freqüência a montante e a jusante de forma que eles vão através do condicionador da linha 100 e proporciona um trajeto de baixa impedância para os sinais telefônicos de baixa freqüência.

Uma modalidade de um filtro/separador de POTS conven- cional é ilustrada na Figura 2. Conforme mostrado, pode compreender um par de transformadores 132, 134 conectados nas linhas Tip e Ring 103 e 105 e um par de capacitores 136 e 138 conectados através daa linhas Tip e Ring, segundo mostrado. As voltagens DC positivas e negativas +V e -V podem ser proporcionadas a partir das linhas Tip e Ring, respectivamente, para derivar potência operacional para os circuitos no condicionador da linha. Como será descrito, o condiciona- dor da linha 100 é, de preferência, projetado para consumir baixa energia de forma que a corrente retirada a partir das linhas Tip e Ring para energizar o condicionador de linha é suficientemente baixa de modo que não interfere com a operação de telefonia normal.

O misturador a montante 110 e o misturador a jusante 120, que podem ser substancialmente os mesmos, servem para duas funções principais. Eles bloqueiam os sinais telefônicos convencionais de baixa freqüência quanto a atravessarem o condicionador de linha do CO e o CPE, fazendo-os fluir através do filtro/separador de POTS 130 e separam os sinais a montante e a jusante uns dos outros para proces- samento pelo condicionador da linha. O misturador a jusante 120 acopla sinais a jusante a partir do CO nas linhas 106 e 108 ao pré- amplificador a jusante 122, recebe sinais a montante nas linhas 140, 142 a partir do amplificador 116 e acopla-os ao CO. O misturador adicionalmente atenua os sinais indesejáveis a montante que são acoplados através do misturador ao pré-ampliflcador a jusante 122. De modo semelhante, o misturador a montante 110 acopla os sinais a montante do CPE ao pré-ampliflcador a montante 112 e acopla os sinais a jusante nas linhas 144, 146 a partir do amplificador de driver 128 para o CPE via as linhas Tip e Ring 102 e 104, respectivamente. O misturador a montante 110 atenua de modo semelhante os sinais a jusante indesejáveis que são acoplados através do misturador no trajeto a montante ao pré-ampliflcador a montante 112.

O condicionador da linha 100 não é simplesmente um amplificador que amplia a força do sinal para superar a atenuação de sinal imposta pelo alcance estendido da linha TP, que é a abordagem tomada pelos repetidores de linha ADSL convencionais. Em vez disso, o condicionador da linha 100 otimiza a relação sinal para ruído (SNR) e a qualidade do sinal, o que resulta em desempenho mais elevado e maior alcance, enquanto simultaneamente minimiza o consumo de energia, a fim de ficar dentro de um baixo orçamento de energia desejável imposto pelas linhas de telefone. O condicionador de linha otimiza o SNR reduzindo a dois níveis o patamar de ruído do sistema através do uso de amplificadores operacionais de baixo ruído, elevada largura de faixa, baixa potência ("opamps") e outros elementos ativos e por um projeto e estrutura de circuito que minimiza as contribuições de ruído térmico e ômico de componentes de circuito e proporciona elevada rejeição de sinal fora de banda, elevada rejeição do modo comum e baixas conver- sações cruzadas. Além disso, o condicionador da linha otimiza as características do sinal, principalmente a amplitude e o atraso de grupo, através de pré e pós-equalização e pré e pós-compensação dos sinais a jusante e a montante que entram e deixam o condicionador da linha para compensar a degradação de sinal imposta pela linha TP.

Conforme aqui usado, os termos "equalização", "equaliza" e "equaliza- dor" referem-se ao ajustamento do nível de amplitude dos sinais, por exemplo, para corrigir a atenuação da linha TP. O termos "compensa- ção" e "compensa" referem-se ao ajustamento de características de atraso de grupo, por exemplo, para corrigir a degradação de sinal devida a atraso de grupo imposto pela linha TP.

O condicionador de linha ajusta automaticamente as equalizações de ganho aplicadas aos sinais com base na atenuação real que os sinais experimentam durante a transmissão pela TP entre o CO e o CPE. O condicionador da linha aplica adicionalmente uma pré- compensação e uma pós-compensação prefixadas aos sinais para compensar (isto é, corrigir) os efeitos do atraso de grupo da linha TP a partir do CO até o condicionador da linha e do condicionador de linha até o CPE, respectivamente. Em conseqüência, resolvendo a degrada- ção de sinal global imposta pela linha TP e focalizando na otimização do elevado desempenho e qualidade do sinal, o condicionador da linha da invenção alcança uma velocidade de dados mais alta por comprimento da linha e um alcance substancialmente melhor do que os repetidores de linha convencionais que resolvem apenas a atenuação de sinal. De fato, a invenção pode alcançar a mesma distância que as abordagens convencionais com um quarto da energia. O condicionador da linha 100 equaliza e compensa tanto os sinais a montante como a jusante, embora processe os sinais a jusante mais do que os sinais a montante, visto que eles experimentam a maior degradação devida ao TP em razão de seu espectro de freqüências mais alto.

Os sinais a jusante a partir do misturador 120 são supridos ao pré-amplificador de banda larga 122, que aplica um ganho prefixado (ou atenuação) ao sinal a jusante como determinado automaticamente para a sessão atual durante um processo de calibração pré-operacional pré-formado por um microcontrolador ou um microprocessador 160 (de uma maneira a ser descrita). O sinal a jusante a partir do pré- amplificador é, então, suprido a um filtro a jusante 124, que, no caso de ADSL, é um filtro de passagem alta que passa a jusante freqüências acima de 164 kHz e bloqueia as freqüências a montante abaixo de 125 kHz. O filtro 124 é projetado para ter um corte afiado, a fim de rejeitar fortemente freqüências a montante indesejáveis que são acopladas através do misturador 120 e pré-amplificador 122 ao filtro e ajudar a assegurar uma plataforma baixa de ruído de sistema. Numa modalida- de preferida, o filtro 124 é um filtro elíptico de passagem alta da 11a ordem que proporciona aproximadamente rejeição de 80 dB a 90 dB das freqüências a montante abaixo de 125 kHz.

Os sinais a jusante a partir do filtro 124 são a seguir aplicados ao amplificador equalizador de picos 126. O equalizador de picos tem um ganho máximo a uma freqüência prefixada, que está, de preferência, na parte superior do espectro de freqüências do sinal a jusante ADSL. O "Q" da resposta do equalizador de picos determina a agudeza do pico e a amplificação aplicada à faixa de freqüências em torno da freqüência prefixada. A equalização afeta a capacidade de transporte de dados do sinal, porque muda as relações de amplitude das freqüências fundamentais e harmônicas do sinail DSL. O amplifi- cador equalizador de picos pós-equaliza a atenuação de sinal dependen- te da freqüência do sinal a jusante causada pela linha TP 106, 108 entre o CO e o condicionador da linha, e pré-equaliza a atenuação antecipada dependente da freqüência devida à linha TP 102, 104 do condicionador de sinais até o CPE, de forma que o sinal a jusante que chega no modem de CPE tem a característica pretendida de ganho- freqüência equalizada. O amplificador de driver 128 amplia o sinal a jusante a partir do amplificador equalizador de picos 126 para propor- cionar um nível de sinal pretendido no CPE e supre o sinal para o misturador 110, que acopla o sinal às linhas Tip e Ring 102 e 104 para transmissão para o CPE.

O trajeto a montante através do condicionador da linha 100 é um pouco semelhante ao trajeto a jusante, exceto que ele pode não incluir um amplificador equalizador de picos. Não é necessário um amplificador de equalização para o sinal ADSL a montante, porque opera num espectro de freqüências mais baixo (e mais estreito) do que o sinal a jusante e não experimenta tanta degradação dependente da freqüência como faz o sinal a jusante. Os sinais a montante que deixam o misturador 110 estão acoplados a um pré-amplificador de atenuação de ganho ajustável a montante 112, que também aplica um ganho ou atenuação prefixado ao sinal a montante como automatica- mente determinado pelo microcontrolador 160 durante o processo de calibração pré-operação (a ser descrito). Os sinais a montante do pré- amplificador 112 são aplicados a um filtro de passagem baixa 114 que tem, de preferência, um corte afiado ligeiramente acima de 125 kHz. Os sinais a montante do filtro são passados para o amplificador de driver 116 que amplia os sinais a montante e acopla-os através do misturador 120 sobre as linhas Tip e Ring 106 e 108 para o CO. O filtro 114 rejeita qualquer das freqüências de sinal não desejadas a jusante acopladas através do misturador 110 para o pré-amplificador 112 e também ajuda a proporcionar uma plataforma de baixo ruído de sistema. Numa modalidade preferida, o filtro de passagem baixa 114 pode ser também um filtro elíptico da 11a ordem que proporciona rejeição de 80 dB a 90 dB para as freqüências a jusante acima de 164 kHz.

Conforme também ilustrado na Figura 1, o condicionador da linha 100 pode incluir ainda um detector de picos de sinal a jusante 162 acoplado a uma linha positiva 164 a partir do amplificador equali- zador de picos 126 e pode incluir um detector de picos a montante 166 acoplado à linha positiva 168 do filtro a montante 114 para o amplifica- dor de driver a montante 116. As saídas dos detectores de picos são aplicadas ao microcontrolador 160 que usa os valores detectados de pico durante o procedimento pré-operacional de ajuste de calibração/equalização para ajustar automaticamente as configurações de ganho e atenuação dos pré-amplificadores 112 e 122 para equalizar para a atenuação para os sinais a montante e a jusante causados pelas linhas reais TP em que é usado o condicionador da linha.

Brevemente sumarizado, durante o procedimento pré- operacional de ajuste da equalização, o condicionador da linha automa- ticamente se calibra para a linha real TP em que é usado. O condicio- nador da linha faz isto, primeiro, determinando a impedância de linha TP efetiva entre o CPE e o condicionador da linha, a qual é uma função principalmente do comprimento de cabo e calibre entre o CPE e o condicionador da linha, durante o qual o pré-amplificador a montante 112 é ajustado a uma configuração de default. A seguir, ele ajusta o ganho ou atenuação do pré-amplificador a montante 112 para uma configuração nominal predeterminada, de preferência selecionando um valor a partir de um conjunto de valores armazenados empiricamente determinados de ganhos e atenuação. Igualmente, determina a impedância a jusante da linha entre o condicionador da linha e o CO, durante o qual o pré-amplificador a jusante 122 é ajustado a uma configuração de default e usa a a impedância determinada a jusante para selecionar uma configuração nominal de ganho ou atenuação predeterminada, também de preferência a partir de um conjunto ordenado de valores empiricamente determinados de ganhos e atenua- ção, que otimiza o desempenho.

Em mais detalhe, o procedimento pré-operacional de ajuste de equalização do condicionador da linha usa o protocolo de sincroniza- ção de DSL normal que ajusta o DSLAM no CO e o modem de CPE. Durante uma primeira fase da configuração, o amplificador de driver a montante 116 é desligado pelo microcontrolador 160, enquanto o modem de CPE envia para o CO tons padrões de ajuste de cumprimen- tos ("handshaking") em freqüências espaçadas dentro do espectro de freqüências a montante. Os tons ajustados emitidos pelo modem de CPE estão num nível de potência predeterminado e espaçado em freqüências prefixadas de acordo com o protocolo de sincronização de DSL. Visto que o amplificador de driver 116 está desligado, os tons não alcançam o CO. Deste modo, o DSLAM no CO permanecem num estado quiescente e não respondem aos tons de da configuração. O detector de picos a montante 166 detecta o valor de pico dos tons compostos na linha 168 de filtro 114 e supre o valor de pico detectado para o micro- controlador 160, que pode incluir um conversor A/D que converte o valor de pico detectado para um valor digital. Deste modo, o valor digitalizado de pico detectado dos tons compostos na saída do filtro a montante é uma medida da Impedância efetiva da linha TP (tendo em conta o comprimento e calibre do cabo) entre o CPE e o condicionador da linha. O microcontrolador 160 usa o valor digital de pico detectado para ajustar uma configuração nominal de ganho ou atenuação no pré- amplificador a montante 112. Durante o ajuste do trajeto do sinal a montante, o driver a jusante 128 é ligado de forma que o modem de CPE veja uma terminação ativa e os sinais de tom de sincronização são terminados, como exigido para a operação normal.

A seguir à configuração do trajeto do sinal a montante, o trajeto do sinal a montante é configurado ligando o amplificador a montante 116 e desligando o driver a jusante 128. Isto ativa os tons de configuração a partir do modem de CPE para alcançar o DSLAM no CO. O CO responde enviando os tons de "handshakinçf normais que são espaçados em freqüências prefixadas dentro do espectro de freqüências a jusante de acordo com o protocolo de sincronização de DSL. Como o driver a jusante 128 está desligado, o modem de CPE não responde a estes tons a jusante e o CO continua a transmiti-los. O detector de picos 162 detecta o valor de pico dos tons compostos na linha 164 do equalizador de picos 126 e supre o valor de pico detectado para o microcontrolador 160, onde o valor de pico detectado pode ser converti- do num valor digital. Tal como com a configuração do trajeto a montan- te, o valor de pico detectado dos tons compostos a jusante é uma medida da impedância efetiva da linha TP (tendo em conta o comprimento e o calibre do cabo) entre o condicionador da linha e o CO DSLAM. O microcontrolador 160 usa o valor de pico detectado para prefixar outra configuração nominal de ganho ou atenuação no pré- amplificador de banda larga a jusante 122.

Deste modo, durante o procedimento de configuração de equalização, o microcontro lador 160 analisa as duas voltagens detecta- das de pico dos trajetos de sinal a montante e a jusante e pode produzir um par de índices XeY que são usados como índices num conjunto ordenado bidimensional (2-D) numa memória do microcontrolador que armazena os valores nominais predeterminados de ganho ou de atenua- ção. O conjunto ordenado 2-D responde aos índices XeY produzindo um par correspondente de valores de ganho (ou de atenuação) e o microcontrolador 160 programa os ganhos (ou atenuações) nos dois pré-amplificadores 112 e 122. Os valores de ganho armazenados no conjunto ordenado 2-D podem ser empiricamente determinados usando um sistema de referência que compreende simuladores da linha de cabo telefônico que simula a linha TP de telefone AWG 26 de cobre de com- primentos diferentes. O sistema de referência ativa a determinação empírica de configurações de pré-amplificador para desempenho ótimo para combinações diferentes de impedâncias da linha telefônica e velocidades de dados. Finalmente, quando são ligados os drivers de amplificador 116 e 128, com as configurações nominais de ganho ou atenuação selecionadas a partir do conjunto ordenado 2-D tendo sido previamente carregadas nos pré-amplificadores 112 e 122, o DSLAM do modem de CPE e CO têm permissão para negociar e sincronizar-se um com o outro. Em razão da qualidade de sinal intensificada proporcionada pelo condicionador da linha, o DSLAM do CO e modem de CPE aparecem um ao outro como estando mais próximos do que realmente estão e consegume sincronizar com uma velocidade de dados mais elevada e desempenho mais alto do que de outra forma convencio- nalmente disponível para a distância real.

Uma modalidade preferida de um detector de picos que pode ser empregada na invenção é ilustrada na Figura 3. O detector de picos a jusante 162 e o detector de picos a montante 166 podem ser substancialmente os mesmos e ser como ilustrados na Figura. Conforme mostrado, o detector de picos pode compreender um comparador de ruído baixo, baixa potência 180 que compara uma entrada de voltagem 182 com uma voltagem de referência fixada por uma rede de divisores de voltagem compreendendo resistores 184, 185 conectados à saída do comparador e carrega um capacitor 188 a uma voltagem determinada pelo nível da entrada. A voltagem no capacitor representa o nível composto dos tons que compreendem a voltagem de entrada 182, cuja amplitude nesta modalidade preferida é proporcional à impedância da linha TP, que é uma função principalmente do comprimento e do calibre do cabo. Um conversor analógico-para-digital (A/D) 190 (que pode ser separado ou contido no microcontrolador 160, como descrito acima) converte a voltagem para um valor digital. Os valores de default de ganho ou atenuação que são ajustados em pré- amplificadores 112 e 122 podem ser valores convenientes selecionados de forma que os detectores de pico 162 e 166 operam numa faixa complacente do conversor A/D.

As Figuras 4-9 ilustram com mais detalhe as modalidades preferidas de vários dos componentes do condicionador da linha 100 mostrado na Figura 1. Nas Figuras, são mostrados valores para muitos dos componentes de circuito tais como resistores, capacitores e induto- res. Estes são valores meramente representativos de elementos de circuito que podem ser usados para as modalidades particulares ilustradas nas Figuras, a fim de alcançar os objetivos da invenção num ambiente ADSL2. Nem as modalidades particulares ilustradas nas Figuras para os vários componentes do condicionador da linha, nem o valor dos elementos de circuito selecionado para estas modalidades são necessários para a invenção. Ao contrário, como será observado por aquelas pessoas qualificadas na técnica, podem ser empregadas moda- lidades diferentes assim como também circuitos tendo outros valores na prática da invenção.

A Figura 4 ilustra uma modalidade preferida do misturador a jusante 120. Como previamente mencionado, o misturador a mon- tante 110 pode ser substancialmente idêntico ao misturador a jusante 120. Como mostrado na Figura, os sinais positivos e negativos na linhas Tip e Ring 106 e 108, respectivamente, entram no misturador do CO. Os sinais nestas linhas compreendem o espectro inteiro de fre- qüências de ADSL2 a partir de DC até 2,2 MHz. O sinal diferencial que entra no misturador nestas linhas é aplicado a um transformador de DSL 200 que isola o CO do condicionador da linha e bloqueia o dc para os sinais de telefone de 30 kHz. O secundário do transformador de DSL 200 é acoplado a um toróide 202 que proporciona rejeição de ruídos de modo comum para os sinais que entram no misturador e proporciona sinais diferenciais a jusante nas linhas positivas e negativas 206 e 208 para o pré-ampliflcador de banda larga 122.

Os sinais positivos e negativos a montante do amplificador de dúver a montante 116 nas linhas 140 e 142, respectivamente, entrem no misturador no lado secundário do transformador de DSL na saída do toróide 202. Os sinais uplink a partir do amplificador 116 entram no misturador através de um par de resistores de 50 ohm 210, 212 que combinam a impedância do transformador de DSL 200 com a impedância padrão de 100 ohm do CO. Os sinais uplink que entram no misturador são acoplados através do toróide de rejeição de modo comum 202 e do transformador de DSL 200 para as linhas 106 e 108 para o CO. O capacitor 204 no primário do transformador de DSL e o capacitor 205 no lado secundário bloqueiam a corrente DC. Os sinais a jusante do secundário do transformador de DSL nas linhas 206 e 208 são acoplados através de uma rede R/2R 220 que compreende dois pares de resistores 222, 224, 226 e 228. Os valores dos dois resistores em cada par têm uma relação de 2:1 e os valores nominais são indica- dos na Figura. A rede R/2R 220 proporciona aproximadamente uma redução de 4 dB na força do sinal do sinal indesejado a montante que entra nas linhas 140, 142 que estão acopladas ao pré-amplificador de banda larga nas linhas 206 e 208.

A Figura 5 ilustra uma modalidade preferida de um pré- amplificador a jusante de banda larga de ganho programável 122. Como mostrado na Figura, o pré-amplificador 122 pode compreender dois amplificadores programáveis idênticos de terminal único 240p e 240n, respectivamente que recebem o sinal diferencia a partir do misturador nas linhas positivas e negativas 206 e 208. Cada amplifica- dor programável pode compreender um par de amplificadores operacio- nais de baixo ruído, baixa potência, de elevada largura de faixa 242, 244 tendo as suas entradas de inversão 250, 252, respectivamente, conectadas às saídas de um multiplexador de um bit 246 e um multi- plexador de três bits 248. Os multiplexadores podem ser dispositivos CMOS de baixa potência. Cada multiplexador tem uma pluralidade de entradas que são conectadas às junções entre uma cadeia correspon- dente de uma pluralidade de resistores em série. Os multiplexadores recebem respectivamente sinais de controle digital de um bit ou de três bits a partir do microcontrolador via uma linha bussed 254 e servem de comutadores que conectam as suas saídas às entradas de inversão 250, 252 dos amplificadores operacionais 242, 244 a uma das entradas para os multiplexadores a partir das junções entre resistores da cadeia correspondente de resistores em série. Conforme mostrado, as saídas 256, 258 dos amplificadores operacionais também são conectadas às cadeias respectivas de resistores em série. Conseqüentemente, cada multiplexador, por comutação da saída do multiplexador a uma entrada particular a partir da cadeia de resistores, varia a relação do valor de resistor de realimentação do opamp para o valor de resistor de entrada do opamp e, conseqüentemente, varia o ganho (ou atenuação) do opamp. E, conseqüência, selecionando apropriadamente os valores dos resistores nas cadeias de resistores, pode ser proporcionado um alcance pretendido de ganhos ou atenuações. Para os valores dos resistores ilustrados na Figura 5, o ganho de opamp 242 pode ser controlado pelo multiplexador de 1 bit 246 para ser 0 dB ou 1,5 dB. De modo seme- lhante, o ganho de opamp 244 pode ser controlado pelo multiplexador de 3 bits 248 para variar desde -10,5 dB (atenuação) até +10,5 dB (ganho) em etapas de 3 dB. Visto que os opamps 242 e 244 estão em série, o ganho do pré-ampliflcador 240 pode ser controlado e programa- do pelo microcontrolador de forma a variar desde -10,5 dB até +12,0 dB.

A Figura 6 ilustra uma modalidade do pré-amplificador a montante de ganho programável 112. O pré-ampliflcador a montante 112 pode ter substancialmente a mesma estrutura que o pré- amplificador a jusante 122, exceto que ele pode empregar valores diferentes de resistores para proporcionar uma faixa diferente de ganhos e atenuações. Como mostrado na Figura 6, o pré-amplificador a montante pode compreender um par de pré-amplificadores idênticos de terminal único 270p e 270n para ampliar ou atenuar o sinal diferencial a montante nas linhas positivas e negativas 266 e 268, respectivamen- te, a partir do misturador a montante 110. Como com o pré- amplificador a jusante 122, cada pré-amplificador a montante 270 pode compreender um par de opamps de baixo ruído, baixa potência, elevada largura de faixa 272, 274 tendo as suas entradas de inversão 276, 278 conectadas às saídas de um multiplexador de um bit 280 e a um multiplexador de três bits 282, respectivamente. Cada multiplexador pode ter uma pluralidade de entradas conectadas a junções de resisto- res em correspondentes cadeias de uma pluralidade de resistores de séries e cada muttiplexador permite que a relação da resistência de realimentação para a resistência de entrada de seu opamp correspon- dente seja variada conectando as entradas do opamps às diferentes junções de resistor nas cadeias de resistores. A Figura 6 ilustra valores representativos de resistores que podem ser empregados nas cadeias de resistores que permitem que o ganho de opamp 272 seja controlado para ser 0 dB ou -3 dB (atenuação); e permite que o ganho de opamp 274 seja variado a partir de -21 dB até +21 dB em incrementos de 6 dB. Isto permite que o ganho global do pré-amplificador a montante 112 seja variado entre -24 dB e +21 dB sob controle do microcontrola- dor 160. Tal como com o pré-amplificador a jusante, os segmentos de pré-ampliflcador a montante 270p e 270n podem ser controlados e programados pelo microcontrolador via linha de controle 284 de manei- ra a ter a mesma configuração de ganho de forma que os sinais de entrada do misturador 110 nas linhas 266 e 268 sejam ampliados ou atenuados da mesma quantidade. O alcance maior de controle no pré- amplificador a montante 112 a partir daquele proporcionado no pré- amplificador a jusante 122 é porque o modem do CPE pode ser próximo (por exemplo, substancialmente próximo) ao condicionador da linha.

Como será observado por aquela pessoa qualificada na técnica, visto que os ganhos (ou atenuações) dos opamps a jusante 242, 244 e os opamps a montante 272 e 274 são controlados pelas relações da retroalimentação para os valores de resistência de entrada, valores diferentes de resistores podem ser empregados para alcançar a mesma relação e, conseqüentemente, o mesmo ganho ou atenuação. Todavia, visto que é desejável alcançar um patamar de ruído tão baixo quanto possível para maximizar SNR, é desejável minimizar o ruído ôhmico (térmico). Conseqüentemente, é desejável usar valores baixos para os resistores a fim de minimizar a contribuição do ruído ôhmico causada por fluxi atual através dos resistores. Todavia, o uso de resistências baixas aumenta a quantidade de fluxo atual através dos resistores, que aumenta a potência operacional, e pode afetar as taxas de enchimento dos opamps. Visto que o condicionador da linha é de preferência alimentado a partir da linha TP em que é usado, é necessário ter um orçamento de baixa potência, a fim de evitar interromper o serviço telefônico normal. Conseqüentemente, os valores dos resistores nas cadeias de resistores em série dos pré-amplificadores podem ser sele- cionados de forma a alcançar um equilíbrio desejado entre ruído baixo, potência baixa e alta velocidade. Os valores do resistor mostrado nas Figuras 5 e 6 foram selecionados com base nestas considerações e representam valores que podem ser empregados para alcançar os objetivos da invenção. As considerações semelhantes às anteriores foram também aplicadas para selecionar os valores de resistor repre- sentativos dos outros circuitos do condicionador da linha.

A Figura 7 ilustra uma modalidade preferida do filtro a jusante 124. Para ADSL, o filtro a jusante é um filtro de passagem alta, como previamente indicado. Como mostrado na Figura, o filtro a jusante 124 compreende, de preferência, dois filtros idênticos de passa- gem alta de terminal único 290p e 290n que recebem respectivamente o sinais diferenciais nas linhas positivas e negativas 292 e 294 do pré- amplificador 122. Dois filtros de terminal único são preferíveis a um filtro diferencial para desempenho de baixo ruído. É importante que os filtros de passagem alta proporcionem elevada rejeição para freqüências indesejáveis a montante fora de faixa que são acopladas a partir do misturador 120 através do pré-amplificador 122. Isto minimiza a contribuição de ruído desses sinais estranhos e contribui para proporcionar um patamar baixo de ruído de sistema. Os filtros de passagem alta 290p e 290n, numa modalidade preferida, compreendem filtros elípticos de 11a ordem tendo um corte de baixa freqüência em aproximadamente 164 kHz, a extremidade mais baixa do espectro de freqüências a jusante. Os valores do componente capacitivo e indutivo ilustrado na Figura 7 são apropriados a um filtro de passagem alta de 11a ordem com corte aguçado na freqüência pretendida e rejeição de aproximadamente 80 dB a 90 dB das freqüências indesejáveis a mon- tante acopladas ao filtro através do pré-amplificador 122. Isto ativa o patamar de ruído de sistema do condicionador da linha a que seja mantido em ou abaixo de 70 dB, que proporciona baixo ruído fora de faixa e alto SNR. Os resistores de 50 ohm 292 e 294 de cada filtro são para comparação de impedância. As duas saídas de filtro de terminal único nas linhas positivas e negativas 296 e 298, respectivamente, são proporcionadas como uma entrada diferencial para o amplificador equalizador de picos 126, conforme indicado na Figura 8.

Com referência à Figura 8, são mostradas modalidades preferidas do amplificador equalizador de picos 126 e do amplificador de driver 128. Segundo ilustrado na Figura, o amplificador equalizador de picos e o amplificador de driver compreendem, de preferência, circuitos de amplificador diferencial que podem ter substancialmente a mesma estrutura. A função primária do amplificador equalizador de picos é proporcionar a pós-equalização do sinal a jusante para superar a degradação da atenuação de sinal dependente da freqüência imposta pela linha TP entre o CO e o condicionador da linha e proporcionar a pré-equalização para corrigir com antecedência a degradação da atenu- ação antecipada que o sinal a jusante experimentará entre o condicio- nador da linha e o CPE.

O amplificador equalizador de picos 126 pode compreender um par de opamps idênticos de baixo ruído , baixa potência, largura de faixa alta 300, conectados em conjunto como mostrado na Figura 8, para formar um amplificador diferencial. Os opamps recebem os sinais a jusante de terminal único nas linhas 296 e 298 em suas entradas de não-inversão e têm resistores de realimentação 306 conectados entre as suas saídas 308 e as suas entradas de inversão 310. As entradas de inversão dos dois opamps podem também ser conectadas em conjunto através de um circuito R-C que compreende um resistor 312 e um capacitor 314, conforme mostrado. A saída 308 do opamp amplificador equalizador de picos 300 na linha positiva 296 pode ser afunilada como mostrado em 316 e proporcionada como uma entrada para o detector de picos a jusante 162 (ver a Figura 1). A característica de ganho-freqüência do ampliflcador equalizador de picos é determinada pelos valores dos componentes resistivos e capacitivos 306, 312 e 314. A Figura 10 ilustra uma característica representativa de resposta ganho-freqüência para o equalizador de picos 126. O ganho do ampliflcador equalizador de picos é determinado pela relação da impedância de realimentação para a impedância de entrada dos opamps. Conforme mostrado, a caracterís- tica de ganho-freqüência aumenta para um pico a uma freqüência particular 360 e, depois, diminui acima dessa freqüência. O valor do capacitor 314 determina a freqüência a que o ganho de pico acontece e o valor do resistor 312 determina as características do ganho a partir do pico e o "Q" do equalizador de picos. A freqüência real em que o ganho de pico acontece também é uma função das características inerentes dos opamps 300. Usando modelos Spice para os opamps e simulações, os valores reais dos componentes resistivos e capacitivos podem ser talhados sob medida para os opamps particulares para proporcionar uma característica de resposta ganho-freqüência desejada. A Figura 10 ilustra uma característica representativa de ganho-freqüência do amplificador equalizador de picos para os valores indicados na Figura 8.

Conforme mostrado, o ganho de pico acontece de preferência a uma freqüência da ordem de 1,6 - 1,7 MHz. Aumentar o valor de capacitor 314 desloca o ganho de pico mais para baixo na freqüência e, recipro- camente, diminuir o valor aumenta a freqüência do ganho de pico.

Abaixar o valor do resistor 312 aumenta o "Q" e proporciona um pico mais afiado e ganho mais rápido e, correspondentemente, aumentar o valor do resistor achata a característica de ganho. Uma vez que a curva de picos de ganho-freqüência para o ampliflcador equalizador de picos seja selecionada para desempenho ótimo de equalização para combina- ções antecipadas da linha e distancias TP (impedância de TP como função do calibre de cabo e comprimento do cabo), pode ser fixada a característica de equalização do ampliflcador equalizador de picos. Depois disso, é provida equalização adicional pelo condicionador da linha para a linha real em que é usado e é realizada fixando as caracte- rísticas de ganho-atenuação dos pré-amplificadores 112 e 122, segundo previamente descrito.

O amplificador de driver 128 pode compreender de modo semelhante um par de opamps idênticos 320 que recebem as saídas 308 dos opamps 300 em suas entradas de inversão. Os opamps 320 podem da mesma maneira ter resistores de realimentação 326 conecta- dos entre as suas saídas nas linhas 144 e 146 e suas entradas de inversão 324 e as entradas de inversão podem também ser conectadas juntas por um circuito R-C que compreende um resistor 330 e um capacitor 332. Embora o amplificador de driver 128 tenha uma estru- tura semelhante ao amplificador equalizador de picos, os valores resistivos e capacitivos do amplificador de driver podem ser seleciona- dos de tal modo que o amplificador de driver não contribui significati- vãmente para a resposta global de ganho-freqüência para o trajeto a jusante. Em particular, o capacitor 332 no amplificador de driver pode ser selecionado de forma a ter um valor tal que o ganho de pico do driver ocorre na faixa de baixa freqüência auditiva dos sinais de telefone e propiciar uma característica de ganho-freqüência substancialmente plana. Em lugar de servir para ajustar a resposta de ganho, o capacitor 332 no driver serve principalmente como DC desacoplador do opamps do driver.

A fim de proporcionar elevada qualidade de sinal, a inven- ção trata não só dos efeitos de atenuação da linha TP no sinal a jusan- te, também trata dos efeitos de atraso de grupo. Conseqüentemente, o condicionador da linha 100 da invenção é também formado de modo a compensar os sinais a montante e a jusante para corrigir os efeitos adversos do atraso de grupo dependente da freqüência e, de preferência, proporcionar um atraso de grupo relativamente constante. A compen- sação é principalmente aplicada ao sinal a jusante onde, em razão do espectro de freqüências mais altas, os efeitos danosos do atraso de grupo são mais severos. O condicionador da linha pós-compensa os sinais que entram no condicionador da linha para corrigir o atraso de grupo imposto pelas linhas TP sobre as quais os sinais entrantes foram transmitidos e pré-compensa os sinais deixando o condicionador da linha para o atraso de grupo antecipado que será imposto pelas linhas TP sobre as quais sinais que saem serão transmitidos.

A compensação do atraso de grupo proporcionado pelo condicionador da linha 100 para o sinal a jusante é principalmente determinado pelo amplificador equalizador de picos 126 e por outros circuitos a jusante tais como o pré-amplificador de banda larga 122 e o filtro 124. Conseqüentemente, as características de amplificador equalizador de picos e as características do pré-amplificador e filtro podem ser selecionadas de forma que o condicionador da linha pré e pós-compensação propicie a resposta de atraso de grupo ótima pretendida global. Isto pode ser realizado usando o sistema de referên- cia (descrito previamente) e a modelagem de simulação das característi- cas antecipadas nominais da linha TP em que o condicionador da linha será usado e as características dos circuitos de condicionador da linha na cadeia de sinais a jusante para selecionar os valores do componente que propiciam a resposta pretendida.

Considerando, agora, o trajeto de sinal a montante, como previamente descrito o misturador a montante 110 pode ser substanci- almente o mesmo que o misturador a jusante 120; e o pré-amplificador a montante 112 pode ser substancialmente o mesmo que o o pré- amplificador a jusante 122, exceto que o pré-amplificador a montante pode ser provido de diferentes configurações de ganho e atenuação. Como o sinal a montante está num espectro de freqüências mais baixas, não experimenta a mesma degradação que o sinal a jusante e pode ter um nível substancialmente diferente.

A partir do pré-amplificador a montante 112, os sinais a montante de terminal único nas linhas de saída positiva e negativa 400, 402 do pré-amplificador a montante são providos para o filtro a mon- tante 114, que, tal como com o filtro a jusante, compreende, de prefe- rência, dois filtros de terminal único em lugar de um filtro diferencial.

As modalidades preferidas do filtro a montante 114 e do amplificador de driver a montante 116 são ilustradas na Figura 9. Conforme mostrado, o filtro a montante compreende, de preferência, dois filtros idênticos de passagem baixa elípticos de 11a ordem 4 IOp e 41 On. Os filtros podem ser projetados de maneira a ter uma freqüência de corte aguçado ligeiramente acima da extremidade superior do espectro de freqüências a montante a 125 kHz e proporcionar elevada rejeição da ordem de 80 dB a 90 dB para freqüências a jusante fora de faixa que podem ser acopladas pelo misturador 110 e pré-amplificador 112. Os valores resistivos, capacitivos e indutivos indicados na Figura 9 são valores exemplificativos que proporcionam filtros de passagem baixa tendo as características desejadas. Os resistores de entrada de 50 ohm 412 e os resistores de saída de 50 ohm 414 dos filtros são para comparação de impedância. As saídas de terminal único a partir dos filtros 4 10p e 410n nas linhas 420 e 422 são providas como um sinal de entrada diferencial no pré-amplificador diferencial a montante 116. A linha de sinal de saída positiva 420 do filtro 4 IOp pode ser afunilada conforme mostrado em 424 e provida para o detector de picos a montante 166 (ver a Figura 1).

O amplificador de driver a montante 116, numa modalidade preferida, compreende um amplificador diferencial que pode ter a mesma estrutura que o amplificador de driver a jusante 128. Conforme mostrado, o amplificador a montante compreende um par de opamps diferencialmente conectados 440 e 442 tendo as suas entradas de não inversão conectadas às saídas positiva e negativa 420 e 422, respecti- vãmente, do filtro. Os resistores de realimentação 446 e 448 podem ser conectados entre as saídas 140 e 142, respectivamente, e as entradas de inversão dos opamps conforme mostrado. As entradas de inversão podem ainda ser conectadas em conjunto através de uma rede R-C que compreende um resistor 450 e um capacitor 452, como mostrado. Uma saída diferencial do pré-amplificador a montante nas linhas 140 e 142 é provida para o misturador a jusante 120, como previamente descrito.

Segundo previamente descrito, a fim de alcançar o objetivo pretendido de alto desempenho, é desejável manter o ruído adicionado devido a elementos e componentes de circuito tão baixo quanto possível e empregar projetos, planos e estruturas para os vários circuitos do condicionador da linha que proporcionem elevada rejeição do modo comum e baixas conversações cruzadas. Além disso, como a potência operacional para o condicionador da linha é, de preferência, derivada da linha TP em que é usada, é desejável manter a potência operacional baixa para evitar a interrupção do serviço telefônico normal. A fim de satisfazer os objetivos pretendidos de baixo ruído e baixa potência, é necessária seleção cuidadosa de opamps de baixo ruído, largura de faixa alta e baixa potência. Adicionalmente, é desejável minimizar o ruído ôhmico usando baixos valores de resistores em circuitos. Todavi- a, visto que os valores da resistência diminuem, o consumo de energia aumenta, podem ser feitas transações apropriadas para alcançar os objetivos pretendidos.

Os filtros a montante e a jusante são também importantes para alcançar alto desempenho. Isto é particularmente verdadeiro quanto ao filtro a jusante, visto que as freqüências mais altas do sinal a jusante experimentam maior degradação e perda do que os sinais a montante. O tipo de filtro selecionado e as suas características de saída influenciam não só a quantidade de rejeição de freqüências de fora de faixa indesejáveis que podem contribuir para levantar o patamar de ruído, o filtro também influencia o atraso de grupo pelo trajeto do sinal. Os filtros elípticos de 11a ordem usados na invenção têm as caracterís- ticas de saída aguda e de alta rejeição desejadas e seus componentes de circuito podem ser prontamente ajustados para proporcionar a caracte- rística de atraso de grupo pretendida. Como será observado, porém, podem ser empregados outros tipos de filtros e outros projetos e com- ponentes para alcançar os objetivos da invenção.

O protocolo ADSL normal emprega códigos de correção de erros Reed Solomon (RS) que têm a propriedade de permitir a recons- trução de dados perdidos. A quantidade de dados perdidos que pode ser reconstruída depende no número de bits RS empregados para a correção do erro. Se a perda de dados exceder a quantidade predeter- minada de dados corrigiveis RS, ocorre uma violação de código e os dados permanecem incorrigíveis. Uma medida alternada de perda de dados é a taxa de erro de bit ("BER"). O vídeo de televisão emprega um protocolo de perda UDP/IP. À medida que o número de violações de código R-S aumenta, ocorre a pixilação, em que são perdidos grupos de píxeis de vídeo. Isto pode ocasionar um "clarão" numa imagem de vídeo. A integridade de dados é uma função tanto da qualidade de sinal como SNR. Uma elevada velocidade de dados que pode ser realizável com níveis de sinal elevados não necessariamente proporciona elevada integridade de dados, visto que a qualidade de sinal pode ser suficien- temente degradada devido a atraso de grupo, conversações cruzadas e interferência inter-símbolos para produzir um nível indesejável de violações de código. A invenção usa o número das violações de código e/ou BER como medida de alto desempenho e otimiza o desempenho reduzindo o número de violações de código ou BER a um nível aceitável.

Os níveis de ganho-atenuação dos preamps 112 e 122 que são armazenados na tabela 2-D podem ser empiricamente derivados para estes valores para produzir desempenho ótimo para um dado conjunto de condições da linha. Conseqüentemente, as voltagens detectadas de pico a partir dos detectores de pico 162 e 166 para os sinais a jusante e a montante são uma medida efetiva das característi- cas da linha TP entre o CPE, o CO e o condicionador da linha. Com base nos valores detectados, que equalizam uma impedância ou distân- cia efetiva, os valores empiricamente derivados na tabela 2-D podem ser selecionados para ajustar os ganhos e atenuações de forma a propor- cionar o nível ótimo pretendido de desempenho para a linha TP particu- lar em que é empregado o condicionador da linha. Foi constatado que a invenção, enfocando no desempenho ótimo, maximizando SNR e otimizando a qualidade de sinal, resulta em que o nível desejado de desempenho é realizável em distâncias muito maiores entre o condicio- nador da linha e o CO e o CPE do que é realizável sem o condicionador da linha.

Embora o anteriormente mencionado tenha sido com referência a modalidades particulares da invenção, será observado por aquelas pessoas qualificadas na técnica que podem ser feitas mudanças nestas modalidades sem sair da essência e do espírito da invenção, cujo escopo é definido pelas reivindicações anexas.

Claims (34)

1. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Trança- do, numa localização intermediária na linha de par trançado, entre um escritório central e uma instalação de cliente, para operação em banda larga de elevada velocidade de dados, caracterizado por que compreen- de: mensurar na referida localização intermediária primeiras características de uma primeira parte da linha de par trançado que se estende entre as instalações do cliente e a localização intermediária usando tons de entrosamento de sincronismo DSL padrão num espectro de freqüências a montante que são transmitidas a partir das instalações do cliente sobre a citada primeira parte da linha, ao mesmo tempo em que se impede que os tons atinjam o escritório central; medir em dita localização intermediária segundas caracte- rísticas de uma segunda parte da linha de par trançado que se" estende entre entre o escritório central e a localização intermediária usando tons de entrosamento de sincronismo DSL padrão num espectro de freqüências a jusante que são transmitidas a partir do escritório central sobre a referida segunda parte da linha, ao mesmo tempo em que se impede que os tons atinjam as instalações do cliente; sendo os citados espectros de freqüências a montante e a jusante espectros de freqüências diferentes acima das freqüências de voz e sendo dita mensuração realizada automaticamente; equalizar na referida localização intermediária a primeira parte e a segunda parte da linha de par trançado proporcionando primeiro e segundo ganhos nos sinais a montante e a jusante para vencer a atenuação de linha no citado espectro de freqüências a mon- tante e em dito espectro de freqüências a jusante, respectivamente; e compensar a linha de par trançado na referida localização intermediária quanto aos efeitos de atraso de grupo.

2. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Trança- do, numa localização intermediária na linha de par trançado, entre um escritório central e uma instalação de cliente, para operação em banda larga de elevada velocidade de dados, caracterizado por que compreen- de: mensurar automaticamente na referida localização inter- mediária níveis de tons de entrosamento de sincronismo DSL padrão num espectro de freqüências a montante que são transmitidas a partir das instalações do cliente, ao mesmo tempo em que se impede que os tons atinjam o escritório central; mensurar automaticamente na citada localização interme- diária os níveis de tons de entrosamento de sincronismo DSL padrão num espectro de freqüências a jusante que são transmitidas a partir do escritório central, ao mesmo tempo em que se impede que os tons atinjam ditas instalações do cliente; sendo os citados espectros de freqüências a jusante e a montante espectros de freqüências diferentes acima das freqüências de voz; e equalizar a linha de par trançado em dita localização intermediária em resposta à referida mensuração proporcionando primeiro ganho nos sinais a montante sobre o citado espectro de freqüências a montante para vencer a atenuação de linha dos ditos sinais a montante a partir das instalações do cliente para o escritório central e proporcionando um segundo ganho para os sinais a jusante sobre o referido espectro de freqüências a jusante a partir do escritório central para as instalações do cliente.

3. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Trança- do, de acordo com a Reivindicação 2, caracterizado por que proporcio- nar o referido segundo ganho compreende pré-amplificar com baixo ruído os citados sinais a jusante sobre dito espectro de freqüências a jusante para proporcionar elevado sinal-para-ruído.

4. Condicionador de Linha, para uso numa linha telefônica de par trançado num local intermediário entre um escritório central e as instalações do cliente, para condicionamento da linha de par trançado para operação em banda larga de elevada velocidade de dados, caracte- rizado por que compreende: primeiro e segundo pré-amplificadores de ganhos progra- máveis para equalizar respectivamente o par trançado na referida localização intermediária para sinais a montante a partir das instala- ções do cliente para o escritório central num espectro de freqüências a montante e para sinais a jusante a partir do escritório centrai para as instalações do cliente num espectro de freqüências a jusante, sendo os espectros de freqüências a montante e a jusante espectros de freqüên- cias diferentes sobre as freqüências de voz; primeiro e segundo detectores para detectarem respectiva- mente os níveis de tons de entrosamento de sincronismo DSL padrão a montante e a jusante no espectro de freqüências a montante e no espectro de freqüências a jusante, sendo os citados níveis relacionados com a atenuação de linha dos sinais a montante e dos sinais a jusante em ditos espectros de freqüências a montante e a jusante, respectiva- mente; e um microprocessador que responde à detecção dos referi- dos tons a montante para controlar o condicionador de linha para impedir que os tons a montante atinjam o escritório central, ao mesmo tempo em que mede os níveis dos tons a montante e para impedir que os tons a jusante atinjam as instalações do cliente, ao mesmo tempo em que mede os riíveis dos tons a jusante, determinando o microprocessa- dor a citada atenuação de linha a partir de ditos níveis e programando um primeiro ganho no referido primeiro amplificador e um segundo ganho no citado segundo pré-amplificador para equalizar dita linha de par trançado quanto à referida atenuação de linha.

5. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Trança- do, de acordo com a Reivindicação 1, caracterizado por que a referida equalização e a citada compensação corrigem a degradação de sinais imposta por ambas a primeira parte e a segunda parte da linha e são executadas antes de dita operação de banda larga de elevada velocidade de dados.

6. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Trança- do, de acordo com a Reivindicação 1, caracterizado por que proporcio- nar os referidos primeiro e segundo ganhos compreende amplificar com baixo ruído os citados sinais a montante e ditos sinais a jusante de modo a proporcionar elevado sinal-para-ruído.

7. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Trança- do, de acordo com a Reivindicação 6, caracterizado por que os referi- dos primeiro e segundo ganhos são ganhos diferentes para equalizar diferentes atenuações dos sinais a montante e a jusante.

8. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Trança- do, de acordo com a Reivindicação 1, caracterizado por que compreen- de ainda filtrar na referida localização intermediária os sinais a jusante para rejeitar os sinais a montante e os sinais a montante para rejeitar os sinais a jusante antes da citada equalização.

9. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Trança- do, de acordo com a Reivindicação 1, caracterizado por que a referida mensuração compreende mensurar os níveis dos citados tons de entrosamento de sincronismo DSL padrão e dita equalização compreen- de proporcionar os referidos primeiro e segundo ganhos com base nos citados níveis mensurados.

10. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Tran- çado, de acordo com a Reivindicação 1, caracterizado por que a referida equalização compreende ainda proporcionar uma característica predeterminada de ganho-frequência para os sinais a jusante sobre o citado espectro de freqüências a jusante que equaliza a linha para uma característica de atenuação de freqüências da linha sobre o espectro de freqüências a jusante.

11. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Tran- çado, de acordo com a Reivindicação 1, caracterizado por que a referida compensação compreende pós-compénsar quanto ao atraso de grupo da segunda parte da linha de par trançado entre o escritório central e a localização intermediária e pré-compensar quanto ao atraso de grupo da primeira parte da linha de par trançado entre a localização intermediária e as instalações do cliente.

12. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Tran- çado, de acordo com a Reivindicação 10, caracterizado por que a referida equalização compreende proporcionar a citada característica de ganho-frequência para ter uma característica variável de ganho- frequência e uma resposta de pico numa freqüência predeterminada no espectro de freqüências a jusante.

13. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Tran- çado, de acordo com a Reivindicação 2, caracterizado por que compre- ende ainda compensar os referidos sinais a jusante na citada localiza- ção intermediária quanto ao atraso de grupo da linha de par trançado sobre dito espectro de freqüências a jusante.

14. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Tran- çado, de acordo com a Reivindicação 2, caracterizado por que a referida equalização compreende proporcionar os citados primeiro ganho e segundo ganho para ditos sinais a montante e os referidos sinais a jusante, respectivamente, com base nos níveis mensurados dos citados tons.

15. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Tran- çado, de acordo com a Reivindicação 2, caracterizado por que a referida equalização da citada linha de par trançado compreende proporcionar uma característica predeterminada de ganho-freqüência que equaliza a linha para uma característica de atenuação-frequência da linha sobre dito espectro de freqüências a jusante.

16. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Tran- çado, de acordo com a Reivindicação 3, caracterizado por que^compre- ende ainda filtrar os referidos sinais a jusante no citado espectro de freqüências a jusante a seguir a dita pré-amplificação de baixo ruído para rejeitar os sinais a montante e filtrar os sinais a montante no referido espectro de freqüências a montante para rejeitar os sinais a jusante.

17. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 4, caracterizado por que os referidos primeiro e segundo detectores compreendem detectores de pico que mensuram os primeiros valores de pico dos citados primeiros tons a montante e os segundos valores de pico dos ditos tons a jusante, respectivamente, e por que o referido microprocessador em resposta aos citados primeiros e ditos segundos valores de pico selciona o primeiro e o segundo ganhos de pré- amplificador a partir de uma tabela de ganhos predeterminados arma- zenados para equalizar a linha de par trançado quanto à referida atenuação de linha nos citados espectros de freqüências a montante e a jusante, respectivamente.

18. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 17, caracterizado por que os referidos ganhos armazenados compreendem valores de ganho predeterminados para equalizar linhas de par trança- do de impedâncias diferentes.

19. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 4, caracterizado por que compreende ainda um equalizador para aplicar uma característica pré-selecionada de ganho-freqüência aos sinais a jusante sobre o referido espectro de freqüências a jusante para equali- zar quanto ã atenuação dependente da freqüência da linha de par trançado.

20. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 19, caracterizado por que o equalizador proporciona uma resposta de pico a uma freqüência predeterminada numa parte superior do espectro de freqüências do sinal a jusante.

21. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 20, caracterizado por que o equalizador compreende amplificadores operacionais de baixo ruído, baixa potência, conectados em conjunto por uma rede de resistores-capacitores para formar um amplificador diferencial, sendo o valor do capacitor selecionado para proporcionar a referida resposta predeterminada de freqüência de pico e sendo o valor do citado resistor selecionado de maneira a proporcionar uma forma predeterminada a dita característica de ganho-freqüência.

22. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 4, caracterizado por que os referidos sinais a jusante e os citados sinais a montante compreendem sinais diferenciais e por que o primeiro e o segundo pré-amplificadores compreendem, cada um, um par de pré- amplificadores de terminal único de ganho programável para amplificar separadamente os sinais diferenciais sobre a linha de par trançado.

23. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 22, caracterizado por que compreende ainda um primeiro filtro conectado ao primeiro pré-amplificador para passar os sinais a montante e para proporcionar elevada rejeição aos sinais a jusante e um segundo filtro conectado ao segundo pré-amplificador para passar os sinais a jusante e proporcionar elevada rejeição aos sinais a montante.

24. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 23, caracterizado por que o primeiro filtro compreende um filtro elíptico de passagem baixa da 11a ordem e o referido segundo filtro compreende um filtro elíptico de passagem alta da 1 Ia ordem.

25. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 23, caracterizado por que o primeiro e o segundo filtros compreendem, cada um, um par de filtros de terminal único, recebendo um-filtro de terminal único uma saída a partir de um correspondente dos referidos pré-amplificadores de ganho programável de terminal único.

26. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 22, caracterizado por que cada pré-amplificador de ganho programável de sinal terminado compreende amplificadores operacionais em cascata, sendo cada amplificador operacional conectado a uma pluralidade associada de resistores e a um multiplexador, sendo o multiplexador conectado à pluralidade de resistores e sendo controlado pelo micropro- cessador para conectar diferentes dos citados resistores aos amplifica- dores operacionais para variar o ganho dos amplificadores operacionais.

27. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 26, caracterizado por que os valores dos resistores na referida pluralidade de resistores são selecionados para variar o ganho de um pré- amplificador de ganho programável entre um primeiro valor de ganho negativo predeterminado e um segundo valor de ganho positivo prede- terminado em incrementos de ganho pré-selecionados.

28. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 27, caracterizado por que os referidos amplificadores operacionais são dispositivos de baixo ruído e em que os resistores são selecionados de modo a terem baixos valores de resistência para reduzir a sua contribu- ição de ruído ôhmico.

29. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 4, caracterizado por que a referida operação de banda larga de elevada velocidade de dados compreende operação de DSL e por que o citado espectro de freqüências se estende a uma freqüência da ordem de 12 MHz.

30. Condicionador de Linha, de acordo com ã Reivindicação 4, caracterizado por que o condicionador da linha é formado de maneira a compensar quanto ao atraso de grupo da linha de par trançado entre o escritório central e as instalações do cliente.

31. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 4, caracterizado por que o condicionador da linha deriva potência opera- cional a partir da linha de par trançado e por que o condicionador da linha compreende elementos de circuito selecionados para operação de baixa potência de tal maneira que a potência derivada a partir da linha de par trançado não interrompe as operações telefônicas normais.

32. Condicionador de Linha, de acordo com a Reivindicação 4, caracterizado por que os referidos tons de entrosamento de sincronis- mo DSL padrão a jusante são produzidos por um DSLAM no escritório central e os citados tons de entrosamento de sincronismo DSL padrão a montante são produzidos por um modem DSL nas instalações do cliente.

33. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Tran- çado, de acordo com a Reivindicação 4, caracterizado por que compre- ende ainda terminar ativamente a linha de par trançado na referida localização intermediária para os sinais a montante para o escritório central, ao mesmo tempo em que mensura os citados tons a jusante a partir do escritório central, e terminar ativamente a linha de par tran- çado na dita localização intermediária para sinais a jusante para as instalações do cliente, ao mesmo tempo em que mede os referidos tons a montante a partir das instalações do cliente.

34. Método de Condicionamento de Linha Telefônica de Par Tran- çado, de acordo com a Reivindicação 1, caracterizado por que compre- ende ainda terminar ativamente a linha de par trançado na referida localização intermediária para os sinais a montante para o escritório central, ao mesmo tempo em que mensura os citados tons a jusante a partir do escritório central, e terminar ativamente a linha de par tran- çado na dita localização intermediária para os sinais a jusante para as instalações do cliente, ao mesmo tempo em que mensura os referidos tons a montante a partir das instalações do cliente.