NO164729B

NO164729B - ANCHORING DEVICE.

Info

Publication number: NO164729B
Application number: NO883133A
Authority: NO
Inventors: Olav Bruset; Ronald W Imrie
Original assignee: Norske Stats Oljeselskap
Priority date: 1988-07-14
Filing date: 1988-07-14
Publication date: 1990-07-30
Also published as: NO164729C; NO883133D0; NO883133L; WO1990000491A1; AU3980589A

Description

Koplingsanordning for frembringelse av en sagtannformet strøm. Coupling device for generating a sawtooth-shaped current.

Oppfinnelsen angår en koplingsanordning for frembringelse av en^sagtannformet strøm gjennom avbøyningsspolene for et bilderør, omfattende en hovedsakelig usymmetrisk utgangstransistor i hvis utgangskrets avbøyningsspolene ligger og som over en induktiv kopling mellom basis og emitter tilføres et pulsformet styresignal som periodisk sperrer og opphever sperringen av utgangstransistoren, hvor varigheten av de pulser som sperrer utgangstransistoren er lengre enn den sagtannformede strøms tilbakeløpstid, slik at ved begynnelsen av fremløpstiden kan den i forhold til slutten av fremløpstiden snudde strøm i avbøyningsspolene flyte gjennom basis-kollektorveien i transistoren hvis sperring da er opphevet. The invention relates to a switching device for producing a sawtooth-shaped current through the deflection coils for a picture tube, comprising a mainly asymmetrical output transistor in whose output circuit the deflection coils are located and which, via an inductive coupling between base and emitter, is supplied with a pulse-shaped control signal which periodically blocks and unblocks the output transistor, where the duration of the pulses which block the output transistor is longer than the return time of the sawtooth current, so that at the beginning of the advance time the reversed current in the deflection coils in relation to the end of the advance time can flow through the base-collector path in the transistor whose blocking is then lifted.

En slik koplingsanordning er kjent fra tysk utlegningsskrift nr. 1.056.751. Such a coupling device is known from German specification no. 1,056,751.

Med symmetriske transistorer er det mulig å spare inn en såkalt parallelldiode, idet basis-kollektorovergangen ved begynnelsen av fremløpet overtar parallelldiodens ■ With symmetrical transistors, it is possible to save a so-called parallel diode, as the base-collector transition at the beginning of the forward current takes over the parallel diode's ■

Trolle. Det oppstår da imidlertid den ulempe at under en del av fremløpstiden, da transistoren arbeider som normal transistor, avviker forholdene fra dem som hers-ker når bare basiskollektorovergangen i transistoren er ledende. Dette har til følge at den frembrakte sagtannformede strøm under fremløpstiden har en knekk på det Trolls. However, the disadvantage arises that during part of the lead time, when the transistor works as a normal transistor, the conditions deviate from those that prevail when only the base-collector transition in the transistor is conducting. This has the effect that the produced sawtooth-shaped current during the lead-up time has a kink in it

tidspunkt da basis-kollektorovergangen går over til normal strømledning. time when the base-collector transition switches to normal power line.

Hensikten med oppfinnelsen er å unngå denne ulempe, og det oppnås ifølge oppfinnelsen ved at utgangstransistorens (T„) matespenning (V„) er mange ganger, The purpose of the invention is to avoid this disadvantage, and it is achieved according to the invention by the fact that the supply voltage (V„) of the output transistor (T„) is many times,

& -ri & ride

f.eks. minst ti ganger større enn topp-til-toppverdien av det styresignal som påtrykkes mellom basisen og kollektoren, og at induktiviteten (L^) for den induktive kopling på i og for seg kjent måte er koplet direkte mellom basis og emitter i utgangstransistoren. e.g. at least ten times greater than the peak-to-peak value of the control signal that is applied between the base and the collector, and that the inductance (L^) for the inductive coupling is connected directly between the base and emitter of the output transistor in a manner known per se.

På grunn av den høye matespenning har ikke den frembrakte sagtannformede strøm noen knekk under fremløpstiden. Dessuten er det mulig å utlede denne matespenning direkte fra den likerettede nettspenning. Due to the high supply voltage, the produced sawtooth-shaped current has no breaks during the lead-up time. Furthermore, it is possible to derive this supply voltage directly from the rectified mains voltage.

Det er i og for seg kjent blant annet fra tysk utlegningsskrift nr. 1.057.702 å legge inn en induktiv kopling direkte mellom basis og emitter i en utgangstransistor. Oppfinnelsen er imidlertid basert på den erkjennelse, at en kombinasjon av en in- t duktiv, direkte kopling og valg av matespenning til utgangstransistoren i forhold til topp-til-toppverdien av den påtrykte signalspenning mellom basis og emitter, bevirker frembringelse av en sagtannformet strøm under fremløpstiden uten en uønsket knekk. It is known in and of itself from, among other things, German explanatory document no. 1,057,702 to insert an inductive coupling directly between base and emitter in an output transistor. The invention is, however, based on the realization that a combination of an inductive, direct connection and selection of supply voltage to the output transistor in relation to the peak-to-peak value of the applied signal voltage between base and emitter causes the production of a sawtooth-shaped current during lead time without an unwanted kink.

Noen utførelseseksempler på oppfinnelsen skal forklares nærmere under hen-visning til tegningene. Fig. 1 viser et prinsippskjerna for en koplingsanordning ifølge oppfinnelsen. Fig. 2, 3 og 4 viser ekvivalentskjemaer for koplingsanordningen på fig. 1, Some embodiments of the invention will be explained in more detail with reference to the drawings. Fig. 1 shows a principle core for a coupling device according to the invention. Fig. 2, 3 and 4 show equivalent diagrams for the coupling device in Fig. 1,

til forklaring av virkemåten. to explain how it works.

Fig. 5a til 5g viser kurver for strømmer og spenninger som kan opptre i Fig. 5a to 5g show curves for currents and voltages that can occur in

koplingsanordningen på fig. 1. the coupling device in fig. 1.

Fig. 6 viser et kopliiigsskjemå for en annen utførelse av en koplingsanordning Fig. 6 shows a connection diagram for another embodiment of a connection device

ifølge oppfinnelsen, hvor drivtransistoren er en symmetrisk transistor. according to the invention, where the drive transistor is a symmetrical transistor.

Fig. 7a til 7g viser kurver for strømmer og spenninger som kan opptre i koplingsanordningen på fig. 6. Fig. 8 viser et koplingsskjemå for en tredje utførelse av en koplingsanordning ifølge oppfinnelsen, hvor det for å hindre spredningsBvingninger er koplet en kondensator mellom basis og kollektor i utgangstransistoren. Fig. 9 viser et mere detaljert koplingsskjemå for koplingsanordningen på fig. 8. Fig. 7a to 7g show curves for currents and voltages that may occur in the connection device of Fig. 6. Fig. 8 shows a connection diagram for a third embodiment of a connection device according to the invention, where a capacitor is connected between the base and the collector of the output transistor in order to prevent dispersion fluctuations. Fig. 9 shows a more detailed connection diagram for the connection device in fig. 8.

Fig. 10 viser et koplingsskjemå for en fjerde utførelse åv en koplingsanordning ifølge oppfinnelsen. Fig. 10 shows a connection diagram for a fourth embodiment of a connection device according to the invention.

I" På fig. 1 er transistoren 1^ en drivtransistor i hvis kollektorkrets ligger en transformator 1. Transformatorens primærvikling 2 forbinder kollektoren i transistoren 1 med en matespenningskilde -Vs_. Mellom basis og emitter i transistoren T 1 påtrykkes et av en oscillator levert styresignal 3 som opphever sperringen av transistoren Tj i løpet av tilbakeløpstiden for den sagtannformede strøm som sluttelig flyter i avbøyningsspolene Ly i løpet av en del av fremløpstiden for den sagtannformede strøm, men sperrer transistoren T- i løpet av den øvrige del av den nevnte fremløpstid. Sekundærviklingen 4 i transformatoren 1 er lagt inn mellom basisen B og emitteren E i en linjeutgangstransistor T2. Kollekton-elektroden C i utgangstransistoren T„ er forbundet med en parallellkopling av en avbøyningsspole L^. og en kondensator C^, mens emitterelektroden E er jordet. Mellom den fra kollektoren bortvendte ende av den nevnte parallellkopling og jord In Fig. 1, the transistor 1^ is a drive transistor in whose collector circuit a transformer 1 is located. The transformer's primary winding 2 connects the collector in the transistor 1 with a supply voltage source -Vs_. Between the base and emitter of the transistor T 1, a control signal 3 supplied by an oscillator is applied which cancels the blocking of the transistor Tj during the return time of the sawtooth-shaped current which finally flows in the deflection coils Ly during part of the advance time of the sawtooth current, but blocks the transistor T- during the remaining part of the said advance time. in the transformer 1 is inserted between the base B and the emitter E of a line output transistor T2. The collector electrode C of the output transistor T„ is connected by a parallel connection of a deflection coil L^. and a capacitor C^, while the emitter electrode E is grounded. Between it from the collector facing away end of the said parallel connection and ground

er lagt inn en matespenningskilde som leverer en matespenning V u til linjeutgangstransistoren T„. Som det skal forklares nærmere nedenfor, er det ved denne koplingsanordning ifølge oppfinnelsen nødvendig at spenningen V„ ti ér mange ganger større enn styre spenningen over transistorens Tg basis-emittervei. Spenningen V^ ri er f .eks. i utførelseseksempelet på fig. 1 lik 220 volt, mens spenningen V s bare er 7 volt og transformatorens omsetningsforhold er lik 1:1. Spenningen VB og transformatorens omsetningsforhold bestemmer nemlig topp-til-toppverdien av det styresignal som sluttelig opptrer over sekundærviklingen 4 og mellom basis og emitter i transistoren Tg. a supply voltage source is inserted which delivers a supply voltage V u to the line output transistor T„. As will be explained in more detail below, with this switching device according to the invention it is necessary that the voltage V„ ti is many times greater than the control voltage across the base-emitter path of the transistor Tg. The voltage V^ ri is e.g. in the design example in fig. 1 equal to 220 volts, while the voltage V s is only 7 volts and the transformer's turnover ratio is equal to 1:1. The voltage VB and the transformer's turnover ratio determine the peak-to-peak value of the control signal which finally appears across the secondary winding 4 and between the base and emitter of the transistor Tg.

Som nevnt innledningsvis, har linjeutgangstransistoren Tg på fig. 1 en meget spesiell konstruksjon. For det første må transistoren kunne tåle en meget høy spenning. For det annet må transistoren være hovedsakelig asymmetrisk, d.v.s. at transistoren Tg må være istand til å tåle en basisstrøm som i begynnelsen av frem-løpstiden er lik den strøm som flyter i kollektorkretsen. Derfor må transistorens Tg basissone være egnet til å føre en så stor strøm. Sluttelig opptrer,-slik det skal forklares nærmere nedenunder, en situasjon hvor basis-kollektorveien D^g °8 basis-emitterveien Dg^ samtidig er strømførende. Selvsagt må transistoren Tg være egnet for denne situasjon i hvilken begge veier fører en forholdsvis stor strøm. As mentioned at the outset, the line output transistor Tg in fig. 1 a very special construction. Firstly, the transistor must be able to withstand a very high voltage. Second, the transistor must be essentially asymmetric, i.e. that the transistor Tg must be able to withstand a base current which, at the beginning of the lead-time, is equal to the current flowing in the collector circuit. Therefore, the Tg base zone of the transistor must be suitable to carry such a large current. Finally, as will be explained in more detail below, a situation arises where the base-collector path D^g °8 the base-emitter path Dg^ is simultaneously current-carrying. Of course, the transistor Tg must be suitable for this situation in which both paths carry a relatively large current.

For nærmere å illustrere virkemåten av koplingsanordningen på fig. 1, er det på To further illustrate the operation of the coupling device in fig. 1, it is on

fig. 2 vist et ekvivalentskjema. På fig. 2 har transistoren T. form av en bryter. Det antas at transformatoren 1 er en ideell transformator med en induktlvitetsverdi i L som er koplet parallelt med basis-emitterveien D_„. På bakgrunn av den kjennsgjerning at transistoren Tg er en npn-transistor, er anoden i basis-emitterveien forbundet med basispunktet B og katoden forbundet med emitterpunktet E. fig. 2 shows an equivalent diagram. In fig. 2, the transistor T. has the shape of a switch. It is assumed that the transformer 1 is an ideal transformer with an inductance value in L which is connected in parallel with the base-emitter path D_„. Based on the fact that the transistor Tg is an npn transistor, the anode in the base-emitter path is connected to the base point B and the cathode is connected to the emitter point E.

Bryteren Tn er forbundet i serie med en matespenningskilde Vc som leverer en spenning som påtrykkes mellom basisen B og emitterlen E i transistoren Tg > når transistoren befinner seg i ledende tilstand hvilket tilsvarer sluttet stilling av bryteren Tj på fig. 2. The switch Tn is connected in series with a supply voltage source Vc which supplies a voltage which is applied between the base B and the emitter E in the transistor Tg > when the transistor is in the conducting state which corresponds to the closed position of the switch Tj in fig. 2.

Videre viser fig. 2 en diode D^,g som representerer basis-kollektorveien i transistoren Tg ■ og denne diode er parallellkoplet med en kilde 5 som er en strøm-kilde som fører den forsterkede emitterstrøm cd„. Videre viser fig. 2 også linje-avbøyningsspolen Ly med en parallellkondensator Cy og matespenningskilden V^. Strømkilden od^, er ikke vist på fig. 2. Denne strømkilde skulle i virkeligheten være parallellkoplet med basis-emitterveien DE2 , men som ovenfor nevnt, er transistoren Tg hovedsakelig asymmetrisk, hvilket betyr at strømkilden oHc leverer en ubetydelig strøm og dermed kan sløyfes. Furthermore, fig. 2 a diode D^,g which represents the base-collector path in the transistor Tg ■ and this diode is connected in parallel with a source 5 which is a current source which carries the amplified emitter current cd„. Furthermore, fig. 2 also the line deflection coil Ly with a parallel capacitor Cy and the supply voltage source V^. The current source od^, is not shown in fig. 2. This current source should in reality be connected in parallel with the base-emitter path DE2, but as mentioned above, the transistor Tg is mainly asymmetric, which means that the current source oHc delivers a negligible current and can thus be bypassed.

Styresignalet 3 sørger for at den som drivtransistor virkende transistor T^ avvekslende bringes i ledende og i ikke ledende tilstand. Derved opptrer det over sekundærviklingen 4 et pulsformet signal med verdien The control signal 3 ensures that the transistor T^ acting as a drive transistor is alternately brought into a conductive and a non-conductive state. Thereby, a pulse-shaped signal with the value appears above the secondary winding 4

på tidspunktet tg og en verdi at time tg and a value

på tidspunktet t^. Dette kan forklares på følgende måte: Når transistoren T^ er ledende (bryteren T.^ er sluttet) , opptrer det over primærviklingen 2 en spenning på Vg volt. Da transformatorens omsetningsforhold mellom viklingene 2 og 4 er 1:1, har spenningen over sekundærviklingen 4 samme verdi som over primærviklingen 2. I tidsintervallet 0 - tg i hvilket transistoren T^ er ledende, er således også spenningen over sekundærviklingen 4 lik Va volt. Da imidlertid likestrøms-komponentene som følge av den induktive kopling mellom viklingene 2 og 4 går tapt, har det sluttelig mellom basis og emitter i transistoren Tg virksomme styresignal <V>BEg en midlere verdi 0, hvilket er vist med linjen 6 på fig. 5a. Da flaten under linjen 6 således må være lik flaten over denne linje, overskrider spenningen linjen 6 på tidspunktet tg med en verdi bVg og på tidspunktet t. med en verdi cVg. Som i at time t^. This can be explained as follows: When the transistor T^ is conducting (the switch T.^ is closed), a voltage of Vg volts appears across the primary winding 2. Since the transformer's turnover ratio between the windings 2 and 4 is 1:1, the voltage across the secondary winding 4 has the same value as across the primary winding 2. In the time interval 0 - tg in which the transistor T^ is conducting, the voltage across the secondary winding 4 is thus also equal to Va volts. Since, however, the direct current components are lost as a result of the inductive coupling between the windings 2 and 4, finally between the base and the emitter of the transistor Tg, the active control signal <V>BEg has an average value of 0, which is shown by line 6 in fig. 5a. Since the area below the line 6 must thus be equal to the area above this line, the voltage exceeds the line 6 at time tg by a value bVg and at time t by a value cVg. As in

det nemlig fremgår av fig. 5a er styrespenningen VBE2 i løpet av den periode i hvilken transistoren Tg fører strøm, ikke konstant, men øker noe. Dette ksn i virkeligheten tilskrives at emitterstrømmen I^g i løpet av denne periode ikke er konstant, men øker lineært som vist på fig. 5e. namely, it appears from fig. 5a, the control voltage VBE2 during the period in which the transistor Tg conducts current is not constant, but increases somewhat. This ksn is in reality attributed to the fact that the emitter current I^g during this period is not constant, but increases linearly as shown in fig. 5e.

Spenningen VgE2 har derfor i tidsintervallet 0 - tg en negativ verdi - Vg, og på tidspunktet tg kipper spenningen VgE<g> fra verdien -Vg til verdien +bVg. Av denne grunn leverer den på fig. 2 og videre på fig. 3 og 4 med bryteren T1 for-bundne spenningskilde en spenning Vg, d.v.s. at den mellom basis og emitter i transistoren T2 virksomme sperrespenning, når bryteren Tj er sluttet i tidsinter-—vallet 0 - tg. The voltage VgE2 therefore has in the time interval 0 - tg a negative value - Vg, and at time tg the voltage VgE<g> swings from the value -Vg to the value +bVg. For this reason, it delivers in fig. 2 and further on fig. 3 and 4 with the switch T1 connected voltage source a voltage Vg, i.e. that between the base and emitter of the transistor T2 effective blocking voltage, when the switch Tj is closed in the time interval 0 - tg.

^ På tidspunktet tg åpnes bryteren og på dette tidspunkt er spenningen på basiselektroden B lik +bVg. Man går ut fra tidspunktet 0 og det antas at på dette tidspunkt flyter en strøm IT med den på fig. 5b angitte verdi gjennom avbøynings-spolen Ly. På tidspunktet 0 sluttes bryteren Tj hvilket betyr at transistoren Tg sperres. iSom følge av strømmen på tidspunktet 0 gjennom spolen Ly begyn- ^ At time tg the switch is opened and at this time the voltage on the base electrode B is equal to +bVg. One starts from time 0 and it is assumed that at this time a current IT flows with the one in fig. 5b specified value through the deflection coil Ly. At time 0, the switch Tj is closed, which means that the transistor Tg is blocked. iAs a result of the current at time 0 through the coil Ly begins

ner det i denne spole å samle seg opp elektromagnetisk energi som svinger ut med et kosinusformet forløp, idet frekvensen og dermed tilbakeløpstiden bestemmes av verdien av Ly og Cy. Denne utsvingning skjer fra tidspunktet 0 til tidspunktet t^ , d.v.s. under tilbakeløpstiden for den sagtannformede strøm IT . Den kjennsgjerning at denne utsvingning opphører i tidspunktet t^ kan forklares på følgende måte. Som følge av det kosinusformede forløp av utsvingningen av strømmen IT svinger spenningen ut sinusformet over parallellkretsen. Derfor har spenningen V™» på kollektoren C i transistoren Tg i tidsintervallet 0 - tj det forløp som er vist på fig. 5f. Utsvingningen av spenningen varer ved inntil kollektoren C i transistoren Tg blir negativ i forhold til dens basis B. Dette er tilfelle på tidspunktet t^. Hvis kollektoren C er negativ i forhold til basisen B, fører basis-kollektorveien T>no en strøm In this coil, electromagnetic energy which oscillates out with a cosine course accumulates, the frequency and thus the return time being determined by the value of Ly and Cy. This fluctuation occurs from time 0 to time t^ , i.e. during the return time of the sawtooth-shaped current IT. The fact that this fluctuation ceases at time t^ can be explained in the following way. As a result of the cosine course of the fluctuation of the current IT, the voltage fluctuates sinusoidally across the parallel circuit. Therefore, the voltage V™» on the collector C of the transistor Tg in the time interval 0 - tj has the course shown in fig. 5 f. The fluctuation of the voltage continues until the collector C of the transistor Tg becomes negative with respect to its base B. This is the case at time t^. If the collector C is negative with respect to the base B, the base-collector path T>no carries a current

*C2' nv*lket tilsvarer den situasjon som er vist på fig. 3. Hvis bryteren er sluttet, fører basis-emitterveien D^g ingen strøm, og derfor er også strømmen oJE2 lik 0. Av den grunn er strømkilden 5 og basis-emitterveien D^g sløyfet på *C2' nv*lket corresponds to the situation shown in fig. 3. If the switch is closed, the base-emitter path D^g carries no current, and therefore the current oJE2 is also equal to 0. For this reason, the current source 5 and the base-emitter path D^g are looped on

fig. 3. Hvis basis-kollektorveien imidlertid er ledende, opptrer det over avbøy-ningsspolen Ly igjen en konstant spenning, d.v.s. summen av spenningene V*H og V . Summen av disse spenninger bestemmer derfor helningen av den sagtannformede strøm som flyter fra tidspunktet tj til tidspunktet tg. Dessuten vil fra tidspunktet tj utsvingningen av kretsen LyCy avsluttes. Hvis transistoren Tg har de ovenfor nevnte egenskaper, oppnår man at den i tidsintervallet til tg flytende kollektorstrøm I^g er lik basisstrømmen IB2 som flyter samtidig, fordi emitterstrøtnmen IE2 og den forsterkede emitterstrøm aLgg begge er 0. Derfor har basisstrømmen IB2 i tidsintervallet t. til tg samme form som kollektorstrømmen I^g hvilket fremgår tydelig av figurene 5c og 5d. På fig. 5c er kollektorstrømmen Ic2 i tidsintervallet tj til tg vist negativ fordi den er motsatt av strømmen olgg som er den normale kollektor-strøm når transistoren C„ virker som normal transistor. Strømmen I_„ - !„„ fig. 3. If, however, the base-collector path is conductive, a constant voltage again appears across the deflection coil Ly, i.e. the sum of the voltages V*H and V . The sum of these voltages therefore determines the slope of the sawtooth-shaped current that flows from time tj to time tg. Moreover, from the time tj the fluctuation of the circuit LyCy will end. If the transistor Tg has the above-mentioned properties, one obtains that in the time interval of tg the flowing collector current I^g is equal to the base current IB2 which flows at the same time, because the emitter current IE2 and the amplified emitter current aLgg are both 0. Therefore, the base current IB2 in the time interval t. to tg the same form as the collector current I^g, which is clear from figures 5c and 5d. In fig. 5c, the collector current Ic2 in the time interval tj to tg is shown negative because it is opposite to the current olgg which is the normal collector current when the transistor C„ acts as a normal transistor. The current I_„ - !„„

& \uZ Ba flyter tilbake gjennom bryteren T.^. Under tilbakeløpstiden t = 0 til tj , når IB2 enda ikke opptrer, blir strømmen gjennom bryteren T^ bestemt av & \uZ Ba flows back through the switch T.^. During the return time t = 0 to tj , when IB2 does not yet appear, the current through the switch T^ is determined by

d.v.s. av verdien av spolen L og den påtrykte spenning V . I løpet av perioden ' t^ - t2 er strømmen gjennom bryteren i.e. of the value of the coil L and the applied voltage V . During the period ' t^ - t2 the current is through the switch

r Dette fremgår tydelig av fig. 5g hvor kollektorstrømmen 1^ er vist. Den , gjennom basiskretsen for transistoren Tg tilbakeflytende strøm minsker derfor strømmen i drivtransistoreh T^. Den strekede linje på fig. 5g viser forløpet av strømmen gjennom Tj uten denne virkning. r This is clear from fig. 5g where the collector current 1^ is shown. The current flowing back through the base circuit of the transistor Tg therefore reduces the current in the drive transistor T^. The dashed line in fig. 5g shows the course of the current through Tj without this effect.

Denne virkning kan ansees som en ekstra fordel ved koplingsanordningen ifølge oppfinnelsen. Som det nemlig fremgår av de på fig. 5c angitte tall, har kol-lektorstrømmen I p2 på tidspunktet en verdi på - 0,6A, hvilken verdi avtar inntil tidspunktet tg til ca. 0,3A. Da basisstrømmen Igg i dette tidsintervall er lik kol-lektorstrømmen Ipg og basisstrømmen i løpet av den øvrige tid, d.v.s. fra tg til t4, som følge av den lavere verdi av a',, har en temmelig høy verdi, betyr dette at basisstrømmen I_ o alltid har en forholdsvis høy verdi. Denne strøm må sluttelig This effect can be considered an additional advantage of the coupling device according to the invention. As can be seen from those on fig. 5c given numbers, the collector current I p2 at time has a value of - 0.6A, which value decreases until time tg to approx. 0.3A. Since the base current Igg in this time interval is equal to the collector current Ipg and the base current during the rest of the time, i.e. from tg to t4, as a result of the lower value of a', has a rather high value, this means that the base current I_ o always has a relatively high value. This current must finally

DitThere

leveres over drivtransistoren T^. Uten fordelen av den avtagende kollektorstrøm I^j i tidsintervallet tj til tg, ville hele magnetiserlngsstrømmen gjennom transformatoren 1 leveres av transistoren T.^ for at det i tidsintervallet tg til t4 skulle være mulig å tilveiebringe den ønskede basisstrøm l^g. Kollektorstrømmen ville da i tidsintervallet ^ til tg ha den form som er vist med streket linje på fig. 5g. Dette har til følge at den midlere kollektorstrø<m><l>Qjgemi ^e ville ha den verdi som er vist med den strekprikkede linje 7 på fig. 5g, men en meget høyere verdi. Dette ville bety at ikke bare den leverte styreytelse måtte være meget større, men også at transistoren T^ måtte være istand til å tåle en meget større tapsytelse. Dette vil imidlertid unngås ved den gunstige ekstravirkning ved den avtagende kollektor-strøm I^j i tidsintervallet til tg. is supplied across the drive transistor T^. Without the benefit of the decreasing collector current I^j in the time interval tj to tg, the entire magnetizing current through the transformer 1 would be supplied by the transistor T^ so that in the time interval tg to t4 it would be possible to provide the desired base current l^g. The collector current would then in the time interval ^ to tg have the form shown by the broken line in fig. 5g. This has the consequence that the average collector current Qjgemi ^e would have the value shown by the dash-dotted line 7 in fig. 5g, but a much higher value. This would mean that not only would the delivered control performance have to be much greater, but also that the transistor T^ would have to be able to withstand a much greater loss performance. This will, however, be avoided by the favorable additional effect of the decreasing collector current I^j in the time interval of tg.

På tidspunktet tg åpnes bryteren T^, og man får den situasjon som er vist At time tg, the switch T^ is opened, and the situation shown is obtained

på ekvivalentskjemaet på fig. 4. Spenningen på basisen springer som vist på fig. 5a ved åpning av bryteren T, til en verdi +bv . Dette betyr at ved åpning av bryteren T^ utfører punktet B et spenningssprang på on the equivalent diagram in fig. 4. The voltage on the base jumps as shown in fig. 5a when opening the switch T, to a value +bv . This means that when the switch T^ is opened, the point B performs a voltage jump on

Som vist på fig. 5f utfører da punktet C et lignende spenningssprang fordi basis-kollektorveien Dc2 forblir åpen. Spenningen på kollektoren i basis-koUektorveien Dcg blir da positiv, slik at denne vei blir i ledende tilstand. Over en slik ledende vei ligger imidlertid praktisk talt ingen spenning, slik at et spenningssprang i punktet B får tilfølge et spenningssprang i punktet C. Ved det nevnte spenningssprang endres også spenningen pi spolen L . Ved sluttet bryter Tj var spenningen på spolen lik VH ,+'-Vg og etter tidspunktet t2 er denne spanning lik VH bVfl. Da | spenningen VH er meget høy, i det valgte otførelseseksempel 220 V, og spenningen V_ er liten, nemlig 7 V, er spenningen den spenning som danner forskjellen mellom spenningen over spolen Ly før og etter tidspunktet t2 , og denne spenning er ubetydelig sammenlignet med spenningen V H . Den som følge av dette spenningssprang i kollektorstrømmen !_,„ og dermed i strømmen I opptredende knekk er derfor ubetydelig liten. As shown in fig. 5f then the point C performs a similar voltage jump because the base-collector path Dc2 remains open. The voltage on the collector in the base-collector path Dcg then becomes positive, so that this path is in a conducting state. However, there is practically no voltage above such a conductive path, so that a voltage jump at point B is followed by a voltage jump at point C. With the mentioned voltage jump, the voltage on the coil L also changes. When switch Tj was closed, the voltage on the coil was equal to VH ,+'-Vg and after time t2 this voltage is equal to VH bVfl. Then | the voltage VH is very high, in the chosen embodiment 220 V, and the voltage V_ is small, namely 7 V, the voltage is the voltage that forms the difference between the voltage across the coil Ly before and after the time t2 , and this voltage is negligible compared to the voltage V H . The resulting voltage jump in the collector current !_,„ and thus in the current I occurring in the break is therefore insignificantly small.

Denne knekk var derfor heller ikke merkbar på en oscillograf. This crack was therefore not noticeable on an oscillograph either.

Selv om åpningen av bryteren T 1 ikke medfører noen endring av kollektor-strømmen I^g, endres allikevel basisstrømmen IB2 , emitterstrømmen Ig2 i transistoren T2 og kollektorstrømmen I_,.. i transistoren . Ved åpning av bryter^ en Tj blir nemlig transistorstrømmen 1^ lik 0. Even if the opening of the switch T 1 does not cause any change in the collector current I^g, the base current IB2, the emitter current Ig2 in the transistor T2 and the collector current I_,.. in the transistor do change. When switch^ a Tj is opened, the transistor current 1^ becomes equal to 0.

Da heller ikke strømmen Ix i spolen Lx kan gjøre noe sprang, og denne strøm inntil tidspunktet t2 var lik iB2 + 1^ , må når kollektorstrømmen 1^ forsvinner etter tidspunktet t_ , basisstrømmen I„_ være lik I . Da imidlertid strømmen I Since the current Ix in the coil Lx cannot make any leap either, and this current until time t2 was equal to iB2 + 1^ , when the collector current 1^ disappears after time t_ , the base current I„_ must be equal to I . Then, however, the current I

Z Du X X ikke kan gjøre noe sprang, må basisstrømmen IB2 utføre et sprang. Som det fremgår av fig. 5d springer basisstrømmen IB2 noe mer enn 0 >6A (fra ca. 0,3A til noe mer enn 0,9A), hvilket nettopp tilsvarer den verdi som kollektorstrømmen I-,, hadde på tidspunktet t^. Da kollektorstrømmen I_,_ praktisk talt ikke endrer seg, må dette tillegg i strømmen opptas av basis-emitterveien DE2> gjennom hvilken emitterstrømmen I£2 begynner å flyte og som utfører et lignende sprang som strøm-men IB2 Z You X X cannot make a jump, the base current IB2 must perform a jump. As can be seen from fig. 5d, the base current IB2 jumps slightly more than 0 >6A (from approx. 0.3A to slightly more than 0.9A), which precisely corresponds to the value that the collector current I-,, had at time t^. Since the collector current I_,_ practically does not change, this addition in current must be taken up by the base-emitter path DE2> through which the emitter current I£2 begins to flow and which performs a similar jump as current-but IB2

Da som ovenfor nevnt, basis-kollektor<y>eien D^ på tidspunktet t2 forblir strømførende, og kollektorstrømmen I^2 ikke endrer seg, blir den bestående tilstand uforandret og basis-kollektorveien D^,2 kan betraktes som en kortslutning for kilden 5 , slik at strømmen aU,,, fremdeles ikke flyter til tross for den kjennsgjerning at emitterstrømmen I^2 nå ikke lenger er 0. , Since, as mentioned above, the base-collector<y>e D^ at time t2 remains current-carrying, and the collector current I^2 does not change, the existing state remains unchanged and the base-collector path D^,2 can be considered as a short circuit for the source 5 , so that the current aU,,, still does not flow despite the fact that the emitter current I^2 is now no longer 0. ,

Den situasjon varer tilnærmet til tidspunktet tg da kollektorstrømmen I-,-blir 0. Det vil si at på dette tidspunkt er all elektromagnetisk energi forsvunnet fra avbøynings spolen L y , mens som følge av åpningen av bryteren T, i på tidspunktet t^„, alle betingelser for normal drift av transistoren T2 allerede er oppfylt, og fra tidspunktet tg holder den da overlagrede basisstrøm transistoren T2 i mettet tilstand. That situation lasts approximately until time tg when the collector current I-,-becomes 0. That is to say that at this time all electromagnetic energy has disappeared from the deflection coil L y , while as a result of the opening of the switch T, i at time t^„, all conditions for normal operation of the transistor T2 are already met, and from time tg the superimposed base current keeps the transistor T2 in a saturated state.

I utførelseseksempelet på fig. 1 har a' en liten verdi, slik at også ved normal drift er strømforsterkningen fra basis til kollektor i tidsintervallet tg til t4 bare liten. Med de strømmer som er vist på fig. 5, er a<1> = 1 1/2. Forøvrig er virkemåten for linjeutgangstransistoren T"2 i tidsintervallet tg til t4 den samme som ved en vanlig transistor, slik at strømmen I^2 og dermed strømmen i avbøynings spolen L øker til en gitt verdi som, som ovenfor nevnt; bestemmes av spenningen V„-bV . In the design example in fig. 1, a' has a small value, so that even in normal operation the current amplification from base to collector in the time interval tg to t4 is only small. With the currents shown in fig. 5, is a<1> = 1 1/2. Otherwise, the operation of the line output transistor T"2 in the time interval tg to t4 is the same as for a normal transistor, so that the current I^2 and thus the current in the deflection coil L increases to a given value which, as mentioned above, is determined by the voltage V„ -bV .

y il S På tidspunktet t^ sluttes bryteren T 1 igjen og syklusen som er beskrevet for tidsintervallet 0 - t4 gjentar seg, hvilket intervall danner en periodetid for det sagtannformede signal IT . ' i Jjy y il S At time t^ the switch T 1 is closed again and the cycle described for the time interval 0 - t4 is repeated, which interval forms a period time for the sawtooth-shaped signal IT . ' in Jjy

Selv om transistoren Tg ovenfor er vist som npn-transistor og transistoren Tj som pnp-transistor, kan disse transistorer være av vilkårlig type. Det må bare tas hensyn til polariteten av de påtrykte matespenninger V„ n og V t- og viklings-retningen i transformatoren 1. Although the transistor Tg is shown above as an npn transistor and the transistor Tj as a pnp transistor, these transistors can be of any type. Only the polarity of the applied supply voltages V„ n and V t and the winding direction in transformer 1 must be taken into account.

I stedet for emitteren E kan også kollektoren C i transistoren Cg være jordet. Instead of the emitter E, the collector C of the transistor Cg can also be grounded.

I dette tilfelle er det ønskelig at parallellkoplingen av Ly og Cy og matespenningskilden V„ £1 bytter plass, slik at man i virkeligheten arbeider med en jordet kollektor hvis virkemåte imidlertid er den samme som ved anordningen på fig. 1. In this case, it is desirable that the parallel connection of Ly and Cy and the supply voltage source V„ £1 change places, so that in reality you are working with a grounded collector whose mode of operation is, however, the same as with the device in fig. 1.

Det er videre ikke nødvendig at koplingen til basisen i transistoren Tg skjer over en transformator. En enkelt spole kan være tilstrekkelig mellom basis og emitter i transistoren Tg , mens drivtransistoren T.^ er anordnet mellom matespenningskilden V sog denne spole. Furthermore, it is not necessary for the connection to the base of the transistor Tg to take place via a transformer. A single coil can be sufficient between the base and emitter of the transistor Tg, while the drive transistor T.^ is arranged between the supply voltage source V and this coil.

Et annet utførelseseksempel på en koplingsanordning ifølge oppfinnelsen er vist på fig..6. Dette utførelseseksempel adskiller seg fra utførelseseksemplet på fig. 1 ved at i stedet for asymmetrisk drivtransistor Tj anvendes en symmetrisk transistor nemlig en transistor av npn-typen. Følgelig må styresignalet ha motsatt polaritet, slik at det har den form som er vist med 3' på fig. 6. Videre blir drivtransistoren Tj bare matet over et RC-ledd som består av en motstand 8 og en stor kondensator 9. Transformatoren 1 er også valgt meget større enn den tilsvarende transformator 1 på fig. 1. Dette har tilfølge at magnetiseringsstrømmen som er nødvendig for opprettholdelse av den nødvendige basisstrøm I „ i tidsintervallet tg - t4> kan være meget mindre enn tilfellet er på fig. 1. Da nemlig strømmen er Another design example of a coupling device according to the invention is shown in Fig. 6. This embodiment differs from the embodiment in fig. 1 in that instead of asymmetric drive transistor Tj, a symmetrical transistor is used, namely a transistor of the npn type. Consequently, the control signal must have the opposite polarity, so that it has the form shown by 3' in fig. 6. Furthermore, the drive transistor Tj is only fed via an RC link which consists of a resistor 8 and a large capacitor 9. The transformer 1 is also chosen to be much larger than the corresponding transformer 1 in fig. 1. This has the consequence that the magnetizing current which is necessary for maintaining the necessary base current I„ in the time interval tg - t4> can be much smaller than is the case in fig. 1. Since the current is

er denne strøm som flyter gjennom spolen Lx i tidsrommet 0 - tj som vist på fig. is this current that flows through the coil Lx in the time period 0 - tj as shown in fig.

3, meget mindre i koplingsanordningen på fig. 6 enn i koplingsanordningen på fig. 3, much less in the coupling device of fig. 6 than in the coupling device of fig.

1. Se fig. 5g pg 7g. 1. See fig. 5g pg 7g.

Ved at strømmen Lii i tidsintervallet o-t-, L som følge av økningen av LX som er en følge av økningen av transformatoren 1, har en meget mindre verdi, mens kollektorstrømmen I^g som flyter på tidspunktet t^ , slett ikke har endret seg, er minskningen av kollektorstrømmen 1^ så stor at fortegnet for kollektorstrømmen veksler, slik det tydelig fremgår av fig. 7g. Av denne grunn er transistoren T^ på fig. 6 en symmetrisk transistor. Man kunne prinsippielt gå ut fra den kjennsgjerning at ved veksling av fortegn for kollektorstrømmen , sperres basis-kollektorveien i transistoren T1. Dette ville imidlertid bety at det ville bli tatt en ekstra strøm fra, oscillatoren som leverer styresignalet 3'. Dette ville igjen ha en ugunstig virkning ~_på oscillatoren, slik at frekvensen ville kunne endre seg, og synkroniseringen av den horisontale avbøyning kunne gå tapt. Hvis det imidlertid velges en symmetrisk transistor og det sørges for at transistoren Tj stadig holdes mettet av basisstrøm-men , kan denne fare unngås. Dette påvirker likeledes sperringen av transistoren T^. I tidsintervallet t^ - tg er drivstrømmen jo negativ. Dette betyr at kollektoren In that the current Lii in the time interval o-t-, L as a result of the increase of LX which is a consequence of the increase of the transformer 1, has a much smaller value, while the collector current I^g which flows at the time t^ , has not changed at all, is the reduction of the collector current 1^ so great that the sign of the collector current changes, as is clearly evident from fig. 7g. For this reason, the transistor T^ in fig. 6 a symmetrical transistor. One could in principle proceed from the fact that when the sign of the collector current is changed, the base-collector path in the transistor T1 is blocked. However, this would mean that an additional current would be taken from the oscillator which supplies the control signal 3'. This in turn would have an adverse effect on the oscillator so that the frequency could change and the synchronization of the horizontal deflection could be lost. If, however, a symmetrical transistor is chosen and it is ensured that the transistor Tj is constantly kept saturated by the base current, this danger can be avoided. This likewise affects the blocking of the transistor T^. In the time interval t^ - tg, the driving current is negative. This means that the collector

i transistoren T.. da virker som en emitter. I virkeligheten skulle dermed basis-kollektorveien i transistoren T., sperres av utkoplingsspenningen hvilket er praktisk talt umulig som følge av den av kollektorkretsen overlagrede strøm. Fortrinnsvis blir derfor utkoplingstidspunktet tg for transistoren t^ forskjøvet til tidspunktet tg. Dette betyr at tidsintervallet 0 - tg som er vist på fig. 7 og som inntreffer ved koplingsanordningen på fig. 6, er øket i forhold til det på fig. 5 viste tidsintervall, som gjelder for koplingsanordningen på fig. 1. Det skal da imidlertid tas i be-traktning at tidspunktet tg med sikkerhet må ligge foran tidspunktet tg, fordi fra dette tidspunkt skal transistoren Tg igjen virke som normal transistor, hvilket bare er mulig når transistoren T^ er sperret. Som det imidlertid fremgår av fig. 7, kan det velges mange tilfeller, fordi tidsintervallet tg til tg danner en vesentlig brøkdel av periodetiden T. in the transistor T.. then acts as an emitter. In reality, the base-collector path in the transistor T. should therefore be blocked by the cut-off voltage, which is practically impossible due to the current superimposed by the collector circuit. Preferably, therefore, the switch-off time tg for the transistor t^ is shifted to the time tg. This means that the time interval 0 - tg which is shown in fig. 7 and which occurs at the coupling device in fig. 6, is increased in relation to that in fig. 5 shown time interval, which applies to the coupling device in fig. 1. However, it must be taken into account that the time tg must certainly lie before the time tg, because from this time the transistor Tg must again act as a normal transistor, which is only possible when the transistor T^ is blocked. However, as can be seen from fig. 7, many cases can be selected, because the time interval tg to tg forms a significant fraction of the period time T.

Som det fremgår av fig. 7c og 7d, er a' for transistoren Tg på fig. 6 betydelig større enn ved utførelseseksemplet ifølge fig. 1. I utførelseseksemplet ifølge fig. 6 era'= 6. Det er da innlysende at såvel i tilfelle ifølge fig. 1 som i tilfelle ifølge fig. 6 kan det for a' også velges andre verdier. Hvis en symmetrisk drivtransistor T^ anvendes, kan således a' for transistoren Tg ha en meget større verdi. En verdi av a' på 10 eller enda høyere er godt mulig. As can be seen from fig. 7c and 7d, a' is for the transistor Tg in fig. 6 significantly larger than in the embodiment according to fig. 1. In the design example according to fig. 6 era'= 6. It is then obvious that both in the case according to fig. 1 as in the case according to fig. 6, other values can also be chosen for a'. If a symmetrical drive transistor T^ is used, a' for the transistor Tg can therefore have a much larger value. A value of a' of 10 or even higher is quite possible.

Ovenfor er det antatt at V„ er 220 V mens Above, it is assumed that V„ is 220 V while

£1 £1

Det oppnås da et forhold på hvilket betyr at den matespenning som påtrykkes transistoren Tg er tilnærmet 30 ganger større enn topp-til-topp-verdien av styresignalet som påtrykkes mellom basis og emitter i transistoren Tg. I alminnelighet oppnås en godt virkende koplingsanordning når forholdet for transistoren Tg er A relationship is then achieved which means that the supply voltage applied to the transistor Tg is approximately 30 times greater than the peak-to-peak value of the control signal applied between the base and emitter of the transistor Tg. In general, a well-functioning switching device is obtained when the ratio for the transistor Tg is

Det er imidlertid innlysende at dette forhold ikke kan minskes ubegrenset, fordi ! knekken i den sag tannformede strøm 1^ som opptrer på tidspunktet tg vil bli for stor. Dessuten måtte ved en for liten verdi av VH kollektorstrømmen IC2 ha en for høy verdi, fordi nemlig produktet av strøm og spenning angir den ytelse som er nødvendig i en bestemt spole Ly for oppnåelse av den ønskede avbøyning av elektron-strålen. Hvis således V„ velges mindre, må I_, o velges større. I tidsintervallet \ ~ ^ 2 Sjelder: lC2 " <l>B2' Slik at en større lC2 har tU følge en større lB2 hvor~ ved basisstrømmen ville anta en større verdi. Derfor kan det fastslås at et forhold V„ H og V S på 10 : 1 tilnærmet er lik den minste verdi ved hvilken koplingsanordningen kan virke tilfredsstillende. However, it is obvious that this ratio cannot be reduced indefinitely, because ! the break in the sawtooth-shaped current 1^ which occurs at time tg will be too large. Moreover, if the value of VH is too small, the collector current IC2 must have too high a value, because namely the product of current and voltage indicates the performance which is necessary in a certain coil Ly to achieve the desired deflection of the electron beam. Thus, if V„ is chosen smaller, I_, o must be chosen larger. In the time interval \ ~ ^ 2 Rarely: lC2 " <l>B2' So that a larger lC2 has tU follow a larger lB2 where~ at the base current would assume a larger value. Therefore, it can be determined that a ratio V„ H and V S of 10 : 1 is approximately equal to the smallest value at which the coupling device can operate satisfactorily.

Som allerede nevnt ovenfor, må i tilfelle av koplingsanordningen på fig. 6 topp-til-toppverdien av styresignalet 3' ha en slik verdi at drivtransistoren T., i tidsintervallet t^ til tg forblir i mettet tilstand, slik at det sikres at styresignalet 3' kopler om transistoren og ikke som følge av den på kollektoren virksomme spenning sperres for tidlig. As already mentioned above, in the case of the coupling device in fig. 6, the peak-to-peak value of the control signal 3' has such a value that the drive transistor T., in the time interval t^ to tg remains in a saturated state, so that it is ensured that the control signal 3' switches on the transistor and not as a result of it operating on the collector voltage is blocked too early.

Det fremgår videre av fig. 7g, at den midlere kollektorstrøm i transistoren Tj er meget liten takket være at denne strøm blir negativ i tidsintervallet t^ til t,_. Denne midlere strøm kan sågar velges lik 0 nårO^ + Og = Og i hvor Oj , Og °gOg betegner de flater som er vist på fig. 7. I praksis velges imidlertid 0^ <+>o3 fortrinnsvis større enn Og, slik at det flyter en positiv strøm gjennom motstanden 8. Strømmen kan imidlertid holdes meget liten når Og velges bare litt mindre enn O^ + Og, slik at til tross for den kjennsgjerning at det da er nødvendig med en større motstand 8, er tapet i motstanden allikevel forholdsvis lite. Den riktige verdi av den over kondensatoren 9 frembrakte spenning V s er avhengig av forholdet mellom flatene Oj , dg °IOg. mens dette forhold på sin side ved gitt dimensjonering av utgangstransistoren T„ er avhengig av induktivitetsverdien av spolen L og verdien av motstanden 8 ved gitt matespenning V„ti.It is further apparent from fig. 7g, that the average collector current in the transistor Tj is very small thanks to the fact that this current becomes negative in the time interval t^ to t,_. This average current can even be chosen equal to 0 when O^ + Og = Og i where Oj , Og °gOg denote the surfaces shown in fig. 7. In practice, however, 0^ <+>o3 is preferably chosen larger than Og, so that a positive current flows through the resistor 8. However, the current can be kept very small when Og is chosen only slightly smaller than O^ + Og, so that despite for the fact that a larger resistance 8 is then necessary, the loss in the resistance is still relatively small. The correct value of the voltage V s produced across the capacitor 9 depends on the relationship between the surfaces Oj , dg °IOg. while this ratio, in turn, at a given dimensioning of the output transistor T„ depends on the inductance value of the coil L and the value of the resistance 8 at a given supply voltage V„ti.

Den på fig. 6 viste koplingsanordning har derfor sammenlignet med koplingsanordningen på fig. 1 den fordel at en særskilt liten matespenning Vfl behøver fore-komme. Derfor er det gunstig å la denne koplingsanordning også levere matespenning til de øvrige deler i en med transistorer bestykket fjernsynsmottaker. I dette tilfellet vil det nemlig kunne spares en nettransformator. Dette kan f.eks. oppnås ved at avbøyningsspolen Ly koples med en lin jeutgangstransf orma tor som forsynes med et uttak fra hvilket det kan tas pulser med mindre amplitude. Disse pulser kan etter likeretning og utjevning levere matespenning til mottakerens øvrige transistorer. Det må da tas hensyn til at oscillatoren som leverer styresignalet 3' mates med denne matespenning. Denne matespenning er imidlertid ikke tilstede før transistorene T.. og T_ styres. For derfor å gjøre koplingsanordningen selvstartende må det •■ sørges for at denne styring startes automatisk ved innkopling av matespenningen Vjj . Dette kan f.eks. oppnås ved en tilbakekoplingskondensator mellom basis og kollektor i transistoren C-^, hvorved denne transistor blir selvsvingende når matespenningen V„ H koples inn. Når imidlertid styresignalet 3' står til rådighet, har styringen ved en riktig valgt verdi av den nevnte tilbakekoplingskondensator en større innvirkning enn tilbakekoplingsvirkningen, slik at transistoren T 1 da igjen blir en på vanlig måte styrt drivtransistor. The one in fig. 6 shown coupling device has therefore compared with the coupling device in fig. 1 the advantage that a particularly small supply voltage Vfl need not occur. It is therefore advantageous to let this connection device also supply supply voltage to the other parts in a television receiver equipped with transistors. In this case, it will be possible to save a mains transformer. This can e.g. is achieved by connecting the deflection coil Ly with a line output transformer which is provided with an outlet from which pulses of smaller amplitude can be taken. After rectification and equalization, these pulses can supply supply voltage to the receiver's other transistors. It must then be taken into account that the oscillator which delivers the control signal 3' is fed with this supply voltage. However, this supply voltage is not present until the transistors T.. and T_ are controlled. In order therefore to make the switching device self-starting, it must •■ be ensured that this control is started automatically when the supply voltage Vjj is switched on. This can e.g. is achieved by a feedback capacitor between base and collector in the transistor C-^, whereby this transistor becomes self-oscillating when the supply voltage V„ H is switched on. However, when the control signal 3' is available, the control at a correctly chosen value of the aforementioned feedback capacitor has a greater impact than the feedback effect, so that the transistor T 1 then again becomes a normally controlled drive transistor.

Av fig. 5b og 7b fremgår at inntil tidspunktet t^ flyter strømmen gjennom spolen Ly tilbake over kondensatoren Cy. Etter tidspunktet ^ må denne konden-satorstrøm sprangvis overføres til kollektorkretsen i transistoren T2, og dette er mulig ved at sperringen av basis-kollektorveien D^2 oppheves på tidspunktet ^. Som imidlertid vist på fig. 8, befinner det seg i forbindelse med spolen Ly spred-ningsinduktivitet L P . Hvis strømmen gjennom denne induktivitet L Pvar 0 før tidspunktet tj , mens det etter dette tidspunkt plutselig ville flyte en strøm gjennom denne induktivitet, vil det opptre en plutselig energisering av induktiviteten Lp, From fig. 5b and 7b it appears that until time t^ the current flows through the coil Ly back over the capacitor Cy. After the time ^, this capacitor current must be transferred in leaps and bounds to the collector circuit in the transistor T2, and this is possible by the blocking of the base-collector path D^2 being lifted at the time ^. However, as shown in fig. 8, it is located in connection with the coil Ly spreading inductance L P . If the current through this inductance L Pvar 0 before time tj , while after this time a current would suddenly flow through this inductance, a sudden energization of the inductance Lp will occur,

slik at det i samvirke med de i kretsen tilstedeværende spredningskapasiteter, so that in cooperation with the dispersion capacities present in the circuit,

ville opptre spredningssvingninger ved begynnelsen av fremløpstiden. Dette er tilfelle hvis kondensatoren Cy koples parallelt med spolen Ly, For å unngå disse spredningssvingninger består en ytterligere forbedring av koplingsanordningen ifølge oppfinnelsen i at kondensatoren Cy er koplet inn mellom basisen B og kollektoren C i transistoren T2. Kondensatorstrømmen vil da nemlig på tidspunktet t^ ganske enkelt overføres til den åpne basis-kollektorvei D^2. Strømveien endrer seg derved ikke. En plutselig energisering av spredningsinduktiviteten Lp og dermed opptreden av spredningssvingninger blir derved unngått. dispersion fluctuations would occur at the beginning of the lead time. This is the case if the capacitor Cy is connected in parallel with the coil Ly. In order to avoid these dispersion fluctuations, a further improvement of the connection device according to the invention consists in the capacitor Cy being connected between the base B and the collector C of the transistor T2. Namely, the capacitor current will then simply be transferred to the open base-collector path D^2 at time t^. The flow path does not thereby change. A sudden energization of the spreading inductance Lp and thus the occurrence of spreading fluctuations is thereby avoided.

Sluttelig viser fig. 9 i detalj et koplingsskjemå for anordningen på fig. 8. Finally, fig. 9 in detail a connection diagram for the device in fig. 8.

Av fig. 9 fremgår at matespenningen V„ XIoppnås ved direkte likeretting av nettspenningen. I den hensikt blir nettspenningen over en nettbryter S tilført en likeretter D^ og denne likerettede spenning blir utjevnet i et utjevningsnettverk Rg, Cg og C4, og matespenningen VH tas ut over kondensatoren Cg. Denne matespenning V„ tilføres linjeutgangstransformatoren 10 mellom viklingene 11 og 12. Disse viklinger er adskilt for å oppnå at pulsspenninger 14 og 15 opptrer i endene av viklingene 11 og 12, har motsatt polaritet. Det er nemlig gunstig når avbøynings-spolen Ly ligger i serie med linearitetsregulatoren L2 og skillekondensatoren C2 ligger mellom de nevnte ender av viklingene 11 og 12, fordi det da ikke kan opptre noen uønskede forstyrrelser som følge av spredningsinduktivitetene i viklingene 11 og 12. Som følge av den motsatte polaritet av pulsene 14 og 15, vil de lange ledninger som strekker seg fra de nevnte ender av viklingene 11 og 12 til avbøyningsspolen Ly som er skjøvet på halsen av bilderøret, ikke sende ut noen stråling. From fig. 9 shows that the supply voltage V„ XI is obtained by direct rectification of the mains voltage. For that purpose, the mains voltage via a mains switch S is supplied to a rectifier D^ and this rectified voltage is equalized in an equalization network Rg, Cg and C4, and the supply voltage VH is taken out across the capacitor Cg. This supply voltage V„ is supplied to the line output transformer 10 between the windings 11 and 12. These windings are separated to achieve that pulse voltages 14 and 15 appearing at the ends of the windings 11 and 12 have opposite polarity. It is in fact advantageous when the deflection coil Ly is in series with the linearity regulator L2 and the separation capacitor C2 is between the aforementioned ends of the windings 11 and 12, because then no unwanted disturbances can occur as a result of the dissipation inductances in the windings 11 and 12. As a result of the opposite polarity of the pulses 14 and 15, the long wires extending from the said ends of the windings 11 and 12 to the deflection coil Ly pushed on the neck of the picture tube will not emit any radiation.

Videre inneholder transformatoren 10 en høyspenningsvikling 16 som opp-transformerer pulsene slik at de etter likeretning i høyspenningsdioden D2 leverer akselerasjonsspenning til bilderørets utgangsanode, hvilken akselerasjonsspenning Furthermore, the transformer 10 contains a high-voltage winding 16 which up-transforms the pulses so that, after rectification in the high-voltage diode D2, they deliver acceleration voltage to the output anode of the picture tube, which acceleration voltage

tilføres utgangsanoden gjennom en ledning 17. is supplied to the output anode through a line 17.

Sluttelig skal bemerkes at når a' for utgangstransistoren T2 ikke velges for stor og dertil drivtransistoren ikke skal mates fra en særskilt spenningskilde, kan koplingsanordningen på fig. 10 anvendes. Denne koplingsanordning som er en videreutvikling av koplingsanordningen på fig. 6 hvor kondensatoren på fig. 8 og avbøyningsspolen Ly er anbrakt i serie med kondensatoren Cg på den måte som er vist på fig. 9, inneholder foruten utgangstransformatoren 10 en med dennes sekundærvikling 20 forbundet diode 19 og en motstand 21. Finally, it should be noted that when a' for the output transistor T2 is not chosen too large and the drive transistor is not to be fed from a separate voltage source, the switching device in fig. 10 is used. This coupling device, which is a further development of the coupling device in fig. 6 where the capacitor in fig. 8 and the deflection coil Ly is placed in series with the capacitor Cg in the manner shown in fig. 9, contains, in addition to the output transformer 10, a diode 19 connected to its secondary winding 20 and a resistor 21.

Når When

( a' - 1 1/2 f.eks. fra fig. 5, a' - 10 f.eks. fra fig. 7), ligger verdien av basis-strømmen Ig2 i tidsintervallet t2—>t^ mellom verdiene som er angitt på fig. 5d og 7d. En større basis-strøm i dette tidsintervall betyr at det i tidsintervallet 0 Hg må innføres en større mengde elektromagnetisk energi i induktiviteten L i drivtransformatoren 1. Drivstrømmen I,,., og dermed også dens middelverdi må derfor ølfe (også strømmen I_,.. ligger mellom de verdier som er angitt på fig. 5g og 7g). (a' - 1 1/2 e.g. from fig. 5, a' - 10 e.g. from fig. 7), the value of the base current Ig2 in the time interval t2—>t^ lies between the values indicated on fig. 5d and 7d. A larger base current in this time interval means that in the time interval 0 Hg a larger amount of electromagnetic energy must be introduced into the inductance L in the drive transformer 1. The drive current I,,., and thus also its mean value must therefore be (also the current I_,.. lies between the values indicated on Fig. 5g and 7g).

En større midlere drivstrøm lQ^gem betyr selv om motstanden 8 minskes, en større tapsytelse. A larger mean drive current lQ^gem means, even if the resistance 8 is reduced, a larger loss performance.

Hvis det derfor for drivtransistoren Tj som før skal anvendes en lavspennings-transistor, vil tapene i motstanden 8 bli for store. If therefore a low-voltage transistor is to be used for the drive transistor Tj as before, the losses in the resistor 8 will be too great.

Løsningen av dette problem er vist på fig. 10. Motstanden 21 oppfyller en dobbeltfunksjon. Ved start av koplingsanordningen etter innkopling av matespenningen V„, virker motstanden 21 sammen med motstanden 8 som en spenningsdeler, og transistoren Tj tilføres den nødvendige matespenning fra forbindelsespunktet mellom motstandene 8 og 21. Motstandene 8 og 21 kan begge være store fordi startstrømmen bare er liten. Startstrømmen behøver bare å være så stor at de under tilbakeløps-tiden 0—>t^ opptredende pulser V rir2 (se fig. 5f og 7f), når de induseres i sekundærviklingen 20, har en amplitude som overskrider spenningen i forbindelsespunktet mellom motstandene 8 og 211 Dioden 19 vil da bli ledende når disse pulsers topper opptrer og likeretter dermed disse pulser. Den likerettede spenning utjevnes av nett-verket 9, 21, slik at det på denne måte tilføres drivtransistoren Tj tilstrekkelig energi. The solution to this problem is shown in fig. 10. The resistor 21 fulfills a double function. When starting the switching device after switching on the supply voltage V„, the resistor 21 acts together with the resistor 8 as a voltage divider, and the transistor Tj is supplied with the necessary supply voltage from the connection point between the resistors 8 and 21. The resistors 8 and 21 can both be large because the starting current is only small . The starting current only needs to be so large that the pulses V rir2 (see fig. 5f and 7f) occurring during the return time 0—>t^, when induced in the secondary winding 20, have an amplitude that exceeds the voltage at the connection point between the resistors 8 and 211 The diode 19 will then become conductive when the peaks of these pulses occur and thus rectify these pulses. The rectified voltage is equalized by the network 9, 21, so that sufficient energy is supplied to the drive transistor Tj in this way.

Denne koplingsanordning tilpasser seg altså automatisk a' for utgangstransistoren Tg. Hvis derfor a' opprinnelig har en stor verdi, er strømmen Idgem liten. Spenningsfallet over motstanden 8 er lite, og dioden 19 forblir sperret også under drift. Avtar a' ved aldring, øker strømmen lQ^gem°g dermed spenningsfallet over motstanden 8, slik at dioden 19 settes i drift. En god virkning av koplingsanordningen uten unødvendig tapsytelse i motstanden 8 er derfor sikret under alle omstendigheter. This switching device thus automatically adapts to a' for the output transistor Tg. If therefore a' initially has a large value, the current Idgem is small. The voltage drop across the resistor 8 is small, and the diode 19 remains blocked even during operation. If a' decreases with ageing, the current lQ^gem°g thus increases the voltage drop across the resistor 8, so that the diode 19 is put into operation. A good effect of the coupling device without unnecessary performance loss in the resistor 8 is therefore ensured under all circumstances.

Dessuten tillates store toleranser med hensyn til a<1> for transistoren Tg. Furthermore, large tolerances are allowed with regard to a<1> for the transistor Tg.

Hvis a' er stor, blir dioden 19 ikke satt i virksomhet og hvis a<1> er liten settes den i virksomhet. If a' is large, the diode 19 is not put into operation and if a<1> is small, it is put into operation.

Claims

1. Coupling device for generating a sawtooth-shaped current through

the deflection coils for a picture tube, comprising a mainly asymmetrical output transistor in the output circuit of which the deflection coils are located and which, via an inductive coupling between base and emitter, is supplied with a pulse-shaped control signal which periodically blocks and unblocks the output transistor, where the duration of the pulses which block the output transistor is longer than the the return time of sawtooth-shaped currents, so that at the beginning of the advance time the reversed current in the deflection coils in relation to the end of the advance time can flow through the base-collector path in the transistor whose blocking is then lifted. characterized by the fact that the output transistor's (Tg) supply voltage (V^.) is many times, e.g. at least ten times greater than the peak-to-peak value of the control signal that is applied between the base and the collector, and that the inductance (L^) for the inductive coupling is connected directly between the base and emitter of the output transistor in a manner known per se.

2. Coupling device according to claim 1, characterized in that the inductive

coupling is formed by a transformer whose secondary winding end is directly connected to the transistor's base and emitter, and that the primary winding in series with the base-collector path in a drive transistor (Tj) is connected to a supply voltage (V^ which is significantly smaller, at least ten times smaller, than the the former transistor's (Tg) supply voltage (VH).

3. Connection device according to claim 2, characterized in that the transformer's

turnover ratio is approx. 1:1.

4. Coupling device according to one of the preceding claims, characterized by

that the inductance value of the inductive coupling is so large that during the return of the sawtooth current, the current flowing through this coupling is less than the reverse

.collector current in the first-mentioned transistor (Tg), which current at the beginning of

the lead-time flows through the base-collector path when blocking is then lifted and causes a reversal of the direction of the emitter-collector current in the drive transistor (<T>j).

5. Switching device according to claim 4, where the primary winding of the transformer is

connected to a drive transistor, characterized in that the drive transistor (Tj) is a symmetrical transistor.

6. Switching device according to claim 5, characterized in that the drive transistor

(T^) supply voltage source is a capacitor which is connected via a resistor to the same supply voltage source as the first-mentioned transistor (Tg).

7. Coupling device according to claim 6, characterized in that the inductive

the coupling inductance value is chosen so that an average current different from zero is taken from the supply voltage source for the first-mentioned transistor (Tg) for the drive transistor (Tj).

8. Coupling device according to one of the preceding claims, characterized by

that in order to avoid dispersion fluctuations, a capacitor (C^) is connected between the base and the collector of the first-mentioned transistor (Tg) which determines the return flow.