AT525258B1

AT525258B1 - Hochsetzer mit reduzierter Bauteilbelastung

Info

Publication number: AT525258B1
Application number: ATA40/2022A
Authority: AT
Inventors: Himmelstoss Dipl -Ing Dr Felix
Original assignee: Felix Himmelstoss Dipl Ing Dr Techn
Priority date: 2022-02-10
Filing date: 2022-02-10
Publication date: 2023-02-15
Also published as: AT525258A4

Abstract

Hochsetzsteller bestehend aus einem positiven (1) und einem negativen Eingangsanschluss (2) an denen die Eingangsspannung (U1) angelegt wird, einem positiven (3) und einem negativen (4) Ausgangsanschluss an denen die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter (S), einer ersten (D1) und einer zweiten Diode (D2), einem ersten (C1) und einem zweiten (C2) Kondensator, einer ersten (L1) und zusätzlich einer zweiten Spule (L2), die in Serie zur ersten Diode (D1) geschaltet ist. Der Konverter hat ein starkes Hochsetzverhalten gemäß dem Spannungsübersetzungsverhältnis (2-d)/(1-d) in Abhängigkeit zum Tastverhältnis d. Besonders interessant an diesem Konverter ist die reduzierte Spannungsbelastung an den Halbleiterbauteilen, eine Verbesserung des Störverhaltens (EMV) und eine Verbesserung des Wirkungsgrades.

Description

Beschreibung

HOCHSETZER MIT REDUZIERTER BAUTEILBELASTUNG

[0001] Die Erfindung betrifft einen Hochsetzsteller, bestehend aus einem positiven (1) und einem negativen Eingangsanschluss (2) an denen die Eingangsspannung (U1) angelegt wird, einem positiven (3) und einem negativen (4) Ausgangsanschluss an denen die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter (S), einer ersten (D1) und einer zweiten Diode (D2), einem ersten (C1) und einem zweiten Kondensator (C2), und einer ersten Spule (L1), wobei an den positiven Eingangsanschluss (1) der erste Anschluss der ersten Spule (L1) angeschlossen ist, an den zweiten Anschluss der ersten Spule (L1) der positive Anschluss des elektronischen Schalters (S) und der zweite Anschluss des ersten Kondensators (C1) geschaltet sind, an den ersten Anschluss des ersten Kondensators (C1) die Anode der zweiten Diode (D2) geschaltet ist, deren Kathode mit der positiven Ausgangsklemme (3) und dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators verbunden ist, und der negative Eingangsanschluss mit dem negativen Anschluss des elektronischen Schalters (S) und dem negativen Ausgangsanschluss verschaltet ist und an den positiven Eingangsanschluss (1) die Anode der ersten Diode (D1) geschaltet ist, oder an die Anode der zweiten Diode (D2) die Kathode der ersten Diode (D1) geschaltet ist.

[0002] Der Startpunkt für die Entwicklung des hier vorgestellten Konverters ist die Publikation:

L. Colalongo, G. Duina, A. Richelli and Z. M. Kovacs-Vajna, "A Modular Boost Converter with Low Switch Stress and High Conversion Ratio for Automotive Applications," 2018 International Conference of Electrical and Electronic Technologies for Automotive, 2018, pp. 1-4, doi: 10.23919/ EETA.2018.8493186,

in der ein Hochsetzsteller mit reduzierter Spannungsbelastung an den Halbleitern vorgestellt wird.

[0003] Die bereits erwähnte Quelle beruht auf dem Artikel D1 LUO, F. L. et al.: "Positive output super-lift converters," IEEE Transactions on Power Electronics, 1. Jan. 2003, vol. 18, no. 1, Seiten 105-113, ISSN 0885-8993, XP011078277, wobei die Bauteile etwas anders angeordnet sind.

[0004] D3 ZHU, M. et al.: "Analysis of positive output super-lift converter in discontinuous conduction mode," 2004 International Conference on Power System Technology, 2004. (POWERCON 2004)., 21. Nov. 2004, Seiten 828-833 Vol.1, XP010812528, zeigt die gleiche Schaltung, wobei ein LC Tiefpass vorgeordnet ist. Damit wird nur die Eingangsquelle entlastet, eine Verbesserung des Wirkungsgrads wird dadurch aber nicht erzielt. Der zwischengeschaltete Kondensator wird weiterhin durch Parallelschaltung an einer Quelle geladen und erzeugt damit Verluste wie weiter unten dargestellt.

[0005] D4 KRYUKOV, K. V. et al.: "Residential photovoltaic power conditioning System with module integrated DC-DC converters," IEEE 15th International Power Electronics and Motion Control Conference (EPE/PEMC), 4. Sept. 2012, Seiten DS3b.9-1-DS3b.9-4, XP010812528, versucht ebenfalls durch ein, in diesem Fall komplexeres Filter, die Ladungspulse zu reduzieren. Auch hier wird der Wirkungsgrad nicht besser, aber die Stromspitze verkleinert.

[0006] D5 CN 102946194 B (Chongqging University) 03. Februar 2016. Zeigt ebenfalls ein Konzept von LUO, das aber auf zwei versetzt taktenden Hochsetzstellern beruht, die über eine Dioden-Kondensator-Kaskade die Spannung erhöht. Der Vorteil dieser Schaltung ist ein kontinuierlicher Eingangsstrom, aber unterscheidet sich deutlich von der hier dargestellten Erfindung. Er stellt keine Verbesserung des „Super-Lift LUO Converters“ dar.

[0007] D6 R. Shenbagalakshmi, R. et al.: "Design PID Controller for Positive Output Voltage Converter," 2018 International Conference On Advances in Communication and Computing Technol0ogy (ICACCT), 8. Februar 2018, Seiten 455-458, XP033444677, zeigt den Entwurf einer PID Regelung. Natürlich kann man andere Reglerstrukturen zur Regelung des LUO Konverters heranziehen, wie z.B. einen Fuzzy Regler wie in D7 BAGHRAMIAN, A. et al.: "Fuzzy Controller of Luo Converter for Controlling of DC motors speed," 4th Annual International Power Electronics, Drive Systems and Technologies Conference (PEDSTC 2013), 13. Feb. 2013, Seiten 170-175,

XP032376369, dargestellt. Es sei aber angemerkt, dass der LUO Konverter, der ja ein Hochsetzsteller ist, grundsätzlich nicht zum Antreiben einer Gleichstrommaschine geeignet ist. Nur wenn der Motor sehr klein ist und daher einen relativ großen Ankerwiderstand hat und oder wenn die Quelle weich ist, kann der Anlauf (dieser ist dann nur durch die parasitären Elemente begrenzt) bis zu einer Drehzahl entsprechend der Eingangsspannung erfolgen, und dann kann durch den Konverter die Spannung an der Maschine und daher die Drehzahl erhöht werden.

[0008] Die Erfindung wird nun an Hand der Figuren ausgehend von der Originalschaltung beschrieben. Zum grundlegenden Verständnis werden ideale Bauelemente (keine parasitären Widerstände, unendlich schnelle Schaltvorgänge) vorausgesetzt. Fig. 1 zeigt den Stand der Technik wie in der oben genannten Publikation dargestellt. Fig. 2 zeigt das Spannungsübersetzungsverhältnis in Abhängigkeit vom Tastverhältnis. Fig. 3 zeigt die verbesserte Schaltung und Fig. 4 zeigt den Eingangsstrom, den Strom durch den Nachladezweig und den Strom durch die Konverterspule für beide Konverterschaltungen. Fig. 5 zeigt den gesteuerten Betrieb des neuen Konverters.

[0009] Der Konverter Fig. 1 besteht aus einem elektronischen Schalter (S), zwei Dioden (D1, D2), zwei Kondensatoren (C1, C2) und einer Spule (L1). Es sei angemerkt, dass in obiger Publikation (COLALONGA et al.) die Diode D2 durch einen elektronischen Schalter ersetzt ist. Dieser dient zur Reduktion der Leitverluste der Ausgangsdiode D2 und ist daher für die Funktion bedeutungslos. Im kontinuierlichen Betrieb kann man zwei Moden unterscheiden: im Mode M1 ist der elektronische Schalter S eingeschaltet und im Mode M2 ist der elektronische Schalter S ausgeschaltet und die Diode D2 leitet. Während M2 kommutiert der Strom der Spule L1 in die Diode D2 und versorgt so den Ausgangskreis. Der Kondensator wird dadurch entladen und die Spannung an ihm sinkt. Wird nun S wieder eingeschaltet, so kommutiert der Spulenstrom wieder in den elektronischen Schalter S und die Diode D2 schaltet aus. Zusätzlich entsteht ein weiterer Stromkreis, wenn die Spannung an C1 kleiner als die Eingangsspannung ist, durch das Einschalten von DL Dadurch wird der Kondensator C1 wieder auf die Eingangsspannung geladen. Für den stationären Zustand kann man die Spannung an C1 gleich U1 setzen (C1 ist entsprechend groß, sodass sich die Spannung innerhalb einer Taktperiode nur um einen geringen Wert verändert). Man kann daher schreiben

Uc1 = Ur.

[0010] Das Spannungs-Zeit Gleichgewicht an der Spule (die Spannung an einer Spule ist im eingeschwungenem Zustand im Mittel null) führt zu

Uc1 = U,d = |U, — U, +Uc4 101 — dd). [0011] Damit kann man das Spannungsübersetzungsverhältnis des Konverters bestimmen zu

U _ 2-d

M= = . UL 1-d

[0012] Fig. 2 zeigt diesen Zusammenhang. Höhere Spannungsübersetzungen erreicht man bei Tastverhältnissen größer als ein halb.

[0013] Die Spannungsbelastung des aktiven Schalters S reduziert sich auf

Us = U, -U.4.

[0014] Die Spannungsbelastung der Diode D2 reduziert sich ebenfalls auf diesen Wert. Die Spannungsbelastung an der Diode D1 ergibt sich zu

Up1 = U, — U.

[0015] Die Spannungsbelastung reduziert sich also für alle Halbleiterbauteile auf die Differenz von Ausgangs- und Eingangsspannung.

[0016] Der Nachteil dieses Konzepts ist jedoch der abrupte Ladestrom des Kondensators der sowohl die Eingangsquelle, die Diode D1, den Kondensator C1 und den elektronischen Schalter S belastet. Wenn der Transistor S ausgeschaltet ist, wird der Kondensator C1 durch den Spulen-

strom entladen. Dadurch sinkt die Spannung an ihm um Auc+:. Wird der Transistor wieder eingeschaltet, so schaltet auch D1 ein und der Kondensator C1 wird wieder auf die Eingangsspannung geladen. Fasst man alle parasitären Widerstände (von elektronischem Schalter, Diode, Kapazität, Verdrahtung) in diesem Kreis zusammen zu R und modelliert die Diode durch deren Kniespannung Vp und ihren differentiellen Widerstand, so kann man für den Ladestrom | gemäß des Kirchhoffschen Maschengesetzes schreiben

t 1 Ur = Ri+Vp + | ide + U, — Aucı 1

t 1 C,

[0017] Laplace Transformation führt zu

ZA —V, 1 1

AL YD_R AS) +—- 2-15). Ci Ss

[0018] Die Rücktransformation führt zu einem exponentiellen Ladestromverlauf

. — Aucı — Vo ( 1 )

i(t) = R exp Cr 2% .

[0019] Man beachte, dass dieser Strom zusätzlich zum Spulenstrom aus der Quelle kommt und zusätzlich zu diesem durch den elektronischen Schalter fließt.

[0020] Dieser zusätzliche Strom hat den Spitzenwert

f= Aucı — Vp

R und nimmt mit der Zeitkonstante tT=C1 "RR

ab. Während der Einschaltzeit des elektronischen Schalters S muss dieser Vorgang abgeklungen sein. Die minimale Einschaltzeit sollte daher fünfmal so lang sein wie die Zeitkonstante

Tain=5'7=5:CR.

[0021] Es stellt sich nun die Frage nach den zusätzlichen Verlusten, die durch diesen Vorgang entstehen. Unter der Annahme, dass die Einschaltzeit größer als fünfmal die Zeitkonstante ist, kann man für die in Wärme umgesetzte Energie (man macht dann nur einen minimalen Fehler, wenn als obere Grenze unendlich verwendet wird)

co co co

Aucı — Vp)?* 2 Wr = [ unide = | rizde = [ REAL OE (- t)de CR

R?

schreiben. Damit ergibt sich die auftretende Verlustenergie zu

_ Ci (Aucı — Vp)“ R Sa

[0022] Die Verluste, die also über die verteilten Widerstände auftreten, hängen von der Schaltfrequenz ab und ergeben sich zu

Cy (Aucı — Vo)* Pr= f—— zz

[0023] Man beachte, diese Verluste treten prinizipbedingt immer auf, ganz egal wie groß der Widerstand R ist. Der Widerstand kommt im Ergebnis nicht mehr vor! Verwendet man die besten verfügbaren Bauteile (oder sogar ideale) so führt das nicht zu einer Verbesserung!

[0024] Mit dieser Erkenntnis kann man Grenzen für den Widerstand R festlegen, sodass einerseits die Stromspitze kleiner als ein Spitzenwert bleibt

R > Aucı — Vo

’

andererseits muss der Widerstand kleiner sein als

Tmin

- 5 " Ci ? damit der Kondensator wieder nachgeladen wird.

Rs<

[0025] Im Folgenden wird nun eine Verbesserung der obigen Schaltung dargestellt bei der keine prinzipbedingten Verluste auftreten. Wenn also hier ideale Bauelemente verwendet würden, gäbe es im Gegensatz zur obigen Schaltung, keine zusätzlichen Verluste.

[0026] Die Schaltung ist in Fig. 3 dargestellt. In Serie zu D1 wird eine kleine Spule L2 geschaltet. Wenn der elektronische Schalter S eingeschaltet ist, entsteht eine Masche gemäß

t di 1 UL = LT Ri VD + | ide + U, — Aue. 1

t di LS, Aucı 7 Vo 5 bag RUFT idt.

[0027] Im Widerstand R sind wieder alle vorhandenen parasitären Widerstände subsumiert. Die Laplace Transformation führt zu Aucı -V 1 1 DL OHR UI +18). Ss Ci Ss [0028] Der Ladevorgang erfolgt nach einer gedämpften harmonischen Schwingung gemäß

Auc1 — Vp 2R 1 4R?

AD (-)sin —— —-—*t L 1 a 4R2 L, CiL, 13 2 IC,

[0029] Für die Dimensionierung kann man die parasitären Verluste vernachlässigen. Damit vereinfacht sich der Ladestrom zu einer reinen Sinusschwingung

. CL 1 i(t) = (Aucı — Vo) zn GI, t

[0030] Der Nachladestrom hat nun das Maximum von

a Ci I = (Aucı — Vp) Ti 2

[0031] Die Periode T dieser Schwingung ergibt sich aus

_ 2 _ 2 _ 1 w = nf == GL‘

[0032] Da der Strom nach einer Halbschwingung den Wert null erreicht, ergibt sich die minimale Einschaltzeit zu

i(t) =

Ton,min = /CiL2.

[0033] Die Schaltung ist als Hochsetzsteller zu verwenden. Wenn man Hochsetzfaktoren größer als drei anstrebt, ergibt sich ein Tastverhältnis von größer als 0,5. Dadurch steht die halbe Schaltperiode für den Nachladevorgang zur Verfügung. Der Ausgangskondensator C2 muss während der Einschaltzeit des elektronischen Schalters S die Last versorgen. Daher sinkt die Spannung am Ausgang während dieser Zeit um

ILASsT ‚d:T

' d-T

A =— [| I dt =

UC2 C, | LAST C,

[0034] Verwendet man an Stelle der Periodendauer die Schaltfrequenz f ergibt sich — ILast : d 2 Aucz ff [0035] Ersetzt man nun das Tastverhältnis d durch U, — 2U; 0-0) erhält man eine Dimensionierungsformel für den Ausgangskondensator C2 gemäß. —_ U2 — 2U; . ILAsT 2 U, — U, Auca f‘ [0036] Die Konverterspule L1 kann man wie bei einem normalen Hochsetzsteller berechnen.

Wenn der elektronische Schalter S eingeschaltet ist, liegt die Eingangsspannung U1 an der Induktivität L1 und der Strom steigt um Alı +

Alıy Ur = Lat:

[0037] Führt man nun wieder die Formel für d ein, erhält man U. d:T U,„—2U, U, 1 Al 0-0, Aaf‘ [0038] Nun muss man noch den Resonanzkreis dimensionieren. C1 darf nicht zu groß dimensioniert werden, da der Schwingvorgang innerhalb der minimalen Einschaltzeit erfolgen muss.

Wenn der elektronische Schalter ausgeschaltet ist, fließt der Spulenstrom durch den Kondensator C1 und entlädt diesen um

I: 1—d)-T

' T

Aue =— | I.1dt =

UcC1 Cr | L1 Cr d-T

[0039] Den Mittelwert des Spulenstroms kann man aus dem Laststrom I_ast und dem Ladungsgleichgewicht an C2 (im eingeschwungenen Zustand muss der Strom durch einen Kondensator im Mittel null sein)

ILast d = (CM — ILAstT)C1 — d) bestimmen. Damit ergibt sich

a. ILAST L1 1 — d " [0040] Der Kondensator ergibt sich daher zu _ ILAST * Aucı ff

[0041] Die Resonanzspule L2 wird für eine minimale Einschaltzeit gemäß der Einschaltzeit des elektronischen Schalters (diese sei mindestens entsprechend der halben Schwingperiode) gewählt und führt zur Ungleichung

2 Ton,min

m?C,

[0042] Eine zweite Ungleichung für L2 erhält man durch die Wahl der maximalen Umschwingamplitude gemäß

(Aue1 — Vp)*C,

2 .

I [0043] Fig. 4 zeigt den Unterschied zwischen dem Originalkonverter nach Fig. 1 und dem verbesserten nach Fig. 3. In Fig. 4.a sind der Eingangsstrom, der Strom durch die Spule L1 und der Strom durch die Diode D1 dargestellt. Der Ladestrom ist dabei durch einen Widerstand in Serie zur Diode begrenzt. Dies führt, wie oben bewiesen, zu keiner Verschlechterung des Wirkungsgrads, begrenzt aber den Strom und verringert gleichzeitig auch die durch den hohen Ladestrom verursachten elektromagnetischen Störungen (die aber natürlich immer noch beträchtlich größer sind als bei der verbesserten Schaltung). In Fig. 4.b sind dieselben Stromverläufe für den verbesserten Konverter gezeigt. Man sieht deutlich die Verringerung des Eingangsstroms und die stark verringerte Steigung (Ableitung) des Lade- und des Eingangsstroms und damit die Verbesserung der elektromagnetischen Verträglichkeit. Der Wirkungsgrad der Schaltung nach Fig. 3 ist um vier Prozentpunkte höher als bei der Originalschaltung!

L,<

L, >

[0044] Es sei angemerkt, dass der Konverter auch problemlos im diskontinuierlichen Betrieb funktioniert.

[0045] Beim Anschalten der Betriebsspannung kommt es, wie bei Hochsetzstellern üblich, zu einem kräftigen Einschaltstromstoß der Größe

[0046] Dieser Stromstoß ist in der Realität geringer, weil parasitäre Widerstände vorhanden sind und der Innenwiderstand der Quelle, der im Normalbetrieb durch einen parallel zu den Eingangsklemmen liegenden Eingangskondensator nicht auffällt, den Strom begrenzt.

[0047] Genaugenommen entstehen zwei Schwingungen, da auch über L1 ein Strom zu fließen beginnt und dadurch ein zusätzlicher Eingangsstrom mit der Amplitude von

7 ZU CC, INL1L 7 V1 L.(C, + C;)

entsteht. Es gibt mehrere Möglichkeiten diesen Anschaltstromstoß, wenn er stört (dies kann bei Batterie gestützten Netzen wie z.B. in Fahrzeugen bedeutsam sein, da in diesen Fällen nur ein sehr geringer Innenwiderstand vorhanden ist), zu verringern. Entweder schaltet man einen Heißleiter in Serie, der durch den hohen Widerstandswert im kalten Zustand den entstehenden Schwingkreis bedämpft, oder man schaltet einen Widerstand in Serie zum Eingang und überbrückt diesen anschließend mit einem mechanischen Kontakt, oder besonders elegant, man verwendet einen elektronischen Schalter und realisiert eine kleine Vorstufe in Form eines Tiefsetzstellers, dessen elektronischer Schalter im Normalbetrieb immer eingeschaltet ist. Bei größeren Leistungen und höheren Spannungsniveaus kann es dabei auch sinnvoll sein, diesen elektronischen Schalter mit einem mechanischen Kontakt (Relaiskontakt) zu überbrücken.

[0048] Der Konverter eignet sich auch gut um ihn mittels eines Steuergesetzes anzusteuern. Dadurch können Schwankungen der Eingangsspannung schnell ausgeglichen werden. Das Steuergesetz ergibt sich mit dem gewünschten Sollwert U; zu

_ U} —2U, U -U,

[0049] Fig. 5 zeigt den gesteuerten Betrieb des neuen Konverters. Von oben nach unten sieht man die Ströme der Spulen, im dritten Signalfenster die Spannung aus der mit Hilfe eines Pulsweitenmodulators (mit einer Sägezahnspannung von 1 V) das Tastverhältnis erzeugt wird (Schaltirequenz 50 kHz) in den weiteren Bildern sieht man die entstehende Ausgangsspannung, die Eingangsspannung des Konverters und das Referenzsignal. Man sieht am Beginn das Anschalten der Betriebsspannung, anschließend das rampenförmige Hochfahren der Ausgangsspannung, dann einen Sprung des Sollwerts und schließlich noch einen Sprung der Eingangsspannung. Gut sind immer die auftretenden transienten Vorgänge zu sehen. Die Ausgangsspannung ist immer etwas kleiner als der gewünschte Sollwert. Dies ist eine Folge der nichtidealen Bauteile, das Steuergesetz ist aber für ideale Bauteile berechnet. Dieser Fehler kann nun noch mit einer Regelschaltung ausgeglichen werden. Der große Vorteil der Steuerung ist, dass sofort Anderungen sich im Tastverhältnis niederschlagen und nicht erst wie bei einer Regelung, wenn sie sich im Ausgangssignal bemerkbar machen. Eine Steuerung ist grundsätzlich immer stabil. Der zusätzliche Regler muss daher nur zu einem kleinen Teil zum gesamten Tastverhältnis beitragen. Dies verbessert die Stabilität des Systems.

[0050] Die Aufgabe einen Hochsetzsteller mit reduzierter Spannungsbelastung an den Halbleiterbauelementen zu realisieren, wird erfindungsgemäß dadurch bewerkstelligt, dass der Hochsetzsteller eine zweite Spule (L2) aufweist, die in Serie zur ersten Diode (D1) geschaltet ist, so dass die Serienschaltung der zweiten Spule (L2) und der ersten Diode (D1) zwischen dem positiven Eingangsanschluss (1) und der Anode der zweiten Diode (D2) geschaltet ist.

[0051] Um die Auswirkung der Zuleitungs- und Quellimpedanz zu vermeiden wird parallel zu den Eingangsanschlüssen (1,2) ein weiterer Kondensator geschaltet.

[0052] Die Erzeugung des Tastverhältnisses kann grundsätzlich in üblicher Weise mit einer Regelschaltung und anschließender Pulsweitenmodulation erfolgen. Es ist aber sinnvoll, das erforderliche Tastverhältnis mittels einer Vorrichtung zur Berechnung eines Steuergesetzes (wie oben angegeben) zu bestimmen. Um eine bleibende Abweichung zwischen Soll- und Istwert zu vermeiden kann der Fehler der Steuerung dadurch kompensiert werden, dass das erforderliche Tastverhältnis mittels eines Steuergesetzes in Zusammenspiel mit einem Regler bestimmt wird.

Claims

Patentansprüche

1. Hochsetzsteller bestehend aus einem positiven (1) und einem negativen Eingangsanschluss (2) an denen die Eingangsspannung (U1) angelegt wird, einem positiven (3) und einem negativen (4) Ausgangsanschluss an denen die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter (S), einer ersten (D1) und einer zweiten Diode (D2), einem ersten (C1) und einem zweiten Kondensator (C2), und einer ersten Spule (L1), wobei an den positiven Eingangsanschluss (1) der erste Anschluss der ersten Spule (L1) angeschlossen ist, an den zweiten Anschluss der ersten Spule (L1) der positive Anschluss des elektronischen Schalters (S) und der zweite Anschluss des ersten Kondensators (C1) geschaltet sind, an den ersten Anschluss des ersten Kondensators (C1) die Anode der zweiten Diode (D2) geschaltet ist, deren Kathode mit der positiven Ausgangsklemme (3) und dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators verbunden ist, und der negative Eingangsanschluss mit dem negativen Anschluss des elektronischen Schalters (S) und dem negativen Ausgangsanschluss verschaltet ist und an den positiven Eingangsanschluss (1) die Anode der ersten Diode (D1) geschaltet ist, oder an die Anode der zweiten Diode (D2) die Kathode der ersten Diode (D1) geschaltet ist dadurch gekennzeichnet, dass der Hochsetzsteller eine zweite Spule (L2) aufweist, die in Serie zur ersten Diode (D1) geschaltet ist, so dass die Serienschaltung der zweiten Spule (L2) und der ersten Diode (D1) zwischen dem positiven Eingangsanschluss (1) und der Anode der zweiten Diode (D2) geschaltet ist.

2. Hochsetzsteller gemäß Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu den Eingangsanschlüssen (1,2) ein weiterer Kondensator geschaltet ist.

3. Hochsetzsteller gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2 dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerung des elektronischen Schalters (S) mit einem Tastverhältnis erfolgt, wobei das erforderliche Tastverhältnis mittels einer Vorrichtung zur Berechnung eines Steuergesetzes bestimmt wird.

4. Hochsetzsteller gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2 dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerung des elektronischen Schalters (S) mit einem Tastverhältnis erfolgt, wobei das erforderliche Tastverhältnis mittels einer Vorrichtung zur Berechnung eines Steuergesetzes in Kombination mit einer Regelschaltung bestimmt wird.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen