NO167950B

NO167950B - ELECTRONIC BALLAST SYSTEM FOR GAS EMISSIONS

Info

Publication number: NO167950B
Application number: NO900959A
Authority: NO
Inventors: Jacques M Hanlet
Original assignee: Intent Patent Ag
Priority date: 1982-02-02
Filing date: 1990-02-28
Publication date: 1991-09-16
Also published as: NO900959L; NO167950C; NO900959D0

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører elektroniske ballastsystemer for gassutladningsrør. The present invention relates to electronic ballast systems for gas discharge tubes.

Ballastsystemer for gassutladningsrør og fluorescerende lyspærer er kjent og omfatter ballastsystemer for multippel-anordninger av fluorescerende lyspærer liksom for fluorescerende enkelt-lyspærer. Mange kjente elektroniske ballastsystemer krever dog et forholdsvis stort antall komponenter, og dette har medført ballastsystemer med forholdsvis stort volum. Dette skyldes delvis antallet elektriske komponenter som inngår i kretsen, men også behovet for tilleggskompo-nenter for spredning av den varme som genereres av de elektriske komponenter. Ballast systems for gas discharge tubes and fluorescent light bulbs are known and include ballast systems for multiple devices of fluorescent light bulbs as well as for single fluorescent light bulbs. However, many known electronic ballast systems require a relatively large number of components, and this has resulted in ballast systems with a relatively large volume. This is partly due to the number of electrical components included in the circuit, but also the need for additional components to disperse the heat generated by the electrical components.

Andre ballastsystemer er kjent, som drives ved forholdsvis lave frekvenser, men disse har svært lave driftseffekter. Other ballast systems are known, which are operated at relatively low frequencies, but these have very low operating effects.

I DE-A-2.755.584 er det omtalt et elektrisk ballastsystem for fluorescerende lyskilder, hovedsakelig omfattende en transformator som kan kobles til en strømkilde og som er i stand til å fremskaffe et oscillasjonssignal, et par invertor-transformatorer som etablerer et indusert spenningssignal som respons på strømsignalet, samt to koblings-kondensatorer som er koblet mellom invertor-transformatorene og de fluorescerende rør for utladning av den induserte spenning til de første filamenter av røret. DE-A-2,755,584 discloses an electrical ballast system for fluorescent light sources, essentially comprising a transformer which can be connected to a current source and which is able to provide an oscillation signal, a pair of inverter transformers which establish an induced voltage signal which response to the current signal, as well as two coupling capacitors which are connected between the inverter transformers and the fluorescent tubes for discharging the induced voltage to the first filaments of the tube.

Den foreliggende oppfinnelse går ut på å forbedre effektivi-teten ved en slik type system ved innføring av avstemningskretser for modifikasjon av resonanskretser og arbeidsfasen av den signalpuls som er generert i invertor-transformatorene . The present invention aims to improve the efficiency of such a system by introducing tuning circuits for modifying resonant circuits and the working phase of the signal pulse generated in the inverter transformers.

Mer spesielt går den foreliggende oppfinnelse ut på å tilveiebringe elektroniske ballastsystemer for fluorescerende lyskilder, som er særdeles effektive når det gjelder omforming av elektisk energi til elektromagnetisk energi i den sylige båndbredde av det elektormagnetiske spektum, og som krever et minimum av elektiske komponenter, slik at varmeavgangen blir minimalisert og ballastsystemene kan installeres i begrensede rom. Andre formål og fordeler ved systemet som tilveiebringes ifølge foreliggende oppfinnelse vil fremgå av beskrivelsen. More particularly, the present invention aims to provide electronic ballast systems for fluorescent light sources, which are particularly efficient in terms of converting electrical energy into electromagnetic energy in the visible bandwidth of the electromagnetic spectrum, and which require a minimum of electrical components, so that heat loss is minimized and the ballast systems can be installed in limited spaces. Other purposes and advantages of the system provided according to the present invention will be apparent from the description.

Ifølge det bredeste aspekt av foreliggende oppfinnelse er det tilveiebrakt et elektronisk ballastsystem for et belysningssystem, som omfatter minst to gassutladningsrør, hvor hvert av de nevnte rør har første og andre glødetråder, idet ballast-systemet omfatter en transformator som kan kobles til en strømkilde og omfatter en primærvikling og en sekundærvikling for å danne et oscillasjonssignal, et par transistorer som er koblet for tilbakekobling til nevnte transformator for kobling av et strømsignal som respons på nevnte oscillasjonssignal, en første og en andre invertor-transformator, som hver har en vikling forsynt med midtuttak for dannelse av et indusert spenningssignal som respons på nevnte strømsignal, og et par sekundærviklinger, samt et par koblings-kondensatorer, som er koblet til nevnte uttaksforsynte viklinger på henholdsvis den første og den andre invertor-transformator, og også er koblet til de første glødetråder av nevnte gassutladningsrør for ut-ladning av nevnte induserte spenningssignal til de nevnte første glødetråder, idet dette systemet er karakterisert ved at ballastsystemet ytterligere omfatter: første og andre kapasitans-avstemningskretser som er koblet til de uttaksforsynte viklinger og sekundærviklinger av nevnte invertor-transformatorer for modifisering av resonansfrekvensen og arbeidsfasen av signalpulsen som er generert i invertor-transformatorene, samtidig som hver avstemningskrets innbefatter: (a) minst én første avstemnings-kondensator, som ved innkoblede utladningsrør i systemet er i parallell med de første og andre glødetråder av ett av nevnte gassutladnings-rør ; og (b) minst en andre avstemnings-kondensator, som er koblet i parallell med den uttaksforsynte primærvikling for en annen av nevnte to invertor-transformatorer. According to the broadest aspect of the present invention, there is provided an electronic ballast system for a lighting system, which comprises at least two gas discharge tubes, each of said tubes having first and second filaments, the ballast system comprising a transformer which can be connected to a power source and comprising a primary winding and a secondary winding for forming an oscillating signal, a pair of transistors connected for feedback to said transformer for coupling a current signal in response to said oscillating signal, a first and a second inverter-transformer, each having a winding provided with a center tap for forming an induced voltage signal in response to said current signal, and a pair of secondary windings, as well as a pair of coupling capacitors, which are connected to said outlet-provided windings on the first and the second inverter-transformer, respectively, and are also connected to the first filaments of said gas discharge tube for discharge of said induce rte voltage signal to said first filaments, this system being characterized in that the ballast system further comprises: first and second capacitance tuning circuits which are connected to the tap-supplied windings and secondary windings of said inverter transformers for modifying the resonant frequency and the working phase of the signal pulse which is generated in the inverter transformers, while each tuning circuit includes: (a) at least one first tuning capacitor, which, when discharge tubes are connected in the system, is in parallel with the first and second filaments of one of said gas discharge tubes; and (b) at least one second tuning capacitor, which is connected in parallel with the tap-supplied primary winding of another of said two inverter transformers.

Oppfinnelsen skal beskrives nærmere under henvisning til medfølgende tegning, hvor The invention must be described in more detail with reference to the accompanying drawing, where

fig. 1 er et kretsskjerna av et første elektronisk ballast-system ifølge oppfinnelsen til bruk i forbindelse med et flertall gassutladningsrør. fig. 1 is a circuit core of a first electronic ballast system according to the invention for use in connection with a plurality of gas discharge tubes.

I fig. 1 ses et elektronisk ballastsystem 200 ifølge oppfinnelsen, som er koblet til en kraftkilde 204 og kan drives for utløsning av i det minste et par gassutladnings-rør 202 og 202', som hvert omfatter første og andre glødetråder 206, 208 og 206', 208'. Gassutladningsrørene 202 og 202' er fortrinnsvis fluorescerende lampetyper. Kraftkilden 204, som er koblet til det elektroniske ballastsystem 200 kan være en vekselstrømkilde på 120 V, 240 V, 277 V eller en annen valgfri akseptabel standardisert vekselstrøm-forsyningsspenning. Alternativt kan kraftkilden 204 være en likestrømskilde som kan påtrykkes direkte i systemet 200, bare ved fjerelse av diverse bro- og filtreringselementer på en måte som vil være velkjent for fagfolk. In fig. 1 shows an electronic ballast system 200 according to the invention, which is connected to a power source 204 and can be driven to trigger at least a pair of gas discharge tubes 202 and 202', each comprising first and second filaments 206, 208 and 206', 208 '. The gas discharge tubes 202 and 202' are preferably fluorescent lamp types. The power source 204, which is connected to the electronic ballast system 200 may be an alternating current source of 120 V, 240 V, 277 V or any other acceptable standard alternating current supply voltage. Alternatively, the power source 204 can be a direct current source that can be applied directly to the system 200, only by removing various bridging and filtering elements in a manner that will be well known to those skilled in the art.

For kraftkilden 204 blir strømmen påtrykt ballastsystemet 200 via en bryter 214, som hensiktsmessig kan være en enpolet knivbryter, og via ledningen 216 til en helbølge-brokrets 218, som er standard på området. Som tydelig vist omfatter helbølge-brokretsen 218 dioder 220, 222, 224 og 226, som har den funksjon å likerette vekselspenningen fra vekselspenningskilden 204 og danne et pulserende likespenningssignal, som filtreres av filterkondensatoren 228, som f.eks. kan være en kommersielt tilgjengelig 200 mikrofarad, 450 volts kondensator. Filterkondensatoren 228 jevner ut det pulserende likespenningssignal for å danne et jevnt signal for systemet 200. Diodene som utgjør helbølge-brokretsen 218 er fortrinnsvis kommersielt tilgjengelige dioder med betegnelsen 1N4005. I en ende av brokretsen 218 koblet til jord 230 for å danne tilbakeføringsbanen for likestrømsfor-syningen, mens den andre ende danner en likestrømsinngang til systemet 200 gjennom en kraftinngangsledning 232. For the power source 204, the current is applied to the ballast system 200 via a switch 214, which can suitably be a single-pole knife switch, and via the line 216 to a full-wave bridge circuit 218, which is standard in the area. As clearly shown, the full-wave bridge circuit 218 comprises diodes 220, 222, 224 and 226, which have the function of rectifying the alternating voltage from the alternating voltage source 204 and forming a pulsating direct voltage signal, which is filtered by the filter capacitor 228, which e.g. can be a commercially available 200 microfarad, 450 volt capacitor. The filter capacitor 228 smooths the pulsating DC voltage signal to form a smooth signal for the system 200. The diodes that make up the full-wave bridge circuit 218 are preferably commercially available diodes with the designation 1N4005. At one end of the bridge circuit 218 is connected to ground 230 to form the return path for the DC supply, while the other end forms a DC input to the system 200 through a power input line 232.

Spenningssignalet som passerer gjennom kraftinngangsled-ningen 232 mates via en motstand 234 til den sentrale uttaksledning 236 for en transformator 238, som har en primærvikling 240 og en sekundærvikling 242, som har et uttak i form av den sentrale uttaksledning 236. Transformatoren 238 blir her betegnet som første transformator og har den funksjon å opprette et oscillasjonssignal med motsatt polaritet med henblikk på den sentrale uttak for det elektroniske ballastsystem 200. Motstanden 234 er bare et strømbegrensende element og har i et illustrerende eksempel en verdi på ca. 200 000 ohm. En kondensator 244 er koblet med motstående ender til jord 230 og til den sentrale uttaksledning 236. Kondensatoren 244 danner en vekselspenn-ing til jord på dette punkt og er en enkel vekselspenning-koblingskondensator. The voltage signal that passes through the power input line 232 is fed via a resistor 234 to the central outlet line 236 for a transformer 238, which has a primary winding 240 and a secondary winding 242, which has an outlet in the form of the central outlet line 236. The transformer 238 is here designated as the first transformer and has the function of creating an oscillation signal with the opposite polarity with a view to the central outlet for the electronic ballast system 200. The resistor 234 is only a current-limiting element and in an illustrative example has a value of approx. 200,000 ohms. A capacitor 244 is connected with opposite ends to ground 230 and to the central tap line 236. The capacitor 244 forms an alternating voltage to ground at this point and is a simple alternating voltage coupling capacitor.

I kombinasjon med motstanden 234, danner den en tidsforsinkelse på flere sekunder av tenningen av gassutladningsrørene 202 og 202'. Under denne tidsforsinkelse, lader kondensatoren 244 eksponentialt, og lar spenningspulsamplituden som er generet i transformatoren 238 og i transformatorene 210 og 212, som beskrives senere, øke på en i det vesentlige eksponential måte, hvilket varmer glødetrådene 206, 208 eller 206', 208' progressivt, før gassutladningsrørene 202 eller 202' når sin tenningsspenning, slik at rørenes 202 eller 202' levetid bedres. Etter den første pulsen, dannes et oscillasjonssignal og kondensatoren 244 virker siden bare som referanse til jord 230 for vekselstrømsignalet, og likestrømssignalet som opptrer over kondensatoren 244 har neglisjerbar spenning. In combination with the resistor 234, it forms a time delay of several seconds of the ignition of the gas discharge tubes 202 and 202'. During this time delay, capacitor 244 charges exponentially, allowing the voltage pulse amplitude generated in transformer 238 and in transformers 210 and 212, described later, to increase in a substantially exponential manner, heating filaments 206, 208 or 206', 208'. progressively, before the gas discharge tubes 202 or 202' reach their ignition voltage, so that the lifetime of the tubes 202 or 202' is improved. After the first pulse, an oscillation signal is formed and the capacitor 244 then only acts as a reference to ground 230 for the alternating current signal, and the direct current signal acting across the capacitor 244 has negligible voltage.

Første transformator 238 omfatter videre en andre motstand 246, som har en fastlagt motstandsverdi og er koblet i serie med primærviklingen 240 av første transformator 238 for opprettenlse av en fastlagt frekvensverdi for oscillasjonssignalet. First transformer 238 further comprises a second resistor 246, which has a fixed resistance value and is connected in series with the primary winding 240 of first transformer 238 to create a fixed frequency value for the oscillation signal.

Det elektroniske ballastsystem 200 omfatter videre en første og andre transistorkrets 252 hhv 254, som er tilbakekobl-ingskretser, koblet til første transformator 238 for å muliggjøre omkobling av et strømsignal som respons på det dannede oscillasjonssignal. The electronic ballast system 200 further comprises a first and second transistor circuit 252 and 254, respectively, which are feedback circuits, connected to the first transformer 238 to enable switching of a current signal in response to the generated oscillation signal.

Første transformators andre vikling 242 har et midtuttak. Strømmen blir her delt og flyter gjennom både første transformatorledning 248 og andre transistorledning 250 til første hhv andre transistorkrets 252 og 254. Første transistorkrets 252 omfatter en transistor 256, som har en basis 260, en emitter 264 og en kollektor 266. Den andre transistorkrets 254 omfatter en transistor 258 som har en emitter 268 og en kollektor 270. Begge transistorene 256 og 258 er kommersielt tilgjengelige transistorer av NPN type. First transformer's second winding 242 has a center tap. The current is split here and flows through both first transformer line 248 and second transistor line 250 to first and second transistor circuits 252 and 254, respectively. First transistor circuit 252 comprises a transistor 256, which has a base 260, an emitter 264 and a collector 266. The second transistor circuit 254 comprises a transistor 258 which has an emitter 268 and a collector 270. Both transistors 256 and 258 are commercially available transistors of the NPN type.

Som det vil fremgå, flyter strøm fra ledningene 248 og 250 henholdsvis til basiselementene 260 og 262 av de to transistorer 256 og 258. En av de to transistorene 256 og 258 vil ha noe større forsterkning enn den andre og vil bli brakt i ledende tilstand. Når enten transistoren 256 eller transistoren 258 blir ledende, holder den den andre transistor i en ikke-ledende tilstand i et fastlagt tidsintervall. Hvis vi av illustrasjonshensyn forutsetter at transistor 258 i den andre transistorkrets kommer i ledende tilstand, vil spenningsnivået fra tilordnede kollektor 270 være innen ca. 1 volt av emitterens 268, og ettersom emitteren 268 er koblet til jord 230, som det fremgår av kretsfiguren, vil kollektoren 270 i sin tur bli koblet til jord 230. As will be seen, current flows from the leads 248 and 250 respectively to the base elements 260 and 262 of the two transistors 256 and 258. One of the two transistors 256 and 258 will have a slightly greater gain than the other and will be brought into the conducting state. When either transistor 256 or transistor 258 becomes conductive, it holds the other transistor in a non-conductive state for a set time interval. If, for the sake of illustration, we assume that transistor 258 in the second transistor circuit becomes conductive, the voltage level from the associated collector 270 will be within approx. 1 volt of emitter 268, and since emitter 268 is connected to ground 230, as seen in the circuit diagram, collector 270 will in turn be connected to ground 230.

På lignende måte er emitter 264 for transistor 256 i første transistorkrets 252 likeledes koblet til jord 230, slik at kollektoren 266 likeledes vil bli koblet til jord 230 under transistorens 256 ledende tilstand. In a similar way, emitter 264 for transistor 256 in first transistor circuit 252 is likewise connected to ground 230, so that collector 266 will also be connected to ground 230 during transistor 256's conducting state.

Emitterelementene 264 og 268 er således grunnleggende koblet til jord 230 og basiselementene 260 og 262 er koblet til sekundærviklingen 242 for første transformator 238. The emitter elements 264 and 268 are thus basically connected to earth 230 and the base elements 260 and 262 are connected to the secondary winding 242 of the first transformer 238.

Transistorkretsene 252 og 254 omfatter videre transistor-dioder 282 hhv 280, som hver er koblet i parallellforhold til de respektive transistorbasiselementer 260 og 262, og til de respektive emitterelementer 264 og 268. Som vist i figuren, har transistordiodene 282 og 280 en polaritet som er motsatt av polariteten i forbindelsen mellom basis- og emitterelementene 260, 264 og 262, 268. The transistor circuits 252 and 254 further comprise transistor diodes 282 and 280, each of which is connected in parallel to the respective transistor base elements 260 and 262, and to the respective emitter elements 264 and 268. As shown in the figure, the transistor diodes 282 and 280 have a polarity which is opposite to the polarity of the connection between the base and emitter elements 260, 264 and 262, 268.

Videre er hver av kollektorene 266 og 270 av første og andre transistor 256 hhv 258 koblet til primærviklingen 240 for første transformator 238, via forbindelsesledninger 278 hhv 276, og til de uttaksforsynte primærviklinger 240 for de to transformatorer 210 og 212, via uttaksledningene 272 hhv 274. Furthermore, each of the collectors 266 and 270 of the first and second transistors 256 and 258 respectively is connected to the primary winding 240 of the first transformer 238, via connection lines 278 and 276 respectively, and to the outlet-provided primary windings 240 of the two transformers 210 and 212, via the outlet lines 272 and 274 respectively .

Når transistoren 258 f.eks. er i ledende tilstand vil tilordnende kollektor 270 som nevnt i det vesentlige ha jordpotensial og strømmen vil således flyte gjennom primærviklingen 240 av første transformator 238 via ledning 276 fra den andre transistor-kollektor 270. Når transistoren 256 er i ledende tilstand, vil likeledes strøm fra kollektoren 266 mates til primærviklingen 240 for transformator 238 gjennom kollektorledningene 320 og 278 via motstanderen 246. Motstanden begrenser og styrer frekvensen ved hvilken oscillasjon finner sted, idet kontrollen passerer gjennom ledning 278, primærvikling 240, kollektorledning 276 og til slutt til jord 230. Transistordiodene 280 og 282, som er handelsførte dioder med betegnelsen INI56, danner en bane til jord 230 for eventuelle negative pulser som måtte oppstå på basiselementene 262 og 260. Dette gir en spenningsbeskyt-telse for basis-emitterforbindelsen for transistorene 258 og 256. When the transistor 258 e.g. is in the conducting state, as mentioned, the assigning collector 270 will essentially have ground potential and the current will thus flow through the primary winding 240 of the first transformer 238 via line 276 from the second transistor collector 270. When the transistor 256 is in the conducting state, current from collector 266 is fed to primary winding 240 of transformer 238 through collector leads 320 and 278 via resistor 246. The resistor limits and controls the frequency at which oscillation takes place, as control passes through lead 278, primary winding 240, collector lead 276 and finally to ground 230. Transistor diodes 280 and 282, which are commercially available diodes with the designation INI56, form a path to ground 230 for any negative pulses that may occur on base elements 262 and 260. This provides voltage protection for the base-emitter connection for transistors 258 and 256.

Når strøm fra kollektoren 266 flyter gjennom primærviklingen 240 av første transformator 238 til ledningen 276, vil polariteten av sekundærviklingen 242 avgi et positivt signal til basis 262 for andre transistor 258 og omvendt. When current from the collector 266 flows through the primary winding 240 of the first transformer 238 to the line 276, the polarity of the secondary winding 242 will output a positive signal to the base 262 of the second transistor 258 and vice versa.

Hver transistorkrets 252 og 254 omfatter en variabel motstand 284 hhv 286, koblet mellom transistorens basis-element 260 og 262 og sekundærviklingen 242 for første transformator 238. Disse variable motstandere sørger for å kontrollere amplituden av oscillasjonssignalet som passerer gjennom dem. Each transistor circuit 252 and 254 comprises a variable resistor 284 and 286, respectively, connected between the transistor's base element 260 and 262 and the secondary winding 242 of the first transformer 238. These variable resistors are responsible for controlling the amplitude of the oscillation signal passing through them.

Systemet 200 omfatter videre to separate invertor-transformatorer 210 og 212, som hver har uttaksforsynte viklinger 288 og 290 for opprettelse av et indusert spenningssignal som respons på en endring av det innkommende strømsignal. Hver av invertor-transformatorene 210 og 212 omfatter videre respektive sekundærviklinger 292, 294, 296 og 298. Adskil-lelsen av de to invertor-transformatorer 210 og 212 er magnetisk kopling mellom transformatorenes 210 og 212 viklinger og dette reduserer transienter til et minimum, som eller ville oppstå i ivertor-transformatorenes 210 og 212 viklinger. Det reduserer også muligheten for at transistorene blir koblet til "på"-stilling samtidig, hvilket ville resultere i ledningsoverlapping. The system 200 further comprises two separate inverter transformers 210 and 212, each having tapped windings 288 and 290 for creating an induced voltage signal in response to a change in the incoming current signal. Each of the inverter transformers 210 and 212 further comprises respective secondary windings 292, 294, 296 and 298. The separation of the two inverter transformers 210 and 212 is magnetic coupling between the windings of the transformers 210 and 212 and this reduces transients to a minimum, which or would occur in the inverter transformers 210 and 212 windings. It also reduces the possibility of the transistors being switched to the "on" position at the same time, which would result in wire overlap.

Det skal videre bemerkes at de uttaksforsynte viklinger 288 og 290 av første og andre invertor-transformator 210, 212 blir forsynt med uttak på en slik måte at det dannes en form for auto-transformator. It should further be noted that the outlet-provided windings 288 and 290 of the first and second inverter-transformer 210, 212 are provided with outlets in such a way that a form of auto-transformer is formed.

Det skal bemerkes at uttaksledningene 272 og 274 er tilkoblet sentrale uttak på viklingene 288 og 290. Således blir viklingene 288 og 290 forsynt med uttak 272 og 274 på en slik måte at det dannes primære viklingspartier 300 og 302, liksom sekundære viklinger 304 og 306 for de respektive uttaksforsynte viklinger 288 og 290. I realiteten omfatter således invertor-transformatorene 210 og 212 tre sekundære viklinger 292, 294,304 hhv 296, 298 og 306 og tilordnede primærviklinger 300 og 302, hvor primærviklingene 300 og 302 er koblet i serie med tredje sekundærvikling 304 og 306. Ved denne form blir spenning i primærviklingene 300 ig 302 addert henholdsvis til sekundærspenninger og strøm i de tredje sekundærviklinger 304 og 306. Når vi ser på invertor-transformatoren 212, flyter det strøm gjennom primærviklingen 302 til transistorens 258 og kollektor 270 med sistnevnte transistor i ledende tilstand. Når omkobling finner sted, blir transistoren 258 ikke-ledende, hvilket forårsaker en rask endring i strøm og produserer en høy spenning i primærviklingen 302 på ca. 400,0 V og en spenning i sekundærviklingen på ca. 200,0 V, som adderes. Denne spenning ses ved andre koblingskondensator 310. It should be noted that the tap lines 272 and 274 are connected to central taps on the windings 288 and 290. Thus, the windings 288 and 290 are provided with taps 272 and 274 in such a way that primary winding portions 300 and 302 are formed, as well as secondary windings 304 and 306 for the respective outlet-provided windings 288 and 290. In reality, the inverter transformers 210 and 212 thus comprise three secondary windings 292, 294, 304 and 296, 298 and 306 respectively and assigned primary windings 300 and 302, where the primary windings 300 and 302 are connected in series with the third secondary winding 304 and 306. In this form, voltage in the primary windings 300 and 302 are added respectively to secondary voltages and current in the third secondary windings 304 and 306. When we look at the inverter transformer 212, current flows through the primary winding 302 to the transistor's 258 and collector 270 with the latter transistor in conducting state. When switching occurs, the transistor 258 becomes non-conductive, causing a rapid change in current and producing a high voltage in the primary winding 302 of about 400.0 V and a voltage in the secondary winding of approx. 200.0 V, which is added. This voltage is seen at the second coupling capacitor 310.

Første og andre koblingskondensator 308 og 310 er koblet tio de uttaksforsynte viklinger 288 og 290 for første og andre invertor-transformator 210 og 212, liksom til de første glødetråder 206 hhv 206' av gassutladningsrørene 202, 202' for utladning av det induserte spenningssignal til de første glødetråder 202 og 206'.De tredje sekundærviklinger 304 og 306 er således koblet i serie i forhold til hver av første og andre koblingskondensator 308 og 310 for utvilking av summen av de induerte spenninger i primærviklingene 300 og 302 hhv de tredje sekundærviklinger 304 og 306 innen første og andre koblingskondensator 308 og 310. First and second coupling capacitors 308 and 310 are connected to the outlet-provided windings 288 and 290 of the first and second inverter-transformer 210 and 212, as well as to the first filaments 206 and 206' of the gas discharge tubes 202, 202' for discharging the induced voltage signal to the first filaments 202 and 206'. The third secondary windings 304 and 306 are thus connected in series in relation to each of the first and second coupling capacitors 308 and 310 to produce the sum of the induced voltages in the primary windings 300 and 302 and the third secondary windings 304 and 306 respectively within first and second coupling capacitors 308 and 310.

Ved et spesielt utførelseseksempel av oppfinnelsen, omfatter første transformator 238 172 vindinger av tråd nr. 28 for transformatorens primærvikling 240 og 2,5 vindinger av tråd nr. 26 på begge sider av midtuttaksledningen 236. Første transformator 238 er hensiktsmessig en ferrit-kjerne-transformator, som den som er handelsført under betegnelsen "Ferroxcube 2212L03C8". I tillegg omfatter hver av første og andre invertor-transformator 210 og 212 uttaksforsynte viklinger 288 og 290 på 182 vindinger tråd nr. 26. De uttaksforsynte viklinger 288 og 290 omfatter respektive partier 300 og 302 på hver 122 vindinger og partier 304 og 306 på 60 vindinger hver. Hver vikling 292, 294, 296 og 298 er dannet av to vindinger av tråd nr. 26. Invertor-transformatorene 210 og 212 er likeledes hensiktsméssig ferrit-kjerne-transformatorer, som de som er handelsført under betegnelsen "Ferroxcube 2616PA703C8". In a particular embodiment of the invention, first transformer 238 comprises 172 turns of wire No. 28 for the transformer's primary winding 240 and 2.5 turns of wire No. 26 on both sides of the center tap wire 236. First transformer 238 is conveniently a ferrite-core transformer , such as the one marketed under the designation "Ferroxcube 2212L03C8". In addition, each of the first and second inverter-transformer 210 and 212 comprises tapped windings 288 and 290 of 182 turns of wire No. 26. The tapped windings 288 and 290 comprise respective portions 300 and 302 of each 122 turns and portions 304 and 306 of 60 turns each. Each winding 292, 294, 296 and 298 is formed from two turns of No. 26 wire. The inverter transformers 210 and 212 are also conveniently ferrite core transformers, such as those marketed under the designation "Ferroxcube 2616PA703C8".

Systemet 200 omfatter videre to kapasitansavstemnings-kretser, som hver omfatter en første avstemningskondensator 312, 316 og en andre avstemningskondensator 314 hhv 318. Kondensatorene 312 og 314 for første kapasitansavstemningskrets er koblet henholdsvis til viklingene 292, 294 og de uttaksforsynte viklinger 288 av første invertor-transformator 210. På tilsvarende måte er kondensatorene 316 og 318 for andre kapasitansavstemningskrets henholdsvis koblet mellom sekundærviklinger 298 og 296 for invertor-transformatoren 212 og til den uttaksforsynte vikling 290. Slike koblinger tillater modifikasjon av en responsfrekvens og en kapasitetsfaktor av en signalpuls, som er generert i invertor-transformatorene 210 og 212. Dette hindrer generering av eventuelle destruktive spenningssignaler til transistorene 256 og 258 etter fjernelse av en eller begge gassutladningsrør 202 eller 202' fra systemet. The system 200 further comprises two capacitance tuning circuits, each of which comprises a first tuning capacitor 312, 316 and a second tuning capacitor 314 and 318 respectively. The capacitors 312 and 314 for the first capacitance tuning circuit are connected respectively to the windings 292, 294 and the tap-fed windings 288 of the first inverter transformer 210. Similarly, second capacitance tuning circuit capacitors 316 and 318 are respectively connected between secondary windings 298 and 296 of inverter transformer 212 and to tap-fed winding 290. Such connections allow modification of a response frequency and a capacity factor of a signal pulse, which is generated in the inverter transformers 210 and 212. This prevents the generation of any destructive voltage signals to the transistors 256 and 258 after removal of one or both gas discharge tubes 202 or 202' from the system.

Sekundærviklingene 292 og 294 for første invertor-transformator 210 vil henholdsvis varme glødetrådene 206 og 208 av gassutladningsrøret 202. På tilsvarende måte vil sekundærviklingene 296 og 298 av den andre invertor-transformator 212 varme glødetrådene 208' og 206'. The secondary windings 292 and 294 of the first inverter transformer 210 will respectively heat the filaments 206 and 208 of the gas discharge tube 202. In a similar way, the secondary windings 296 and 298 of the second inverter transformer 212 will heat the filaments 208' and 206'.

For å vende tilbake til første og andre kapasitansavstemningskrets, ses at første avstemningskondensator 312 er koblet i parallell med første og andre glødetråder 206 og 208 av gassutladningsrør 202. Den andre avstemningskondensator 314 er også koblet i parallell med den uttaksforsynte vikling 288 av invertor-transformator 210. På lignende måte er første avstemningskondensator 316 for andre krets koblet i parallell over glødetrådene 206' og 208' av gassutladnings-røret 202', mens den andre avstemningskondensator 318 for andre krets er i parallell med den uttaksforsynte primærvikling 290 av andre invertor-transformator 212. Returning to the first and second capacitance tuning circuits, it is seen that first tuning capacitor 312 is connected in parallel with first and second filaments 206 and 208 of gas discharge tube 202. Second tuning capacitor 314 is also connected in parallel with tap-fed winding 288 of inverter-transformer 210 Similarly, first tuning capacitor 316 for the second circuit is connected in parallel across the filaments 206' and 208' of the gas discharge tube 202', while the second tuning capacitor 318 for the second circuit is in parallel with the tapped primary winding 290 of the second inverter-transformer 212 .

Første avstemningskondensatorer 312 og 316 har på forhånd fastlagte kapasitivverdier for økning av ledningstidsinter-vallet for i det minste én av første eller andre transistor 256 eller 258, når ett av gassutladningsrørene 202 eller 202' er elektrisk koblet til systemet. First tuning capacitors 312 and 316 have predetermined capacitive values for increasing the conduction time interval of at least one of first or second transistor 256 or 258 when one of the gas discharge tubes 202 or 202' is electrically connected to the system.

Forutsatt at transistor 258 kommer i den ikke-ledende tilstand, prestenteres en høyspenningsinngang for andre koblingskondensator 310, som således lader til i det vesentlige samme spenningsnivå, f.eks. et spenningsnivå nær 600,0 V. Men før transistorene 258 kommer i ledende tilstand, avtar den induserte spenning og når spenningen faller under ladningsspenningen av kondensator 310, blir den kondensatoren en negativ spenningskilde for systemet. Når transistoren 258 går fra en ikke-ledende til en ledende tilstand, vil et strømstøt passere gjennom primærviklingen 240 av første transformator 238, som produserer en sekundær spenning i sekundærviklingen 242. Transformatoren 238 er utformet for en kort metningsperiode og dermed er spenningen på sekundærviklingen 242 begrenset og strøm flyter gjennom ledning 250 og gjennom den variable motstand 286 til basis 262 av transistor 258 for å holde denne i ledende tilstand. Men så snart dette strømstøt blir en stabil tilstandsverdi, vil første transformator 238 ikke lenger produsere en sekundær spenning og basisstrømmen faller siden til null og transistoren 258 går over i ikke-ledende tilstand. Provided that transistor 258 enters the non-conducting state, a high voltage input is presented for second coupling capacitor 310, which thus charges to substantially the same voltage level, e.g. a voltage level near 600.0 V. However, before the transistors 258 enter the conducting state, the induced voltage decreases and when the voltage falls below the charging voltage of capacitor 310, that capacitor becomes a negative voltage source for the system. When the transistor 258 goes from a non-conducting to a conducting state, a current surge will pass through the primary winding 240 of the first transformer 238, which produces a secondary voltage in the secondary winding 242. The transformer 238 is designed for a short saturation period and thus the voltage on the secondary winding 242 limited and current flows through lead 250 and through the variable resistor 286 to the base 262 of transistor 258 to keep it in the conducting state. But as soon as this current surge becomes a steady state value, first transformer 238 will no longer produce a secondary voltage and the base current then drops to zero and transistor 258 goes into a non-conducting state.

Denne endring av strømmen i primærviklingen 240 produserer en sekundærspenning, som setter første transistor 256 i ledende tilstand. På lignende måte produserer transistor 256 et strømstøt på ledning 320, som igjen produserer en sekundærspenning for å holde transistoren i ledende tilstand, inntil en stabil tilstandsverdi er nådd, hvorpå transistoren 256 går i en ikke-ledende tilstand. Dette blir en gjentatt syklus mellom transistorene 256 og 258. Frekvensen ved hvilken syklusen finner sted, avhenter av primærviklingsinduktansen 240 av transformatoren 238 i kombinasjon med motstanden 246. This change in the current in the primary winding 240 produces a secondary voltage, which puts the first transistor 256 in the conducting state. Similarly, transistor 256 produces a current surge on lead 320, which in turn produces a secondary voltage to keep the transistor in a conducting state, until a steady state value is reached, whereupon transistor 256 goes into a non-conducting state. This becomes a repeated cycle between the transistors 256 and 258. The frequency at which the cycle takes place is determined by the primary winding inductance 240 of the transformer 238 in combination with the resistor 246.

Således er syklusfrekvensen en funksjon av antallet vindinger av første transformators primærvikling 240 og tverrsnittsarealet av første transformators 238 kjerne. Halvperioden er en funksjon av den induktans og spenningen over primærviklingen 240. Spenningen over primærviklingen 240 er lik kollektorspenningen av transistoren i "av"-tilstand minus spenningsfallet over motstanden 246 og spenningsfallet over kollektor-emitterforbindelsen av transistoren i "på"-tilstand, ikke er identiske, er de to halvperioder som danner syklusfrekvensen ikke like. Thus, the cycle frequency is a function of the number of turns of the first transformer primary winding 240 and the cross-sectional area of the first transformer 238 core. The half period is a function of that inductance and the voltage across the primary winding 240. The voltage across the primary winding 240 is equal to the collector voltage of the transistor in the "off" state minus the voltage drop across the resistor 246 and the voltage drop across the collector-emitter junction of the transistor in the "on" state, is not identical, the two half-periods forming the cycle frequency are not equal.

Flere sikkerhetstrekk er inkludert i det elektroniske ballastsystem 200 og er allerede antydet. Spesielt gjelder at hvis ett eller begge gassutladningsrør 202 og 202' blir fjernet fra den elektriske forbindelse, kan auto-transformatorene 210 og 212 produsere en ekstrem høy spenning som ville skade og/eller ødelegge transistor 256 og/eller 258. For å opprettholde belastning, selv om rørene 202 og 202' er fjernet, blir første avstemningskondensator 312, som er en 0,005 mikrofarad kondensator, koblet over røret 202 i parallellforhold til glødetrådene 206 og 208, liksom sekundærviklingene 292 og 294. Første avstemningskondensator 312 sørger således for en tilstrekkelig tidsendring for tidskonstanten av det totale LC nettverk, slik at arbeids-syklusen får økt lengde. Dette har den virkning at drifts-frekvensen eller resonansfrekvensen av LC-kombinasjonen endres og således produserer merkbart lavere spenning som blir påtrykt transistoren 256. Tilsvarende gjelder selvsagt for første avstemningskondensator 316 i den andre avstemningskrets i forhold til den andre transistor 258. Den andre avstemningskondensator 314 er en 0,006 mikrofarad kondensator og er koblet i et parallellforhold til primærviklings-partiet 300 for invertor-transformatoren 210 med viklingen 288. Tilsvarende gjelder avstemningskondensatoren 318 for den andre avstemningskrets. Den blir også en del av det frekvensbestemmende nettverk for det totale system 200, når ett av gassutladningsrørene 202 eller 202' fjernes fra systemet. Several safety features are included in the electronic ballast system 200 and have already been indicated. In particular, if one or both gas discharge tubes 202 and 202' are removed from the electrical connection, the auto-transformers 210 and 212 may produce an extremely high voltage that would damage and/or destroy transistors 256 and/or 258. To maintain load, although tubes 202 and 202' are removed, first tuning capacitor 312, which is a 0.005 microfarad capacitor, is connected across tube 202 in parallel with filaments 206 and 208, as are secondary windings 292 and 294. Thus, first tuning capacitor 312 provides a sufficient time shift for the time constant of the total LC network, so that the work cycle gets an increased length. This has the effect that the operating frequency or resonance frequency of the LC combination changes and thus produces a noticeably lower voltage which is applied to the transistor 256. The same of course applies to the first tuning capacitor 316 in the second tuning circuit in relation to the second transistor 258. The second tuning capacitor 314 is a 0.006 microfarad capacitor and is connected in a parallel relationship to the primary winding portion 300 of the inverter transformer 210 with the winding 288. Similarly, the tuning capacitor 318 applies to the second tuning circuit. It also becomes part of the frequency determining network for the overall system 200, when one of the gas discharge tubes 202 or 202' is removed from the system.

Verdien av induktansen for primærviklingene 300 og 302 og de kapasitive verdier av de andre avstemningskondensatorer 314 og 318 velges slik at deres resonansfrekvens i det vesentlige er lik syklusfrekvensen. De første avstemningskondensatorer 312 og 316 påvirker ikke resonansfrekvensen, ettersom deres kapasitive reaktans er større, sett i forhold til reaktansen av de tente gassutladningsrør 202 og 202'. Den lave motstand av gassutladningsrørene 202 og 202' er reflektert i primærviklingene 300 og 302, hvilket senker resonansfrekvensen og kretsens q-verdi, slik at den induserte spenning i primærviklingene 300 og 302 blir redusert. Ettersom denne spenning ses over transistoren i "av"-tilstand, bidrar den til å bestemme halvperioden av syklusfrekvensen. The value of the inductance of the primary windings 300 and 302 and the capacitive values of the other tuning capacitors 314 and 318 are chosen so that their resonant frequency is substantially equal to the cycle frequency. The first tuning capacitors 312 and 316 do not affect the resonant frequency, as their capacitive reactance is greater relative to the reactance of the ignited gas discharge tubes 202 and 202'. The low resistance of the gas discharge tubes 202 and 202' is reflected in the primary windings 300 and 302, which lowers the resonant frequency and the circuit's q-value, so that the induced voltage in the primary windings 300 and 302 is reduced. As this voltage is seen across the transistor in the "off" state, it helps determine the half-period of the cycle frequency.

Når et gassutladningsrør 202 eller 202' blir fjernet, er serieresonansen av de kombinerte elementer 304, 312 eller 306, 316 i parallell relasjon til tilsvarende elementer 300, 314 eller 302, 318, hvilket øker resonansfrekvensen av de kombinerte kretselementer. Det er det motsatte av det som skjer, når gassutladningsrøret befinner seg i kretsen. When a gas discharge tube 202 or 202' is removed, the series resonance of the combined elements 304, 312 or 306, 316 is in parallel relation with corresponding elements 300, 314 or 302, 318, which increases the resonant frequency of the combined circuit elements. It is the opposite of what happens when the gas discharge tube is in the circuit.

Claims

1. Electronic ballast system for a lighting system, which comprises at least two gas discharge tubes (202, 202'), where each of said tubes has first and second filaments, (206, 208, 206', 208'), the ballast system comprising a transformer ( 238) which can be connected to a current source (204) and comprises a primary winding (240) and a secondary winding (242) to form an oscillation signal; a pair of transistors (256, 258) coupled for feedback to said transformer (238) for coupling a current signal in response to said oscillation signal; a first and a second inverter transformer (210, 212), each having a winding provided with a center tap (288, 290) for forming an induced voltage signal in response to said current signal, and a pair of secondary windings (292, 294; 296, 298); as well as a pair of coupling capacitors (308, 310), which are connected to said outlet-provided windings on the first and second inverter transformer respectively, and are also connected to the first filaments (206, 206') of said gas discharge tube for charging said induced voltage signal to said first filaments;

characterized in that the ballast system further comprises: first and second capacitance tuning circuits which are connected to the tap-supplied windings (288, 290) and secondary windings (292, 294; 296, 298) of said inverter transformers (210, 212) for modifying the resonant frequency and the working phase of the signal pulse generated in the inverter transformers, while each tuning circuit includes: (a) at least one first tuning capacitor (312, 316), which, when connected discharge tubes in the system, are in parallel with the first (206, 206' ) and other (208, 208') filaments of one of said gas discharge tubes; and (b) at least one second tuning capacitor (314, 318), which is connected in parallel with the tapped primary winding (288, 290) of another of said two inverter transformers (210, 212).

2. Electronic ballast system as stated in claim 1, characterized in that each of said first tuning capacitors (312, 316) is further connected in parallel with the secondary windings (292, 294; 296, 298) of another of said inverters -transformers.

3. Electronic ballast system as specified in claim 1 or 2, characterized in that the first and second tuning capacitors (312, 314; 316, 318) of each tuning circuit comprise a predetermined capacitive value for increasing a lead time interval for at least one of said first and second transistors (256, 258) relative to a non-conductive time interval of said first and second transistor when at least one of said gas discharge tubes is electrically disconnected from the system.