NO763999L

NO763999L -

Info

Publication number: NO763999L
Application number: NO763999A
Authority: NO
Inventors: P E Haferl
Original assignee: Rca Corp
Priority date: 1975-11-25
Filing date: 1976-11-23
Publication date: 1977-05-26
Also published as: DE2649909A1; FR2333397B1; BR7607736A; DE2649909C3; CS215051B2; IL50646A; FI61593C; AU506365B2; FI61593B; YU287576A; BE848705A; NL7613090A; DK156600C; NL188199C; PT65734B; AR211715A1; YU37462B; DK156600B; JPS5639107B2; HK38880A

Description

Putekorreksjonskrets.Pad correction circuit.

Foreliggende oppfinnelse angår en korreksjonskretsThe present invention relates to a correction circuit

for putefortegning i et kineskop.for pillow distortion in a kinescope.

Det er vel kjent at sidefortegning eller øst-vest-fortegning av putetypen av et raster på et kineskop, f.eks. It is well known that lateral distortion or east-west pillow-type distortion of a raster on a kinescope, e.g.

av den art som benyttes i en fjernsynsmottaker, i stor grad kan elimineres ved å modulere amplituden på den horisontale av-bøyningsstrøm gjennom de horisontale avbøyningsspoler med en stort sett parabolsk strømkomponent med en vertikal sveipe-hastighet. I alminnelighet har man fått til den ønskede modu-lasjon med passive kretser der en styrevikling eller en primær-vikling i en mettbar reaktor eller transformator drives av den vertikale hastighetsenergi med en sekundærvikling koplet i kretsen med den horisontale avbøyningsvikling. Amplituden på den horisontale avbøyningsstrøm moduleres av den vertikale avbøyningsstrøm slik at rasterets bredde reduseres ved rasterets topp og bunn. of the kind used in a television receiver, can be largely eliminated by modulating the amplitude of the horizontal deflection current through the horizontal deflection coils with a largely parabolic current component at a vertical sweep rate. In general, the desired modulation has been achieved with passive circuits where a control winding or a primary winding in a saturable reactor or transformer is driven by the vertical velocity energy with a secondary winding coupled in the circuit with the horizontal deflection winding. The amplitude of the horizontal deflection current is modulated by the vertical deflection current so that the width of the grid is reduced at the top and bottom of the grid.

En annen kjent anordning for korrigering av puteforvrengning på siden omfatter en kapasitans som er koplet i parallell med den vertikale avbøyningsvikling. Som beskrevet i patentansøkning 760236 lades kapasitansen med energi fra den horisontale tilbakeløpspuls, styrt av vendere. I både kretser med passiv mettbar reaktor og i styrte vertikale avbøynings-kretser i henhold til den nevnte ansøkning fåes putekorreksjon ved å belaste høyspenningstransformatoren for det horisontale avbøyningssystem under den horisontale tilbakeløpstid.■For å Another known device for correcting lateral pillow distortion comprises a capacitance connected in parallel with the vertical deflection winding. As described in patent application 760236, the capacitance is charged with energy from the horizontal return pulse, controlled by flippers. In both circuits with a passive saturable reactor and in controlled vertical deflection circuits according to the aforementioned application, cushion correction is obtained by loading the high-voltage transformer for the horizontal deflection system during the horizontal return time.■In order to

få riktig formet korreksjon av puteformen i sidene blir be-lastningen på høyspenningstransformatoren modulert med den vertikale avbøyningshastighet tatt fra den vertikale avbøy-ningsstrøm. Derved vil den maksimale belastning finne sted ved topp og bunn av bildet og minimum belastning finnes i' midten av bildet. get the correct shape correction of the pad shape in the sides, the load on the high voltage transformer is modulated with the vertical deflection rate taken from the vertical deflection current. Thereby, the maximum load will take place at the top and bottom of the image and the minimum load will be found in the middle of the image.

Den variable belastning av den horisontale tilbake-løpspuls ved den vertikale hastighet fører til at det oppstår en ytterligere puteforvrengning som er betegnet som innvendig puteforvrengning for å skille dem fra den ytre eller periferi-elle puteforvrengning som det vanligvis vises til. Denne ytterligere puteforvrengning finner sted inne i rasteret som resultat av tidmoduleringen av starten av den horisontale sveiping som frembringes av den vertikale hastighetsbelastning. Øket varighet av tilbakeløpet som skyldes tidsmodulasjon av den horisontale tilbakeløpspuls ved topp og bunn av den vertikale sveiping øker delen av resonansperioden for avbøyningsspolen 26 med S-korrigeringskapåsitansen 28 som virker under frem-løpet. Av denne grunn opptrer innvendig puteforvrengning i om-rådet mellom midtlinjen og de ytre venstre og høyre sider av bildet som en utilstrekkelig putekorreksjon. The variable loading of the horizontal return pulse at the vertical velocity causes an additional pad distortion to occur which is termed internal pad distortion to distinguish them from the outer or peripheral pad distortion commonly referred to. This additional pad distortion takes place within the raster as a result of the time modulation of the start of the horizontal sweep produced by the vertical velocity load. Increased duration of the retrace due to time modulation of the horizontal retrace pulse at the top and bottom of the vertical sweep increases the portion of the resonance period of the deflection coil 26 with the S correction capacitance 28 acting during the forward stroke. For this reason, internal pad distortion in the area between the centerline and the outer left and right sides of the image appears as insufficient pad correction.

Størrelsen av innvendigeputekorresjon som avhenger av.billedrørets geometri og av størrelsen på den utvendige puteforvrengning som krever korreksjon. Med utviklingen av vidvinklede billedrør med stor skjerm har det vist seg at den innvendige puteforvrengning kan bli så uheldig at korreksjon The amount of internal pad correction that depends on the geometry of the picture tube and the amount of external pad distortion that requires correction. With the development of wide-angle picture tubes with large screens, it has been shown that the internal pillow distortion can become so unfortunate that correction

er nødvendig.is necessary.

En tidligere kjent anordning for løsning av korrek-sjonsproblemet når det gjelder innvendig puteforvrengning an-ordnes i tillegg til komponenter som benyttes til vanlig putekorreksjon, en separat mettbar reaktor eller transduktor i serie med den horisontale avbøyningsvikling. Styreviklingen for den mettbare reaktor drives av et hastighetssignal for vertikal av-bøyning og modulerer induktansen i den horisontale avbøynings-krets for å korrigere for endringen i "S"-formingen,for derved også å korrigere for innvendig puteforvrengning. Denne tidligere kjente løsning har ulemper som omfatter en kritisk formgivning for den mettbare reaktor, reaktoren er temperaturavhengig, den mettbare reaktor er kostbar og dessuten er styreområdet såm begrenset at det ofte er utilstrekkelig til kompensasjon for kon-struksjonstoleranser. A previously known device for solving the correction problem when it comes to internal pad distortion is arranged in addition to components used for normal pad correction, a separate saturable reactor or transducer in series with the horizontal deflection winding. The control winding for the saturable reactor is driven by a velocity signal for vertical deflection and modulates the inductance in the horizontal deflection circuit to correct for the change in the "S" shape, thereby also correcting for internal pad distortion. This previously known solution has disadvantages which include a critical design for the saturable reactor, the reactor is temperature dependent, the saturable reactor is expensive and furthermore the control range is so limited that it is often insufficient to compensate for design tolerances.

En putekorrigeringskrets i henhold til en utførelses-form for foreliggende oppfinnelse innbefatter en impedans som er koplet i serie med en horisontal avbøyningsvikling. Impedanskretsen har to grener, nemlig en første gren som er koplet mellom første og andre klemmer, og en andre gren koplet mellom en første og en tredje klemme der en gren alltid er i serie med avbøyningsviklingen• Den annen gren av impedanskretsen er koplet i parallell med den første gren ved hjelp av en styrt vender. Den styrte vender er portstyrt til slutning av kretsen på et tidspunkt under den annen halvdel av det horisontale til-bakeløpsintervall. Det tidspunkt i løpet av den annen halvdel av det horisontale tilbakeløpsintervall da venderen styres til slutning av kretsen, blir progressivt fremskjøvet under den første del av det vertikale sveipeintervall, og blir progressivt skjøvet tilbake under den annen del av det vertikale sveipeintervall. A pad correction circuit according to one embodiment of the present invention includes an impedance connected in series with a horizontal deflection winding. The impedance circuit has two branches, namely a first branch which is connected between the first and second terminals, and a second branch connected between a first and a third terminal where one branch is always in series with the deflection winding• The second branch of the impedance circuit is connected in parallel with the first branch with the help of a controlled vender. The controlled reverse is gate-controlled to close the circuit at some time during the second half of the horizontal to-backflow interval. The time during the second half of the horizontal retrace interval when the inverter is controlled to end of the circuit is progressively advanced during the first part of the vertical sweep interval, and is progressively pushed back during the second part of the vertical sweep interval.

Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjen-gitte trekk og vil i det følgende blir fforklart nærmere under henvisning til tegningene der: Fig. 1 er en gjengivelse av et fjernsynsraster som viser innvendig puteforvrengning, fig. 2 viser et skjema, delvis i blokkform og delvis som et koplingsskjerna, av en del av en fjernsynsmottaker med putekorreksjonskrets i henhold til oppfinnelsen, fig. 3 viser spennings- og bølgeformer som opptrer i putekorreksjonsanordningen på fig. 2 under drift i løpet av ett vertikalt intervall, fig. 4 viser skjematisk en første utførelsesform for en del av putekorreksjonsanordningen på fig. 2 og fig. 5 viser, som koplingsskjerna og blokkdiagram, en ytterligere utførelsesform for en del av putekorreksjonsanordningen på fig. 2. Fig. 1 viser innvendig puteforvrengning slik den opptrer på et fjernsynsraster med et kryssende linjemønster som er generelt angitt med 10. De. høyre og venstre sider av linje-mønsteret er begrenset av vertikale linjer 12 og 14. Linjene 12 og 14 er rette, og viser at rasteret er putekorrigert ved de ytre kanter i øst-vestretningen med oppfinnelsen, på en måte som blir beskrevet i det følgende. Vertikale linjer 16 og 18 som ligger mellom midtlinjen og yttersidene av rasteret er buet og de avviker da fra de rette stiplede linjer. Dette angir at det finnes innvendig puteforvrengning. Fig. 2 viser avbøyningssystemet for en fjernsynsmottaker innbefattende en synkroniseringssignalseparator020osom mottar sammensatte videosignaler fra den ikke viste video-detektor. Separatoren 20 skiller ut vertikale synkroniseringssignaler fra det sammensatte videosignal og påtrykkérr dem på en inngangsklemme for en vertikal avbøyningsgenerator 22. Den vertikale avbøyningsgenerator 22 benytter de vertikale synkroni-seringsignaler til å frembringe en vertikal avbøyningsstrøm for påtrykning på en ikke vist vertikal avbøyningsvikling, som er tilkoplet generatorens 22 utgangsklemmer Y-Y. The invention is characterized by the features set out in the claims and will be explained in more detail in the following with reference to the drawings in which: Fig. 1 is a reproduction of a television grid showing internal pillow distortion, fig. 2 shows a diagram, partly in block form and partly as a connecting core, of a part of a television receiver with pad correction circuit according to the invention, fig. 3 shows voltage and waveforms that appear in the pad correction device of fig. 2 during operation during one vertical interval, fig. 4 schematically shows a first embodiment of a part of the pad correction device in fig. 2 and fig. 5 shows, as a connecting core and block diagram, a further embodiment of a part of the pad correction device of fig. 2. Fig. 1 shows internal pillow distortion as it appears on a television grid with an intersecting line pattern generally indicated by 10. De. the right and left sides of the line pattern are bounded by vertical lines 12 and 14. Lines 12 and 14 are straight, and show that the raster is cushion corrected at the outer edges in the east-west direction with the invention, in a manner that will be described below . Vertical lines 16 and 18 which lie between the center line and the outer sides of the grid are curved and they then deviate from the straight dotted lines. This indicates that there is internal pillow distortion. Fig. 2 shows the deflection system for a television receiver including a synchronization signal separator 020 which receives composite video signals from the video detector, not shown. The separator 20 separates vertical synchronization signals from the composite video signal and applies them to an input terminal of a vertical deflection generator 22. The vertical deflection generator 22 uses the vertical synchronization signals to produce a vertical deflection current for application to a vertical deflection winding, not shown, which is connected the generator's 22 output terminals Y-Y.

Synkroniseringssignalseparatoren 20 skiller også ut horisontale synkroniseringssignaler fra det sammensatte videosignal og påtrykker disse på en inngangsklemme for en horisontal avbøyningsgenerator 24. Den horisontale avbøyningsgenerator 24 behandler de horisontale synkroniseringssignaler slik at det fremkommer en stort sett sagtannformet strøm for den horisontale avbøyningsvikling 26. "S"-formingen av den horisontale avbøyningsstrøm frembringes av en kapasitans 28 som er koplet i serie med den horisontale avbøyningsvikling 26. En horisontal sveipehastighetsspenning er vist som bølgeformen 34, med tilbakeløpspulser 35, og den fremkommer over seriekoplingen av den horisontale avbøyningsvikling og S-kapasitansen under drift. En tilbakeløpskapasitans 13 er koplet mellom forbiridelsespunktet for kapasitansen 28 og den horisontale generator 24 til jord eller til et liknende referansepotensial. The synchronization signal separator 20 also separates horizontal synchronization signals from the composite video signal and applies these to an input terminal for a horizontal deflection generator 24. The horizontal deflection generator 24 processes the horizontal synchronization signals so that a largely sawtooth-shaped current is produced for the horizontal deflection winding 26. "S"- the shaping of the horizontal deflection current is produced by a capacitance 28 which is connected in series with the horizontal deflection winding 26. A horizontal sweep rate voltage is shown as waveform 34, with flyback pulses 35, and it is produced across the series connection of the horizontal deflection winding and the S capacitance during operation. A return capacitance 13 is connected between the bypass point for the capacitance 28 and the horizontal generator 24 to earth or to a similar reference potential.

Den horisontale avbøyningsvikling 26 er også koplet i serie med en putekorreksjonskrets som i denne utførelsesform er en putekorreksjonskrets for indre-ytre korreksjon og angitt generelt ved 30, og den har en impedanskrets 31 og en vender 40. Impedanskretsen 31 har en første klemme 32c koplet med en leder 27 til den horisontale avbøyningsvikling 26, en vikling 32b koplet i en første gren mellom den første klemme 32c og jord, en tredje klemme 37 og en koplingskrets innbefattende en kapasitans 36 og en induktans 32a koplet som en andre gren mellom den første klemme 32c og den tredje kiemme 37. Uttaket 32 deler induktansen 32 i en øvre vikling 32a og en nedre vikling 32b som er magnetisk koplet. En lekkasjeimpedans er tilsluttet viklingene 32a og 32b. Denne lekkasjeinduktans kopler viklingene 32a og 32b fra hverandre slik at strømmer med forskjellige bølge- former kan flyte fra uttaket 3 2c gjennom viklingene. En motstand 33 er stor og demper transformatoren 3 2 for å hindre uønskede svigninger. The horizontal deflection winding 26 is also connected in series with a pad correction circuit which in this embodiment is an inner-outer correction pad correction circuit and is indicated generally at 30, and it has an impedance circuit 31 and a reverser 40. The impedance circuit 31 has a first terminal 32c connected to a conductor 27 to the horizontal deflection winding 26, a winding 32b connected in a first branch between the first terminal 32c and earth, a third terminal 37 and a coupling circuit including a capacitance 36 and an inductance 32a connected as a second branch between the first terminal 32c and the third key 37. The outlet 32 divides the inductance 32 into an upper winding 32a and a lower winding 32b which are magnetically coupled. A leakage impedance is connected to the windings 32a and 32b. This leakage inductance disconnects the windings 32a and 32b from each other so that currents with different waveforms can flow from the outlet 3 2c through the windings. A resistor 33 is large and dampens the transformer 3 2 to prevent unwanted oscillations.

En styrt vender som generelt er betegnet med 40,A controlled face which is generally denoted by 40,

er koplet i serie med den gren av impedanskretsen 31 som inneholder kapasitansen 36. Den styrte vender er en bidireksjonal tyristor diodevender med en diode 42 koplet i parallell med en tyristor 44. Venderen 40 kan være en integrert tyristorlike-retter (ITR). Katoden i dioden 42 og anoden i tyristoren 44 is connected in series with the branch of the impedance circuit 31 which contains the capacitance 36. The controlled inverter is a bidirectional thyristor diode inverter with a diode 42 connected in parallel with a thyristor 44. The inverter 40 can be an integrated thyristor rectifier (ITR). The cathode in the diode 42 and the anode in the thyristor 44

er koplet sammen og forbundet méd kapasitansen 36, mens anoden i dioden 4 2 er koplet til katoden i tyristoren 44 og begge er koplet til et referansepotensial. is connected together and connected with the capacitance 36, while the anode in the diode 4 2 is connected to the cathode in the thyristor 44 and both are connected to a reference potential.

En styrekrets 36 for drift av venderen er koplet til en utgangsklemme på den horisontale avbøyningsgenerator 24 og får synkroniseringsinformasjoner med den horisontale avbøy-ningshastighet. Denne informasjon er i form av periodiske horisontale tilbakeløpspulser svarende til den hvite del 35 av bølgeformen 34. Styrekretsen 46 for venderen er også koplet til en utgangsklemme på den vertikale avbøyningsgenerator 22, for å motta vertikale hastighetssignaler. Styrekretsen 46 for venderen behandler den vertikale og horisontale hastighetssyn-kroniseringsinformasjon og frembringer en gjentatt rekke, vist som 48 av pulser 50 på en måte som beskrives nærmere i det følgende. Pulsrekken gjentas med den vertikale avbøyningshas-tighet. A control circuit 36 for operation of the turner is connected to an output terminal of the horizontal deflection generator 24 and receives synchronization information with the horizontal deflection rate. This information is in the form of periodic horizontal return pulses corresponding to the white portion 35 of the waveform 34. The inverter control circuit 46 is also connected to an output terminal of the vertical deflection generator 22, to receive vertical velocity signals. The inverter control circuit 46 processes the vertical and horizontal speed synchronization information and produces a repetitive train, shown as 48, of pulses 50 in a manner described in more detail below. The pulse train is repeated with the vertical deflection rate.

Pulsene 50 opptrer under den annen halvdel av hvert horisontalt tilbakeløpspulsintervall. Den bakre flanke av de enkelte pulser 50 i pulsrekken 48 opptrer ved avslutningstids-punktet for tilbakeløpspulsen. Ved begynnelsen av hver gjentatt rekke 48, svarende til toppen av den vertikale sveiping, opptrer den forreste flanke av hver puls 50 like før den bakre flanke slik at pulsene 50 har kort varighet. Pulsene 50 opptrer etter begynnelsen av den vertikale sveipning men før midten av denne vertikale sveising, og har forreste flanker som blir progressivt fremskutt i tid i forhold til den bakre flanke. Ved midten av den vertikale sveiping, svarende til midten av rekken av pulser 48, vil den forreste flanke av de enkelte pulser 50 nærme seg tidspunktet for midten av tilbakeløpspulsen 35. The pulses 50 occur during the second half of each horizontal return pulse interval. The trailing edge of the individual pulses 50 in the pulse train 48 occurs at the termination time of the return pulse. At the beginning of each repeated row 48, corresponding to the top of the vertical sweep, the leading edge of each pulse 50 occurs just before the trailing edge so that the pulses 50 have a short duration. The pulses 50 occur after the beginning of the vertical sweep but before the middle of this vertical weld, and have leading flanks which are progressively advanced in time relative to the trailing flank. At the middle of the vertical sweep, corresponding to the middle of the row of pulses 48, the leading edge of the individual pulses 50 will approach the time of the middle of the return pulse 35.

Fra midten av rennen 48 av pulser mot enden av hver rekke, svarende til midten og bunnen av den vertikale sveipning, blir de forreste flanker av pulsene 50 progressivt holdt tilbake i forhold til tidspunktet for midten av tilbakeløpet inntil maksimal tilbakeholdelse av den forreste flanke finner sted ved bunnen av den vertikale sveipning, og varigheten av en puls 50 er igjen kort. Man vil se at som en følge av dette vil pulsene 50 progressivt øke i varighet fra begynnelsen mot midten av den vertikale sveipning og progressivt avta i varighet fra midten mot enden av den samme vertikale sveipning. Gjentatte rekker 48 av pulser 50 er koplet fra styrekretsen 46 for venderen til en port 45 for tyristoren 44. From the center of the channel 48 of pulses toward the end of each row, corresponding to the middle and bottom of the vertical sweep, the leading edges of the pulses 50 are progressively held back relative to the timing of the center of the return until maximum leading edge holding occurs at the bottom of the vertical sweep, and the duration of a pulse 50 is again short. It will be seen that as a result of this the pulses 50 will progressively increase in duration from the beginning towards the middle of the vertical sweep and progressively decrease in duration from the middle towards the end of the same vertical sweep. Repeated rows 48 of pulses 50 are connected from the control circuit 46 for the inverter to a gate 45 for the thyristor 44.

Putekorreksjonskretsen 30 omfatter en vender-variabel impedans koplet i serie med avbøyningsviklingen 26. The pad correction circuit 30 comprises an inverting variable impedance connected in series with the deflection winding 26.

Når venderen 40 er åpen, opptrer putekorreksjonskretsen 30 med den høye induktive impedans for viklingen 32b i serie med av-'bøyningsviklingen. Når venderen 40 er sluttet, opptrer kretsen 30 med en lav kapasitiv impedans i serie med avbøyningsvik-lingen 26. Denne anordning korrigerer både for innvendig og ut-vendig puteforvrengning. When the inverter 40 is open, the pad correction circuit 30 operates with the high inductive impedance of the winding 32b in series with the deflection winding. When the inverter 40 is closed, the circuit 30 acts with a low capacitive impedance in series with the deflection winding 26. This device corrects both for internal and external pad distortion.

En gjennomsnitlig impedans som oppvises overfor av-bøyningsviklingen 26 av putekorreksjonskretsen 30 med topp og bunn av rasteret er høy fordi venderen 40 blir sluttet forholdsvis sent av pulsen 50. Ved midten av rasteret svarende til midten av det vertikale sveipeintervall, er den gjennomsnitlige impedans putekorreksjonskretsen 30 oppviser forholdsvis lav fordi venderen 4 0 blir sluttet forholdsvis tidlig under den annen halvdel av det horisontale tilbakeløpsintervall. An average impedance presented to the deflection winding 26 of the pad correction circuit 30 with top and bottom of the raster is high because the inverter 40 is closed relatively late by the pulse 50. At the center of the raster corresponding to the middle of the vertical sweep interval, the average impedance of the pad correction circuit 30 is exhibits relatively low because the turner 40 is closed relatively early during the second half of the horizontal return interval.

Ved topp og bunn, av rasteret vil den sene slutningAt the top and bottom, of the grid, the late ending

av venderen 40 under den annen halvdel av det horisontale til-bakeløpsintervall og den dermed resulterende høye gjennomsnitlige impedans i serie med avbøyningsviklingen 26 redusere av-vøyningsstrømmen I2g.som flyter i avbøyningsviklingen 26. Dette resulterer i redusert horisontal fremløpsbredde ved toppen og bunnen av rasteret eller korreksjon av ytre puteforvrengning. Den økte impedans, for avbøyningskretsen 26 i serie med putekorreks jonskretsen 30 fører også til en redusert belastning av den horisontale tilbakeløpspuls. Den reduserte belastning øker of the inverter 40 during the second half of the horizontal to-back interval and the resulting high average impedance in series with the deflection winding 26 reduce the deflection current I2g flowing in the deflection winding 26. This results in reduced horizontal forward width at the top and bottom of the grid or correction of outer pillow distortion. The increased impedance of the deflection circuit 26 in series with the pad correction circuit 30 also leads to a reduced loading of the horizontal return pulse. The reduced load increases

varigheten av den horisontale tilbakeløpspuls som derved søker å kompensere for endringen i "S"-formingen som frembringes ved tidsmodulasjonen av den horisontale tilbakeløps-puls, og som skyldes de beskrevne tidligere, kjente putekorrek-sjonsanordninger. Variasjonen i impedans i putekorreksjonskretsen 30 ved uttaket 32c, vil således korrigere både for indre og ytre puteforvrengning. the duration of the horizontal return pulse which thereby seeks to compensate for the change in the "S" shape produced by the time modulation of the horizontal return pulse, and which is due to the previously described, known pad correction devices. The variation in impedance in the pad correction circuit 30 at the outlet 32c will thus correct for both internal and external pad distortion.

Under den annen halvdel av det horisontale tilbake-løpsintervall fører tilbakeløpskapasitansen 13 energi i form av strømmen I2g til avbøyningsviklingen 26 i serie med putekorreks j onskretsen 30. Under denne del av den annen halvdel av det horisontale tilbakeløpsintervall da venderen 40 er åpen, During the second half of the horizontal flyback interval, the flyback capacitance 13 supplies energy in the form of the current I2g to the deflection winding 26 in series with the pad correction circuit 30. During this part of the second half of the horizontal flyback interval when the inverter 40 is open,

kan ingen strøm flyte i den gren av impedanskretsen 31 som inneholder kapasitansen 36. På denne måte vil den eneste bane for avbøyningsstrømmen I2g være gjennom den høye induktive impedans for viklingen 32b. Dette fører til at en forholdsvis høy spenning opptrer ved uttaket 3 2c under den annen halvdel av det horisontale tilbakeløpsintervall. På fig. 3e er dette vist med pulsen 56. I det øyeblikk da venderen 40 slutter ved påtrykning av en puls550 på porten 45 for tyristoren 44, no current can flow in the branch of the impedance circuit 31 containing the capacitance 36. In this way, the only path for the deflection current I2g will be through the high inductive impedance of the winding 32b. This causes a relatively high voltage to occur at outlet 3 2c during the second half of the horizontal return interval. In fig. 3e this is shown with the pulse 56. At the moment when the inverter 40 ends when a pulse 550 is applied to the gate 45 of the thyristor 44,

vil impedansen ved uttaket 32c brått falle da avbøyningsstrømmen I2g deles med en del av I2(- fortsatt flytende i viklingen 32b the impedance at the outlet 32c will suddenly drop as the deflection current I2g is divided by a part of I2(- still flowing in the winding 32b

og med resten av strømmen flytende gjennom viklingen 32a og kapasitansen 36 som loe;'Denne reduksjon i impedans fører til et brått fall i spenningen ved uttaket 3 2c i det øyeblikk da pulsen 50 påtrykkes, slik det er vist på fig. 3e ved den bakre flanke av pulsen 56 for spenningsbølgeformen 54 ved uttaket 32c. and with the rest of the current flowing through the winding 32a and the capacitance 36 as loe;'This reduction in impedance leads to a sudden drop in the voltage at the outlet 3 2c at the moment when the pulse 50 is applied, as shown in fig. 3e at the trailing edge of the pulse 56 of the voltage waveform 54 at the outlet 32c.

Strøm begynner å flyte i den gren av impedanskretsen 31 som inneholder kapasitansen 36 i det øyeblikk da venderen Current begins to flow in the branch of the impedance circuit 31 containing the capacitance 36 at the moment when the inverter

4 0 slutter. Strømmen j b fortsetter å øke under resten av den annen halvdel av det horisontale tilbakeløpsintervall. Da venderen 4 0 slutter forholdsvis sent ved topp og bunn av rasteret sammenliknet med midten av rasteret, vil strømmen I^g ved enden av det horisontale tilbakeløpsintervall være mindre ved topp og bunn av rasteret enn i midten av rasteret. Som en følge av dette vil mer av avbøyningsstrømmen I2g flyte i den gren av impedanskretsen 31 som inneholder kapasitansen 36 ved midten av rasteret enn tilfellet er ved dettes topp og bunn. Dette vil sees av fig. 3f der de venstre og høyre sider av bølgeformen tilsvarer henholdsvis topp og bunn av rasteret. 4 0 ends. The current j b continues to increase during the remainder of the second half of the horizontal reflow interval. As the inverter 40 ends relatively late at the top and bottom of the grid compared to the middle of the grid, the current I^g at the end of the horizontal return interval will be smaller at the top and bottom of the grid than in the middle of the grid. As a consequence of this, more of the deflection current I2g will flow in the branch of the impedance circuit 31 containing the capacitance 36 at the center of the raster than is the case at its top and bottom. This will be seen from fig. 3f where the left and right sides of the waveform correspond respectively to the top and bottom of the grid.

På grunn av koplingen mellom avbøyningsstrømmen I2(-Due to the coupling between the deflection current I2(-

og kapasitansstrømmen I3 _Dr ved hjelp av transformatoren 32,and the capacitance current I3 _Dr by means of the transformer 32,

vil avbøyningsstrømmen I2g og kapasitansstrømmen I^g øke og avta i takt under fremløpsintervallet. Imidlertid vil de rela-tive strørrelser av I2g °<? I_, under fremløpet bli bestemt av slutningstiden for venderen 40 under tilbakeløpet. På grunn av koplingen mellom strømmen 1^ og strømmen I^g vil kapasitans-strømmen I., avta til null ved midten av det horisontale frem- the deflection current I2g and the capacitance current I^g will increase and decrease in step during the advance interval. However, the relative magnitudes of I2g °<? I_, during the advance run be determined by the closing time of the turner 40 during the return run. Due to the coupling between the current 1^ and the current I^g, the capacitance current I., will decrease to zero at the center of the horizontal forward

3 b 3 b

løpsintervall, og begynne å øke i negativ retning under den annen halvdel av det horisontale fremløpsintervall. Under den annen halvdel av det horisontale fremløpsintervall vil dioden 42 i venderen 40 lede strømmen I^g og tyristoren 44 er åpen. run interval, and begin to increase in the negative direction during the second half of the horizontal advance interval. During the second half of the horizontal advance interval, the diode 42 in the inverter 40 will conduct the current I^g and the thyristor 44 is open.

Ved enden av det horisontale fremløpsintervall går avbøynings-strømmen I2g og kapasitansstrømmen I^g mot null•slik man ser det ved å sammenlikne avbøyningsstrømmens bølgeformer 58 på At the end of the horizontal advance interval, the deflection current I2g and the capacitance current I^g go towards zero•as can be seen by comparing the deflection current waveforms 58 on

fig. 3g og strømmen 1^^på fig. 3f. Dioden 42 åpner og tyristoren 44 er åpen eller brutt fordi ingen portpulser påtrykkes, slik at venderen 40 er åpen under den første halvdel av det horisontale fremløpsintervall for å være klar for neste syklus. fig. 3g and the current 1^^ in fig. 3 f. Diode 42 opens and thyristor 44 is open or broken because no gate pulses are applied, so that inverter 40 is open during the first half of the horizontal advance interval to be ready for the next cycle.

Kapasitansen 36 er i serie med en del I^g av av-bøyningsstrømmen I2g under hele fremløpsintervallet. Kapasitansen 36 fører til "S"-korreksjon av strømmen I^g» Størrelsen av denne ytterligere "S"-korreksjon av avbøyningsstrømmen I2g ved hjelp av kapasitansen 36 avhenger av forholdet mellom kapasi-tansens strøm I^g og avbøyningsstrømmen. Ved topp og bunn av rasteret er kapasitansstrømmen I^g forholdsvis liten på grunn av den sene slutning av venderen 40. The capacitance 36 is in series with a portion I^g of the deflection current I2g during the entire forward interval. The capacitance 36 leads to "S" correction of the current I^g» The magnitude of this further "S" correction of the deflection current I2g by means of the capacitance 36 depends on the ratio between the capacitance's current I^g and the deflection current. At the top and bottom of the grid, the capacitance current I^g is relatively small due to the late closing of the inverter 40.

Som en følge av dette vil kapasitansen 36 gi en mindre "S"-korreksjon av avbøyningsstrømmen I2g ved topp og bunn av rasteret enn ved midten av rasteret, der tidlig slutning av venderen 40 tillater høyere strøm å flyte i kapasitansen 36. Som vist med bølgeformen 60 på fig. 3g, vil således styringen av venderen 40 frembringe en variasjon i '^"-korreksjonen som en funksjon av den vertikale sveiping. As a result, the capacitance 36 will provide a smaller "S" correction of the deflection current I2g at the top and bottom of the raster than at the center of the raster, where early closure of the inverter 40 allows higher current to flow in the capacitance 36. As shown by the waveform 60 in fig. 3g, the control of the turner 40 will thus produce a variation in the '^" correction as a function of the vertical sweep.

Regulering av størrelsen av kapasitansen 36 bestemmer omfanget av den "S"-korreksjon man får. Når kapasitansen 36 justeres slik at den gir kapasitansstrømmen I^g samme frekvens som avbøyningsstrømmen ^26'v^~^~Putekorreksjonskretsen 30 øke korreksjonen av den ytre puteforvrengning. Når kapasitansen 36 er mindre slik at kapasitansstrømmen I^g inneholder høyere frekvenskomponenter enn avbøyningsstrømmen ^26'^r man ^orrek-sjon av indre puteforvrengning. Kapasitansen 36 kan ikke gjøres så liten man måtte ønske fordi sammentrykning av bildet ved den ytre linje eller til venstre på rasteret da begynner å følge puteforvrengningen. Denne sammentrykning begynner å opptre når ledevinkelen for kapasitansstrømmen I^g under fremløpet er omtrent 220 , svarende til en frekvens på 12 kHz. En spesielt fordelaktig oppbygning av putekorreksjonskretsen 30 får man når uttaket 32c er et midtuttak på transformatoren 32. Ved denne utførelse vil den impedans som fremkommer ved uttaket 32c når venderen 40 er sluttet, være reaktansen av kapasitansen 36 i serie med lekkasjeinduktansen for transformatoren 32 fordi den magnetiske fluks i viklingene 32a og 32b da så godt som opp-hever hverandre. Resultatet er at reaktansen for kapasitansen 36 opptrer i serie med avbøyningsviklingen 26 under fremløps-intervallet med en tilsynelatende størrelse som bestemmes av ledetiden for venderen 40. Adjusting the size of the capacitance 36 determines the extent of the "S" correction obtained. When the capacitance 36 is adjusted so that it gives the capacitance current I^g the same frequency as the deflection current ^26'v^~^~The pad correction circuit 30 increases the correction of the outer pad distortion. When the capacitance 36 is smaller so that the capacitance current I^g contains higher frequency components than the deflection current ^26'^, one corrects internal pad distortion. The capacitance 36 cannot be made as small as desired because compression of the image at the outer line or to the left of the grid then begins to follow the pad distortion. This compression begins to occur when the lead angle of the capacitance current I^g during the advance is approximately 220 , corresponding to a frequency of 12 kHz. A particularly advantageous structure of the pad correction circuit 30 is obtained when the outlet 32c is a center outlet on the transformer 32. In this embodiment, the impedance that appears at the outlet 32c when the inverter 40 is closed will be the reactance of the capacitance 36 in series with the leakage inductance for the transformer 32 because it magnetic fluxes in the windings 32a and 32b then virtually cancel each other out. The result is that the reactance of the capacitance 36 appears in series with the deflection winding 26 during the lead-on interval with an apparent magnitude determined by the conduction time of the inverter 40.

Andre utførelsesformer for impedanskretsen 31 vil også gi putekorreksjon. Ytre putekorreksjon kan oppnås med en impedanskrets bestående av en impedans, f.eks. en motstand, induktans eller kapasitans koplet mellom første (32c) og andre (GND) klemmer som er koplet i serie med avbøyningsviklingen Other embodiments of the impedance circuit 31 will also provide pad correction. External pad correction can be achieved with an impedance circuit consisting of an impedance, e.g. a resistance, inductance or capacitance connected between the first (32c) and second (GND) terminals connected in series with the deflection winding

og parallellkoplet med en direkte forbindelse fra den første (32b) til den tredje { 31%) klemme og med.en styrt vender 40, som beskrevet. Dessuten kan en ytterligere impedans anbringes i serie mellom den første og den tredje klemme og i serie med venderen for å redusere venderstrømmen og/eller for å unngå avgivning av energi. Som et videre alternativ kan den ytterligere impedans på samme måte som impedanskretsen 31 innbefatte to impedanser, nemlig en induktans og en kapasitans. and connected in parallel with a direct connection from the first (32b) to the third (31%) terminal and with a controlled switch 40, as described. Also, an additional impedance can be placed in series between the first and third terminals and in series with the inverter to reduce the inverter current and/or to avoid the release of energy. As a further alternative, the further impedance may, in the same way as the impedance circuit 31, include two impedances, namely an inductance and a capacitance.

Fig. 4 viser, i skjematisk form, en krets som med fordel kan benyttes som styrekrets 36 for venderen, sammen med et vanlig vertikalt avbøyningssystem. Kretsen 4 6 sammenlikner en vertikal-hastighetsparabel med en horisontal-hastighetssag-tannform for å frembringe spenningsbølgeformen 4 8 med pulser 50 som progressivt fremskytes i tid under den første halvdel av det vertikale fremløp og som progressivt holdes tilbake under den annen halvdel av fremløpet for påtrykning på venderporten 45 på fig. 2. Fig. 4 shows, in schematic form, a circuit which can advantageously be used as control circuit 36 for the turner, together with a normal vertical deflection system. The circuit 46 compares a vertical-velocity parabola with a horizontal-velocity sawtooth to produce the voltage waveform 48 with pulses 50 which are progressively advanced in time during the first half of the vertical advance and which are progressively held back during the second half of the advance for impingement on the turning gate 45 in fig. 2.

Den vertikale avbøyningsgenerator 22 omfatter enThe vertical deflection generator 22 comprises a

klasse B push-pull vertikal avbøyningsforsterker 106 samt en vertikal avbøyningsspole og topp-bunn-kretser 108 for putekorreksjon seriekoplet med en koplingskapasitans 110 for av-bøyningsspolen og en strømprøvende motstand 112. En tilbake-koplingsbane danner forbindelse mellom et koplingspunkt for kapasitansen. 110 og motstanden 112 til avbøyningsforsterkeren 106. class B push-pull vertical deflection amplifier 106 as well as a vertical deflection coil and top-bottom circuitry 108 for pad correction connected in series with a coupling capacitance 110 for the deflection coil and a current-sampling resistor 112. A feedback path connects a coupling point for the capacitance. 110 and the resistor 112 of the deflection amplifier 106.

En vertikal-hastighetsparabel fremkommer på kjentA vertical velocity parabola appears on known

måte over kapasitansen 110 og motstanden 112 under drift. Den vertikale-hastighetsparabel er koplet til basis i en transistor 104 for en dif f eiansialf orsterker 100 i styrekretsen 46 for venderen ved hjelp av en puteamplitudestyrende motstand 114 manner across the capacitance 110 and the resistance 112 during operation. The vertical velocity parabola is coupled to the base of a transistor 104 for a differential amplifier 100 in the control circuit 46 for the inverter by means of a pad amplitude controlling resistor 114

og en motstand 116.and a resistor 116.

Tilbakeløpspulser 35 med horisontal hastighet erReflow pulses 35 with horizontal velocity are

koplet til basis i en transistor 102 for en differensialfor-sterker 100 fra den horisontale avbøyningsgenerator 24 gjennom en diode 118 og en motstand 120. Basis i transistoren 102 er også koplet til en sagtanndannende kapasitans 122 og en lade-motstand 124 ved hjelp av en pidestalldannende motstand 126. coupled to the base of a transistor 102 for a differential amplifier 100 from the horizontal deflection generator 24 through a diode 118 and a resistor 120. The base of the transistor 102 is also coupled to a sawtooth-forming capacitance 122 and a charging resistor 124 by means of a pedestal-forming resistance 126.

.Under drift vil dioden 118 lede under det horison-.During operation, the diode 118 will conduct below the horizontal

tale fremløpsintervall og dermed holde transistoren 102 ledende pg kapasitansen 102 vil utlade. Transistoren 104 er ikke-ledende på grunn av forspenningen fra motstanden 128. Med transistoren 104 ikke-ledende opptrer det ingen spenning over motstanden 13 0 som. gjennom en emitterfølgende transistor 13 2 koples til porten 45 på tyristoren 44. talk advance interval and thus keep the transistor 102 conducting because the capacitance 102 will discharge. The transistor 104 is non-conducting due to the bias from the resistor 128. With the transistor 104 non-conducting, no voltage appears across the resistor 13 0 as. through an emitter-following transistor 13 2 is connected to the gate 45 of the thyristor 44.

Under det horisontale tilbakeløpsintervall vil de positivtløpende spenningspulser som er koplet til katoden for dioden 118 gjøre denne ikke-ledende. Dette bryter utladnings- During the horizontal flyback interval, the positive-going voltage pulses connected to the cathode of the diode 118 will make it non-conductive. This breaks the discharge

banen for kapasitansen 122 som derved begynner å lade slik man vil se det av spenningsbølgeformen 132 på fig. 3b. Dessuten vil den konstante strøm som flyter gjennom motstanden 126 the path of the capacitance 122 which thereby begins to charge as will be seen from the voltage waveform 132 in fig. 3b. Also, the constant current flowing through the resistor 126

stanse ved at dioden 118 ikke leder og basisspenningen for transistoren 102 vil stige brått. På fig. 3c er pulsene som opptrer under den horisontale tilbakeløpsperiode ved basis av transis- stop in that the diode 118 does not conduct and the base voltage for the transistor 102 will rise sharply. In fig. 3c are the pulses that occur during the horizontal return period at the basis of transis-

toren 102 vist generelt ved 134. Hver enkelt spenningspuls består av en pidestall som er frembrakt av motstanden 126 og en påliggende rampedel som er fremkommet ved ladning av kapasitansen 122 gjennom motstanden 124. På denne måte utgjør an-ordningen med dioden 118, motstanden 120, 124 og 126 og kapasitansen 122 en rampepulsgenerator. tore 102 shown generally at 134. Each individual voltage pulse consists of a pedestal which is produced by the resistor 126 and an applied ramp part which is produced by charging the capacitance 122 through the resistor 124. In this way, the arrangement with the diode 118, the resistor 120, 124 and 126 and the capacitance 122 a ramp pulse generator.

Fig. 3c viser også en grunn parabel 136 som representerer en spenning som påtrykkes basis for transistoren 104 i differensialforsterkeren 100 og spenningen kommer fra den vertikale avbøyningsgenerator 22. Parabelen 136 skjærer rampedelen av pulsene 134. Når parabelen 136 er mer negativ enn pulsene 34 som påtrykkes basis 102, vil transistoren 104 bli ledende og avgii en utgangspuls til tyristoren 44 ved hjelp av emitter-følgeren 132. Når parabelen 136 er mer positiv enn pulsene 134, er der ingen utgang til tyristoren 44. Fig. 3c also shows a shallow parabola 136 which represents a voltage that is applied to the base of the transistor 104 in the differential amplifier 100 and the voltage comes from the vertical deflection generator 22. The parabola 136 intersects the ramp part of the pulses 134. When the parabola 136 is more negative than the pulses 34 that are applied base 102, the transistor 104 will become conductive and emit an output pulse to the thyristor 44 by means of the emitter follower 132. When the parabola 136 is more positive than the pulses 134, there is no output to the thyristor 44.

Den mest negative del av parabelen 136 finnes ved midtpunktet av det vertikale fremløp. Som en følge av dette vil parabelen skjære sagtannformen og derved frembringe en puls 50 på fig. 3d som vil være utgangen på et tidspunkt som ligger mest fremskuttti forhold til de horisontale tilbake-løpspulser ved midten av den vertikale sveiping. Ved topp og bunn av den vertikale sveipning er parabelen 136 mest positiv og skjærer pulsene 134 forholdsvis sent slik at det fremkommer en puls 50 utgang med forholdsvis kort varighet. The most negative part of the parabola 136 is found at the midpoint of the vertical flow. As a consequence of this, the parabola will cut the sawtooth shape and thereby produce a pulse 50 in fig. 3d which will be the output at a time most advanced in relation to the horizontal return pulses at the center of the vertical sweep. At the top and bottom of the vertical sweep, the parabola 136 is most positive and intersects the pulses 134 relatively late so that a pulse 50 output with a relatively short duration appears.

Skjæringspunktene mellom parabelen 136 og pulsene 134 kan reguleres ved hjelp av en motstand 138. Motstanden 138 regulerer basisforspenningen for transistoren 104 og forflytter derved parabelen 136 i forhold til pulsene ved basis av transistoren 102. Dette fører på sin side til at alle portpulser 50 skytes frem eller forsinkes med samme verdi slik at man får en konstant forandring av billedbredden. Forandringen i billedbredden oppstår når kretsen 30 er dimensjonert for å The intersection points between the parabola 136 and the pulses 134 can be regulated by means of a resistor 138. The resistor 138 regulates the base bias for the transistor 104 and thereby moves the parabola 136 in relation to the pulses at the base of the transistor 102. This in turn causes all gate pulses 50 to be fired forward or delayed by the same value so that a constant change in image width is obtained. The change in image width occurs when the circuit 30 is dimensioned to

gi en stor putekorreksjon der rasterkorreksjonen ikke krever hele intervallet for den annen halvdel av tilbakeløpet. En forskyvning av den vertikale parabel forflytter innkoplings-tidspunktet for venderen 4 0 innenfor den annen halvdel av til-bakeløpet, og endrer dermed energien i avbøyningsviklingen ved begynnelse av fremløpet. Motstanden 14 0 sammen med motstanden 142 stiller inn basisforspenningen for transistoren 104. Mot- provide a large pad correction where the raster correction does not require the full interval for the second half of the retrace. A displacement of the vertical parabola moves the switch-on time for the inverter 40 within the second half of the reverse stroke, and thus changes the energy in the deflection winding at the beginning of the forward stroke. The resistor 14 0 together with the resistor 142 sets the base bias for the transistor 104. Resistor 142

standen 114 sammen med motstanden 116, bestemmer størrelsen på den vertikale parabel 136 som påtrykkes basis i transistoren 104. Man skal merke seg at korrigering av trapesformet forvrengning av rasteret kan oppnås ved å kople en passende kapasitans 115 over motstanden 116 og/eller ved å kople en kapasitans 117 fra koplingspunktet mellom motstanden 114, 116 til jord. Kopling av en kapasitans over motstanden 116 fører til faseforskyvning forover av den vertikale parabel med basis av transistoren 104, mens en kapasitans mellom koplingspunktet for motstandene 114, 116 til jord forsinker parabelen. En faseforskyvning fremover forflytter punktet for maksimal putekorreksjon oppad fra midten av rasteret mot toppen og faseforsinkelse forflytter maksimumspunktet mot bunnen. Dette resulterer i korreksjon av trapesformet forvrengning. the stand 114, together with the resistor 116, determines the size of the vertical parabola 136 which is applied to the base of the transistor 104. It should be noted that correction of trapezoidal distortion of the grid can be achieved by connecting a suitable capacitance 115 across the resistor 116 and/or by connecting a capacitance 117 from the connection point between the resistance 114, 116 to ground. Connecting a capacitance across the resistor 116 leads to a forward phase shift of the vertical parabola with the base of the transistor 104, while a capacitance between the connection point of the resistors 114, 116 to ground delays the parabola. A forward phase shift moves the point of maximum pad correction upwards from the center of the raster towards the top and phase delay moves the maximum point towards the bottom. This results in the correction of trapezoidal distortion.

En annen utførelsesform f or styrekretsen 46 for venderen til bruk sammen med en venderstyrt vertikal avbøy-ningskrets som beskrevet i den tidligere nevnte patentansøkning, er vist på fig. 5. Styrekretsen 46 på fig. 2 omfatter en parabel-generator som er generelt betegnet med 300, og en pulsgenerator som er betegnet med 320 på fig. 5. Parabelgeneratoren 300 og pulsgeneratoren 320 mottar tilbakeløpspulser som er vist ved 35, fra den horisontale avbøyningsgenerator 207 gjennom trans-formatorviklingen 208d og. en pulsbølgeform 330 fra den vender-styrte vertikale avbøyningsmodulatorkrets. Pulsgeneratoren 320 frembringer spenningsbølgeformen 48 for den portstyrte vender for påtrykning på tyristoren 44 i putekorreksjonskretsen 30. Another embodiment of the control circuit 46 for the turner for use in conjunction with a turner-controlled vertical deflection circuit as described in the previously mentioned patent application is shown in fig. 5. The control circuit 46 in fig. 2 comprises a parabolic generator which is generally denoted by 300, and a pulse generator which is denoted by 320 in fig. 5. Parabolic generator 300 and pulse generator 320 receive flyback pulses shown at 35 from horizontal deflection generator 207 through transformer winding 208d and. a pulse waveform 330 from the inverter-controlled vertical deflection modulator circuit. The pulse generator 320 produces the voltage waveform 48 for the gate-controlled switch to be applied to the thyristor 44 in the pad correction circuit 30.

Som beskrevet i den tidligere nevnte patentansøkning påvirkes den horisontale avbøyningsgenerator 207 av horisontale synkroniseringspulser 205 slik at den frembringer en stort sett sagtannformet horisontal avbøyningsstrøm i avbøyningsviklingen 26 rundt kineskopet 210. Viklingen 26 er seriekoplet med putekorreks jonskretsen 30 som beskrevet under henvisning til fig. 2. Den horisontale avbøyningsgenerator 207 driver også den horisontale utgangstransformator 208. Transformatoren 208 har to sekun-dærviklinger 208b og 208c som avgir horisontale tilbakeløps-pulser med motsatt polaritet for ladekondensatoren 215. Transformatorens sekundærvikling 208b som er koplet i serie med tyristoren 213 og viklingen 214, begynner å lade sagtannkapasitansen 215 under hver horisontal tilbakeløpspuls. Tyristoren 213 blir portstyrt for et maksimalt intervall av h<y>er horisontal til-bakeløpspuls ved toppen av den vertikale sveiping. Under den første eller øvre del av sveipingen vil portpulser 231 som påtrykkes porten for tyristoren 213 av en pulsbreddemodulator 273 for øvre del av sveipingen progressivt^redusere ledetiden for tyristoren 213. As described in the previously mentioned patent application, the horizontal deflection generator 207 is affected by horizontal synchronization pulses 205 so that it produces a largely sawtooth-shaped horizontal deflection current in the deflection winding 26 around the kinescope 210. The winding 26 is connected in series with the pad correction ion circuit 30 as described with reference to fig. 2. The horizontal deflection generator 207 also drives the horizontal output transformer 208. The transformer 208 has two secondary windings 208b and 208c which emit horizontal flyback pulses of opposite polarity for the charging capacitor 215. The secondary winding 208b of the transformer which is connected in series with the thyristor 213 and the winding 214 , begins to charge the sawtooth capacitance 215 during each horizontal reflow pulse. The thyristor 213 is gated for a maximum interval of h<y>'s horizontal to-back pulse at the top of the vertical sweep. During the first or upper part of the sweep, gate pulses 231 applied to the gate of the thyristor 213 by a pulse width modulator 273 for the upper part of the sweep will progressively reduce the conduction time of the thyristor 213.

Som en følge av dette opptrer det en fallende spen-ningsbølgeform 227 over kapasitansen 215. As a result of this, a falling voltage waveform 227 appears across the capacitance 215.

Under den annen halvdel av den vertikale sveiping vil en pulsbreddemodulator 281 for den nedre del av sveipingen portstyre tyristoren 17 med portpulser 232 som pregressivt øker i varighet. Som følge av dette vil tyristoren 217 sammen med transformatorens sekundærvikling 208c og viklingen 216/under den annen halvdel av den vertikale sveiping lade kapasitansen 215 med en økende negativ spenning. Spenningen 2227 som opptrer over kapasitansen 215 blir integrert av den vertikale av-bøyningsspole 218 for å danne en stort sett sagtannformet av-bøyningsstrøm. During the second half of the vertical sweep, a pulse width modulator 281 for the lower part of the sweep will gate control the thyristor 17 with gate pulses 232 which progressively increase in duration. As a result, the thyristor 217 together with the transformer secondary winding 208c and the winding 216/during the second half of the vertical sweep will charge the capacitance 215 with an increasing negative voltage. The voltage 2227 appearing across the capacitance 215 is integrated by the vertical deflection coil 218 to form a generally sawtooth deflection current.

Den vertikale sagtanngenerator 220 påvirkes av vertikale synkroniseringspulser 221 og av strømmen gjennom av-bøyningsspolen 218 og frembringer vertikal-hastighetbølgeformer 269 og 270 som har motsatt polaritet. Modulatorene 273 og 281 drives av spenningene 269 og 270 fra generatoren 220. En rampe-på-pidestall pulsspenning bølgeformgenerator 335 som kan svare til den rampe-pidestallpulsgenerator som er beskrevet i detalj i forbindelse med fig. 4, drives av horisontale tilbakeløps-pulser 35 fra transformatorens sekundærvikling 208d. Modulatorene 273 og 281 har andre innganger drevet med spennings-bølgeformen 334 fra generatoren 335. Pulsene 334 svarer til omvendte pulser 134 på fig. 3c. Pulsbreddemodulatorene 273 og 281 frembringer som første utgangssignaler de progressivt varierende breddepulser 231 og 232 for påtrykning på tyristorene 213 resp. 217. The vertical sawtooth generator 220 is acted upon by vertical synchronizing pulses 221 and by the current through the deflection coil 218 and produces vertical velocity waveforms 269 and 270 which are of opposite polarity. Modulators 273 and 281 are driven by voltages 269 and 270 from generator 220. A ramp-on-pedestal pulse voltage waveform generator 335 which may correspond to the ramp-pedestal pulse generator described in detail in connection with FIG. 4, is driven by horizontal flyback pulses 35 from the transformer's secondary winding 208d. The modulators 273 and 281 have other inputs driven by the voltage waveform 334 from the generator 335. The pulses 334 correspond to inverted pulses 134 in FIG. 3c. The pulse width modulators 273 and 281 produce as first output signals the progressively varying width pulses 231 and 232 for application to the thyristors 213 resp. 217.

Pulsbreddemodulatorene 273 og 281 har andre utgangssignaler som fåes fra transistorene 272 og 280 hvis kollektorer er koplet,gjennom en motstand 336 til jord. En spenning 330 The pulse width modulators 273 and 281 have other output signals which are obtained from the transistors 272 and 280 whose collectors are connected through a resistor 336 to ground. A voltage of 330

som representerer summen av utgangsspenningsbølgeformeneffra transistorene 2.72 og 280 opptrer som en inngangsbølgeform for parabelgeneratoren 300. which represents the sum of the output voltage waveforms from transistors 2, 72 and 280 acts as an input waveform to the parabolic generator 300.

Pulsbølgeformen 330 påtrykkes en normalt mettet forsterket transistor 301. Spissene av pulsene 330 bringer transistoren 301 ut av metning og skaper positive pulser ved kollektoren for transistoren 301. En diode 302 som er koplet fra kollektoren til basis i transistoren 301/bedrer transient-følsomheten for transistoren 301. En detektordiode 303 kopler den positive pulsutgang fra transisforterkeren 301 til en integrerende kapasitans 304. En parabolsk spenning 306 fremkommer over kapasitansen 304 og representerer den integrerte utgang fra transistoren 301 med toppunktet av parable liggende på midten av den vertikale sveising som resultat av den maksimale varighet av pulsspissene i bølgeformen 330. En variabel motstand 308 justerer utladningshastigheten for den integrerende kapasitans 304. Den parabolske bølgeform 306 for den vertikale hastighet er koplet fra kapasitansen 304 med et emitterfølge-trinn som er generelt betegnet med 310. Et lavpassfilter som generelt er betegnet med 312/demper de horisontalfrekvens-strømmer i den parabolske bølgeform 306. En formbestemmende motstand 314 kopler en parabolsk varierende strøm 316 til en puls-behandler 320 når den parabolske spenning 306 opptrer. The pulse waveform 330 is applied to a normally saturated amplified transistor 301. The tips of the pulses 330 bring the transistor 301 out of saturation and create positive pulses at the collector of the transistor 301. A diode 302 which is connected from the collector to the base of the transistor 301 improves the transient sensitivity of the transistor 301. A detector diode 303 couples the positive pulse output from the trans amplifier 301 to an integrating capacitance 304. A parabolic voltage 306 appears across the capacitance 304 and represents the integrated output from the transistor 301 with the apex of the parabola lying in the middle of the vertical weld as a result of the maximum duration of the pulse peaks in the waveform 330. A variable resistor 308 adjusts the discharge rate of the integrating capacitance 304. The vertical velocity parabolic waveform 306 is coupled from the capacitance 304 by an emitter follower stage generally designated 310. A low-pass filter generally designated with 312/mute r are the horizontal frequency currents in the parabolic waveform 306. A shape-determining resistor 314 couples a parabolically varying current 316 to a pulse processor 320 when the parabolic voltage 306 occurs.

Pulsbehandleren 320 mottar horisontale tilbakeløps-pulser 35 fra transformatorens sekundærvikling 208d og pulsene påtrykkes basis for en omvendérforsterker 322. Den negativt løpende pulsutgang fra omvendérforsterkeren 322 påtrykkes basis i en transistor 342 ved hjelp av en kapasitans 328 og en diode 326 . The pulse processor 320 receives horizontal return pulses 35 from the transformer's secondary winding 208d and the pulses are applied to the base of an inverter amplifier 322. The negative-going pulse output from the inverter amplifier 322 is applied to the base of a transistor 342 by means of a capacitance 328 and a diode 326.

Transistoren 324 får på sin basis påtrykket en parabolsk varierende strømbølgeform 316. Strømbølgeformen 316 søker å holde transistoren 324 ledende mellom horisontale tilbake-løpspulser. Ved påtrykning av en negativt løpende horisontal hastighetspuls fra omvenderen 322 slutter transistoren 324 å lede i en periode som er avhengig av den tid som kreves for at strømmen 316 skal lade kapasitansen 328 slik at den igjen for-spenner transistoren 324 forover. Den ikke-ledende periode av transistoren 324 vil være minst i midten av den vertikale sveipning der tidsstrømmen 316 er størst og ikke-ledningen av transistoren 324 vil ha størst varighet ved og bunn av den vertikale sveipning. The transistor 324 is impressed upon its base by a parabolically varying current waveform 316. The current waveform 316 seeks to keep the transistor 324 conducting between horizontal reflow pulses. When a negative running horizontal speed pulse is applied from the inverter 322, the transistor 324 stops conducting for a period which is dependent on the time required for the current 316 to charge the capacitance 328 so that it again biases the transistor 324 forward. The non-conducting period of the transistor 324 will be at least in the middle of the vertical sweep where the time current 316 is greatest and the non-conduction of the transistor 324 will have the greatest duration at and bottom of the vertical sweep.

Den positivt løpende utgang fra transistoren 324The positive-going output of transistor 324

tas fra kollektoren og påtrykkes basis i transistoren 340is taken from the collector and applied to the base of the transistor 340

gjennom motstanden 342. Et annet inngangssignal til basis i transistoren 340 tas fra utgangsklemmen for forsterkeren 322 gjennom motstanden 344. En positiv pulsutgang ved kollektoren for transistoren 340 opptrer bare når utgangssignalene fra både forsterkeren 322 og transistoren 324 er lave. Et par om-vendérf orsterkere kopler pulsutgangen fra transistoren 340 til porten for tyristoren 44. through resistor 342. Another input signal to the base of transistor 340 is taken from the output terminal of amplifier 322 through resistor 344. A positive pulse output at the collector of transistor 340 occurs only when the output signals from both amplifier 322 and transistor 324 are low. A pair of inverting amplifiers couple the pulse output from transistor 340 to the gate of thyristor 44.

Da den bakre flanke av pulsutgangen fra forsterkeren 322 opptrer ved avslutningen av tilbakeløpspulsintervallet, Since the trailing edge of the pulse output from amplifier 322 occurs at the end of the flyback pulse interval,

ender utgangspulsen fra transistoren 340 ved enden av dette tilbakeløpspulsintervall..Pulsutgangen fra transistoren 340 ends the output pulse from transistor 340 at the end of this flyback pulse interval..The pulse output from transistor 340

har en varighet som har sitt maksimum ved midten av den vertikale sveiping og minimum ved topp og bunn av den vertikale sveiping. has a duration that has its maximum at the middle of the vertical sweep and its minimum at the top and bottom of the vertical sweep.

Deh beskrevne putekorreksjonskrets vil samtidig korrigere indre øst-vest puteforvrengning og ytre øst-vest puteforvrengning. Korreksjonskretsen har også høy virkningsgrad fordi belastning av den horisontale utgangstransformator er unngått. Den beskrevne krets kan benyttes sammen med vanlige putekorreksjonskretser. The pillow correction circuit described will simultaneously correct inner east-west pillow distortion and outer east-west pillow distortion. The correction circuit also has a high degree of efficiency because loading of the horizontal output transformer is avoided. The described circuit can be used together with normal pad correction circuits.

Når det benyttes sammen med vertikal avbøyning i "switched mode system" som beskrevet i den tidligere nevnte patentansøkning, er den her omhandlede putekorreskjonskrets særlig fordelaktig. Selv om vertikale avbøyningskretser som arbeider etter "switched mode" gir korreksjon av sideputefor-vrengning ved belastning av den horisontale tilbakeløpstrans-formator, er det i noen tilfelle nødvendig å sørge for samtidig ledning gjennom styrevenderne, f.eks. 213 og 217 på fig. 5, ved midten av den vertikale sveiping for å oppnå tilstrekkelig putekorreksjon. Denne samtidige ledning gjennom venderne 213 When used together with vertical deflection in the "switched mode system" as described in the previously mentioned patent application, the pad correction circuit referred to here is particularly advantageous. Although vertical deflection circuits operating in "switched mode" provide correction of side cushion distortion when loading the horizontal flyback transformer, in some cases it is necessary to provide simultaneous conduction through the control inverters, e.g. 213 and 217 on fig. 5, at the center of the vertical sweep to achieve adequate cushion correction. This simultaneous wire through the switches 213

og 217 skaper en avledende strømbane for den horisontale til-bakeløpsenergi. Ved anvendelse av foreliggende oppfinnelse sammen med vertikal avbøyning etter "switched mode"-systemet, and 217 creates a diverting current path for the horizontal backflow energy. When using the present invention together with vertical deflection according to the "switched mode" system,

blir det avledede energitap unngått og man får et meget lavt totalt energiforbruk. the derived energy loss is avoided and you get a very low total energy consumption.

Det følgende er en liste over verdier for komponentene i kretsen som gir putekorreksjon for et 110° billed-rør, f.eks. RCA modell nr. A67-610X: The following is a list of values for the components of the circuit that provide pillow correction for a 110° picture tube, eg. RCA Model No. A67-610X:

Med de ovennevnte verdier og det nevnte billedrør ble stromkomponenter i avbøyningsviklingen på grunn av reso-nans i S-kapasitansen og avbøyningsviklingen, observert ved omtrent 6,5 kHz mens komponentene, på grunn av putekorreksjonskretsen, ble observert ved omtrent 12 kHz. With the above values and the aforementioned picture tube, current components in the deflection winding due to resonance in the S capacitance and the deflection winding were observed at approximately 6.5 kHz while the components due to the pad correction circuit were observed at approximately 12 kHz.

Claims

1. Pad correction circuit for the deflection device of a kinescope, comprising horizontal and vertical deflection generator systems with a horizontal deflection winding (26) connected to the horizontal deflection generator system for supplying deflection current therefrom, an impedance circuit (31) to form an impedance between first (32c) and second (GND) terminals, and including a third terminal (37), and first connection devices (32a, 36) for connecting the first terminal to the third terminal, as well as other devices (27) for series connection of first and second terminals for the impedance circuit to the deflection winding, characterized by controlled inverter devices (40) including a control electrode (45) and a controlled current path (anode-cathode in 44) connected between the second (GND) and the third (37) terminal, and control devices (46) connected to the horizontal (24) and vertical (22) deflection generator system and to the control electrode (45) for operation of the controlled turning device (40) at a time during which the nen half of the horizontal return interval, which timing is progressively advanced during the first part of the vertical sweep interval and progressively held back during the second part of the vertical sweep interval to change the sweep current in such a way as to reduce pad distortion.

2. Cushion correction ion circuit as stated in claim 1, characterized in that the first coupling device comprises a direct coupling.

3. Pad correction circuit as specified in claim 1 or 2, characterized in that the impedance circuit (31) comprises a first inductance device (3 2b) connected between the aforementioned first and second terminals.

4. Pad correction circuit as specified in claim 1 or 3, characterized in that the first connection device comprises capacitance devices (36) connected between the first and second clamps.

5. Pad correction circuit as stated in claim 3, characterized in that the first connection device comprises capacitance devices (36), second inductance devices (32a), devices (connections) for series connection of the said capacitance device to the second inductance device, and devices (connections) for connecting the series combination of the capacitance device and the second inductance device between the first and third terminals.

6. Pad correction circuit as stated in claim 3, characterized in that the coupling device comprises other inductance devices (3 2a) connected between the first and third terminals.

7. Pad correction circuit if specified in claim 5 or 6, characterized in that it comprises devices for magnetic coupling of the first inductance device (32b) with the second inductance device (32a).

8. Pad correction circuit as stated in claim 7, characterized in that it comprises capacitance devices (36) which are connected in series with the second inductance device (32a).

9. Pad correction circuit as stated in claim 8, characterized in that the said first and second inductance devices have approximately the same self-inductance.

10. Pad correction circuit as specified in claim 1, 3 or 5, characterized in that the controlled reversing device (40) comprises a controlled rectifier (44) including the aforementioned control electrode (45) and the aforementioned controlled current path, a unidirectional current-conducting device (4 2), and in that the controlled current path is connected in parallel with the aforementioned uni-directional current-conducting device.

11. Pad correction ion circuit s)m specified in claim 10, characterized in that the anode in the unidirectional current-conducting device (4 2) is connected to the cathode in the controlled rectifier (44), and the cathode in the unidirectional current-conducting device is connected to the anode in the controlled rectifier.

12. Pad correction circuit as stated in claim 1, characterized in that the impedance circuit (31) and the first connection device comprise a capacitance (36) which is connected in parallel with an inductance (32), where the second device comprises means for series connection of the impedance circuit by deflection -ning winding (26), and the controlled reversing device (40) includes a control electrode and a controlled current path which is connected in series with a branch of the impedance circuit. IN

13. Pad correction circuit as stated in claim 12, characterized in that the controlled switch (40) is connected in series with the capacitive (36) branch of the impedance circuit (31).

14. Pad correction circuit as stated in claim 12 or 13, characterized in that the inductive (26) branch of the impedance circuit (31) comprises an autotransformer (32).

15. Pad correction circuit as specified in claim 12, 13 or 14, characterized in that the controlled switch (40) comprises a controlled rectifier (44) and a unidirectional current-carrying device (42) and has the controlled current path connected in parallel with the unidirectional current-conducting device (42) .

16. Pad correction circuit as stated in claim 15, characterized in that the anode in the unidirectional current-carrying device (42) is connected to the cathode in the controlled rectifier (44), while the cathode in the unidirectional current-carrying device is connected to the anode in the controlled rectifier .

17. Pad correction circuit as stated in claim 1, 12 or 13, characterized in that the control device (46) comprises gate pulse generator devices (46) connected to the controlled face (40) and to the horizontal (24) and vertical (22) deflection generator systems for producing repeated reverse gate pulses (50), which gate pulses terminate approximately at the end of said horizontal return pulse.

18. Pad correction circuit as stated in claim 17, characterized in that the gate pulse generator device

(46) includes parabola generating device (110, 112, 300) coupled to the vertical deflection generator system (22) for generating a parabolic signal (136) 316) with the vertical deflection velocity, devices (118-122; 208d, 322) coupled to the horizontal deflection generator system for generating a horizontal velocity signal (134 ; 135) during the horizontal reflow pulse period; modulation devices (100; 324) coupled to said horizontal velocity signal generating device (118-122; 208d, 322) and to the parabolic signal generating device (100, 112; 300) for generating a horizontal velocity pulse (134; 50) width modulated by the parabolic signal (136; 316) .

19. Pad correction circuit as stated in claim 18, characterized in that the modulating device (100;

324) comprises comparison devices (100) connected to the parabolic generator device and to the horizontal speed signal generating device for generating repeated gate pulses (48).

20. Pad correction circuit as stated in claim 19, characterized in that the comparison device (100) comprises a comparator for the differential amplifier's (100) amplitude, with a first (104b) and a second (102b) input, which first input (104b) is connected to the parabolic generator device (22) and the second input (102b) is connected to an output for the horizontal speed signal generating device (118-122), and in that said horizontal speed signal (134) comprises a ramp.