MXPA02001364A

MXPA02001364A - Metodo y aparato para reducir la proporcion de poder pico a promedio en sistemas de radiodifusion.

Info

Publication number: MXPA02001364A
Application number: MXPA02001364A
Authority: MX
Inventors: Anjali Shastri
Original assignee: Ibiquity Digital Corp
Priority date: 1999-08-24
Filing date: 2000-08-23
Publication date: 2002-07-30
Also published as: TW519804B; KR20020036846A; DE60023513T2; RU2234199C2; DE60023513D1; CA2385125C; ATE308187T1; CN1370365A; EP1206866A1; JP4574095B2; BR0013532A; AR027843A1; BR0013532B1; CA2385125A1; EP1206866B1; AU765568B2; AU6931000A; US6128350A; JP2003507968A; KR100623830B1

Abstract

Esta invencion proporciona un metodo para reducir la proporcion de poder pico a promedio en una senal de radiofrecuencia. El metodo comprende las etapas de modular una pluralidad de subportadores con una pluralidad de vectores de simbolo de datos para producir una primera senal modulada; limitar la magnitud de la primera senal modulada para producir una primera senal modulada limitada; desmodular la primera senal modulada limitada para recuperar los puntos de constelacion; predistorsionar los vectores de simbolos de datos para proporcionar una magnitud minima para los componentes en fase y en cuadratura de los mismos para producir una segunda senal modulada; limitar la magnitud de la segunda senal modulada para producir una segunda senal modulada limitada; y reducir los productos de intermodulacion en la segunda senal modulada limitada. Se incluyen tambien los transmisores que realizan el metodo.

Description

MÉTODO Y APARATO PARA REDUCIR LA PROPORCIÓN DE PODER PICO A PROMEDIO EN SISTEMAS DE RADIODIFUSIÓN DIGITAL DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona al procesamiento de señal electrónico, y más particularmente, a procesamiento de señal dirigido a reducir la proporción de poder pico a promedio en señales de radiofrecuencia. La audio radiodifusión digital (DAB) es un medio para proporcionar el audio de calidad digital, superior a los formatos de radiodifusión analógica existentes. La DAB en canal en banda (IBOC) de FM puede ser transmitida en un formato híbrido donde coexiste la señal modulada digitalmente con la señal FM analógica actualmente radiodifundida, o en el formato todo digital donde se ha eliminado la señal FM analógica. IBOC no requiere distribuciones espectrales nuevas ya que cada señal DAB se transmite simultáneamente dentro de la misma máscara espectral de una distribución de canal FM existente. IBOC promueve la economía de espectro mientras que permite a los radiodifusores suministrar el audio de calidad digital a su base presente de oyentes. Las ventajas de la transmisión digital para el aud o incluyen mejor calidad de señal con menos ruido e intervalo dinámico más amplio que con los canales de radio FM existentes. Inicialmente el formato híbrido puede ser adoptado permitiendo a los receptores existentes continuar íilka- r» . ±^± .m. recibiendo la señal FM analógica mientras que permite a nuevos receptores IBOC decodificar la señal digital. Algún momento en el futuro, cuando los receptores DAB IBOC sean abundantes, los radiodifusores pueden elegir transmitir el formato todo digital. La meta del DAB IBOC híbrido FM es proporcionar audio digital estéreo de calidad CD virtual (más datos) mientras que simultáneamente transmite la señal FM existente. La meta del DA3 IBOC todo digital FM es proporcionar audio estéreo de calidad CD virtual con un canal de datos con la capacidad de hasta aproximadamente 200 kbps, dependiendo del ambiente de interferencia de la estación particular . Un sistema de radiodifusión IBOC FM propuesto usa una pluralidad de portadores multiplexeados de división de frecuencia ortogonal (OFDM) para transmitir una señal digital. Una señal OFDM consiste de la suma de varios portadores modulados en diferentes frecuencias igualmente separadas, las cuales son ortogonales entre si. Esto asegura que los diferentes subportadores no interfieran entre si. La magnitud de la señal transmitida en tal sistema ocasionalmente tiene picos muy altos. De esta forma los amplificadores de poder lineales usados en los transmisores DAB IBOC necesitan operar con grandes retrocesos de poder de tal forma que el poder fuera de banda está debajo de los limites impuestos. Esto resulta en los amplificadores muy má í „ ,i caros e ineficientes. Por lo tanto, hay una necesidad para reducir las proporciones de poder pico a promedio (PAR) para una señal DAB OFDM. Esta invención proporciona un esquema suficiente 5 para reducir la proporción de poder pico a promedio de señales electrónicas al usar el multiplexeo de división de frecuencia ortogonal, tales como pueden ser usados en los sistemas DAB IBOC FM. Esta invención proporciona un método para reducir 10 la proporción de poder pico a promedio en una señal de radiofrecuencia. El método comprende las etapas de modular una pluralidad de subportadores con una pluralidad de vectores de símbolo de datos para producir una primera señal modulada; limitar la magnitud de la primera señal modulada 15 para producir una primera señal modulada limitada; desmodular la primera señal modulada limitada para recuperar los puntos de constelación; predistorsionar los vectores de símbolo de datos para proporcionar una magnitud minima para los componentes en fase y cuadratura de los mismos para producir 20 los vectores de símbolos de datos predistorsionados; medular la pluralidad de portadores con los vectores de símbolo de datos predistorsionados para producir una segunda señal modulada; limitar la magnitud de la segunda señal modulada para producir una segunda señal modulada limitada; y reducir 25 los productos de intermoaulación en la segunda señal modulada «- ?? IMritM Tiarti—liitir I—iffi ft BiJ i.JJ, „ .. „ , j,,, , , „ , . ^ , = : . „ ?O SSmmmm i limitada . Una modalidad alternativa particularmente aplicable a un sistema DAB IBOC todo digital predistorsiona adicionalmente los vectores de símbolos de datos de los subportadores centrales mientras que reduce los productos de intermodulación en la segunda señal limitada modulada. La invención también comprende los transmisores que realizan el método anterior. BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN La Figura 1 es una representación esquemática de las distribuciones de frecuencia y densidad espectral de poder relativa de los componentes de señal para una señal DAB IBOC FM hibrida; La Figura 2 es una representación esquemática de las distribuciones de frecuencia y densidad espectral de poder relativa de los componentes de señal para una señal DAB IBOC FM toda digital; La Figura 3 es un diagrama de bloque simplificado de un transmisor de radio que puede incorporar el método de reducción de la proporción de pico a promedio de la presente invención; La Figura 4 es una ilustración gráfica de un tipo de limitante que puede ser empleado en el método de esta invención; La Figura 5 es una representación esquemática de la predistorsión de los símbolos de datos como se aplican en la invención; La Figura 6 es un diagrama de flujo del método de esta invención como se aplica a un sistema de radiodifusión de audio digital híbrido; La Figura 7 es una ilustración gráfica de otro tipo de limitante que puede ser empleado en el método de esta invención; La Figura 8 es una gráfica de los resultados de una simulación de las densidades espectrales de poder de una forma de onda modulada procesada de acuerdo con la invención, usando la función limitante de la Figura 4; La Figura 9 muestra las relaciones de error de bitio para los varios escenarios ilustrados en la Figura 8; La Figura 10 es una gráfica de los resultados de una simulación de las densidades espectrales de poder de una forma modulada procesada de acuerdo con la invención, la cual asume un amplificador de alto poder usando la función limitante de la Figura 7; La Figura 11 muestra las relaciones de error de bitio para los varios escenarios ilustrados en la Figura 10; La Figura 12 es una carta de flujo del método de esta invención como se aplica a un transmisor de aud o radiodifusión todo digital; La Figura 13 es una gráfica de los resultados de I una simulación de las densidades espectrales de poder de una forma de onda modulada procesada de acuerdo con la invención, usando la función limitante de la Figura 4; La Figura 14 muestra las relaciones de error bitio 5 para los varios escenarios ilustrados en la Figura 13; La Figura 15 es una gráfica de los resultados de una simulación de las densidades espectrales de poder de una forma de onda modulada procesada de acuerdo con la invención, la cual asume un amplificador de alto poder usando la función 10 limitante de la Figura 7; y La Figura 16 muestra las relaciones de error de bitio para los varios escenarios ilustrados en la Figura 15. Con referencia a los dibujos, la Figura 1 es una representación esquemática de las distribuciones de 15 frecuencia (colocación espectral) y densidad espectral de poder relativo de los componentes de señal para una señal DAB IBOC FM hibrida 10 de acuerdo con la presente invención. El formato híbrido incluye la señal analógica estéreo FM convencional 12 la cual tiene una densidad espectral de poder 20 representada por la forma triangular 14 colocada en una banda de frecuencia central, 16 porción del canal. La densidad espectral de poder (PSD) de una señal de radiodifusión FM analógica es casi triangular con una pendiente de aproximadamente -0.35 dB/kHz a partir de la frecuencia 25 central. Se colocan una pluralidad de subportadores i.i JJÍ A>* uniformemente separados modulados digitalmente en cualquier lado de la señal FM analógica, en una banda lateral superior 18 y una banda lateral inferior 20, y son transmitidos concurrentemente con la señal FM analógica. Todos los portadores se transmiten en un nivel de poder que cae dentro de la máscara de canal 22 de la Comisión de Comunicaciones Federal de los Estados Unidos. El eje vertical en la Figura 1 muestra la densidad espectral de poder pico opuesta a una caracterización de densidad espectral de poder promedio más convencional. En un formato de modulación propuesto, se colocan una pluralidad de subportadores multiplexeados de división de frecuencia ortogonal uniformemente separados (OFDM) en cada lado de la señal FM analógica huésped que ocupa el espectro de aproximadamente 129 kHz a aproximadamente 199 kHz lejos de la frecuencia central FM huésped como se ilustra por la banda lateral superior 18 y la banda lateral inferior 20 en la Figura 1. En el sistema híbrido el poder DAB total en los subportadores modulados OFDM en cada banda lateral se fi a a aproximadamente -25 dB con relación a su poder FM analógica huésped. Se transmite la señal DAB en los subportadores OFDM ubicados tanto en el lado del espectro analógico. El sistema DAB incluye 191 portadores arriba y 191 portadores abajo del espectro FM huésped. Cada subportadores DAB es QPSK modulado en una relación de símbolo de 344.53125 Hz. Las conformaciones de impulso de fase de cuadratura y en fase son ahusado en coseno de raiz cuadrada (tiempo en exceso=7/128 ) en los bordes para suprimir los lóbulos laterales espectrales. Esta conformación de impulso resulta en el espaciamiento de frecuencia del subportadores ortogonal de 363.3728 Hz. La porción digitalmente modulada de la señal hibrida es un subgrupo de la señal DAB toda digital que será transmitida en el formato DAB IBOC todo digital. Se muestra en la Figura 2, los niveles de colocación espectral y la densidad de poder de señal relativa de los subportadores digitales OFDM en un formato DAB FM todo digital propuesto ilustrado por el número de articulo 24. la señal FM analógica de la Figura 1 ha sido reemplazado por un grupo adicional opcional de subportadores OFDM, referidos como la señal toda digital extendida 26, ubicada en la banda de frecuencia central 28. Otra vez los subportadores OFDM uniformemente separados tienen posiciones en una banda lateral superior 30 y una banda lateral inferior 32. Las bandas laterales del formato todo digital de la Figura 2 son más amplias que las bandas laterales de la Figura 1. Además, el nivel de densidad espectral de poder de las bandas laterales de señal IBOC todo digital se fija aproximadamente a 10 dB más que lo permitido en las bandas laterales IBOC híbridas. Esto proporciona la señal IBOC todo digital con una ventaja de comportamiento significativo. Adicionalmente la densidad espectral de poder de la señal toda digital extendida es aproximadamente 15 dB debajo de aquella de las bandas laterales IBOC híbridas. Esto minimiza o elimina cualesquiera problemas de interferencia para la señal IBOC hibrida o toda digital adyacente mientras que proporciona capacidad adicional para otros servicios digitales. El modo todo digital es una extensión lógica del modo híbrido donde la señal analógica, la cual ocupa previamente la región +/- 100 kHz central se reemplaza con subportadores digitales de bajo nivel. Están ubicados en cualquier lado de los portadores de nivel bajo dos bandas laterales digitales que difieren del modo híbrido al incrementar el ancho de banda a aproximadamente 100 kHz e incrementar el poder por aproximadamente 10 dB. Un sistema DAB todo digital propuesto incluye 267 portadores en cada banda lateral y 559 portadores en el centro. Cada subportador DAB es modulado QPSK. Las formas del impulso de fase de cuadratura y en fase son ahusadas por coseno de raiz cuadrada (tiempo en exceso=7/128) en los bordes para suprimir los lóbulos laterales espectrales. Esta forma de impulso resulta en el espaciamiento de frecuencia del subportadores ortogonal de 363.3728 Hz. Las gráficas de la densidad espectral de poder para la señal transmitida debe estar bien dentro de la máscara IBOC FM toda digital. l* ? ? » *.* ».:,-,..,. - Jfelfe., La Figura 3 es un diagrama de bloque funcional que ilustra una implementación de la presente invención en un transmisor FM DAB IBOC. Un generador de símbolo 34 produce los símbolos de datos Quadrature Phase Shift Keying (modulación de transmisión de cambio de fase en cuadratura) (QPSK) que contienen la información a ser transmitida. Se pasan estos símbolos a un modulador 36 en donde se modulan una pluralidad de subportadores OFDM para producir la señal DAB (normalizada) . Esta modulación incluye pasar los símbolos de datos a través de la transformada de Fast Fourier inversa (IFFT) para realizar la modulación OFDM. Se aplica un prefijo cíclico, junto con una ventana de coseno de raiz cuadrada, a la señal modulada (tiempo en exceso=7/128) . La combinación de la IFFT y la operación de ventana es referida en la presente como el modulador DAB. El bloque 38 es el bloque principal donde se realiza la reducción de la proporción de poder pico a promedio. Se pasa la salida modulada del modulador DAB 36 como una entrada a este bloque. La salida del bloque 38 es la señal a ser transmitida con una PAR reducida. Para llevar a cabo la reducción PAR, la señal modulada es limitada en amplitud como se ilustra por el bloque 40, después se desmodula como en bloque 42, y los vectores de símbolo obtenidos a partir del desmodulador son predistorsionados, o constreñidos, para tener componentes en fase y en cuadratura Í AÍZ, mínimos en el bloque 44. Los símbolos constreñidos son entonces modulados en el bloque 46 para producir una segunda señal modulada que se somete además a limitación en el bloque 48. Esta limitación resulta en los productos de intermodulación no deseados. Los productos de intermodulación en la segunda señal modulada limitada son entonces reducidos o eliminados en el bloque 50 antes a pasar la señal a un amplificador de alto poder 52 para radiodifusión por medio de la antena 54. La Figura 4 es una gráfica que ilustra la operación de un limitante que puede ser usado para realizar la función del bloque 40. El limitante se fija a un cierto umbral, o valor limite, Kl . En cualquier momento en tiempo si el poder de señal de entrada excede Kl se sujeta a Kl . Ya que se normaliza la señal de entrada, esto asegura que la PAR de la señal en la salida del limitante es Kl . De esta forma la operación del limitante (para x real) puede ser ilustrada como sigue. Si el valor de la señal de entrada (X) es menro que -Kl, entonces la salida del limitante se fija igual a - Kl; si el valor de la señal de entrada (X) es mayor que Kl, entonces la salida del limitante se fija igual a Kl; y si la señal de entrada es entre -Kl y Kl, entonces la señal de • salida es igual a la señal de entrada. Una Kl de 1.58 implica que el pico a promedio se fi a a 4 dB para esta operación. La señal modulada limitada se pasa entonces a un desmodulador 42 DAB. En el desmodulador DAB, un prefijo cíclico inverso y la operación de ventana se realiza primero en las muestras moduladas. Esto es seguido por la transformada de Fast Fourier (FFT) para realizar la 5 desmodulación OFDM. La combinación de la ventana y FFT es referida en la presente como el desmodulador DAB. Después los puntos de constelación del vector símbolo de datos recuperados en la etapa de desmodulación se constriñen para tener componentes en fase y en cuadratura JO mínimos con el fin de reducir la distorsión introducida debido a la sujeción en el limitante. Para lograr esta constricción, cada vector símbolo OFDM es forzado en esta etapa a estar en una cierta región 54, 56, 58, ó 60, como se representa en la Figura 5, alrededor del punto de 15 constelación. En la Figura 5, los puntos de constelación 62, 64, 66 y 68 tienen una magnitud en fase y en cuadratura esperados de "A". Alguna fracción predeterminada de "A", designada como "F", define la región para la cual se constriñen los símbolos de datos. De esta forma la operación 20 de constricción de cada elemento del vector símbolo OFDM se ilustra como sigue. Si el símbolo de entrada (x) es: x=a+b*i, donde "a" es el componente en fase, y "b" es el componente en cuadratura, entonces la salida (y) es definida como: y=a ' + 25 b'*i, donde a' y b' son definidos como sigue: &aaaÉBÍMMMBBMMMM«*M»t ,t « .«-* i. -a.* Í Si abs (a) <=F*A Además, a'=F*A Además a'=a Si abs(b)<=F.A Si b<0, b'=-(F*A) Además, b'=F*A Además b'=b Con esta constricción, puede observarse que los componentes en fase y en cuadratura de los puntos de constelación de símbolo se forzan para tener por lo menos una magnitud minima igual a alguna fracción predeterminada de la magnitud en fase y en cuadratura esperada. Después, se modula el vector de símbolo constriñido a través del modular DAB 46 y la salida modulada se pasa a través del limitante 48. El limitante 48 usa una función limitante similar a aquella de la Figura 4, pero que tiene un valor de umbral de K2. Esto asegura que la señal en la salida del limitante 48 tenga una PAR de K2 ya que la señal entrada es normalizada. Con el fin de hacer el pozo de descanso de la señal transmitida dentro de la máscara IBOC FM hibrida la señal se limpia en el bloque 50 por llevar a cero los subportadores sin datos. La distorsión introducida debido a esta operación de limpieza es minima. En la modalidad preferida de un sistema DAB IBOC FM, el proceso actual implica sujetar los i^^^^^^^^^^^feg subportadores sin datos para todos los canales inactivos ' ' (fuera de los dos lóbulos laterales) a cero. La Figura 6 es un diagrama de flujo que ilustra el método de reducción PAR de la invención. El bloque 70 5 muestra que el vector de símbolo OFDM de entrada DAB de los datos del subportador se introduce a un desmodulador DAB 72. La primera señal modulada resultante en la linea 74 se limita en el bloque 76 usando un primer umbral Kl . Esto produce una primera señal modulada limitada en la linea 78 que es 10 desmodulada subsecuentemente en el bloque 80 para recuperar los puntos de constelación de los vectores de símbolos de datos en la linea 82. Los puntos de constelación recuperados son predistorsionados en el bloque 84 de tal forma que son constriñidos para tener componentes en fase y cuadratura de 15 magnitud minima predeterminada como se discute anteriormente. El modulador DAB 86 modula los vectores símbolo constriñidos para producir una segunda señal modulada en la linea 88. Esta segunda señal modulada es limitada en el limitante 90 que tiene un segundo umbral K2. 20 Ya que la operación limitante produce los productos de intermodulación, estos son reducidos en las siguientes etapas. La segunda señal modulada limitada en la linea 92 se pasa a un desmodulador en bloque 94. La salida desmodulada en la linea 96 se pasa a una etapa de limpieza en el bloque 25 98 donde se sujetan los subportadores sin datos a cero. La i**--? señal resultante en la linea 100 se modula en el bloque 102 y la tercera señal modulada en la linea 104 se limita en el bloque 106 usando otro umbral limite (K3) . En la modalidad preferida de la invención, las etapas en los bloques 94, 98, 102 y 106 se repiten dos veces, usando un valor de umbral de K4 en el limitante 106 en la primera repetición. En la segunda repetición, no se usa el limitante 106, pero se pasa la señal en la linea 108 a un amplificar de alto poder para radiodifusión. Para propósitos de simulación se usan dos modelos para el HPA. El modelo 1 usa una función limite de "curva Z" como se describe en la Figura 4. El limitante se fija a un cierto umbral K5. En cualquier momento si el poder de señal excede K5 (para una señal de entrada normalizada) esta se sujeta a K5. El modelo 2 usa una función limite de "curva S". En este caso se usa una función de error escalada 110 para modelar el HPA (como se ilustra en la Figura 7) . El punto de operación se fija a K5. Una K5 de 6 dB implica que la señal rms es 6dB abajo del punto de compresión 1 dB. La Figura 8 es una gráfica que muestra los resultados simulados de las densidades espectrales de poder de los subportadores OFDM en una señal de audio radiodifusión digital muestra usando el valor limite de: Kl= 3; K2, K3 y K4 : y la fracción F=7/8, usando el limitante de la Figura 4, con varios criterios de sujeción final. La señal ilustrada ¿ „¿ t t í ?^A por la linea 112 representa una sujeción en 5.5 + 0.85 dB. La linea 114 muestra la sujeción en 5.0 + 0.85 dB, la linea 116 muestra la sujeción en 4.5 + 0.86 dB, y la linea 118 muestra los resultados para sujetar en 4.0 + 0.88 dB. La Figura 9 5 muestra las relaciones de error de bitio correspondientes para estos escenarios, usando números primos para los resultados correspondientes. La linea 119 representa los resultados no sujetados. La Figura 10 es una gráfica que muestra los 10' resultados simulados de las densidades espectrales de poder - de los subportadores OFDM en una señal de audio radiodifusión digital muestra usando un valor limite de: Kl= 3; K2, K3 y K4=; y la fracción F=7/8, usando el limitante de la Figura 4 en el método de reducción PAR y usar el limitante de la 15 Figura 7 para un amplificador de alto poder en la salida del transmisor. Se ilustra la señal no sujetada por la linea 120. La linea 122 muestra la sujeción en 5.17 + 1.09 sigrms. La Figura 11 muestra las relaciones de error de bitio correspondientes para estos escenarios, usando números primos '20 para los resultados correspondientes. La Figura 12 es un diagrama de flujo que ilustra el método de reducción PAR de la invención para una señal toda digital. El bloque 124 muestra que el vector de símbolo OFDM de entrada DAB de los datos del subportador se introduce a un 25 desmodulador DAB 126. La primera señal modulada resultante en • I l í- -la linea 128 se limita en el bloque 130 usando un primer umbral Kl . Esto produce una primera señal modulada limitada en la linea 132 que se desmodula subsecuentemente en el bloque 134 para recuperar los puntos de constelación de los vectores de símbolo de datos en la linea 136. Los puntos de constelación recuperados son predistorsionados en el bloque 138 de tal forma que se constriñen para tener componentes en fase y cuadratura de magnitud minima predeterminada como se discute anteriormente. Además, los subportadores sin datos no deseados son también sujetados a cero en esta etapa. El modulador DAB 140 modula los vectores de símbolo constreñidos para producir una segunda señal modulada en la linea 142. Esta segunda señal modulada es limitada en el limitador 144 que tiene un segundo umbral K2. Ya que la operación limitante produce productos de intermodulación, estos son reducidos en las siguientes etapas. La segunda señal modulada limitada en la linea 146 se pasa a un desmodulador en el bloque 148. La salida desmodulada en la linea 150 se pasa al bloque 152 donde los símbolos de datos a partir de los portadores centrales se predistorsionan y se sujetan los subportadores sin datos a cero. Se modula la señal resultante en la linea 154 en el bloque 156 y la tercera señal modulada en la linea 158 se limita en el bloque 160 usando otro umbral limitante (K3) . En la modalidad preferida de la invención, se repiten las etapas m*Lmt <JJ. 4 -.Í. en los bloques 148, 152, 156 y 160 dos veces, usando un valor de umbral K4 en el limitante 160 en la primera repetición. En la segunda repetición, no se usa el limitante 160, pero se pasa la señal en la linea 162 a un amplificador de alto poder para radiodifusión. La Figura 13 es una gráfica que muestra los resultados simulados de las densidades espectrales de poder de los subportadores OFDM en una señal de audio radiodifusión digital muestra usando un valor limite de: Kl=3; K2, K3 y K4=4; y la fracción F=7/8, usando el limitante de la Figura 4, con varios criterios de sujeción finales. Se ilustra la señal no sujetada por la linea 164. La linea 166 muestra la sujeción en 4.5 + 0.78 dB, la linea 168 muestra la sujeción en 5.0 + 0.77 dB y la linea 170 muestra los resultados para la sujeción en 5.5 + 0.77 dB. La Figura 14 muestra las relaciones de error de bitio correspondiente para estos escenarios, usando los números primos para los resultados correspondientes . La Figura 15 es una gráfica que muestra los resultados simulados de las densidades espectrales de poder de los subportadores OFDM en una señal de audio radiodifusión digital muestra usando un valor limite de: Kl=3; K2, K3 y K4=4, y la fracción F=7/8, usando el limitante de la Figura 4 en el método de reducción PAR y usando el limitante de la Figura 7 para un amplificador de alto poder en la salida del transmisor. Se ilustra la señal no sujetada por la linea 172. La linea 174 muestra la sujeción en sigrms=6, PAR=6.15+0.95 dB, y la linea 176 muestra la sujeción en sigrms=8, PAR=6.38 + 0.88 dB. La Figura 16 muestra las relaciones de error de 5 bitio correspondientes para estos escenarios, usando los números primos para los resultados correspondientes. Todas las simulaciones se realizan usando 512 símbolos OFDM. Los parámetros óptimos elegidos son Kl=3dB, K2=4dB, K3=4dB, K4=4dB, F=7/8. Las , medidas de comportamiento 10 consideradas son la densidad espectral de poder (PSD) y la relación de error de bitio (BER) . También, se grafican los puntos de señal desmodulados para representar la distorsión introducida. En la última etapa la frecuencia de muestreo puede 15 ser duplicada por cero acojinando la señal en el dominio de frecuencia. Para reducir la complejidad del esquema de reducción PAR, la última etapa puede ser hecha dos veces en lugar de tres veces. Puede haber una pérdida de comportamiento pero las PSD está todavía dentro de la máscara 20 IBOC GM hibrida. Esta invención describe un procedimiento novedoso para la reducción de proporción pico a promedio (PAR) en OFDM para los sistemas DAB IBOC FM. Los resultados de simulación (usando las curvas Z y S para el amplificador de '25 poder) para este procedimiento muestran que la invención í irTiittfeí? ir-fi ii puede lograr una PAR descendente a 4-7 dB y todavía estar dentro de la máscara FM. La distorsión introducida debido a este esquema de predistorsión es minima. En particular usando los parámetros Kl=3dB, K2=4dB, K3=4dB, K4=4 dB, F=7/8 se 5 logra una gráfica de ocupación espectral muy buena para la señal DAB la cual está bien dentro de la máscara FM. También, la distorsión introducida con este grupo particular de valores es minima. Esta invención usa una combinación de predistorsión 10 de la señal de transmisión junto con sujeción para minimizar la PAR de la señal transmitida. Las reducciones PAR en la señal transmitida optimizada han sido demostradas con resultados de simulación. Mientras que la presente invención se ha ilustrado en términos de sus modalidades preferidas, 15 debe entenderse que pueden hacerse varios cambios al método y sistema descrito sin alejarse del alcance de la invención la cual se define por las siguientes reivindicaciones, las cuales incluyen equivalentes de las mismas. Por ejemplo, se ha ilustrado la invención en términos de su aplicación a 20' audio radiodifusión digital, pero tiene más aplicación / general a otros sistemas para transmitir la información digital por la modulación multiportadora . ifflOTMi™<?i?rt-' -

Claims

¿.1 REIVINDICACIONES 1. Un método para reducir la proporción de poder pico a promedio en una señal de radio recuencia, el método comprende las etapas de modular una pluralidad de subpcrtadores con una pluralidad de vectores de símbolo de datos para producir una primera señal modulada; limitar la magn tud de la primera señal modulada para p? educir xa primera señal modulada limitada; y desmodular ia primera sen?! modulada limitada para recuperar ios vectores de áírtür los de datos; está caracterizado por la.c etapas -te : predistorsionar los vectores de símbolos de ^ ; ->a para prcor, rcionar una magnitud mínima para los componen «50 er fast- y en cuadratura de los PU s oe para producir los ^ r or^s de símbolos de datos predisters onados; modular la pluralidad de portadores coo los vectoras de símbolos de datos predistorsionados para prreu ir una 3-?gunc'a señal modulada; limitar la magnitud de la segunda señal modulada para producir una segunda señal modulada limitada, \ reducir los oroductos de intermod?i ación en la segunda señal modulada limitada. 2. El método de conformidad con la reivindicación 1 , es ta caracterizado porque la etapa de reoucxr los productor de intermodulaciór -- n Ja segunda serial if.oUUida limitado comprende las etapas ze: desmodular la segunda señal modulada para producir una segunda señal desmodulada; . . . . sujetar los subportadores sin datos a cero en la segunda señal desmodulada; y 5 modular la segunda señal desmodulada para producir • I una tercera señal modulada. 3. El método de conformidad con la reivindicación 2, está caracterizado además porque comprende la etapa de: limitar la tercera señal modulada. 10 4. El método de conformidad con la reivindicación 3, está caracterizado además por la etapa de: desmodular la tercera señal modulada para producir una tercera señal desmodulada; sujetar los subportadores sin datos a cero en la •' 15 tercera señal desmodulada; y modular la tercera señal desmodulada para producir una cuarta señal modulada. 5. El método de conformidad con la reivindicación 4, está caracterizado además porque comprende la etapa de: 20 limitar la cuarta señal modulada. 6. El método de conformidad con la reivindicación 5, está caracterizado además por la etapa de: desmodular la cuarta señal modulada para producir - t una cuarta señal desmodulada; 25 sujetar los subportadores sin datos a cero en la A. -¿ cuarta señal desmodulada; y modular la cuarta señal desmodulada para producir una quinta señal modulada. 7. El método de conformidad con la reivindicación 1, está caracterizado porque los vectores de símbolos de datos incluyen una pluralidad de puntos de constelación representativos de símbolos de datos, los puntos de constelación que tienen un componente en fase y un componente en cuadratura y la etapa de predistorsión comprende las etapas de: escalar el componente en fase de cada punto de ' constelación a una magnitud mayor que o igual a una primera fracción predeterminada de la magnitud esperada del componente en fase; escalar el componente en cuadratura de cada punto de constelación a una magnitud mayor que o igual a una segunda fracción predeterminada de la magnitud esperada del componente en cuadratura. 8. El método de conformidad con la reivindicación 1, está caracterizado además porque la etapa de modular una pluralidad de subportadores con una pluralidad de símbolos de datos para producir una señal modulada comprende la modulación de transmisión de cambio de fase en cuadratura. 9. El método de conformidad con la reivindicación 8, está caracterizado además porque la pluralidad de portadores son portadores multiplexeados de división de frecuencia ortogonal. 10. El método de conformidad con la reivindicación 1, está caracterizado además porque la etapa de limitar la 5 magnitud de la primera señal modulada para producir una primera señal modulada limitada comprende la etapa de: fijar la magnitud máxima de la primera señal modulada a una magnitud constante predeterminada. 11. El método de conformidad con la reivindicación 10 1, está caracterizado además porque la etapa de limitar la magnitud de la señal modulada para producir una primera señal modulada limitada comprende la etapa de: fijar la magnitud máxima de la primera señal modulada a una magnitud predeterminada definida por una curva 15. Z escalada. 12. El método de conformidad con la reivindicación 1, está caracterizado además porque los portadores modulados se normalizan. 13. El método de conformidad con la reivindicación 20 1, está caracterizado además porque la etapa de modular una pluralidad de subportadores con una pluralidad de vectores de símbolo de datos para producir una primera señal modulada comprende las etapas de: aplicar la transformada de Fast Fourier inversa a ,25 los vectores de símbolos de datos; aplicar un prefijo cíclico a los vectores de símbolos de datos; y aplicar una ventana de coseno de raíz cuadrada a los vectores de símbolos de datos. 14. Un método para reducir la proporción de poder pico a promedio en una señal de radiofrecuencia, el método que comprende las etapas de modular una pluralidad de subportadores con una pluralidad de vectores de símbolos de datos para producir una primera señal modulada, un primer grupo de subportadores que descansa en las bandas laterales superior e inferior de un canal de radio, y un segundo grupo de los subportadores que están en una banda central del canal de radio; y limitar la magnitud de la primera señal modulada para producir una primera señal modulada limitada; caracterizado por las etapas de: eliminar los productos de intermodulación en la primera señal modulada limitada; desmodular la primera señal modulada limitada para recuperar los puntos de constelación de datos; predistorsionar los vectores de símbolos de datos en el primer y segundo grupo de subportadores para proporcionar una magnitud mínima para los componentes en fase y en cuadratura de los mismos para producir los vectores de símbolos de datos predistorsionados; modular la pluralidad de portadores con los Í??.? ? ¡ A.-*J>»*» vectores de símbolos de datos predistorsionados para producir una segunda señal modulada; limitar la magnitud de la segunda señal modulada para producir una segunda señal modulada limitada; eliminar los productos de intermodulación en la segunda señal modulada limitada; y predistorsionar los vectores de símbolos de datos en el segundo grupo de subportadores para proporcionar una magnitud mínima para los componentes en fase y en cuadratura de los mismos para producir los vectores de símbolos de datos predistorsionados adicionales. 15. El método de conformidad con la reivindicación 14, está caracterizado porque la etapa de eliminar los productos de intermodulación en la segunda señal modulada limitada comprende las etapas de: desmodular la segunda señal modulada para producir una segunda señal desmodulada; sujetar los subportadores sin datos a cero en la segunda señal desmodulada; y modular la segunda señal desmodulada para producir una tercera señal modulada. 16. El método de conformidad con la reivindicación 15, está caracterizado además por la etapa de: limitar la tercera señal modulada. 17. El método de conformidad con la reivindicación *-& 16, está caracterizado además por la etapa de: desmodular la tercera señal modulada para producir una tercera señal desmodulada; sujetar los subportadores sin datos a cero en la 5 tercera señal desmodulada; y modular la tercera señal desmodulada para producir una cuarta señal modulada. 18. El método de conformidad con la reivindicación 17, está caracterizado además por la etapa de: 0 limitar la cuarta señal modulada. 19. El método de conformidad con la reivindicación 18, está caracterizado además por la etapa de: desmodular la cuarta señal modulada para producir una cuarta señal desmodulada; 5 sujetar los subportadores sin datos a cero en la cuarta señal desmodulada; y modular la cuarta señal desmodulada para producir una quinta señal modulada. 20. El método de conformidad con la reivindicación 0 14, está además caracterizado porque los vectores de símbolos de datos incluyen una pluralidad de puntos de constelación representativos de los símbolos de datos, los puntos de constelación que tienen un componente en fase y en cuadratura y la etapa de predistorsión comprende las etapas de: 5 escalar el componente en fase de cada punto de constelación a una magnitud mayor que o igual a una primera fracción predeterminada de la magnitud esperada del componente en fase; escalar el componente en cuadratura de cada punto de constelación a una magnitud mayor que o igual a una segunda fracción predeterminada de la magnitud esperada del componente en cuadratura . 21. El método de conformidad con la reivindicación 14, está además caracterizado porque la etapa de modular una pluralidad de subportadores con una pluralidad de símbolos de datos para producir una señal modulada comprende la modulación de transmisión de cambio de fase en cuadratura. 22. El método de conformidad con la reivindicación 21, está además caracterizado porque la pluralidad de los portadores son portadores multiplexeados de división de frecuencia ortogonal. 23. El método de conformidad con la reivindicación 14, está además caracterizado porque la etapa de limitar la magnitud de la primera señal modulada para producir una primera señal modulada comprende la etapa de: fijar la magnitud máxima de la primera señal modulada a una magnitud constante predeterminada. 24. El método de conformidad con la reivindicación 14, está además caracterizado porque la etapa de limitar la magnitud de la señal modulada para producir una primera señal j£t* A modulada limitada comprende la etapa de: fijar la magnitud máxima de la primera señal modulada a una magnitud predeterminada definida por una curva X escalada. 5 25. El método de conformidad con la reivindicación 14, está además caracterizado porque los portadores modulados se normalizan! 26. El método de conformidad con la reivindicación 14, está además caracterizado porque la etapa de modular una 10 pluralidad de subportadores con una pluralidad de vectores de símbolos de datos para producir una primera señal modulada comprende las etapas de: aplicar una transformada de Fast Fourier inversa a los vectores de símbolos de datos; y 15 aplicar un prefijo cíclico a los vectores de símbolos de datos para los símbolos de datos. 27. Un transmisor de radiofrecuencia el cual proporciona la proporción de poder pico a promedio reducida en una señal de radiofrecuencia, el transmisor que comprende 20" un medio para modular una pluralidad de subportadores con una pluralidad de vectores de símbolos de datos para producir una primera señal modulada; un medio para limitar la magnitud de la primera señal modulada para producir una primera señal modulada limitada; y un medio para desmodular la primera 25 señal modulada limitada para recuperar los vectores de ^tt ^^^^l símbolos de datos, caracterizado por: un medio para predistorsionar los vectores de símbolos de datos para proporcionar una magnitud mínima para los componentes en fase y en cuadratura de los mismos para producir vectores de símbolos de datos predistorsionados; un medio para modular la pluralidad de portadores con los vectores de símbolos de datos predistorsionados para producir una segunda señal modulada; un medio para limitar la magnitud de la segunda señal modulada para producir una segunda señal modulada limitada; un medio para reducir los productos de ' intermodulación en la segunda señal modulada limitada. 28. Un transmisor de radiofrecuencia el cual proporciona la proporción de poder pico a promedio reducida en una señal de radiofrecuencia, el transmisor comprende un medio para modular una pluralidad de subportadores con una pluralidad de vectores de símbolo de datos para producir una primera señal modulada, un primer grupo de subportadores que están en las bandas laterales superior e inferior de un canal de radio, y un segundo grupo de los subportadores que están en una banda central del radio canal; y un medio para limitar la magnitud de la primera señal modulada para producir una primera señal modulada limitada y para eliminar los productos de intermodulación en la primera señal modulada limitada; caracterizado por: un medio para desmodular la primera señal modulada limitada para recuperar los puntos de constelación de datos; un medio para predistorsionar los vectores de símbolos de datos en el primer y segundo grupo de subportadores para proporcionar una magnitud mínima para los componentes en fase y en cuadratura de los mismos para producir los vectores de símbolo de datos predistorsionados; un medio para modular la pluralidad de portadores con los vectores de símbolos de datos predistorsionados para producir una segunda señal modulada; un medio para limitar la magnitud de la segunda señal modulada para producir una segunda señal modulada limitada; un medio para eliminar los productos de intermodulación en la segunda señal limitada; y un medio para predistorsionar los vectores de símbolo de datos en el segundo grupo de subportadores para proporcionar una magnitud mínima para los componentes en fase y en cuadratura de los mismos para producir vectores de símbolos de datos predistorsionados adicionales. IJ.1*.