NL9001962A - Gelijkspanning - gelijkspanning omzetter. - Google Patents

Description

De uitvinding betreft een gelijkspanning - gelijkspanning omzetter van het flyback-type. Dit type omzetter is bekend uit bijvoorbeeld "Philips application-information 469: Survey of converter circuits for switched mode power supplies" door H.E. Jansson, augustus 1974. Een veel gebruikt type omzetter is de zelfoscillerende flyback converter. Deze is bijvoorbeeld beschreven in publicatie "Flexible, low-cost, self-oscillating power supply concept using new ΕΊΌ 34 two-part coil former and 3C85 ferrite material" door G.M.Frey en J.A. Houldsworth, gepubliceerd in de "Proceedings of the eleventh international PCI 86 conference", juni 1986 München, pp 18-24.

In het algemeen zijn in dit type converter elektrostatische schermen nodig tussen de primaire en secundaire wikkelingen van de omzetter-transformator om de stoorspanning aan de ingang, zonder te hoge kosten, tot een acceptabel niveau te begrenzen. Tevens is een afzonderlijke "damp wikkeling" aan primaire zijde nodig, terwijl de steile flanken in het schakelsignaal hoogfrequente stoorspanningen aan secundaire zijde opwekken. Deze zijn weliswaar weg te filteren, doch effectieve filtering stelt zeer hoge eisen aan met name de lay-out. Dit leidt vaak tot hogere ontwerpkosten, terwijl de filters ook kostprijsverhogend werken.

Een type flyback-converter, waarbij deze steile schakelflanken worden vermeden en waarbij zonder gebruik van schermen de hoogfrequente stoorspanning aan zowel primaire, als secundaire zijde, zeer laag blijft, zodat de lay-out onkritisch is en de ontwerpkosten laag kunnen blijven, is bekend uit publicatie EUR 0105541. Hier vormen primaire zelfinductie en een bewust groot gekozen lek-zelfinductie van de flyback transformator, tesamen met een over de schakel- transistor geschakelde resonantiecondensator, een resonantiekring, waardoor de dV/dt zeer laag blijft, te weten, minder dan 200V/psec bij een werkfrequentie van 35 KHz, tegen 1000V/Msec. tot 5000V/psec. bij converters, die met blokvormige signalen werken (uiteraard bij dezelfde frequentie). De uit publicatie EUR 105541 bekende converter werkt tevens met "zero-voltage switching", hetgeen betekent, dat de halfgeleiderschakelaar pas wordt ingeschakeld als de spanning erover nul is geworden en de schakelverliezen bij inschakelen worden geëlimineerd. Voorts zijn er geen zogenaamde snubber-verliezen en zijn de uitschakelverliezen zeer laag door de genoemde lage dV/dt.

Door een zorgvuldige dimensionering van het circuit kan bij een ingangsspanning van 200V-400V gelijkspanning, gebruikelijk bij ge-lijkrichting en afvlakking van 220V-240V AC nominale netwisselspan-ning, de piekspanning over het schakelelement beneden 1250V worden gehouden, waarbij tevens de effectieve stromen beperkt blijven.

Deze hoge piekspanning is algemeen bij "zero-voltage switching" resonante converters, zie bijvoorbeeld de publicatie "Zero-voltage switching techniques in DC-DC converter circuits" door Fred C. Lee, in "Technical Papers of the second international high frequency power conversion Conference", 21-23 april 1987 Washington DC, in het bijzonder blz 39. Deze hoge spanning maakt dat bipolaire schakel-transistoren moeten worden toegepast, die een sperspanning van 1500V moeten kunnen verdragen, hetgeen bij de huidige stand der techniek een beperking van het maximumuitgangsvermogen tot 500W inhoudt, bij gebruik van commercieel verkrijgbare transistoren. Het parallelscha-kelen van dit soort transistoren geeft problemen vanwege de niet exact gelijke schakeltijden, terwijl de schakeltijden dusdanig zijn, dat niet een zeer hoge werkfrequentie kan worden toegepast.

Het doel van de uitvinding is de vervaardiging van een converter mogelijk te maken, waarbij de dV/dt beperkt blijft, zodat er weinig hoogfrequente storing wordt opgewekt, maar waarbij toch de piekspan- ning over het schakelelement beperkt blijft. Hierdoor kunnen commercieel verkrijgbare power MOSFET's worden toegepast, terwijl de primaire halfgeleiderschakelelementen met "zero-voltage switching" blijven werken, waardoor de schakelverliezen ook bij gebruik van hoge schakelfrequenties beperkt blijven. Verder kunnen ter verhoging van het uitgangsvermogen, MOSFET's eenvoudig parallel worden geschakeld.

Genoemd doel wordt bereikt door gebruik te maken van de topologie van publicatie EUR 105541, waarbij echter via een tweede halfgelei-derschakelelement een tweede condensator parallel wordt geschakeld aan de resonantiecondensator, welke condensator een aanzienlijk grotere capaciteit heeft dan die van de resonantiecondensator en welke de piekspanning over het schakelelement aanzienlijk beperkt, te weten, tot een waarde in de orde van grootte van de ingangsspan-ning. Deze condensator zal verder als clipcondensator worden aangeduid.

De uitvinding zal nu nader worden beschreven aan de hand van tekeningen, waarin achtereenvolgens is weergegeven:

Fig. 1 toont een blokschema van de omzetter volgens de uitvinding; Fig. 2 toont een vervangschema voor het vermogensgedeelte;

Fig. 3 toont optredende spanning- en stroomvormen;

Fig. 4 toont een mogelijke uitvoeringsvorm van de regeling;

Fig. 5 toont bij fig. 4 behorende regelkarakteristieken;

Figuur 1 toont het volgende:

De ingangsgelijkspanning wordt aangeboden op klemmen 41 en 42. Tussen deze klemmen kan een ontkoppelcondensator 1 zijn geschakeld. De spanning wordt bij netgevoede converters verkregen door de net-wisselspanning gelijk te richten en af te vlakken. De converter is van het flyback type, dat wil zeggen, dat schakelelement 21 en ge-lijkrichters 13 en 15 beurtelings in geleiding zijn. De koppelfactor tussen het stelsel onderling goed gekoppelde wikkelingen 8, 9, 10 enerzijds en het stelsel 11, 12 anderzijds van transformator 7, is bewust betrekkelijk laag gehouden. Hierbij is de op primaire spoel 8 betrokken lekzelfinductie van dezelfde orde van grootte; tot één derde van de zelfinductie van spoel 8. Verder is een resonantiecon-densator 22 aangebracht, terwijl een halfgeleiderschakelelement 5 in de sperfase van 21, wikkeling 8 met condensator 6 verbindt.

De werking zal nu worden beschreven aan de hand van het vervang-schema van fig. 2 en de golfvormen zoals weergegeven in fig. 3.

In fig. 2 stelt de zelfinductie 23 de zelfinductie van spoel 8 uit fig. 1 voor. Zelfinductie 24 is de op spoel 8 betrokken lekzelfinductie t.o.v. wikkelingen 11 en 12, terwijl condensator 26 en belasting 27 de naar primaire zijde getransformeerde en samengevoegde capaciteiten 14 , 16 en belastingen 17, 18 voorstellen.

In fig. 3a is de situatie direct na het starten weergegeven, als de afvlakcondensator 26 nog vrijwel niet geladen is; in fig. 3b. de situatie bij vollast en gestabiliseerde uitgangsspanning; in fig. 3c de situatie bij nullast. Op tijdstip t^ wordt halfgeleiderschakelaar 21 gesloten. Op tijdstip t3 gaat halfgeleiderschakelaar 21 uit geleiding. De positieve stroom i23 laadt nu condensator 22 en na enige tijd komt diode 25 in geleiding en gaat er een stroom via zelfinductie 24 lopen. Op tijdstip t^ komt de diode van halfgeleiderschakelaar 5 in geleiding. De stroom in zelfinductie 24 neemt in interval t^ - t^, bij benadering, lineair met de tijd toe; de stroom in zelfinductie 23 neemt in dit interval lineair met de tijd af en wisselt van teken. Op tijdstip t^ opent schakelaar 5 weer. Bij een stabiele toestand stelt de condensatorspanning van 6 zich zodanig in, dat de gemiddelde stroom door schakelaar 5 nul is. Tussen tijdstip t5 en t^ wordt condensator 22 weer omgeladen en vanaf tijdstip t^ is halfgeleiderschakelaar 5 zodanig ingesteld, dat de topwaarde van de spanning op condensator 22 juist één diodedrempel boven de gestabiliseerde spanning op condensator 23 ligt. De ontwerp-parame-ters voor de converter worden nu zo gekozen, dat zowel bij het starten, als de spanning over condensator 26 van nul naar de gestabili seerde waarde oploopt, als bij werken in gestabiliseerd bedrijf, de spanning over condensator 22 na t^ weer tot nul ( of vrijwel tot nul) wordt omgeladen, voordat (de diode van) schakelaar 21 in geleiding komt. Alleen op deze wijze heeft de schakeling een zeer hoog rendement en blijven de schakelverliezen in de halfgeleiderschake-laar 21 tot een uiterst minimum beperkt. De capaciteit van condensator 6 zal hierbij drie- tot tienmaal groter zijn, dan die van condensator 22 en de zelf inductie van 24 zal ongeveer één vijfde tot éénmaal die van 23 zijn, terwijl de naar de primaire getransformeerde uitgangsspanning U* één derde tot éénmaal de ingangsspanning S 60 is. De converter kan ook worden gevoed met een niet afgevlakte gelijkspanning. Hierbij kan dan de geleidingstijd van schakelaar 21 zó geregeld worden, dat het net, waaruit de gelijkspanning door gelijk-richting wordt verkregen, Ohms wordt belast. In dit geval kan de verhouding tussen getransformeerde uitgangsspanning U* en in- S 60 gangsspanning tot een factor dertig oplopen.

Na tijdstip t,. heeft de stroom in lekzelfinductie 24 de neiging zeer snel af te nemen door de relatief hoge tegenspanning erover. Deze is typisch vijfmaal hoger dan de spanning in interval t^ - t,.. Een voldoende hoge stroom in zelf inductie 23 op tijdsrip t<. kan er nu voor zorgen, dat de spanning over condensator 22 kan ompolen, zodat "zero-voltage switching" van halfgeleiderschakelaar 21 wordt gewaarborgd. Een voldoende hoge stroom in zelfinductie 23 kan worden bereikt door het tijdsinterval t^ - t,. voldoende lang te maken.

De eenvoudigste wijze van starten is die, waarbij de maximumstroom door schakelaar 21 wordt begrensd, dat wil zeggen, dat telkens als een bepaalde maximumstroom door het schakelelement wordt gemeten, bijvoorbeeld door de spanning over 3 te meten, de schakelaar 21 door stuurschakeling 2 wordt uitgeschakeld.

Een mogelijke uitvoeringsvorm voor de regeling is gegeven in fig. 4, de bijbehorende regelkarakteristieken in fig. 5, voor het geval er een constante uitgangsspanning bij wisselende uitgangsbelasting en ingangsspanning wordt gewenst.

De regelaar 19 vergelijkt de gewenste waarde van de uitgangsspanning met de werkelijke waarde. Als de werkelijke waarde de gewenste waarde overschrijdt, wordt een signaal via optocoupler 20 gegeven, dat groter is, naarmate de (geïntegreerde) afwijking tussen gewenste en werkelijke waarde groter is.

De regelversterker kan volgens de gebruikelijke ontwerpmethoden worden berekend en bijvoorbeeld van het PID-type zijn. Deze kan zó worden gedimensioneerd, dat de regellus onder alle combinaties van ingangsspanning en uitgangsspanning, stabiel is, terwijl de statische en dynamische afwijkingen van de uitgangsspanningen minimaal zijn. Het terugkoppelsignaal, dat via optocoupler 20 aan stuurscha-keling 2 wordt gegeven, stelt nu de waarde van de stroom in waarbij de schakelaar 21 wordt uitgeschakeld en regelt de piekspanning van U22 volgens een karakteristiek als aangegeven in fig. 5. Bij maximum i^k is de converter ingesteld op minimumvermogen en is ongeveer gelijk aan de gestabiliseerde spanning ü* . Deze regelfunctie is s 00 in fig. 4 als volgt gerealiseerd:

Flip flop 37 stuurt schakelaar 21. Aan het eind van de neergaande flank van de wisselspanning op hulpwikkeling 10 (signaal aw), die in fase is met de spanning op wikkeling 8, dus op tijdstip t^, geeft pulsvormer 38 een set-signaal aan de flip-flop, waardoor de gate-sturing "g" voor M0SFET 21 hoog gaat. Zodra de stroom door 21, gemeten via weerstand 3 en binnenkomend via signaal cs, een door de feedback stroom i^ bepaalde waarde overschrijdt, genereert comparator 36 een reset impuls, en gaat de gate-sturing "g" laag.

Na het ompolen van de spanning over condensator 22 komt de diode van M0SFET 5 in geleiding en wordt, via hulpwikkeling 9 en weerstand 40, ook de gate-sturing van M0SFET 5 hoog. Op de opgaande flank van het signaal op hulpwikkeling 10 wordt een vertragingsschakeling 34 gestart. Deze geeft, op een door regelversterker 33 bepaalde tijd na het starten, via signaal off en pulstransformator 4 een afschakel-impuls aan M0SFET 5. Hierna poolt de spanning over condensator 22 om en valt ook de sturing via hulpwikkeling 9 weg.

De regellus, bestaande uit 28, 29, 30, 31, 32, 33 en 34, beïnvloedt nu de geleidingsduur van 5 zodanig, dat de gewenste topwaarde van l>22 wordt bereikt. Hierbij is de spanning over hulpwikkeling 10 een maat voor de spanning over wikkeling 23. Een verkorting van de geleidingsduur van MOSFET 5 leidt tot een hogere piekwaarde van na een verlenging van de geleidingsduur, tot een lagere piekwaarde. De resonantiecondensator 22 en de condensator 6 kunnen zowel met de positieve ingangklem 41, als met de negatieve ingangvoedingsklem 42, worden verbonden. Om een meer optimale aanpassing van spanningsniveaus mogelijk te maken, kan het schakelelement 21 of het schakel-element 5 ook worden verbonden met een aftakking van wikkeling 8 of met een goed met wikkeling 8 gekoppelde extra wikkeling.

De voeding van de stuurschakeling kan op bekende wijze van het "bootstrop" type zijn. Via een hoogohmige weerstand 40 wordt een condensator 41 opgeladen. Na bereiken van een zeker spanningsniveau schakelt blok 39, dat eerst sperde, door en wordt ook condensator 42 geladen. Vervolgens wordt de schakeling via de dan werkende converter gevoed uit hulpwikkeling 10, waarvan de spanning door diode 43 gelijkgericht wordt.

Claims (6)

1. Gelijkspanning - gelijkspanning omzetter, bestaande uit twee gelijkspanningsingangsklemmen (41, 42), waarop een voedingsspanning wordt aangeboden en waartussen een serieschakeling van een primaire wikkeling (8) van de omzettertransformator en een hoofd-halfgeleiderschakelelement (21) zijn aangebracht, terwijl tussen het knooppunt van genoemde primaire wikkeling (8) en hoofdhalfge-leiderschakelelement (21) enerzijds en de positieve en/of negatieve voedingsklera anderzijds, één of meer resonantie condensatoren zijn aangebracht, terwijl de transformator verder één of meer secundaire wikkeling(en) heeft, waarmee gelijkrichters en afvlakcondensatoren zijn verbonden, terwijl op de afvlakcondensa-toren belastingen kunnen worden aangesloten, waarbij de secundaire wikkeling(en) bewust slecht zijn gekoppeld met de primaire wikkeling, en de gelijkrichters zo zijn aangebracht, dat deze in geleiding zijn als het hoofdhalfgeleiderschakelelement uit geleiding is, met het kenmerk, dat een serie schakelingen van een hulphalfgeleiderschakelelement (5) en een clipcapaciteit (6) is aangebracht, die enerzijds is verbonden met één der voedingsklem-men en anderzijds met het knooppunt van de primaire wikkeling en het hoofdhalfgeleiderschakelelement of met een aftakking van de primaire wikkeling of met een afzonderlijke, goed met de primaire wikkeling gekoppelde wikkeling, waarbij het hoofdhalfgeleider-schakelelement en het hulphalfgeleiderschakelelement beurtelings en niet-overlappend, in geleiding zijn.

2. Omzetter volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de clipcapaciteit bestaat uit één of meer condensatoren, die elk met één aan sluiting aan de positieve en/of negatieve voedingsklem zijn aangesloten.

3. Omzetter volgens conclusie 1 of 2, met het kenmerk, dat de converter zó is gedimensioneerd, dat onder alle belastingsomstandigheden, inclusief kortsluiting van de uitgangsklemmen en ingangs-spanningen, die in bedrijf kunnen optreden, het hulphalfgeleider-schakelelement pas in geleiding komt als de spanning erover tot nul of in ieder geval tot een spanning, die veel lager is dan de voedingsspanning, is teruggeslingerd, en dat het hoofdhalfgelei-derschakelelement pas in geleiding wordt gebracht als de spanning daarover tot nul of in ieder geval tot een spanning, die veel lager is dan de voedingsspanning, is teruggeslingerd, dat wil zeggen, dat zowel voor het hulphalfgeleiderschakelelement als voor het hoofdhalfgeleiderschakelelement "zero-voltage switching" wordt toegepast.

4. Omzetter volgens conclusie 1, 2 of 3, met het kenmerk, dat het doorgegeven vermogen van de omzetter wordt geregeld door het stroomniveau, waarbij hoofdhalfgeleiderschakelelement 21 uit geleiding wordt gebracht, te variëren, dat wil zeggen, current-mode control toe te passen voor het hoofdhalfgeleiderschakelele-ment.

5. Omzetter volgens conclusie 4, met het kenmerk, dat de piekspan-ning over de primaire wikkeling van de omzettertransformator in de geleidingsperiode van het hulphalfgeleiderschakelelement wordt geregeld door de geleidingsduur van het hulphalfgeleiderschakelelement te variëren.

6. Omzetter volgens conclusie 5, waarbij de uitgangsspanning wordt gestabiliseerd, met het kenmerk, dat voor de regeling simultaan de waarde van de stroom waarbij het hoofdhalfgeleiderschakelele-ment wordt uitgeschakeld èn de hoogte van de piekspanning over de primaire wikkeling van de omzettertransformator worden beïnvloed.