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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ableitung eines den Herzschlag reprasentlerenden Signals aus einem EKG-S ! gnal vermittels eines Hilfssignals, wobei das den Herzschlag reprasentlerende Signal einen dem Auftreten eines charakteristischen EKG-Signalabschnittes.
vorzugsweise der R-Zacke bzw des Zeitpunktes der grössten Steigung des EKG-Slgnals, repräsentativen Impuls aufweist, und wobei das Hilfssignal dem EKG-Slgnal In einem Bereich positiven Anstieges wahrend einer vorgebbaren Zeltdauer folgt und danach exponentiell gemass einer vorgebbaren Zeitkonstante abfallt, wobei das Hilfssignal mit dem EKG-Signal verglichen wird, und der Funktionswert des den Herzschlag reprasentierenden Signals solange auf einem ersten Wert gehalten wird, als der Funktionswert des Hilfssignal unter jenem des EKG-Slgnals liegt und solange auf einem zweiten Wert gehalten wird, als der Funktionswert des Hi) fss) gna)
s über jenem des EKG-Slgnals liegt
Die Messung und Analyse der beim Herzschlag erzeugten elektrischen Signale erlaubt wichtige Ruckschlusse auf den gesundheitlichen Zustand des Herzens Insbesonders sind dabei die Herzfrequenz bzw deren Veranderung Im Zeitablauf, also die Herzfrequenzvanabllltát interessant.
Auch Ist die Messung des vegetativen Tonus medizinisch von grossem Interesse für Diagnosezwecke und zur Therapteevatuatton Vor einigen Jahren wurden Möglichkeiten entdeckt, diesen Tonus nicht Invasiv aus der Herzfrequenzvanabllitat zu messen (Bajevsky, Axelrod, Eckhold, Hildebrandt) Funktionen unterscheidet man einen parasympathischen und einen sympathischen Anteil des Vegetativums Der In Ruhe- und Erholungsphasen besonders aktive Parasympathikus (Vagus) aussert sich vor allem als schnelle Herzfrequenzvanabilltat (resplratonsche Sinusarhythmie, RSA) Der langsamere Sympathikus ist In Leistungsphasen besonders aktiv,
aussert sich als mittelfrequente 10 Sekundenrhythmik oder langweilige Mtnutenrhythmtk
Medizinisch hat sich die Messung des vegetativen Tonus nicht nur zur Herzinfarkt- und Herzinfarktuberlebenszeitprognose bewahrt (Bigger, Moser) sondern auch zur Bestimmung von penpheren Neuropathten bei Diabetes und Im sportmediztnischen Beroch zur Trainingsund Regenerationszustandmessung Auch bel der Zustandsbestimmung des Cardiovaskulären Systems, in der Rehabilitationskontrolle nach Erkrankungen, Drogen- oder Medikamentenentzug werden durch diese Messungen neue Wege der medizinischen Diagnosenstellung eroffnet Auch auf dem Gebiet der Therapieevaluation sind vegetative Messungen von grosser Bedeutung (Moser, Lehofer, 1996)
Ein weiterer,
sehr wichtiger Parameter zur Bestimmung der vegetativen Balance ist der sogenannte Puls-Atem-Quotlent, der von Hildebrandt in die Physiologie eingefuhrt wurde Es handelt sich dabei um das Verhaltnis von Herzfrequenz zur Atemfrequenz, das beim Gesunden in Ruhe 4 : 1 betragen sollte Abweichungen davon sind mit charakteristischen Veranderungen der autonomen Regulation verbunden und treten frühzeitig vor manifesten Erkrankungen auf.
Der Indikator Puls-Atem-Quotient Ist unspezifisch, doch fur die Präventivmedizin von grossem Interesse, da es sich um einen Fruhindikator (Veränderungen noch vor spezifischen Schädigungen) handelt Gesundungsprozesse gehen ebenfalls mit einer Einstellung des Puls-Atem-Quotienten einher, weshalb dieser Indikator auch zu Therapieevaluation geeignet ist
Die hislang ht-kannten Analysesysteme zur Bestimmung derartiger physiologischer Parameter aus einem EKG-Signal sind entweder als stationare oder als portable Systeme ausgeführt
Stationare Analysesysteme bieten meist grosse Rechenleistung, haben jedoch durch Ihr Gewicht und ihre Grosse den Nachteil eines beschränkten Einsatzbereiches (klinischer Bereich bzw Laboreinsatz)
Trotz der hohen Rechenleistung sind online- Bestimmungen physiologischer Parameter wie der Atemfrequenz, des Puls-Atem-Quotienten oder der Bestimmung der Kennwerte für den Vagustonus sowie die Berechnung spektraler Anteile mangels entsprechender Methoden nur beschränkt oder überhaupt nicht Implementiert. Sogar ovine (Rechenzeit unkntisch) sind oft nur Analysemethoden des EKG-Slgnals selbst Implementiert und relativ einfache Bestimmungen von Kennwerten zur Herzfrequenzvanabllitatsabschatzung Nachteilig sind zudem hohe Anschaffungskosten
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grossen möglichen Einsatzbereiches Diese Systeme sind durch die Signalaufnahme selbst (AIDWandlung, Speicherung, primitive Analysen (z B.
QRS- Komplex-Suche)) meist schon völlig
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ausgelastet, so dass rechenintensive onilne- Parameter- undloder Frequenzanalysen uberhaupt nicht mogllch sind
Belden Systemen ist gemeinsam, dass sie als Komplettsysteme ausgeführt sind, d h dass Slgnalaufnehmer, Analog/Digital-Wandler, Speicher-, Anzeige-, Berechnungseinheit usw. In einem System vereint Sind. Bel Komplettsystemen ergibt sich zunächst der Nachteil, dass die Leistungsfähigkeit und der Einsatzbereich vorgegebene, im wesentlichen unveranderllche Gróssen sind.
Daneben welsen Komplettsysteme hohe Anschaffungskosten sowie einen entsprechenden Platzbedarf auf Beides tritt zu den Anschaffungskosten und zum Platzbedarf der In der heutigen Zeit ohnehin in den vorstellbaren Einsatzbereichen derartiger Analysesysteme bereits vorhandener Computersysteme hinzu.
Es wurden bereits Vorschlag für die Gestaltung von Schaltungsanordnungen gemacht, mit welchen auf einfache Weise bereits bestehende Computersysteme zu leistungsfahigen Analyse- Systemen für EKG-Signale erweitert werden konnen, womit die angefuhrten Nachteile von Komplettsystemen vermieden werden
Eine solche Schaltungsanordnung weist eine Zeltpunktdetektionselnnchtung auf, deren Eingänge mit Elektroden verbunden sind, welche vom Herzschlag erzeugte elektrische Signale erfassen, also das EKG-Signal an die Zeitpunktdetektionseinrichtung liefern Diese gibt an seinem an das Computersystem anschliessbaren Ausgang ein den Herzschlag reprasentlerendes Signal ab,
welches einen dem Auftreten der R-Zacke des EKG-Slgnals repräsentativen Impuls aufweist
Eine derart gestaltete Schaltungsanordnung nimmt bereits eine gewisse Vorauswertung des in der Senatform relativ komplexen Herzschlag-Signals vor und entlastet daher den nachgeschalteten Computer von einer aufwendigen und damit die Verarbeitungsgeschwlndlgkett beeinträchtigenden Aufgabe. Die somit frei werdende Rechenkapazitat kann zur schnellen Berechnung physiologischer Parameter und deren Darstellung verwendet werden Leistung und Einsatzbereich eines durch Erganzung eines Computersystems mit einer derartigen Schaltungsanordnung entstehenden Analyse-Systems sind durch Wahl des Computersystems In weiten Bereichen skallerbare Grössen.
An konkreten bisher bekannten solchen Schaltungsanordnungen seien beispielsweise jene der US-PS-5 065 766 und jene der US-PS-4 240 442 genannt.
Die Schaltung der US-PS-5 065 766 umfasst einen Komparator, an dessen positiven Eingang das EKG-Signal und an dessen negativen Eingang ein Hilfssignal anliegt. Immer dann, wenn der Funktionswert des EKG-Slgnales grösser ist als jener das Hilfssignales, liegt am Ausgang des Komparators, der gleichzeitig der Ausgang der Schaltung ist, ein hoher Spannungswert und wenn der Funktionswert des EKG-Slgnales kleiner ist als jener des Hilfssignales, einen niednger Spannungswert an.
Das Hilfssignal wird dadurch erzeugt, dass der Ausgang des Komparators über eine Diode an einen Kondensator geführt ist, welcher Kondensator weiters mit einer Entladeschaltung (gebildet durch eine Serienschaltung aus Widerstand und der Source- Drain- Strecke eines Feldeffekttransistors) verbunden ist
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Ausgang des Komparators einen hohen Spannungswert an, die Diode wird leitend und der Kondensator aufgeladen, womit das Hilfssignal dem EKG-Signal folgt Sobald der Funktionswert des EKG-Signales unter jenen des Hiffssignales fällt, gibt der Komparator am Ausgang eine niedrige Spannung ab, wodurch die Diode sperrt.
Der Kondensator entladt sich nun über den Feldeffekttransistor und den Widerstand, wodurch das Hilfssignal exponentiell abfallt
Veränderungen der Zeitkonstante des exponentiell fallenden Verlaufes des Hilfssignale werden in der US-PS-5 065 766 überhaupt nicht angesprochen.
Bei der Schaltung der US-PS-4 240 442 zur Detektion der R-Zacken In einem EKG-Signal Wird das EKG-Signal zunächst über Filter, Anstiegsratenbegrenzer und Gleichrichter geführt und dann an die eigentliche R-Zacken- Detektionseinrichtung, gebildet aus Spitzendetektor, variabler Schaltschwelle, Komparator und Monoflop gelegt. Der Spitzendetektor besteht dabei aus einem ersten Verstärker, dessen Ausgang über einen Widerstand und eine Diode mit dem ersten Anschluss eines Kondensators verbunden ist, dessen anderer Anschluss an Masse liegt Parallei zu diesem Kondensator ist ein Widerstand geschaltet.
Die Spannung am Kondensator wird über einen zweiten Verstärker und einen Spannungsteiler an den ersten Eingang des Komparators geführt, an
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dessen anderem Eingang das unbearbeitete EKG- Signal anliegt
Am Ausgang des zweiten Verstarkers liegt aufgrund des gewahlten Schaltungsaufbaus ein Hilfssignal an, das Im wesentlichen jenem der US-PS-5 065 766 entspricht Ist der Funktionswert des am positiven Eingang des ersten Verstarkers anliegenden EKG- Signales höher als das am negativen Eingang dieses ersten Verstarkers anliegende HilfssIgnal - was z B beim Auftreten einer R-Zacke der Fall Ist (vgl Spalte 5, Zellen 34-36)
- nimmt der Ausgang des ersten Verstarkers In etwa den Wert seiner positiven Versorgungsspannung an und ladt damit den Kondensator Die an Ihm anliegende Spannung, die vom zweiten Verstarker zum H) tfssignal verstarkt wird, steigt an und folgt damit dem EKG-Slgnal Sobald der Funktionswert des EKG- Signales nlednger wird als das Hilfssignal, nimmt der Ausgang des ersten Verstarkers den Wert der negativen Versorgungsspannung an, die Diode sperrt und der Kondensator entladt sich uber den Widerstand, womit die Spannung am Kondensator, die vom zweiten Verstarker zum Hilfssignal verstarkt wird, einenexponentiellfallendenVerlaufannimmt
Dieses Hilfssignal wird nun uber den Spannungsteiler, welcher lediglich den Pegel des Signales herabsetzt,
seinen Verlauf aber nicht verandert, an den Komparator gefuhrt, von welchem es mit dem EKG-Slgnal verglichen wird Das am Ausgang des Komparators anliegende Signal wird nun solange auf einem ersten Wert gehalten, als der Funktionswert des (uber den Spannungsteiler abgeschwachten) Hilfssignale unter jenem des EKG- Signales liegt und solange auf einem zweiten Wert gehalten, als der Funktionswert des Hilfssignales uber jenem des EKG- Signales liegt
Eine Veranderung des Verlaufes des Hilfssignales (dem EKG-Signal folgen, solange Kondensator geladen wird, anschliessend exponentiell fallender Verlauf durch Entladung des Kondensators) kann durch den Spannungsteiler nicht erreicht werden Auch gibt die US-PS-4 240 442 keinerlei andere Massnahmen an,
mit welchen eine solche Verlaufsveranderung bewirkt werden kann
Andere bisher bekannte Schaltungsanordnungen leiten das den Herzschlag reprasentlerende Signal aus dem EKG-Slgnal nach folgendem Verfahren ab Es wird ein schaltungsintemes Hilfssignal erzeugt, welches dem EKG-Slgnal In einem Bereich positiven Anstieges folgt und danach exponentiell gemäss einer vorgegebenen Zeitkonstante abfällt Nachdem das Hilfssignal um ca 4, 5V von seinem Maximalwert abgefallen ist, wird die Zeitkonstante um einen konstanten Wert vergrössert.
Sobald das Hilfssignal in den exponentiell fallenden Abschnitt ubergeht, wird der Rückkoppelkrels eines Verstarkers, an dessen Eingang das EKG-Signal anliegt, unterbrochen, wodurch sein Ausgang das Potential der negativen Betriebsspannung annimmt Durch diesen Potentialwechsei wird ein Monoflop angestossen, das an seinem Ausgang einen Impuls vorgegebener Lange (250ms) abgibt Dieser Impuls dient als Start-Stop-Slgnal fur einen Zeltmessvorgang
Dieses Verfahren hat folgende Nachteile.
In der Praxis sind dem EKG-Slgnal durch Bewegungen und Etnstreuungen Störungen überlagert, und die Amplitude des EKG-Stgnals ISt durch Bewegungen des Brustkorbes (wie bereits beim starken Eln- und Ausatmen) nicht konstant,
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h einzelneStorungen Impulse zu bzw erzeugen bei regulären R-Zacken keine Impulse.
Bel der oben beschriebenen bekannten Schaltungsanordnung wird die Zeltkonstante des Hilfssignals vergrössert, nachdem das Hilfssignal um einen konstanten Wert abgefallen Ist Der Spannungswert dieser Stelle steigt mit der Herzfrequenz an wodurch speziell bel höheren Herzfrequenzen eine In der Amplitude kleinere R-Zacke nicht delektiert werden kann (Flg 5c)
Um bel einem mit Storungen beaufschlagten EKG-Slgnal keine Doppel-Detektion der R-Zacke zu erhalten, und eine irrtümliche Detektion der T -Welle des EKG-Slgnals zu vermeiden (gerade In diesem Bereich fallt das Hilfssignal mit der anfänglich kleinen Zeitkonstante rasch ab, und gelangt so In die Nahe der T-Welle) wird bei einem Potential-Wechsel des Operationsverstarkers ein Monoflop angestossen,
und damit 250ms lang kein weiterer Impuls zugelassen Dies stellt einen erheblichen Nachteil dar, da bel einer Storung knapp vor der R-Zacke die Storung als R-Zacke detektlert wird, und die eigentliche R-Zacke als Storung behandelt und unterdrückt wird. Bel dieser Schaltungsanordnung erhält man somit keine Auskunft uber die Qualitat des EKG-Signals, d h
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beaufschlagte Storsignale (z B der Netzbrumm) bleiben unbemerkt und verfalschen das Messergebnis eklatant
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren der eingangs erwähnten Art anzugeben, welches diese Nachteile vermeidet, möglichst fehlerfrei sämtliche R-Zacken detektlert und dabei gleichzeitig die dem Herzschlagsignal überlagerten Störungen ignoriert.
Erfindungsgemass wird dies dadurch erreicht, dass der exponentiell abfallende Verlauf des Hilfssignals durch Regelung der Zeitkonstante in Abhängigkeit von der momentanen Herzfrequenz verändert wird
Das Ziel der Regelung der Zeltkonstante des Hilfssignals ist es, dass das Hilfssignal den unteren Bereich des R-Zacken-Anstiegs trifft. Damit wird erreicht, dass kleine R-Zacken (verursacht z B. durch starkes Atmen, siehe Flg. 5c), nicht "übersehen" werden Der Pegel des Hilfssignales kann auf die momentane Herzfrequenz abgestimmt werden, wodurch vermieden wird, dass auch von der R-Zacke verschiedene positive Anstiege des EKG- Signales zur Erzeugung von (Fehl-) Impulsen fuhren.
Ein weiteres Ziel der Erfindung Ist es, ein Verfahren zur Bestimmung des Zeitintervalle zwischen zwei HerzschlÅagen (RR-Intervall) aus einem gemäss der obenstehenden erfindungsgemassen Vorgangsweise gebildeten Signal anzugeben. Dieses Verfahren soll korrekte RR-Intervalle auch dann liefern, wenn trotz der Herzfrequenz angepasstem exponentiell abfallenden Verlauf des H) tfss ! gna) s Fehhmputse generiert wurden, welche z. B. dann entstehen, wenn das Hilfssignal das EKG-Slgnal zu früh trifft (vor der R-Zacke) oder das EKG-Slgnal auf kleine Störungen verursacht z. B. durch Muskelartefakte, Netzbrumm, usw trifft.
Erfindungsgemäss wird dies dadurch erreicht, dass die Zeitabstände zwischen zwei unmittelbar aufeinanderfolgender Impulse mit einem störsicheren Zeitintervall verglichen werden und dass das RR-Intervall durch Aufsummierung eines länger als das störsichere Zeitintervall dauernden Zeitabstandes und sämtlicher ihm unmittelbar nachfolgender, kurzer als das storsichere Zeitintervall dauernder ZeltabstÅande gebildet wird.
Das störsichere Zeitintervall gilt unmittelbar nach der R-Zacke auf Grund des grossen Spannungsabstands zwischen EKG-Signal und Hilfssignal als relativ störsicher und wird Im Folgenden auch als störsicherer Bereich bezeichnet (siehe Fig. 8c).
Zusätzlich werden durch dieses Verfahren störungsbedingte Fehldetektionen, wie durch ausgeprägte Muskelanspannungen, durch Husten oder bei direktem Druck auf die Elektroden, usw. deutlich verringert Bei Messungen im Berufsalltag kann durch elektromagnetische Einstrahlung dem EKG-Slgnal ein Netzbrumm überlagert sein, der durch zusätzliche Detektionen in Abständen seiner Periodendauer erkannt wird, wodurch eine wichtige Aussage über die QualitÅat des EKG-Signals und somit über die Aussagekraft der Messung getroffen werden kann Dieses Verfahren ermöglicht somit Messungen im Alltagsleben ohne die Bewegungsfreiheit wesentlich einzuschränken.
In diesem Zusammenhang kann in einer Weiterbildung der Erfindung vorgesehen sein, dass das störsichere Zeitintervall durch Mittelwertbildung bereits bekannter RR-Intervalle und Multiplikation mit einem Faktor k gebildet wird.
Der Wert des Faktors k liegt hierbei bei ca. 0, 5. In Abhängigkeit der gewählten Flltertypen und Zeitkonstanten der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung verändern sich die Eigenschaften der entsprechenden Signale (EKG-Signal, Hilfsignal, Störungen), so dass für eine gegebene Ausgestaltung der Schaltungsanordnung ein optimaler, exakter Wert für den Faktor k Im Sinne einer möglichst guten Fehlerreduktion empirisch ermittelt werden kann.
Das auf diese Welse ermittelte storsichere Zettintervall passt sich optimal an die gerade herrschende Herzfrequenz an, wodurch sichergestellt ist, dass unabhängig von Veranderungen der Herzfrequenz lediglich von Störungen herrührende Impulse ausgeblendet werden
Eine weitere Aufgabe der Erfindung liegt darin, eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens zur Ableitung eines den Herzschlag repräsentierenden Signals aus einem EKG-Signal anzugeben
Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung weist zunächst die bereits aus dem Stand der Technik bekannte Zeitpunktdetektionseinrichtung auf, an deren Eingang das EKG-Slgnal und an deren Ausgang, welcher an ein Computersystem anschliessbar ist, das den Herzschlag repräsentierende Signal anliegt,
wobei der Eingang der Schaltungsanordnung über eine Serienschaltung aus Verstärker und In Flussrichtung gepolter Diode mit dem ersten Anschluss eines
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Kondensators verbunden Ist, dessen zweiter Anschluss an Masse liegt und der mit zumindest einem Entladewiderstand verbunden Ist
Um den erfindungsgemass vorgesehenen Vergleich des H) tfssignals mit dem EKG-Slgnal vornehmen zu konnen, Ist erfindungsgemass vorgesehen, dass der erste Anschluss des Kondensators mit dem ersten Eingang eines Komparators verbunden Ist,
an dessen zweiten Eingang das EKG-Slgnal anliegt
Zur erfindungsgemässen Veränderung des exponentiell Il abfallenden Verlaufes des Hilfssignals durch Regelung der Zeltkonstante in Abhangigkeit von der momentanen Herzfrequenz Ist erfindungsgemass entweder eine Senenschaltung aus zumindest zwei EntladewiderstÅanden vorgesehen, wobei der erste Entladewiderstand über einen vom Computersystem steuerbaren Schalter kurzschliessbar Ist oder dass der zumindest eine Entladewiderstand in seinem Widerstandswert vom Computersystem veranderbar Ist
Bel Verwendung zweier in Serie geschalteter Entladewiderstande kann die Zeltkonstante zwei konkrete Werte annehmen, welche besonders einfach uber einen digitalen Ausgang des Computersystems ausgewählt werden konnen,
der Vorteil des in seinem Widerstandswert veranderbaren Entladewiderstandes liegt dann, dass damit eine mehrstufige bzw stufenlose Veranderung der Zeitkonstante des exponentriell fallenden Veriaufes moglich ist, wodurch diese besonders genau an die gegenwärtige Herzfrequenz anpassbar Ist, was eine besonders effiziente Storungsunterdruckung mit sich bnngt
Nach einer besonders bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung kann vorgesehen sein, dass der Verstärker durch einen Operatoinsverstarker gebildet ist, an dessen positiven Eingang das EKG-Signal anliegt und dessen Ausgang uber eine Senenschaltung aus Diode und Widerstand mit dem negativen Eingang des Komparators, der durch einen zweiten Operationsverstarker gebildet ist, so verbunden ist,
dass der zumindest eine Entladewiderstand mit seinem ersten Anschluss mit der Kathode der Diode und mit seinem zweiten Anschluss mit dem negativen Eingang des Verstarkers verbunden ist.
Verstärker und Komparator können damit durch einen einzigen Baustein gebildet werden,
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externe Beschattung sehr einfach, sodass dieser Schaltungsaufbau insgesamt eine kleine und funktionszuverlässige Bauform der Schaltungsanordnung mit sich bringt
Ein weiteres Merkmal der Erfindung kann sein, dass dem Eingang der Zeitpunktdetektionseinrichtung zumindest eine FIlterschaltung vorgeschaltet ist.
Damit können In das EKG-Signal eingestreute Storungen, die vom EKG- Signal verschiedene Frequenzen aufweisen unterdrückt werden Der Störspannungsabstand zwischen dem EKG-Signal und dem Hilfssignal innerhalb des storsicheren Bereichs kann dadurch erhoht werden, dass durch geeignete Wahl des Hochpasses (zB. Hochpass 1 Ordn g, fg=3 4Hz) In Fig 1-9 die Amplitude der T-Welle des EKG-Slgnals reduziert wird (Flg. 8c).
Weiters kann vorgesehen sein, dass dem Eingang der Zeitpunktdetektionseinnchtung zumindest eine Verstärkerschaltung vorgeschaltet ist
Damit kann sich das EKG-Slgnal einfach an die e Eingangsempfindlichkeit der Zeitpunktdetektlonselnnchtung anpassen, was Insbesondere bei Vorhandensein von vorstehend erwähnten filterschaltungen, de das EKG-Slgnal zu stark abgeschwächt haben, Interessant sein kann.
In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass der Eingang der Zeipunktdetektionseinnchtung mit den das EKG-Signal aufnehmenden Elektroden verbunden ist, welche Elektroden mit Schutzschaltungen verbunden sind
Damit wird sowohl die Person, deren EKG-Slgnal gemessen wird, als auch die Schaltungsanordnung selbst vor zu hohen Spannungen geschutzt.
Nach einer besonders bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung kann vorgesehen sein, dass der Ausgang der Zeitpunktdetektionseinrichtung an eine Standardschnittstelle gefuhrt Ist Dies erlaubt den direkten Anschluss der erfindungsgemassen Schaltungsanordnung an einen Computer, zusätzliche Pegelanpassungseinrichtungen konnen entfallen
In diesem Zusammenhang kann vorgesehen sein, dass die Standardschnittstelle durch eine serielle Schmttstelle (RS232, RS422 od dgl), eine parallele Schnittstelle (PCMCIA,
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! ttste ! ! e,) EC- Bus. PC-Steckptatze öd dg !)L) chtwellenle ! ter od dgl) gebildet Ist
Derartige Schnittstellen sind an Rechnern jeder Bauart vorhanden, so dass die Erfindung an jedes bestehende Computersystem angeschlossen werden kann.
Gemass einer anderen Ausgestaltungsweise der Erfindung kann vorgesehen sein, dass der Ausgang der Zeitpunktdetektionseinrichtung mit einem Zählerbaustein oder einem PIT (Programmable Interrupt Timer) verbunden ist, welcher seinerseits an die Standardschnittstelle geführt Ist
Mithilfe derartiger Bausteine konnen die Herzschlagintervalle vermessen werden, so dass bel dieser Vanante der Erfindung bereits Zahlenwerte an das Computersystem ubertragen werden und dieses damit noch weiter entlastet wird
Ein weiteres Merkmal der Erfindung kann eine Spannungsversorgungseinrichtung sein, welche die Betriebsspannung der Schaltungsanordnung aus einer vom Computersystem mit Spannung beaufschlagten Leitung der Standardschnittstelle gewinnt.
Damit kommt die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung ohne ein separates Netzgerat aus, was neben der Matenalerspamls auch eine Steigerung der Bedienungsfreundlichkeit mit sich bnngt
Die Erfindung wird im folgenden anhand der beigeschlossenen Zeichnungen naher erlautert Dabei zeigt
Fig 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemässen, an ein Computersystem anschliessbaren
Schaltungsanordnung zur Ableitung eines den Herzschlag reprasentlerenden Signals aus einem EKG-Signal,
Fig 2 einen Stromlaufplan von mit Elektroden zur Aufnahme des EKG- Signals verbundenen
Schutzschaltungen,
Fig. 3 Verlaufe von EKG-Slgnal, Hilfssignal und den Herzschlag repräsentierendes Signal bei
Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens ;
Fig 4 den Stromiaufplan einer bevorzugten Ausführungsform dererfindungsgemassen
Schaltungsanordnung,
Fig. 5a-d Verlaufe von EKG-Slgnal, Hilfssignal und den Herzschlag repräsentierendes Signal bei Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens bei unterschiedlich grossen
Zeitkonstanten des Hilfssignal,
Fig. 6 den Stromlaufplan der Spannungsversorgungseinrichtung der erfindungsgemässen
Schaltungsanordnung ;
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bei Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens bei in das EKG-Signal eingestreuten Störungen, Flg. 9 eine aus den gemessenen Herzschlagintervallen gebildete Treppenfunktion, Fig 10 die mit hoher Frequenz abgetastete Treppenfunktion nach Fig 9, Fig. 11 die Auswirkungen der einzelnen Schritte des für die Erstellung der abgetasteten
Funktion nach Fig. 10 notwendigen Schritte Im Zeit- und Frequenzbereich, Fig. 12a ein Diagramm, bei dem die gemessenen Herzschlagintervalle über Ihren Index aufgetragen sind, Fig. 12b die durch die Umformung der Funktion nach Fig. 12a erhaltene Zeitfunktion, Flg. 13 ein typisches Herzratenspektrum, Fig. 14a-c die Auswirkungen der einzelnen Schritte zur Bestimmung der Atemfrequenz aus einer abgetasteten Zeitfunktion nach Fig. 12b auf diese Zeitfunktion ;
Fig 15 ein Flussdiagramm der Vorgangsweise zur Bestimmung der Atemfrequenz aus einer abgetasteten Zeitfunktion nach Fig 12b, Fig. 16 ein Flussdiagramm der Vorgangswelse zur Bestimmung eines Kennwertes fur den
Vagustonus aus gemessenen RR-Intervallen, und Fig.
17 das Display des Computersystems während eines Messvorganges
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Um allein aus der Messung des EKG-Slgnals die physiologischen Parameter Herzfrequenz, Atemfrequenz, Puls-Atem-Quotient, Herzratenspektrum und Kennwerte fur den Vagustonus bestimmen zu konnen, ist eine genaue Messung der Herzschlagintervalle notwendig, also die genaue Messung des zeitlichen Abstandes zwischen zwei aufeinanderfolgenden Herzschlagperioden
Die Aufgabe einer oben bereits vorgestellten Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines den Herzschlag reprasentlerenden Signals ISt es daher, ein EKG-Slgnal derart aufzubereiten,
dass In Verbindung mit einem Computersystem eine einfache und hochprazise Zeitbestimmung der Herzschlag-Intervalle ermoglicht wird Um den Einsatz von kleinen battenebetrlebenen Palmtopsystemen zu ermöglichen, die zudem die beschriebenen physiologischen Kennwerte onhne berechnen sollen, muss das Computersystem so gut wie moghch von der Schaltungsanordnung entlastet werden Dies geschieht Im besonderen dadurch, dass das EKGSignal weder analog-digital gewandelt wird, noch In Irgendeiner Form Im Computersystem verarbeitet oder abgespelchert wird,
es werden fur die Berechnung der physiologischen Kennwerte lediglich die Zeiten von einem Herzschlag zum anderen mit hoher Genauigkeit erfasst
Die Im weiteren beschriebenen Methoden der Berechnung physiologischer Kennwerte aus gemessenen Herzschlagintervallen erfordern eine hochpraztse EKG-Ableltung mit einer möglichst grossen Unempfindlichkeit gegen Umwelteinflusse (elektromagnetische Einstrahlung) sowie gegen Uberlagerungen des EKG-Slgnals durch Muskelspannungen in Folge von Bewegungen zum Beispiel bel Messungen Im taglichen Alltag oder Im Einsatz bel sportlicher Betätigung
Fig 1, auf welche Im folgenden Bezug genommen wird, zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung,
mit welcher ein den Herzschlag repräsentierendes Signal aus einem EKGSignal abgeleitet wird
Das fur die angefuhrten Berechnungen erforderliche EKG-Slgnal wird uber eine Brustwandableitung mit zwei Elektroden 1 und 2 und einer dritten Bezugselektrode 3 gewonnen Um die fur die nachfolgenden Analysen erforderliche Zeitauflösung von mind lms zu erreichen, konnen Einstrahlungen durch die Verwendung geschirmter Elektrodenleitungen auf ein Minimum reduziert werden
An den Eingängen der Schaltungsanordnung Ist eine Schutzstruktur 4a, 4b, 8 vorgesehen, welche die Schaltungsanordnung selbst sowie die an den Elektroden 1, 2, 3 angeschlossene Person vor zu hohen Potentialen schützt Diese Schutzschaltung umfasst wie In Fig.
2 dargestellt Im einfachsten Fall pro Elektrode eine erste Diode D2, deren Kathode mit der negativen Betriebsspannung V- und deren Anode mit der Jeweiligen Elektrode, sowie eine zweite Diode D1, deren Kathode mit der jeweiligen Elektrode, und deren Anode mit der positiven Betriebsspannung V+ der Schaltungsanordnung verbunden ist Damit kann das an den Elektroden 1,2, 3 anliegende Potential maximal die Hohe der positiven beziehungsweise der negativen Betriebsspannung plus der Flussspannung der Dioden D1, D2 annehmen Der Strom durch die Dioden D1, D2 wird mit einem Widerstand R begrenzt In einer bevorzugten Ausgestaltung folgt der Elektrode 1,2, 3 ein Varistor V gegen Masse, der bel einer elektrostatischen Entladung (Eine Aufladung erfolgt durch Ladungstrennung beim Kontakt mit hochisolierenden Stoffen wie zum Beispiel Kunststoffboden,
Kunststoffbekleidung, Stuhlen und Autositzen, Verpackungsmaterialien, etc Im schlimmsten Fall bel geringer Luftfeuchtigkeit bis zu 40kV) die Schaltungsanordnung vor Zerstorung schützt Am Varistor V entsteht eine maximale Haltespannung von 30V, die mit der oben beschriebenen DIodenanordnung D1, D2 und dem Widerstand R auf den Wert der Betriebsspannung plus der Dtodenftussspannung begrenzt wird In dem der Schutzstruktur nachgeschalteten Verstarker konnen eingestrahlte hochfrequente Signale (beispielsweise von Rundfunk oder Mobiltelefonen), die an internen Dioden demoduliert werden.
storende Gleichspannungen erzeugen Aus diesem Grund wird In einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung dem Varistor V ein Ttefpassfilter, bestehend aus einer Spule L und einem Kondensator C, nachgeschaltet.
Nach dieser Schutzstruktur wird der Pegel des EKG-Slgnals In einem Verstärker 5, der mit Operationsverstarkern oder diskreten Transistoren aufgebaut ist, auf den für die Zeitpunktdetektionseinrichtung 13 geeigneten Wert angehoben In einer bevorzugten Ausgestaltung erfolgt in einer ersten Verstärkerstufe 6 die Verstärkung mit einem Instrumentierungsverstarker Aus diesem Instrumentierungsverstärker wird die mittlere Spannung der bel den EIngangselektroden 1, 2 ausgekoppelt, in einer Verstärkerstufe 7 verstarkt, invertiert und
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über eine Schutzstruktur 8, bestehend aus der oben beschriebenen Dloden-Schutzschaltung D1, D2 einem Widerstand R zur Strombegrenzung und einem Varistor V,
der dntten Bezugselektrode 3 zugefuhrt Diese Ausgestaltung der Schaltungsanordnung reduziert Storungen, und
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Etektrodenpositionierung eventuett vorhandene G) e ! Chspannungsante ! teIn der EKG-Ableitung, wodurch die Aussteuerbarkeit der ersten Verstarkerstufe 5 verbessert wird
Dies gewinnt Insofern Bedeutung, da zum Schutz der an die Elektroden 1,2, 3 angeschlossenen
Person die Schaltungsanordnung mit gennger Betriebsspannung betrieben wird Das vorverstarkte EKG-Slgnal wird nach einem einfachen Hochpass-Filter 9 einer zweiten Verstarkerstufe 10 zugeführt.
Durch diese Gestaltung der Verstärkerstufe 5 erhält man trotz niederfrequenter
Schwankungen oder gar Gleichspannungsanteilen der abgeleiteten Spannung ein auf der-NuillinielaufendesEKG-Signal BeigeeigneterWahldesHochpass-Filters (zB Hochpassl Ordnung fg=3, 4Hz) wird die T-Welle des EKG-Signals abgeflacht, und damit der Störspannungsabstand zwischen HIlfssignal und EKG-Slgnal vergrossert Durch die direkte Verwendung der EKG-Vorauswertungselnhelt mit einem Computersystem konnen mittlere
Frequenzen, die bel Bildschirmen beim Bild- und Zeilenwechsel entstehen, elektromagnetisch eingekoppelt werden Aus diesem Grund kann der Verstärkerstufe 5 ein Tiefpass-Filter 11 folgen,
beziehungsweise kann die letzte Verstärkerstufe als PI-Glied ausgestaltet sein Das so gewonnene Herzschlagsignal wird zur Detektion der R-Zacken der Detektionseinheit 13 zugefuhrt. Eine weitere Ausgestaltung sieht die Möglichkeit der Detektion der grössten Steigung des EKG-Slgnals vor Bel dieser Ausgestaltung wird das EKG-Slgnal vor der Detektionseinheit 13 noch einer Differenzierung
12 unterzogen, beziehungsweise kann die letzte Verstärkerstufe als PD-Glied ausgestaltet sein Das so gewonnene differenzierte EKG-Signal wird danach der Detektionselnnchtung zugefuhrt
Die Verbindung der Zeitpunktdetektionseinnchtung 13 und damit der erfindungsgemassen Schaltungsanordnung mit dem Computersystem erfolgt über eine beliebige Schnittstelle,
wobei In erster Linie die Verbindung über Standardschnittstellen vorgesehen ist Diese Standardschnittstelle kann entweder eine serielle Schnittstelle (RS232, RS422 od dgl.), eine parallele Schnittstelle (PCMCIA, Druckerschnittstelle, IEC- Bus, PC-Steckplätze od. dgl) oder eine optische Schnittstelle (IRDA, Lichtwellenleiter od. dgl) sein Ist eine kabellose Verbindung mit dem Computersystem notwendig und die Verwendung einer optischen Übertragung aus Gründen der Entfernung oder der Abschattung des Lichtstrahles nicht möglich, so kann die Übertragung der HerzschlagZeitinformation auch per Funk erfolgen.
In diesem Fall kann dann die Empfangseinheit wieder uber die oben genannten Schnittstellen mit dem Computersystem verbunden werden
Das erfindungsgemässe Verfahren, nach weichem die Zeitpunktdetektlonselnrichtung 13 das den Herzschlag repräsentierende Signal aus einem EKG-Signal ableitet, Ist am besten an Hand der Fig. 3 darstellbar
Es wird ein Hilfssignal erzeugt, das dem EKG-Signal in einem Bereich positiven Anstieges während einer vorgebbaren Zeitdauer folgt und danach exponentiell gemass einer vorgebbaren Zeitkonstante abfällt.
Dieses Hilfssignal wird mit dem EKG-Signal verglichen und aus dem Ergebnis dieses Vergleiches der Funktionswert des den Herzschlag reprasentterenden Signals gebildet Dieser wird solange auf einem ersten Wert gehalten als der Funktionswert des Hilfssignale unter jenem des EKG-Signals liegt und solange auf einem zweiten Wert gehalten als der Funktionswert des Hilfssignal über jenem des EKG-Signals liegt.
Damit ergibt sich ein rechteckförmiger Verlauf des den Herzschlag reprasentlerenden Signals, welches dem Auftreten eines charakteristischen EKG-8ignalabschnittes, vorzugsweise der RZacke bzw des Zeitpunktes der grössten Steigung des EKG-Signals, reprasentativen Impuls aufweist
Eine besonders bevorzugte Schaltungsanordnung zur Durchrührung dieses Verfahrens, also eine konkrete bauliche Ausführung der Zeitpunktdetektionseinrichtung 13 Ist In Fig 4 dargestellt
Diese Schaltung weist einen Eingang, welcher durch den positiven Eingang eines Verstärkers U3a gebildet ist, an welchem das EKG-Signal anliegt, und einen Ausgang, welcher an ein Computersystem anschliessbar ist und an weichem das den Herzschlag reprasentlerende Signal anliegt,
auf Der Eingang der Schaltungsanordnung ist über eine Serienschaltung aus Verstarker U3a und In Flussrichtung gepolter Diode D4 mit dem ersten Anschluss eines Kondensators C7 verbunden, dessen zweiter Anschluss an Masse liegt.
Damit wird der Kondensator C7 vom über den Verstärker U3a geführten EKG-Signal über die
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Diode D4 geladen, das heisst die Spannung am Kondensator C7 folgt dem steigenden EKG-Slgnal Der zwischen Diode D4 und Kondensator C7 geschaltete Widerstand R13 dient der Strombegrenzung und verhindert ein Schwingen des als Operationsverstarker ausgefuhrten Verstarkers U3a durch die kapazitive Last C7 Bei fallendem EKG-Slgnal Ist das Potential an der Anode der Diode D4 kleiner als an der Kathode, so dass die Diode D4 sperrt Der Kondensator C7 wird uber den zumindest einen Entladewiderstand - In der dargestellten Ausführungsform ist hierfür eine Serienschaltung zweier Entladewiderstände R10,
R11 vorgesehen - dessen erster Anschluss mit der Kathode der Diode D4 und dessen zweiter Anschluss mit dem negativen Eingang des Verstärkers U3a verbunden ist, mit der Entlade-Zeitkonstante C7* (R1 0+R11) langsam entladen, wodurch die Spannung am Kondensator C7 nun einen exponentiell fallenden Verlauf annimmt Die Spannung am Kondensator C7 stellt damit das Hilfssignal dar Um dieses mit dem EKG-Signal vergleichen zu konnen, ist der erste Anschluss des Kondensators C7 mit dem ersten Eingang eines Komparators U3b, welcher ebenso wie der Verstarker U3a als Operationsverstarker ausgefuhrt Ist, verbunden
Dieser Komparator U3b, an dessen zweiten Eingang das EKG-Signal anliegt, nimmt den oben bereits erlauterten Vergleich von EKG-und Hilfssignal vor und erzeugt an seinem Ausgang,
der gleichzeitig den Ausgang der erfindungsgemassen Zeltpunktdetektionselnnchtung 13 darstellt, das den Herzschlag repräsentierende Signal
Da bei der in Fig 4 dargestellten Ausfuhrungsform der Erfindung das EKG-Slgnal am positiven Eingang und das Hilfssignal am negativen Eingang des Komparators U3b anliegt, wird dessen Ausgang solange der Funktionswert des Hilfssignals uber jenem des EKG-Signals liegt In die negative und solange der Funktionswert des Hilfssignal unter jenem des EKG-Slgnals liegt, in die positive Sattigung getrieben Der erste Funktionswert, des den Herzschlag repräsentierenden Signals entspricht damit der positiven der zweite Funktionswert der negativen Betriebsspannung der Schaltungsanordnung.
Bei dieser Art der Detektion bleiben zwei mogllche Storfaktoren unberücksichtigt Zum einen besitzt die Herzfrequenz mit 20 Schlagen pro Minute im Schlaf und 220 Schlagen pro Minute bei sportlicher Betatigung eine grosse Bandbreite und zum anderen ist die Amplitude der R-Zacken nicht konstant Sie hängt von den Elektroden, vom Elektrodenubergangswiderstand, der Lungenfüllung, vom Hautwiderstand, also auch von der Schweissbildung ab und unterliegt zudem bei Körperbewegungen starken Schwankungen Aus diesen Grunden kann es wie in den Fig 5a bis 5b dargestellt, zu einer Fehldetektion beziehungsweise vereinzelt zum Ausbleiben eines zu generierenden Impulses kommen
Flg. 5a zeigt dabei ein Herzschlagsignal mit richtig abgestimmter Entlade-Zeitkonstante, in Flg.
5b und 5d führen zu kleine Entlade-Zeltkonstanten dazu, dass das Hilfssignal gegen Ende der Herzschlagpenode bereits so geringe Funktionswerte aufweist, dass der R-Zacke vorhergehende positiv ansteigende EKG-Signalabschnitte bereits zur Erzeugung von Impulsen führen Aus Fig. 5c sind schliesslich die Auswirkungen einer zu hohen Entlade-Zeitkonstante ersichtlich. Die Amplitude der zweiten R-Zacke ist dabei zu niedrig, um den momentan herrschenden Funktionswert des Hilfssignal erreichen zu konnen, wodurch ein eigentlich zu erzeugender Impuls ausbleibt
Um derartige Fehldetektionen und das Ausbleiben eines zu generierenden Impulses zu vermeiden, wird der exponentiell abfallende Verlauf des Hilfssignal durch Regelung der Zeitkonstante In Abhangigkeit von der momentanen Herzfrequenz verandert.
Diese Veranderung erfolgt konkret so, dass bei relativ hohen momentanen Herzfrequenzen eine kleine Zeitkonstante und bel relativ niedrigen momentanen Herzfrequenzen eine grosse Zeitkonstante gewahlt wird.
Die Realisierung dieser Veranderung der Zeitkonstante erfolgt durch den in Fig 1 mit 14 bezeichneten Funktionsblock Eine Moghchkett seiner baulichen Ausführung ist in Fig 4 gezeigt
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R11 vorgesehen. wobeiparallel zum ersten Entladewiderstand R11 ein Schalter U4 angeordnet ist.
Dieser Schalter U4 ist vom Computersystem steuerbar, das heisst schliessbar, wodurch der Entladewiderstand R11 kurzgeschlossen wird Fur die Entladung des Kondensators C7 sind damit entweder beide (Entlade-Zeitkonstante = C7* (R10+R11)) oder lediglich der Widerstand R10 (Entlade-Zeltkonstante = C7*R10) wirksam Der Vorteil dieser Ausgestaltung liegt darin, dass zum Umschalten der Zeitkonstante lediglich eine Ausgangsleitung der Schnittstelle nötig ist, die Je nach erforderlicher Zeitkonstante den Zustand low oder high annehmen muss Der Transistor Q1 dient mit den
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Widerstanden R 12, R 15 und den Dioden D5, D6 der Pegelanpassung zwischen der Schnittstelle und dem Schalter U4
Alternativ zu dieser Ausgestaltungswelse kann der Entladewiderstand,
bzw wenn mehrere Entladewiderstande vorgesehen sind (R10 und R11), einer von diesen, In seinem WIderstandswert veranderbar gestaltet sein. Die Steuerung dieses Widerstandes erfolgt je nach verwendeter Schnittstelle entweder nach serielle oder parallelem Protokoll durch das Computersystem Dies ermöglicht eine exakte Anpassung der Entlade-Zeitkonstante an das gerade abgeleitete EKGSignal nach softwareseitig festgelegten Kriterien (Herzfrequenz, Atemfrequenz,)
Wird die Schaltungsanordnung über eine serielle oder eine parallele Schnittstelle mit dem Computersystem verbunden,
so kann die Schaltungsanordnung uber eine Spannungsversorgungseinrichtung 15 direkt von der Schnittstelle mit Energie versorgt werden Die Betriebsspannung der Schaltungsanordnung wird dabei aus einer vom Computersystem mit Spannung beaufschlagten Leitung der Schnittstelle gewonnen. Eine mögliche Ausgestaltung der Spannungsversorgung zeigt Fig 6.
Der Kondensator C'dient als Stützkondensator fur Stromschwankungen, die am mitunter relativ hohen Ausgangswiderstand der Schnittstelle eine zu starke Spannungsschwankung erzeugen wurden, und zum Ausgleich eventuell auftretender kurzer Spannungseinbrüche während des Schnittstellenhandlings Die Diode D'verhindert die Entladung des Kondensators C'bei den erwähnten Spannungseinbrüchen und verhindert das Anlegen einer Spannung mit falscher Polaritat, wie dies bei der Verwendung serieller Schnittstellen (beispielsweise der RS232-Schnlttstelle) móglich wäre In einer weiteren Ausgestaltung kann dem Kondensator C'je nach dem an der Schnittstelle anliegenden Spannungswert ein Spannungswandler (Aufwärts-oder Abwärts-Regler)
und/oder ein Spannungsregler folgen
Die Detektion der von der Schaltungsanordnung gelieferten Flanken oder Impulse erfolgt in der bevorzugten Ausgestaltung durch Interrupt- oder Pollingtechnik über die Standardschnittstelle. Die Zeltmessung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Flanken oder Pulsen kann so durch eine entsprechende Softwareimplementatlon durch das Computersystem erfolgen
Sollte die Standardschnittstelle diese Techniken (Polling, Interrupt) nicht ausreichend unterstutzen, oder verhindert das Betriebssystem des Computersystems eine entsprechende Implementierung (mangelnde Echtzeitunterstützung), so ist es in einer weiteren Ausgestaltung der Schaltungsanordnung auch möglich, die Zeit direkt durch entsprechende Programmierung von Standardschnittstellenbausteinen (Integrierter Zähler),
oder eines zusätzlichen PITs (Programable Interrupt Timer, Flg. 1,17) zu messen, und das codierte Messergebnis selbst uber die Standardschnittstelle dem Computersystem zu übergeben. Das Eingangssignal eines solchen Bausteins 17 bildet hierbei das eventuell pegelangepasste den Herzschlag repräsentierende Signal Das Ergebnis der Zeitmessung kann dann zu gegebener Zeit (in Abhängigkeit des verwendeten Computersystems bzw. Betriebssystems) vom Computersystem ausgelesen werden. Die Blockschaltbilder der Fig. 7 sollen dies verdeutlichen.
In all den vorhin beschriebenen Fällen werden die gemessenen Zelten vom Computersystem weiterverarbeitet. Zur Verminderung der durch Störungen (Muskelartefakte, Netz, HF, verursachten Fehldetektionen der Schaltungsanordnung wurde folgende neue Methode softwareseltig Implementiert : Durch entsprechende Störungen kann es vorkommen, dass die Schaltungsanordnung einen Impuls erzeugt, obwohl zu diesem Zeitpunkt keine R-Zacke aufgetreten ist. Der gesamte Vorgang soll durch folgende Ausführungen, bel denen auf Flg 8a-c Bezug genommen wird, verdeutlicht werden.
In Fig. 8a wird der Übersicht halber noch einmal das erfindungsgemasse Verfahren der RZacken- bzw. Spitzenwertdetektion dargestellt (zur Detektion des Zeitpunktes der grössten Steigung ist eine vorhergehende Differenzierung des EKG-Signals nötig). Zur Detektion der R-Zacke wird das EKG-Signal mit einem Hilfssignal verglichen, welches in beschnebener Wetse Innerhalb der Schaltungsanordnung gebildet wird.
Am Ausgang des zu diesem Vergleich eingesetzten Komparators liegt das den Herzschlag repräsentierende - Signal an, weiches beim Auftreten von R-Zacken bzw. von Zeitpunkten der grössten Steigung des EKG-Signals Impulse aufweist
Bei der vorliegenden Schaltungsanordnung kann eine unmittelbar dem tatsachttchen Auftreten der R-Zacke folgende Störung sehr gross sein, ohne der Schaltung eine weitere R-Zacke"vorzutäuschen (dabei sind Störungen im allgemeinen viel kleiner als die R-Zacke) Flg 8b macht deutlich, dass die Wahrscheinlichkeit von Fehldetektionen zunimmt, je kleiner die
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Amplitude des Hilfssignal Ist,
d h je später die Störung nach der R-Zacke auftritt Bel gegebener Zeltkonstante des Hilfssignals fur den Entladevorgang nimmt also die Fehlerwahrscheinlichkeit mit zunehmender R-R-Intervalllange (abnehmender Herzfrequenz) zu, da der Entladevorgang entsprechend langer anhalt, und so die Amplitude des Hilfssignals Immer kleiner wird Ist die Amplitude so klein, dass diese In den Bereich von eventuellen Störungen (z B durch Muskelartefakte) kommt, oder trifft das Hilfssignal zu fruh das EKG-Slgnal (d h das Hilfssignal trifft nicht die R-Zacke, sondern schon Signalabschnitte zuvor), so kommt es zur Genenerung weiterer Impulse, die das Auftreten vorgetauschter R-Zacken markieren Der Bereich unmittelbar nach einer R-Zacke ist storsicher (Eine Störung musste annähernd die Amplitude der R-Zacke besitzen,
um der Schaltung eine weitere R-Zacke"vorzutauschen") Dieser Umstand kann softwareseltig durch einen Algorithmus zur Reduzierung möglicher Fehler ausgenützt werden. Das diesem Algorithmus zugrunde liegende erfindungsgemasse Verfahren zur Bestimmung des Zeitintervalle zwischen zwei herzschlagen (RR-Intervall) lauft folgendermassen ab
Die Zeitabstand t1, t2, t3, t4 zwischen zwei unmittelbar aufeinanderfolgender Impulse werden zunachst mit einem storsicheren Zeitintervall S verglichen Das RR-Intervall wird danach durch Aufsummierung eines langer als das storsichere Zeitintervall S dauernden Zeitabstand t1 und sämtlicher ihm unmittelbar nachfolgender, kurzer als das storsichere Zeitintervall S dauernder Zeitabstande t2, t3 gebildet
Wird ein Intervall t4 gemessen, dessen Zeitdauer grosser ist als dieses Zeitintervall S,
so wird der Zeltmessvorgang des vorhergehenden RR-Intervalls abgeschlossen und dieses Zeitintervall t4 bereits dem folgenden RR-Intervall zugewiesen Die bis vor der Detektion dieses Zeitintervalls t4 aufsummierten Zeitintervalle t1, t2, t3 bilden die Zeitdauer des gerade gültigen RR-Intervalls.
Das storsichere Zeitintervall S wird durch Mittelwertbildung bereits bekannter Herzschlagintervalle und Multiplikation mit einem Faktor k (Wert von k ca 0 5, je nach spezieller Ausgestaltung der erfindungsgemassen Schaltungsanordnung (F) ttertypen, Zeitkonstanten) im Sinne einer möglichst guten Fehlerreduktion emptnsch ermittelter Wert) gebildet Die mittlere RRIntervallzeitdauer wird z. B. durch die Bildung des gleitenden Mittelwertes aus zuvor gemessenen guitige RR-Intervallen gebildet Durch Multiplikation mit dem Faktor k ergibt sich ein Zeitintervall S, das einen'storsicheren'Bereich markiert
In Flg 8c wird diese Methodik verdeutlicht Die Zeit t1 sei grosser als das zuvor berechnete storsichere Zeitintervall S.
Das Zeltintervall t1 markiert gewissermassen den Beginn des aktuellen RR-Intervalls Zu dieser Zelt t1 werden nun die Zeiten t2 und t3 hinzuaddiert, da diese kleiner als das Zeitintervall S sind Die Zeit t4 wiederum ist grosser als das ; Zeitintervall S und markiert somit
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des gerade vergangenen gültigen RR-Intervalls Die in diesem Beispiel willkürlich angenommenen Storungen beeinflussen das Messergebnis (Dauer des RR-Intervalls) durch die Implementierung dieser Methodik also in keiner Weise (Der Einfachheit halber wurde hier immer der Begriff RR-Intervall verwendet Analoges gilt natürlich auch, wenn als Referenzpunkt der Zeitpunkt der grössten Steigung des EKG-Slgnals verwendet wird)
Die Basis zur Bestimmung der physiologischen Parameter Herzfrequenz, Atemfrequenz,
PulsAtem-Quotienten, des Herzratenspektrums und von Kennwerten fur den Vagustonus allein über die Messung des EKGs ist die genaue Bestimmung der Schlag zu Schlag Herzfrequenz, also die genaue Bestimmung des zeitlichen Abstandes zwischen jeweils aufeinanderfolgenden Herzschlagpenoden Hierzu wird im allgemeinen der zeitliche Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden R-Zacken, oder zwei Punkten grösster Steigung des zugrundeliegenden EKGs gemessen Die Zeitauflosung der Messung sollte bei Anwendung der im folgenden beschriebenen Methoden zur Bestimmung oben genannter physiologischer Parameter mindestens 1 ms betragen
Die Methoden zur Bestimmung der physiologischen Parameter Atemfrequenz, Puls-AtemQuotient und des Herzratenspektrums sind im wesentlichen Verfahren,
denen eine Untersuchung Im Frequenzbereich zugrunde liegt
Der erste wesentliche Schntt besteht in der Bildung einer äquidistant abgetasteten Zeitfunktion aus den gemessenen RR-Intervallen des EKGs Die Bestimmung einer solchen Zeitfunktion ist deshalb unbedingt notwendig, da zur Anwendung klassischer digitaler
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Signalverarbertungsmethoden wie Filterungen oder Fourieranalysen (FFT, PSD, AR) eine In aqu ! d) stanten Zettabstanden abgetastete Zeitfunktion vorliegen muss.
Das heisst, dass zur weiteren Behandlung der aus den RR-Intervallen gebildeten Zettfunktion dieselbe erst In eine aqutdistant abgetastete umgewandelt werden muss Das Ergebnis dieser Transformation ist also eine Funktion, die zu exakt definierten äquidistante Zeitpunkten die Bestimmung der momentanen Herzfrequenz ermöglicht Zur Bestimmung dieser Zeitfunktion sind bereits einige Methoden bekannt, die alle Im wesentlichen interpolativ arbeiten. Allen diesen Methoden ist gemeinsam, dass das Ergebnis sehr stark von der gewahlten Interpolationsmethode abhängt.
Dies ist deshalb von Bedeutung, da all diesen Methoden gemein ist, dass die Auswirkung der meisten Interpolationsmethoden Im Frequenzbereich nicht untersucht ist und mathematisch im allgemeinen auch sehr schwer fassbar ist Da aber anschliessend sehr oft Methoden der digitalen Signalverarbeitung wie Fourieranalysen, Filterungen usw. angewendet werden, die eine exakt definierte Auswirkung im Frequenzbereich haben, um zum Beispiel bestimmte spektrale Komponenten der zugrundeliegenden Zeitfunktion zu untersuchen, sind die daraus resultierenden Ergebnisse nur beschränkt nterpretierbar, da ja schon Im Ansatz zur Bildung der äquidistant abgetasteten Zeitfunktion Methoden (Interpolation) angewendet werden, deren Auswirkungen Im Frequenzbereich nicht bekannt oder methodisch nur sehr schwer zu berücksichtigen sind.
Dadurch sind Ergebnisse digitaler Signalverarbeitungsmethoden, die an die Bildung der auf diese Welse bestimmten äquidistant abgetasteten Zeitfunktion anschliessen, in unbekannter oder nur sehr schwer fassbarer Welse beeinflusst und somit nur mehr beschrÅankt interpretierbar.
Die folgende neue Methodik zur Bestimmung einer äquidistant abgetasteten Zeitfunktion aus gemessenen RR-Intervallen verhalt sich in dieser Hinsicht wesentlich unkrischer und lasst dadurch eine weitaus verlasslichere Interpretation anschliessender Berechnungen zu (Thomas Nlederl, Diplomarbeit Entwicklung von Softwaresystemen zur Auswertung physiologischer Messdaten Im Rahmen des Weltraumprojektes RLF (Russian Longterm Flight), TU Graz, 1996)
Der erste Schritt ist die Bildung einer Treppenfunktion', die aus den gemessenen RRIntervallen gebildet wird (Fig. 9).
Im Falle der Herzfrequenz, die in Ruhe bei ca 60beats/min liegt (1beaUs) sind keine Schwankungen oberhalb der Frequenz von 1 Hz zu erwarten (Modulationsfrequenz < = SIgnalfrequenz). Es würde also Im allgemeinen genügen diese Treppenfunktion mit z B. 4Hz abzutasten Bisherige Methoden gehen auch genau so vor, jedoch werden die Stufen durch interpolatie Methoden zuvor geglättet mit all den erwähnten Nachteilen (unbekannte undloder schwer fassbare Auswirkungen im Frequenzbereich). Der neuen Methode liegt die Idee zugrunde, die Treppenfunktion mit einer viel höheren Frequenz als es zunächst notwendig erscheint, abzutasten (z. B. tOOHz-schematisch) n Fig. 10 verdeutlicht).
Der Vorgang dieser Abtastung hat genau definierte und bekannte Auswirkungen Im Frequenzbereich. Dieser Vorgang entspricht einer Multiplikation der Treppenfunktion mit der Abtastfunktion, die aus einer Folge von zeitlich äquidistant angeordneten Dlraompulsen besteht, (symbolisiert durch die vertikalen Linien). Im Frequenzbereich entspricht diese Multiplikation einer Faltung der Fouriertransformierten der Treppenfunktion mit der Founertransformierten der Abtastfunktion. Dabei ist die Founertransformierte der Abtastfunktion wiederum eine Folge von auf der Frequenzachse äquidistant angeordneter Diracimpulse.
Die entsprechende Faltung im Frequenzbereich ist somit sowohl exakt definiert als auch mathematisch leicht fassbar, da die Faltung einer beliebigen Funktion mit einer Folge von Diracimpulsen trivial ISt Der Vorgang der Abtastung kann dabei wie in Fig 11 schematisch dargestellt zusammengefasst werden
Jeder Schntt ist sowohl im Zeitbereich als auch im Frequenzbereich exakt definiert und mathematisch leicht fassbar. Die Treppenfunktion ist ohne weitere Vorbehandlung nicht sehr gut fur weitere Analysen geeignet, da, bedingt durch die Treppenform selbst, störende hochfrequente Anteile im Frequenzbereich zu finden sind, die sich wiederum im Zuge von anschliessenden Analysen durch den bekannten Aliasing-Effekt störend im zu untersuchenden Frequenzbereich (ca. 0-4Hz) auswirken können.
Durch die Wahl entsprechend hoher Abtastfrequenzen (z. B 100Hz) Ist es möglich, Aliasing-Effekte weitgehend zu unterdrücken, da Frequenzanteile über 50Hz, (halbe Abtastfrequenz) bei aus RR-Intervallen gebildeten Zeitfunktionen vemachlassigt werden konnen Bisherige Verfahren versuchen diese störenden Frequenzantelle mit Hilfe von Interpolationsmethoden zu unterdrücken.
Dazu werden die Treppen der Zettfunktionim
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allgemeinen durch entsprechende interpolatie Methoden geglättet Genau dieser Vorgang hat jedoch kaum untersuchte und mathematisch schwer fassbare Auswirkungen Im Frequenzbereich, und beschrankt dadurch die Interpretlerbarkelt anschliessender Analysen Im Frequenzbereich erheblich
Im Gegensatz dazu konnen nachfolgende Glattungen In Zuge der neuen Methodik mit Hilfe von Standardmethoden der digitalen Signalverarbeitung vorgenommen werden Dazu sind z B Filterungen mit einfachen Moving-Average-Filtern oder kompliziertere Filter-Verfahren wie FIR-, IIR-Filterungen,.
einsetzbar All diesen Methoden ist gemein, dass diese genau bekannte, leicht fassbare Auswirkungen im Frequenzbereich besitzen (im Gegensatz zu Interpolationsverfahren). So Ist es z. B durch die Filterung mit einem geeigneten digitalen Filter (FIR, IIR,), das Frequenzen > = 2Hz entsprechend dämpft, moglich, die Funktion zu glätten, und danach ohne , A !) as) ng-Effekte d ! e Abtastrate auf 4Hz zu reduzieren, da ja nach einer entsprechenden Filterung keine Frequenzen oberhalb der halben Abtastrate (In diesem Fall 2Hz) vorkommen Die Reduzierung auf eine Abtastrate von 4Hz kann In diesem Fall einfach dadurch vorgenommen werden, dass bei einer zuvor gewählten Abtastfrequenz von 100Hz nur jeder 25 Abtastwert fur weitere Berechnungen herangezogen wird,
wobei durch die vorhergehende Filterung durch diesen Vorgang der Verringerung der Abtastrate das Abtasttheorem nicht verletzt wird, also keine störenden, Aliasing-Effekte auftreten Das Ergebnis ist in diesem Beispiel also eine mit 4Hz aquidistant abgetastete Zeitfunktion, wobei sämtliche Schritte zur Bildung derselben genau bekannte und leicht fassbare Auswirkungen im Frequenzbereich haben Diese Funktion kann also In weiterer Folge mit Hilfe standardisierter Methoden der digitalen Signalverarbeitung analysiert werden, wobei die Interpretierbarkeit der Ergebnisse durch die gewählte Methodik zu keinem Zeitpunkt irgendwelchen Einschränkungen unterliegt Weiters ist es leicht moghch entsprechende Variationen der Methodik zu Implementieren,
ohne die Algorithmen wesentlich verandern zu mussen So sind Änderungen der Abtastfrequenzen (4Hz konnen z B in der Leistungsphysiologie zu wenig sein) leicht realisierbar (entsprechende Adaptlerung des digitalen Filters zu Reduzierung der Abtastfrequenz) Die Art des digitalen Filters selbst kann in Abhängigkeit der geforderten
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werden (bei bekannten Auswirkungen im Frequenzbereich), so dass entsprechende Algorithmen einen grossen Einsatzbereich abdecken konnen Die hier vorgestellte Methode ist zudem den meisten Interpolatlven Methoden hinsichtlich der benötigten Rechenzeit überlegen, und ist dadurch bei geeigneter Implementierung auch bei online- Bestimmungen physiologischer Parameter einsetzbar.
Die belden Diagramme Fig. 12a und 12b sollen den Vorgang weiter verdeutlichen
In Flg 12a sind die Rohdaten, also die gemessenen RR-Intervalle über ihren Index aufgetragen, wobei jedes RR- Intervall durch einen Kreis gekennzeichnet ist Die Fig 12b stellt die zugehortge Zeitfunktion dar, die man durch die vorhin beschriebene Methodik erhalt Die äquidistante Abtastzeitpunkte der Zeitfunktion sind durch Kreise gekennzeichnet. Deutlich zu sehen ist der Glattungseffekt, der durch Einsatz eines entsprechend gewählten digitalen Filters (Grenzfrequenz < 2Hz) vor der Reduzierung der Abtastrate von 10OHz auf 4Hz zustande kommt.
Zur Bestimmung des Herzratenspektrums wird diese Zeitfunktion einer Fourieranalyse unterzogen Alle Standardmethoden (FFT, Welch-PSD, Barlett-PSD, AR-Modelle,) konnen hierbei ohne Einschränkung zur Berechnung herangezogen werden
Als Beispiel ist in Fig 13 ein typisches Herzratenspektrum dargestellt, dass durch Anwendung der vorhin beschriebenen Methoden berechnet wurde.
Zur Berechnung der Power Spectral Density der zuvor gebildeten aquldlstant abgetasteten Zeitfunktion (gebildet aus zuvor gemessenen RRIntervallen) wurde hierbei die Berechnungsmethode nach Welch verwendet Deutliche spektrale Anteile sind im Bereich der Atmung (ca 0. 3-0 35Hz), und Im Bereich der Blutdruckrhythmik (ca 0 1 Hz) zu finden Das bedeutet, dass hier die physiologische Tatsache der Frequenzmodulation der Herzfrequenz durch die Atmung gut ausgeprägt ist, wie dies Im allgemeinen bei In Ruhe gemessenen RR-Intervallen der Fall ist. Die ganz langsamen Rhythmen ( < 0 12Hz) haben eine Reihe physiologischer Ursachen (Durchblutungsrhythmen,) und sind für weitere Analysen des sympatischen Tonus von Bedeutung.
So ist es uber bekannte Integratlve Methoden möglich, aus dem Herzratenspektrum Kennwerte fur denselben zu bestimmen.
Auf der Basis der vorhin behandelten, aquldlstant abgetasteten Zeitfunktion wurde zur Bestimmung der Atemfrequenz eine neue, effiziente Methode entwickelt, die sich auf digitale
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Filterung Im Zeltbereich stützt Dabei wird die bekannte physiologische Tatsache ausgenützt, dass
Im Ruhezustand die momentane Herzfrequenz im Zuge der Inspiration (Einatmen) zunimmt bzw während der Expiration (Ausatmen) abnimmt. Die Herzfrequenz oszilliert also Im Takt der Atmung (Frequenzmodulation der Herzfrequenz durch die Atmung).
Durch die folgende Methode Ist es möglich, die Frequenz dieser Schwankung aus der gemessenen Schlag zu Schlag Herzfrequenz zu bestimmen Die Atemfrequenz liegt im allgemeinen in Ruhe zwischen 01 und O. 5Hz (siehe auch Herzratenspektrum) Die Idee liegt nun darin, die äquidistant abgetastete Zeitfunktion, die aus den RR-Intervallen durch vorhergehendes Verfahren gebildet wurde, zu filtern.
Zum Einsatz kommt hierbei ein digitales Bandpassfilter, wobei die Grenzfrequenzen bei f1 > =0. 1 bzw. f2 < =0 5Hz liegen
Die resultierende Zeitfunktion wird im wesentlichen nur mehr durch die Atmung moduliert
Blutdruckrhythmen und noch langsamere Rhythmen (thermoregulative,...) werden durch diese
Filterung entsprechend gedämpft Durch den folgenden Algorithmus wird aus dieser Zeitfunktion nun die zeitliche Lange der Atemzuge bestimmt.
Die Diagramme der Flg. 14a-c sollen diesen Vorgang verdeutlichen In Fig 14a ist die äquidistant abgetastete Zeitfunktion, die aus den RR-Intervallen gebildet wurde, dargestellt.
Man sieht deutlich die rhythmischen Schwankungen der Herzfrequenz, Fig 14b stellt die
Zeitfunktion nach erfolgter Bandpassfilterung dar. Als Filter wurde in diesem Fall ein Butterworth
Filter verwendet, dessen Grenzfrequenzen bei 0. 1 und 0. 5Hz liegen. In diesem Frequenzbereich ist im allgemeinen die Atmung zu finden Die in dieser Zeitfunktion deutlich sichtbaren rhythmischen
Schwankungen der Herzfrequenz werden also im wesentlichen nur mehr von der Atmung bestimmt.
Diese Zeitfunktion (Ausgangsfunktion des digitalen Bandpassfilters) wird zunachst gleichgerichtet und der Median, Mittelwert oder gleitende Mittelwert M ausreichender Lange dieser
Funktion bestimmt, wie dies in Fig 14c dargestellt ist (zur Schwellenberechnung wurde In diesem
Fall der Median herangezogen) Durch die Multiplikation dieses Wertes M mit einem konstanten
Faktor k (exakter Wert des Faktors k muss je nach gewählter Methode empirisch ermittelt werden (wird der Median herangezogen um M zu berechnen, konnten z. B. mit einem Wert k=0. 5 gute
Ergebnisse erzielt werden)) erhalt man einen Schwellwert S. Die Wahl der Berechnungsmethode für die Schwelle S kann hierbei In Abhängigkeit des Einsatzbereiches gewählt werden So eignet sich z.
B. der Mittelwert oder gleitende Mittelwert besonders für'online'-Berechnungen (geringe
Rechenzelt), der Median hingegen ist dann vorzuziehen, wenn hohe Stabilitäts- bzw. Verlässlichkeitsanforderungen zu erfüllen sind, da sich derselbe bei statistischen, Ausreissern (Messfehler usw. ) stabiler verhält
Ein Atemzyklus (z. B. t1 oder t2 oder t3) entspricht nun folgender Abfolge der gleichgerichteten Zeitfunktion.
- drei steigende Funktionsabschnitte wobei der jeweilige Funktionswert > S ist - zwei fallende Funktionsabschnitte wobei der jeweilige Funktionswert < S ist - steigende und fallende Abschnitte wechseln einander ab - die Länge eines Atemzuges wird durch Summation der Abtastintervalle zwischen den beiden äusseren steigenden Signalabschnitten bestimmt, wobei als Referenzpunkt jeweils der
Schnittpunkt der gleichgerichteten Zeitfunktion mit der Schwelle S herangezogen wird oder wie im Diagramm dargestellt :
- zwei steigende Funktionsabschnitte wobei der jeweilige Funktionswert > S ist - drei fallende Funktionsabschnitte wobei der jeweilige Funktionswert < S ist - steigende und fallende Abschnitte wechseln einander ab - die Länge eines Atemzuges wird durch Summation der Abtastintervalle zwischen den belden äusseren fallenden Signalabschnitten bestimmt, wobei als Referenzpunkt jeweils der
Schnittpunkt der gleichgerichteten Zeitfunktion mit der Schwelle 5 herangezogen wird.
Das Flussdiagramm der Fig. 15 soll den Vorgang der Atemfrequenzbestimmung verdeutlichen Als digitaler Filter kann z. B, ein IIR- Filter der folgenden Art herangezogen werden y (n)"b (0) *x (n) +b (1) ( (n-1) +... +b (nb) *x (n-nb) - a (1) *y (n-1)-...-a (na) *y (n-na)
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wobei x (n) die diskreten Werte (Index n) der Eingangsfunktion darstellen, y (n) die diskreten Werte der Ausgangsfunktion Durch die Wahl der Filterkoeffiziente a(i) und b (l) wird die Art des Filter bestimmt (TP, HP, BP, BS,) die Ordnung und die Grenzfrequenzen So wird z B durch die Wahl von a (I) =1 0 und (i)=0 00128258107896 mit i-0 10 - 7 47185157893836,-0. 00000000000001,
2553923299182077, 0. 00641290539476,
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5266626370610105, -0.
00000000000012,- 70 05046355145201,-0 00000000000028 47 84799164090064,-0. 01282581078937,
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85815407534887,-0 00000000000012,ein Butterworth- Bandpassfilter mit den Grenzfrequenzen 0 1 Hz und 0 5Hz realisiert
Insgesamt stellt diese neue Methode der Atemfrequenzbestimmung aus gemessenen RRIntervallen eine verlassliche und effiziente Möglichkeit dar, allein uber die Messung des EKGs wichtige physiologische Parameter wie z. B die Atemfrequenz oder den Puts-Atem-Quotienten zu bestimmen Letzteres erfolgt durch einfache Division der Herzfrequenz durch die, aus den RRIntervallen bestimmte, Atemfrequenz Der Puls-Atem-Quotlent gibt also an, w) ev) e) e Herzschtäge innerhalb eines Atemzuges stattfinden Bel gesunden Personen liegt dieser, In Ruhe gemessen, bel 4,
das heisst vier Herzschläge pro Atemzyklus
Alle Schritte des In Fig 15 gezeigten Flussdiagramms sind auch bei geringer Rechenleistung (Laptop-, Palmtopsysteme) online' realisierbar Die Atemfrequenz bzw der Puls-Atem-Quotient sind daher nicht wie bisher nur durch komplizierte und rechenintensive, offline Analysemethoden (Spektralanalysen, AR- Modelle.
) im nachhinein zuganglich, sondern schon wahrend der Messung, und können so als Kontrollparameter und/oder in Versuchsablaufen, Regelsystemen usw als zusàtzliche Eingangsgrossen Verwendung finden
Unabhangig zu vorhergehenden Uberlegungen wurde eine neue Methode entwickelt, um ein quantitatives Mass für den Vagustonus aus gemessenen RR-Intervallen zu bestimmen Auch hier wurde besonderes Augenmerk darauf gelegt, das die benötigte Rechenzeit genng ist, und somit auch mit Hilfe kleinerer (Laptop, Palmtop) Systeme die Bestimmung online' erfolgen kann Die Grundidee ist einfach und Intuitiv nachvollziehbar Sie bedient sich der physiologischen Tatsache, dass in Ruhe die Herzfrequenzvanabllität mit der Hohe des Vagustonus korreliert, das heisst, dass die Herzfrequenzvanabihtät zunimmt,
sofern auch der Vagustonus steigt. Eine klassische Methode, ein quantitatives Mass fur den Vagustonus zu erhalten, ist es nun, die Differenzen zweier jeweils aufeinanderfolgenden RR-Intervalle zu betrachten Je grösser die Herzfrequenzvanabllltát ist, desto grosser werden diese Differenzen sein Die Grosse dieser Differenzen ist also ein Mass für die Hohe des Vagustonus.
Ein bisher ungelostes Problem war es jedoch, dass sich diese Differenzen zur Untersuchung mit einfachen statistischen Methoden (Mittelwert z. B. zur Bestimmung des mittleren Vagustonus über eine bestimmte Zelt, Standardabweichung,.) nicht eignen, da die Grundvoraussetzung für deren sinnvolle Anwendung stark verletzt Ist Die Anwendung solcher Methoden setzt eine Normalverteilung oder zumindest eine symmetnsche Verteilung der zugrundellegenden Daten voraus, um verlasslich Interpretlerbare Ergebnisse zu erhalten Die aus den RR-Intervallen gebildeten Differenzen welsen jedoch eine von der Normalverteilung sehr stark abweichende Verteilung auf-Die Verteilung ist im allgemeinen schief.
Die nun folgende neue Methode zur Bestimmung eines Kennwertes für den Vagustonus weist keinen solchen Nachteil auf Auch diese Methode stutzt sich auf die Bestimmung der RR-Intervall-Differenzen, jedoch werden diese nicht direkt zu weiteren statistischen Untersuchungen herangezogen, sondern zuvor folgende zwei wichtige Schntte durchgeführt Zunachst wird der Absolutbetrag über die Differenzen gebildet.
Durch die anschliessende Loganthmlerung wird nun die wichtige Eigenschaft einer näherungsweise Normalverteilung erreicht, da die Absolutwerte der RR-Intervall-Differenzen
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annahernd log-Normalverteilt sind Dieser wichtige Schritt ermöglicht es nun, weitere einfache aber wichtige statistische Untersuchungen wie die Berechnung eines Mittelwertes oder-der Standardabweichung durchführen zu können, ohne wesentliche Einschränkung der Interpretlerbarkelt dieser Ergebnisse. Das Flussdiagramm der Fig. 16 soll die Berechnung eines Kennwertes für den Vagustonus verdeutlichen.
Durch die Einfachheit dieser Bestimmung ist es auch hier möglich z. B den Mittelwert, gleitenden Mittelwert oder Median dieser logarithmierten, absoluten Herzschlagintervalldifferenzen , online' zu bilden, wobei die Ergebnisse als Kennwert für die Höhe des Vagustonus interpretiert werden können Der gleitende Mittelwert eignet sich dabei vor allem zur graphischen Darstellung eines, momentanen' Kennwertes für den Vagustonus über die Zeit, der Mittelwert bzw der Median über einen bestimmten Zeitraum Ist als Kennwert des Vagustonus für den, für die Berechnung verwendeten, Zeitabschnitt Interpretlerbar
Durch die Möglichkeit der, onllne' Bestimmung ist es realisierbar, auch diesen Parameter als Kontrollparameter und/oder in VersuchsablÅaufen,
Regelsystemen usw als zu satz 11 che E) ngangsgrosse zu verwendet.
Alle erwähnten Berechnungen basieren auf der genauen Messung von RR-Intervallen Um alle Bestimmungen vorhin erwahnter physiologischer Parameter, online' durchfuhren zu konnen, Ist es bel Einsatz eines relativ rechenleistungsschwachen Systems (Laptop, Palmtop) nötig, dasselbe durch die Messung selbst möglichst wenig zu belasten. Mit Hilfe der entsprechenden HardwareLösung (siehe Beschreibung der Schaltungsanordnung der EKG Vorauswertungseinheit) konnte dieses Problem jedoch gelöst werden
Das zur Analyse des von der Schaltungsanordnung erzeugten Signals vorgesehene Computersystem ist ein beliebiges handelsübliches System.
Für stationaren Einsatz des Messsystems wird dieses Computersystem vorzugsweise durch einen Desktop-Rechner, fur mobilen Einsatz vorzugsweise durch einen Laptop- oder Palmtoprechner gebildet.
Die bevorzugte Ausgestaltung des Gesamt-Analysesystems ergibt sich direkt aus der Forderung eines möglichst grossen Einsatzbereiches, bei hoher Präzision der Ergebnisse und gunstige Anschaffungskosten Da alle vorhin besprochenen physiologischen Parameter (Herzfrequenz, Atemfrequenz, Puls-Atem-Quotient, Kennwert fur den Vagustonus, Herzratenspektrum) mit den hier vorgestellten neuen Methoden auch dann-online und parallel berechenbar sind, wenn nur eine relativ geringe Rechenleistung zur Verfügung steht (z B Palmtopsysteme) ergibt sich die bevorzugte Ausgestaltung des Gesamtsystems in Verbindung mit einem Palmtopsystem, Insbesondere des Palmtop-Computers HP 200LX Auf diese Weise ergibt sich geringer Platzbedarf und geringes Gesamtgewicht,
was dem System viele neue Elnsatzmoglichkelten eröffnet (Sport, Langzeitmessungen, ambulante Messung,.).
Bei Verwendung der PCMCIA-Schnittstelle des Palmtop-Computers HP200LX wird die gesamte Schaltungsanordnung In einer PC-Card (in der Grösse von 54 x 83 x 5 mm) untergebracht und zudem vom Palmtop mit Energie versorgt (Stromaufnahme < 2mA). Die Schaltungsanordnung verschwindet so zur Gänze im Steckplatz, sodass das physiologische Messsystem die Abmessungen des Palmtops (85 x 160 x 25 mm) annimmt. Das Gewicht des gesamten Messsystems liegt dabei unter 400g Der Palmtop wird mit 2 handelsüblichen Batterien (Typ AA) betrieben und erlaubt damit sogar circadiane Messzyklen.
Bel den gleichen oben beschriebenen Daten kann auch die serielle Schnittstelle des Palmtops verwendet werden. In dieser Ausgestaltung wird die Schaltungsanordnung direkt im Steckergehäuse (30 x 20 x 10 mm) des Schnittstellen-Steckverbinders untergebracht
Bel beiden Ausgestaltungen ermöglicht die Kompaktheit des Systems, die geringe Grosse und das kleine Gewicht in Feldversuchen und der Sportmedizin eine hervorragende onlineUberwachung des Gesundheits-beziehungsweise des Leistungs-Zustandes der angeschlossenen Person
Zur Anzeige der Daten ist ein entsprechendes Displaysystem notwendig (Tell des angeschlossenen Computersystems), wobei sowohl Farb- als auch Monochromdisplaysysteme zum Einsatz kommen können Dieses Displaysystem kann zur Anzeige der gemessenen Zeiten (Flg. 17a)
undloder zur Anzeige der aus diesen Zeiten berechneten Daten (Fig. 17a, b, c, d, e) verwendet werden Diese Darstellung kann dabei sowohl direkt während der Messung online erfolgen, als auch offline, indem auf zuvor gespeicherte Daten zurückgegriffen wird.
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Die Darstellung der Daten erfolgt entweder in Form von xy-Dlagrammen (Ftg 17a-d) oder In Form von Text (Flg 17e) Sowohl on- als auch offline konnen mehrere Diagramm- und/oder Textfenster gleichzeitig angezeigt werden Bel xy-Diagrammen Konnen auf der x-Achse die Expenmentzelt, die Anzahl der Herzschlage oder Frequenzen aufgetragen (Fig 17c) sein. Auf der y-Achse werden die gemessen Zeiten zwischen zwei Herzschlägen selbst oder die aus diesen Zeiten berechneten Daten, wie die Herzfrequenz (Flg 17a), die Atemfrequenz. der Puls-AtemQuotient, eine Masszahl für den Vagustonus (Flg 17b) oder Amplituden von spektralen Anteilen (Herzfrequenzspektrum (Flg. 17c)) dargestellt Statistische Berechnungen wie z.
B Mittelwerte, gleitende Mittelwerte, Mediane, Standardabwweichungen uber die Zeiten selbst oder über die aus den Zeiten berechneten Daten können ebenfalls sowohl graphisch In schon bestehenden oder eigenen xy-Diagrammen (Fig. 17a,b) auf der y-Achse aufgetragen werden als auch In eigenen oder bestehenden Fenstern und/oder Diagrammen als Text (Flg 17c, e) dargestellt werden
Wahrend der Messung kann zur Kontrolle der Herzschlagzeitpunkt akustisch und/oder optisch (Flg 17f) gekennzeichnet werden Diese Kennzeichnung kann auch durch die Schaltungsanordnung und/oder das Computersystem uber eigene Slgnalelnnchtungen 16, wie Summer, Lampe, Leuchtdiode od dgl. erfolgen Patentansprüche :
1 Verfahren zur Ableitung eines den Herzschlag repräsentierenden Signals aus einem EKG-
EMI17.1
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The invention relates to a method for deriving a signal representing the heartbeat from an EKG-S! signal by means of an auxiliary signal, the signal representing the heartbeat indicating the occurrence of a characteristic ECG signal section.
preferably the R wave or the time of the greatest slope of the EKG signal has a representative pulse, and the auxiliary signal follows the EKG signal in a positive rise area during a predefinable tent duration and then decreases exponentially in accordance with a predefinable time constant, the auxiliary signal is compared with the EKG signal, and the functional value of the signal representing the heartbeat is kept at a first value as long as the functional value of the auxiliary signal is below that of the EKG signal and is maintained at a second value as long as the functional value of Hi ) fss) gna)
s is higher than that of the EKG slave
The measurement and analysis of the electrical signals generated during the heartbeat allows important conclusions to be drawn about the state of health of the heart. In particular, the heart rate or its change over time, that is to say the heart rate reading, are interesting.
Also, the measurement of vegetative tone is of great medical interest for diagnostic purposes and for therapy evatuon. A few years ago, possibilities were discovered to measure this tone non-invasively from the heart rate vanability (Bajevsky, Axelrod, Eckhold, Hildebrandt). A distinction is made between a parasympathetic and a sympathetic part of the vegetative nerve The parasympathetic nerve (vagus), which is particularly active during rest and recovery phases, expresses itself above all as a rapid heart rate vanabillate (resplratonic sinus rhythm, RSA). The slower sympathetic nervous system is particularly active in performance phases.
expresses itself as a medium-frequency 10-second rhythm or boring monthly rhythm
From a medical point of view, the measurement of vegetative tone has not only been used to predict the survival of myocardial infarction and myocardial infarction (Bigger, Moser), but also to determine penpheric neuropathy in diabetes and in sports medicine for measuring training and regeneration condition, also for determining the condition of the cardiovascular system, in rehabilitation control after illness , Drug or drug withdrawal, these measurements open up new ways of making medical diagnoses. Vegetative measurements are also of great importance in the field of therapy evaluation (Moser, Lehofer, 1996)
Another,
Very important parameter for determining the vegetative balance is the so-called pulse-breath ratio, which was introduced by Hildebrandt in physiology.This is the ratio of heart rate to respiratory rate, which should be 4: 1 in healthy people at rest, deviations from it associated with characteristic changes in autonomous regulation and appear early in the face of manifest diseases.
The pulse-breath ratio indicator is unspecific, but of great interest for preventive medicine, since it is an early indicator (changes before specific damage). Recovery processes are also associated with an adjustment of the pulse-breath ratio, which is why this indicator is also used is suitable for therapy evaluation
The hislang ht-known analysis systems for determining such physiological parameters from an EKG signal are designed either as stationary or as portable systems
Stationary analysis systems usually offer great computing power, but due to their weight and size they have the disadvantage of a limited area of application (clinical area or laboratory use)
Despite the high computing power, online determinations of physiological parameters such as the respiratory rate, the pulse-breath ratio or the determination of the characteristic values for the vagal tone as well as the calculation of spectral components are only implemented to a limited extent or not at all due to the lack of appropriate methods. Even ovine (computing time inconclusive) often only analysis methods of the ECG device itself are implemented and relatively simple determinations of characteristic values for heart rate analysis are disadvantageous. High acquisition costs are also disadvantageous
EMI1.1
large possible field of application These systems are characterized by the signal recording itself (AID conversion, storage, primitive analyzes (e.g.
QRS complex search)) usually completely
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busy, so that computationally intensive on-line parameter and / or frequency analyzes are not possible at all
Belden systems have in common that they are designed as complete systems, that is, signal transducers, analog / digital converters, storage, display and calculation units, etc. are combined in one system. The disadvantage of complete systems is that the performance and the area of application are predefined, essentially unchangeable sizes.
In addition, complete systems come with high acquisition costs and a corresponding space requirement. Both add to the acquisition costs and the space requirements of computer systems that already exist in today's conceivable areas of application of such analysis systems.
Proposals have already been made for the design of circuit arrangements with which existing computer systems can easily be expanded to powerful analysis systems for ECG signals, thereby avoiding the disadvantages of complete systems
Such a circuit arrangement has a tent point detection device, the inputs of which are connected to electrodes which detect electrical signals generated by the heartbeat, that is to say deliver the EKG signal to the time detection device, which outputs a signal representative of the heartbeat at its output which can be connected to the computer system,
which has a pulse representative of the occurrence of the R wave of the EKG signal
Such a circuit arrangement already carries out a certain preliminary evaluation of the heartbeat signal, which is relatively complex in the form of the Senate, and therefore relieves the downstream computer of a complex task and thus impairing the processing speed chain. The computing capacity thus freed up can be used for the rapid calculation of physiological parameters and their representation. Performance and area of application of an analysis system created by supplementing a computer system with such a circuit arrangement are scalable variables in wide areas by the choice of the computer system.
Examples of such circuit arrangements known to date are those of US Pat. No. 5,065,766 and those of US Pat. No. 4,240,442.
The circuit of US Pat. No. 5,065,766 comprises a comparator, the positive input of the EKG signal and the negative input of an auxiliary signal. Whenever the function value of the ECG signal is greater than that of the auxiliary signal, there is a high voltage value at the output of the comparator, which is also the output of the circuit, and if the function value of the ECG signal is smaller than that of the auxiliary signal, one low voltage value.
The auxiliary signal is generated in that the output of the comparator is led via a diode to a capacitor, which capacitor is further connected to a discharge circuit (formed by a series circuit comprising a resistor and the source-drain path of a field-effect transistor)
EMI2.1
Output of the comparator at a high voltage value, the diode becomes conductive and the capacitor is charged, with which the auxiliary signal follows the EKG signal. As soon as the functional value of the ECG signal falls below that of the auxiliary signal, the comparator outputs a low voltage, which causes the Diode blocks.
The capacitor now discharges through the field effect transistor and the resistor, causing the auxiliary signal to drop exponentially
Changes in the time constant of the exponentially falling course of the auxiliary signals are not addressed at all in US Pat. No. 5,065,766.
When US-PS-4 240 442 is used to detect the R-waves in an EKG signal, the EKG signal is first passed through filters, slew rate limiters and rectifiers and then to the actual R-wave detection device, formed from a peak detector, variable switching threshold, comparator and monoflop. The peak detector consists of a first amplifier, the output of which is connected via a resistor and a diode to the first terminal of a capacitor, the other terminal of which is connected to ground. A resistor is connected to this capacitor.
The voltage across the capacitor is fed to the first input of the comparator via a second amplifier and a voltage divider
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whose other input is the raw ECG signal
At the output of the second amplifier there is an auxiliary signal due to the selected circuit structure, which essentially corresponds to that of US Pat. No. 5,065,766. If the function value of the ECG signal present at the positive input of the first amplifier is higher than that at the negative input of this first amplifier pending auxiliary signal - which is the case, for example, when an R wave occurs (see column 5, cells 34-36)
- the output of the first amplifier takes on approximately the value of its positive supply voltage and thus charges the capacitor. The voltage applied to it, which is amplified by the second amplifier to the high frequency signal, rises and thus follows the ECG signal as soon as the function value of the ECG signals become less than the auxiliary signal, the output of the first amplifier takes on the value of the negative supply voltage, the diode blocks and the capacitor discharges through the resistor, so that the voltage on the capacitor, which is amplified by the second amplifier to the auxiliary signal, takes on an exponentially falling curve
This auxiliary signal is now via the voltage divider, which only lowers the level of the signal
its course, however, does not change, is fed to the comparator, from which it is compared with the ECG signal. The signal present at the output of the comparator is now kept at a first value as long as the function value of the auxiliary signals (attenuated via the voltage divider) is below that of the EKG signal lies and is kept at a second value as long as the functional value of the auxiliary signal lies above that of the EKG signal
The voltage divider cannot change the course of the auxiliary signal (follow the EKG signal as long as the capacitor is being charged, then exponentially falling course by discharging the capacitor). US Pat. No. 4,240,442 does not specify any other measures either.
with which such a change in course can be brought about
Other previously known circuit arrangements derive the signal representing the heartbeat from the EKG signal according to the following procedure. An auxiliary circuit-internal signal is generated which follows the EKG signal in a positive rise area and then exponentially decays according to a predetermined time constant After the auxiliary signal has dropped by approx 4, 5V has dropped from its maximum value, the time constant is increased by a constant value.
As soon as the auxiliary signal passes into the exponentially falling section, the feedback loop of an amplifier, at the input of which the ECG signal is present, is interrupted, causing its output to assume the potential of the negative operating voltage.This potential change triggers a monoflop that has a pulse at its output predefined length (250ms) This pulse serves as a start-stop signal for a tent measurement process
This method has the following disadvantages.
In practice, disturbances are superimposed on the ECG signal due to movements and scattering, and the amplitude of the ECG signal ISt is not constant due to movements of the chest (as with strong breathing and exhaling),
EMI3.1
h Individual disturbances to or do not generate any impulses with regular R-waves.
In the known circuit arrangement described above, the tent constant of the auxiliary signal is increased after the auxiliary signal has dropped by a constant value. The voltage value of this point increases with the heart rate, as a result of which an R wave with a smaller amplitude cannot be detected especially at higher heart rates (Flg 5c)
In order not to get a double detection of the R wave at an ECG signal loaded with disturbances and to avoid an erroneous detection of the T wave of the ECG signal (especially in this area the auxiliary signal drops rapidly with the initially small time constant, and thus gets into the vicinity of the T-wave) a monoflop is triggered when the potential of the operational amplifier changes,
and thus no further impulse is allowed for 250 ms. This is a considerable disadvantage, since the fault is detected as an R spike just before the R spike, and the actual R spike is treated and suppressed as a disturbance. With this circuit arrangement there is thus no information about the quality of the EKG signal, that is to say
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Impacted interference signals (e.g. the network hum) go unnoticed and blatantly falsify the measurement result
The object of the invention is to provide a method of the type mentioned at the outset which avoids these disadvantages, detects all R-waves as flawlessly as possible and at the same time ignores the interference superimposed on the heartbeat signal.
According to the invention, this is achieved in that the exponentially falling course of the auxiliary signal is changed by regulating the time constant as a function of the current heart rate
The aim of regulating the tent constant of the auxiliary signal is for the auxiliary signal to hit the lower region of the R-peak increase. This ensures that small R-waves (caused, for example, by strong breathing, see Flg. 5c) are not "overlooked". The level of the auxiliary signal can be matched to the current heart rate, thereby preventing the R -Wig various positive increases in the EKG signal lead to the generation of (false) impulses.
Another object of the invention is to provide a method for determining the time interval between two heartbeats (RR interval) from a signal formed in accordance with the above procedure. This procedure is intended to provide correct RR intervals even if the exponential declining course of the H) tfss despite the heart rate! gna) s misdeeds were generated, which z. B. arise when the auxiliary signal hits the EKG signal too early (before the R wave) or the EKG signal causes small disturbances such. B. by muscle artifacts, net hum, etc. hits.
According to the invention, this is achieved in that the time intervals between two immediately successive pulses are compared with an interference-free time interval and that the RR interval is formed by adding up a time interval that lasts longer than the interference-free time interval and all tent intervals that are immediately following it and are shorter than the interference-free time interval becomes.
The interference-free time interval is considered to be relatively immune to interference immediately after the R wave due to the large voltage gap between the ECG signal and the auxiliary signal and is also referred to below as an interference-free area (see FIG. 8c).
In addition, this procedure significantly reduces fault-related incorrect detections, such as pronounced muscle tension, coughing or direct pressure on the electrodes, etc. For everyday work measurements, electromagnetic interference can overlay a network hum caused by electromagnetic radiation, which can be caused by additional detections at intervals its period is recognized, whereby an important statement about the quality of the EKG signal and thus about the meaningfulness of the measurement can be made. This method thus enables measurements in everyday life without significantly restricting freedom of movement.
In this context, it can be provided in a development of the invention that the interference-free time interval is formed by averaging already known RR intervals and multiplying by a factor k.
The value of the factor k is approximately 0.5. Depending on the filter types and time constants selected for the circuit arrangement according to the invention, the properties of the corresponding signals (ECG signal, auxiliary signal, interference) change, so that a given configuration of the circuit arrangement optimal, exact value for the factor k can be determined empirically in the sense of the best possible error reduction.
The interference-free tedding interval determined on this catfish adapts optimally to the currently prevailing heart rate, which ensures that, regardless of changes in the heart rate, only impulses resulting from disturbances are masked out
Another object of the invention is to provide a circuit arrangement for carrying out the method according to the invention for deriving a signal representing the heartbeat from an EKG signal
The circuit arrangement according to the invention initially has the time detection device already known from the prior art, at the input of which the EKG signal and at its output, which can be connected to a computer system, is applied to the signal representing the heartbeat,
wherein the input of the circuit arrangement via a series circuit of amplifier and diode polarized in the direction of flow with the first connection of a
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Is connected capacitor, the second terminal of which is connected to ground and which is connected to at least one discharge resistor
In order to be able to carry out the comparison of the HF signal with the EKG signal provided according to the invention, the invention provides that the first connection of the capacitor is connected to the first input of a comparator.
the ECG signal is applied to its second input
For the inventive change of the exponentially falling course of the auxiliary signal by regulating the tent constant as a function of the current heart rate, according to the invention either a sensor circuit comprising at least two discharge resistors is provided, the first discharge resistor being short-circuited via a switch controllable by the computer system, or the at least one discharge resistor in its resistance value is changeable by the computer system
By using two discharge resistors connected in series, the tent constant can assume two specific values, which can be selected particularly easily via a digital output of the computer system,
The advantage of the discharge resistance, which can be changed in terms of its resistance value, is that a multi-stage or infinite change in the time constant of the exponentially falling distribution is possible, which means that it can be adapted particularly precisely to the current heart rate, which entails particularly efficient interference suppression
According to a particularly preferred embodiment of the invention, it can be provided that the amplifier is formed by an operational amplifier, to the positive input of which the EKG signal is present and whose output is connected via a sensor circuit comprising a diode and resistor to the negative input of the comparator, which is provided by a second Operational amplifier is formed, is connected,
that the at least one discharge resistor is connected with its first connection to the cathode of the diode and with its second connection to the negative input of the amplifier.
The amplifier and comparator can thus be formed by a single component,
EMI5.1
external shading is very simple, so that this circuit structure generally results in a small and functionally reliable design of the circuit arrangement
Another feature of the invention can be that at least one filter circuit is connected upstream of the input of the time detection device.
This can be used to suppress interference interspersed in the EKG signal that has different frequencies from the EKG signal. The signal-to-noise ratio between the ECG signal and the auxiliary signal within the safe area can be increased by using a suitable choice of high pass (e.g. high pass 1 Ordn g, fg = 3 4Hz) In Fig. 1-9 the amplitude of the T wave of the EKG signal is reduced (Flg. 8c).
It can further be provided that at least one amplifier circuit is connected upstream of the input of the time detection device
The ECG signal can thus easily adapt to the input sensitivity of the time detection device, which can be interesting, in particular, in the presence of the filter circuits mentioned above, which have weakened the ECG signal too much.
In a further embodiment of the invention it can be provided that the input of the point detection device is connected to the electrodes receiving the EKG signal, which electrodes are connected to protective circuits
This protects both the person whose EKG signal is being measured and the circuit arrangement itself from excessive voltages.
According to a particularly preferred embodiment of the invention, it can be provided that the output of the time detection device is routed to a standard interface. This allows the circuit arrangement according to the invention to be connected directly to a computer. Additional level adjustment devices can be dispensed with
In this context it can be provided that the standard interface through a serial interface (RS232, RS422 or the like), a parallel interface (PCMCIA,
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! dead! ! e,) EC bus. PC plug-in pod dg!) L) right shaft! ter or the like) is formed
Such interfaces are available on computers of all types, so that the invention can be connected to any existing computer system.
According to another embodiment of the invention, it can be provided that the output of the time detection device is connected to a counter module or a PIT (Programmable Interrupt Timer), which in turn is routed to the standard interface
With the help of such components, the heartbeat intervals can be measured, so that numerical values are already transmitted to this vanante of the invention and the workload is thus relieved even further
Another feature of the invention can be a voltage supply device which obtains the operating voltage of the circuit arrangement from a line of the standard interface which is supplied with voltage by the computer system.
The circuit arrangement according to the invention thus manages without a separate power supply unit, which in addition to the material spamls also entails an increase in user-friendliness
The invention is explained in more detail below with reference to the accompanying drawings
1 shows a block diagram of an inventive device that can be connected to a computer system
Circuit arrangement for deriving a signal representing the heartbeat from an EKG signal,
2 shows a circuit diagram of electrodes connected to electrodes for recording the EKG signal
Protective circuits,
Fig. 3 curves of the ECG signal, auxiliary signal and signal representing the heartbeat
Application of the method according to the invention;
Figure 4 shows the circuit diagram of a preferred embodiment of the invention
Circuit arrangement,
5a-d curves of the ECG signal, auxiliary signal and the signal representing the heartbeat when using the method according to the invention in the case of different sizes
Time constants of the auxiliary signal,
6 shows the circuit diagram of the voltage supply device according to the invention
Circuit arrangement;
EMI6.1
when using the method according to the invention in the case of disturbances interspersed in the EKG signal, Flg. 9 a staircase function formed from the measured heartbeat intervals, FIG. 10 the staircase function sampled at high frequency according to FIG. 9, FIG. 11 the effects of the individual steps for the creation of the sampled
10 necessary steps in the time and frequency range, FIG. 12a a diagram in which the measured heartbeat intervals are plotted against your index, FIG. 12b the time function obtained by transforming the function according to FIG. 12a, Flg. 13 a typical heart rate spectrum, FIGS. 14a-c the effects of the individual steps for determining the respiratory rate from a sampled time function according to FIG. 12b on this time function;
15 shows a flowchart of the procedure for determining the respiratory rate from a sampled time function according to FIG. 12b, FIG. 16 shows a flowchart of the procedure for determining a characteristic value for the patient
Vagal tone from measured RR intervals, and Fig.
17 the display of the computer system during a measurement process
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In order to be able to determine the physiological parameters heart rate, respiratory rate, pulse-breath ratio, heart rate spectrum and characteristic values for the vagal tone solely from the measurement of the ECG signal, an exact measurement of the heartbeat intervals is necessary, i.e. the exact measurement of the time interval between two successive ones Heartbeat periods
The task of a circuit arrangement already presented above for generating a signal representing the heartbeat is therefore to prepare an EKG signal in such a way that
That a simple and highly precise time determination of the heartbeat intervals is made possible in connection with a computer system. In order to enable the use of small battery-operated palm top systems, which should also calculate the described physiological parameters without the computer system has to be relieved of the circuit arrangement as good as possible happens in particular by the fact that the EKG signal is neither converted from analog to digital, nor is it processed or spelled out in any form in the computer system,
only the times from one heartbeat to the other are recorded with high accuracy for the calculation of the physiological parameters
The methods described below for calculating physiological parameters from measured heartbeat intervals require high-precision ECG compensation with the greatest possible insensitivity to environmental influences (electromagnetic radiation) as well as to superimposition of the ECG signal by muscle tension as a result of movements, for example, in everyday measurements or In use for sporting activities
1, to which reference is made below, shows a block diagram of a circuit arrangement,
with which a signal representing the heartbeat is derived from an EKG signal
The ECG signal required for the calculations mentioned is obtained via a chest wall lead with two electrodes 1 and 2 and a third reference electrode 3. To achieve the time resolution of at least 1 ms required for the subsequent analyzes, irradiation can be reduced to a minimum by using shielded electrode lines become
A protective structure 4a, 4b, 8 is provided at the inputs of the circuit arrangement, which protects the circuit arrangement itself and the person connected to the electrodes 1, 2, 3 from excessively high potentials. As shown in FIG.
2 shown in the simplest case, a first diode D2 per electrode, its cathode with the negative operating voltage V- and its anode with the respective electrode, and a second diode D1, its cathode with the respective electrode, and its anode with the positive operating voltage V + Circuit arrangement is connected With this, the potential applied to the electrodes 1, 2, 3 can at most assume the height of the positive or negative operating voltage plus the forward voltage of the diodes D1, D2. The current through the diodes D1, D2 is limited by a resistor R in one In a preferred embodiment, the electrode 1, 2, 3 is followed by a varistor V against ground, which is subject to electrostatic discharge (charging takes place through charge separation upon contact with highly insulating materials such as plastic floors,
Plastic clothing, chairs and car seats, packaging materials, etc. In the worst case with low air humidity up to 40kV) the circuit arrangement protects against destruction. A maximum holding voltage of 30V arises at the varistor V, which is equal to the value with the diode arrangement D1, D2 and the resistor R described above the operating voltage plus the diode foot voltage is limited. In the amplifier downstream of the protective structure, radiated high-frequency signals (for example from radio or cell phones) can be demodulated on internal diodes.
Generating disturbing DC voltages For this reason, in a further preferred embodiment, the varistor V is followed by a Ttefpass filter, consisting of a coil L and a capacitor C.
According to this protective structure, the level of the EKG signal is increased in an amplifier 5, which is constructed with operational amplifiers or discrete transistors, to the value suitable for the time detection device 13. In a preferred embodiment, amplification takes place in a first amplifier stage 6 with an instrumentation amplifier Instrumentation amplifier, the average voltage of the bel the input electrodes 1, 2 is coupled out, amplified, inverted and amplified in an amplifier stage 7
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via a protective structure 8, consisting of the diode protection circuit D1, D2 described above, a resistor R for current limitation and a varistor V,
fed to the third reference electrode 3 This configuration of the circuit arrangement reduces interference, and
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Electrode positioning possibly existing G) e! Chanting tension! In the ECG lead, which improves the modulation capability of the first amplifier stage 5
This is important because it protects those connected to the electrodes 1, 2, 3
Person the circuit arrangement is operated with a low operating voltage. The pre-amplified ECG signal is fed to a second amplifier stage 10 after a simple high-pass filter 9.
This design of amplifier stage 5 gives you low frequencies
Fluctuations or even DC voltage components of the derived voltage when the EKG signal is running on the neutral line are selected by selecting the high-pass filter (e.g. high-pass order fg = 3.4 Hz), the T-wave of the EKG signal is flattened, and the interference voltage distance between the auxiliary signal and the ECG signal is increased by the direct use of the ECG pre-evaluation module with a computer system can be medium
Frequencies that arise on screens during image and line changes are electromagnetically coupled in. For this reason, amplifier stage 5 can be followed by a low-pass filter 11.
or the last amplifier stage can be configured as a PI element. The heartbeat signal obtained in this way is fed to the detection unit 13 for the detection of the R waves. A further embodiment provides the possibility of detecting the greatest slope of the EKG signal before Bel. In this embodiment, the EKG signal before the detection unit 13 is still differentiated
12, or the last amplifier stage can be configured as a PD element. The differentiated ECG signal obtained in this way is then fed to the detection device
The time detection device 13 and thus the circuit arrangement according to the invention are connected to the computer system via any interface.
The connection via standard interfaces is primarily provided.This standard interface can either be a serial interface (RS232, RS422 or the like), a parallel interface (PCMCIA, printer interface, IEC / IEEE bus, PC slots or the like) or an optical interface ( IRDA, optical waveguide or the like) If a wireless connection to the computer system is necessary and the use of optical transmission is not possible due to the distance or shadowing of the light beam, the heartbeat time information can also be transmitted by radio.
In this case, the receiving unit can then be connected to the computer system again via the interfaces mentioned above
The method according to the invention, according to which the time detection direction 13 derives the signal representing the heartbeat from an EKG signal, can best be illustrated using FIG. 3
An auxiliary signal is generated which follows the EKG signal in a range of positive increases for a predeterminable time period and then falls exponentially in accordance with a predefinable time constant.
This auxiliary signal is compared with the EKG signal and the functional value of the signal representing the heartbeat is formed from the result of this comparison. This is kept at a first value as long as the functional value of the auxiliary signal is below that of the EKG signal and is kept at a second value than the function value of the auxiliary signal is higher than that of the EKG signal.
This results in a rectangular course of the signal representing the heartbeat, which has the representative pulse of the occurrence of a characteristic EKG signal segment, preferably the R-wave or the time of the greatest rise in the EKG signal
A particularly preferred circuit arrangement for carrying out this method, that is to say a concrete construction of the time detection device 13, is shown in FIG. 4
This circuit has an input, which is formed by the positive input of an amplifier U3a, to which the EKG signal is present, and an output, which can be connected to a computer system and to which the signal representing the heartbeat is present,
The input of the circuit arrangement is connected to the first connection of a capacitor C7, the second connection of which is connected to ground, via a series circuit comprising amplifier U3a and diode D4 polarized in the direction of flow.
Thus, the capacitor C7 from the EKG signal led via the amplifier U3a via the
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Diode D4 charged, i.e. the voltage at capacitor C7 follows the rising ECG signal. The resistor R13 connected between diode D4 and capacitor C7 serves to limit the current and prevents the amplifier U3a, which has been designed as an operational amplifier, from oscillating due to the capacitive load C7 in the event of a falling ECG signal If the potential at the anode of the diode D4 is lower than at the cathode, so that the diode D4 blocks. The capacitor C7 is connected across the at least one discharge resistor. In the embodiment shown, a series circuit of two discharge resistors R10 is used for this.
R11 provided - the first terminal of which is connected to the cathode of the diode D4 and the second terminal of which is connected to the negative input of the amplifier U3a, slowly discharging with the discharge time constant C7 * (R1 0 + R11), as a result of which the voltage on the capacitor C7 now becomes one The voltage at capacitor C7 thus represents the auxiliary signal. In order to be able to compare this with the EKG signal, the first connection of capacitor C7 is to the first input of a comparator U3b, which, like the amplifier U3a, is designed as an operational amplifier , connected
This comparator U3b, at whose second input the ECG signal is present, carries out the comparison of the ECG signal and auxiliary signal already explained above and generates at its output,
which simultaneously represents the output of the tent point detection device 13 according to the invention, the signal representing the heartbeat
Since the ECG signal is present at the positive input and the auxiliary signal at the negative input of the comparator U3b in the embodiment of the invention shown in FIG. 4, its output becomes negative as long as the functional value of the auxiliary signal is above that of the EKG signal and the functional value of the auxiliary signal is below that of the EKG signal, driven into positive saturation. The first function value of the signal representing the heartbeat thus corresponds to the positive and the second function value to the negative operating voltage of the circuit arrangement.
With this type of detection, two possible interference factors are disregarded.On the one hand, the heart rate has a wide range with 20 beats per minute in sleep and 220 beats per minute when exercising, and on the other hand the amplitude of the R-waves is not constant and depends on the electrodes , from the electrode contact resistance, the lung filling, from the skin resistance, i.e. also from sweating and is also subject to strong fluctuations during body movements.For these reasons, as shown in FIGS. 5a to 5b, incorrect detection or, in some cases, failure to generate a pulse can occur
Flg. 5a shows a heartbeat signal with a correctly coordinated discharge time constant, in Flg.
5b and 5d lead to discharge tent constants which are too small, so that the auxiliary signal towards the end of the heartbeat pentode already has such low function values that the R wave has positive positive ECG signal sections leading to the generation of pulses. FIG. 5c finally shows the effects of a too high discharge time constant can be seen. The amplitude of the second R wave is too low to be able to reach the currently prevailing functional value of the auxiliary signal, as a result of which there is no pulse that is actually to be generated
In order to avoid such incorrect detections and the absence of a pulse to be generated, the exponentially falling course of the auxiliary signal is changed by regulating the time constant as a function of the current heart rate.
This change takes place concretely in such a way that a small time constant is selected for relatively high instantaneous heart rates and a large time constant for relatively low instantaneous heart rates.
This change in the time constant is implemented by the function block denoted by 14 in FIG. 1. A Moghch chain of its structural design is shown in FIG
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R11 provided. a switch U4 being arranged parallel to the first discharge resistor R11.
This switch U4 can be controlled by the computer system, that is to say can be closed, as a result of which the discharge resistor R11 is short-circuited. For discharging the capacitor C7 there are either both (discharge time constant = C7 * (R10 + R11)) or only the resistor R10 (discharge tent constant = C7 * R10) effective The advantage of this configuration is that only one output line of the interface is required to switch the time constant, which must assume the state low or high depending on the required time constant. The transistor Q1 is used with the
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Resisted R 12, R 15 and the diodes D5, D6 of the level adjustment between the interface and the switch U4
As an alternative to this configuration, the discharge resistance,
or if several discharge resistors are provided (R10 and R11), one of them, the resistance value can be changed. Depending on the interface used, this resistance is controlled either by serial or parallel protocol by the computer system. This enables the discharge time constant to be precisely adapted to the ECG signal just derived according to software-defined criteria (heart rate, respiratory rate,).
If the circuit arrangement is connected to the computer system via a serial or a parallel interface,
the circuit arrangement can thus be supplied with energy directly from the interface via a voltage supply device 15. The operating voltage of the circuit arrangement is obtained from a line of the interface which is supplied with voltage by the computer system. A possible configuration of the voltage supply is shown in FIG. 6.
The capacitor C'd serves as a backup capacitor for current fluctuations, which would produce excessive voltage fluctuations at the sometimes relatively high output resistance of the interface, and to compensate for any short voltage dips that occur during interface handling. The diode D 'prevents the capacitor C' from being discharged in the event of the voltage dips mentioned and prevents the application of a voltage with the wrong polarity, as would be possible when using serial interfaces (for example the RS232 interface). In a further embodiment, depending on the voltage value present at the interface, the capacitor C 'can have a voltage converter (up or down Controller)
and / or follow a voltage regulator
In the preferred embodiment, the edges or pulses supplied by the circuit arrangement are detected by interrupt or polling technology via the standard interface. The tent measurement between two successive flanks or pulses can thus be carried out by a corresponding software implementation by the computer system
If the standard interface does not adequately support these techniques (polling, interrupt), or if the operating system of the computer system prevents an appropriate implementation (lack of real-time support), it is also possible in a further embodiment of the circuit arrangement to directly program the time by appropriate programming of standard interface modules (integrated Counter),
or an additional PIT (Programmable Interrupt Timer, Flg. 1.17), and to transmit the coded measurement result itself via the standard interface to the computer system. The input signal of such a module 17 forms the signal representing the heartbeat, which may be level-adjusted. The result of the time measurement can then be read out by the computer system at a given time (depending on the computer system or operating system used). The block diagrams of FIG. 7 are intended to illustrate this.
In all of the cases described above, the measured tents are processed further by the computer system. In order to reduce the incorrect detection of the circuit arrangement caused by disturbances (muscle artifacts, network, HF), the following new method has been implemented in software: Due to corresponding disturbances, the circuit arrangement may generate a pulse even though no R-wave has occurred at this point in time The process is to be illustrated by the following explanations, to which reference is made to Flg 8a-c.
For the sake of clarity, FIG. 8a shows the method according to the invention of the R-peak or peak value detection (a differentiation of the EKG signal beforehand is necessary to detect the time of the greatest slope). In order to detect the R wave, the EKG signal is compared with an auxiliary signal which is formed in a snow-covered area within the circuit arrangement.
At the output of the comparator used for this comparison is the signal representing the heartbeat, which has pulses when R-waves occur or when the greatest rise in the EKG signal occurs
In the present circuit arrangement, a disturbance immediately following the actual occurrence of the R-wave can be very large without pretending to be another "R-wave" (disturbances are generally much smaller than the R-wave). Flg 8b makes it clear that the smaller the
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Amplitude of the auxiliary signal actual,
This means that the later the fault occurs after the R wave, depending on the tent constant of the auxiliary signal for the discharge process, the error probability increases with increasing RR interval length (decreasing heart rate), since the discharge process lasts for a correspondingly long time, and so the amplitude of the auxiliary signal becomes smaller and smaller If the amplitude is so small that it comes in the range of possible disturbances (e.g. due to muscle artifacts), or if the auxiliary signal hits the ECG signal too early (ie the auxiliary signal does not hit the R wave, but already signal sections before), so further impulses are generated, which mark the occurrence of exchanged R-waves. The area immediately after an R-wave is safe from interference (a disturbance had to have approximately the amplitude of the R-wave,
to "replace" the circuit with another R-wave, this fact can be exploited in software-related ways by an algorithm to reduce possible errors. The method according to the invention on the basis of this algorithm for determining the time intervals between two heartbeats (RR interval) proceeds as follows
The time interval t1, t2, t3, t4 between two immediately consecutive pulses are first compared with an interference-proof time interval S. The RR interval is then calculated by adding up a time interval t1 that is longer than the interference-proof time interval S and all immediately following it, shorter than the interference-proof one Time interval S lasting time intervals t2, t3 are formed
If an interval t4 is measured, the duration of which is longer than this time interval S,
the tent measuring process of the previous RR interval is thus completed and this time interval t4 is already assigned to the following RR interval. The time intervals t1, t2, t3 summed up before the detection of this time interval t4 form the duration of the currently valid RR interval.
The interference-proof time interval S is formed by averaging already known heartbeat intervals and multiplying by a factor k (value of k ca 0 5, depending on the specific design of the circuit arrangement (filter types, time constants) according to the invention, in the sense of the best possible error reduction of the determined value) mean RR interval time is e.g. B. formed by the formation of the moving average from previously measured valid RR intervals. Multiplication by the factor k results in a time interval S which marks a "safe" area
This methodology is illustrated in Flg 8c. The time t1 is greater than the previously calculated safe time interval S.
To a certain extent, the tent interval t1 marks the beginning of the current RR interval. The times t2 and t3 are now added to this tent t1, since these are smaller than the time interval S. The time t4 is in turn greater than this; Time interval S and thus marks
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of the just past valid RR interval The disturbances assumed arbitrarily in this example do not influence the measurement result (duration of the RR interval) by the implementation of this method in any way (for the sake of simplicity the term RR interval was always used here , if the time of the greatest slope of the ECG slave is used as a reference point)
The basis for determining the physiological parameters heart rate, respiratory rate,
Pulse-breath quotients, the heart rate spectrum and parameters for the vagal tone alone by measuring the ECG is the exact determination of the beat-to-beat heart rate, i.e. the exact determination of the time interval between successive heartbeat penodes. This is generally the time interval between two successive R -Jumps or two points of greatest slope of the underlying ECG measured The time resolution of the measurement should be at least 1 ms when using the methods described below to determine the above-mentioned physiological parameters
The methods for determining the physiological parameters respiratory rate, pulse-respiratory quotient and the heart rate spectrum are essentially methods,
which are based on an investigation in the frequency domain
The first essential step consists in the formation of an equidistantly sampled time function from the measured RR intervals of the EKG. The determination of such a time function is therefore absolutely necessary, since conventional digital ones are used
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Signal processing methods such as filtering or Fourier analysis (FFT, PSD, AR) an In aqu! d) constant time intervals must be available.
This means that for further treatment of the Zett function formed from the RR intervals, the same must first be converted into an aqutdistantly sampled.The result of this transformation is therefore a function which enables the determination of the current heart rate at precisely defined equidistant times some methods are already known which all work essentially interpolative. All these methods have in common that the result depends very much on the chosen interpolation method.
This is important because all these methods have in common that the effect of most interpolation methods in the frequency domain has not been investigated and is also very difficult to grasp mathematically in general, since methods of digital signal processing such as Fourier analyzes, filtering etc. are then used very often afterwards , which have a precisely defined effect in the frequency domain, for example to investigate certain spectral components of the underlying time function, the resulting results can only be interpreted to a limited extent, since methods (interpolation) are used in the approach to the formation of the equidistantly sampled time function Impact Not known in the frequency domain or very difficult to consider methodologically.
As a result, the results of digital signal processing methods, which follow the formation of the equidistantly sampled time function determined on these catfish, are influenced in unknown or very elusive catfish and can therefore only be interpreted more restrictively.
The following new methodology for determining an equidistantly sampled time function from measured RR intervals is much less critical in this regard and thus allows a far more reliable interpretation of subsequent calculations (Thomas Nlederl, diploma thesis development of software systems for evaluating physiological measurement data as part of the space project RLF ( Russian Longterm Flight), Graz University of Technology, 1996)
The first step is the formation of a staircase function, which is formed from the measured RR intervals (FIG. 9).
In the case of the heart rate, which is around 60 beats / min at rest (1beaUs), no fluctuations above the frequency of 1 Hz are to be expected (modulation frequency <= Signal frequency). In general, it would be sufficient to scan this staircase function with e.g. 4Hz. Previous methods also work in exactly the same way, but the steps are smoothed beforehand with interpolation methods with all the disadvantages mentioned (unknown and / or elusive effects in the frequency range). The new method is based on the idea of scanning the staircase function at a frequency which is much higher than it initially appears to be necessary (e.g., tOOHz-schematic) (Fig. 10 clarifies).
The process of this scanning has precisely defined and known effects in the frequency domain. This process corresponds to a multiplication of the staircase function by the scanning function, which consists of a sequence of Dlrau pulses arranged equidistant in time (symbolized by the vertical lines). In the frequency domain, this multiplication corresponds to a convolution of the Fourier transform of the staircase function with the Founer transform of the sampling function. The founer transform of the scanning function is in turn a sequence of Dirac pulses arranged equidistantly on the frequency axis.
The corresponding convolution in the frequency domain is thus both precisely defined and easy to grasp mathematically, since the convolution of any function with a sequence of Dirac pulses is trivial ISt. The scanning process can be summarized as shown schematically in FIG. 11
Each section is precisely defined both in the time domain and in the frequency domain and is easy to grasp mathematically. The staircase function is not very well suited for further analyzes without further pretreatment, since, due to the shape of the staircase itself, disturbing high-frequency components can be found in the frequency range, which in turn become disruptive in the frequency range to be examined in the course of subsequent analyzes due to the known aliasing effect (approx. 0-4Hz) can affect.
By selecting correspondingly high sampling frequencies (e.g. 100 Hz), it is possible to largely suppress aliasing effects, since frequency components above 50 Hz (half sampling frequency) can be neglected in the time functions formed from RR intervals. Previous methods attempt these disturbing frequency elements with the help suppress interpolation methods.
For this purpose, the stairs of the tedder function
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general smoothed by appropriate interpolation methods Exactly this process, however, has hardly been investigated and mathematically elusive effects in the frequency domain, and thus considerably limits the interpretability of subsequent analyzes in the frequency domain
In contrast, the following smoothing can be carried out in the course of the new method using standard methods of digital signal processing. For example, filtering with simple moving average filters or more complicated filtering methods such as FIR, IIR filtering.
usable All of these methods have in common that they have precisely known, easily understandable effects in the frequency domain (in contrast to interpolation methods). So it is z. B by filtering with a suitable digital filter (FIR, IIR,) which attenuates frequencies> = 2Hz accordingly, it is possible to smooth the function and then without, A!) As) ng effects d! e To reduce the sampling rate to 4Hz, since after appropriate filtering there are no frequencies above half the sampling rate (in this case 2Hz). The reduction to a sampling rate of 4Hz can be done in this case simply by using a previously selected sampling frequency of 100Hz only every 25 samples are used for further calculations,
whereby the previous filtering by this process of reducing the sampling rate does not violate the sampling theorem, i.e. there are no disruptive, aliasing effects.The result in this example is a time function sampled with 4Hz aquidistant, whereby all steps to form the same are precisely known and easy have tangible effects in the frequency domain. This function can subsequently be analyzed with the help of standardized methods of digital signal processing, whereby the interpretability of the results is at no time subject to any restrictions. Furthermore, it is easy to implement appropriate variations of the method,
without having to change the algorithms significantly. Changes in the sampling frequencies (4 Hz may be too little in performance physiology, for example) can be easily implemented (appropriate adaptation of the digital filter to reduce the sampling frequency). The type of digital filter itself can vary depending on the required
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(with known effects in the frequency domain), so that appropriate algorithms can cover a wide range of applications. The method presented here is also superior to most interpolation methods with regard to the required computing time, and can therefore also be used with suitable implementation for online determinations of physiological parameters.
The belden diagrams Fig. 12a and 12b are intended to illustrate the process further
The raw data, that is the measured RR intervals, are plotted in their index in Flg 12a, each RR interval being identified by a circle. FIG. 12b shows the associated time function which is obtained by the method described above. The equidistant sampling times of the time function are marked with circles. The smoothing effect can be clearly seen, which is achieved by using an appropriately selected digital filter (cut-off frequency <2 Hz) before the sampling rate is reduced from 10 Hz to 4 Hz.
This time function is subjected to a Fourier analysis to determine the heart rate spectrum. All standard methods (FFT, Welch-PSD, Barlett-PSD, AR models,) can be used for the calculation without restriction
As an example, a typical heart rate spectrum is shown in FIG. 13, which was calculated using the methods described above.
The calculation method according to Welch was used to calculate the power spectral density of the previously sampled time function (formed from previously measured RR intervals). Clear spectral components are in the area of breathing (approx. 0.3-0 35 Hz) and in the area of blood pressure rhythm ( approx. 0 1 Hz). This means that the physiological fact of the frequency modulation of the heart rate by breathing is well pronounced, as is generally the case with RR intervals measured at rest. The very slow rhythms ( <0 12Hz) have a number of physiological causes (blood flow rhythms) and are important for further analysis of the sympathetic tone.
Known integrative methods make it possible to determine characteristic values for them from the heart rate spectrum.
On the basis of the previously analyzed, time-scanned time function, a new, efficient method was developed for determining the respiratory rate, which is based on digital
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Filtering in the tent area supports the well-known physiological fact that
At rest, the current heart rate increases in the course of inspiration (inhalation) or decreases during expiration (exhalation). The heart rate therefore oscillates in time with breathing (frequency modulation of the heart rate by breathing).
The following method makes it possible to determine the frequency of this fluctuation from the measured beat-to-beat heart rate. The respiratory rate is generally at rest between 01 and O.5 Hz (see also heart rate spectrum). The idea now lies in the equidistantly sampled time function, filter that was formed from the RR intervals by the previous method.
A digital bandpass filter is used, with the cutoff frequencies at f1> = 0. 1 or f2 <= 0 5Hz
The resulting time function is essentially only modulated by breathing
Blood pressure rhythms and even slower rhythms (thermoregulative, ...) are through this
Filtering damped accordingly The following algorithm now uses this time function to determine the length of time for the breaths.
The diagrams of the Flg. 14a-c are intended to illustrate this process. The equidistantly sampled time function, which was formed from the RR intervals, is shown in FIG. 14a.
You can clearly see the rhythmic fluctuations of the heart rate, Fig. 14b shows the
Time function after bandpass filtering. In this case, a Butterworth was used as the filter
Filter used, whose cut-off frequencies are at 0.1 and 0.5 Hz. Breathing is generally found in this frequency range. The rhythmic ones clearly visible in this time function
Fluctuations in the heart rate are essentially only determined by breathing.
This time function (output function of the digital bandpass filter) is first rectified and the median, average or moving average M of sufficient length
Function determines, as shown in Fig. 14c (In this
Case of median) By multiplying this value M by a constant
Factor k (exact value of factor k must be determined empirically depending on the method chosen (if the median is used to calculate M, for example, a value of k = 0.5 could be good
Results are obtained)), a threshold value S is obtained. The selection of the calculation method for the threshold S can be selected depending on the area of application.
B. the mean or moving average especially for online calculations (low
Computing tent), the median, on the other hand, is preferable when high stability or reliability requirements have to be met, since it behaves more stable in the case of statistical outliers (measurement errors, etc.)
A breathing cycle (e.g. t1 or t2 or t3) now corresponds to the following sequence of the rectified time function.
- three rising function sections with the respective function value> S - two falling function sections with the respective function value <S ist - rising and falling sections alternate - the length of a breath is determined by summing the sampling intervals between the two outer rising signal sections, the reference point being the
Intersection of the rectified time function with the threshold S or as shown in the diagram:
- two rising function sections with the respective function value> S - three falling function sections with the respective function value <S ist - rising and falling sections alternate - the length of a breath is determined by summing the sampling intervals between the outer falling signal sections, the reference point being the
Intersection of the rectified time function with the threshold 5 is used.
The flowchart in FIG. 15 is intended to clarify the process of determining the respiratory rate. B, an IIR filter of the following type can be used y (n) "b (0) * x (n) + b (1) ((n-1) + ... + b (nb) * x (n- nb) - a (1) * y (n-1) -...- a (na) * y (n-na)
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where x (n) represent the discrete values (index n) of the input function, y (n) represent the discrete values of the output function. The choice of filter coefficients a (i) and b (l) determines the type of filter (TP, HP, BP, BS,) the order and the cut-off frequencies So, for example, by choosing a (I) = 1 0 and (i) = 0 00128258107896 with i-0 10 - 7 47185157893836, -0. 00000000000001,
2553923299182077, 0. 00641290539476,
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5266626370610105, -0.
00000000000012, - 70 05046355145201, -0 00000000000028 47 84799164090064, -0. 01282581078937,
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85815407534887, -0 00000000000012, a Butterworth bandpass filter with the cut-off frequencies 0 1 Hz and 0 5 Hz
Overall, this new method of determining respiratory rate from measured RR intervals represents a reliable and efficient way to measure important physiological parameters such as the measurement of the ECG alone. B to determine the respiratory rate or the put-breath ratio. The latter is done by simply dividing the heart rate by the respiratory rate determined from the RR intervals. The pulse-respiratory quotient thus indicates w) ev) e) e heartbeats within one breath Bel is healthy people, measured at rest, bel 4,
that means four heartbeats per breathing cycle
All steps of the flowchart shown in FIG. 15 can be implemented online even with low computing power (laptop, palm top systems). The respiratory rate or the pulse-respiratory quotient are therefore not, as was previously the case, only through complicated and computation-intensive offline analysis methods (spectral analyzes, AR models) .
) accessible afterwards, but already during the measurement, and can thus be used as control parameters and / or in test procedures, control systems etc. as additional input variables
Regardless of previous considerations, a new method was developed to determine a quantitative measure for vagal tone from measured RR intervals. Here too, special attention was paid to the fact that the required computing time is sufficient, and thus also with the help of smaller ones (laptop, palmtop) Systems that can be determined online 'The basic idea is simple and intuitive to understand. It makes use of the physiological fact that the heart rate abnormality correlates with the level of the vagal tone at rest, that is, the heart rate abnormality increases,
if the vagal tone also increases. A classic method of obtaining a quantitative measure of vagal tone is to look at the differences between two successive RR intervals. The greater the heart rate measurement, the greater these differences. The size of these differences is therefore a measure of the high of vagal tone.
A problem that has not yet been solved, however, was that these differences are not suitable for investigation using simple statistical methods (mean value, e.g. for determining the mean vagal tone over a certain tent, standard deviation, etc.), since the basic prerequisite for their sensible application is severely violated If the application of such methods requires a normal distribution or at least a symmetrical distribution of the underlying data in order to obtain results that can be interpreted reliably, the differences formed from the RR intervals, however, have a very different distribution from the normal distribution. The distribution is generally wrong .
The following new method for determining a characteristic value for vagal tone has no such disadvantage. This method is also based on the determination of the RR interval differences, however, these are not used directly for further statistical investigations, but the following two important steps are carried out beforehand First, the absolute amount is calculated using the differences.
The subsequent loganthleration now achieves the important property of an approximately normal distribution, since the absolute values of the RR interval differences
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are approximately log-normal distributed This important step now makes it possible to carry out further simple but important statistical investigations, such as the calculation of an average or the standard deviation, without significantly restricting the interpretability of these results. 16 is intended to clarify the calculation of a characteristic value for the vagal tone.
The simplicity of this determination makes it possible here, for. B to form the mean, moving average or median of these logarithmic, absolute heartbeat interval differences, online ', whereby the results can be interpreted as a characteristic value for the level of the vagal tone. The moving mean value is particularly suitable for the graphical representation of a' current 'characteristic value for the Vagus tone over time, the mean or the median over a certain period of time Can be interpreted as a characteristic value of the vagus tone for the period used for the calculation
Due to the possibility of 'online' determination, it is feasible to also use this parameter as a control parameter and / or in test sequences,
Control systems etc. to be used as an additional 11) entrance size.
All of the calculations mentioned are based on the precise measurement of RR intervals. In order to be able to carry out all the determinations of the aforementioned physiological parameters online, it is necessary to use a relatively low-performance system (laptop, palmtop) to burden the same as little as possible by the measurement itself . With the help of the appropriate hardware solution (see description of the circuit arrangement of the ECG pre-evaluation unit), this problem could be solved
The computer system provided for analyzing the signal generated by the circuit arrangement is any commercially available system.
For stationary use of the measuring system, this computer system is preferably formed by a desktop computer, for mobile use preferably by a laptop or palm top computer.
The preferred configuration of the overall analysis system results directly from the requirement of the largest possible area of application, with high precision of the results and inexpensive acquisition costs. Since all the physiological parameters discussed above (heart rate, respiratory rate, pulse-respiratory quotient, characteristic value for the vagal tone, heart rate spectrum) can be calculated online and in parallel with the new methods presented here, if only a relatively low computing power is available (e.g. palm top systems), the preferred configuration of the overall system results in connection with a palm top system, in particular the HP 200LX Auf palm top computer this results in a small space requirement and low overall weight,
which opens up many new potential uses for the system (sports, long-term measurements, outpatient measurements,.).
When using the PCMCIA interface of the HP200LX palmtop computer, the entire circuit arrangement is accommodated in a PC card (54 x 83 x 5 mm in size) and also supplied with energy by the palmtop (power consumption <2mA). The circuit arrangement completely disappears in the slot so that the physiological measuring system takes the dimensions of the palm top (85 x 160 x 25 mm). The weight of the entire measuring system is less than 400g. The palm top is operated with 2 commercially available batteries (type AA) and thus even allows circadian measuring cycles.
The serial interface of the palmtop can also be used for the same data described above. In this embodiment, the circuit arrangement is accommodated directly in the connector housing (30 x 20 x 10 mm) of the interface connector
In both configurations, the compactness of the system, the small size and the small weight in field trials and sports medicine enable excellent online monitoring of the health and performance status of the connected person
A corresponding display system is necessary to display the data (tell the connected computer system), whereby both color and monochrome display systems can be used. This display system can be used to display the measured times (Flg. 17a)
andloder can be used to display the data calculated from these times (FIGS. 17a, b, c, d, e). This display can take place both online during the measurement and offline, by using previously stored data.
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The data is displayed either in the form of xy diagrams (Ftg 17a-d) or in the form of text (Flg 17e). Both diagrams and / or text windows can be displayed simultaneously online and offline. Bel xy diagrams can be opened the x-axis is the expent tent, the number of heartbeats or frequencies (Fig. 17c). On the y-axis, the measured times between two heartbeats themselves or the data calculated from these times, such as the heart rate (Flg 17a), the respiratory rate. the pulse-respiratory quotient, a measure of the vagal tone (Flg 17b) or amplitudes of spectral components (heart rate spectrum (Flg. 17c)). Statistical calculations such as
B Mean values, moving averages, medians, standard deviations over the times themselves or over the data calculated from the times can also be plotted graphically in existing or own xy diagrams (Fig. 17a, b) on the y-axis as well as In own or existing windows and / or diagrams can be displayed as text (Flg 17c, e)
During the measurement, the timing of the heartbeat can be identified acoustically and / or optically (Flg 17f). This identification can also be done by the circuit arrangement and / or the computer system via its own signal devices 16, such as buzzer, lamp, light-emitting diode or the like.
1 Method for deriving a signal representing the heartbeat from an EKG
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