MXPA03002033A - Motor electrico, metodo y sistema para controlar el mismo. - Google Patents

Abstract

Se describe un sistema para controlar un motor electrico, un metodo digital para controlar un motor electrico y un motor electrico. El sistema para controlar un motor electrico de fases N comprende un microcontrolador (10) un convertidor A/C (30) asociados con el microcontrolador (30), un grupo de medidores de voltaje (DN) asociado con el convertidor A/D (30) un grupo de conexiones (SWZN) conectadas a un voltaje electrico (VBARR) y asociadas al microcontrolador (30), alimentando en forma selectiva el microcontrolador (30), por medio de al menos dos conexiones (SW2N) dos fases (FN) del motor (20) con el voltaje (VBARR) durante un periodo de tiempo (TPOS), induciendo el movimiento del motor los voltajes electricos (EN), midiendo el grupo de medidores (DN) las senales de voltajes electricos (fN) y comparando estos voltajes entre si para determinar el periodo de tiempo (TPOS). Tambien se describe el calculo de un parametro denominado H (r), utilizado para ajustar los instantes de comunicacion de acuerdo con el tipo constructivo del motor. El parametro depende de la rotacion del motor. Tambien se aprecia el uso de una tecnica de filtracion digital para eliminar los efectos de la modulacion en el metodo de control. La filtracion esta caracterizada por el promedio aritmetico de las ultimas muestras k de cada voltaje electrico promedio (fN), estando sincronizadas estas muestras con el periodo de modulacion.

Description

MOTOR ELECTRICO, METODO Y SISTEMA PARA CONTROLAR EL MISMO.

La presente invención se refiere a un sistema para controlar un motor eléctrico de un método de control digital de un motor eléctrico, particularmente de un motor de imán permanente tipo CD Brushless, asi como a un motor eléctrico abastecido con un sistema de control digital. Descripción de la Técnica Anterior Se puede accionar un motor de imán permanente tipo CD Brushless sin información alguna con respecto a su posición, por lo que opera en forma similar a un motor de inducción. Sin embargo, con el objeto de lograr una máxima torsión y eficiencia, las corrientes de fase tienen que ser sincronizadas con los voltajes inducidos. Esto puede realizarse ya sea por medio de sensores acoplados físicamente al motor, como por ejemplo tipo Hall, sensores ópticos, etc, o mediante la observación de los voltajes y/o corrientes inducidas. Los sensores acoplados tienen el inconveniente de agregar elementos extras al diseño de motor, incrementando en forma considerable el costo final. Además, las propias limitaciones de espacio y de ambiente a las cuales está sometido el motor, pueden volver poco factible el uso de estos tipos de sensores. Por lo tanto, en la mayoría de los casos la mejor opción es el uso de observadores de voltaje y/o corriente. EF: 145610 Los ejemplos de técnicas de control que utilizan observadores de voltaje y/o corriente pueden encontrarse en la Patente Brasileña No. PI 9904253 de SCH ARZ y asociados, en la Patente Norteamericana No. 4, 162, 35 de WRIGHT, Patente Norteamericana No. 4,169,990 de LERDMAN, Patente Norteamericana No. 4,743,815 de GEE y asociados, Patente Norteamericana No. 4,912,378 de VUKOSAVIC, Patente Norteamericana No. 4,928,043 de PLUNKETT, Patente Norteamericana No. 5,028,852 de DUNFIELD, y Patente Norteamericana No. 5,420,492 de SOOD, y también en las publicaciones de SATOSHI 1991, SHOUSE 1998, ERTUGRUL 1998 y BOLOGNANI 1999. En la patente de WRIGHT, se utiliza una técnica de integración para determinar el momento de conmutación. El devanado no energizado está integrado, por lo que se obtiene el flujo magnético el cual se compara con un valor de referencia. Cuando el valor del integral excede el valor de referencia, se efectúa la conmutación, y el valor del integral regresa a su valor inicial. Una desventaja de esta técnica es la gran cantidad de ferretería que se requiere para su implementación . La solución no es microprocesada. En la patente de LERDMAN, se utiliza una técnica similar a la presentada en la patente de WRIGHT. El devanado no energizado está integrado y se compara con una referencia. Una desventaja de esta técnica también es la gran cantidad de ferretería requerida. La solución no es microprocesada . En la patente de SWARZ, se emplea una técnica que utiliza un observador del valor del voltaje constituido mediante una red, formada mediante comparadores de voltaje, capacitores y resistores. Si este sistema está equilibrado, con este observador se toman los voltajes de fase, formando de éste modo un neutral virtual (cero de voltaje inducido), posteriormente se compara el cero con cada fase, generando una señal que esta a 30° adelante del instante de corriente del cambio de posición. Posteriormente, con el objeto de alcanzar los instantes correctos del cambio de posición (conmutación) , este avance se compensa mediante una red de capacitores. La solución es microprocesada, pero requiere muchos componentes externos . En la patente de GEE, se emplea una técnica para detectar el cero del voltaje inducido (cruce de cero), en donde se considera un cero como la mitad del valor de voltaje de la barra CD. El voltaje en el devanado no energizado se compara con el cero. El cero siempre se alcanza a 30° del momento de conmutación. De esta forma, se deja un retraso después de la detección para determinar el momento de conmutación. El ciclo formado mediante los resistores, capacitores y comparadores se utiliza en el proceso de detección. No existe modulación en el control de velocidad del motor. Más bien, se utiliza un SCR que controla el voltaje del bus. La solución es microprocesada. Una desventaja de esta técnica es la necesidad de utilizar comparadores de voltaje. Otra desventaja es que en motores que tienen un número de ranuras reducida en el estator (por ejemplo rotor de 6 ranuras + 4 polos, rotor de 9 ranuras + 6 polos), el cruce de cero tiene una región- plana que hace difícil la determinación del momento exacto en el cual debe ocurrir . En la patente de SATOSHI siempre se emplea un método de detección de cero. En este caso, se utilizan dos diodos para la detección. Se conecta un diodo a cada fase. Cuando una fase no está energizada, se monitorea la corriente del diodo. El momento en el cual la corriente del diodo se extingue o el momento en el cual comienza a circular la corriente a través del diodo, representa el cero del voltaje. En la patente de VUKOSAVIC, se logra el tercer armónico de voltaje del motor por medio de la suma de voltajes de las fases. El momento de conmutación se determina posteriormente como una función del ángulo de fase del tercer armónico. Aquí una ventaja es que la señal del tercer armónico no pasa por distorsión alguna en el caso de modulación del voltaje en el motor. Una desventaja es la necesidad de accesar el punto neutro de la conexión de estrella del motor. La solución es microprocesada, aunque otra desventaja es la gran cantidad de ferretería externa que requiere el microprocesador.

En la patente de PLUNIETT, tal como en la patente de WRIGHT y LERDMAN, se realiza la integración de un voltaje de fase no energizado. El valor de esta integración, el cual representa el flujo magnético, se compara con un valor de referencia denominado Punto Nulo. Este punto delimita la señal de voltaje (cero de voltaje). Por ejemplo, sí la fase no energizada está en la subida (hacia el voltaje del bus) , entonces los valores del voltaje a la izquierda del Punto Nulo se consideran negativos y aquellos que están a la derecha serán positivos. En este caso, cuando comienza el proceso de integración del voltaje, el voltaje comienza a subir en forma negativa hasta que alcance su máximo valor negativo en el punto nulo. Después del Punto Nulo, comienza a reducir el valor del modulo del integral y ocurre el momento de conmutación cuando el valor del integral alcanza cero. La solución no es microprocesada . Aquí una desventaja es la gran cantidad de ferretería requerida. En la patente de DUNFIELD, se inyectan señales de alta frecuencia en la fase no energizada y se miden los picos resultantes. Sobre la base de los valores medidos, se determina el momento de conmutación. En la patente de SOOD, se utiliza un método que es muy diferente a los citados anteriormente. Aquí no es necesario tener listos los voltajes en cada fase. Únicamente se utiliza la corriente que circula a través del bus de CD como información. El motor se acciona inicialmente mediante imposición de voltaje. Posteriormente se ajusta el momento de conmutación de acuerdo con la forma de la corriente de lectura. Se utiliza un microprocesador para realizar el análisis del formato de corriente. También existen en el mercado algunos microprocesadores diseñados para controlar motores, los cuales presentan periferias proyectadas para determinar el instante de conmutación. Como ejemplos, se puede mencionar el microcontrolador ST72141 de STMicroelectronics y los microcontroladores TMP88PH47, TMP88PH48, TMP88PH49 de Toshiba. Todos estos microcontroladores utilizan el método para detectar el cero, para la determinación del momento de conmutación . En los microcontroladores de Toshiba, el cero se considera la mitad del valor del voltaje del bus de CD, pero necesita comparadores, resistores y capacitores externos para ayudar en la detección. En microcontrolador de STMicroelectronics, el cero es la propia referencia del circuito digital. Siempre necesita la presencia de modulación en las fases, debido a que la lectura del voltaje de la fase no energizada debe realizarse cuando están abiertas todas las conexiones del inversor. Únicamente se requieren tres 3 resistores y 3 capacitores para ayudar en la detección.

Breve Descripción da los Objetivos de la Invención En la técnica propuesta en la presente invención, los voltajes en las tres fases del motor son muestreadas, tratadas en forma matemática, sumados a un parámetro proporcional a la velocidad del motor y dependen básicamente de la forma que constituye este motor y se comparan entre si. El resultado de esta comparación determina el momento de conmutación de las fases . El momento de conmutación puede ser adelantado o retrasado cambiando únicamente el parámetro por medio de un software. Toda la parte del control y percepción de la posición, se lleva a cabo únicamente mediante un Procesador de Señal Digital o un circuito equivalente, aqui definido como el ensamble del microcontrolador asociado con un convertidor de análogo a digital (A/D) . El sistema y método de control de la presente invención, tienen el objetivo de eliminar dos circuitos análogos para determinar la posición del rotor y buscar la actuación del motor con el ángulo correcto entre la corriente y el voltaje impuesto a los devanados de este motor, permitiendo el control de este ángulo por medio de un parámetro insertado en el software. Otro objetivo de la presente invención, es permitir la detección de la posición del rotor para mayores potencias, incluso en situaciones en las cuales finaliza la desmagnetización después de 30° eléctricos del momento de la última conmutación, es decir, después del momento del cruce de cero del voltaje en la fase no accionada. El método y sistema también tienen el objetivo de abarcar un amplio rango de rotación, permitiendo una torsión total a partir del 2% de la máxima rotación (Debajo de este valor son muy bajos los voltajes a la entrada de los medidores) . El sistema y método tienen el objetivo adicional de utilizar únicamente un procesador de señal digital y tres divisores de resistencia con filtros CR de primer rango para leer los voltajes en las fases del motor, sin requerir necesariamente la presencia de modulación, por ejemplo, la MAP (modulación de ancho de pulsación) del voltaje en las f ses . Otro objetivo del método y sistema propuestos, es aceptar formas trapezoidales de voltajes inducidos con un nivel inferior a 120°, las cuales se encuentran cuando se emplean diferentes formas de construcción del motor. Otro objetivo del método y sistema propuestos, es aceptar la modulación MAP en las fases del motor con una proporción cíclica del 100%. Un objetivo adicional del método y sistema propuestos, es operar con la técnica de control mediante tanto la imposición de voltaje como la imposición de corriente en los devanados del motor. Uno de los objetivos de la presente invención se logra por medio de un método para controlar el motor eléctrico de imán permanente de fases N, que comprende un microcontrolador con un grupo de medidores de voltaje asociados con el microcontrolador, un grupo de conexiones conectadas a un voltaje eléctrico y asociado al microcontrolador, accionando en forma selectiva el microcontrolador al menos un par de conexiones, aplicando un voltaje a al menos dos fases del motor, comprendiendo el método los pasos de lectura del microcontrolador por medio de un grupo de medidores, correspondiendo las señales de los voltajes eléctricos a los voltajes de alimentación en las fases del motor, y comparando el microcontrolador los voltajes de las fases entre si y con parámetros pre-establecidos y accionando al menos un nuevo par de conexiones, tan pronto como se satisfagan las relaciones pre-establecidas por medio de los voltajes. Otro objetivo de la presente invención, es lograr por medio de un sistema de control de un motor eléctrico de imán permanente de fases N que comprenden un microcontrolador, un grupo de conexiones conectadas a un voltaje eléctrico y asociadas con el microcontrolador, accionando en forma selectiva el microcontrolador al menos un par de conexiones, aplicando un voltaje a al menos dos fases del motor, comprendiendo el sistema un grupo de medidores de voltaje asociados con el microcontrolador, estando conectado el grupo de medidores a la entrada de alimentación de las fases del motor. Estos microcontroladores comprenden almacenados en su memoria, relaciones pre-establecidas entre los voltajes, y tienen la capacidad de comparar el valor medido por medio de los medidores con las relaciones pre-establecidas y accionar al menos un par adicional de conexiones en función de los voltajes medidos por el grupo. Un objetivo adicional de la presente invención, se logra por medio de un motor eléctrico de imán permanente de fases N que comprende un sistema con la capacidad de sincronizar las corrientes de fase con los voltajes inducidos, que incluye un microcontrolador, un grupo de conexiones conectadas a un voltaje eléctrico y asociadas con el microcontrolador, accionando en forma selectiva el microcontrolador al menos un par de conexiones, aplicando un voltaje a al menos un grupo de medidores de voltaje asociados con el microcontrolador, estando conectado un grupo de medidores a las entradas de alimentación de las fases del motor. El microcontrolador comprende, almacenadas en su memoria, relaciones preestablecidas entre los voltajes y tienen la capacidad de comparar el valor medido por los medidores con las relaciones pre-establecidas y accionar al menos un par adicional de conexiones en función de los voltajes medidos por el grupo. Un objetivo adicional de la presente invención, se logra por medio de un método para controlar la posición del rotor de un motor eléctrico de imán permanente de fases N, siendo alimentado el motor por un grupo de conexiones conmutadas en forma selectiva por un microcontrolador , comprendiendo el método la utilización de un parámetro denominado H (r) proporcionar a los factores constructivos del motor, proporcionar a la rotación del motor y proporcionar al factor de escala de los medidores de voltaje que serán utilizados como un factor de ajuste en el proceso para comparar las fases, para determinar el momento de conmutación con la máxima combinación de conexiones del motor. Un objetivo adicional de la presente invención, se logra por medio de un método para controlar un motor eléctrico de imán permanente de fases N, siendo alimentado el motor por un grupo de conexiones conmutadas en forma selectiva por un microcontrolador, comprendiendo el método la utilización de una técnica de filtración digital para eliminar de las fases del rotor las distorsiones originadas por la modulación del voltaje, por ejemplo del tipo MJVP. La técnica de filtración consiste del promedio aritmético de las últimas muestras k de los voltajes medidos, y son sincronizadas con la frecuencia de modulación. El rango de muestreo es igual a un múltiplo de k entero de la frecuencia de modulación. Brave Descripción de los Dibujos A continuación se describe con mayor detalle la presente invención, con referencia a un modalidad representada en los dibujos.

La figura la, representa un diagrama de bloque de un sistema para accionar un motor de tres fases, 4 polos, de imán permanente tipo CD Brushless con voltajes trapezoidales de nivel de 120 grados eléctricos y la figura Ib el diagrama temporal respectivo; La figura 2, representa un traslape de los voltajes inducidos (EN) por fase, con forma trapezoidal y nivel de 120 grados eléctricos, y del voltaje en el punto común (VCOMMON) de un motor de imán permanente tipo CD Brushless; La figura 3, representa un traslape de voltajes VN y del voltaje en el punto común (Vcommon) del motor indicado en la figura 1 y en la figura 7 para el caso en que los voltajes inducidos (EN) son trapezoidales con un nivel de 120 grados eléctricos . La figura 4, representa un traslape de los voltajes inducidos (EN) por fase, con forma trapezoidal y un nivel inferior a 120 grados eléctricos, y del voltaje en el punto común (VCOMMON) de un motor tipo CD Brushless, esta figura también identifica la obtención del parámetro H (r) ; La figura 5, representa un traslape de voltaje VN y del voltaje en el punto común (VCOMMON) indicado en la figura 1 y la figura en la figura 7 para el caso en el que los voltajes inducidos (VN) son trapezoidales con un nivel inferior a 120 grados eléctricos. La figura 6, representa una . señal de comando de las conexiones SW2N para cada posición, los voltajes en las entradas de fase del motor (FN) e indica los instantes de conmutación de la posición 2 a la posición 3 y de la posición 3 a la posición ; La figura 7, representa el sistema utilizado en la presente invención, formado por una unidad de rectificación (40), un filtro de rectificación (50) un grupo de conexiones SW2N conectado entre un VBARR potencial y el GND a tierra, un motor eléctrico de imán permanente tipo CD Brushless (20) , un grupo de medidores de voltaje DN, un procesador de señal digital (10 + (30) ; La figura 8, representa la señal de comando de las conexiones SW2N, el voltaje en una de las fases del motor FN, el voltaje que será muestreado fN, el voltaje VN en el devanado del motor correspondiente y el resultado fNMEDIO (AVERAGEfN) del tratamiento matemático de las muestras, cuando se utiliza una actuación MAP, indicando además los momentos de muestreo del voltaje fN, de acuerdo con el sistema de la presente invención; La figura 9, representa con detalle los momentos del muestreo del voltaje fN en una de las fases del motor, asi como el resultado fNMEDIO de tratamiento matemático de las muestras de montaje fN, para un sistema en el cual se aplica la modulación MAP al voltaje en las fases del motor. La figura 10a, representa las formas de onda experimentales de un motor con un estator de 6 ranuras de devanados concentrados - trifásico, con 4 polos, asi como la figura 10b una extensión que muestra el instante de muestreo de la fase A y el promedio obtenido mediante el tratamiento matemático de las muestras. Descripción Detallada da las Figuras La figura 1 (a) muestra la configuración básica de un inversor y (b) las formas de onda ideales que existen cuando se acciona un motor de 4 polos de tres fases de imán permanente tipo CD Brushless, de onda trapezoidal. En funcionamiento normal, el control analiza la entrada del observador de voltaje y/o corriente y accionan la conexiones SW1, ...S 6 en la secuencia indicada en la figura 1 de acuerdo con la posición detectada. En el caso de una sobre corriente, indicada por el observador de corriente, todas las conexiones se abren para proteger al sistema. Con referencia a la figura 7, el sistema de control de la presente invención es llevada a cabo totalmente por un microcontrolador (10), un convertidor A/D abastecido con al menos 3 entradas para leer los voltajes (fN) en los medidores (Dn) que corresponde a los voltajes en la fases (FN) . Evidentemente, el microcontrolador (10) puede ser reemplazado por un aparato equivalente que tiene las mismas características que un microcontrolador asociado con periferias y demás de un procesador de señal digital.

La figura 2 muestra las formas de onda traslapadas ideales inducidas por un motor de imán permanente de 4 polos de tres fases tipo CD Brushless, con voltaje trapezoidal y nivel de 120 grados eléctricos. El nivel se define como el ángulo en grados eléctricos, en el cual permanecen los voltajes inducidos en un valor superior (nivel positivo) o inferior (nivel negativo) y aproximadamente constantes. En esta figura se pueden observar las siguientes relaciones entre voltajes de fase para cada etapa (posición) de 60 grados eléctricos. Posición 1 <=> EA > EC > EB Posición 2 o EA > EB = Ec Posición 3 o EB > EA > Ec Posición 4 o EB > Ec > EA Posición 5 <=> Ec = EB > EA Posición 6 O Ec > EA = EB Tabla 1 - Relaciones entre voltajes inducidos en el motor De esta forma, se puede observar que cada posición presenta una relación bien definida entre los voltajes inducidos en las fases del motor. Por ejemplo, en el caso en el que la posición real esté en la posición 1, la posición 2 debe ser iniciada cuando el voltaje inducido en la fase C (Ec) es igual al voltaje inducido en la fase B (EB) (ver figura 2) y esto es inferior al voltaje inducido en la fase A (EA) . En la misma forma, la posición 3 debe comenzar cuando el voltaje inducido en la fase B (EB) es igual al voltaje inducido en la fase A (EA) y este es mayor al voltaje inducido en la fase C (Ec) . Con referencia a la figura 3 y a la figura 7, se puede observar, con respecto a la conexión a tierra de un circuito (GND) , los voltajes VA, VB, y Ve con el punto común del motor VCOMMON : (1) VA = EA + VCOMMON (2) VB = EB + VCOMMON (3) Ve = EC + VCOMMON El voltaje en el punto común del motor (VCOMMON) para el caso del voltaje trapezoidal con un nivel de 120 grados, es la mitad del valor del voltaje del bus. (4) VCOMMON = VBARR/2 Por lo tanto, los voltajes VA, VB y Ve están conectados en forma simétrica entre el voltaje del bus (VBARR) y la conexión a tierra (GND) . Si la variación de velocidad del motor es efectuada variando directamente el voltaje del bus (VBARR) , es decir, sin modulación MAP, y si el motor corre al vacio, estos voltajes tendrán el valor de nivel positivo igual al voltaje del bus (VBARR) y el valor de el nivel negativo igual al valor de conexión a tierra (GND) tal como se ilustra en la figura 3. Se puede observar en esta figura, que las relaciones entre los voltajes VA, VB y Ve son iguales a las relaciones entre los voltajes inducidos EA, EB, Ec indicados en la tabla 1. Posteriormente se puede escribir la siguiente tabla. Posición 1 o VA = Ve > VB Posición 2 o VA > VB = Ve Posición 3 VB > VA > Ve Posición 4 o VB > Ve > VA Posición 5 o Ve = VB > VA Posición 6 => Ve > VA = VB Tabla 2 - Relación entre los voltajes VN en las fases del motor Para un sistema real, la obtención de voltajes inducidos con nivel de 120 grados restringe en gran parte el proyecto y construcción del motor. Por lo tanto, con referencia al figura 4, se considera una forma de onda de voltaje genérica (nivel inferior a 120 grados) . En este caso, las relaciones entre los voltajes inducidos para cada posición, indicados en la tabla 1, continúan como ciertos. Sin embargo, se debe observar que para el caso de un nivel de 120 grados, en el instante de conmutación, caracterizado por la igualdad de dos fases, esta igualdad ocurre ya sea con fases al máximo (nivel positivo) o con valor mínimo (nivel negativo) . Por otra parte, en el caso de un nivel inferior a 120 grados, la igualdad entre dos fases (instante de conmutación) siempre ocurre en una diferencia de voltaje de 2H del nivel positivo o negativo. En la figura 5, se pueden observar los voltajes de VA, VB y Ve para el caso de un nivel inferior a 120 grados. Las relaciones de la tabla 2 continúan como ciertas en esta situación. Se debe observar que el voltaje en el punto común del motor ( (VCOMMON) no permanece fijo a la mitad del voltaje del bus (VBARR/2) por más tiempo. El nivel reducido causa una fluctuación de amplitud H alrededor de este valor (VBARR/2) . Esta distorsión en el voltaje en el punto común del motor (VCOMOMON) , origina que la forma de las ondas (VN) sean diferentes a la forma de los voltajes inducidos (EN) . En este caso, la igualdad entre dos de los voltajes N (instante de comunicación) siempre ocurre en una diferencia H del nivel positivo o negativo y no 2H, en el caso de voltajes inducidos EN. Para la actuación del motor, no se puede tener acceso directo simultáneo a los voltajes inducidos por N EN. Por lo tanto no es posible una utilización directa de las relaciones de la tabla 1. Además, con el objeto de leer estos voltajes, puede ser necesario tener acceso al punto común del motor, el cual hace al circuito de percepción y también al proyecto del motor costosos . Los voltajes VN que son re erenciados para la conexión a tierra (GND) no pueden ser accesados en forma simultánea debido a las inductancias (LN) y resistencias (RN) (ver figura 7) del devanado del motor. Por lo tanto, las relaciones de la tabla 2 no pueden aplicarse tampoco directamente. El punto de percepción utilizado en la presente invención, son las entradas de alimentación de las fases del motor (FN) (ver figura 7). Con el objeto de comprender el método de percepción utilizando estas técnicas, se debe observar la figura 6. Esta figura ilustra las formas de onda en las entradas FN obtenidas en el caso en el que el nivel del voltaje inducido del motor es inferior a 120 grados.. Aquí se considera que el motor corre al vacio y sin modulación del voltaje del bus (VBARR) . Como ejemplo, al analizar la conmutación de la posición 2 a la posición 3: cuando el motor está siendo accionado en la posición 2, la conexión SW1 que conecta el FA de entrada al voltaje del bus VBARR, la conexión SW6 conecta el Fe de entrada a la conducción a tierra GND. Se abre la entrada FB. Por lo tanto, no existe circulación de corriente en la resistencia (RB) y a la inductancia (LB) de este devanado, y se tiene el voltaje VB como el valor del voltaje en esta entrada. Al sumar, en la posición 2, se obtiene: FA = VBARR FB = VB Fe = 0 (GND) El instante de conmutación o la posición 3 debe ocurrir cuando el voltaje VB es igual al voltaje VA. Sin embargo, observando la figura 6, se puede observar que en el instante de conmutación, VA es igual a VBARR - H (considerando el motor virtualmente corriendo al vacio) . En esta forma, se puede escribir la siguiente relación para ser satisfecha en el momento de la conmutación de la posición 2 a la posición 3: Conmutación 2 ? 3: FB = FA - H > Fe Sigue en la posición 3: FA = VA FB = VBARR Fe = O(GND) El instante de conmutación a la posición 4 debe ocurrir cuando el voltaje VA es igual al voltaje Ve. Observando la figura 6, se puede apreciar que en el instante de conmutación Ve, GND + H es válido (considerando el motor corriendo virtualmente al vacio) . Por lo tanto, se puede escribir la siguiente relación que será satisfecha en el momento de conmutación de la posición 3 a la posición 4: Conmutación 3 ? 4 FB > Fe + H = FA Extendiendo el mismo razonamiento para las otras conmutaciones, se alcanza la siguiente tabla: Conmutación 6 ? 1 FA = Fe - H > FB Conmutación 1 ? 2 FA > FB + H > Fe Conmutación 2 ? 3 <= FB = FA - H > Fe Conmutación 3 ? 4 FB > Fe + H = FA Conmutación 4 ? 5 Fe = FB - H > FA Conmutación 5 ? 6 Fe > FA + H = FB Tabla 3 - Relaciones entre los voltajes FN en los instantes de conmutación Comparando las tablas 2 y 3, se puede apreciar, en la forma de diferencias, el reemplazo de los voltajes VN mediante los voltajes FN la inclusión del parámetro H. Conforme varia la rotación del motor, varia en forma proporcional la amplitud de sus voltajes inducidos y, como resultado la variación del parámetro H. Por consiguiente, una vez que se obtiene el parámetro H para una rotación ro (H(ro), se puede obtener su valor para una rotación H mediante la expresión: (5) H ( ro) - H ( ro) La obtención del parámetro H para un motor, se puede realizar en una forma muy simple: a) imponer una rotación ro al motor, mientras se mantienen apagadas todas las conexiones SW2N; b) leer los voltajes inducidos EN; esto es posible en esta situación, ya que no habrá corriente a través de las resistencias (RN) e inductancias (LN) de los devanados; c) leer el parámetro H(ro) como siendo la mitad de la diferencia entre el valor pico de los voltajes inducidos (EP) y el voltaje E* que corresponde al voltaje en el cual el módulo de voltaje reducido en dos fases son iguales entre sí (ver figura ) ; (6) H (ro) = (EP - E*) 12 d) utilizar la expresión (5) para obtener H(r) para una rotación de r cualquiera. Hasta ahora siempre se ha considerado el motor corriendo al vacío. En el caso del funcionamiento normal del motor, la presencia de corriente en los devanados origina los voltajes inducidos EN y por consecuencia los voltajes VTST pasan por una reducción de amplitud en la misma rotación r. En esta forma, las amplitudes máximas de los voltajes VN son inferiores al voltaje bus (VBARR) y sus amplitudes mínimas son mayores que la conexión a tierra (GND) . Por lo tanto, el valor de H(r) debe ser incrementado para compensar esta variación de corriente. Este incremento debe ser proporcionado al valor de la corriente. Si no se desea utilizar el valor de corriente en el algoritmo de control, se puede agregar la multiplicación mediante un factor constante ki > 1, durante la obtención del parámetro (H(r) ) en la etapa d antes descrita para compensar las variaciones de corriente. Se obtiene : (6) H (r) = (r/ro) .H (r) .Ki En esta forma, con el motor corriendo al vacío, siempre se tiene el instante de conmutación un poco avanzado cor-respecto al instante correcto. Conforme incrementa la corriente del motor, se retrasa el instante de conmutación. El valor de Ki puede ser ajustado en forma experimental para garantizar el buen funcionamiento del motor en la condición de máxima corriente. Como una sugerencia inicial, se puede utilizar el valor Ki = 1.3. Sí Ki se ajusta en un valor inferior a 1, se tiene una reducción del valor H(r) y por consiguiente habrá un retraso en el instante de conmutación. Por consiguiente, además de utilizarse para compensar el incremento de corriente, esta constante puede utilizarse para permitir avanzar y retrasar el instante de conmutación. Con el objeto de percibir el algoritmo, es necesario tener en cuenta el factor de escala del sistema de adquisición indicado en la figura 7. Los medidores DN presentan un factor de escala KD, determinado por: (7) KD = Rl/ (Rl + R2) En esta forma, a la entrada del convertidor A/D (30) se conectan los voltajes fN y se determinan por (8) fN = KD.F El parámetro H(r) graduado por el KD. Agregando el factor de escala KD a la tabla 3 y reemplazando H con H(r), se alcanza la siguiente tabla que se utilizará en el algoritmo de control: Conmutación 6 ~ 1 <=> fa = fe - KD.H( R) > fb Conmutación 1 ? 2 <= fa > fb + KD.H( r) = fe Conmutación 2 ? 3 fb > fa - KD . H ( r) > fc Conmutación 3 ? 4 fb > fc + K ( ) = fa Conmutación 4 —» 5 <=> fe = fb - KD.H( r) > fa Conmutación 5 ? 6 o Fe > fa + KD.H = fb Tabla 4 - Relaciones que serán probadas en microcontrolador para percibir la posición. En la aplicación final, la variación de la rotación del motor puede obtenerse variando directamente el voltaje de VBARR (ver figura 4), o modulando el voltaje aplicado al motor por medio de las conexiones SWl, SW2,...SW6. Por ejemplo, en el caso de la modulación que se realiza por medio de las conexiones SWl, SW3 y SW5, el voltaje en la fase A (y también en las restantes) tendrán la forma indicada en la figura 8. El filtro RlC presente en DN (ver figura 4), suaviza las variaciones de voltaje en esta fase. En esta forma, se obtiene una forma de onda similar a la fa indicada en la figura 6. Aqui con el objeto de realizar las comparaciones entre el voltaje observadas en cada fase y de acuerdo con la tabla 4, es necesario filtrar totalmente la modulación en fa, fb, y fe. Para este propósito, se calcula el promedio de los voltajes en cada período de modulación (T) . La frecuencia de muestreo utilizada para medir el voltaje fN, debe sincronizarse con la frecuencia de modulación (F) . En cada período de modulación, siempre se muestran los valores k, separados de manera igual, en cada fase, es decir, la frecuencia de muestreo es determinada por: (9) FS = k. F La suma de estos valores k divididos entre el número de muestras k, representa el valor promedio aproximado del voltaje a lo largo del período de modulación T. Esta operación se realiza en cada muestreo del voltaje fN, permitiendo obtener el valor de fNMEDIO (AVERAGEN) , cada ciclo de muestreo de voltaje fN, es decir, en tiempos de frecuencia k tan altos como el período de modulación MAP del voltaje en las fases del motor. Con el objeto de evitar la necesidad de esperar un período completo T para obtener el valor promedio disponible, se adopta el siguiente procedimiento: en cada período de muestreo TS = 1FS, se agrega el valor muestreado a las muestras previas k-1 y se divide el resultado entre k. Hablando en una forma más simple, la técnica propuesta para determinar el valor de fNMEDIO consiste del promedio aritmético de las últimas muestras k. Esta técnica proporciona una resolución óptima en la determinación del momento de conmutación correcto del motor, incluso para frecuencias MAP de conexión relativamente bajas.

Como ejemplo, la figura 9 representa la extensión del detalle indicado en la figura 8. En este ejemplo, se consideran 5 muestras por periodo de modulación (k = 5) . Después de la quinta muestra del periodo de modulación n, se tiene como valor promedio: (11) faMEDIO 5 (n) = fa5 (n) + fa4 (n) + fa3 (n) + fa2 (n) + fal(n) 5 Entrando en el periodo de modulación n+1, el valor máximo del faMEDIO será: (12) faMEDIO 1 (n+1) = fal(n+l) + fa5 (n) + fa4 (n) + fa3 (n) + fa2 (n) 5 y entonces: (12) faMEDIO 2 (n+1) = fa2(n+l) + fal(n+l) + fa5 (n) + fa (n) + fa3 (n) 5 De esta forma, en cada periodo de muestreo TS, se tiene el valor del disponible. Es importante observar que la frecuencia del corte del filtro R1C debe ser inferior a la mitad de la frecuencia del muestreo (Fe < Fs/2), respetando de este modo el criterio de Nyquist. Como un buen estimado se puede utilizar ¼ menos de la frecuencia de muestreo. Para la frecuencia de muestreo se puede utilizar, por ejemplo, 4*F o más, con el objeto de tener un buen promedio. Por lo tanto, como sugerencia: (14) Fs <= 4.F (15) Fc<= 2.Fs En la figura 8, la linea punteada indica el valor promedio de faMEDIO obtenido con la técnica propuesta. Se debe observar que la forma de faMEDIO en la figura 6, es la misma de FA en la figura 6, cuando no existe modulación MAP del voltaje en la fase del motor. Posteriormente se encuentra que, con la técnica propuesta, se filtra virtualmente en su totalidad el efecto de la modulación MAP en los voltajes de las fases, sin presentar una desventaja significativa entre el valor real del promedio y los valores calculados, permitiendo de este modo utilizar las relaciones indicadas en la tabla 4, donde posteriormente se promedien los valores (ver tabla 5) para determinar el incremento de conmutación del motor. Conmutación 6 ? 1 faMEDIO > FcMEDIO - KD . H ( R) > fbMEDIO Conmutación 1 - 2 o faMEDIO > fbMEDIO + KD . H ( r) = fCMEDIO Conmutación 2 ? 3 <= fbMEDIO > faMEDIO - KD.H( r) > fCMEDIO Conmutación 3 ? 4 fbMEDIO > fcMEDIO + K( r) > faMEDIO Conmutación 4 ? 5 fcMEDIO > fbMEDIO - KD . H ( r) > faMEDIO Conmutación 5 ? 6 => fcMEDIO > faMEDIO + KD.H = fbMEDIO Tabla 5 - Tabla de comparaciones finales que se utilizará en el algoritmo Un punto fuerte en el uso de la técnica de filtración propuesta para observar los voltajes inducidos en las fases del motor, es que este proceso permite monitorear la posición de las veces del rotor k en cada periodo de modulación de MAP del voltaje aplicado en las fases del motor. Por lo tanto, incluso en el caso de utilizar una frecuencia de modulación baja (Ex. lKHz o menos) aún se logra una buena resolución durante la percepción de la posición del rotor y del momento de conmutación adecuado. Como ejemplo, se debe considerar la figura 10A. Esta figura muestra los resultados experimentales logrados en el control de un motor de imán permanente de 6 ranuras, 4 polos tipo CD Brushless, siendo F = 1.2KHZ, Fe =3.3KHz, Fs = 16^F = 19.2KHz. La rotación es de 1500rpm. En la figura 10b, se tiene la extensión de 2 ciclos de MAP, y también se indican los instantes de muestreo de fa. Tal como se comentó anteriormente, aunque la frecuencia de modulación es lenta, la técnica de fijación matemática aqui propuesta permite monitorear el cambio de posición 16 veces en cada período T. De esta forma, se tiene una excelente resolución en la percepción de posición. Es importante observar que las amplitudes de las señales mostradas en la figuralOa están en diferentes escalas, sirviendo únicamente como una referencia cualitativa . Con referencia a la figura 10, el voltaje pico observado en la fase A después de la conmutación 5 —» y la ausencia de voltaje después de la conmutación 2 — > 3 , caracteriza el período de desmagnetización de esta fase. La desmagnetización es el período requerido para el surgimiento de la extinción de la corriente que circula enffrff v ve v vccv una fase determinada, después del término del período de aplicación de la corriente en esta fase, es decir, después de la conmutación de la posición x a la siguiente posición x+1. La desmagnetización origina una distorsión en la forma de onda del voltaje observado en las terminales del motor. Con el objeto de evitar que esta distorsión afecte la percepción de la posición, existe un cierto período de retraso TD después de cada conmutación, en donde no se lleva a cabo la conmutación entre los voltajes FN. Una ventaja del método de la presente invención en comparación con el método tradicional para detectar el cero de los voltajes inducidos, es que en el método para detectar el cero, el periodo de desmagnetización no puede exceder 30 grados eléctricos, ya que en este caso no se puede detectar el cero que surge exactamente después de 30 grados. En el método de la presente invención, la desmagnetización puede exceder 30 grados sin originar problema alguno en toda la percepción, y para este propósito es suficiente ajustar en forma conveniente el periodo de retraso TD. Es importante observar, que tanto el filtro R1C como el proceso de cálculo matemático del promedio origina un retraso del resultado. Sin embargo, este retraso, incluso si es corto y tiene poca influencia, puede ser compensado ajusfando únicamente el parámetro H(r) . Si la modulación PAM es del 100%, el voltaje VBARR será continuo y no será necesario llevar a cabo el muestreo; en este caso en particular, es posible llevar a cabo la percepción de posición observando simplemente los voltajes en las fases y comparando posteriormente estos valores de acuerdo con la tabla 4. El rango de muestreo en situaciones en las cuales el muestreo es menor a 100%, debe ser adecuado para garantizar una buena resolución en la máxima rotación del motor. En esta rotación, la frecuencia eléctrica del motor será determinada por: (16) FEL = n . p = 4500 . 2 = 150Hz en donde: n = rotación del motor en rpm; y p = número de pares de polos En cada periodo eléctrico se presentan 6 diferentes posiciones, una será un periodo mínimo por posición para este motor de: (17) MINIMUMTPOS = 1 = 1.1 lms 6 . 150 Hz.

Por lo tanto, un buen valor para ser utilizado para mantener una buena resolución en la rotación máxima es de 10 muestras por posición. Posteriormente se logra el siguiente valor para la frecuencia de muestreo: (18) Fs = 10 = 9.09kHz MINIMUMTPOS Evidentemente, el objeto de la presente invención es aplicable a motores de construcción similar a la de los motores de imán permanente, y que tienen cualquier número de polos y fases, siendo necesario únicamente unificarlos con la aplicación en particular. Habiendo sido descrita una modalidad preferida, se debe entender que el avance de la presente invención abarca otras posibles variaciones, estando limitada únicamente por el contenido de las reivindicaciones adjuntas, que incluyen los equivalentes posibles.

Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la practica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims (18)

1. R E I V I N D I C A C I O N E S Habiéndose descrito la invención como antecede se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones : 1.- Un método para controlar un motor eléctrico de n fases n (FN) , comprende: - un microcontrolador; - un grupo de medidores de voltaje (DN) asociados al microcontrolador; - un grupo de conexiones (SW2N) conectadas a un voltaje eléctrico (VBARR) , y asociadas con el microcontrolador; - accionando en forma selectiva el microcontrolador al menos un par de conexiones (SW2N) , aplicando un voltaje (VBARR) para al menos dos fases (FN) del motor, estando caracterizado el método porque comprende las siguientes etapas : el microcontrolador lee, por medio del grupo de medidores (DN) , las señales de los voltajes eléctricos (fN) que corresponden a los voltajes de alimentación en las fases ( FN) del motor, y el microcontrolador compara los voltajes (fN) correspondientes con los voltajes en las fases (FN) con parámetros pre-establecidos y acciona las conexiones (SW2N) tan pronto como se logran los parámetros pre-establecidos mediante los voltajes (fN) .
2. 2. - Un método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque antes de la etapa de leer los voltajes (fN), los valores se convierten mediante un convertidor A/D.
3. 3. - Un método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque antes de la etapa de comparar les voltajes (fN) , se obtiene un valor promedio (fNMEDIO) por medio de los valores (fN), obtenidos mediante periodo de muestreo (Ts) , distribuidos de manera uniforme dentro del periodo de tiempo (T) .
4. 4. - Un método de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque la etapa de comparación incluye: comparar el promedio (fNMEDIO) de los valores de voltaje (fN) mostrados en cada medidor (DN) con el promedio de los valores de voltaje (fNMEDIO) mostrados en cada uno de los otros medidores (DN) , restando el valor promedio (fNMEDIO) de una de las fases que están siendo sumadas de un parámetro (H (r ) ) proporcional a la rotación del motor.
5. 5.- Un método de conformidad con cualesquiera de las reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque: - las conexiones (SW2N) comprenden conexiones (SW1) a (SW6) y el medidor (DN) comprende medidores (DA) a (DC) , y la etapa de comparación de los voltajes (fN) correspondiente a los voltajes en las fases ¡FN) ; - una primera combinación de conexiones (SWl) y (SW4) es accionada cuando el valor promedio del voltaje (faMEDIO) en el medidor (DA) es mayor o igual al valor promedio del voltaje (fcMEDIO) en el medidor (DC) restado del parámetro (h ( r) ) , y el valor promedio del voltaje (fcMEDIO) en el medidor (DC) restado del parámetro (h (r )), es mayor al valor promedio del voltaje (fbMEDIO) en el medidor (DB) ; - una segunda combinación de conexiones (SW1) y (SW6) es accionada cuando el valor promedio del voltaje (faMEDIO) en el medidor (DA) es mayor al valor promedio del voltaje (fbMEDIO) en el medidor (DB) agregado al parámetro (h (r ) ), y el valor promedio del voltaje (fbMEDIO) en el medidor (DB) agregado al parámetro (h (r) ) es mayor o igual a valor promedio del voltaje (fcMEDIO) en el medidor (De) ; una tercera combinación de conexiones (SW3) y (SW6) es accionada cuando el valor promedio del voltaje * (fbMEDIO) en el medidor (DB) es mayor o igual al valor promedio del voltaje (faMEDIO) en el medidor (DB) restado del parámetro (h (r )), y el valor promedio del voltaje (faMEDIO) en el medidor (DA) restado del parámetro (h (r)) es mayor al valor promedio del voltaje (fcMEDIO) en el medidor (De) ; - una cuarta combinación de conexiones (SW2) y (SW3) es accionada cuando el valor promedio del voltaje (fbMEDIO) en el medidor (DB) es mayor al valor promedio del voltaje (fcMEDIO) en el medidor (De) agregado al parámetro (h (r )), y el valor promedio del voltaje (fcMEDIO) en el medidor (De) agregado al parámetro (h (r) ) es mayor o igual al valor promedio del voltaje (faMEDIO) en el medidor (DA); - una quinta combinación de conexiones (SW2) y (SW5) es accionada cuando el valor promedio del voltaje (fcMEDIO) en el medidor (De) es mayor o igual al valor promedio del voltaje (fbMEDIO) en el medidor (DB) restado del parámetro (h (r )), y el valor promedio del voltaje (fbMEDIO) en el medidor (DB) restado del parámetro ( (r) ) es mayor al valor promedio del voltaje (faMEDIO) en el medidor (DA); - una sexta combinación de conexiones (SW4) y (S 5) es accionada cuando el valor promedio del voltaje (fcMEDIO) en el medidor (De) es mayor al valor promedio del voltaje (faMEDIO) en el medidor (DA) agregado al parámetro (h (r ) ), y el valor promedio del voltaje (faMEDIO) en el medidor (DA) agregado al parámetro (h (r)) es mayor o igual al valor promedio del voltaje (fbMEDIO) en el medidor (DB) ;
6. 6. - Un método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque cuando las combinaciones de la conexiones (SW1) a (S 6) son accionadas, el parámetro (h(r ) ) es el resultado de la multiplicación del parámetro (H(r ) ) por un factor de escala (KD) .
7. 7. - Un método de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque la etapa de comparar el promedio (fNMEDIO) de los valores de voltajes mostrados en cada medidor (DN) con el promedio de los valores de voltajes (fNMEDIO) mostrados en cada uno de los otros medidores (DN) se lleva a cabo en cada periodo de muestreo de los voltajes (fN) en los medidores (DN) .
8. 8. - Un método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el muestreo de los voltajes (fN) en los medidores (DN) que corresponde a los voltajes en las fases del motor (FN) se lleva a cabo las veces k dentro del periodo de tiempo T.
9. 9. - Un método de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque el periodo de veces T es igual al periodo de modulación MAP en las fases del motor cuando se aplica esta modulación MAP.
10. 10. - Un método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el valor promedio (fNMEDIO) del voltaje mostrado en cada uno de los medidores (DN) del voltaje de las fases del motor, se obtiene calculando el promedio aritmético de las últimas muestras k.
11. 11. - Un método de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque el valor (H(ro) es el resultado de la mitad de la diferencia entre el valor máximo de un voltaje inducido (Ep) observado en una fase, en una rotación determinada (ro) del motor, y un voltaje ( E* ) observado en dos fases, cuando estos valores de voltaje inducido (EN) en las dos fases son iguales entre si.
12. 12. - Un método de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque el parámetro (H(r )) que será agregado o restado del valor promedio (fNMEDIO) del voltaje mostrado en el medidor (DN) de voltaje de una de las fases es igual a la proporción entre la rotación (r ) y la rotación (ro) multiplicada por el valor (H (ro) ) medido en la rotación (ro) y multiplicado por la constante de ajuste (ki) .
13. 13.- Un método de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque el uso del parámetro (H( r) es proporcional a la rotación (r ) para desfasar el instante de actuación de la nueva combinación de conexiones (SW2N) .
14. 14.- Un sistema para controlar un motor eléctrico de fases N que comprende: - un microcontrolador , un grupo de conexiones (SW2N) conectado a un voltaje eléctrico (VBARR) y asociado con el microcontrolador; - accionar en forma selectiva el microcontrolador al menos un par de conexiones (SW2N) , aplicando un voltaje (VBARR) para al menos dos fases (FN) del motor, estando caracterizado el sistema porque: comprende un grupo de medidores de voltaje (DN) asociados con el microcontrolador, estando conectado el grupo de medidores (DN) a las entradas de alimentación de las fases (FN) del motor; el microcontrolador comprende, almacenado en la memoria relaciones pre-establecidas entre los voltajes (fN), y tienen la capacidad de comparar el valor medido por los medidores (DN) por las relaciones pre-establecidas de los voltajes (fN¡ medidos por el grupo (DN) .
15. 15. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 14, caracterizado porque un convertidor A/D esta asociado con el microcontrolador para convertir las señales leídas por el grupo de medidores (DN) .
16. 16. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 14 ó 15, caracterizado porque el grupo de medidores (DN) comprende un divisor de resistencia asociado con un. capacitor, para formar un filtro RC que presenta un factor de escala (KD) de relación entre el voltaje (fN) y el voltaje en la fase (FN) .
17. 17. - Un sistema de conformidad con la rei indicación 16, caracterizado porque un microcontrolador lee el valor del voltaje (fN) por medio de una frecuencia de muestreo (Ts) ve veces k tan alta como la frecuencia de modulación MAP.
18. 18. - Un motor eléctrico de fases N, caracterizado por comprender un sistema con la capacidad de sincronizar las corrientes de fase con los voltajes inducidos, que incluye un microcontrolador, un grupo de conexiones (SW2N) conectadas a un paréntesis (VBARR) y asociadas con el microcontrolador , - accionando en forma selectiva el microcontrolador al menos un par de conexiones (SW2N) , aplicando un voltaje (VBARR) a al menos dos fases (FN) del motor, comprendiendo un grupo de medidores de voltaje (DN) asociados con el microcontrolador , estando conectado el grupo de medidores (DN) a las entradas de alimentación de las fases (FN) del moto . - comprendiendo el microcontrolador, almacenadas en su memoria, relaciones pre-estabiecidas entre los voltajes (fN) y que tienen la capacidad de comparar el valor medido por los medidores (DN) con las relaciones pre-estabiecidas y accionar al menos un par adicional de conexiones (SW2N) en función de la relación de los voltajes (fN) medidos por el grupo (DN) .