NO852169L - Fremgangsmaate for maaling av kapasiteter, saerlig av lav verdi. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører en fremgangsmåte for måling av kapasiteter, særlig lave kapasiteter, ifølge hvilken fremgangsmåte en slik måleoscillator anvendes hvis utgangsfrekvens er en funksjon av kapasiteten som er koplet til inngangsterminalene hos en krets som bestemmer frekvensen for nevnte oscillator, og ifølge hvilken fremgangsmåte slike kjente referansekapasiteter anvendes som vekselsvis koples, sammen med kapasiteten eller kapasitetene som skal måles, til en måleoscillator, under anvendelse av en omvekslerinnretning.

Et grunnlag for den foreliggende oppfinnelse har vært den teknikk som er beskrevet i søkerens finske patenter 54664 og 57319 (tilsvarende de amerikanske patenter 4295090 og 4295091). Disse patenter beskriver en fremgangsmåte for å måle lave kapasiteter og en elektronisk omvekslingsbryter som er særlig egnet for telemetrisk anvendelse i radiosonder.

Kapasitive avfølere, hvis kapasitet avhenger av parameteren som skal måles, anvendes i radiosonder for måling av forskjellige parametere, særlig trykk, temperatur og fuktighet. Kapasitetene for disse avfølere er ofte temmelig lave, fra noen få pikofarad til rundt tyve, tredve eller førti, eller høyst et hundre pikofarad. Måling av lave kapasiteter er problematisk p.g.a. bl.a. strøkapasiteter, variasjoner i inngangsspenning og andre forstyrrelser. Disse avfølere er også individuelle i en viss grad, idet eksempelvis deres ulinearitet og teraperaturavhengighet er individuelle.

I den kjente teknikk, ved måling av temperatur, fuktighet, trykk eller andre tilsvarende størrelser med elektriske eller elektromekaniske avfølere, installeres en eller flere nøyaktig kjente referanser i tilknytning til måleelektro nikken, slik at unøyaktigheter i målekretsen og/eller avføleren kan kompenseres.

I den kjente teknikk anvendes en referansekapasitet i tilknytning til kapasitive avfølere. Denne referansekapasitet koples vekselsvis med den målte kapasiteten til inn-gangskretsen som bestemmer frekvenser i målekretsen, vanligvis en RC-oscillator. Ved på passende måte å justere målekretsen, eller på en annen måte, kan utgangsstørrelsen fra målekretsen, representert ved referansekapasiteten, innstilles til riktig nivå.

En kjent fremgangsmåte er å anvende en-referansemålekretser, særlig brokoplinger. Ifølge disse fremgangsmåter er målingen nøyaktig kun dersom den elektriske verdien av referansen er nær verdien av avføleren, f.eks. når broen er i balans. Jo større avviket er mellom avfølerverdien og referansen, desto større er forskjellige feil, eksempelvis feil som skyldes variasjoner i den elektroniske målekretsens dynamikk. En fordel med en-referansekoplinger er imidlertid enkelheten i målekretsen.

En fordel med to-referanse eller multi-referansemåleinn-retninger er nøyaktigheten ved måling over et stort måle-område, mens en ulempe er kompleksiteten av konstruksjonen og beregningen.

Et formål med den foreliggende oppfinnele er ytterligere å utvikle kjente fremgangsmåter og kretser som er utviklet av søkeren for måling av lave, eksempelvis ca. 0 - 100 pikofarad, kapasiteter, slik at disse fremgangsmåter og kretser vil bli ennu mer nøyaktige.

Et ytterligere formål med oppfinnelsen er å tilveiebringe en slik målekrets, i hvilken virkningene av tilkoplingsfeno-mener kan elimineres.

Et ytterligere, ikke vesentlig formål med oppfinnelsen er å tilveiebringe en slik målekrets og fremgangsmåte i hvilken utgangsstørrelsen er en passende linearisert, kompensert og skallet likespenning, og hvilken målekrets og fremgangsmåte, når det er ønskelig, kan suppleres med en enkel temperaturkompensering.

For å oppnå formålene som ovenfor nevnt og som skal ut-trykkes senere, er de karakteristiske hovedtrekk ved oppfinnelsen: at fremgangsmåten gjør bruk av en slik måleoscillator, hvis signalsyklustid er direkte proporsjonal med den målte kapasiteten og med referansekapasitetene, som vekselsvis tilkoples inngangsterminalen hos kretsen som bestemmer oscillatorens frekvens, og at der er to ulike referansekapasiteter,

at utgangen fra nevnte måleoscillator er koplet til minst to kaskade-koplet delere, og at i den første deleren oscillatorfrekvensen deles med et tall, og i den andre deleren oscillatorfrekvensen, allerede delt i den første deleren, deles påny med et annet tall,

at frekvensen som er del med det første tallet styrer en logisk enhet som styrer omvekslerene som forbinder nevnte kapasiteter vekselsvis i par til måleoscillatoren på en slik måte; at den første referansekapasiteten og den målte kapasiteten koples i tur i intervaller hvis lengde er en halv-syklus av det første pulstoget bestemt av nevnte delingsformål, og

at pulstoget i den andre deleren styrer nevnte logiske enhet på en slik måte at, i intervaller av en halv-syklus av sistnevnte pulstog, den målte kapasiteten veksles med den andre referansekapasiteten, hvilken skal veksles med den

første referansekapasiteten i intervaller bestemt av halv-syklusen for det første pulstoget.

Oppfinnelsen gjør bruk av to kaskade-koplete delere. Den første av disse frembringer et pulstog som styrer den logiske enheten. Lengden av halv-syklusen for dette første pulstoget bestemmer tilkoplings- og vekslingsintervaller for kapasitetene som skal veksles. Ved intervaller bestemt av halv-syklusen for pulstoget frembragt av den andre deleren, styrt av nevnte logiske enhet, erstattes den målte kapasiteten med den andre referansekapasiteten og omvendt, hvoretter referansekapasiteten omveksles ved intervaller bestemt av det første pulstoget. Dette er måten å utføre en to-referansekopling, med andre ord å bestemme både helningen og forskyvningen av kalibreringslinjen.

Oppfinnelsen skal nå beskrives i detalj, med henvisning til en utførelsesform av oppfinnelsen vist i figurene på de vedlagte tegninger, uten at det dermed er hensikten å begrense oppfinnelsen til de i tegningene viste detaljer. Fig. 1 er et blokkskjerna over en utførelsesform til illustrering av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen . Fig. 2 illustrerer pulstogene som frembringes av de første og de andre delerene i kretsen vist i fig. 1 og 3. Fig. 3 er et blokkskjema over en annen utførelsesform til illustrering av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen. Fig. 4 er en alternativ løsning for frembringelse av tilbakekoplingsspenning i kretsen vist i fig. 3.

I oppkoplingen vist i figurene 1 og 3 er der eksempelvis en RC-oscillator 10. Tiden Tq for utgangssyklusen av denne oscillator er direkte proporsjonal, og derved frekvensen 1/Tq omvendt proporsjonal, med kapasitet CM, CR1eller CR2, som er koplet til inngangsterminalene a og b i kretsen som bestemmer oscillatorens 10 frekvens.

Ifølge oppfinnelsen blir par bestående av avfØlerkapasiteten CM og en av referansekapasitete<ne><C>R1og CR2»av hvilke CR1er lavere CM og CR2høyere enn CM i tur koplet til inngang a, b på oscillatoren 10. Nevnte kapasiteter koples til oscillatoren 10 ved hjelp av halvlederbrytere (13a, 13b og 13c) som styres av en logisk enhet 14. Bryterene AS er eksempelvis såkalte analoge brytere og derfor komponenter som er kommersielt tilgjengelige.

Den logiske enheten 14 styres av pulser som dannes ved å dele oscillatorens 10 frekvens f med et første tall n og ytterligere med et andre tall m, idet tallene n og m fortrinnsvis er hele tall. Blokkene 11 og 12 representerer de kaskade-koplete enheter som utfører delinger som vist i figuren. Pulstoget Vn= f/n, som er delt med n fra oscillatorens 10 pulstog, føres til den logiske enheten 14, hvilken styrer bryterene 13a, 13b og 13c for kapasitetene<C>M'<C>R1og CR2hvi^e brytere veksler i par kapasitetene CR1og CM med hverandre eller kapasitetene CR1ogCR2 med hverandre. Hvorvidt det er kapasiteten CM eller C„„ som

M R2

veksles med CR1bestemmes av tilstanden for pulstoget V"nm = f/n-m som er delt fra pulstogene f med n og m (fig.

2). I fig. 2 er halv-syklusen for pulstoget V angitt ved nm

V

Ettersom syklustiden T på oscillatoren 10 er proporsjonal med kapasiteten CM, cR1,<c>R2<k>oplet til oscillatoren 10, og fordi nevnte kapasiteter erstatter hverandre ved begynnelsen av hver halv-syklus t1(fig. 2) av pulsen i pulstoget f/n, er også lengden av halv-syklusen T^direkte proporsjonal med kapasiteten koplet til oscillatoren 10 under den samme halv-syklus T1 .

Under sammenligning (veksling) av CR1og CM med hverandre, oppnåes styrepulstoget, hvis pulsforhold endrer seg ettersom CM endrer seg (CR1er konstant), fra bryteren 13b som kopler Crø. Styrepulstoget for bryteren 13a som kopler CR^er som motsatt i retning sammenlignet med styrepulstoget for bryteren 13b knyttet til CM.

Som vist i fig. 1, ettersom pulsen i pulstoget Vnmdelt fra pulstoget fra oscillatoren 10 med m og n eksempelvis ligger lavt, er bryterene 16b og 22 i den ledende tilstand. Styrepulstogene for bryterene 13a og 13b som kopler CR1og CM tillates nå å gå videre til RC-filterene 17a og 17b. På kjent måte virker filterene 17a og 17b som lavpassfiltere (integratorer), når RC >> . Dette skaper to spenninger U1og , hvis forskjell ledes til dif f erensialf orsterkeren 19, hvis utspenning U- angir forskjellen mellom CM ogCR1. Utspenningen U3måles mot jord.

Med en en-referansekopling utført ifølge fig. 1, kan en kalibreringslinje for systemet defineres. For også å bestemme og låse helningen av denne kalibreringslinjen, anvendes en annen kjent referansekapasitet CR2som representerer et kjent x-aksepunkt og en annen kjent spenning som representerer ved et y-aksepunkt. Ved å justere nevnte helning, kan linjen bevirkes, til tross for termisk drift i måleelektronikken, til å løpe gjennom et ved CR2og sistnevnte spenning definert punkt. Helningen stabiliseres den følgende måte: ettersom pulsen i pulstoget V

nm oppnådd ved å dele pulstoget fra oscillatoren 10 med både m og n, dvs. med nm, er høy, veksles kapasitetene C_. og C.,-Kl R2

I det tilfellet er bryterene 16b og 22 åpne (ikke-ledende) og bryterene 16a og 21 er lukket (ledende). Når pulstogene som styrer bryterene 13a og 13c nå.føres til RC-filterene 17a og 17b vil utmatningen fra differensialforsterkeren 19 ha spenning U1- \ jhvilken fastslår forskjellen mellom referansekapasiteten CR2og CR1. For å opprettholde denne spenning U. - U ? stabil til tross for temperatur eller andre forstyrrelser, føres den via bryteren 21 og holdekretsen 20 til en integrerende komparator 24, til hvilken også en ytre referansespenning uref er ført. Utgangsspenningen fra komparatoren 24 føres til en analog bryter 18 som har lineært område, plassert i forsterkningstrinnet og hvis motstand således kan varieres, og følgelig justere forsterkningen i kretsen ved å variere driftsspenningen for den logiske enheten, forsterkningen i differensialforsterkeren, eller som vist i figuren, belastningen i RC-filteret 17a eller annen lignende parameter. Forsterkningen i systemet justeres derfor på en slik måte at når kapasitetene CR1og CR2varieres, har differensialforsterkeren 19 utgangsspenn-ing U-, = U ,.

' 3 ref

I kretsen ifølge fig. 1, ettersom kapasitetene CD.. og C,,-varieres, er de analoge brytere 16a og 21 åpne (ikke-ledende). Holdekretsen 20 mellom bryteren 21 og den integrerende komparator 24 holder noe forsterkningen konstant, hvorved et måleresultat oppnås via bryteren 22 til holdekretsen 23 plassert i utgangen. Holdekretsen 23 holder utgangsspenningen konstant ettersom den analoge bryteren 22 er åpen (ikke-ledende).

Som man vil se av ligningen ovenfor frembringer kretsen i fig. 1 spenningen U (likespenning), som avhenger av kapasiteten CM som skal måles på en måte som kan bestemmes ved å innstille referansekapasiteten CR1ogCR2på en egnet måte.

Den dannede utspenningen vil med fordel være en likespenning, hvilken kan ved justering av spenningen ^ ref graderes på egnet måte.

En som eksempel vist utførelsesform av oppfinnelsen er en slik målekrets, vist i fig. 1, hvor

Fig. 3 illustrerer den hittil mest fordelaktig utførelses-form. Denne utførelsesform avviker med fordel fra kretsen i fig. 1 særlig for den del av kretsene som følger den logiske enheten og holdeelementene i oppkoplingen. I en løsning som vist i fig. 1 må man anvende flere holdeelementer på slike steder hvor deres bruk ikke alltid er fullstendig uproblem-atisk .

I kretsen ifølge fig. 1 teller de analoge bryterene 16a og 16b vekselsvis pulstogene fra RC-filteret 17a, idet pulstogene har ulik pulsforhold. De to ulike pulstogene blir også vekselsvis matet til RC-filteret 17 i kretsen i fig. 1.

Spenningen fra nevnte RC-filter vil ikke, p.g.a. sin tidskonstant, umiddelbart endre seg til sin riktige verdi ettersom pulstoget endrer seg.

Det etterfølgende er en beskrivelse av konstruksjonen og virkemåten av kretsen vist i fig. 3 hva angår avvikene fra fig. 1.

Styrepulstogene ledes fra bryterene 13a, 13b og 13c i fig. 3 til inverterere 15a, 15b og 15c i den logiske enheten. Inverterene 15a, 15b og 15c mottar sin justerbare driftsspenning fra komparatoren 21. Ettersom driftsspenningen for inverterene 15a, 15b og 15c reguleres, vil amplituden av pulstogene som forlater disse også bli endret.

I fig. 3, ettersom oscillatoren 10 måler (sammenligner) CR1og<C>R2>sender utgangen av invertereren 15c en puls som tillates å fortsette via den analoge bryteren 16c til RC-filteret 17c. Samtidig blir en puls av motsatt fase sammenlignet med utmatningen fra 15c mottatt fra invertereren 15a. Denne tillates å bevege seg gjennom den analoge bryteren 16d til RC-filteret 17d. Lengden av den positive halv-syklus for pulsen som går til RC-filteret 16d er direkte proporsjonal med kapasiteten CR2'°9^en negative halv-syklus er proporsjonal med kapasiteten CR1. Derfor oppnås en høyere spenning fra RC-filteret 17c enn fra RC-filteret 17d som filtrerer en puls med motsatt fase. Forskjellen mellom disse spenninger tilsvarer og innbefatter informasjon om forskjellen mellom kapasitetene C KZ _ og CDKl Denne spenningsforskjell forsterkes med differensialforsterkeren 19 til nivået av referansespenningen uref■ Dersom temperaturen eller en annen forstyrrelse endrer denne spenningsforskjell, justerer den integrerende (I) komparatoren driftsspenningen til inverterene 15a, 15b og 15c på en slik måte at spenningen ureffor ny oppnåelse fra differensialforsterkeren 19, ettersom, ved justering av amplituden for pulstogene, også de filtrerte spenninger fra pulstog med motsatte fase justeres og følgelig forskjellen mellom disse pulstog av motsatte fase justeres.

I fig. 3 justeres også utgangsspenningene fra RC-filterene 17b og 17a til det riktige nivået i den følgende måling av CM og CR1. Ettersom oscillatoren 10 måler CR1og CM (CM>CR^), sender invertereren 15b en puls hvis positive halv-syklus tilsvarer CM og negative halv-syklus CR1. Pulsen fra invertereren 15a har nå motsatt fase av pulsen fra invertereren 15b. Pulsen som gis av invertereren 15b tillates å forløpe gjennom den analoge bryteren 16b til RC-filteret 17b, og pulsen som gis av invertereren 15a tillates å gå via den analoge bryteren 16a til RC-filteret 17a. Spenningsforskjellen som avgis av RC-filterene 17b og 17a tilsvarer nå forskjellen mellom kapasitetene CM og CR^.

Det vesentlige trekk i fig. 3 sammenlignet med fig. 1 er at tidskonstanten for RC-filterene 17a, 17b, 17c og 17d er blitt fastlagt på et slikt høyt nivå at RC-filterene også virker som en holdekrets når ingen pulser føres til dem av de analoge brytere 16a, 16b, 16c og 16d. Et eksempel på dimensjonering av RC-kretsen er R = 22 kQ, C = 1 uF. Således er tidskonstanten for RC-kretsen x = R X C = 22 ms. Vanligvis er t 5 til 100 ms. Ved sammenligning av CR2og CR.| er de analoge brytere 16c og 16d ledende og de analoge brytere 16b og 16a ikke-ledende. Ved sammenligning av CM og CR1er de analoge brytere 16b og 16a ledende og de analoge brytere 16c og 16d ikke-ledende. Spenningsforskjellen fra RC-filterene 17b og 17a, som tilsvarer forskjellen mellom C„Mog CR1, forsterkes med differensialforsterkeren 20.

I fig. 3, hvis forsterkningene av differensialforsterkerene 19 og 20 settes like, slik at når eksempelvis CDi er R1

42 pikofarad, CR2lik 56 pikofarad, og tørrkapasiteten for søkerens Humicap® avføler er 45 pikofarad, vil 0% relativ fuktighet tilsvare utspenning Uut= 0,214 x u"reffra differensialforsterkeren 20, hvorpå ved 100% relativ fuktighet utspenningen vil respektivt være<u>ut<=>°'<889>x<u>ref- Dette utspenningsområde kan graderes etter behov eksempelvis med R1(justering av forsterkning) og med trimmingspotensiometeret (justering av forskyv-ning) idet man erstatter Rg og som vist i fig. 4.

I utførelsesformen i fig. 3 materialiseres et-punkts kalibreringen som ovenfor beskrevet og vist i fig. 1, hvor CR1er null og en basiskapasitet CA er koplet til oscillatoren 10. Basiskapasiteten CA bestemmer oscillatorens toppfrekvens, som med eksempelvis CMOS-teknologi er fy omtrentlig lik 500 til 600 kHz. Således er driftsfrekvens-området vanligvis 200 til 600 kHz. En spenning som er direkte proporsjonal med den målte kapasitet CM dannes nå på utgangen av differensialforsterkeren 20.

I et-punkts kalibreringen som ovenfor beskrevet blir referansespenningen som tilsvarer avfølerens tørrkapasitet, som i koplingen i fig. 3 er uref'»oppnådd fra spenning Urefi fig. 3 ved hjelp av motstandene R^og Rg. Den subtraheres fra spenningen oppnådd fra glideren på motstanden R^ ved å mate eksempelvis en referansespenning tilsvarende nevnte tørrkapasitet til den inverterende inngangen på operasjons-forsterkeren 22, via motstanden R^.

Forsterkningen i forsterkeren 22 er [R3/R4 + (Rg/R5)] + 1

Spenningen, oppnådd fra glideren på motstanden R^fsom tilsvarer den totale kapasiteten' i- Humicap ® avføleren, justeres med R^på en slik måte at spenningen som tilsvarer tørrkapasiteten i Humicap ® avføleren er lik U f.

Når utspenningen Uut=o (se fig.3).

Sammenlignet med koplingen i fig. 1, har fig. 3 ytterligere to RC-filtere, til hvilken pulstogene ledes ved måling av den Øvre referansekapasiteten. På denne måte kan tidskonstantene i RC-filterene velges så høye at RC-filterene også virker som en holdekrets. Således kreves ingen separat holdekretser i den analoge seksjonen av kretsen. Integrer-ing av analoge kretser på silisium er ikke vanskelig som sådan, men dersom de analoge brytere er plassert i den analoge seksjonen, må ekstra stifter reserveres for disse i kretsen, hvilket øker størrelsen av mikrokretsens hus og følgelig dens pris. Det er imidlertid nødvendig å anvende to differensialtrinn i oppkoplingen, hvorav et styrer den integrerende komparatoren og det andre gir eksempelvis spenning som er proporsjonal med kapasiteten i søkerens Humicap ® avføler.

I kretsen ifølge fig. 1, anvendes utspenningen i den integrerende komparatoren som driftsspenning for inverterene i den logiske enhet 1. Ved å korrigere denne driftsspenning låses utgangsspenningen fra differensialforsterkeren til det samme nivået som systemets referansespenning Uref. Samtidig innstilles utspenning fra nevnte differensialforsterker til det riktige området.

Oppfinnelsen er på ingen måte begrenset til de tidligere nevnte detaljer som kun er beskrevet som eksempler, idet de kan variere innenfor rammen av den oppfinneriske ide som angitt i de etterfølgende krav.

Claims (13)

1. Fremgangsmåte for måling av kapasiteter, særlig lave kapasiteter, hvor det anvendes en sådan måleoscillator (10) hvis utgangsfrekvens (f) er en funksjon av kapasiteten som er forbundet med inngangsterminalene (a, b) hos en krets som bestemmer frekvensen av nevnte oscillator, og hvor slike kjente referansekapasiteter anvendes som vekselsvis tilkoples, sammen med kapasiteten (CM ) eller kapasitetene som skal måles, til en måleoscillator, under anvendelse av en bryterinnretning, karakterisert ved at det anvendes en slik måleoscillator (10), hvis signalsyklustid (TQ ) er direkte proporsjonal med den målte kapasiteten (CM ) 0<3 ref eransekapasitetene (cri°9 CR2 ^ ' hvilke vekselsvis tilkoples inngangsterminalene (a, b) av kretsen som bestemmer oscillatorens (10) frekvens (f), idet der finnes to ulike referansekapasiteter, at utgangen fra nevnte måleoscillator (10) koples til minst to kaskade-koplete delere (11, 12), og at i den første deleren (11) oscillatorfrekvensen (f) deles med tall (n) og i den andre deleren (12) oscillatorfrekvensen (f/n), allerede delt i den første deleren, deles påny med et annet tall (m), at frekvensen (f/n) delt med det første tallet (n) styrer en logisk enhet (14) som styrer bryterene (13a, 13b, 13c) som forbinder nevnte kapasiteter (CM, cR1 ,CR2 )vekse lsvis i par til måleoscillatoren (10) på en slik måte at den første referansekapasiteten (CD1 ) og den målte kapasiteten (CM ) koples i tur i intervaller hvis lengde er en halv-syklus (T1 = n•Tq) av det første pulstoget (V ) bestemt av nevnte delingsforhold (n), og at pulstoget (vnm ) fra den andre deleren (12) styrer nevnte logiske enhet (14) på en slik måte at, ved intervaller av en halv-syklus (TQ = m-T-, = n-m-T ø) av sistnevnte pulstog, den målte kapasiteten (CM )veksl es med den andre referanse kapasiteten ( <C>R2 ) som skal veksles med den første referansekapasiteten (cRi ) ved intervaller bestemt av det første pulstogets (V ) halv-syklus (T1 ).

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 , karakterisert ved at styrepulstog, hvis pulsforholdsvaria-sjoner anvendes som et mål på den målte kapasiteten (CM ), tas fra bryteren (13a) som kopler den målte kapasiteten

3 . Fremgangsmåte som angitt i krav 1 eller 2, karakterisert ved at styrepulstogene dirigeres fra bryterene (13a, 13b, 13c) som kopler nevnte kapasiteter (CM, CR1 ' <C> R2 ^ t:'" 1 inver' terere (15a, 15b, 15c) i en logisk enhet, at hver av nevnte inverterere (15a, 15b, 15c) er koplet til analoge brytere (16a, 16b, 16c, 16d), idet nevnte analoge brytere (16a, 16b, 16c, 16d) styres av utmatningen fra nevnte andre deler (12), at utgangene fra nevnte analoge brytere (16a, 16b, 16c, 16d) hver er koplet til et separat RC-filter (17a, 17b, 17c, 17d) , at tidskonstantene (x = R x C) for RC-filterene (17a, 17b, 17c og 17d) er lagt på et slikt høyt nivå at nevnte RC-filtere også virker som en holdekrets når ingen pulser føres til dem av de analoge bryterene (16a, 16b, 16c og 16d), og at det fra utgangene av nevnte RC-filtere dannes et for-sterket signal som inneholder informasjonen om den målte kapasiteten (CM ), og et tilbakekoplingssignal (f), ved hjelp av hvilket driftspenningen for nevnte inverterere (15a, 15b, 15c) justeres på en slik måte at amplituden av pulstogene som forlater nevnte inverterere (15a, 15b, 15c) samtidig endres tilsvarende (fig. 3).

4. Fremgangsmåte som angitt i krav 3, karakterisert ved at tidskonstanten (x = R x C) på nevnte RC-filtere er av størrelsesorden 5 til 100 ms, fortrinnsvis 10 til 50 ms, på en slik måte at RC-filterene virker som nevnte holdekretser (fig. 3).

5. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at styrepulstogene som mottas fra bryterene (13a, 13c) som kopler til referansekapasitetene (C . CR2 ) begge koples via separate inverterer-analoge bryter-RC-filterkombinasjoner (15a, 16d, 17d; 15c, 16c, 17c) til en differensialforsterker (19), hvis inngang så har en spenningsforskjell, hvilken inneholder informasjon om forskjellen mellom referansekapasiteten (CR1 , <C>R2 ) at utsignalet fra nevnte differensialforsterker (19) anvendes som et tilbakekoplingssignal (f) som føres til en integrerende komparator (21), hvis andre terminal har referansespenningen (uref )f a-t nevnte justeringsinnretning settes til å operere på en slik måte at utspenningen fra nevnte forsterker (19) justeres til å være lik referansespenningen (uref )»°9 at utspenningene fra nevnte RC-filtere (17a, 17b) justeres til riktige nivåer for det neste trinn i fremgangsmåten, dvs. målingen (sammen-ligningen) av den målte kapasiteten (CM ) og den første referansekapasiteten (CDi ) (fig. 3).

6. Fremgangsmåte som angitt i et av kravene 3 til 5, karakterisert ved at styrepulstogene, ved måling og sammenligning av den målte kapasiteten (C^ ) og den første referansekapasiteten (CR1 ) som er lavere en den målte kapasiteten (cM > CR1 ), fra de analoge brytere (13a, 13b) som kopler nevnte kapasiteter (cM, CR1 ) via inverterer-analoge bryter-RC-filt erkombinasjoner (15a, 16a, 17a; 15b, 16b, 17b) til differensialforsterkeren (20), hvis innspenn- ing vil være spenningsforskjellen, hvilken inneholder informasjon om forskjellen mellom den målte kapasiteten og den første referansekapasiteten (CM - CR1 ), og at utgangen av nevnte differensialforsterker avgir et slikt signal som inneholder informasjon om den målte kapasiteten (CM ).

7. Fremgangsmåte som angitt i et av kravene 3 til 6, karakterisert ved at den logiske enheten omfatter fire analoge brytere (16a, 16b, 16c og 16d) av hvilke, i det øyeblikket når referansekapasiteten (CR1<i><C>R2 ^ sammenlignes med hverandre, to analoge brytere (16c, 16d) er ledende og de andre to (16a, 16b) er ikke-ledende.

8 . Fremgangsmåte som angitt i et av kravene 3 til 7, karakterisert ved at den minste referansekapasiteten (CR^ ) e* i alt vesentlig lik null, slik at dens kapasitet kun vil være representert av strøkapasiteter i dens forbindelsesledninger, at en basiskapasitet (C ) som bestemmer toppfrekvensen for oscillatoren (10) er koplet til oscillatoren, og at en spenning direkte proporsjonal med den målte kapasiteten (CM ) oppnåes på utgangen av differensial forsterkeren (20).

9 . Fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved at ved et-punkts kalibrering, referansespenningen (uref ') som tilsvarer en avfølers tørrkapasitet oppnåes fra referansespenningen ved hjelp av en spennings-delingskopling (RR ,). o 6

10. Fremgangsmåte som angitt i krav 9, karakterisert ved at spenningen som oppnåes ved nevnte spenningsdeling (R5 , Rg)sub traheres fra den spenning som oppnås fra glideren eller lignende hos et potensiometer (R1f R2 ) koplet til differensialforsterkerens utgang ved mating av en referansespenning (Ur ^') tilsvarende nevnte tørr-kapasitet til den inverterende inngangen hos en operasjons-forsterker (22) i tilbakekoplingskretsen ved hjelp av motstandskopling.

11. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 eller 2, karakterisert ved at analoge brytere (16b og 22, fig. 1) som tilhører målekretsen er blitt innrettet således at de styres av pulstoget (vnm ) som fas fra den andre deleren (12) på en slik måte at når sistnevnte puls eksempelvis er lav, er nevnte brytere (16b og 22) i den ledende tilstand (lukket), og styrepulstogene fra bryterene (13a, 13b) som kopler den første referansekapasiteten (CR^ ) og den målte kapasiteten (CM ) dirigeres nå til å passere til RC-lavpass-filterene (17a og 17b) som tilhører målekretsen, hvilke lavpass-f iltere frembringer to spenninger (U^ og U"2) (fig. 1).

12. Fremgangsmåte som angitt i krav 11, karakterisert ved at de to spenningene (U"1f n ) SOm fåes fra nevnte RC-filtere (17a, 17b) dirigeres til differensialforsterkeren (19), hvilken, på sin utgang har spenningen (U^ ) som angir forskjellen mellom den målte kapasiteten (CM ) og den første referansekapasiteten (CR^ ) på en slik måte at forskyvningen av systemets kalibreringslinje vil bli bestemt (fig. 1).

13 . Anvendelse av en fremgangsmåte som angitt i et av kravene 1 - r 12 til bruk i radiosonder eller lignende for telemetrisk måling av lufttrykk og temperatur og/eller fuktighet.