MÉTODO DE ESTIMACIÓN DE ERROR DE FASE PARA UN DEMOpULADOR EN UN RECEPTOR PE TELEVISIÓN DE ALTA DEFINICIÓN Esta invención se refiere a un red de recuperación de portadora 5 para demodular una señai de televisión de alta definición, por ejemplo, del tipo modulado por banda lateral residual (VSB) adoptado para su uso en ios Estados Unidos de Norteamérica. La recuperación de datos de señales moduladas que pasan información digital en forma de símbolos comúnmente requiere tres lo funciones en un receptor: recuperación de temporización para sincronización de símbolos, recuperación de portadora
(demodulación de frecuencia a banda base), y ecualización de canal. La recuperación de temporizacíón es un proceso mediante el cual un reloj de receptor (base de tiempo) se sincroniza a un reloj de
15 transmisor. Esto permite muestrear una señal recibida en puntos óptimos en tiempo para reducir errores de separación asociados con procesamiento dirigido en decisiones de valores de símbolos recibidos. La recuperación de portadora es un proceso mediante una señal de radio frecuencia recibida, después de haber sido convertido
20 hacia abajo en frecuencia a una banda de paso de frecuencia intermedia infepor (por ejemplo, cerca de banda base) es desplazada a banda base para permitir la recuperación de la información de
•y. banda base de modulación. La ecuaiización de canal adaptable es un proceso mediante el cual se compensan los efectos de condiciones
25 cambiantes y perturbaciones en el canal de transmisión de señal.
Este proceso comúnmente emplea filtros que eliminan las distorsiones de fase y amplitud resultantes de características variantes de tiempo dependientes de ia frecuencia del canal de transmisión. De conformidad con los principios de la presente invención, una red de recuperación de portadora produce una señal demodulada en respuesta a un componente de portadora piloto de la señal recibida y una señal de control de corrección de fase generada de manera local que representa un desplazamiento de fase no deseado de la señai piloto transmitida con la señal de datos principal. La señal de control es una función de una correlación entre un componente predeterminado de la señal recibida y un valor de referencia. En una modalidad preferida ilustrada, la señal de control es producida correlacionando un componente de sincronización recibido con (a) un valor de sincronización de referencia, y (b) una transformada de Hílbert del valor de sincronización de referencia. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 , es un diagrama de bloques de una porción de un receptor de televisión de alta definición (HDTV) que incluye un aparato de conformidad con los principios de la presente invención. La Figura 2, muestra un formato de cuadro de datos para una señal modulada por banda lateral residual que emplea el sistema de alta definición ATSC en los Estados Unidos de Norteamérica. La Figura 3, muestra detaties de una red demoduladora de recuperación de portadora en la Figura 1 , de conformidad con la presente invención. La Figura 4, es un diagrama útil para comprender la operación del demodulador en la Figura 1 . La Figura 5, muestra detalles adicionales de una porción de la red demoduladora en la Figura 1 . En la Figura 1 , una señal de televisión de alta definición de Entrada analógica de transmisión terrestre es procesada por una red de entrada 14 que incluye circuitos de sintonización de radio frecuencia y un procesador de frecuencia intermedia (I F) 16 que incluye un sintonizador para producir una señal de salida de banda de paso de frecuencia intermedia y circuitos de control de ganancia automática (AGC) apropiados. La señal recibida es una señal modulada 8-VSB suprimida de portadora propuesta por la "Grand Alliance" y adoptada como el estándar de televisión de alta definición de transmisión terrestre de ATSC para su uso en los Estados Unidos de Norteamérica. Una señal de banda lateral residual de este tipo es representada por una constelación de símbolos de datos de una dimensión en donde sólo un eje contiene datos cuantificados que van a ser recuperados por el receptor. Para simplificar la Figura, no se muestran las señales para medir en tiempo los bloques funcionados ilustrados. Como se describe en la Especificación del Sistema de Televisión de Alta Definición Grand Alliance con fecha del 14 de abril de 1994, el sistema de transmisión de banda lateral residual pasa datos con un formato de cuadro de datos prescrito como se muestra en la Figura 2. Un componente de portadora piloto pequeño (tono piloto) a la frecuencia de portadora suprimida se agrega a la señal transmitida para ayudar a un demodulador a lograr enganche de portadora en un receptor de banda lateral residual. Con referencia a la Figura 2, cada cuadro de datos comprende dos campos y cada campo incluye 313 segmentos de 832 símbolos de múltiples niveles. El primer segmento de cada campo se denomina segmento de sincronización de campo, y los 312 segmentos restantes se denominan segmentos de datos. Los segmentos de datos comúnmente contienen paquetes de datos compatibles con MPEG. Cada segmento de datos comprende un componente de sincronización de segmento de cuatro símbolos seguido por 828 símbolos de datos. Cada segmento de datos incluye un carácter de sincronización de segmento de cuatro símbolos seguido por un componente de sincronización de campo que comprende una secuencia de número seudoaleatorio (PN) predeterminado de 51 1 símbolos y tres secuencias de número seudoaleatorio predeterminado de 63 símbolos, cuya mitad está invertida en campos sucesivos. Una señal de control de modo de banda lateral residual (que define en tamaño de constelación de símbolos de banda lateral residual) sigue la última secuencia de 63 números seudoaleatorios, que está seguida por 96 símbolos reservados y 12 símbolos copiados del campo anterior. En el sistema ATSC, se agrega un nivel digital pequeño (1 .25) a cada símbolo (datos y sincronizaciones) de los datos de banda base digital más la señal de sincronización. Esto tiene el efecto de agregar un componente de portadora piloto en fase pequeño a la señal de datos. La adición digital del piloto en banda base proporciona un piloto sumamente estable y preciso. La frecuencia del piloto es la misma que la frecuencia de la portadora suprimida. Continuando con la Figura 1 , la señal de salida de frecuencia intermedia de banda de paso de la unidad 16 se convierte a una corriente de datos de símbolo digital mediante un convertidor de analógico a digital 19. La corriente de datos digital de salida del convertidor de analógico a digital 19 se demodula a banda base mediante una red de recuperación de portadora/demodulador digital 22. Esto se logra mediante un circuito de enganche de fase en respuesta al componente piloto corriente de datos de banda lateral residual recibida. La unidad 22 produce una corriente de datos de símbolos demodulados de fase I de salida como se describe con mayor detalle con respecto a la Figura 3. El convertidor de analógico a digital 19 muestrea la corriente de datos de símbolos de banda lateral residual de entrada en respuesta a un reloj de muestreo CLK. Asociado con el convertidor de analógico a digital 19 y el demodulador 22 se encuentra una red de recuperación de reloj de símbolo y sincronización de segmento 24. La red 24 recupera los componentes de sincronización de segmentos de datos repetitivos de cada cuadro de datos de los datos aleatorios. Los componentes de sincronización de segmento se utilizan para regenerar un reloj de muestreo en fase adecuadamente.
unidad 42, corregida en Reed-Solomon por la u n idad 44, y separada (des-aleatorizada) por la un idad 46. Posteriormente, una corriente de datos decodificada se somete a procesamiento de audio , vídeo y despliegue por la unidad 50. La demodulación en la unidad 22 es realizada por un circuito control de fase automático digital (APC) para lograr la recuperación de portadora. El circuito de enganche de fase utiliza el componente piloto como una referencia para la adquisición inicial, y emplea un detector de fase convencional para adquisición de fase. La señal piloto está insertada en la corriente de datos recibida , que contiene datos que exh iben un patrón aleatorio simi lar al ru ido. Los datos aleatorios son esencialmente ignorados por la acciónde filtrado del circuito de control de fase automático digital del demodulador. La señal de entrada al convertidor de analógico a digital 1 9 es una señal cercana a la banda base con el centro del espectro de frecuencia de la banda lateral residual a 5.38 M Hz y el componente piloto situado a 2.69 M Hz. En la sistema de televisión digital demodulada de la unidad 22 , el componente piloto ha sido desplazado en frecuencia hacia abajo a DC. La Figura 3, muestra detalles del demodulador digital 22. El demodulador 22 incluye una primer red de control de fase 320, una segunda red de control de fase 350, y un generador de señal de corrección de fase 360. Primero se describirá la operación de la red 320. La corriente de datos de símbolos digital modulados en 8-VS B automático digital 344, por ejemplo, un filtro de paso bajo de segundo orden. El error de fase detectado por la unidad 340 representa una diferencia de frecuencia entre la frecuencia de la señal piloto esperada cerca de DC, y la frecuencia del componente piloto recibido. Si el componente piloto recibido exhibe una frecuencia esperada cerca de DC, la unidad de control de frecuencia automático 336 no producirá desplazamiento de fase. La entrada de los componentes pilotos de canal I y Q al detector de fase 340 no exhibirá desviación de una relación de pasa de cuadratura mutua mediante la cual el detector de fase 340 produce una señal de salida de error de fase de valor cero o cercano a cero. Sin embargo, si el componente piloto recibido exhibe una frecuencia incorrecta, la unidad de control de frecuencia automático 336 producirá un desplazamiento de fase. Esto producirá una diferencia de fase adicional entre los componentes piloto de canal I y Q aplicados a las entradas del detector de fase 340. El detector 340 produce un valor de error de salida en respuesta a esta diferencia de fase. La señal de error de fase filtrada del filtro 344 se proporciona a un oscilador controlado numéricamente (NCO) 348, que de manera local regenera el componente piloto para demodular la corriente de datos recibida. Asociadas con el oscilador controlado numéricamente 348, se encuentran las tablas de búsqueda de seno y coseno 349 para regenerar el tono piloto en respuesta a la señal de control de fase de las unidades 340 y 344. Las salidas de la unidad 10 349 son controladas hasta que las salidas de señales I y Q del multiplicador 324 hacen que la señal de error de fase producida por el detector 340 sea sustancialmente cero, indicando así que una señal I de banda base demodulada está presente en la salida del multiplicador 324. Como se mencionó anteriormente, el componente piloto en una señal modulada de banda lateral residual recibida es rastreada por un circuito de enganche de fase y frecuencia (FPLL) y el piloto recuperado se usa para heterodinar el espectro recibido a banda base. Cuando hay componentes "fantasma" o de múltiples trayectorias en el espectro recibido, la portadora rastreada por el circuito de enganche de fase es el tono resultante producido por la adición del componente de tubo de rayos catódicos de la trayectoria principal y el componente de múltiples trayectorias. Esto se ilustra en el diagrama de la Figura 4. Como se muestra en la Figura 4, la distorsión de múltiples trayectorias produce un desplazamiento de fase, o Error de Rastreo de Fase, en el piloto, de manera que el piloto no exhibe la fase de demodulación correcta con respecto a los datos. Por lo tanto, el piloto de referencia usado para heterodinación tiene un desplazamiento de fase con respecto a la portadora en la trayectoria principal, mediante la cual la señal de trayectoria principal de banda base recibe una rotación a través del proceso de heterodinación. Un ecualizador de canal subsecuente, tal como la unidad 34 en la Figura 1 , pueden compensar los efectos del desplazamiento de fase piloto. Sin embargo, este 11 desplazamiento puede ocasionar que el ecualizador utilice una cantidad excesivamente grande de su rango dinámico para corregir el desplazamiento de fase piloto, o puede hacer que el ecuatizador se vuelva inestable. La carga adicional creada por el desplazamiento de fase piloto se elimina por un método y aparato de conformidad con un aspecto de ia invención. Las redes 350 y 360 en la Figura 3 tratan el problema del error de fase piloto. Específicamente, la segunda red de control de fase 350 incluye una red de rotación de fase adicional (multiplicador) que puede girar la señal recuperada independiente de ia fase piloto. Esto permite eliminar el desplazamiento de fase piloto de los datos recuperados antes que tos datos sean procesados por et ecualizador de canal 34. Por lo tanto, el ecualizador no tiene que compensar el desplazamiento de fase piloto lo cual permite el uso de un diseño de ecualizador menos complejo que de otra manera se necesitaría. Et generador de señal de corrección de fase 360 produce una señal de control de Desplazamiento de Fase que es utilizada por la red de control de fase 350 para compensar et desplazamiento de fase pifoto.
En ia modalidad preferida ilustrada, ía red de recuperación de portadora usa dos giradores (multiplicadores) 324 y 356, que responden a ias señales i, Q recibidas. El girador 324 está asociado con un circuito de control de fase en ta red 320 que responde al componente piloto. Et otro girador, la unidad 356, está asociada con ta red de control 350 que adicionalmente responde a una señal combinada producida al combinar una señal derivada del circuito de 12 control de fase de la red 320 con una señal de control de Desplazamiento de Fase que representa un estimado de la distorsión de fase no deseada, tal como distorsión de múltiples trayectorias ("fantasma") en la señal piloto. La red 360 produce ta señal de control de Desplazamiento dß Fase al correlacionar valores de sincronización de segmento recibidos y con una transformada de Hitbert del valor de sincronización de segmento de referencia. De manera más específica, el multiplicador 356 en la red 350 recibe tas señat I y Q de fase de cuadratura mutua del filtro 315. La red 350 también recibe una entrada de ta salida det oscilador 348 en et circuito de enganche de fase de ta red 320. Esta señai es combinada en ei sumador 352 con la señal de control de Desplazamiento de Fase producida por la red 360 para compensar et desplazamiento de fase en ta portadora piloto. La señai de saiida del sumador 352 es una señal compensada en fase que se aplica a la tabta de búsqueda 354 para proporcionar señales de saiida de fase de cuadratura mutua al multiplicador complejo 356 (un segundo girador). La tabla de búsqueda 354 y ei multiplicador 356 operan de la misma manera que ia tabla de búsqueda 349 y et multipticador complejo (girador) 324 en ta red 320. El multipticador 356 proporciona señales de saiida de fase i y Q. La seña! de salida de fase X, compensada por el desplazamiento de fase en ta portadora piloto recibida, se aplica a las unidades 24 y 28, y eventualmente ai ecuaíizador 34, como se muestra en la Figura 1. Como cualquier desplazamiento de fase inducido de múltiples trayectorias en la 13 portadora piloto ha sido significativamente reducido o eliminado por la acción conjunta de las redes 320, 350 y 360, el ecualizador convenientemente no tiene que compensar dicho desplazamiento. La segunda salida del multiplicador complejo 356, en la cual aparecería una señai de fase "Q", no se utiliza en este ejemplo. El esquema de modulación de televisión digital de ATSC emplea un formato de cuadro/campo de datos como se explicó con relación a la Figura 2. Cada cuadro de datos está compuesto de dos campos de datos separados por un componente de sincronización de campo. Cada campo de datos constituyente comprende una pluralidad de segmentos de datos precedidos cada uno por un componente de sincronización de segmento. Estos componentes de sincronización ocupan ubicaciones fijas conocidas en la corriente de datos, y se denominarán sincronización o componentes de sincronización en la siguiente descripción. Después que la corriente de datos modulada de banda lateral residual recibida ha sido demodulada a banda base y los componentes de sincronización han sido recuperados, (sus ubicaciones han sido identificadas) la red 360 realiza una correlación entre los componentes de sincronización de segmentos recuperados y los valores de amplitud de sincronización de segmentos conocidos así como la transformada de Hilbert de los valores de amplitud de sincronización de segmentos conocidos. La transformada de Hilbert produce una versión en fase de cuadratura de una señal de entrada aplicada, como es conocido. Los valores correlacionados se procesan para obtener la señal de control de 14 Desplazamiento de Fase como se indica a continuación . La función de correlación también puede usar el componente de sincronización de campo y su transformada. La red 360 comprende primer y segundo correlacionadores de entrada 362 y 363, los cuales reciben ambos como entradas las muestras de sincronización de segmento de banda base recibidas. El correlacionador 362 adicionalmente recibe el valor de sincronización de segmento constante "S" de ia memoria local, y el correlacionador 363 adicionalmente recibe un valor de sincronización de segmento constante de transformada de H ilbert "H (S)'\ La correlación producida por la unidad 362 produce un valor de salida l e definido por la siguiente expresión lc = Gc . S I 2cos F en donde | s | 2 es el resultado de correlacionar el componente de sincronización con él mismo, y Ge es un factor de ganancia arbitrario. La correlación producida por la unidad 363 produce un valor de salida Is definido por la expresión Is = Gs I H (S) | 2senF en donde | H(S) | 2 es el resultado de correlacionar la transformada de Hilbert del componente de sincronización conocido con él mismo, y Gs = Ge. El error de rastreo de fase piloto se designa con el símbolo F. Las salidas Is e IC de los correlacionadores 362 y 363 son procesadas por una red 365 que produce el valor matemático Is/t c, o I s/lc = I H (S) 1 2/ 1 S 1 2x (senF)/(cosF) .
15 Los valores de las expresiones | H(S) | 2 y l s | 2 son conocidos ya que son funciones de valores de componente de sincronización. El término l H (S) | / | S . 2 en la expresión anterior se cancela por la multiplicación de este término con su inverso (una constante almacenada) en el multiplicador 366, produciendo la siguiente expresión en la salida del multiplicador 366 Is/lc = senF/cosF = tanF, de manera que F = tan-1 (I s/lc) . El término Is/lc es un valor numérico que se utiliza en la tabla de búsqueda tan"1 367 para determinar el valor del cambio de fase de desplazamiento F. El valor de salida de la tabla de búsqueda 367 se aplica a una entrada "D" del circuito de retención 368, por ejemplo, un circuito oscilador tipo D. Una entrada de activación EN del circuito de retención 368 recibe una señal Detectada de Posición de Sincronización generada localmente cuando la sincronización del segmento ha sido recuperada por la unidad de recuperación de temporización 24 (Figura 1 ). La unidad 24, proporciona en este ejemplo la señal Detectada de Posición de Sincronización, aunque un microprocesador locaf que monitorea las operaciones de la red de recuperación de temporización de sincronización de segmento 24 también podría proporcionar esta señal. La señal Detectada de Posición de Sincronización activa el circuito de retención 367 para producir como salida la señal de desplazamiento de fase recibida en su entrada D a la red 350 como la señat de control de Desplazamiento de Fase para su uso como se describió 16 anteriormente. A continuación se presente una descripción más detallada de la operación de la red calculadora de desplazamiento de fase piloto 360. La señal de entrada aplicada a los correlacionadores 362 y 363 es de la forma l(n) = x(n) cosF - x'(n)senF, en donde x' es la transformada de Hilbert de x(n), y e error de desplazamiento de fase de portadora piloto que se va a corregir es F. El patrón de sincronización de segmento de múltiples símbolos para el sistema ATSC se denomina S, y su transformada de Hilbert se designa como H' (o H(s)) como se mencionó anteriormente). La correlación de S y S' produce le = 1 S 1 2cosF e Is = - | S' | 2senF. Como S y S' son constantes, se puede ver que Is/lc es proporcional a -CtanF en donde C es una constante. Para valores de F de por ejemplo, entre -90 y +90 grados, tanF se acerca a F de manera que F es aproximadamente igual a -(ls/lc) x (1 /C). Para valores pequeños de F, le es mayor que cero, despreciando así el factor que le x C produce en F aproximadamente igual a una escala positiva de -Is. Como el patrón de sincronización de cuatro símbolos normalmente tiene valores de símbolo + 160 -160 -160 + 160, normalizar S" a valores de + 1 y -1 produce S' = + 1 -1 -1 +1 que corresponde al patrón de sincronización de segmento normal. Esta normalización simplifica el proceso de correlación Is, ic a un proceso de adición en el cual el error de desplazamiento de fase Fe es aproximadamente igual a Fe = -SO- S 1 + S2 + S3 en donde SO, S 1 , S2 y S3 representan 17 los cuatro símbolos que constituyen et patrón de sincronización de segmento. Para reducir el impacto de ruido y múltiples trayectorias en et cálculo de Fe, tos símbolos de sincronización individuales SO, S1 , S2 y S3 son promediados cada uno en un intervalo predeterminado T que incluye por ejempto, 64 patrones de sincronización de segmento consecutivos. Posteriormente, se produce un valor de correlación de acuerdo con la expresión e' * -SO' -S1 ' + S2' +S3' T Este valor se suma en tiempo (por ejemplo, 64 intervalos de sincronización dé segmento) y se escala por un factor de escata predeterminado G para producir un valor estimado final "e". El factor de estimado G se determina de manera empírica y establece el ancho de banda de rastreo. Ef proceso arriba descrito se ilustra mediante la configuración mostrada en la Figura 5. En ia Figura 5 una red sumadora de entrada está constituida por las unidades 512, 512, 514, 515, 525 y 528 dispuestas como se muestra. Los elementos de retraso 518, 519, 520 y 521 están asociados con la red sumadora. Cada elemento de retraso representa un retraso de símbolo. La salida del sumador 525 se combina de manera restada con fa salida del sumador 528 en ta unidad 530. La salida del combinador 530 es procesada por la unidad 532 para producir ei valor e' de conformidad con la expresión anterior. La unidad 532 se divide entre et número de componentes de sincronización de segmento (64) que se sumaron durante el 18 procesamiento previo, produciendo así una amplitud de sincronización esperada. Posteriormente, el valor e' es procesado por ßl sumador 534 y retraso dß símbolo asociado 535, y es escatado por ta unidad 538 para producir el estimado de error final e. la red sumadora de entrada sß vuelve a iniciar al final de cada intervalo T.