NL9202158A

NL9202158A - Identification system based on the transmission method

Info

Publication number: NL9202158A
Application number: NL9202158A
Authority: NL
Original assignee: Nedap Nv
Priority date: 1992-12-14
Filing date: 1992-12-14
Publication date: 1994-07-01

Abstract

An inductive identification system based on the full duplex principle which, in accordance with the prior art, makes use of the absorption phenomenon, wherein a resonating secondary LC circuit absorbs energy from a primary resonant circuit, can be improved by making use of a tertiary receiving antenna, separate from the primary transmitting antenna, for the return path, which return path is required in order to transmit identification label data back to the interrogation unit.

Description

T.W.H. FockensT.W.H. Fockens

Identificatiesysteem volgens de transmissiemethode.Identification system according to the transmission method.

De uitvinding betreft een radiofrequent identificatiesysteem bestaande uit één of meer labels, welke op afstand kunnen worden uitgelezen door een uitleesapparaat, een zogenaamde zend/ontvanger, welke daartoe een R(adio)F(requente)-ondervraagsignaal uitzendt, waarbij, ter verkrijging van een maximale detectie-afstand, alsmede een maximale kans op identificatie bij passage van een label op vaste afstand van het pad van de label ten opzichte van de zend- en ontvangantenne(s), als ook een minimale stoorgevoeligheid, het teruggezonden datasignaal zich in twee smalle banden ter weerszijden van de ondervraagfrequentie bevindt en waarbij duidelijk gebruik wordt gemaakt van de opslingering door de resonantie-karakteristiek van de LC-keten in de label, terwijl genoemde banden toch zó ver van de ondervraagfrequentie afliggen, dat deze laatste frequentie met voldoende bandbreedte bij ontvangst kan worden weggefilterd, evenals het ondervraagsignaal van een naburig geplaatste zend/ontvanger, waarvan de frequentie mogelijk iets afwijkt, zodat deze het ontvangen datasignaal niet stoort.The invention relates to a radio frequency identification system consisting of one or more labels, which can be read remotely by a reading device, a so-called transceiver, which for that purpose transmits an R (adio) F (requente) interrogation signal, wherein, in order to obtain a maximum detection distance, as well as a maximum chance of identification when passing a label at a fixed distance from the path of the label with respect to the transmitting and receiving antenna (s), as well as a minimum interference sensitivity, the returned data signal is in two narrow bands on either side of the interrogation frequency and clearly using the oscillation characteristic of the LC chain in the label, while said bands are so far from the interrogation frequency that the latter frequency with sufficient bandwidth upon reception can be filtered out, as well as the interrogation signal from a neighboring transmitter / receiver, where The frequency may deviate slightly so that it does not interfere with the received data signal.

Genoemde radiofrequente identificatiesystemen zijn bekend uit de Nederlandse octrooiaanvrage nr. 9201116 van aanvraagster.Said radio frequency identification systems are known from applicant's Dutch patent application no. 9201116.

De werking van een dergelijk identificatiesysteem is weergegeven in figuur 1. Het systeem bestaat uit een uitleesapparaat 1 en één of meerdere detectielabels 2. Voor het ondervragen van het identifica-tielabel 2 wordt het ondervraagveld 3 gegenereerd door middel van de zender 4. Dit veld wordt uitgestraald door spoel 5. Het betreft een radiofrequent magnetisch veld met een frequentie van bijvoorbeeld 120 kHz. De spoel 6 met resonantiecondensator 7 in het label 2 is afgestemd op de frequentie van het ondervraagveld 3 en gaat dus resoneren als gevolg van dit veld. Bij voldoende spanning over het IC 8 gaat het functioneren; de labelcode wordt gegenereerd en doorgegeven aan de codeschakelaar 9, welke het resonantiecircuit 6,7 in het ritme van het code- of datasignaal (gedeeltelijk) kortsluit.The operation of such an identification system is shown in figure 1. The system consists of a reading device 1 and one or more detection labels 2. In order to interrogate the identification label 2, the interrogation field 3 is generated by means of the transmitter 4. This field is radiated by coil 5. It concerns a radio-frequency magnetic field with a frequency of, for example, 120 kHz. The coil 6 with resonant capacitor 7 in the label 2 is tuned to the frequency of the interrogation field 3 and thus resonates as a result of this field. With sufficient voltage across IC 8, it will function; the label code is generated and passed on to the code switch 9, which (partially) short-circuits the resonant circuit 6,7 in the rhythm of the code or data signal.

In de bovengenoemde octrooiaanvrage is verder beschreven hoe het IC 8 uit de geïnduceerde spanning over het resonantiecircuit 6,7 gevoed wordt, en hoe een datablok, opgeslagen in IC 8, wordt gecodeerd als een basisbandsignaal in de vorm van een differential biphase-, Manchester-, of Millercodering. Al deze drie coderingen kunnen worden beschreven als een byzondere vorm van fasemodulatie (Eng.: PhaseThe aforementioned patent application further describes how the IC 8 is powered from the induced voltage across the resonant circuit 6.7, and how a data block stored in IC 8 is encoded as a baseband signal in the form of a differential biphase, Manchester , or Miller coding. All these three encodings can be described as a special form of phase modulation

Shift Keying, PSK) van een basisbanddraaggolf. De essentie daarvan is, dat de dataoverdracht in dit basisbandsignaal plaatsvindt in een smal frequentiegebied rond de frequentie van die basisbanddraaggolf, en dat het laagste frequentiegebied tussen nul Hz en de ondergrens van bedoelde frequentieband niet of nauwelijks signaalcomponenten bevat, zodat dit laagste frequentiegebied niet overgedragen behoeft te worden naar de ontvanger.Shift Keying, PSK) of a baseband carrier. The essence of this is that the data transfer in this baseband signal takes place in a narrow frequency range around the frequency of that baseband carrier, and that the lowest frequency range between zero Hz and the lower limit of the said frequency band contains no or hardly any signal components, so that this lowest frequency range need not be transmitted. to the recipient.

In figuur 2 is het electrisch vervangingsschema getekend voor bovenstaand identificatiesysteem volgens de stand der techniek. Het toont de principiële werking. Zenderschakeling 4 voedt het antennecircuit 11. Dit circuit bestaat uit een spoel LI (5), de verliesweerstand van de spoel R1 (12), en condensator Cl (13). De stroom II door antennespoel 1.1 veroorzaakt een magnetisch veld Hl (3). Dit is een magnetisch wisselveld met de frequentie van het ondervraagsignaal, gegenereerd door zenderschakeling 4. In het magnetische wisselveld Hl bevindt zich label 2, met daarin een LCR-circuit 20 bestaande uit lucht- of ferrietspoel L2 (6), met diens verliesweerstand R2 (21), en condensator C2 (7). De waarden van de zelfinductie van de spoelen LI en L2 en de capaciteitswaarden van de condensatoren Cl en C2 zijn zodanig, dat zowel de ondervragingsantenne, als het labelcircuit, in resonantie zijn op de frequentie van het ondervragingssignaal. De uitgangsspanning VI van de zendschakeling Tx doet een stroom II lopen in het seriële antennecircuit 11, R1 (12), LI (5) en Cl (13). Daar het antennecircuit in resonantie is, compenseren de imaginaire impedanties van LI en Cl elkaar, zodat in de serieschakeling alleen de reële impedantie van de verliesweerstand R1 overblijft. De stroom 11 zal dus in fase zijn met de spanning VI. Ook het magnetische wisselveld Hl (3), gevormd door de stroom II door spöel LI, zal dezelfde fase hebben als de stroom II en daarmee de spanning VI. Het wisselveld Hl induceert een inductiespanning VL in spoel LI en eveneens een inductiespanning V2 in spoel L2 van het label. Deze spanningen zijn evenredig met de veranderingen in de magnetische flux door de betreffende spoelen en lopen dus 90 graden in fase achter op de stroom II. De spanning Vc over de condensator Cl, die gelijk is aan de spanning over de ontvangerschakeling Rx (17), is 90 graden in fase achter bij de stroom II, zodat het faseverschil tussen de spanningen VI en Vc 90 graden bedraagt.Figure 2 shows the electrical replacement scheme for the above prior art identification system. It shows the principle of operation. Transmitter circuit 4 supplies the antenna circuit 11. This circuit consists of a coil LI (5), the loss resistance of the coil R1 (12), and capacitor Cl (13). The current II through antenna coil 1.1 causes a magnetic field H1 (3). This is a magnetic alternating field with the frequency of the interrogation signal, generated by transmitter circuit 4. Label 2, which contains an LCR circuit 20 consisting of air or ferrite coil L2 (6), with its loss resistance R2, is located in the magnetic alternating field H1. 21), and capacitor C2 (7). The values of the inductance of the coils L1 and L2 and the capacitance values of the capacitors C1 and C2 are such that both the interrogation antenna and the label circuit resonate at the frequency of the interrogation signal. The output voltage VI of the transmitter circuit Tx causes a current II to flow in the serial antenna circuit 11, R1 (12), LI (5) and Cl (13). Since the antenna circuit is in resonance, the imaginary impedances of LI and Cl compensate each other, so that in the series circuit only the real impedance of the loss resistor R1 remains. The current 11 will therefore be in phase with the voltage VI. The alternating magnetic field H1 (3), formed by the current II through coil LI, will also have the same phase as the current II and thus the voltage VI. The alternating field H1 induces an induction voltage VL in coil L1 and also an induction voltage V2 in coil L2 of the label. These voltages are proportional to the changes in the magnetic flux through the relevant coils and thus lag phase 90 degrees behind current II. The voltage Vc across the capacitor C1, which is equal to the voltage across the receiver circuit Rx (17), is 90 degrees in phase behind current II, so that the phase difference between the voltages VI and Vc is 90 degrees.

Figuur 3 geeft een vectordiagram van de spanningen en stroom, behorende bij het electrische vervangingsschema van figuur 2. De in de labelspoel geïnduceerde spanning V2 veroorzaakt een stroom 12, die, doordat ook deze kring in resonantie is, in fase is met de spanning V2, en dus 90 graden in fase achter loopt op de stroom II. De stroom 12 door de labelspoel L2 veroorzaakt op haar beurt weer een secundair magnetisch wisselveld H2 (18). Dit wisselveld, in fase met de stroom 12, loopt dus 90 graden in fase achter op het primaire veld Hl (3). Het secundaire veld H2 induceert op haar beurt een spanning V3 in de primaire spoel LI, welke spanning dan 90 graden in fase achter loopt op het magnetische wisselveld H2, dus op de spanning V2. Daar V2 achter loopt op de stroom II, zal de spanning V3 dus 180 graden achter lopen op de stroom II. De spanning V3 staat aldus tegengesteld gericht aan de spanning VI aan de uitgang van de zen-derschakeling Tx (4), en doet dus de stroom II in amplitude afnemen.Figure 3 shows a vector diagram of the voltages and current associated with the electrical replacement scheme of Figure 2. The voltage V2 induced in the label coil produces a current 12 which, because this circuit is also in resonance, is in phase with the voltage V2, and thus 90 degrees behind the current II in phase. The current 12 through the label coil L2 in turn causes a secondary alternating magnetic field H2 (18). This alternating field, in phase with the current 12, thus lags 90 degrees in phase behind the primary field H1 (3). The secondary field H2, in turn, induces a voltage V3 in the primary coil LI, which voltage then lags 90 degrees in phase on the alternating magnetic field H2, i.e. on the voltage V2. Since V2 lags behind the current II, the voltage V3 will lag 180 degrees behind the current II. The voltage V3 is thus opposite to the voltage VI at the output of the transmitter circuit Tx (4), and thus causes the current II to decrease in amplitude.

Schijnbaar neemt dus de verliesweerstand in waarde toe als de label in het ondervragingsveld wordt geplaatst. Dit betekent, dat de primaire antennekring extra wordt gedempt en dat dat extra verlies dan in feite wordt gedissipeerd in de verliesweerstand R2 van de labelkring. De labelkring absorbeert aldus energie uit de primaire antennekring 11.Apparently, the loss resistance increases in value when the label is placed in the interrogation field. This means that the primary antenna circuit is additionally damped and that additional loss is then in fact dissipated in the loss resistance R2 of the label circuit. The label circuit thus absorbs energy from the primary antenna circuit 11.

Deze energieabsorptie is evenredig met de secundaire stroom 12, en dus omgekeerd evenredig met verliesweerstand R2 die wordt bepaald door de Q-factor van de labelkring. Dit betekent: hoe verliesarmer de labelkring, hoe hoger de Q-waarde, hoe kleiner de verliesweerstand R2, hoe groter de stroom 12 bij constante V2 (afhankelijk van veldsterkte Hl), en hoe groter de energieabsorptie door de labelkring uit de primaire kring. Met stijgende absorptie zal dus de amplitude van de spanning Vc over Cl afnemen, hetgeen door ontvan-gerschakeling Rx (17) kan worden geregistreerd.This energy absorption is proportional to the secondary current 12, and thus inversely proportional to the loss resistance R2 which is determined by the Q factor of the label circuit. This means: the less lossy the label circuit, the higher the Q value, the smaller the loss resistance R2, the greater the current 12 at constant V2 (depending on field strength H1), and the greater the energy absorption by the label circuit from the primary circuit. Thus, with increasing absorption, the amplitude of the voltage Vc across Cl will decrease, which can be registered by receiver circuit Rx (17).

De absorptie kan dus worden geregeld door de verliezen in de labelkring te variëren, bijvoorbeeld door serieweerstand R2 te regelen, of door een parallelweerstand parallel aan C2 te schakelen. In het extreme geval wordt door middel van kortsluitschakelaar 9 condensator C2 kortgesloten, waardoor de labelkring in het geheel niet meer resoneert, en een volledig einde komt aan het energieabsorptie-ef-fect. Door nu de schakelaar 9 te schakelen in het ritme van het codesignaal, kunnen we het codesignaal overdragen naar ontvanger 17.Thus, the absorption can be controlled by varying the losses in the label circuit, for example by controlling series resistance R2, or by connecting a parallel resistance parallel to C2. In the extreme case, capacitor C2 is short-circuited by means of short-circuit switch 9, so that the label circuit no longer resonates at all, and the energy absorption effect comes to an end completely. By now switching the switch 9 to the rhythm of the code signal, we can transfer the code signal to receiver 17.

Een identificatiesysteem volgens bovenbeschreven werkingsprincipe wordt aangeduid als zijnde van "het absorptie-type".An identification system according to the above-described operating principle is designated as being "the absorption type".

De terugwinning van het codesignaal in ontvanger 17 gebeurt in het identificatiesysteem volgens de stand der techniek door middel van een diodegelijkrichter, zoals in figuur 4 is getekend. Diode D (24), zal de stroom ld, 27, geleiden, indien de spanning Vc over conden sator Cl positiever is dan de spanning Vd over condensator C4. In figuur 5 is dat uitgebeeld. De condensator C4 wordt bij iedere positieve periodehelft van de wisselspanning Vc (met de frequentie van het ondervragingsignaal) opgeladen tot de maximale waarde van Vc (de amplitudewaarde). In de tijdspanne dat Vc kleiner is dan Vd is de laadstroom ld nul en zal C4 zich ontladen via lekweerstand R4 (26). De spanning over C4 zal zich tussen de toppen van spanning Vc geleidelijk ontladen, zoals in figuur 4 is getekend. Zolang de amplitude van Vc niet te abrupt varieert, zal C4 steeds opnieuw tot de top-waarde van Vc worden opgeladen. De gemiddelde waarde van de spanning Vd geeft dan een representatie van de amplitude van Vc, en daarmee van de absorptie door de labelkring, en dus van het codesignaal.The code signal in receiver 17 is recovered in the prior art identification system by means of a diode rectifier, as shown in Figure 4. Diode D (24) will conduct the current ld, 27, if the voltage Vc across capacitor C1 is more positive than the voltage Vd across capacitor C4. This is depicted in figure 5. The capacitor C4 is charged to the maximum value of Vc (the amplitude value) at each positive period half of the alternating voltage Vc (with the frequency of the interrogation signal). In the time span that Vc is less than Vd, the charging current ld is zero and C4 will discharge through leakage resistor R4 (26). The voltage across C4 will gradually discharge between the peaks of voltage Vc, as shown in Figure 4. As long as the amplitude of Vc does not vary too abruptly, C4 will be charged over and over again to the peak value of Vc. The average value of the voltage Vd then represents the amplitude of Vc, and thus the absorption by the label circuit, and thus the code signal.

Nadere inspectie van figuur 4 maakt duidelijk, dat de stroom door de diode D, ld, slechts kortstondig loopt op die korte momenten dat Vc groter is dan Vd. Alleen op de momenten dat stroom ld loopt, is diode D in geleiding en bestaat er een geleidend contact tussen Cl, met het antennecircuit 11, en C4. Diode D kan daarom ook vervangen gedacht worden door een schakelaar S2 (29), die synchroon met het ondervragingssignaal wordt aan- en uitgeschakeld. De besturing van de schakelaar kan in principe separaat op een andere plaats in de schakeling van de zender worden gegenereerd, doch als het analagon van de diodedetector van fig. 4 kan gedacht worden, waarin de schakelaar gesloten wordt door de spanning Vc die boven een zekere drempelwaarde uitkomt, vast te stellen door een.drempeldetector 30. In het bijzondere geval dat de drempeldetectie bestaat uit de vergelijking van Vc met Vd, is de schakeling van figuur 6 exact gelijkwaardig geworden aan die van figuur 4.A closer inspection of Figure 4 makes it clear that the current through the diode D, 1d, flows only briefly at those short moments when Vc is greater than Vd. Only at times when current ld is running, diode D is conductive and there is a conductive contact between Cl, with the antenna circuit 11, and C4. Diode D can therefore also be replaced by a switch S2 (29), which is switched on and off in synchronism with the interrogation signal. The control of the switch can in principle be generated separately at a different place in the circuit of the transmitter, but as the analog of the diode detector of Fig. 4 can be thought, in which the switch is closed by the voltage Vc above a certain threshold value, to be determined by a threshold detector 30. In the special case that the threshold detection consists of the comparison of Vc with Vd, the circuit of figure 6 has become exactly equivalent to that of figure 4.

Uit de vakgebieden van de instrumentele electronics en de radiocom-municatietechniek is bekend dat met behulp van een repeterende aan/-uitschakelende schakelaar een zogenaamde multiplicatief mixercircuit kan worden gemaakt. Dit is een circuit waarvan het uitgangssignaal het mathematische produkt is van de twee ingangssignalen. In het geval van een schakelaar is het ene ingangssignaal een vierkantsgolf met frequentie gelijk aan de schakelfrequentie van die schakelaar. In het frequentiedomein gezien, geeft de vermenigvuldiging van twee signalen nieuwe spectraalcomponenten waarvan de frequenties de som en het verschil zijn van de frequenties van de oorspronkelijke signalen.It is known from the fields of instrumental electronics and radio communication technology that a so-called multiplicative mixer circuit can be made by means of a repetitive on / off switch. This is a circuit whose output signal is the mathematical product of the two input signals. In the case of a switch, the one input signal is a square wave with frequency equal to the switching frequency of that switch. Seen in the frequency domain, the multiplication of two signals gives new spectral components whose frequencies are the sum and difference of the frequencies of the original signals.

Het bovenstaande toegepast op schakelaar SI in het labelcircuit betekent, dat het ondervragersignaal, dat geïnduceerd is in het labelcircuit 20, het ene ingangs.ignaal is, met bijvoorbeeld een frequentie van 120 kHz, en het codesignaal, dat door IC 8 gegenereerd is en de schakelaar bedient, het tweede ingangssignaal.The above applied to switch S1 in the label circuit means that the interrogator signal induced in the label circuit 20 is the one input signal, for example, with a frequency of 120 kHz, and the code signal generated by IC 8 and the switch operates, the second input signal.

In figuur 7 zijn frequentiespectra getekend. In figuur 7a is links de basisbanddraaggolf fc getekend, bijvoorbeeld met een frequentie van 1875 Hz, aangegeven met 50, met aan weerszijden de frequentie-band 51, die de modulatieprodukten in beslag nemen, nadat de basisbanddraaggolf gemoduleerd is met het NRZ code-of datasignaal. Dit gemoduleerde signaal met frequent!eband 51 wordt verder aangeduid als het basisbandsignaal. Dit basisbandsignaal stuurt de schakelaar SI, die, in de gesloten stand, de labelkring 20 (zie figuur 2) dempt. Het in de labelkring geïnduceerde ondervragingssignaal fi, bijvoorbeeld met een frequentie van 120 kHz, wordt vermenigvuldigd met het basisbandsignaal. In figuur 7a is het ondervragingssignaal met 52 aangeduid.Frequency spectra are shown in Figure 7. In figure 7a the baseband carrier fc is drawn on the left, for example with a frequency of 1875 Hz, indicated by 50, with on both sides the frequency band 51, which the modulation products occupy, after the baseband carrier has been modulated with the NRZ code or data signal. . This modulated frequency band signal 51 is further referred to as the baseband signal. This baseband signal controls the switch S1, which, in the closed position, dampens the label circuit 20 (see Figure 2). The interrogation signal fi induced in the label circuit, for example at a frequency of 120 kHz, is multiplied by the baseband signal. In figure 7a, the interrogation signal is indicated by 52.

Figuur 7b laat de produktsignalen zien. Aan de hand van de bas is-banddraaggolffrequentie, in dit voorbeeld 1875 Hz, kan nu het verdere signaalpad beschreven worden. De vermenigvuldiging van het onder-vragingssignaal fi met de basisbanddraaggolf fc, welk proces verder frequentieconversie wordt genoemd overeenkomstig de in dit vakgebied gebruikelijke terminologie, levert een zogenaamd somsignaal op, waarvan de frequentie de som is van de ingangssignalen, dus fc' = fi + fc, in dit voorbeeld, 120 kHz + 1,875 kHz = 121,875 kHz, en een verschilsignaal: fc" = fi - fc, dus 120 kHz - 1,875 kHz = 118,125 kHz.Figure 7b shows the product signals. The further signal path can now be described on the basis of the bass band carrier frequency, in this example 1875 Hz. The multiplication of the interrogation signal fi by the baseband carrier fc, which process is further called frequency conversion according to the terminology customary in the art, yields a so-called sum signal, the frequency of which is the sum of the input signals, i.e. fc '= fi + fc , in this example, 120 kHz + 1.875 kHz = 121.875 kHz, and a difference signal: fc "= fi - fc, so 120 kHz - 1.875 kHz = 118.125 kHz.

Traditioneel wordt het signaal met de hoogste frequentieband het bovenzijband signaal genoemd (Eng: Upper Side Band), USB, en dat signaal met de laagste frequentie band het lage zijband signaal, (Eng: Lower Side Band), LSB. Deze signalen zijn aangegeven in figuur 7b. Hierbij dient opgemerkt te worden, dat het LSB signaal ten opzichte van de ondervragingsfrequentie fi, het spiegelbeeld vormt van het USB signaal.Traditionally, the signal with the highest frequency band is called the upper side band signal (Eng: Upper Side Band), USB, and that signal with the lowest frequency band is called the low side band signal, (Eng: Lower Side Band), LSB. These signals are shown in Figure 7b. It should be noted here that the LSB signal, relative to the interrogation frequency fi, is the mirror image of the USB signal.

Dit proces van het omzetten van signaalfrequenties, maar met behoud van de informatieve en energetische inhoud, wordt frequentieconver-sie genoemd.This process of converting signal frequencies, but retaining the informative and energetic content, is called frequency conversion.

Het USB en het LSB signaal vallen binnen de resonantiecurve 53 van zowel de labelkring 20 als van de zend/ontvangerkring 11. Dat betekent, dat beide signalen resonerende kringstromen doen lopen zowel in het labelciruit 20, als extra component van 12, als via inductieve koppeling in de zend/ontvangerkring 11 als component van II. Figuur 7c laat deze signalen zien in de zend/ontvangerkring. Ook dear is het ondervragingssignaal fi ingetekend.The USB and the LSB signal fall within the resonance curve 53 of both the label circuit 20 and the transmit / receiver circuit 11. This means that both signals run resonant circuit currents both in the label circuit 20, as an additional component of 12, and via inductive coupling in the transceiver circuit 11 as a component of II. Figure 7c shows these signals in the transmitter / receiver circuit. Also the interrogation signal fi has been drawn.

Schakelaar S2, in casu de diodeschakeling van figuur 4, voert opnieuw een vermenigvuldiging en frequentieconversieproces uit op de signalen, aanwezig in de zend/ontvangerkring 12. Daarbij ontstaan drie verschil- en drie somsignalen, te weten: 1. Het USB signaal levert als verschil tesamen met de ondervraagfre-quentie fi weer een basisbandsi.gnaal op zoals die in figuur 7a oorspronkelijk was, dus fc' - fi = fc.Switch S2, in this case the diode circuit of figure 4, again performs a multiplication and frequency conversion process on the signals present in the transceiver circuit 12. This results in three difference and three sum signals, namely: 1. The USB signal delivers as difference together with the interrogation frequency fi again a baseband signal as it originally was in figure 7a, so fc '- fi = fc.

In het voorbeeld: 121,875 kHz - 120 kHz = 1,875 kHz 2. Het LSB-signaal levert als verschil tesamen met de ondervraagfre- quentie fi ook weer hetzelfde basisbandsignaal op, dus fi - fc'' = fc. In het voorbeeld: 120 kHz - 118,125 kHz = 1,875 kHz. Hier vindt tevens weer een spiegeling plaats ten opzichte van de on-dervragingsfrequentie.In the example: 121.875 kHz - 120 kHz = 1.875 kHz 2. As a difference, the LSB signal, together with the interrogation frequency fi, again produces the same baseband signal, so fi - fc '' = fc. In the example: 120 kHz - 118.125 kHz = 1.875 kHz. Here, again, a reflection takes place with respect to the interrogation frequency.

3. Het ondervragingssignaal aanwezig in de kring levert als verschil op: fi - fi = 0 Hz. Dit is dus een gelijkspanning, welke op eenvoudige wijze kan worden uitgefilterd in de circuits die volgen op deze detector, ook als dit signaal in verhouding tot de signalen van de label zeer sterk is.3. The interrogation signal present in the circuit yields the difference: fi - fi = 0 Hz. This is therefore a DC voltage, which can be easily filtered out in the circuits following this detector, even if this signal is very strong in relation to the label's signals.

4. De drie somsignalen: fi + fc', fi + fc'' en fi + fi liggen allen in het frequentiegebied rondom 2 x fi, in het voorbeeld dus 2 x 120 kHz = 240 kHz, en worden op eenvoudige wijze weggefilterd door condensator C4 en door eenvoudige laagdoorlaatfiltercir-cuits, opgenomen in de circuits die volgen op deze detector. Zij zijn in figuur 7d niet getekend en hun effecten kunnen verder verwaarloosd worden.4. The three sum signals: fi + fc ', fi + fc' 'and fi + fi all lie in the frequency range around 2 x fi, in the example so 2 x 120 kHz = 240 kHz, and are easily filtered out by capacitor C4 and through simple low-pass filter circuits included in the circuits that follow this detector. They are not shown in Figure 7d and their effects can be further neglected.

Een multiplicatieve mengschakeling als boven omschreven, en bedoeld voor het omlaag converteren van radiofrequente signalen naar basisbands ignalen, wordt verder ook aangeduid als een produktdetector.A multiplicative mixing circuit as described above, and intended for down-converting radio frequency signals to baseband signals, is further referred to as a product detector.

Uit de reeds genoemde vakgebieden is bekend, dat de diodedetector in deze toepassing, waarin een zeer sterk ondervragingssignaal aanwezig is, ca. 200 Volt, tesamen met een veel zwakker labelsignaal en eventuele andere signalen, zich gedraagt als een perfecte produktdetector, dat wil zeggen een schakeling waarvan het uitgangssignaal uitsluitend bestaat uit de mathematische produkten van het sterke signaal (het ondervragingssignaal) met de ingangssignalen.It is known from the above mentioned fields that the diode detector in this application, in which a very strong interrogation signal is present, approx. 200 Volt, together with a much weaker label signal and possible other signals, behaves as a perfect product detector, i.e. a circuit whose output signal consists exclusively of the mathematical products of the strong signal (the interrogation signal) with the input signals.

Opgemerkt dient te worden dat bij de frequentieconversie van zowel het USB signaal als het LSB signaal in twee identieke basisbandsig-nalen resulteren. Deze twee basisbandsignalen tellen als spanningen bij elkaar op, en dat levert dus een signaalversterking op van 6 dB.It should be noted that the frequency conversion of both the USB signal and the LSB signal results in two identical baseband signals. These two baseband signals add up as voltages, so that gives a signal gain of 6 dB.

De ruis componenten, die zich in de frequentiebanden van het USB en van het LSB signaal bevinden, en die eveneens naar dezelfde basisband geconverteerd worden, tellen ook op. Maar omdat de ruiscomponenten onderling niet gecorreleerd zijn, zal een optelling van vermogenspectra plaatsvinden, waardoor het totale ruis basisbandsignaal slechts 3 dB toeneemt.The noise components, which are in the frequency bands of the USB and of the LSB signal, and which are also converted to the same base band, also add up. However, since the noise components are not correlated with each other, an addition of power spectra will occur, increasing the total noise baseband signal by only 3 dB.

Het netto resultaat van de combinatie van het USB en het; LSB label-signaal is dus een winst in signaal/ruis verhouding van 6-3=3 dB.The net result of the combination of the USB and the; LSB label signal is thus a gain in signal to noise ratio of 6-3 = 3 dB.

Van praktisch belang is de situatie waarin een tweede zend/ontvanger in de omgeving van de eerste ingeschakeld is, zodat diens ondervra-gingssignaal een kringstroom in zend/ontvangerkring 11 van de eerste zend/ontvanger induceert. Door de grote afmetingen van de zend/ont-vangspoel ten opzichte van de labelspoel kan deze tweede zend/ontvanger reeds op aanzienlijke afstand een signaalniveau in de eerste zend/ontvanger veroorzaken dat vergelijkbaar is met het signaalniveau van de USB- en I.SBsignalen van de label, en daardoor een potentiële. stoorbron vormen bij de ontvangst van het labelsignaal. Door produktietoleranties kan namelijk ondervragingsfrequentie fi' van de tweede zend/ontvanger iets afwijken van de ondervragingsfrequentie fi van de eerste. In het gegeven voorbeeld kan dat verschil tot maximaal 100 Hz oplopen. In figuur 7.c is fi' aangegeven als liggende iets boven fi. Na frequentieconversie is als verschilsignaal het resultaat een basisbandprodukt fi'' met een frequentie die ver buiten de frequentieband 51 van het labelsignaal ligt, in het voorbeeld kleiner dan 100 Hz. Ook als fi' iets beneden fi had gelegen, dan had dat ook een basisband produkt opgelevert met dezelfde frequentie.Of practical importance is the situation where a second transceiver is turned on in the vicinity of the first, so that its interrogation signal induces a loop current in transmit / receiver circuit 11 of the first transceiver. Due to the large size of the transmit / receive coil relative to the label coil, this second transceiver can already cause a signal level in the first transceiver at a considerable distance that is comparable to the signal level of the USB and I.SB signals of the label, and therefore a potential. interference source when receiving the label signal. Namely, due to production tolerances, interrogation frequency fi 'of the second transceiver may deviate slightly from the interrogation frequency fi of the first. In the example given, that difference can reach up to 100 Hz. In figure 7.c fi 'is indicated as lying slightly above fi. After frequency conversion, the difference signal results in a baseband product with a frequency far outside the frequency band 51 of the label signal, in the example less than 100 Hz. Even if fi 'had been slightly below fi, it would also have yielded a baseband product with the same frequency.

Door een eenvoudige hoogdoorlaatfilter in de na deze detector volgende circuits kan fi'1 op effectieve wijze worden verwijderd, waardoor het mogelijk wordt meerdere zend/ontvangers naast elkaar te gebruiken zonder dat deze elkaar storen, of dat synchronisatie van de ondervragingssignalen noodzakelijk is.By a simple high-pass filter in the circuits following this detector, fi '1 can be effectively removed, making it possible to use multiple transceivers side by side without interfering with each other, or requiring synchronization of the interrogation signals.

Een ander praktisch aspect is dat door de zend/ontvangspoel ontvangen signalen van radiozenders, die ook uitzenden in dit frequen-tiegebied, bijvoorbeeld de weerkaartenfaxcimilé zender Offenbach op de frequentie 132 kHz, ook geconverteerd worden naar de basisband. In het voorbeeld wordt de verschilfrequentie dan 132 - 120 = 12 kHz. Deze frequentie zijn in figuur 7.c en 7.d aangeven als fcom, resp. fcom'. Wederom is duidelijk dat het basisbandprodukt ver buiten de frequentieband 51 van het labelsignaal ligt, en dus met een eenvoudige laagdoorlaatfilter verwijderd kan worden.Another practical aspect is that signals from radio transmitters received by the transmit / receive coil, which also transmit in this frequency range, for example the weather map fax channel Transmitter Offenbach at the frequency 132 kHz, are also converted to the base band. In the example, the difference frequency becomes 132 - 120 = 12 kHz. These frequencies are indicated in Figure 7.c and 7.d as fcom, respectively. fcom '. Again, it is clear that the baseband product is well outside the frequency band 51 of the label signal, and thus can be removed with a simple low-pass filter.

Uit het bovenstaande wordt duidelijk hoe de verdere opbouw van de ontvanger dient te zijn. Figuur 8 geeft het princiële blokschema. Hierin is 40 de reeds besproken diodedetector, 41 is het hoogdoor-laatfilter, dat alle stoorsignalen, die lager in frequentie zijn dan de frequentieband 51 van het labelbasisbandsignaal, moet verwijderen. Blok 42 herbergt een laagdoorlaatfilter, die alle stoorsignalen in de basisband met frequenties boven dat van het labelsignaal moet wegfilteren. Tesamen vormen 41 en 42 een banddoorlaatfilter, dat juist de frequentieband 51 van het labelbasisbandsignaal doorlaat. In het voorbeeld loopt dat van 500 tot 2500.Hz.From the above it becomes clear what the further structure of the receiver should be. Figure 8 shows the princial block diagram. Herein 40 is the diode detector already discussed, 41 is the high pass filter, which is to remove all interference signals lower in frequency than the frequency band 51 of the label baseband signal. Block 42 houses a low-pass filter, which is to filter out all interference signals in the baseband at frequencies above that of the label signal. Together, 41 and 42 form a band-pass filter, which just passes the frequency band 51 of the label baseband signal. In the example it runs from 500 to 2500.Hz.

Pas na de filters volgt een versterker, die het signaal op zodanig niveau brengt, dat demodulatie van het PSK gemoduleerde basisband-signaal mogelijk is, zodat daaruit uiteindelijk het NRZ-gecodeerde datasignaal weer beschikbaar komt. Essentieel is, dat de versterker voorafgegaan wordt door de filters 41 en 42. Alleen dan is een effectieve eliminatie van stoorsignalen mogelijk zonder dat het gewenste signaal beïnvloed wordt.Only after the filters follows an amplifier that brings the signal to such a level that demodulation of the PSK modulated baseband signal is possible, so that the NRZ encoded data signal eventually becomes available again. It is essential that the amplifier is preceded by filters 41 and 42. Only then is effective elimination of interfering signals possible without affecting the desired signal.

En dergelijke ontvangeropzet, tesamen met een produktdetector aan de ingang van de ontvanger, die het ontvangen radiofrequente signaal in één stap transformeert naar de basisband, wordt een directe conversie of homodyne ontvanger genoemd. In deze toepassing, waarin de directe conversie-ontvanger een dubbelzijbandsignaal, de combinatie van de aan elkaar gecorreleerde USB en LSB signalen, ontvangt, en waarin het conversiesignaal gesynchroniseerd is aan het ondervra-gingssignaal waarmee het dubbelzijbandsignaal opgewekt is, wordt het ontvangstprincipe aangeduid met synchrone directe conversie.And such a receiver setup, together with a product detector at the input of the receiver, which transforms the received radio frequency signal into the baseband in one step, is called a direct conversion or homodyne receiver. In this application, in which the direct conversion receiver receives a double-sideband signal, the combination of the correlated USB and LSB signals, and in which the conversion signal is synchronized with the interrogation signal with which the double-sideband signal is generated, the receiving principle is referred to as synchronous direct conversion.

De essentiële voordelen van een directe conversie ontvanger liggen daarin dat de onvangerselectiviteit bepaald wordt door relatief eenvoudige filterschakeling op de lage frequentie van de basisband. Dit in tegenstelling tot meer traditionele ontvangerontwerpen, bijvoorbeeld de veel toegepaste superheterodyne ontvanger, waarin het ontvangen radiofrequente signaal in een frequentieconversieproces eerst omgezet wordt in een zogenaamd middenfrequent signaal (Eng.: Intermediate Frequency, IF), vaak met een frequentie van 455 kHz of 10,7 MHz. Om dezelfde selectiviteit te verkrijgen, moeten op deze middenfrequentie filters gemaakt worden, die, weliswaar in absolute zin dezelfde bandbreedte dienen te hebben als in de directe conver-sieopzet, doch vanwege de hoge frequentie, een veel kleinere relatieve bandbreedte vereisen. Daardoor zijn deze filters aanzienlijk moeilijker te ontwerpen en te produceren. Verder is er het principiële gegeven dat het ondervragingssignaal zelf op zeer eenvoudige wijze weggefilterd kan worden, omdat het na frequentieconversie een gelijkspanning oplevert. In de superheterodyne oplossing is dat juist heel moeilijk te realiseren. Het zou een byzonder scherp on-derdrukkingsfilter (Eng.: Notchfilter) vereisen, en is, vanwege de in deze applicatie te stellen eisen daaraan, praktisch niet betrouwbaar te realiseren.The essential advantages of a direct conversion receiver are that the receiver selectivity is determined by relatively simple filter switching on the low frequency of the baseband. This is in contrast to more traditional receiver designs, for example the widely used superheterodyne receiver, in which the received radio frequency signal in a frequency conversion process is first converted into a so-called intermediate frequency signal, often with a frequency of 455 kHz or 10 .7 MHz. To obtain the same selectivity, filters must be made on this intermediate frequency, which, although in absolute terms, must have the same bandwidth as in the direct conversion set-up, but because of the high frequency, require a much smaller relative bandwidth. As a result, these filters are considerably more difficult to design and produce. Furthermore, there is the basic fact that the interrogation signal itself can be filtered out in a very simple manner, because it produces a DC voltage after frequency conversion. In the superheterodyne solution, that is very difficult to achieve. It would require a particularly sharp suppression filter (Eng .: Notch filter) and, due to the requirements to be set in this application, is practically unreliable.

Dit maakt dat het synchrone directe conversie principe bij uitstek geschikt is om gebruikt te worden bij identificatiesystemen, waar gelijktijdig een ondervragingssignaal uitgezonden wordt en een code-signaal van een label terugontvangen moet worden, de zogenaamde Full Duplex Identificatie Systemen. Het hier beschreven identificatiesysteem naar de huidige stand der techniek, en het hieronder te beschrijven identificatiesysteem volgens de uitvinding, zijn daar voorbeelden van.This makes the synchronous direct conversion principle ideally suited for use in identification systems, where an interrogation signal is simultaneously sent and a code signal from a label must be received, the so-called Full Duplex Identification Systems. The prior art identification system described here and the inventive identification system to be described below are examples of this.

Een nadeel van het hier beschreven identificatiesysteem volgens het absorptietype is gelegen in het volgende. Het ondervragingssignaal wordt opgewekt in een zenderschakeling. Daarbij ontstaan ruiscomponenten, die deel gaan uitmaken van het ondervragingssignaal. Het niveau van die ruiscomponenten is laag, zo is gemeten -144 dBc/Hz op 1 kHz vanaf de ondervragings frequent ie en - 147 dBc/Hz op 2 kHz afstand. Voor het functioneren van de label heeft deze ruis geen effect, maar bij ontvangst van het labelsignaal zijn deze ruissignalen ook aanwezig in de zend/ontvangkring. Deze ruis raakt daardoor vermengd met het labelcodesignaal, wordt eveneens in frequentie omlaag geconverteerd naar de basisband, en uiteindelijk door de filters 41 en 42 doorgelaten in het basisband frequentiegebied 51 van het labelsignaal, en kan uiteindelijk de goede demodulatie van het datasignaal verhinderen.A drawback of the absorption type identification system described here lies in the following. The interrogation signal is generated in a transmitter circuit. This creates noise components, which will become part of the interrogation signal. The level of those noise components is low, as measured -144 dBc / Hz at 1 kHz from the interrogation frequency and - 147 dBc / Hz at 2 kHz distance. This noise has no effect on the functioning of the label, but upon receipt of the label signal these noise signals are also present in the transmit / receive circuit. This noise thereby mixes with the label code signal, is also down-converted to the baseband in frequency, and finally passes through filters 41 and 42 into the baseband frequency region 51 of the label signal, and may eventually prevent proper demodulation of the data signal.

Dat betekent dat in de praktijk het ruisniveau van de zenderschakeling de grens stelt aan de gevoeligheid van de ontvanger.This means that in practice the noise level of the transmitter circuit limits the sensitivity of the receiver.

Hoewel de detectiegevoeligheid voor het hierboven beschreven identificatiesysteem volgens het absorptieprincipe voldoende is voor draagbare uitleesapparaten, is het het doel van de uitvinding een zodanige combinatie van zender, ontvanger en antennespoelen te verschaffen, dat een grotere ontvangergevoeligheid verkregen kan worden, wat kan leiden tot grotere identificatieafstanden, of grotere identificatiezekerheid, in het byzonder bij vast opgestelde uitlees-eenheden.Although the detection sensitivity for the above-described identification system according to the absorption principle is sufficient for portable readers, the object of the invention is to provide such a combination of transmitter, receiver and antenna coils that a greater receiver sensitivity can be obtained, which may lead to longer identification distances , or greater identification security, in particular with permanently installed read-out units.

Het uitgangspunt bij de uitvinding is dat de ontvangeringang niet rechtstreeks gekoppeld is aan de gecombineerde zend/ontvanganten-nespoel, maar hetzij gekoppeld is aan een eigen ontvangantennespoel, die een zodanige vorm heeft of zodanig opgesteld is ten opzichte van de zendantennespoel, dat de directe koppeling tussen de zendantennespoel en de ontvangantennespoel verminderd is, hetzij gekoppeld is via een koppelcircuit, duplexercircuit of richtingskoppelingscircuit aan een gemeenschappelijke zend/ontvangantennespoel, zodanig dat de ontvanger het ondervragingssignaal slechts in verzwakte vorm aangeboden krijgt.The starting point in the invention is that the receiver input is not directly coupled to the combined transceiver coil, but is either coupled to its own receiver antenna coil which is shaped or arranged relative to the transmit antenna coil so that the direct coupling between the transmit antenna coil and the receive antenna coil is reduced, or is coupled through a coupling circuit, duplexer circuit or directional coupling circuit to a common transmit / receive antenna coil, such that the receiver is presented with the interrogation signal in attenuated form only.

In het bijzonder heeft de uitvinding betrekking op bovengenoemde oplossing met een gescheiden ontvangantenne.In particular, the invention relates to the above-mentioned solution with a separate receiving antenna.

In figuur 9 is hiervoor het elektrische vervangingsschema getekend. De zendkring 11 is hierin aangegeven zoals de zend/ontvangkring 11 in figuur 2, evenals de labelkring 20. Daarbij is een separate ont-vangkring 30 getekend, bestaande uit een ontvangantennespoel L3, aangegeven met 31, zijn electrische verliesweerstand R3, aangegeven met 33, condensator C3, aangegeven met 32. Deze kring is wederom aangesloten op ontvangerschakeling 34, Tevens is de ontvanger verbonden met de zender om een referentiesignaal voor de produktdetec-tor in de ontvangerschakeling door te koppelen (doorverbinding 35).The electrical replacement scheme is shown in figure 9. The transmit circuit 11 is indicated herein as the transmit / receive circuit 11 in Fig. 2, as well as the label circuit 20. A separate receiving circuit 30 is shown, consisting of a receiving antenna coil L3, indicated by 31, its electrical loss resistance R3, indicated by 33, capacitor C3, denoted by 32. This circuit is again connected to receiver circuit 34. The receiver is also connected to the transmitter to couple a reference signal for the product detector in the receiver circuit (jumper 35).

Evenals in het Identificatiesysteem van de stand der techniek, zoals boven beschreven, wordt door zender 11 een magnetisch wisselveld Hl, aangegeven met 19, opgewekt, dat in fase is met de stroom II door zendspoel LI. De door veld Hl opgewekte inductiespanning V2 in labelspoel L2 zal wederom een secundaire stroom 12 doen lopen, wat weer een secundair magnetisch wisselveld H2, aangegeven met 18, veroorzaakt. Ook dit magnetisch veld loopt in fase 90 graden achter op het primaire veld, omdat inductiespanning V2 90 graden achter loopt op veld Hl, en doordat de labelkring in resonantie is zal de kringstroom in fase zijn met inductiespanning V2.As in the prior art identification system as described above, transmitter 11 generates an alternating magnetic field H1, designated 19, which is in phase with current II through transmit coil L1. The induction voltage V2 generated by field H1 in label coil L2 will again cause a secondary current 12 to flow, which in turn causes a secondary alternating magnetic field H2, indicated by 18. This magnetic field also lags 90 degrees behind the primary field in phase, because induction voltage V2 lags 90 degrees behind field Hl, and because the label circuit is in resonance, the circuit current will be in phase with induction voltage V2.

In de ontvangantennespoel L3 worden nu twee inductiespanningen opgewekt, namelijk V3, aangegeven met 36, dat veroorzaakt wordt door het secondaire veld H2, en dus 90 graden in fase achter loopt op dat veld, en V4, aangegeven met 37, dat gegenereerd wordt door het primaire veld Hl, en dus 90 graden in fase achter loopt op veld Hl. Maar de fases van het primaire en het secundaire veld waren 90 graden uit fase, zodat dan ook de inductiespanning V3 90 graden zal achter lopen op V4. De ontvangantennekring 30 is ook in resonantie op de frequentie van het ondervragingssignaal. Daardoor zullen als gevolg van de inductiespanningen kringstromen 13, 14 gaan lopen, in fase met de respectivelijke inductiespanningen V3 en V4. Daardoor worden spanningen opgewekt over condensator C3, aangegeven met 32, die 90 graden in fase achter lopen bij de kringstromen, die ze veroorzaken. Essentieel is echter dat het faseverschil tussen de spanning over C3, en dus aan de ontvangeringangsklemmen, veroorzaakt door het secondaire veld en de spanning opgewekt door het primaire veld, 90 graden bedraagt en onafhankelijk is van de eigenschappen van de ontvangantennekring 30.In the receiver antenna coil L3, two induction voltages are now generated, namely V3, indicated by 36, which is caused by the secondary field H2, and is thus 90 degrees behind phase in that field, and V4, indicated by 37, which is generated by the primary field Hl, and therefore 90 degrees behind phase Hl. However, the phases of the primary and secondary fields were 90 degrees out of phase, so that the induction voltage V3 will also be 90 degrees behind V4. The receiving antenna circuit 30 also resonates at the frequency of the interrogation signal. Therefore, as a result of the induction voltages, circuit currents 13, 14 will start to run, in phase with the respective induction voltages V3 and V4. Thereby, voltages are generated across capacitor C3, denoted by 32, which are 90 degrees in phase behind the circuit currents they cause. However, it is essential that the phase difference between the voltage across C3, and thus at the receiver input terminals, caused by the secondary field and the voltage generated by the primary field, be 90 degrees and independent of the characteristics of the receiver antenna circuit 30.

De constatering van het 90 graden faseverschil tussen het signaal dat van de label ontvangen wordt, en het signaal dat rechtstreeks van de zender, het ondervragingssignaal, ontvangen wordt, vormt de essentie van de uitvinding.The finding of the 90 degree phase difference between the signal received from the label and the signal received directly from the transmitter, the interrogation signal, is the essence of the invention.

Figuur 10 geeft een fasediagram van de spanningen V3 en V4. Het door de directe doorkoppeling ontstane spanning V4 is sterk dominant ten opzichte van het labelsignaal V3. Dat betekent dat de spanning V3 weinig invloed heeft op de amplitude van de resulterende spanning Vr. Omhullende detectie op het totale signaal Vr, dat op de ontvangeringangsklemmen aangeboden wordt, bijvoorbeeld met de diodedetec-tor uit figuur 4, zal aldus resulteren in weinig gevoeligheid. Het is daardoor niet zinvol hier een ontvangertype te kiezen van klassieke type zoals van het heterodyne type of van het rechtuit type, daar deze noodzakelijkerwijs het resulterende signaal Vr ontvangen en in zijn geheel versterken.Figure 10 shows a phase diagram of the voltages V3 and V4. The voltage V4 created by the direct coupling is strongly dominant with respect to the label signal V3. This means that the voltage V3 has little influence on the amplitude of the resulting voltage Vr. Envelope detection on the total signal Vr applied to the receiver input terminals, for example with the diode detector of Figure 4, will thus result in little sensitivity. Therefore, it makes no sense to choose a receiver type here of classic type such as of the heterodyne type or of the straight type, since they necessarily receive and amplify the resulting signal Vr.

Het ontvangertype van de synchrone directe conversie is echter wel toepasbaar. Figuur 11 geeft daarvan het principiële blokschema. Hét antennesignaal wordt in deze ontvanger aangeboden aan produktdetec-tor 45. Tevens wordt aan de produktdetector een referentiesignaal aangeboden, afkomstig uit de zender, en die in het fasedraaiernet-werk 46 zodanig in fase verschoven wordt, dat dit referentiesignaal in gelijke fase is met het ontvangen labelsignaal. Mathematisch is snel af te leiden dat in die situatie van gelijke fase de produktdetector een maximale output geeft. Juist als het faseverschil tussen ingangssignaal en referentiesignaal 90 graden bedraagt is de output van de produktdetector nul. Dat is het geval voor het direct doorgekoppelde ondervraagsignaal, inclusief de ruis die dit ondervraagsignaal bevat. Tevens is de output als gevolg van het labelsignaal dan onafhankelijk van het niveau van het direct doorgekoppelde ondervra-gingssignaal. De produktdetector, die verder functioneert als fre-quentieconvertor, gelijk aan de diodedetectorschakeling in het identificatiesysteem volgens het absorptieprincipe, converteert beide zijbandcomponenten van het labelsignaal naar de basisband, zoals dat ook voor de diode- en de schakeldetector is beschreven.However, the receiver type of the synchronous direct conversion is applicable. Figure 11 gives the basic block diagram of this. The antenna signal is presented in this receiver to product detector 45. A reference signal is also supplied to the product detector, originating from the transmitter, and which is shifted in phase in the phase shifter network 46 such that this reference signal is in equal phase with the received label signal. Mathematically, it is easy to deduce that in that situation of equal phase the product detector gives a maximum output. Precisely when the phase difference between input signal and reference signal is 90 degrees, the output of the product detector is zero. This is the case for the directly coupled interrogation signal, including the noise contained in this interrogation signal. Also, the output due to the label signal is then independent of the level of the directly linked interrogation signal. The product detector, which further functions as a frequency converter, similar to the diode detector circuit in the identification system according to the absorption principle, converts both sideband components from the label signal to the baseband, as has also been described for the diode and the switch detector.

De produktdetector wordt meestal uitgevoerd als een zogenaamd dub-belgebalanceerde mixercircuit. Deze circuits zijn zowel in passieve vorm, als in actieve vorm verkrijgbaar, de laatste vorm veelal als een geïntegreerd circuit. Ze bestaan uit vier schakelelementen, die zodanig gerangschikt zijn, dat zowel het ingangssignaal zelf, als ook het referentie- (schakel-)signaal niet aan de uitgang voorkomt.The product detector is usually designed as a so-called double-balanced mixer circuit. These circuits are available in both passive and active form, the latter usually as an integrated circuit. They consist of four switching elements, which are arranged in such a way that both the input signal itself and the reference (switching) signal do not occur at the output.

Deze ontvanger bestaat verder uit dezelfde delen als de reeds eerder beschreven ontvanger in het identificatiesysteem volgens de huidige stand der techniek en functioneert dan verder ook op identieke wijze.This receiver further consists of the same parts as the previously described receiver in the identification system according to the state of the art and further functions in an identical manner.

Een identificatiesysteem volgens de hier beschreven uitvinding wordt aangeduid met "het transmissietype".An identification system according to the invention described here is designated "the transmission type".

Het voordeel van een identificatiesysteem vólgens het transmissie principe is daarin gelegen dat de ruis van het ondervragingssignaal veel minder sterk in de ontvanger doordringt als gevolg van: 1. de zwakke koppeling tussen zendantennespoel en ontvangantenne-spoel 2. de ongevoeligheid van de fasesynchrone detectie aan de ontvanger ingang voor het direct doorgekoppelde signaal.The advantage of an identification system according to the transmission principle lies in the fact that the noise of the interrogation signal penetrates much less strongly into the receiver as a result of: 1. the weak coupling between the transmitting antenna coil and the receiving antenna coil 2. the insensitivity of the phase synchronous detection to the receiver input for the directly linked signal.

Daardoor wordt de gevoeligheid niet meer bepaald door deze zen-derruis, en kan de ontvanger aanzienlijk gevoeliger zijn. Als dat gecombineerd wordt met een sterker ondervragingssignaal kan de identificatïeafstand beduidend vergroot worden ten opzichte van wat met een absorptie identificatiestelsel mogelijk is. Deze grotere identificatie gevoeligheid kan ook omgezet worden in een grotere identificatiezekerheid in toepassingen bij, bijvoorbeeld, lopende band systemen.Therefore, the sensitivity is no longer determined by this transmitter noise, and the receiver may be considerably more sensitive. When combined with a stronger interrogation signal, the identification distance can be significantly increased from what is possible with an absorption identification system. This greater identification sensitivity can also be converted into greater identification security in applications in, for example, conveyor belt systems.

Claims

A radio frequency identification system consisting of one or more labels which can be read remotely, as described, for example, in applicant's patent application No. 9201116, characterized in that said label simultaneously inductively couples to a transmitter antenna coil, which has a magnetic interrogation interchange. field, and with a receive antenna coil, which forwards the radio frequency code signal 1 generated by the label to a receiver.

A radio frequency identification system according to claim 1, characterized in that the two transmitting and receiving antenna coils are mutually arranged such that the interrogation magnetic alternating field only partially, or not at all, couples with the receiving antenna coil.

Radio frequency identification system according to claim 1, characterized in that the transmitting antenna coil and / or the receiving antenna coil is / are such that the induction voltage generated by coupling the receiving antenna coil with the interrogation field is fully or partially compensated.

Radio frequency identification system according to one or more of Claims 1 to 3, characterized in that the receiver antenna coil is coupled to a product detector, in which the signals induced in the receiver antenna coil are multiplied by a reference signal, with the same frequency as that of the interrogation signal, or by a multiple or a sub-multiple thereof.

Radio frequency identification system according to claim 4, characterized in that the reference signal has a phase with respect to the interrogation signal such that the output signal of the product detector as a result of the interrogation signal, including noise components co-emitted with the interrogation signal, is minimal, while at the same time the output signal due to the code signal of the label is maximum.

6. Radio frequency identification system consisting of one or more labels which can be read remotely, for example according to the applicant's patent application 9201116, characterized in that the label concerned inductively couples to a transmit / receive antenna coil, which coil is connected to both a transmitter and as a receiver circuit via a coupling circuit, duplexer circuit or directional coupling circuit such that the direct coupling between the transmitter and the receiver is minimal, while at the same time the coupling between the transceiver antenna coil and the receiver circuit is optimal.

A radio frequency identification system according to claim 6, characterized in that the receiver antenna coil is coupled via one of the coupling circuits of claim 6 to a product detector, in which the signals induced in the receiver antenna coil are multiplied by a reference signal, with the same frequency as that of the interrogation signal, or with a multiple or a sub-multiple thereof.

Radio-frequency identification system according to claim 7, characterized in that the reference signal has a phase with respect to the interrogation signal such that the output signal of the product detector as a result of the interrogation signal, including noise components co-emitted with the interrogation signal, is minimal, while at the same time the output signal due to the code signal of the label is maximum.