NO791811L - Styresystem. - Google Patents

Abstract

"Styresystem"

Description

Denne oppfinnelse angår et kontrollsystem for å til-føre flerfasebelastninger en regulerbar spenning/frekvens avledet fra en elektrisk strømkilde.

Et slikt kontrollsystem har mange anvendelser i forskjellige industrielle og kommersielle virksomheter. Dette er spesielt tilfelle når flerfasebelastningen omfatter en flerfasemotor. Når denne motor er induksjonsmotor, blir det mulig å avstedkomme en motor som kan arbeide med variabel hastighet med bi-behold av forholdsvis lave kostnader. Når videre motoren er en flerfase-synkronmotor er det mulig å oppnå nøyaktig hastighets-kontroll over et vidt hastighetsområde /

Det er følgelig et formål- med denne oppfinnelse å til-veiebringe et slikt kontrollsystem og dette er oppnådd ved hjelp av et system som nærmere angitt i patentkravene.

En utførelsesform av denne oppfinnelse skal nå beskrives nærmere under henvisning til tegningene, hvor:

Figur 1 er et blokkskjema av den foretrukne utførelsesform

i

av kontrollsystemet,

figur 2 er et skjema for en oscillator og en 5 volts logikk-strømforsyning i systemet,

figur. 3 er et skjema for en hovedklokke, bryterstyringer ,

og en fasesekvensanordning,

figur 4 er et skjema for en fasekontrollanordning,

figur 5 er et skjema for hovedbryteren, og

figur 6 er et diagram som viser de fastspenninger

som påtrykkes en induksjonsmotor som

funksjon av tiden.

Under henvisning- til figurene 1 til 6 , skal nå den foretrukne utførelsesform av et kontrollsystem 112 for en varme-pumpemotor 110 beskrives. Et blokkskjema for dette system er vist på figur l og dessuten er sammenkoblingen av de enkelte kretser eller skjeamer på figurene 2 til 5 også illustrert på figur 1.

En oscillator 1 leverer et pulstog til en logikkstrøm-forsyning 2 og likeledes til en fasekontrollanordning 6. Logikk-strømforsyningen 2 omdanner den 12 volts likespenning som er tilgjengelig fra et kjøretøybatteri B14 til en 5 volts likespenning som er nødvendig for noen av de integrerte kretser som utgjør kontrollsystemet 112. En h<p>vedklokke 3 leverer et pulstog med variabel pulsrepetisjonstakt til en fasesekvensanordning 5, idet både hovedklokken 3 og fasesekvensanordningen 5 styres av bryter-styreanordninger 4. En klemme TS på hovedklokken 3 tillater at et tilbakekoblingssignal som avledes på hvilken som helst kjent måte, styrer pulsrepetisjonstakten for hovedklokken 3. Utgangen av fasesekvensanordningen 5 er ført til fasekontrollanordningen 6

som leverer korrekt tidsstyrte svitsjesignaler til en- hovedbryter 7 som forbinder hver fase i den nyfasede delta- eller fortrinnsvis maskekoblede induksjonsmotor 110 med riktige klemmer på batteriet B14 i korrekt sekvens slik det i det følgende skal forklares i detalj.

På figur 2- er enkeltheter i kretsene for oscillatoren 1 og logikkstrømforsyningen. 2 vist. Oscillatoren 1 omfatter en integrert krets IC13 (National 555) og motstander R114 og R115 sammen med en kondensator C119. Kretsen IC13 oscillerer med en pulsrepetisjonstakt i området fra "60 KHz til 160 KHz, hvilken takt bestemmes av motstandsverdien av motstandene R114 og R115 i serie med ladningskondensatoren C119 inntil en terskelspenning blir nådd på kondensatoren C119, som. så utlades gjennom motstanden R114, idet denne syklus gjentar seg.

Den øvrige del av kretsen på figur 2 omfatter logikk-strømf orsyningen 2 og det fremgår at utgangen fra kretsen IC13 føres til en flip-flop-krets IC14A som er innrettet til å dividere oscillatorens pulsrepetisjonstakt med 2 og dessuten har komplementære utganger med en nyttefaktor (duty cycle) på nøyaktig 50%.

Utgangen av kretsen IC14A føres til en likestrøm/like-strøm-dmformer som omfatter et mottaktarrangement som arbeider gjennom en transformator Till hvis primær- og sekundærviklinger 1

v

begge er forsynt med midtuttak. Utgangene av kretsen IC14A

er hver ført gjennom en seriekobling av en motstand og kondensator (R116 og C110 sammen med R117 og Clll) til respektive buffer-transistorbrytere Qlll og Q112. De seriekoblede motstander og kondensatorer hindrer overbelastning av buffertransistorene Qlll og Q112 i tilfelle av svikt i "en av kretsene IC13 eller IC14A og likeledes i tilfelle av lav inngangsspenning til kretsen IC14A. Motstandene R118 og R119 i kollektorkretsen på transistorene

Qlll og Q112 reduserer belastningen på utgangene fra kretsen IC14A og begrenser dessuten strømmen gjennom transistorene Qlll og Q112.

Det vil sees at transistorene Qlll og Q112 sammen med deres respektive tilkoblede svitsjetransistorer Q113 og Q114, tillater at strøm flyter gjennom de respektive halvdeler av primærviklingen på transformatoren Till i vekselvise retninger med en takt bestemt av utgangen fra kretsen IC13 gjennom kretsen IC14A. Induksjonsspoler Lill og L112 i,kollektorkretséne for transistorene Q113 og Q114 har høy impedans overfor parasittoscillasjoner, mens kondensatorene C112 og C113 innfører positiv tilbakekobling til basis på transistorene Q113 og Q114 for derved å redusere svitsjetidene i disse ved fjernelse av ladning fra basis/emitter-overgangene i disse. Motstandene R112 og R113 svekker denne positive tilbakekobling for å hindre selvsvingning. Dioder D119 og D110 beskytter transistorene Q113 og Q114 mot mulige induserte spenninger av høy amplitude,og motsatt polaritet, og tillater også strømmen å dø hen efter at transistorene Q113 og Q114 er svitsjet av.

Transformatoren Till har en ferritkjerne og er en ned-.transformator med bare det halve antall sekundærvindinger i forhold til antallet av primærvindinger. Følgelig vil en tidsvarie-rende spenning på omkring 6 volt opptre over sekundærviklingen og denne spenning blir likerettet av diodene Dill og D112 og glattet av en kondensator C114 for å gi en 5 volts tilførselsspenning for noen av de integrerte kretser som brukes gjennom kontrollsystemet. Sammenkoblingen mellom logikkstrømforsyningen 2 og de øvrige integrerte kretser er ikke illustrert i detalj og vil være innlysende for fagfolk på området.

Som vist på figur 3 , omfatter bryterkontrollanordningene 4 en manuelt betjent bryter med 3 stillinger og med mekanisk koblede kontakter Sl og S2, 'idet midtstillingen representerer en AV-stilling mens de to arbeidsstillinger representerer KALD.(frem-ad) og VARM (tilbake).

Det vil sees at betjening av bryterkontrollanordningene 4 bevirker at en av to kondensatorer C121 eller C122 blir oppladet gjennom respektive motstander R121 eller R122 til spenningen 12 V som leveres fra batterietB14 mens samtidig den annen av kondensatorene blir utladet gjennom en diode D121 henholdsvis D122 til jord. Følgelig vil inngangen av bare en av to Schmitt-triggere IC9A og IC9B gå positiv for derved å bevirke at utgangen av en 0G-port IC8 B,C går negativ. Denne endring i logisk tilstand over-føres gjennom en inverteringskrets ICllD til en flip-flop-krets IC14B for divisjon med 2, som vist på figur 4, for å aktivere denne. I tillegg til dette blir endringen i logikktilstand ført gjennom en motstand R123 og en diode D123 til den positive inngang på en integrasjonskrets IC1A.

Kretsen IC1A er koblet for å avstedkomme en rampespenning på seriekoblede motstander R126 og- R127 som fra begynnelsen av er positiv og reduseres i amplitude når tiden øker. Den endring i logisk tilstand som frembringes av OG-porten IC8 B,C sikrer at en maksimal positiv spenning fra begynnelsen av er tilstede på utgangen av integrasjonskretsen IClA for derved å sikre at hovedklokken IC2 blir saknet til en lav starthastighet i nærheten av 200 Hz. Efterhvert som spenningen på den positive utgang fra integrasjonskretsen IClA faller'som følge av oppladningen av kondensatoren C123, vil samtidig spenningen på den negative inngang på integrasjonskretsen IClA stige på grunn av strømmen gjennom en motstand R125 og en diode D125 ved utladning av kondensatoren C124. Følgelig faller spenningen på utgangen av integrasjonskretsen IClA slik at spenningen'i sammenkoblingspunktet mellom motstander R126 og R127 bringes til å falle og bevirke' en økning i puls-repetis jonstakten for hovedklokken IC2 til et forutinnstilt maksimum. Dette maksimum vil være bestemt av den forutinnstilte verdi av motstanden R12 0 og likeledes av en spenning påtrykket klemmen TS av en konvensjonell temperaturføler (ikke vist).

Hovedklokken IC2 er en tidsstyringskrets av typen LM322 .sWi arbeider i astabil modus ved tilbakeføring av en del av utgangssignalet til kretsens triggerinngang gjennom en kondensator C126.. Arbeidsfrekvensen for hovedklokken IC2 er 1/(R120+R129).

(C125) Hz, mens utgangen er en smal negativ puls med bredde til-

nærmet lik 2(R128) . (C126) -sekund.

Utgangen av hovedklokken IC2 føres direkte til en ledning W på figur 4 og dessuten til to kaskadekoblede tellere IC3 og IC4 gjennom en spenningsdeler dannet av motstander R1212 og R1213. Utgangene fra tellerne IC3 og IC4 er forbundet med adresse-inngangene på tre hukommelseskretser IC6, IC7 og IC12. Tellerne IC3 og IC4 teller ..alltid i samme retning og blir tilbakestilt av en NAND-port IC8A.

Det fremgår at utgangen av Schmitt-triggeren IC9B er forbundet med en flip-flop-krets IC5 som bestemmer hvorvidt fremover- eller tilbakeoperasjon skal finne sted. Dette blir oppnådd ved hjelp av den utgang fra flip-flop-kretsen IC5 som omfatter den mest signifikante bit for adresseinngangen til hukommelsene IC6, IC7 og IC12, som illustrert i Tabell I. Tilbakestillingen

av tellerne IC3 og IC4 gjennom NAND-porten IC8A er den samme for både fremover- og tilbakefunksjonene, men utgangen av flip-flop-kretsen IC5 svitsjer hukommelsene 'IC6, IC7 og IC12 til te dis-tinkte og forskjellige felter for adresser hvor henholdsvis fremover- og bakoverprogrammer lagres.

Av Tabell I fremgår det at utgangene av hukommelsene IC6, IC7 og IC12 omfatter 9 bits og komplementet av hver av disse bits tilveiebringes av ni inverteringskretser IC10A til IC10F henholdsvis ICllA til ICllC. Utgangsbits fra hukommelsene IC6,

IG7 og IC12 og deres komplementer blir ført direkte til fasekontrollanordningen 6 som vist på figur 4

Videre blir utgangen av integrasjonskretsen IClA på figur 3 ført gjennom en motstand R1214 til Schmitt-triggeren IC9C hvis utgang er forbundet med basis på transistoren Q125. Dennes kollektor er forbundet med tilførselsspenningen 12 V

mens emitteren er forbundet med en ledning Z på figur 4 . Den rampespenning som opptrer på utgangen av integratoren IClA, vil først aktivere Schmitt-triggeren IC9C og kobler derved transistoren Q125 INN. Følgelig er ledningen Z på figur 4 fra begynnelsen av effektivt koblet til 12 volts-forsyningsspenningen,

men efter en forutbestemt forsinkelse, blir transistoren Q125 slått AV og vil derved effektivt koble ledningen Z på figur 4 bort fra spenningskilden 12V.

På figur 4' er kretsdetaljer ved fasekontrollanordningen 6 vist, men bare detaljer ved en enkelte fase av de 9 faser i den foretrukne utførelsesform, slik at gjentagelser er unngått.

Visse sider ved kretsen på figur 4 har likhet med kretsen på figur 2 . En flip-flop-krets IC14B for divisjon med 2 er i likhet med flip-flop-kretsen IC14A på figur 2 / forbundet med utgangen av kretsen IC13 på figur 2 , som utgjør utgangen fra oscillatoren 1 på figur 1 . Dessuten er utgangen av inverterings-kretsen IC11D på figur 3 også forbundet med kretsen IC14B for å avstedkomme en av/på-styring for operasjonen av flip-flop-kretsen IC14B.

På lignende måte som vist på figur 2 , er utgangene fra flip-flop-kretsen IC14B på figur 4 , ført gjennom seriekoblede kondensatorer og motstander, henholdsvis C131 og R135, R136, til transistorbrytere Q135, Q136 henholdsvis Q137,Q138. Disse transistorbrytere svitsjer eller kobler ledninger X og Y på

figur 4 vekselvis til jord med halvparten av den takt som bestemmes av pulsrepetisjonstakten for oscillatoren 1.

Hver fase av fasekontrollanordningen 6 omfatter to identiske kretser som er nødvendige for å frembringe komplementære utganger for de to brytere pr. faseklemme på hovedbryteren 7, som vist i detalj på figur 5 Hver av. de identiske kretser i fasekontrollanordningen 6 omfatter en av flere bistabile kretser henholdsvis IC15 til IC32, og en av flere transformatorer Tl31

til T14 9 sammen med tilhørende strømkretser. Hver av de bistabile kretser IC15 til IC32 omfatter en krets av typen National 555

som kan omstilles eller svitsjes mellom en monostabil tilstand og en flip-flop-tilstand med omstilling/tilbakestilling (set/reset).

Triggerinngangen på hver bistabil krets IC15 til

IC32 er forbundet med ledningen W og mottar derfor utgangen fra hovedklokken IC2. Dessuten er utgangen og inngangen på inverte-ringskretsen for hver fase i fasesekvensanordningen 5 forbundet med sperrings/aktiverings-inngangen på den tilsvarende bistabile krets for vedkommende fase. Således blir utgangen (IC10A) fra inver-teringskretsen IC10A koblet til sperrings/aktiverings-inngangen på den bistabile krets IC15 og inngangen (IC10A) fra inverterings-kretsen IC10A forbindes, med sperrings/aktiverings-inngangen på

den bistabile krets IC16.

Hver av de bistabile kretser IC15 til IC32 er forbundet med ledningen Z ved hjelp av en tilhørende motstand. For eksempel er de bistabile kretser IC15 og IC16 forbundet med ledningen Z ved hjelp av respektive motstander R1324 og R1235. Ut gangen av hver krets IC15 til IC.32 er koblet til midtuttaket på primærviklingen på den tilsvarende transformator og følgelig blir utgangen fra den bistabile krets IC15 ført til midtuttaket på primærviklingen på transformatoren T131.

For å unngå spenningsfallet i diodene Dill og D112 på figur 2 , er transistorer Q131 og Q132 forbundet med sekundærviklingen på transformatoren 131 med respektive motstander R131 og R13 2 innrettet til å levere basisstrøm for å mette transistorene Q131 og Q132 når det kreves at disse skal lede. På denne måte vil den lave kollektor/emitter-jnetningsspenning for transistorene erstatte det forholdsvis store spenningsfall fremover i diodene slik at vesentlig effekttap blir unngått.

Efter påvirkning av bryterkontrollanordningene 4

som beskrevet i detalj under henvisning til figur 3 , blir ledningen først forbundet med 12V-strømforsyningen og derfor arbeider hver av de bistabile kretser IC15 til IC32 som monostabile kretser og leverer en puls med forutbestemt varighet for hver puls som påtrykkes triggerinngangen gjennom ledningen W.

Når således den bistabile krets IC15 blir aktivert

av utgangen IC10A for hver puls som leveres av hovedklokken IC2,. opptrer en tilsvarende puls med forutbestemt lengde på utgangen av kretsen IC15 og blir påtrykket midtuttaket på primærviklingen på transformatoren T131. Når imidlertid kretsen IC15 blir sper-ret eller inaktivert av utgangen IC10A , blir ingen pulser påtrykket på transformatoren T131. På grunn av det komplementære forhold mellom utgangene IC10A og IC10A, ble enten den bistabile krets IC15 aktivert og den bistabile krets IC16 inaktivert, eller omvendt.

Under den første oppstartingstid vil de pulser som leveres av hovedklokken IC2 ha økende repetisjonstakt og følgelig vil utgangen av hver av de bistabile kretser IC15 til IC32 omfat-te et pulstog hvor det forekommer et flertall pulser i halve perioden og ingen pulser i den gjenværende del av perioden, idet forholdet mellom pulser og pulsmellomrom for det nevnte flertall pulser-øker efterhvert som frekvensen fra hovedklokken IC2 øker.

På denne måte blir pulsbølgeformen som illustrert

på figur 6 (beskrives senere), endret slik at den effektive spenning av hver halvperiode-puls blir redusert ved modulasjon. Modulasjonen er slik at den effektive påtrykte spenning blir redusert fra sin maksimalt mulige verdi ved tilveiebringelse av et

innstillbart antall korte pulser som hver har samme varighet, under den tid som er allokert for den halvperiode-puls som er tilstede under normal operasjon.

Den forannevnte modulasjon tillater at motoren 110 kan startes jevnt og løpe opp til maksimal hastighet. Således blir det først påtrykket en effektiv fasespenning på bare 0,3V, til sammenligning med en effektiv fasespenning på 12V ved full hastighet.

Videre er det mulig å innstille den første oppstartings-periode likesom den maksimale hastighet kan reguleres, slik at kontrollsystemet er i stand til å drive et vidt område av belast-ninger under forskjellige betingelser. Anvendelsen av tilbake-koblingsklemmer TS gjør det mulig å. foreta denne regulering auto-matisk ved hjelp av konvensjonell tilbakekoblingsteknikk.

Denne første operasjonsmåte fortsetter inntil ledningen Z blir frakoblet fra 12V-tilførselen efter en forutbestemt tid for derved å bevirke at hver bistabil krets IC15 til IC32 arbeider i sin modus som flip-flop-krets med omstilling/tilbake- . stilling. I denne modus vil den første puls som blir mottatt av f.eks. kretsen IC15, bevirke at én enkelt puls blir påtrykket midtuttaket på transformatorens primærvikling, idet varigheten

av denne.puls bestemmes ved at utgangen IC10A tilbakestiller kretsen IC15. Følgelig omfatter utgangen av hver bistabil krets IC15 til IC32 en firkantbølge med nyttefaktor 50%.

Denne tidssekvens blir brukt til å tillate start av motoren 110 med lav hastighet og så, efter den forannevnte forut-bestemte periode, drift av motoren med større hastighet.

Det vil fremgå for fagfolk på området at de strøm-kretser som er tilforordnet hver av transformatorene T131 til T14 9 er meget likeartet med dem som er beskrevet på figur , bortsett fra at det ikke skjer noen filtrering av utgangen fra sekundærviklingen. Ved betraktning av transformatoren T131 vil følgelig den utgangsspenning som opptrer mellom midtuttaket på sekundærviklingen og emitterne på transistorene Q131 og Q132 være en forsterket eller svekket reproduksjon av utgangsspenningen fra den bistabile krets IC15. Graden av slik forsterkning eller svekning er avhengig av omsetningsforholdet i hver av transformatorene T131 til T149. I tillegg til dette er utgangsspenningen a fra transformatoren T13 2 komplementet av spenningen a.

Hovedbryteren 7 'som fasekontrollanordningen 6 på

figur4er forbundet med, fremgår i detalj av figur 5 . Hovedbryteren for de 9 faser A, B, C, D, E, F, G, H og I, som hver har en avstand på 40° i tid, omfatter to transistorbrytere for hver fase. For fase A omfatter den ene transistorbryter en transistor Q141 sammen med en motstand R141 og en Diode D141 mens den annen bryter omfatter en transistor Q142, en motstand R142 og en diode D142. Faseklemmen A på figur 5 er forbundet med viklingen for fase A av den 9-fasede delta- eller fortrinnsvis maskekoblede induksjonsmotor 110. Om ønskelig kan imidlertid andre typer flerfasemotorer så som en synkronmotor, anvendes istedet.

Spenningen a påtrykkes motstanden R141 på figur 5 , dvs. at emitteren på transistoren Q141 er forbundet med midtuttaket på sekundærviklingen på transformatoren T131 mens basis på denne transistor er forbundet med emitterne på transistorene Q131 og Q13 2 på figur<4>.<p>£ lignende måte er spenningen a (komplementet til spenningen a) påtrykket over motstanden R142.

Når spenningen a er positiv, blir transistoren Q141 skrudd PÅ slik at faseklemmen A forbindes med den positive klemme på kjøretøybatteriet B14. Samtidig som spenningen a opphører å være positiv, blir spenningen a positiv og derfor vil transistoren Q14.1 blir slått AV mens transistoren Q142 blir slått PÅ

slik at faseklemmen A forbindes med den negative klemme på batteriet B14. På denne måte blir det for hver fase generert en pulset spenningsbølgeform som illustrert på figur6• På grunn av induk-tiviteten i hver vikling som pulsbølgeformen påtrykkes og den inn-byrdes kobling mellom fasene, er strømmen i hver fase i det vesent-lige sinusformet. Diodene Dl41 og D142 er anordnet for å tillate strømgjennomgang når transistorene Q141 henholdsvis Q142 er slått

AV.

Det er klart at, den takt som transistorene Q141 og

Q142 blir svitsjet med, er den takt som bestemmes av hovedklokken IC2 på figur<3>fQg følgelig bestemmer denne takt hvilken hastighet induksjonsmotoren 110 arbeider med.

Videre blir bryterparet for hver fase operert slik at hver bryter i ett par slås på og av vekselvis, men tilsvarende brytere i hvert par blir operert i sekvens slik at det er en identisk tidsforskyvning mellom hver fase, hvilket resulterer i den spenningsbølgeform for hver fase som er illustrert på figur 6 ,

unntatt under den første oppstarting.

Foretrukne fabrikatdg typer av hver av de ovenfor omtalte integrerte kretser er som følger:

Det vil også være klart for fagfolk på området at de to kaskade-tellere IC3 og IC4 og hukommelsene IC6, IC7 og IC12 kan erstattes med et skiftregister i hvilket et ord som omfatter det dobbelte antall bits av hukommelsesutgangen, til å begynne med lagres i skiftregisteret når strømforsyningen til-kobles strømkretsen, og dette ord blir forskjøvet syklisk med en takt som bestemmes av hovedklokken. På denne måte kan en utgang identisk med det som leveres av hukommelsene IC6, IC7

og IC12 bli oppnådd. I et slikt arrangement kan reversering av motoren 110 bevirkes ved å reversere forskyvningsretningen i skiftregisteret. Det er også mulig å oppnå det samme resul-tat med data-selektorer.

Hvis dessuten belastningen skulle løpe fra motoren slik at motoren virker som generator, blir effekt tilgjengelig for gjenoppladning av batteriet B14 da diodene D141 og D142 tillater at strøm flyter inn i batteriet Bl4. 0©tte tr©kk er av viktighet når motoren er drivmotoren for et elektrisk kjøretøy eller driver en kran for eksempel.

Claims (8)

1. Kontrollsystem for en flerfasebelastning med én faseklemme pr. fase og energisert fra en likestrømkilde, hvilket system omfatter to elektrisk påvirkbare brytere for hver fase av belastningen, hvorav én bryter i hvert par kan bringes til å forbinde den tilsvarende faseklemme av belastningen med den ene klemme av likestrømkilden og den annen bryter i hvert par kan bringes til å forbinde den tilsvarende faseklemme med den annen klemme av likestrømkilden, én sekvensanordning forbundet med bryterne for å påvirke bryterne i hvert par vekselvis og samtidig påvirke tilsvarende brytere i alle de nevnte par i sekvens, og en taktanordning forbundet med sekvensanordningen for å kon-trollere arbeidstakten for sekvensanordningen, hvorved arbeidstakten av sekvensanordningen styrer den frekvens som påtrykkes flerfasebelastningen.

2. System ifølge krav 1, karakterisert ved at taktanordn.ingen omfatter en klokke med regulerbar pulsrepetisjonstakt.

3. System ifølge krav 2, karakterisert ved at sekvensanordningen omfatter en logikk-krets forbundet med klokken for å motta pulser fra denne og forsynt med to utganger for hver fase av flerfasebelastningen, hvor utgangene av hvert par er komplementære og hver utgang omfatter et pulstog med puls/mellomrom-forhold tilnærmet lik 50% og en pulsrepetisjonstakt som er direkte proporsjonal med pulsrepetisjonstakten fra klokken, hvilke.utganger fra hvert par er tidsforskjøvet i forhold til alle andre par med et helt multiplum av en minimums-tid omfattende perioden av pulstoget dividert med antall faser, og hver utgang av hvert par av utganger er forbundet med den tilsvarende bryter i det tilsvarende bryterpar for å påvirke denne.

4. System ifølge krav 3, karakterisert ved at amplituden av pulsene i pulstoget moduleres for å redusere den effektive spenning pr. fase som påtrykkes belastningen.

5. System ifølge et. av de foregående krav, karakterisert ved at hvert av bryterparene omfatter to transistorer, hvorav en transistor er forbundet med den ene klemme av likestrømkilden og den annen transistor er forbundet med den annen klemme av likestrømkilden, samt den tilsvarende faseklemme er koblet mellom de to transistorer, og alle bryterpar er koblet parallelt med hverandre.

6. System ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at flerfasebelastningen omfatter en flerfasemotor.

7. System ifølge krav 6, karakterisert ved at rotasjonsretningen av motoren er reverserbar ved reversering av operasjonssekvensen av bryterparene, og rotasjonshastig-heten av motoren reguleres av den nevnte taktanordning.

8. System ifølge krav 6 eller 7, karakterisert ved at belastningen omfatter en motorgenerator og den nevnte belastning er istand til å gjenopplade likestrømkilden.