NO157037B - En digital abonnentlinjekrets. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår generelt telefonlinjekretser og tilhørende kommunikasjonskretser som utgjør grensesnittet mellom ancvloge og digitale telefonabonnentlinjer og samband på den ene side. og et digitalt koblingsnettverk på den annen side. En del beslektede søknader bør nevnes i denne forbindelse: nemlig de norske patentsøknader 813439, 813440, 813433 og 812718. Foreliggende oppfinnelse angår spesielt en digital linjekrets som sørger for automatisk tilpasning av impedansen til linjene eller sambandene som avsluttes med en elektronisk hybridkrets, og angår videre automatisk syntetisering i hybridkretsen av linjens til-pasningsimpedans uten bruk av diskrete komponenter og med et minimalt effektforbruk.

I tidligere kjent teknikk som angår to-til-fire tråds omforming, er problemet som forårsakes av mistilpasning av impedansen ved telefonsentralen mellom abonnentlinjer/sambandslinjer og avslutningsimpedansen til linjen, velkjent.. En slik mistilpasning forårsaker dårlige returstrøm/tapskarakteristikker og refleksjoner eller ekkoer som skyldes dårlig drift av to-til-fire tråds hybriden, som for en gunstig drift krever at linjeimpedansen og avslutningsimpedansen begge er like, så vel i fase som i størrelse over hele båndbredden til telefonkanalen. Passive, faste termineringsimpedanser har frem til i dag representert et kompromiss, bortsett fra ved en spesiell frekvens, på grunn av det forhold at slike kompromissimpedanser enten er en serie-eller parallellkombinasjon av en motstand og en kondensator. En slik enkel impedans resulterer i en dårlig tilpasning for linje-impedånsen. Typisk vil hybridkretsen som utgjør to-til-fire tråds omformeren, avhenge av en relativt nær tilpasning mellom linjen og termineringsimpedansene, og for optimal ytelse kreves en god tilpasning over alle frekvenser som er av interesse for overføringen. Kompensering av denne mistilpasning er blitt forsøkt i tidligere kjent teknikk ved hjelp av balanserings-kretser eller "building-out" nettverk som utgjør en del av hybridkretsen, og som for en bestemt linje representerer en kundetilpasning for denne spesielle kretsen.

Et ytterligere problem på grunn av impedans-mistilpasning ved fjern-enden av linjen opptrer dersom den enden av linjen er mistilpasset ved termineringen. En uønsket refleksjon eller et ekko returneres til nær-enden. Dersom nær-endeavslutningsimpe-dansen tilsvarer linjeimpedansen og dersom de transhybride tap er null, vil optimal ytelse oppnås for nær-endeutstyret. Fjern-endeekkoet kan også minimaliseres ved hjelp av kjent ekkokanselleringsteknikk.

Slik tidligere kjent ekkokanselleringsteknikk avhenger av en førstehånds kjennskap til det lokalt utsendte signal, og et antatt ikke-korrelert forhold mellom nær-endesignalet som ut-sendes og fjern-ehdesignalet som mottas.

Under anvendelse av adaptiv kanselleringsteknikk, med eller uten testsignaler, kan den korrelerte del av fjern-enderefleksjonen som forekommer i nær-endesignalet som mottas, her bli regenerert under bruk av en adaptiv kanselleringskrets, og trekkes fra det lokalt mottatte signal.

Betingelser for en god drift av en adaptiv kanselleringskrets må tilfredsstilles. Kanselleringskretsen må ha et adekvat signal/støyforhold for å sikre at kansellerings-signalet konvergerer, og dessuten fordres lineære nettverkskarakteristikker. Tilstrekkelig energi må foreligge over båndet for å tillate korrekte tilbakekoblingsstyringssignaler for justeringer av de digitale filtertapper. Det må ikke forekomme to-veis signaler eller "double-talk" under ekvaliseringsprosessen. Dernest, og særlig viktig, er det at den digitale, lokale sentral som må utgjøre grensesnittet til de analoge abonnentsløyfer, nå må til-føye to to-til-fire tråds omformere for å kunne utgjøre grensesnittet mot disse abonnentsløyfer. Med analoge sentraler var det tidligere ikke noe behov for hybridkretser.

Disse nylig introduserte hybridgrensesnitt kan forårsake nye refleksjoner eller uønskede retursignaler. Tidligere, for analoge velgere, forelå det ingen slike tilleggshybridkretser. Derfor vil en digital sentral, hva presentasjonen av samtalene angår, potensielt være dårligere enn sin analoge forgjenger, dersom det ikke foretas store forbedringer i hybridkretsene•

Problemet med hyling eller "synging" eller mer ekspli-sitt potensiell ustabilitet i nettverket hva Nyquist-stabili-tet angår, skriver seg fra den uønskede tilbakekobling som kommer fra to-til-fire tråds omformingene, og systemet kan følgelig oscillere hvis ikke egnede mottiltak tas. Klassisk vil VNL (Via Net Loss) planen ta hensyn til disse betingelser ved på egnet måte å innføre dempningsutstyr gjennom hele nettverket på en regulert måte og spesifisere de trans-

hybride tap for å tilfredsstille enkelte minimalkrav på de steder i nettverket hvor to-til-fire tråds omformingen foretas.

Tidligere ble det, for å komme fram til dempningen som kunne innsettes i de foreliggende nettverk, først og fremst tatt hensyn til de sentraler (eller kretser) som benyttet seg av to-til-fire tråds omformere, nemlig sambandene. For analoge, lokale sentraler som ikke trengte to-til-fire tråds omformere, var ingen tilleggsdempning tillatt, og de tillate-lige tap som kunne innføres var og er bare noen få tiende-deler av en deciBel. Således vil problemet med å konstruere en digital, lokal sentral for å oppnå en ekvivalent analog fremføring i en analog omgivelse, bli forverret av den eksisterende VNL plan. Eksperimentelle resultater viser at tilføyelse av en dempning (på inntil 4 dB) i lokalsentralen for å overvinne dette problemet bare førte til å redusere "tjenestegraden", dvs. i sammenligning kan telefonbrukere få en dårligere overføring på grunn av den tilføyede dempning.

Automatiske equalizere eller automatiske ekkokanselle-ringskretser er i og for seg velkjent for digital datoverføring. Det kan f.eks. vises til US patenter nr. 3579109 og 3984789. Videre er digital adaptiv kansellering beskrevet i US pat.

nr. 3633105 og US pat. nr. 3798560 beskriver et adaptivt transversalt system som gjør bruk av et tidsmultiplekst annenordens digitalt filter.

Foreliggende oppfinnelse angår en digital telekommunikasjonslinjekrets som realiseres på én eller flere stor-skala-integrerte kretser (LSI-chips). En forenklet integrert maskin-varestruktur blir tilveiebragt, og derved oppnås at man kan få kombinert, på en LSI-chip, en elektronisk to-til-fire tråds hybridkrets, linjeimpedanstilpasning ved automatisk digital impedans-syntetisering av en utgangsimpedans, samt fullstendig digitale filtreringsfunksjoner for en komplett LSI-fremstilt abonnentlinjekrets med automatisk ekvalisering.

De vesentligste særtrekk ved oppfinnelsen er definert i kravene.

For å gi en klarere forståelse av foreliggende oppfinnelse vises til nedenstående detaljerte beskrivelse av utførelseseksempler, samt til de ledsagende tegninger, hvor:

- Fig. 1 viser en kjent elektronisk hybridkrets.

- Fig. 2 viser en digital linjekrets i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse. - Fig. 3A viser digital syntetisering av en utgangsadmittans. - Fig. 3B viser et forenklet blokkskjerna for en impedanstilpasning i en digital hybridkrets.

- Fig. 4 viser en transkonduktans-forsterker.

- Fig. 5 viser en rekursiv, automatisk ekvaliseringskrets. - Fig. 6 viser et blokkskjema for et generalisert, digitalt filter.

- Fig. 7 viser et blokkskjema for en ekvaliseringskrets.

- Fig. 8 viser et blokkskjema for en generalisert, digital to-til-fire tråds omformer. - Fig. 9 viser et blokkskjema for en foretrukken utførelse av en ekvaliseringskrets i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse. - Fig. 10 viser en første hukommelsesdel til ekvaliseringskretsen i fig. 9. - Fig. 11 viser en annen hukommelsesdel til ekvaliseringskretsen i fig. 9. - Fig. 12 viser et flow-chart "flytdiagram" som angir ekvaliseringskretsens drift. - Fig. 13 viser multiplekseren/distribueringskretsen til foreliggende oppfinnelse. - Fig. 14 viser grensesnittforbindelsene mellom ekvaliseringskretsen i fig. 9 og multiplekser/distribueringskretsen i henhold til foreliggende oppfinnelse.

Fig. 1 viser generelt en tidligere kjent elektronisk hybrid-krets 10 som utfører følgende funksjoner:

I Den tilpasser linjeimpedansen som sees ved dens terminaler

12 og 14 og er vist i fig. 1 som en konsentrert impedans ZT ved 16. II Den minimalisere!: det uønskede retursignalet fra transmi-sjonsveien 1 ved å tilveiebringe et kanselleringssignal i trans-misjonsveien 2 slik at ved utgangen fra den mottagende forsterker 18 blir det utsendt signal redusert eller minimalisert.

Driften av hybridkretsen 10 er som følger:

Impedansene Zg ved 20, Z og Z^, Z^ ved 22 henholdsvis 24, utgjør en brokrets med senderforsterkeren 26 som drivkilde og mottagerens forsterker 18 som nullforsterker. Dersom brokretsen er godt balansert, vil utgangen fra mottagerforsterkeren 18 være null for et hvilket som helst signal som blir overført. Samtidig vil et hvilket som helst signal VTR som fremkommer over a- og b-trådene også opptre ved utgangen av forsterkeren 18. Derfor vil uønskede utsendte retursignaler elimineres, noe som tilveiebringer en to-til-fire tråds omformer funksjon til hybridkretsen. Impedansen som ses fra ZL er Zg i parallell med Z^j^ ved 28. Dersom Z^ er meget større enn Zg, vil transmisjonslinjen se Zg som en linjeav-slutningsimpedans. I praksis blir Zg fastsatt ved en bestemt innstilt verdi, som typisk kan være 900 ohm i serie med 2,2 micro-Farad, og Z3 og Z4 varieres eller velges slik at man oppnår en egnet balanse, og derved minimaliseres det uønskede retursignalet. Ulempene med denne kretsen er som følger: I Da ZQ ikke er lik ZT for alle transmisjonslinjer,- vil returtapene til kretsen bli som definert av:

er ikke uendelig, noe som er optimalverdien for å minimalisere refleksjonene fra signalene som ankommer fra fjern-enden.

II Z^ og Z^j må velges på kompromissbasis for at den samme kretsen 10 skal kunne betjene ulike linjer, eller Z^ og Z^ må velges manuelt eller automatisk av et egnet sett av styringssignaler som aktiviserer et analogt koblingsnettverk som an-bringer egnede verdier av Z^ og Z^ i kretsen, som følge av en styringsprosess.

III Hovedmengden av impedanser som er vist i kretsen i fig. 1 er komplekse impedanser og krever således både resistive og kapa-sitive elementer.

IV Kretsen i fig. 1 er hovedsakelig analog av natur og lar seg ikke produsere med lave kostnader, små effekter, høy tetthet under bruk av digital LSI teknikk.

V Kretsen i fig. 1 krever store kostnader, stabile presisjons-komponenter for å gi en pålitelig bruk under hele levetiden til utstyret.

VI Inngangs/utgangsklemmene på 4-tråds siden til kretsen i

fig. 1 er fra dekoder/koderkretser i kodeken som benyttes i et digitalt koblingssystem. Således må linjekretsen i en digital sentral, for å funksjonere korrekt, omfatte en separat kodek-krets og hybrid-krets i tillegg til de normale kodek-filtrene.

Fig. 2 viser generelt et blokkskjema 100 for en digital linjekrets i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse, hvor den digitale to-til-fire tråds hybridfunksjon utføres samtidig som man eliminerer bruken av de tidligere påkrevede diskrete analoge komponenter. Kretsen 100 gir også en automatisk digital syntese av linjetermineringsimpedansen for en vilkårlig transmi-sjonslinjekarakteristikk, og eliminerer derved den tidligere

benyttede analoge kretsoppbygning. Disse trekkene gjør det mulig ved hjelp av en LSI-implementering å frembringe hele den elektro-niske hybridkrets og impedansetilpasningsfunksjonene som deler av en fullstendig kodek-funksjon, og gjør det dermed mulig å anbringe alle disse funksjoner på én eneste LSI-chip uten utstrakt analog ekstern balansering eller justering. Dette resulterer i en billig, høyeffektiv, og svært pålitelig telekommunikasjonslinjekrets med stor komponenttetthet. Teknikken som denne kretsen er basert på, vil nå bli forklart.

Det vises igjen til fig. 1. Hvis impedansen Zg kunne bli laget eksakt lik impedansen ZT over det området av transmisjons-frekvenser som Impedansen er tenkt benyttet for, kunne impedansene Z^ og Z^ bli laget av like, resistive elementer, noe som ville resultere i eliminering av retursignaler og tilveiebringelse av en nøyaktig impedanstilpasning, for derved å maksimalisere returtapene som beskrevet ovenfor. Kretsen i fig. 2 oppnår dette ved å gjøre bruk av digital filtrering og tilbakekoblingsteknikker uten bruk av de hittil benyttede analoge komponenter. Det vises nå til fig. 2, hvor impedansen som man ser når man ser inn mot a-og b-trådenes klemmer 102 og 104, blir utformet slik at den skal være tilpasset linjeimpedansen.

Linjetermineringsimpedansen ZQo, som er beskrevet under henvisning til fig. 1, syntetiseres digitalt av den digitale sløyfen i kretsen 100 som dannes når koblingsutstyret 106 betjenes og tilveiebringer tilbakekobling fra koderveien 108 til dekoderveien 110 over linjen 1{£.

Fig. 3B illustrerer et forenklet blokkskjema i en slik digital syntetiseringskrets. Transkonduktans- eller g-forsterkeren 200 er et utstyr som omformer en inngangsspenning V til en utgangsstrøm ~<JVX. Den har en uendelig stor utgangsimpedans eller null utgangsadmittans. Denne type av krets er velkjent i tidligere kjent teknikk. I sin enkleste form kan den tilsvare en pentode eller en felteffekttransistor (FET), i hvilken anode-eller slw-lcstrømmene er proporsjonale med gitter- henholdsvis •^-spenningene. I foreliggende utførelse er kretsen som er vist i fig. 4 ved 200, et eksempel hvorved en høy, åpen sløyfe-forsterknlng i operasjonsforsterkeren (forsterkning = IO<6>) benyttes med en motstand hvis konduktans eller ledningsevne er gS.

Forsterkeren 200 er i praksis den normale utgangsforsterker til dekoderen 114 og representerer ikke en tilføyet komponent. Når den er vist som en separat funksjon, er det bare av hensyn

til forståelsen. Dekoderen 114 er en krets som omformer et digitalt signal til en analog spenning, og denne funksjonen kan utføres av velkjent utstyr i form av digital/analog-omformere. H-filteret er et digitalt filter med programmerbare koeffisienter som kan realiseres v.hj.a. kjent teknikk på området digital filtrering, som forklart nedenfor. Foran H-filteret 116 er det anbragt et digitalt, adderende knutepunkt 118, som vist i fig. 3B. Funksjonen til prefilteret 120 er å begrense båndbredden til inngangssignalet til dekoderen 114 slik at det ligger innenfor

det interessante området, dvs. under samplingshastigheten til koderen 122 for å unngå spektral folding og for å optimalisere signal/støykarakteristikkene til koderen 122. Prefilteret 120 kan omfatte et enkelt to-polet passivt lavpassfilter, da det er av analog natur.

Koderen 122 er fortrinnsvis en sigma-delta type som beskrevet av Candy m.fl. Koderens utgangsfilter \ 2S utfører funksjonen med båndbreddebegrensning, desimering og fremskaffer en total lavpass, flat respons sammen med prefilteret 120, slik at den sammensatte eller felles forsterkning er lik én i det interessante frekvens-bånd, og avtar monotont utenfor dette båndet. Med systemet som er definert på denne måten kan det vises at responsen og utgangsadmittansen ved punktene som er indikert på fig. 3B er: og utgangsadmittansen som omfatter batterimatningen ved 125, prefilteret 120 samt linjebelastninger kan fremstilles som:

I fig. 3A er digital syntetisering av en utgangsadmittans vist ved et forenklet og generalisert koblingsskjema som kan benyttes for tallrike anvendelser hvor det er ønskelig å foreta en digital syntetisering av en spesiell utgangsadmittans. Her benyttes A/D og D/A omformere istedenfor spesialiserte telefon-omformere av typen A/D og D/A og som kodere/dekodere. Funksjonene til A/D prefilteret 250 er å begrense båndbredden til inngangssignalet V^n på linjen 252 for å hindre spektral folding på grunn av underprøvetakning. Etter analog til digital omforming ved A/D omformeren 252, vil A/D postfilteret 254 fullstendiggjøre omformingen slik at det oppstår en total lavpasskarakteristikk med en forsterkning på én for A/D veien 256. Forsterkeren g 200 og det digitale H-filteret 116 er beskrevet et annet sted i beskrivelsen. Prefilteret D/A 258 sørger for å sikre at D/A veien 260 får en forsterkerkning lik gH. Det digitalt/analoge postfilteret 262 eliminerer eller reduserer til et minimum effektene til D/A kvanti_-rseringsprosessen som finner sted i D/A omformeren 264. Kvantiw^seringseffekter er definert som den støyen som skyldes D/A feilen i tilnærmingen av et kontinuerlig analogt utgangssignal.

For det tilfelle at préfilter- og batterimatingsimpedansene (admittansene) er store (små) i forhold til linjeimpedansen

(admittansen) , kan de bli neglisjert. Normalt er konstruksjonen slik at batterimatningsimpedansen har denne karakteristikken for å forhindre signaltap og kobling av uønskede signaler inn i kodeken. Prefilteret kan også være konstruert slik at det får denne karakteristikken ved at det benyttes en høy seriemotstand eller en høy inngangsimpedans til grindinngangen til en felteffekttransistor (FET).

Under disse forhold vil Y • = Y og utgangsadmittansen er

Dersom gH settes lik YT, vil:

Li

og utgangsimpedansen til kretsen svarer til linjeimpedansen.

På tilsvarende må• te vil det forsinkede utsendte signal Vi.n dempet med - h fremkomme ved det summerende knutepunkt 27 0 i fig. 3B. Dersom det digitale F-filter 272 fremviser en dempning på h og en absolutt forsinkelse som tilsvarer rundturforsinkelsen fra inngangen til H-filteret 116til utgangen fra koderens postfilter 125, vil utgangsfilteret 272 kansellere det uønskede returnerte oversendte signal V^n ved utgangen fra det adderende knutepunkt 270, noe som resulterer i en utgangsspenning VQ som ikke inneholder noen del av det overførte signal, V^n« Implemen-teringen av F-filteret 272 blir under disse forhold forenklet, da det kan bestå av et enkelt forsinkelseselement av skiftregister-typen. Dempningen på h gjennomføres ved å skifte den binære verdien av spenningen V^n én plass til høyre og runde av.

For en mer generell anvendelse av denne teknikken, hvor admittansene av prefilter- og batterimatningstypen ikke er neg-lisjerbare, men er kjente, kan gH endres slik at man eliminerer belastninaseffektene av admittansene Då linien. dvs.: hvor Yx tilsvarer deres kombinerte admittans. Under disse forhold forandres sløyfeforsterkningen (gjennom koder og dekoder-veiene 108 og henholdsvis 110) til:

og netto admittansen som ses fra linjen ved terminalene 102 og 103 forblir lik Y^. Virkningen av det andre leddet på høyre side i ligning 7 representererer virkningen av modifikasjonen til H-

filteret 116 for å kompensere for Y . Dette resultererer i at F-filter 272 blir modifisert slik at:

for å kansellere det uønskede utsendte signal returnert til mottagerens utgang ved v0»

Med prøvetakningsdata i Z transformeringsnotasjon, har det digitale H-filter følgende form:

hvor Z er en forsinkelsesoperator, K'ene er programmerbare koeffisienter og N og D henholdsvis representerer teller- og nevner-polynomer. Filteret har sine poler og nullpunkter begrenset til området omkring enhetssirkelen i Z-planet.

Når dette som fremkommer ovenfor sammenholdes med den syntetiserte YT, så fås at YT er ekvivalent med en hvilken som helst

Li Li

kombinasjon av motstander, kondensatorer og induktanser så lenge det ikke foreligger mer enn to ikke-resistive elementer. Denne restriksjonen er ikke avhengig av teknikken som er benyttet. Den er valgt for å forenkle formen på H-filteret 116 når det skal realiseres som en storskalaintegrert krets (LSI) i hardware, og for å oppnå et enkelt rekursivt, digitalt filter med fem koeffisienter. I tillegg representerer en begrensning av antall elementer som utgjør YL som beskrevet ovenfor, en god praktisk tilnærmelse til funksjonen. For anvendelser utenom telefoni-linjekretser, kan definisjonen av H-filteret 116 bli utvidet i overensstemmelse med hvor kompliserte de admittanser som inngår i filteret er, basert på teknikkene som er beskrevet ovenfor.

F.eks. kan filteret, hvis Yx har en. ikke-resistiv. komponent, gH, som tilsvarer YT Li - Y X, bli konstruert slik at det har tredje ordens polynomer i teller og nevner. Dette vil medføre at YL,

når den syntetiseres for å tilfredsstille de tidligere betingelser, ikke får mer enn to ikke-resistive elementer.

Under henvisning til fig. 5 vil nå den rekursive, auto-ekvaliseringskrets 130 bli beskrevet. Behovet for å etablere koeffisientene til H-filteret 116 slik at gH blir lik Y_ Li (eller YL~Yx) tilfredsstilles ved ekvaliseringsfunksjonen 130. Ekvali-seringssystemet 130, under styring av vedlikeholdssystemet, kontrollerer rutinemessig at de digitale filterkoeffisientene er korrekte i tillegg til at den etablerer dem i begynnelsesfasen. Ekvaliseringskretsen arbeider på en "off-line" måte (ingen brukeranrop er under bearbeidelse) og kan bli tidsdelt mellom N linjer. Så snart filterkoeffisientene er etablert, trenger man bare å kontrollere disse koeffisienter periodisk, under styring av vedlikeholdssystemet, da enhver gitt telefonlinjekarakteri-stikk vanligvis ikke varierer fra dag til dag. Dette tillater at ekvaliseringskretsen kan tidsdeles mellom flere linjekretser, og derved kan dens kostnader effektivt amortiseres over flere linjer. Fig. 5 illustrerer tilstandene under hvilke den rekursive ekvaliseringskrets i henhold til foreliggende oppfinnelse arbeider. Velgerne 106 og 107 i fig. 2 kobler, når de er åpne, ut F-filteret 272 og tilbakekoblingen på linjen 112 fra kodeveien 108. H-filteret 116 settes opp slik at det er i en passeringsmodus. (H-filteret blir effektivt kortsluttet over inngangs/utgangsklemmene, dvs.

gH = 1).

Fig. 2 beskrives som følger:

Kodeveien 108 omfatter prefilteret 133 til koderen, en sigma/delta-koder 135 samt et desimerende lavpassfilter 137. Utgangen fra filteret 137 og utgangen fra F-filteret 272 summeres ved det summerende knutepunkt 139 for å utlede, den midlertidige mottagningsutgang på linjen 141 som filtreres ved mottagerens audiofilter 143. Utgangen fra filteret 143 er et 4-tråds mottagersignal fra dens linjekrets på linjen 145. Det 4-tråds sendersignalet på linjen 147 filtreres av senderaudiofilteret 149. Utgangen fra filteret 149, den midlertidige senderinngang, kobles til H-filteret 116 over det summerende knutepunkt 151 mens det midlertidige sendersignal summeres med tilbakekoblingen på linjen 112 når bryteren 106 er lukket, under styring av multi-plekseren/fordelingskretsen 130. Før dekoding finner sted ved dekoderen 114, filtreres det allerede filtrerte transiente signal av et interpolerende filter 153. Programmerbare signalgenerator-kretser 155 er vist for å fullstendiggjøre kretsen, og det gjøres henvisninger til US pat. nr. 4.161.633 for å få nærmere detaljer til kretsen 155. Kretsen 130 omfatter utstyr for å fordele styringskoeffisientene for 1 ... N linjekretser, generelt vist ved 157, og disse omfatter en digital audio-ekvaliseringskrets 159 og en digital referansegenerator 161. Kretsen 130 (eller 157) omtales nedenfor som MULtiplekser/DIStribusjonskrets og dette er forkortet til MULDIS.

Et telefonapparat ved abonnentsiden til linjen forandrer tilstand ved at gaffelbryteren betjenes under en vedlikeholds-rutine. Ved det mellomliggende sender-inngangspunktet tilfører en referansegenerator 161 et referansesignal med uniforme (ekva-liserte) energikomponenter i frekvensbåndet til den normale drift av utstyret og 0 energi utenfor dette båndet. Utgangssignalet O(Z) vil være korrekt når, under henvisning til fig. 5,

Leddet Z L kompenserer for den kjente, absolutte prøve-takningsforsinkelse gjennom sløyfen. Under disse betingelser: som er det ønskede resultat og de resulterende rekursive filterkoeffisienter KQ, K^, K3 K4 er blitt korrekt etablert og kan lades inn i H-filter 116 for normal drift. Ved ekvaliseringskretsens 130 start blir det i H-filteret 116 lest inn prøve-koeffisienter eller de siste, forutgående koeffisientverdier, noe som tillater at ekvaliseringskretsen konvergerer hurtig. Ekvaliseringskretsen løser på effektiv måte et sett samtidige partielle differansialligninger som miniserer det midlere kvadrat av G mellom R nT-LT og 0(nT) som en funksjon av koeffisienten K^. Dette blir representert som: ifølge den godkjente teori, som f.eks. Lucky & Rudin har lansert i Bell System Technical Journal, Nov. 1967 og Weiner - Time Series Analysis - MIT Press publisert 1964, Appendix B.

Utgangsverdiene Pq(nT), P^(nT), osv. representerer de par-tiellderiverte til 0(nT) med hensyn på filterkoeffisientene.

Disse utgangene vil, når de kryssmultipliseres med E(nT), summeres og periodevis blir splittet opp eller "sliced" av en oppsplittings-krets eller "slicer", som avkorter og runder av summeringsleddet og gir de C. utganger som tillater at polynomene N(Z ) og D(Z ^) blir oppdatert med nye koeffisienter ifølge ligningen: K^ ny = K. gammel - C^A Ligning 14 hvor A er en inkrementeringsverdi eller en faktor for trinnvis justering. Denne oppsplittingsteknikk og utstyr for å realisere løsningen av ligning 14 er kjent i autoekvaliseringsfeltet for ikke-rekursive strukturer. Kretsene i fig. 5 innfører imidlertid på en unik måte en automatisk ekvaliseringsfunksjon for en rekursiv ekvaliseringsstruktur. Kretsen i fig. 5 tilveiebringer de P. ledd som tas i beregning ved samvirke mellom koeffisientene K^, som hittil er blitt betraktet som en av de begrensende faktorer i rekursive ekvaliseringsstrukturer. Dette kan være en av grunnene til at ikke-rekursive ekvaliseringsstrukturer er blitt fremhersk-ende i tidligere kjent teknikk, nemlig den iboende enkelhet ved å oppnå de partielle funksjoner til autoekvaliseringskretser som arbeider etter midlere kvadratfeilkriterium. Slike ikke-rekursive strukturer av tidligere kjent teknikk krever 30-60 komplekse koeffisienter, mens en rekursiv struktur ifølge foreliggende oppfinnelse bare krever 5 koeffisienter og følgelig fører til en reduksjon i kretsens kompleksitet og en tilsvarende reduksjon i den nødvendige hardware som kreves for å utføre kretsen i praksis.

Fra blokkdiagrammet i fig. 5, som viser den rekursive ekvaliseringskrets drift, er det blitt bestemt at de ligninger som involveres er:

Når de foregående oppsatte ligninger brukes på en gjentatt måte, vil H-filter 116 koeffisientene bli kontinuerlig oppdatert til et punkt hvor verdien av Ck er neglisjerbar sammenlignet med verdier av 6k's:

Verdien for 6^ er avhengig av støy og andre faktorer og fast-legges på forhånd på empirisk måte. Når kriteriet for ligning 24 tilfredsstilles, har ekvaliseringskretsen fullstendiggjort sin oppgave og kan overlates til bruk for en annen linje.

Verdiene som fås på koeffisientene Kk blir lest inn i H-filteret. For det tilfelle at Yx=0/ blir filteroverførings-karakteristikken for filteret F ganske enkelt lik \ og en absolutt forsinkning som tilsvarer en runde gjennom alle prøvetakningsfor-sinkelser i de digitale filtrene Z i samplet datanotasjon.

For det tilfelle at Y ^0, vil ekvaliseringsprosessen gi:

For å få den ønskede verdien for gH må den kjente størrelsen Y multiplisert med to, trekkes fra:

I dette tilfelle må antallet partielle funksjoner P. økes for a tilveiebringe tredjeordens polynomer for N(Z - 1) og D(Z -1) for å frembringe en førsteordens admittans av polynomtypen for Yx(Z). F-filteret 272 blir under disse tilstander:

Denne verdien for F-filter 272 kan beregnes i vedlikeholdssystemet fra ekvaliseringsresultater oppnådd fra bestemmelsen av gH og den kjente verdien på Yx- Alternativt kan ekvaliseringskretsen benyttes til å fastlegge verdien av F direkte. Denne operasjonen utføres som følger: Koeffisienten for H-filteret 116 blir lest inn, bryteren 106 i tilbakekoblingsveien 112 i fig. 2 lukkes av et bryterstyrende signal fra MULDIS kretsen 157, bryteren 102 som innkobler F-filteret veien åpnes, og ekvaliseringsprosessen 130 gjennomløpes. Denne sekvensen av operasjoner vil føre til:

De foregåendé beregninger frembringer koeffisienter for et rekursivt filter av samme type som H-filter 116 med tredjeordens polynomer for N(Z ^) og D(Z ^), for en Yx av førsteordens poly-nomtype. Den virkelige kretsrealiseringen av H- og F-filtrene kan gjennomføres ved bruk av tidligere kjent teknikk.

Fig. 6 viser på generalisert måte H- og F-filtrene 116 og 272 for beregning av polynomene N(Z ^) og D(Z ), hvilke polynomer er av orden k/2 ifølge ligning 30.

Koeffisienter og data lagres i en halvlederoppbygget RAM-hukommelse som er organisert i nedadrykkende spalter 300 og 302 og resirkulerende spalter 304 og 306 for å forenkle fremhenting og lagring av informasjon. Ved hvert prøvetakningstidspunkt T blir datautganger fra RAM-hukommelsespaltene 300 - 306 matet til en multiplikator/addisjonskrets 308 som beregner den nødvendige utgang Yn på linjen 310 ved i rekkefølge å multiplisere og akkumulere resultatene ifølge ligning 31.

Det første leddet som beregnes er KQXn med bryterne S^ (ved 312) og S2 (ved 314) i stilling 1. S1 plasseres deretter i posisjon 3, og x-leddene blir beregnet. Etter den operasjonen blir og S2 plassert i posisjonen 2 og y-leddene beregnes. Således blir k+1 multiplikasjon/addisjons-operasjonene. utført. Dette kan enkelt oppnås innen en prøvetakningsperiode ved å dele den samme hukommelse og multiplikator 308 samt akkumulator 316 mellom både H- og F-filtrene. Således blir for H- og F-filtre med seks koeffisienter, K=6, 14 multiplikasjon/addisjons-operasjoner involvert, noe som tillater at omtrent ett mikrosekund benyttes for hver slik operasjon, og en samplings- eller prøve-takningsperiode T på 14 mikrosekunder kan bli tildelt. Høyere ordens polynomer kan bli benyttet ved å addere parallelt i aritme-tikken og hukommelsesoperasjonene. Andre former for rekursive filtre er mulig, og filterstrukturen som er vist i fig. 6 er bare ment som et eksempel.

Ifølge foreliggende oppfinnelse kan ulike realiseringer av ekvaliseringsstrukturen oppnås. En foretrukken ubførelse gjør bruk av halvledende RAM-kretser, en aritmetisk enhet og styringslogikk for å danne en digital signalprosessor som gjennomfører prinsippene som er satt fram i ligningene foran. Videre kan, skjønt midlere kvadratfeil (MSE) algoritmen er blitt illustrert i det foregående som basis for ekvaliseringsoperasjonen, også andre algoritmer benyttes for å fastlegge koeffisientene til H- og F-filtrene. F.eks. er algoritmen som er beskrevet, basert på fast-leggelse av verdier av Ck over en periode på flere prøvetakninger lik NT. Hver gang koeffisientene C^ blir beregnet blir koeffisientene K, oppdatert for hver N prøvetakning, slik at

og den nye verdien på koeffisientene blir beregnet basert på gradientvektorkomponentene i ligning 33:

Ved å forenkle beregningen for Ck ved å innføre tilnærmingen:

kan koeffisientene K, oppdateres ved hvert prøvetakningstidspunkt T, noe som tillater en hurtigere konvergens mot de endelige verdier og reduserer mengden av hardware som er påkrevet i utstyret. Denne algoritmen er en forenkling som foretar en til-nærmet beregning av minimum midlere kvadratfeil i et rekursivt filter og er fordelaktiv særlig når det legges stor vekt på hurtig konvergens og redusert mengde av maskinvare.

De digitale filtre som benyttes for å utvikle de partielle utganger P, kan realiseres på lignende måte for F- og H-filtrene.

Det vises nå til fig. 9 som fremstiller et blokkdiagram for en spesiell utførelse av ekvaliseringskretsen 159. En tidsdelt, aritmetisk logisk enhet ALU 500 foretar i en sekvensiell orden aritmetiske og logiske operasjoner på informasjoner som er lagret i ekvaliseringskretsens hukommelse 502 under styring av styrings-logikksignaler fra styringslogikken 504, hvilke styringslogikk-signaler blir synkronisert ved hjelp av styringslogikk-klokken 506. Styringsklokken 506 har en frekvens som i sin tur er synkronisert med dataprøvetakningsklokkesignalet, og er et multiplum av dette. De første og andre RAM-hukommelser 508 og 510, som sammen omfatter ekvaliseringshukommelsen 502, blir styrt av en serie av styringsord som er slik at hvert av disse styringsord også styrer driften av den aritmetiske logikkenhet 500.

Ytre styringsord på linjen 512 blir forskjøvet i skiftregisteret 514 for å styre de logiske porter 515 for å frembringe styringsord på linjen 516 under styring av styringslogikk 504. Konstanter kan leses inn i hukommelsen 502 under ekstern styring, og hukommelsesinnholdet kan undersøkes eksternt på samme måte som ekvaliseringsprosessen kan påbegynnes eksternt. En logisk signalutgang EC blir tilveiebragt når ekvaliseringen er fullført.

Fig. 10 viser organiseringen av den første hukommelsen 508, som omfatter fire adressesteder av "push-down-typen", nemlig 520, 522, 524 og 526, og av disse er funksjonelle detaljer bare vist for adressested 520. Adressestedene 522, 524 og 526 funksjonerer på samme måte som hukommelsesadressen 520. Hver enkelt av "push-down" hukommelsesadresser 520 - 526 funksjonerer slik at hvert nytt inngangsord på hukommelsesbuss 528 og linjen 530 erstatter det senest forutgående ord i adressestedet mens det siste

(nederste), ordet i adressestedet blir ført ut fra spalten. Dette er en såkalt først inn - sist ut operasjon, nedenfor benevnet som FILO (First In Last Out). Hver dataadresse i hver spalte kan nås direkte eller kan leses. Registerspalte 520 lagrer ordene A(n), A(n-l)... spalten 522 lagrer Po(n), Po(n-l)..., spalten 524 lagrer Pl(n), Pl(n-l)..., spalten 526 lagrer P3 (n), P3(n-1).... Dekoderen 532 dekoder styringsordene på linjen 516, fra hvilke de individuelle styringssignaler til hver spalte skriver seg. Utgangen fra hver leseoperasjon lagres i hukommelsesregisteret 534, og denne utgangen opptrer som en inngang til den aritmetiske logikkenhet 500.

Fig. 11 illustrerer organiseringen av den andre hukommelsen 510, som omfatter hukommelsesdeler 54 0, 54 2, 544 og 546. Hukommelsesseksjonen 540 lagrer konstantene Kk, som omfatter KQ til K4. Hukommelsesseksjonen 54 2 lagrer dataord SK, som omfatter SQ til S4. Hukommelsesseksjonen 544 lagrer dataordene R(n) fra referansegeneratoren 161 som blir trinnvis flyttet inn via skiftregisteret 548. Hukommelsesseksjonen 546 lagrer E/n. Alle innganger til alle hukommelsesseksjoner kan bli lest inn separat til hver sin hukommelse eller kan bli lest ut av egnede styringsord som blir dekodet av dekoderen 550. Et hvilket som helst adressert dataord i en hvilken som helst av hukommelsesseksjonene 540 - 546 forårsaker at det adresserte ordet blir koblet til hukommelsesregisteret 552 via portstyringslogikk 554. Hukommelsesseksjonen 544 er organisert som en nedlesbar hukommelsesspalte, hvor et vilkårlig lagret dataord R(n), R(n-l) ... R(n-l) kan bli direkte adressert. Den aritmetiske logiske enhet 500 (fig. 9) har, som innganger til seg, utgangene fra registrene 534 (også fig. 10) og 552 (også fig. 11) fra hukommelsene 508, henholdsvis 510. Kretsen ALU 500 utfører sin aritmetiske beregning på disse innganger, hvoretter prosesseringen foretas, og resultatene anbringes i akkumulatorene 556 (fig. 9). Disse resultater blir deretter styrt ut for lagring i hukommelsen av styringslogikken 504.

De aktuelle aritmetiske og logiske operasjoner som utføres av kretsen ALU 500 vil nå bli oppregnet summarisert.

For å implementere multiplikasjonsfunksjonen blir innholdene i hukommelsesregistrene 534 og 552 multiplisert og lagret i akkumulatoren 556. For å implementere multipliserings/addisjons-funksjonen blir innholdene i hukommelsesregistrene 534 og 552 multiplisert, og resultatet adderes til innholdet i akkumulatoren 556.

For å gjennomføre substraksjons/addisjons-funksjonen blir innholdene i ett eller begge registrene 534 og 552, og med riktige fortegnsforandringer under styring av en feltkode, addert til innholdene i akkumulator 556.

For å gjennomføre økningsoperasjonen eller minskningsopera-sjonen (henholdsvis increment, decrement), blir innholdene ved den spesielle adresse i hukommelsen øket eller minsket dersom fortegnet til akkumulatoren ved 560 henholdsvis er negativt eller positivt, også ifølge feltkoden.

For å gjennomføre "kompiimentering av akkumulatoren dersom den er negativ" funksjonen, blir fortegnet til innholdet i akkumulatoren forandret til + når det er negativt.

For å implementere "null akkumulering" funksjonen, blir den nummeriske verdien 0 lagret i akkumulatoren.

For å implementere igangsettingsfunksjonen som tillater ekstern innlesning av konstanter dersom et eksternt skrivesty-ringssignal foreligger, blir akkumulatoren klargjort og akkumu-latorflaggene ved 562 blir innsatt på ny.

Styringsordstrukturen fra styringslogikken 504, som innføres over linjen 514 til hukommelsene 534 og 552, består f.eks. av et 6-bits hukommelsesfelt Ml, et 7-bits hukommelsesfelt M2 og et 5-b±ts ALU 500 felt. Hvert styringsord inneholder da 18-bits. Det som er sagt foran er vist i oppstillingen nedenfor.

Under henvisning til fig. 12 er det beskrevet et flytskjema for ekvaliseringsoperasjoneni Rekkefølgen er som følger:

Trinn 1 Igangsettelse

Betinget av et eksternt startsignal på linjen 570 tilbake-stilles et ekvalisering-fullført (EC flagg) signal på linjen 572 og hukommelsesstedene, akkumulatoren 556 og de tilhørende re-gistre null-stilles eller tømmes. Dersom et eksternt skrivesignal foreligger på linjen 574, tillater styringslogikken 504 at de første koeffisienter og S k leses eksternt inn via skiftregisteret 576. Når intet eksternt skrivesignal foreligger, blir de internt lagrede verdier av koeffisientene K, samt S, frembragt over styringslogikken 504.

Trinn 2 Beregning av Po( n)

Verdiene A(n), R(n) fås eksternt ved prøvetakningstids-punktene nT. Verdiene R(n) og A(n) forskyves til sine respektive hukommelser 520 henholdsvis 548, A(n-2) og K2 hentes inn i hukommelseregister 534 i hukommelse 1, henholdsvis i hukommelseregister 552 i hukommelse 2. Deres produkt beregnes av den aritmetiske enhet ALU 500 og anbringes i akkumulatoren 556. På lignende måte beregnes deretter A(n-l) • K.. og adderes til innholdene i akkumulatoren 556. På lignende måte blir deretter A(n) addert til innholdene i akkumulatoren. Produktleddene som er tilforordnet tilbakekoblingsleddene Po subtraheres fra akkumulatoren i overensstemmelse med ligningen

Denne operasjonen tilsvarer funksjonen

som vist i

fig. 5. Resulterende ledd Po(n) forskyves inn i Po hukommelsen 522.

Trinn 3 Beregning av P^(n)

Leddet P3 (n) tilsvarer utgangen fra -Ko z "Vd (z filteret illustrert i fig. 5 blir beregnet på en lignende måte ifølge denne ligningen:

og resultatet av denne beregning forskyves inn på P^ hukommelsesspalten 526.

Trinn 4 Beregning av P^(n)

På lignende måte beregnes P^(n) og forskyves inn på plassen P.^ i hukommelsesspalten ifølge følgende ligning:

som tilsvarer filterfunksjonen til Ko z<-1>/D (z<_1>) illustrert i fig. 5.

Trinn 5 Beregning av E( n)

Feilleddet beregnes ifølge:

E(nJ bevares, dvs. den lagres fortsatt på sin forutbestemte adresse. Denne operasjonen tilsvarer summeringsknutepunktfunksjonen som er vist i fig. 5.

Trinnene 6 & 7 Beregning av Ck- og Oppdatering av Kk- leddene Leddene C k blir beregnet basert på den forenklede tilnærmingen som er beskrevet ovenfor. Operasjonen omfatter en incrementering eller decrementering av K, basert på tegnet til gra-dientvektoruttrykket C^,, dvs. :

incrementering av K, dersom fortegnet er negativt

decrementering av K, dersom fortegnet er positivt Trinnene 8, 9 og 10 Testing for komplett ekvalisering Absoluttverdien til CR beregnes ved å forandre fortegnet til dersom det er negativt. Den tilsvarende verdi til 6^ subtraheres fra absoluttverdien til C^. Dersom resultatet i denne akkumuleringen er positiv, vil testflagget innstilles på = 1. Dersom det er negativt, vil testflagg-flip-flopen forbli ufor-andret, dvs.

Dette trinnet utføres for hvert gradientvektorledd C^, dvs. leddene Cq til . Ved slutten av denne prosedyren undersøkes testflaggene. Dersom testflagget = 0, noe som indikerer at ingen C^-ledd overskred den tilsvarende verdi til 6K, så er ekvaliseringen komplett. Imidlertid vil, dersom testflagget = 1, noe som indikérer at én eller flere verdier av |CK| overskred den tilsvarende verdi for 6K, og dermed at ekvaliseringen ikke var komplett, syklusen måtte gjentas. Styringslogikken 504 vil returnere til trinn 2 for å påvente neste prøvetakningssignal ved intervall

T. Når testflagget = 0, blir signalet: "ekvaliseringen komplett"

(ECI ført til utgangen for ekstern gjenkjenning, og prosedyren avsluttes med at det eksterne systemet tillates å lese verdiene på koeffisientene KQ - K4 fra hukommelsen for eksternt bruk. Ekvaliseringskretsen kan også på nytt, ved dette punkt i beregningen, bli tildelt en annen linje.

Betraktes forholdene fra et slikt synspunkt at beregningstiden blir viktig, må ekvaliseringskretsen fullstendiggjøre trinnene 2 til 9 på en tid som er mindre enn eller er lik prøvetakningstiden T. For en prøvetakningstid T som tilsvarer en konvensjonell prøvetakning av talesignaler i telefoni, er 125 mikrosekunder et adekvat tidsrom, og det tilsvarer en prøvetakningsfrekvens på 4 KHz.

Baserer man seg på et maksimum av 50 styrte ord som skal gjennomløpes i løpet av trinnene 2 til 9, må hvert styringsord utføres i løpet av omtrent to mikrosekunder. For det mest ugun-stige tilfelle består styringsordet av fremhenting av to ord fra hukommelsen 508 og 510, multiplisere disse sammen og addere dem til ACC, og kravene til utførelse kan oppsummeres som følgende:

Betydningen av disse krav er at man må satfse på parallell drift av register-til-register overføring samt aritmetiske operasjoner. For 13-bits aritmetikk, som tilfredsstiller kravene fra de fleste offentlige televerk, kan dette oppnås ved utførelser i dagens LSI teknologi, når man benytter ekvaliseringskretsens struktur i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse slik den er presentert i de nedenforstående krav.

Dagens eksisterende lagervarer av mikrocomputere for generelle anvendelser av 8- til 16-bits modellene vil ikke være i stand til å tilfredsstille de ovennevnte krav under bruk av standard programmeringsteknikk. De nye trekkene som ovenfor er beskrevet for den foreliggende ekvaliseringskrets' struktur gjør det mulig å tilfredsstille disse krav.

En kort rekapitulering av de nye ekvaliseringskretstrekkene omfatter bl.a.:

(1} Multiple hukommelser som kan adresseres samtidig,

(2) Spesiell hukoramelsesorganisasjon som forenkler operasjonen som kreves ("push-down Stacks" som er direkte adresserbare), (3) Parallell multipliserings/addisjons-aritmetikk, (4) Mikrokodede styringsord med samtidig styring av hukommelsene og den aritmetiske logiske enhet,

(51 Styringsord direkte relatert til den spesielle operasjon som kreves, f.eks. MULTIPLISER/ADDER, FULLSTENDIGE ACC

DERSOM NEGATIV, INCREMENT, DECREMENT.

En alternativ utførelse av ekvaliseringskretsen som er beskrevet ovenfor er gjennomførbar ved å anvende én signalprosessor for generelle formål med spesiell aritmetikk og hukommel-seprosesserende muligheter. Et forenklet blokkskjema for en slik prosessor for generelt bruk er vist i fig. 7.

Kretsene som er beskrevet er alle utført i digital LSI. Ved tilføyelse av negative og positive tilbakekoblingssløyfer samt F-og H-filtre, og ved å ersatte standard dekoderutgangsforsterkeren med transkonduktansforsterkeren, er det mulig å anbringe en komplett linjekrets på én eneste LSI chip. F- og H-filtre er enkle rekursive filtre som gjør det mulig å inkorporere F- og H-filtrene på en kodek og/eller kodek- og filter-chip. Således eliminerer foreliggende oppfinnelse de tidligere påkrevede analoge 2/4 tråds hybridkretser og diskrete termineringskretser samt balanseringsnettverk og erstatter disse med de programmerbare, digitale LSI-kretser som er beskrevet. Dette resulterer i lavere kostnader ved produksjon, installasjon og vedlikehold i tillegg til bedret funksjon.

Skjønt ikke-rekursive filtre kan benyttes for H- og F-filtre, vil deres kostnader kunne overskride de som gjelder for de rekursive filtre som er beskrevet. På lignende måte vil en ikke-rekursiv ekvaliseringskrets som er basert på kjent teknikk, kunne bli benyttet for enten ikke-rekursive eller rekursive F- og H-filtre, men den ville føre til de ulemper som er beskrevet ovenfor. Omforming av de ikke-rekursive filterstrukturer som er forsynt med en ikke-rekursiv ekvaliseringskrets kunne benyttes til omforming til en rekursiv struktur av den typen som er beskrevet under bruk av Fletcher-Powell algoritmen som beskrevet i Deczky: "Syntese av rekursive digitale filtre", IEE Trans. Audio Electro Acoust., bind AU-20, side 257-263, oktober 1972. På ny skal nevnes at slik teknikk krever en vesentlig større mengde maskinvare enn den fullstendig rekursive struktur i henhold til

foreliggende oppfinnelse.

Hukommelsen 330 i fig. 7 omfatter tildelte områder ved 336

for lagring av koeffisientene C^, ved 338 for lagring av koeffisientene K^, ved 340 for lagring av korrelatorsummer, ved 342 for lagring av verdier av Dk og 6^, ved 344 for lagring av mellom-regning sresultatene A(n), Pk(n),....Pk(n-^), og ved 346 for lagring av et styringsprogram for å få tilgjengelighet til de lagrede data i overensstemmelse med adresser som er tilveiebragt av styringslogikk 332. Beregningen utføres ved hjelp av den aritmetiske enhet. 334.

Fig. 8 viser en generalisert, digital to-til-fire tråds omformer for fulldupleks-signaler på linjen 400. Koderen har enhetsforsterkning og omfatter: analog/digital prefilter 402, analog/digital omformer 404 og analog/digital postfilter 406. Operasjonsmessig funksjonerer kretsen i fig. 8 på en lignende

måte som den i fig. 3B ved at linjeimpedanstilpasningen inn-

treffer på lignende vis. Dekodersløyfen, som omfatter digital/ analog-omformeren 406 og det tilforordnede prefilter 408 samt postfilteret 410, omformer de digitale utsendte signaler pa linjen 412 til analoge signaler på linjen 400. Transkonduktansforsterkeren 414 tilveiebringer en uendelig utgangsadmittans. Automatisk ekvaliseringskrets 130 tilveiebringer oppdaterte filterkoeffisienter og styring av H-filter 416 og F-filter 418,

idet uønsket signalretur i det mottatte signal*elimineres ved summerende knutepunkt 420. Koderens tilbakekobling og sender-signalene kombineres ved summerende knutepunkt 421. Hvorvidt koderens tilbakekoblingssløyfe og F-filter 418 skal inngå i kretsen eller ei, fastlégges av bryterne 422 henholdsvis 424,

under styring av ekvaliseringskretsen 130.

Miiltiplekser/distribueringskrets (MULDIS) 157, som ble

beskrevet generelt under henvisning til fig. 2, er vist mer detaljert i fig..13. MULDIS kretsen 157 gjør det mulig for ekvaliseringskretsen å bli tidsdelt mellom flere linjer 1 til N.

Kort sagt, foretar MULDIS kretsen 157 en avgjørelse om hvilken

linje som skal tilkobles ekvaliseringskretsen. MULDIS

kretsen 157 multiplekser A(n) signalene fra de mange linjekretser og fordeler filterkoeffisientene, styringssignalene for bryter-funksjonen og filtermodus, og utgangen fra referansegeneratoren 161 til den linjekrets som utvelges under styring av et vedlike-holdssystem.

Signalene fra den digitale referansegenerator 161 R(n)

(fig. 2 og 51 kobles til linjene 1 til N over de logiske portene 600, som foretar en logisk OG-behandling av R(n) sammen med signalene ADD l...Add N fra vedlikeholdssystemet ved logikken 602. Den riktige adresse forskyves gjennom skiftregisteret 604, dekodes i dekoderen 606 og kobles til logikken 600 som vist (øverst på fig. 12).

Klokkesignalene og styringssignalene for innstilling av bryterne fra vedlikeholdssystemet kobles til linjene 1 til N over de logiske portene 608. Disse signalene kobles til flip-flopene 610 og 612, og utgangene fra"disse flip-floper gjennomgår en logisk OG-operasjon med de tilsvarende ADD 1...ADD N signaler fra dekoderen 606.

A(n)-ordene fra linjene 1 til N velges ved logisk port-styring 614 og kobles til ekvaliseringskretsen som utgangen fra ELLER-krets 616. Hver av de A(n) innganger fra disse linjer 1 til N blir OG-behandlet med signalene ADD 1 til ADD N fra dekoderen 606 ved OG-portene i logikken 614.

Filterkoeffisientene til F- og H-filtrene for hver av linjene 1 til N, slik som F-filter 272 og H-filter 116 (fig. 2) til linjekrets 1 av N blir koblet fra ekvaliseringskretsen til den egnede linje 1 av de N linjer over logisk portstyringskrets 618. Filterkoeffisientene blir OG-behandlet ved logikk 618 med ADD 1 til ADD N signalene fra dekoderen 606 for å velge ut den korrekte linjen.

Det vises nå til fig. 14, som er et blokkskjema over de viktigste grensesnittforbindelser mellom ekvaliseringskretsen, vedlikeholdssystemet, MULDIS-kretsen og linjekretsene. Vedlikeholdssystemet 650 kan omfatte en kovensjonell datakilde, slik som en computer og dens tilforordnede hukommelse. De illustrerte data- og styringssignaler, beskrevet på annet sted i beskrivelsen, tilveiebringer den nødvendige tidsstyring og mottag-ningskontroll (handshake) mellom ekvaliseringskretsen, vedlikeholdssystemet og linjekretsene over MULDIS 157.

Claims (1)

1. En' digital abonnent! i nj ekrets (100) som utgjør et grensesnitt mellom minst én ful 1-dupleks analog abonnentlinje (102, 104) og et digitalt kobl ingssystem hvilken abonnentlinjekrets omfatter en syntetiseringskrets for å syntetisere en utgangs impedans som representerer en tilpasset transmi-sjon sl i nj etermi neri n g , og en to-til-fire tråds omformer for digitalt å separere full-dupleks sender og mottager-informasjonssignaler på abonnentlinjen i to signaler som er adskilt fra hverandre, hvilken abonnentlinjekrets dessuten omfatter: en automatisk ekvaliseringskrets for å ekvalisere informasjonssignalene ved å minimalisere feilen mellom signalene og en referanse, og mul ti plekserkretser for tidsmulti pleksing av ekval iseringskretsen over flere av de ful 1-duplekse linjer slik at automatisk ekvalisering fås for hver linje i overensstemmelse med deres individuelle transmisjons-1 injekarakteristikker og slik at ekvaliseringskretsen tidsdeles mellom flere abonnentlinjekretser, karakterisert ved at syntetiseringskretsen omfatter: en analog/digital omformervei (135) for omforming av analoge informasjonssignaler fra abonnentlinjen til d i g i t a 1 e s i g n a 1 e r, summeringskretser (151) for de digitale signaler med innkommende digitale kommunikasjonssignaler for å gi et sammensatt digitalt signal med negativ tilbakekobling, et digitalt filter (116) som har det sammensatte digitale signal koblet til seg for direkte å etablere en forut-bestemt utgangsimpedanskarakteristikk, hvilket digitale filter har foranderlige fi 1terkoeffi si enter påstyrt av den automatiske ekvaliseringskrets og har en digital signalutgang, en di gi tal/anal og omformervei (114) for omforming av de digitale signalutganger til et analogt spenningssignal, og en forsterker (200) for omforming av det analoge spenningssignal til en analog strøm med en høy utgangsimpedans sammenlignet med den tilpassede 1 injeimpedans og med den syntetiserte impedans, slik at den analoge strømmen kobles til kretsens utgangsklemmer og til den analoge/digitale omformervei.

2. En digital abonnentlinjekrets ifølge krav 1, karakterisert ved at omformerkretsen for omforming av de digitale spenningssignaler til analoge strømmer omfatter: en transkonduktansforsterker (200) med en utgangsimpedans som er definert av et spesifikt strøm/spennings-forhold g S.

3. Digital abonnentlinjekrets ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at den automatiske ekvaliseringskrets omfatter utstyr for avledning av styringsdata slik at disse på en adaptiv måte varierer de di gi tale fi 1ter-koeffisienter på en hurtig konvergerende måte til den forutbestemte utgangsimpedanskarakteristikk etableres ved endelig konvergens.

4. Digital telefonlinjekrets ifølge krav 1 eller 2, hvor abonnentlinjen omfatter vilkårlige shuntimpedanser mellom linjen og 1 injekretsen, idet admittansen til linjen represen-teres av YL, mens admittansen til shuntimpedansen represen-teres av Yx, karakterisert ved at det digitale filterets forutbestemte utgangsadmittans styres slik at den blir lik YL - Yx.

5. Digital abonnentlinjekrets ifølge krav 1, karakterisert ved at to-til-fire tråds omformeren (108) omfatter: en koder (135) for å omforme de analoge sender- og mottagersignaler til en sammensatt digital datastrøm, en avledningskrets for å avlede styringsdata (A(n)) for koeffisientene slik at disse data er representative for transmisjonskarakteristikken til den to-tråds vei som er aktuell, et første digitalt filter (272) som har transmisjons signalet koblet til seg, og omfatter en koeffisientmat-rise, hvilket transmisjonssignal blir multiplisert med koeffisientene i matrisen for å justere den digitale utgang fra det første digitale filter slik at det utledes et signal som er representativt for en uønsket signaldel fra transmisjonssignalet, hvilken koeffi sientmatrise utledes fra de styringsdata som angår koeffisientene hvorved et praktisk talt uendelig tap i signalreturen oppnås like overfor de adskilte sender- og mottager-si gnåler av digital natur, et andre digitalt filter (116) som får det digitale transmisjonssignal koblet til seg, og omfatter en variabel koeffi sientmatrise som styres av styringsdataene for koeffisienter slik at det tilveiebringes en syntet-isert impedansti1pasning til abonnentlinjen , en dekoder for å omforme transmisjonssignalet til et analogt mottagersignal, omfattende en transkonduktans-forsterker (200) med en praktisk talt uendelig utgangsimpedans, og en kombinasjonskrets (139) for å kombinere utgangen fra det første digitale filter med den sammensatte digitale datastrøm for å oppheve det uønskede returnerte transmisjonssignal fra den digitale datastrøm, hvorved det oppnås en utgang som består av det fra abonnentlinjen mottatte signal .

6. Digital abonnentlinjekrets ifølge krav 5, og hvor det foreligger mul ti plekserutstyr for tidsdeling av den automatiske ekvaliseringskrets mellom flere abonnentlinjer, karakterisert ved at denne multiplekser omfatter utstyr for å lagre styringsdata for koeffisientene, hvilke data er representative for de individuelle transmi-sjonskarakteristikker til den enkelte blant de mange abonnent-1 injer.

7. Digital abonnentl i njekrets ifølge krav 5, karakterisert ved at koderen er en sigma-delta koder.

8. Digital abonnentlinjekrets ifølge krav 5, karakterisert ved at den dessuten omfatter kobl ingskretser (106) for å tilveiebringe en tilbakekob- lingsvei for den sammensatte digitale datastrøm som tilføres det digitale transmisjonssignal, slik at dette digitale transmisjonssignal sammen med den sammensatte digitale datastrøm kombineres før signalet føres til det første digitale filter (116).

9. Digital abonnentlinjekrets ifølge krav 9, karakterisert ved at det første og det andre digitale, rekursive filter hvert omfatter fem utskiftbare koeffisientverdier.

11. Digital abonnentlinjekrets ifølge krav 5, karakterisert ved at såvel koderen som dekoderen dessuten omfatter: et prefilter for etablering av en ønsket forsterknings- karakteristikk i koder/dekoderveien, og et postfilter for filtrering av koderens/dekoderens utgang for å redusere kvantiseringstøy.

12. Digital abonnentlinjekrets ifølge krav 1, karakterisert ved at den automatiske ekvaliseringskrets og mul ti plekseren er tildannet på én eneste storskal aintegrert krets chip, er delt mellom N linjekretser og hvor hver av de N linjekretser er tildannet på en individuell LSI chip slik at N LS I-1 injek ret ser på hver sin chip er tilveiebragt for N abonnentlinjer.

13. Digital abonnentlinjekrets ifølge et hvilket som helst av de foregående krav, karakterisert ved at den omfatter et antall M mul ti pl eksere idet hver av disse M mul ti pl eksere blir multiplekset over N linjer/samband slik at det totale antall linjer og samband er lik produktet N.M.