NL8301950A - ELECTRONIC CHAIN. - Google Patents
ELECTRONIC CHAIN. Download PDFInfo
- Publication number
- NL8301950A NL8301950A NL8301950A NL8301950A NL8301950A NL 8301950 A NL8301950 A NL 8301950A NL 8301950 A NL8301950 A NL 8301950A NL 8301950 A NL8301950 A NL 8301950A NL 8301950 A NL8301950 A NL 8301950A
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- transistor
- emitter
- input
- transistors
- output
- Prior art date
Links
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 8
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 239000000872 buffer Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 101000577180 Aspergillus oryzae (strain ATCC 42149 / RIB 40) Neutral protease 2 Proteins 0.000 description 1
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 235000013405 beer Nutrition 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000005422 blasting Methods 0.000 description 1
- 239000007853 buffer solution Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 239000000411 inducer Substances 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3084—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in receivers or transmitters for electromagnetic waves other than radiowaves, e.g. lightwaves
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid-state elements
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
- H04B10/6931—Automatic gain control of the preamplifier
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
C - _ Μ tC - _ Μ t
t VO U7kUt VO U7kU
Elektronische keten.Electronic chain.
, De uitvinding heeft "betrekking op een elektronische keten.The invention relates to an electronic chain.
In een lichtgeleidingspulstransmissiestelsel wordt gebruik gemaakt van brede-bandherhalingsVersterkers voor het regenereren van signalen teneinde de pulsdemping te overwinnen, die in de lichtgeleiding 5 optreedt. Omdat de stels els ignaalniveaus variëren tengevolge van veroudering van componenten en veranderingen in de omgevingstemperatuur, is het van nut in de herhalingsversterkers een automatische versterkings-regeling toe te passen. De bandbreedte van het lichtgeleidingsstelsel is 20 groot, dat het ontwerpen van een lineaire versterker met een auto-10 matische versterkingsregeling vele problemen met zich mede brengt. Eén probleem is het ontwerpen van. een besturingsketen, welke met een gelijkmatige regelkarakteristiek en over een zeer uitgestrekte frequentieband werkt. .In a light guide pulse transmission system, wideband repeaters are used to regenerate signals in order to overcome the pulse damping that occurs in the light guide 5. Since the systems vary signal levels due to component aging and ambient temperature changes, it is useful to use automatic gain control in the repeaters. The bandwidth of the light guide system is large, which involves many problems in designing a linear amplifier with an automatic gain control. One problem is designing. a control circuit which operates with a uniform control characteristic and over a very wide frequency band. .
Volgens de uitvinding omvat een keten eerste en tweede onderling 15 verbonden transistoren met tegengesteld geleidingstype, waarbij de eerste transistor met een eerste geleidingstype volgens een gemeenschappe-lijke-collectorconfiguratie is verbonden en de tweede transistor met een tweede geleidingstype volgens een gemeenschappelijke-emitterconfigu-ratie is verbonden, organen, welke de base-emitterjuncties van de eer-20 ste en tweede transistoren met elkaar koppelen teneinde daarover in hoofdzaak dezelfde doorlaatspanning te onderhouden met een geringe in-gangsverschuiving, en organen in de emitterketen van de eerste transistor om in de emitter-collectorbaan van de eerste transistor een rust-stroom te voeren teneinde transconductantie van de tweede transistor 25 te bepalen.According to the invention, a circuit comprises first and second interconnected transistors of opposite conductivity type, the first transistor having a first conductivity type connected in a common collector configuration and the second transistor having a second conductivity type in a common emitter configuration. connected means which couple the base emitter junctions of the first and second transistors together to maintain substantially the same forward voltage across them with a small input shift, and means in the emitter circuit of the first transistor to enter the emitter collector path of the first transistor to carry a quiescent current to determine transconductance of the second transistor 25.
Volgens de uitvinding omvat de keten voorts organen voor het ontvangen van een ingangssignaal, een ingangstransistor met een eerste geleidingstype, welke voor werking in een gemeenschappelijke collector-configuratie is verbonden, waarbij de ontvangorganen met de basis van 30 de ingangstransistor zijn verbonden, organen voor het overdragen van 8301950According to the invention, the circuit further comprises means for receiving an input signal, an input transistor of a first conductivity type, which is connected for operation in a common collector configuration, the receiving means being connected to the base of the input transistor, means for transfer from 8301950
* V* V
- 2 - een uit gangs signaalst room, een uitgangstransistor met een tveede geleidingstype, welke voor werking volgens een gemeenschappelijke-emitter-canfiguratie is verbonden, waarbij de overdrachtsorganen met de collector van de uitgangstransistor zijn verbonden, organen, die de basis van 5 de ingangstransistor met de emitter van de uitgangstransistor koppelen om over de basis-emitterjuncties van de ingangs- en uitgangstransistoren in hoofdzaak dezelfde spanning te onderhouden, en organen*, die een emitter aan de ingangstransistor met de basis van de uitgangstransistor verbinden om een signaal uit de ingangstransistor naar de uitgangstransis-10 tor over te dragen en de transconductantie van de uitgangstransistor te bepalen.- 2 - an output signal current, an output transistor with a second conductivity type, which is connected for operation according to a common-emitter configuration, the transfer means being connected to the collector of the output transistor, means which are the base of the input transistor to the emitter of the output transistor to maintain substantially the same voltage across the base-emitter junctions of the input and output transistors, and means * connecting an emitter at the input transistor to the base of the output transistor to transmit a signal from the input transistor to transfer the output transistor and determine the transconductance of the output transistor.
Verder omvat een keten volgens de uitvinding organen voor het ontvangen van een ingangssignaalstroom, eerste en tweede ingangstran-sistoren met resp. een eerste en tweede geleidingstype, welke elk zijn 15 ingericht voor een werking volgens een gemeenschappelijke-colleetorcon-figuratie, waarbij de ontvangorganen met de bases van de eerste en tweede ingangstransistoren zijn verbonden, organen voor het overdragen van uitgangssignaalstrcanen, eerste en tweede uitgangstransistoren met resp. het tweede en eerste geleidingstype, die elk bestemd zijn om volgens 20 een gemeenschappelijke-emitterconfigurati-e te werken, waarbij de overdrachtsorganen zijn verbonden met de collectors van de eerste en tweede uitgangstransistoren, organen, die de emitters van de eerste en tweede uitgangstransistoren met elkaar verbinden, en organen, die de emitter van de eerste ingangstransistor met de basis van de eerste uit-25 gangstransistor, en de emitter van de tweede ingangstransistor met de basis van de tweede uitgangstransistor verbinden om een signaalstroom uit de respectieve eerste en tweede ingangstransistoren aan de eerste en tweede uitgangstransistoren toe te voeren in responsie op ruststro-men van de eerste en tweede ingangstransistoren teneinde de transcon-30 ductantie van de eerste en tweede uitgangstransistoren te bepalen.Furthermore, a circuit according to the invention comprises means for receiving an input signal current, first and second input transistors with resp. a first and second conductivity type, each of which is arranged for operation according to a common-collector configuration, wherein the receiving members are connected to the bases of the first and second input transistors, means for transmitting output signal transceivers, first and second output transistors, respectively . the second and first conductivity types, each of which is intended to operate according to a common-emitter configuration, the transfer members being connected to the collectors of the first and second output transistors, members connecting the emitters of the first and second output transistors and means connecting the emitter of the first input transistor to the base of the first output transistor, and the emitter of the second input transistor to the base of the second output transistor to transmit a signal current from the respective first and second input transistors to the supplying first and second output transistors in response to quiescent currents of the first and second input transistors to determine the transconductance of the first and second output transistors.
De uitvinding zal onderstaand nader worden toegelicht onder verwijzing naar de tekening. Daarbij toont: fig.1 een schema van een keten volgens de uitvinding; fig.2 een schema van een andere keten volgens de uitvinding; 35 fig.3 een schema van weer ëen andere keten volgens de uitvin- 8301950 - 3 - ding; en fig'k een transconduetantieregelkarakteristiek.The invention will be explained in more detail below with reference to the drawing. In these drawings: Fig. 1 shows a diagram of a chain according to the invention; Fig. 2 shows a diagram of another chain according to the invention; Fig. 3 is a diagram of yet another circuit according to the invention 8301950-3; and Figure 1 shows a transconductance control characteristic.
Zoals uit fig.1 blijkt, omvat een versterkerketen 10, welke met succes als een monolytische geïntegreerde keten kan worden vervaar-5 digd, twee bipolaire transistoren 11 en 12 met tegengesteld geleidings-type. De inrichtingen 11 en 12 kunnen een willekeurige van een uitgestrekt gebied van bedrijfskarakteristieken hebben. Zij kunnen zeer snelle inrichtingen zijn voor werking in het mierogolffrequentiegebied ten gebruike bij een keten, welke b.v. is opgenomen in een lichtgelei-10 dingspulstransmissiestelsel. Voor een andere toepassing, waarbij een werking in een lager frequentiegebied plaatsvindt, kunnen de inrichtingen of de genoemde zeer snelle inrichtingen of trage inrichtingen zijn.As shown in FIG. 1, an amplifier circuit 10, which can be successfully manufactured as a monolytic integrated circuit, comprises two bipolar transistors 11 and 12 of opposite conductivity type. The devices 11 and 12 may have any of a wide range of operating characteristics. They can be very fast devices for operation in the morph wave frequency range for use with a chain, e.g. is included in a light-conducting pulse transmission system. For another application, in which an operation takes place in a lower frequency range, the devices or said very fast devices may be slow devices.
Door gebruik te maken van de zeer snelle inrichtingen, kan de keten 10 worden toegepast als een versterker met hetzij een constante 15 hetzij een variabele transconductantie in een transmissiestelsel met grote capaciteit, zoals het eerder genoemde lichtgeleidingspüstransmis-siestelsel. Dit stelsel kan een stelsel met een geringe lengte of een grotere lengte zijn.Using the very fast devices, the circuit 10 can be used as an amplifier with either a constant 15 or a variable transconductance in a high capacity transmission system such as the aforementioned light guide pulse transmission system. This system can be a system of a short length or a longer length.
Een PNP-ingangstransistor 11 is volgens een gemeenschappelijke-20 collectorconfiguratie verbonden en is zodanig voorgespannen, dat deze in het normale in de doorlaatrichting voorgespannen bedrijfsgebied daarvan werkt. Een voorspanningsbron 13 met negatieve polariteit is direct met de collector van de ingangstransistor 11 verbonden. Een voorspanningsbron ik met positieve polariteit is via een ruststroombron 18 25 met de uitgangsemitterelektrode van de transistor 11 verbonden. De bron 18 kan een constante-stroombron of een variabele-stroombron zijn.A PNP input transistor 11 is connected in a common collector configuration and biased to operate in its normal forward biased operating region. A negative polarity bias voltage source 13 is directly connected to the collector of the input transistor 11. A positive polarity bias source I is connected to the output emitter electrode of transistor 11 through a quiescent current source 18. The source 18 can be a constant current source or a variable current source.
De stroombron 18 bevindt zich in de emitterketen van de ingangstransistor 11 voor het leveren van de ruststroom 1^ aan de emitter-collector-baan van de transistor. De belasting, welke direct met de emitter van 30 de ingangstransistor is verbonden, is de basis-emitteringangsketen van de transistor 12.The current source 18 is located in the emitter circuit of the input transistor 11 to supply the quiescent current 1 ^ to the emitter-collector path of the transistor. The load directly connected to the emitter of the input transistor is the base emitter input circuit of transistor 12.
De ruststroom I.Q voor de PHP-transistor 11 wordt vanuit de positieve bron 1k via de ruststroombron 18 en de emitter-eollectorbaan van de transistor 11 aan de negatieve bron 13 toegevoerd. Aangezien de be-35 lasting de basis-emitterketen van de transistor 12 is, is de aan deze 830195" f - k - belasting toegevoerde ruststroom gering en kan deze bij de bier geldende omschrijving worden verwaarloosd.The quiescent current I.Q for the PHP transistor 11 is supplied from the positive source 1k through the quiescent current source 18 and the emitter-collector path of the transistor 11 to the negative source 13. Since the load is the base emitter circuit of transistor 12, the quiescent current applied to this 830 195 "f - k load is small and can be neglected in the beer description.
De ingangstransistor 11 werkt als een spanningsvolginrichting of . een spanningsbufferinricbting met de eenheids ver sterking, waarbij een 5 ingangssignaalbron 20, die met de ingangsbasiselektrode is verbonden,' aan de basis een spanning toevoert* Derhalve ontvangt de basis van de transistor Π ingangssignalen, die aan de keten 10 worden toegevoerd.The input transistor 11 acts as a voltage tracking device or. a voltage buffer device with the unit gain, wherein an input signal source 20, which is connected to the input base electrode, supplies a voltage to the base. Thus, the base of the transistor receives input signals which are applied to the circuit 10.
De bron 20 omvat een ingangssignaalstroom.bron 21, welke door een weerstand 22 is overbrugd in een parallelcombinatie, die tussen een aard-10 referentie 23·en de basis van de transistor 11 is verbonden. De ingangs-verschuiving, welke een gevolg is van de basisstroom van. de transistor 11 via de weerstand 22, is klein en kan hier worden verwaarloosd.The source 20 comprises an input signal current source 21, which is bridged by a resistor 22 in a parallel combination, which is connected between a ground reference 23 and the base of the transistor 11. The input shift resulting from the base current of. the transistor 11 via the resistor 22 is small and can be neglected here.
Tijdens het bedrijf reageert de spanningsvolginrichting bestaande uit de transistor 11 op een ingangssignaalspanning V^, welke door 15 de bron 20 wordt opgewekt en aan de basis van de transistor 11 wordt toegevoerd. In verband met de spanningsvolgconstructie, treedt dezelfde signaalspanning op de uitgangsemitterelektrode van de transistor 11 op. Een emittersignaalstroom wordt over de emitter-collectorbaan gevoerd. Deze stroom is de signaalbasisstroom van de transistor 12 en deze 20 stroom is derhalve gering.During operation, the voltage tracking device consisting of the transistor 11 responds to an input signal voltage V1, which is generated by the source 20 and is applied to the base of the transistor 11. In connection with the voltage tracking construction, the same signal voltage occurs on the output emitter electrode of the transistor 11. An emitter signal current is passed over the emitter-collector path. This current is the signal base current of transistor 12, and this current is therefore small.
Voor de gemeensehappelijke-collectorconfiguratie van de transistor 11 is de ingangsimpedantie groot en bij benadering gelijk aan de beta van dectransistor 11 vermenigvuldigd met de ingangs impedantie van de gemeenschappelijke-emitterbelastingsweerstand 12.For the common collector configuration of the transistor 11, the input impedance is large and approximately equal to the beta of the transistor 11 multiplied by the input impedance of the common-emitter load resistor 12.
25 Een parasitaire collectorjunctiecapaciteit, welke tussen de ba sis en de collector van de transistor 11 aanwezig is, heeft een minimale invloed op de lineaire breedbandkarakteristiek van de keten 10.A parasitic collector junction capacitance, which is present between the base and the collector of transistor 11, has a minimal influence on the linear broadband characteristic of circuit 10.
Een dergelijke parasitaire capaciteit treedt op tussen het ingangs-knooppunt op de basis van de transistor 11 en het gemeenschappelijke 30 knooppunt op de referentiepotentiaal van de bron 13. Er vindt geen effectieve vermenigvuldiging van de capaciteit plaats wanneer de stroom, welke over de belastingsimpedantie wordt gevoerd, varieert.Such parasitic capacitance occurs between the input node on the base of the transistor 11 and the common node on the reference potential of the source 13. There is no effective multiplication of the capacitance when the current passing across the load impedance , varies.
Een NPÏÏ-uitgangstransistor 12 is volgens een gemeenschappelijke-emitterconfiguratie verbonden en is zodanig voorgespannen, dat deze 35 in het normale in de doorlaatrichting voorgespannen·bedrijfsgebied daar- 8301950 Λ - 5 - van werkt. De emitter van de uitgangstransxstor 12 is direct met de aardreferentie 23 verbonden. Een voorspanningsbron 1¾ met positieve polariteit is via een ruststroombron 25 met de uitgangscollectorelek-trode van de transistor 12 verbonden. Een blasting 28 is tussen de 5 collector van de transistor 12 en de aardreferentie 23 verbonden.An NPII output transistor 12 is connected in a common-emitter configuration and is biased to operate normally in the forward biased operating region thereof. The emitter of the output transistor 12 is directly connected to the ground reference 23. A positive polarity bias source 1¾ is connected to the output collector electrode of transistor 12 through a quiescent current source 25. A blasting 28 is connected between the collector of the transistor 12 and the ground reference 23.
De rust stroom nl^ voor de HPN-transistor 12 wordt vanuit de positieve bron 1U via de ruststroombron 25 en de collector-emitterbaan van de transistor 12 naar de aardreferentie 23 gevoerd.The quiescent current n1 for the HPN transistor 12 is fed from the positive source 1U through the quiescent current source 25 and the collector-emitter path of the transistor 12 to the ground reference 23.
• Omdat de ingangstransistor 11 als een spanningsvolginrichting 10 werkt, treedt de ingangssignaalspanning V^, welke door de bron 20 wordt toegevoerd, op de emitter van de transistor 11 en over de basis-emitter junctie van de uitgangstransxstor 12 op. Voor zowel de voorspan-ning als bet signaal, zijn de spanningen over de basis-emitterjuncties van de transistoren 11 en 12 in hoofdzaak identiek omdat de emitter van 15 de transistor 11 met de basis van de transistor 12 is verbonden en omdat zowel de basis van de transistor 11 als de emitter van de transistor 12 op aarde zijn betrokken. De spanningen verschillen slechts met de spanning over de bronweerstand 22, welke, zoals reeds is vermeld, klein is.Since the input transistor 11 acts as a voltage tracking device 10, the input signal voltage V1 supplied by the source 20 occurs on the emitter of the transistor 11 and over the base-emitter junction of the output transistor 12. For both the bias and the signal, the voltages across the base-emitter junctions of transistors 11 and 12 are essentially identical because the emitter of transistor 11 is connected to the base of transistor 12 and because both the base of the transistor 11 are involved as the emitter of the transistor 12 on ground. The voltages differ only with the voltage across the source resistor 22, which, as already mentioned, is small.
20 Tijdens het bedrijf wordt de amplitude van een uitgangssignaal- stroom I uit de transistor 12 bepaaldidoor de ruststroam van de transistor 11 om de volgende redenen. De stroom I is gelijk aan de ingangs signaalspanning als toegevoerd aan de transistor 12, verme nigvuldigd met de transconductantie g^ daarvan, welke wordt "gedefini-25 eerd als g^ = ^ . In deze uitdrukking is q de lading van een elektron, S de constante van Boltzman en T de absolute temperatuur. De stroom I = nl^-I is de totale emitterstroom van de transistor 12 en deze staat tot de basis-emitterspanning V^g van de transistor 12 in een relatie overeenkomstig de bekende vergelijking 3° ^.12 · “ ï^r (1) waarbij I g de verzadigingsstroom van de transistor 12 is. Uit deze uitdrukkihg volgt de totale emitterstroom T - T (iÜbeü) .During operation, the amplitude of an output signal current I from transistor 12 is determined by the quiescent current of transistor 11 for the following reasons. The current I is equal to the input signal voltage as applied to the transistor 12 multiplied by the transconductance g ^ thereof, which is defined as g ^ = ^. In this expression q is the charge of an electron, S the Boltzman constant and T the absolute temperature. The current I = nl ^ -I is the total emitter current of the transistor 12 and is related to the base emitter voltage V ^ g of the transistor 12 in accordance with the known equation 3 ° ^ .12 · "^ ^ (1) where I g is the saturation current of the transistor 12. From this expression follows the total emitter current T - T (Ibebe).
35 1 " Xs12 eXp ^ KT J (2) 8301950 ' -6 - f \35 1 "Xs12 eXp ^ KT J (2) 8301950 '-6 - f \
Overeenkomstig dezelfde· vergelijking wordt de spanning ^ bepaald door de stroom door de transistor 11 en geleverd door de bron 18. Derhalve is de basis-emitterspanning VTP1 J-t- 5 Vbe12 = Vbe11 = T ln 1^7According to the same equation, the voltage ^ is determined by the current through the transistor 11 and supplied by the source 18. Therefore, the base emitter voltage is VTP1 J-t-5 Vbe12 = Vbe11 = T ln 1 ^ 7
Door deze laatste in de uitdrukking van de totale emitterstroom I te substitueren, verkrijgt men, dat de stroom I I IBy substituting the latter in the expression of the total emitter current I, the current I I is obtained
s12 1 = 1^, -- . Dientengevolge is de uitgangssignaalstroom s11 10 ^s12 1 = 1 ^. As a result, the output signal current s11 is 10 ^
Jo Vt*= Vin · i s tt: m s11 waarbij I ^ en I ^ resp. de verzadigingsstromen van de transistoren 12 en 11 zijn.Jo Vt * = Vin · i s tt: m s11 where I ^ and I ^ resp. are the saturation currents of transistors 12 and 11.
15 De emittergebieden van de transistoren kunnen aan elkaar gelijk zijn of van elkaar verschillen. Indien het emittergebied van de transistor 12 n-maal zo groot is als het emittergebied van de transistor 11, zal de waarde van de verzadigingsstroom Ig ^ n-maal zo groot zijn als de waarde van de verzadigingsstroom I .., zolang als de andere factorenThe emitter regions of the transistors can be the same or different. If the emitter region of the transistor 12 is n times the emitter region of the transistor 11, the value of the saturation current Ig ^ n times the value of the saturation current I .., as long as the other factors
S 1 IS 1 I
20 hetzelfde zijn. Hieruit volgt, dat de uitgangssignaalstroom gelijk is aan _20 are the same. It follows that the output signal current is equal to _
To = Vin * Ί0Γ * n ^To = Vin * Ί0Γ * n ^
De transconductantie van de transistor 12 wordt derhalve bepaald door de ruststroom 1^ en de verhouding van de emittergebieden. Bij een voor- 25 keursuitvoeringsvorm is de verhouding van de emittergebieden n groter dan 1.The transconductance of the transistor 12 is therefore determined by the quiescent current 1 ^ and the ratio of the emitter regions. In a preferred embodiment, the ratio of the emitter regions n is greater than 1.
Zoals aangegeven in fig.b is de transconductantiebesturingskarak-teristiek g^ versus 1^ voor de transistor 12 lineair over een gebied, waarin de logarithm!sche V - I relatie geldt. Dit lineariteitsgebied 30 omvat meer in het bijzonder enige orden van grootte van de ruststroom. Buiten dit gebied verloopt de besturingskarakteristiek geleidelijk doch is deze niet lineair. De in fig.h afgeheelde karakteristiek geldt voor een keten volgens fig.1, waarin de verhouding van de emittergebieden n = 3. Een meer volledige uiteenzetting van de transconductantiebestu-35 ringskarakteristiek tezamen met een frequentieresponsiekarakteristiek 8301950 f' jm - 7 - kan men verkrijgen uit de Amerikaanse octrooiaanvrage 3 8j 557.As shown in FIG. B, the transconductance control characteristic g ^ versus 1 ^ for transistor 12 is linear over an area in which the logarithmic V - I relationship holds. More specifically, this linearity region 30 includes some orders of magnitude of the quiescent current. Outside this range, the control characteristic is gradual but not linear. The characteristic shown in Fig. H applies to a circuit according to Fig. 1, in which the ratio of the emitter regions n = 3. A more complete explanation of the transconductance control characteristic together with a frequency response characteristic 8301950 f 'µm - 7 - can be obtained. from U.S. Patent Application 3,88,557.
De transconductantie is bijna onafhankelijk van de frequentie tot de geëxtrapoleerde eenheids-versterkings frequent ie, f^»· van de transistor 12. Bij'-bipolaire siliciumtransistoren kan f^ enige giga-5 hertz zijn. Waar de transconductantie alleen de frequentieresponsie van de versterker bestuurt, kan de versterker zodanig worden uitgevoerd, dat deze een bandbreedte heeft, die een frequentie f^ nadert.The transconductance is almost independent of the frequency up to the extrapolated unit amplification frequency, f, of the transistor 12. In the case of bipolar silicon transistors, f can be some giga-5 hertz. Where the transconductance only controls the frequency response of the amplifier, the amplifier can be designed to have a bandwidth approaching a frequency f ^.
Andere factoren, welke de responsie van de versterker begrenzen, zijn een val in beta van de transistor 12 bij hoge frequenties en ongewen-10 ste signaalstromen in parasitaire capaciteiten.Other factors limiting the response of the amplifier are a drop in beta of the transistor 12 at high frequencies and unwanted signal currents in parasitic capacitances.
De val in beta bij hoge frequenties wordt bij de keten volgens de uitvinding verwerkt door de transistor 11 als een spanningsvolg-inrichtihg· te verbinden. De ingangsimpedantie van de transistor 11 is bij benadering beta-maal de ingangsimpedantie van de gemeenschappelij-15 ke-emittertransistor 12. Derhalve kan de ingangsimpedantie van de transistor 11 groot worden gemaakt ten opzichte van de bronimpedantie 22 en wel over een veel uitgebreider gebied van frequenties dan mogelijk is voor de ingangsimpedantie van de gemeenschappelijke-emittertransis-tor alleen.The drop in beta at high frequencies is processed in the circuit according to the invention by connecting the transistor 11 as a voltage tracking device. The input impedance of transistor 11 is approximately beta the input impedance of the common emitter transistor 12. Therefore, the input impedance of transistor 11 can be made large with respect to source impedance 22 over a much wider range of frequencies. than is possible for the input impedance of the common-emitter transistor alone.
20 Capacitieve belastingseffecten, meer in het bijzonder een miller-vermenigvuldiging van de collector-basiscapaciteit, worden bij deze keten tot een minimum teruggebracht. Het miller-effect wordt veroorzaakt door en is evenredig met een eventueel signaalspanningsverschil tussen de basis en de collector van de transistor. Dit spannings-25 verschil kan leiden tot een ongewenste stroom, evenredig met het spanningsverschil, welke in een parasitaire capaciteit tussen de basis en de collector vloeit. Bij hoge frequenties, wanneer de capacitieve impedantie klein is, kan de ongewenste stroom in deze parasitaire capaciteit betrekkelijk groot zijn. Een dergelijke ongewenste stroom kan wor-30 den gereduceerd door het signaalspanningsverschil tussen de basis en de collector van de transistor tot een minimum terug te brengen.Capacitive load effects, more particularly a miller multiplication of the collector base capacity, are minimized in this chain. The miller effect is caused by and is proportional to any signal voltage difference between the base and the collector of the transistor. This voltage difference can lead to an undesired current, proportional to the voltage difference, which flows in a parasitic capacitance between the base and the collector. At high frequencies, when the capacitive impedance is small, the unwanted current in this parasitic capacitance can be relatively large. Such an undesired current can be reduced by minimizing the signal voltage difference between the base and the collector of the transistor.
Voor een brede-bandtoepassing vindt een tot een minimum terugbrengen van de basis-collectorsignaalspanning in de keten 10 plaats door de bron- en belastingsimpedanties van de transistor 12 zeer kleine 35 waarden te geven. De emitter-volgtrap van de transistor 11 heeft een ge- 8301950For a wide band application, a minimization of the base collector signal voltage in the circuit 10 occurs by giving the source and load impedances of the transistor 12 very small values. The emitter follower stage of transistor 11 has an 8301950
/ V/ V
- 8 - ringe bronimpedantie. De "belastings impedantie 28 wordt eveneens zodanig gekozen, dat deze een geringe waarde heeft. Deze kleine impedanties onderhouden spanningen met kleine amplitude op zowel de basisingangs-als de collectoruitgangselektroden van de transistor 12. Omdat de sig-5 naalspanningen op zowel de "basis- als de collector klein zijn, "bestaat er een zeer gering spanningsverschil tussen de "basis en de collector en vloeit slechts een kleine stroom door de parasitaire capaciteit.- 8 - small source impedance. The load impedance 28 is also selected to have a small value. These small impedances maintain small amplitude voltages on both the base input and collector output electrodes of the transistor 12. Because the signal voltages on both the "base" if the collector are small, "there is a very small voltage difference between the" base and the collector and only a small current flows through the parasitic capacitance.
Afgezien van de genoemde verschillen in inrichtingsafmetingen en de géeidingstypen daarvan, bezitten de transistoren 11 en 12 de-10 zelfde bedrijfskarakteristieken. Er zijn bekende werkwijzen voor het vereenvoudigen van dé vervaardiging van de transistoren met tegengesteld geleidingstype met gelijke bedrijfskarakteristieken over uitge-strekte frequentie- en temperatuurgebieden. Dergelijke methoden zijn beschreven in de Amerikaanse octrooiaanvrage 337.707» 15 In fig.2 vindt men een versterkerketen 30, welke overeenkomtApart from the aforementioned differences in device dimensions and the conduction types thereof, transistors 11 and 12 have the same operating characteristics. There are known methods for simplifying the manufacture of the opposite conductivity type transistors with similar operating characteristics over extended frequency and temperature ranges. Such methods are described in US patent application 337,707. In FIG. 2 an amplifier circuit 30 is found, which corresponds to
met de in fig.1 afgeheelde keten behalve, dat een ingangstransistor 31, die volgens een gemeenschappelijke-collectorconfiguratie is verbonden, een NPN-transistor is. De ruststroom wordt vanuit een bron 33 met positieve polariteit over de collector-emitterbaan en een bron 38 20 van een ruststroom naar een bron 3^ met negatieve potentiaal gevoerd. Een uitgangstransistor 32, die volgens een gemeenschappelijke-emitter-configuratie is verbonden, is een PKP-transistor. De ruststroom nl^ voor de uitgangstransistor 32 wordt vanuit de aardreferentie 23 over de emitter-collectorbaan van de transistor 32 en een stroombron U5 25 aan de bron 3^ met negatieve polariteit toegevoerd. Een belasting hQwith the circuit shown in FIG. 1 except that an input transistor 31 connected in a common collector configuration is an NPN transistor. The quiescent current is fed from a source 33 with positive polarity across the collector-emitter path and a source 38 from a quiescent current to a source 30 with negative potential. An output transistor 32 connected in common emitter configuration is a PKP transistor. The quiescent current n1 for the output transistor 32 is supplied from the ground reference 23 across the emitter-collector path of the transistor 32 and a current source U5 to the source 3 with negative polarity. A load hQ
is tussen de collector van de uitgangstransistor 32 en de aardreferentie 23 verbonden.is connected between the collector of the output transistor 32 and the ground reference 23.
Zoals symbolisch in fig.2 is aangegeven, is het dwars doorsnede-emitteroppervlak van de uitgangstransistor 32 n-maal zo groot als het 30 dwarsdoorsnede-emitteroppervlak A van de ingangstransistor 31· Afge- zien van hun afmetingen en hun geleidingstypen bezitten de transistoren 31 en 32 dezelfde parameters en bedrijfskarakteristieken.As is shown symbolically in FIG. 2, the cross-sectional emitter surface of the output transistor 32 is n times as large as the cross-sectional emitter surface A of the input transistor 31. Apart from their size and conduction types, the transistors 31 and 32 the same parameters and operating characteristics.
Tijdens het bedrijf werkt de keten volgens fig.2 op dezelfde wijze als de keten volgens fig.1 behoudens de veranderingen in polariteit. 35 De transconductantie g^ van de transistor 32 wordt bepaald door de rust- 8301950 -9 - * ** stroom 1^, die door de stroombron 33 vloeit. Men verkrijgt een geleidelijke transconduetantiekarakteristiek voor de transistor 32. De versterker heeft een zeer uitgestrekt frequentiegebied.During operation, the circuit of FIG. 2 operates in the same way as the circuit of FIG. 1 except for changes in polarity. The transconductance g ^ of the transistor 32 is determined by the quiescent current, which flows through the current source 33. A smooth transconductance characteristic for the transistor 32 is obtained. The amplifier has a very wide frequency range.
In fig.3 vindt men een versterkerketen 50, welke een onderling 5 verbonden combinatie van de ketens, weergegeven ih fig.1 en 2, is.In FIG. 3 there is found an amplifier circuit 50, which is an interconnected combination of the circuits shown in FIGS. 1 and 2.
In fig.3 zijn de ingangstransistoren 11 en 31 resp. van het PUP- en JïPH-geleidingstype. De bas is ingangs elektroden van de transistoren zijn gemeenschappelijk via een geleider 51 met de ingangssignaalbron 20 verbonden. De uitgangstransistoren 12 en 32 zijn resp. van het NPN- en 10 EHP-geleidingstype. De emitterelektroden van deze transistoren zijn gemeenschappelijk via een geleider 52 met de aardreferentie 23 verbonden.In Fig. 3, the input transistors 11 and 31 are respectively. of the PUP and JïPH conductivity type. The bass input electrodes of the transistors are jointly connected to the input signal source 20 via a conductor 51. The output transistors 12 and 32 are resp. of the NPN and 10 EHP conduction type. The emitter electrodes of these transistors are jointly connected to the earth reference 23 via a conductor 52.
Het gecombineerde stelsel volgens fig.3 omvat een bovenste helft en een onderste helft, die resp. als de ketens volgens fig.1 en 2 werken.The combined system of FIG. 3 comprises an upper half and a lower half, respectively. if the chains according to fig. 1 and 2 work.
In verband met de gemeenschappelijke ingangsverbinding 51 tussen 15 de bases van de ingangstransistoren 11 en 31 met tegengesteld gelei-dingstype, heffen de ruststromen 1^ naar de respectieve bases elkaar op, hetgeen gunstig is. Een ingangsknooppunt 55 bij de bases bevindt zich virtueel op de aardreferentiepotentiaal, zodat er weinig of geen ingangsverschuivingsspanjxin g· aanwezig is. De verschuiving welke op-20 treedt, is een gevolg van verschillen in de karakteristieken van de transistoren 11 en 31.Because of the common input connection 51 between the bases of the opposite transistor type input transistors 11 and 31, the quiescent currents 1 to the respective bases cancel each other, which is beneficial. An input node 55 at the bases is virtually on the ground reference potential so that there is little or no input shift voltage. The shift that occurs at 20 is due to differences in the characteristics of transistors 11 and 31.
Een ander voordeel in verband met de gemeenschappelijke uit-gangsverbinding. 52 tussen de emitters van de uitgangstransistoren 12 en 32 met tegengesteld geleidingstype is, dat de collector-emitter-25 ruststromen nl^ daarvan elkaar opheffen. Het knooppunt 5^ bij de junctie van de emitters bevindt zich op een virtuele aardpotentiaal.Another advantage in connection with the common output connection. 52 between the emitters of the output transistors 12 and 32 of opposite conductivity type is that the collector-emitter quiescent currents thereof thereof cancel each other. The junction 5 ^ at the junction of the emitters is at a virtual earth potential.
Indien met knooppunt 5^ een belasting Uo werd verbonden, zou over deze belasting geen rustspanning optreden. Op deze wijze kan de keten volgens fig.3 als een eenheids-versterkingsbuffer tussen de bron 20 en de 30 belasting Uq worden gebruikt. Een dergelijk bufferstelsel vereist geen capacitieve of inductieve isolatiecomponenten voor verbinding met de bron en de belasting. De eenheidsresponsie treedt op van nul hertz tot enige honderden megahertz.If a load Uo was connected to node 5 ^, no quiescent voltage would occur over this load. In this way, the circuit of FIG. 3 can be used as a unit gain buffer between the source 20 and the load Uq. Such a buffer system does not require capacitive or inductive isolation components for connection to the source and the load. The unit response occurs from zero hertz to several hundred megahertz.
Zoals aangegeven in fig.3 vormen de onderling verbonden ketens 35 volgens fig.1 en 2 een versterker met een transconductantiebesturings- 8301950 ί"~ 'v· - 10 - keten, welke voorziet in een geleidelijke bestnringskarakteristiek en welke reageert over een uitgestrekt frequentiegebied, dat zich uitstrekt van een waarde bij nul hertz tot enige honderden megahertz.As shown in FIG. 3, the interconnected circuits 35 of FIGS. 1 and 2 form an amplifier with a transconductance control circuit which provides a smooth ordering characteristic and responds over a wide frequency range, which ranges from a value at zero hertz to several hundred megahertz.
Een ingangspoort bij het knooppunt 55 en uitgangspoorten 57 en 5 58 "bij de collectors van de transistoren 12 en 32 zijn geïsoleerd ten opzichte van de voorspanningspoorten bij de bronnen 13, 1 , 33 en 3^ en de aardreferentie 23. Derhalve kunnen bij de knooppunten 5^ en 55 signaalbronnen of netwerken worden aangesloten zonder dat de rusttoestand van de keten wordt verstoord en zonder dat isolerende zelfinduc-10 ties of capaciteiten nodig zijn.An input gate at node 55 and output gates 57 and 58 "at the collectors of transistors 12 and 32 are isolated from the bias gates at sources 13, 1, 33 and 3 ^ and ground reference 23. Therefore, at nodes 5 and 55 signal sources or networks are connected without disturbing the quiescent state of the circuit and without the need for insulating self-inducers or capacities.
Door een impedantie met matige waarde voor de bron 20 en een belastingsimpedantie met een matige waarde voor de belastingen 28 en U8 te kiezen, zoals die, welke gewoonlijk worden toegepast bij breed-bandtransmissiestelsels, kan de ontwerper ervoor zorgen, dat de gehele 15 keten over het uitgestrekte frequentiegebied lineair werkt. Over dit gebied varieert voorts de transconductantie van de transistoren 12 en 32 geleidelijk bij verandering van de ruststroom 1^, welke door de bronnen 18 en 38 wordt geleverd.By choosing a medium value impedance for the source 20 and a moderate value impedance for the loads 28 and U8, such as those commonly used in broadband transmission systems, the designer can ensure that the entire circuit is across the extended frequency range operates linearly. Furthermore, the transconductance of transistors 12 and 32 varies gradually over this range as the quiescent current 1 ^ supplied by sources 18 and 38 changes.
83019508301950
Claims (10)
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US38555882A | 1982-06-07 | 1982-06-07 | |
| US38555882 | 1982-06-07 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL8301950A true NL8301950A (en) | 1984-01-02 |
Family
ID=23521910
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NL8301950A NL8301950A (en) | 1982-06-07 | 1983-06-01 | ELECTRONIC CHAIN. |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS592413A (en) |
| FR (1) | FR2528259A1 (en) |
| GB (1) | GB2121633A (en) |
| NL (1) | NL8301950A (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3824556C2 (en) * | 1988-07-20 | 1994-01-27 | Telefunken Microelectron | Balanced input circuit for high frequency amplifiers |
| US4893091A (en) * | 1988-10-11 | 1990-01-09 | Burr-Brown Corporation | Complementary current mirror for correcting input offset voltage of diamond follower, especially as input stage for wide-band amplifier |
| US5789982A (en) * | 1995-07-14 | 1998-08-04 | Harris Corporation | Low distortion feedback IC amplifier and method |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1059112A (en) * | 1963-08-20 | 1967-02-15 | British Broadcasting Corp | Improvements in and relating to buffer amplifiers |
| GB1060262A (en) * | 1964-06-11 | 1967-03-01 | Secr Aviation | Improvements in or relating to transistor amplifiers |
| FR1461683A (en) * | 1965-10-29 | 1966-02-25 | Sfim | High input impedance power amplifier assembly |
| DE1806958A1 (en) * | 1968-11-05 | 1970-06-18 | Bosch Gmbh Robert | Setpoint / actual value comparator |
| DE1908753B2 (en) * | 1969-02-18 | 1971-11-11 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | SIMPLE DC AMPLIFIER CIRCUIT |
| DE1932531A1 (en) * | 1969-06-26 | 1971-01-07 | Siemens Ag | Transistor composite circuit with three transistors |
| JPS5610667B2 (en) * | 1973-06-20 | 1981-03-10 |
-
1983
- 1983-06-01 NL NL8301950A patent/NL8301950A/en not_active Application Discontinuation
- 1983-06-01 FR FR8309057A patent/FR2528259A1/en not_active Withdrawn
- 1983-06-03 GB GB08315265A patent/GB2121633A/en not_active Withdrawn
- 1983-06-07 JP JP58100327A patent/JPS592413A/en active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB8315265D0 (en) | 1983-07-06 |
| JPS592413A (en) | 1984-01-09 |
| GB2121633A (en) | 1983-12-21 |
| FR2528259A1 (en) | 1983-12-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0568880B1 (en) | Preamplifier for optical communication having a gain control circuit | |
| KR100420913B1 (en) | HIGHLY LINEAR HIGH-SPEED TRANSCONDUCTANCE AMPLIFIER FOR Gm-C FILTERS | |
| US4038607A (en) | Complementary field effect transistor amplifier | |
| NL193076C (en) | Amplifier control chain. | |
| JP2538938B2 (en) | Optical preamplifier | |
| EP1116324B1 (en) | Differential amplifier with gain linearization through transconductance compensation | |
| BE1007613A3 (en) | Frekwentiecompensatiecircuit for stabilization of a difference amplifier with cross coupled transistor. | |
| EP0142081B1 (en) | Signal processing circuit | |
| US3370242A (en) | Transistor amplifiers employing field effect transistors | |
| EP0806080B1 (en) | Amplifier | |
| US4839609A (en) | Differential amplifier | |
| KR0149650B1 (en) | Current amplifier | |
| JPH11504774A (en) | Offset compensated linear RF detector | |
| US4801893A (en) | Forward transimpedance amplifier | |
| NL8301950A (en) | ELECTRONIC CHAIN. | |
| JPS6315764B2 (en) | ||
| US4187472A (en) | Amplifier employing matched transistors to provide linear current feedback | |
| NL8301947A (en) | LINEAR AMPLIFIER CHAIN. | |
| US4081758A (en) | Low distortion signal amplifier arrangement | |
| NL8200890A (en) | AMPLIFIER. | |
| EP0242439B1 (en) | Wideband amplifier with active high-frequency compensation | |
| US4365206A (en) | Differential amplifier | |
| US5525931A (en) | High-speed video amplifier | |
| USRE30572E (en) | Low distortion signal amplifier arrangement | |
| EP0129936B1 (en) | Current source circuit arrangement |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A85 | Still pending on 85-01-01 | ||
| BV | The patent application has lapsed |