MXPA97005401A - Sistema de comunicaciones por satelite que utilizacodificacion concatenada paralela - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a un sistema de comunicaciones de terminal de abertura muy pequeña para comunicación vía satélite, que comprende:una pluralidad de terminales de abertura muy pequeña, en donde cada una comprende:un codificador concatenado paralelo que comprende una pluralidad de codificadores componentes conectados en una concatenación paralela, el codificador concatenado paralelo aplicando un código concatenado paralelo a un bloque de bits de datos recibidos desde una fuente, y generando palabras clave componentes a partir del mismo, el codificador concatenado paralelo comprende un formateador de palabra clave para formatear los bits de las palabras clave componentes, para proporcionar una palabra clave compuesta;un formateador de paquete para ensamblar paquetes de datos para transmisión, cada paquete de datos comprende bits de cuando menos una palabra clave compuesta;un modulador para recibir los paquetes de datos y proporcionar señales moduladas a partir de los mismos;un convertidor ascendente para transferir las señales moduladas a una frecuencia portadora;una interconexión para conectar cada terminal de abertura muy pequeña respectiva a una antena para transmitir señales moduladas al satélite, y recibir señales moduladas desde el satélite;un convertidor descendente para transferir cada señal recibida de la frecuencia portadora a una frecuencia intermedia;un desmodulador para sincronización y desmodulación de las señales recibidas;un formateador de paquete a palabra clave para formar palabras clave compuestas recibidas a partir de las señales desmoduladas;y un descodificador compuesto que comprende una pluralidad de descodificadores componentes para descodificar las palabras clave compuestas recibidas.

Description

SISTEMA DE COMUNICACIONES POR SATÉLITE QUE UTILIZA CODIFICACIÓN CONCATENADA PARALELA Campo de la Invención La presente invención se relaciona en general con sistemas de comunicaciones por satélite y, más particularmente, con un sistema de comunicaciones por satélite de terminal de abertura muy pequeña que emplea codificación concatenada paralela en sus enlace interno o externo, o en ambos .

Antecedentes de la Invención Existe un mercado en surgimiento para comunicaciones multimedia vía satélite que usan terminales de abertura muy pequeña (VSAT's) , de bajo costo. Las ventajas de utilizar una antena más pequeña que la que se usa actualmente en la práctica general en la industria hoy, incluyen un costo de reflector reducido, costos de embarque más bajos, hardware y trabajo de montaje reducidos, y mayor aceptación del cliente debido a una apariencia menos protuberante. Sin embargo, el uso de una antena de plato con abertura más pequeña puede ocasionar una reducción indeseable en la capacidad de la red. Esto se debe a muchas causas relacionadas con el tamaño reducido de la antena: (1) potencia disminuida de las señales recibidas y transmitidas ocasionada por la disminución asociada en el rendimiento de antena direccional; y (2) regulaciones de la Comisión Federal de Comunicaciones (Federal Communications Commission, FCC) que limitan la potencia transmitida por una terminal de abertura muy pequeña que utiliza una antena más pequeña que un tamaño especificado, con el objeto de limitar la densidad de flujo de potencia de interferencia en ranuras orbitales de satélites adyacentes. El uso de un amplificador de potencia de terminal de abertura muy pequeña con la misma salida de potencia o menos, con el objeto de reducir el costo de la terminal de abertura muy pequeña, también contribuye a la disminución en la capacidad de la red, debido a las limitaciones de potencia. Desafortunadamente, es difícil obtener la ganancia de codificación grande deseada en bloques cortos de datos (que son típicos de algunos tipos de transmisiones de terminal de abertura muy pequeña) para resolver estos problemas, con la eficiencia de amplitud de banda y la complejidad del descodificador requeridas, usando técnicas convencionales de codificación. De conformidad con lo anterior, es deseable proporcionar un sistema de comunicaciones por satélite que incremente la capacidad de la red cuando se usan terminales de abertura muy pequeña con aberturas de antena reducidas, mediante la disminución de la proporción E./N de densidad espectral de potencia de energía-por-bit-a-ruido requerida, con técnicas espectralmente eficientes.

Compendio de la Invención De conformidad con la presente invención, una red de comunicaciones por satélite de terminal de abertura muy pequeña utiliza codificación concatenada paralela en sus enlaces interno o externo, o ambos. En una modalidad, para bloques cortos de datos que son típicos de transmisiones en paquete, transacciones de tarjetas de crédito, y comunicaciones de voz comprimida, los códigos convolucionales unidos en la cola, sistemáticos, no repetitivos, se usan como los códigos componentes en tal esquema de codificación concatenada paralela. Para bloques de datos más largos, que son típicos de la transmisión de archivos, la terminal de abertura muy pequeña y la terminal de cubo de la red utilizan códigos convolucionales sistemáticos repetitivos. En una modalidad preferida, las técnicas de codificación concatenada paralela mencionadas anteriormente se usan en conjunción con modulación de espectro extendido, dando como resultado un sistema que cumple con las regulaciones de la Comisión Federal de Comunicaciones acerca de la densidad espectral de potencia total de las señales transmitidas, y que mitiga la interferencia desde satélites adyacentes.

Breve Descripción de los Dibujos Serán evidentes las características y ventajas de la presente invención por la siguiente descripción detallada de la invención, cuando se lea con los dibujos acompañantes en los cuáles: La Figura 1 ee un diagrama de bloques simplificado que ilustra un sistema de comunicaciones de terminal de abertura muy pequeña que emplea codificación concatenada paralela, de conformidad con la presente invención. La Figura 2 es un diagrama de bloques simplificado que ilustra una terminal de cubo del sistema de comunicaciones por satélite de terminal de abertura muy pequeña, que emplea codificación concatenada paralela, de conformidad con la presente invención. La Figura 3 es un diagrama de bloques simplificado que ilustra un codificador programable, útil en un sistema de comunicaciones de terminal de abertura muy pequeña, de conformidad con la presente invención. La Figura 4 es un diagrama de bloques simplificado que ilustra un descodificador programable, útil en un sistema de comunicaciones de terminal de abertura muy pequeña, de conformidad con la presente invención.

Descripción Detallada de la Invención La invención descrita en la presente es un sistema de comunicaciones por satélite de terminal de abertura muy pequeña, que utiliza técnicas de codificación concatenada paralela, que involucra, por ejemplo, códigos convolucionales unidos en la cola concatenados paralelos, y códigos convolucionales sistemáticos repetitivos concatenados paralelos (es decir, los llamados "turbo códigos") , y sus respectivos descodificadores. En particular, para códigos convolucionales unidos en la cola concatenados paralelos, se emplea un descodificador que comprende descodificación MAP circular, tal como se describe en la Solicitud de Patenté de los Estados Unidos de Norteamérica Número 08/636,742 de Stephen M. Hladik y John B. Anderson, comúnmente asignada, copendiente, presentada el 19 de abril de 1996, e incorporada a la presente como referencia. La codificación concatenada paralela se usa en las transmisiones de enlace interno (terminal de abertura muy pequeña-a-cubo) o en las transmisiones de enlace externo (cubo-a-terminal de abertura muy pequeña) , o ambos enlaces de una red de comunicaciones por satélite de terminal de abertura muy pequeña. En adición, se puede utilizar la codificación concatenada paralela para proporcionar codificación de corrección/detección de error para transmisiones directas para-par (terminal de abertura muy pequeña-a-terminal de abertura muy pequeña) . En una modalidad, para bloques cortos de datos que son típicos de las transmisiones en paquete, transacciones de tarjetas de crédito, y comunicaciones de voz comprimida, se usan códigos convolucionales unidos en la cola sistemáticos no repetitivos, como los códigos componentes en un esquema de codificación concatenada paralela. Para bloques de datos más largos, que son típicos de la transmisión de archivos, las terminales de abertura muy pequeña y la terminal de cubo de la red utilizan codificación concatenada paralela que comprende códigos convolucionales sistemáticos repetitivos. De conformidad con la presente invención, el uso de estas técnicas de codificación concatenada paralela, en conjunción con modulación de espectro extendido, proporciona una solución muy efectiva para facilitar el cumplimiento de las regulaciones de la Comisión Federal de Comunicaciones mencionadas anteriormente sobre la interferencia de satélites adyacentes, mediante la disminución de la potencia radiada efectiva (ERP) requerida y de la densidad espectral de potencia de la señal transmitida. En adición, esta combinación mitiga la interferencia desde satélites adyacentes. La Figura 1 es un diagrama de bloques de un sistema de comunicaciones por satélite de terminal de abertura muy pequeña, que emplea codificación concatenada paralela, de conformidad con la presente invención. Este sistema comprende fundamentalmente un número de terminales de abertura muy pequeña 10, un satélite 12 con un transmisor-receptor, y posiblemente una terminal de cubo 14. La comunicación dentro de la red de terminal de abertura muy pequeña puede ser ya sea en un solo sentido o en dos sentidos, y puede viajar en una diversidad de trayectorias: (1) terminal de abertura muy pequeña-a-terminal de abertura muy pequeña directamente (es decir, conectividad de malla) y (2) terminal de abertura muy pequeña-a-terminal de cubo y/o terminal de cubo-a-terminal de abertura muy pequeña (es decir, conectividad de estrella) . Como se muestra en la Figura 1, una terminal de abertura muy pequeña 10 comprende procesamiento de señal del transmisor 20, procesamiento de señal del receptor 22 y una antena 24. De conformidad con la invención descrita en la presente, el procesamiento de señal del transmisor de la terminal de abertura muy pequeña comprende lo siguiente: un puerto de entrada 25 para aceptar datos desde una fuente de información 25; un codificador 28 que aplica un código concatenado paralelo a los bloques de bits de datos recibidos desde la fuente; un formateador de paquete 30 para generar un paquete de datos (que comprende una o más palabras clave del codificador 28) , un patrón de bit de sincronización y bits de señalización de control; un modulador 32; un convertidor ascendente 34 para transferir la señal modulada a la frecuencia portadora; un amplificador de potencia 36; y una conexión a la antena 24 mediante una interconexión apropiada (por ejemplo, un interruptor o co unicador dúplex de filtro) . El procesamiento de señal del receptor de la terminal de abertura muy pequeña comprende: un amplificador de ruido bajo 40, un convertidor descendente 42 para transferir la señal recibida de la frecuencia portadora a una frecuencia intermedia, un desmodulador 44 para sincronización y desmodulación, un formateador de paquete-a-palabra clave 46, un descodificador 48 adecuado para el código concatenado paralelo utilizado por el transmisor, y un puerto de salida 49 para transferir los mensajes recibidos (es decir, bloques de bits de datos) a un asiento de información 50. Por brevedad, en la Figura 1 se muestra un diagrama de bloques detallado solamente para una terminal de abertura muy pequeña. Las funciones de sincronización realizadas por el desmodulador 44 incluyen sincronización de frecuencia portadora, sincronización de marco, sincronización de símbolo, y, si es necesario, sincronización de fase portadora. La sincronización de símbolo es el proceso de estimar el mejor período de muestreo (es decir, época del símbolo) para la salida del desmodulador, con el objeto de minimizar la probabilidad de un error de decisión de símbolo. La sincronización de marco es el proceso de estimar la época del símbolo para el primer símbolo en un marco (para transmisiones continuas) o paquete (para transmisiones no continuas) de datos recibidos. Para el caso en el que las señales de espectro extendido se transmiten mediante la terminal de abertura muy pequeña, el modulador de terminal de abertura muy pequeña que se muestra en la Figura 1 incluye la función de extensión; y el desmodulador que se muestra en la Figura 1 incluye la función de desextensión. Las técnicas de espectro extendido incrementan la amplitud de banda de la señal con relación a la amplitud de banda de la señal de datos modulada mediante la imposición de una señal de extensión que comprende chips (en el caso del espectro extendido de secuencia directa) o saltos (en el caso del espectro extendido de salto de frecuencia) que son seudoaleatorios e independientes de la señal de datos. En el espectro extendido de secuencia directa, la señal de datos se multiplica mediante una señal que corresponde a una secuencia seudoaleatoria de chips que tienen los valores de +1 ó -1. La duración de los impulsos del chip es menor que el intervalo de símbolo de la señal de datos modulada; en consecuencia, la amplitud de banda de la señal resultante es mayor que aquella de la señal modulada original. En el espectro extendido de salto de frecuencia, la frecuencia portadora de la señal modulada se cambia periódicamente, de conformidad con un patrón seudoaleatorio. Nuevamente, la amplitud de banda de la señal distribuida es mayor que aquella de la señal modulada original. La desextensión en el desmodulador es el proceso de quitar la extensión de la señal recibida. Típicamente, el desmodulador correlaciona la señal recibida con una réplica de la forma de onda de extensión, para desextender una señal de espectro extendido de secuencia directa, mientras que en un sistema de espectro extendido de salto de frecuencia, éste salta la frecuencia de un oscilador en el convertidor descendente del receptor, usando el mismo patrón empleado por la terminal de transmisión para desextender una señal de espectro extendido saltado de frecuencia. Típicamente, se aplica un filtro a la señal recibida después de la desextensión para atenuar el ruido de banda amplia y los componentes de interferencia en la señal recuperada. En la Figura 2 se presenta un diagrama de bloques de la terminal de cubo. De conformidad con la invención descrita en la presente, ésta comprende: puertos de entrada 51 para aceptar datos desde una o más fuentes de información 52; puertos de salida 53 para transferir mensajes recibidos (es decir, bloques de bits de datos) a uno o más asientos de información 54 ; un banco de procesadores de canal transmisor 56; un banco de procesadores de canal receptor 58; un interruptor 60 para conectar cada fuente activa a un procesador de canal transmisor y para conectar cada procesador de canal receptor activo al asiento de información apropiado o a un procesador de canal transmisor; una memoria 62; un controlador 64 para controlar el flujo de datos a través del interruptor; un combinador 66 para combinar las señales generadas por cada procesador de canal transmisor en una señal; un convertidor ascendente 68 para transferir las señales combinadas a la frecuencia portadora; un amplificador de potencia 70 conectado a la antena mediante una interconexión apropiada (por ejemplo, un interruptor o comunicador dúplex de filtro); una antena 72; un amplificador de ruido bajo 74 que está acoplado a la antena mediante la interconexión mencionada anteriormente; un convertidor descendente 76 para transferir la señal recibida de la frecuencia portadora a una frecuencia intermedia (IF) ; y un partidor de señal 78 para proporcionar la señal recibida de frecuencia intermedia, o posiblemente una versión filtrada de la señal recibida de frecuencia intermedia al banco de procesadores de canal receptor. El procesador de canal transmisor que se muestra en la Figura 2 comprende: un codificador 80 que aplica un código concatenado paralelo a bloques de bits de datos recibidos desde una fuente; un formateador de paquete 82 para generar un paquete de datos (que comprende una o más palabras clave del codificador 80) , un patrón de bits de sincronización y bits de señalización de control; y un modulador 84. Como con la terminal de abertura muy pequeña, los moduladores del cubo incluyen la función de extensión para el caso en el que las señales de espectro extendido son transmitidas mediante el cubo. El procesador de canal receptor de la Figura 2 comprende un desmodulador 86, un convertidor de paquete-a-palabra clave 88 para seleccionar muestras de la salida del desmodulador para formar las palabras clave recibidas que se introducen al descodificador para códigos concatenados paralelos, y un descodificador 90 adecuado para el código concatenado paralelo utilizado por el transmisor. Los desmoduladores del cubo incluyen muchas funciones: sincronización, desmodulación, y, para el caso en el que el cubo recibe señales de espectro extendido, desextensión. Una función de la memoria del cubo es almacenar temporalmente datos recibidos desde fuentes de información o procesadores de canal receptor, en caso de que todos los procesadores de canal transmisor o puertos de salida estén ocupados cuando llega un mensaje al interruptor 60. La memoria también almacena parámetros de configuración de la red y datos operacionales necesarios. En una modalidad alternativa de la presente invención, se usa un código exterior en concatenación en serie con el código concatenado paralelo (PCC) (interior) ; un descodificador exterior asociado también está conectado en concatenación en serie con el descodificador para el código concatenado paralelo interior. Adicionalmente, el equipo de terminal de abertura muy pequeña y de cubo puede utilizar un sistema codificador/ descodificador flexible, que se pueda programar, para implementar muchas opciones: (1) codificación concatenada paralela, como se describió anteriormente en le presente; (2) un código exterior en concatenación en serie con un código concatenado paralelo (PCC) interior, como se describió anteriormente en le presente; (3) codificación concatenada en serie que comprende un codificador exterior y solamente un codificador componente de un codificador de código concatenado paralelo; (4) un código convolucional convencional o código de bloques solo (es decir, sin concatenación en serie ni paralela) . La Figura 3 ilustra un diagrama de bloques de un codificador flexible, que se puede programar, que implementa estas cuatro opciones de codificación. Como se muestra, el codificador flexible, que se puede programar, comprende un codificador 100 para códigos concatenados paralelos, un codificador 102 para un código exterior, y cinco interruptores S1-S5. El codificador 100 para códigos concatenados paralelos comprende N codificadores, N-l interpaginadores, y un formateador 106 de palabra clave. La Tabla I, a continuación, resume las posiciones de los interruptores para diferentes modos de operación del codificador.

Tabla I La Figura 4 es un diagrama de bloques de descodificador flexible, que se puede programar, que implementa los descodificadores para los cuatro modos del codificador presentados anteriormente en la presente. Este descodificador compuesto que se puede programar comprende un descodificador 110 para códigos concatenados paralelos, un dispositivo de decisión de umbral 112 para implementar una regla de decisión, un descodificador 114 para un código exterior, y seis interruptores S1-S6. Asumiendo que la salida del descodificador 110 es la probabilidad de que el valor del bit descodificado sea igual a cero, una regla de decisión importante es: Si la salida es mayor que 1/2, entonces decidir que el bit descodificado es cero; si es menor que 1/2, entonces asignar el valor uno; si es igual a 1/2, entonces asignar arbitrariamente un valor. El descodificador 110 para códigos concatenados paralelos también comprende una palabra clave compuesta para el convertidor de palabra clave componente 116, N descodificadores componentes, N-l interpaginadores y dos des-interpaginadores idénticos 118. Cada des-interpaginador tiene una función de reordenación que regresa una secuencia de elementos de datos que han sido alterados por los N-l interpaginadores conectados en serie a su orden original . La Tabla II, a continuación, resume las posiciones de los interruptores para diferentes modos de la operación del descodificador. (En la tabla, X denota la condición "no importa", es decir, el interruptor puede estar en cualquier posición) .

Tabla II La terminal de abertura muy pequeña utiliza diferentes códigos (por ejemplo, códigos PCCC, PCCC unidos en la cola, convolucionales sistemáticos repetitivos, convolucionales sistemáticos no repetitivos, de bloque) en diferentes combinaciones (por ejemplo, modos 1, 2, 3, y 4) , dependiendo de la aplicación de comunicación y de lae velocidades de transmisión requeridas. Cuando se utilizan códigos convolucionales en cualquiera de los modos descritos anteriormente en la presente, el codificador que se puede programar de la Figura 3 , también puede incluir perforación mediante un patrón conocido, para incrementar la velocidad del código resultante, y el descodificador que se puede programar de la Figura 4 también puede incluir la función asociada de desperforación. Cuando se usan códigos convolucionales perforados como los códigoe componentes en la codificación concatenada paralela, el formateador de palabra clave de la Figura 3 suprime los bits de código de las palabras clave componentes, de conformidad con lo patrones de perforación deseados. En este caso, la palabra clave compuesta del descodificador del código concatenado paralelo para el convertidor de palabra clave componente inserta valores neutros para los bits perforados en las palabras clave componentes a las que éste da salida a los descodificadores de componente. Note que en el Modo 3 o el Modo 4, los interruptores del codificador S4 y S5, y los interruptores del descodificador SI y S2 están todos ajustados en la posición 0. Por lo tanto, Las Figuras 3 y 4 muestran la unidad de perforación 140, y la unidad de desperforación 142, respectivamente, en fantasma para implementar estas funciones de perforación y desperforación, respectivamente, cuando se usa un código convolucional perforado en el Modo 3 o el Modo 4. En una modalidad preferida de esta invención, se usan códigos convolucionales como los códigos componentes en un código concatenado paralelo interior, y se usa un código de bloque (por ejemplo, un código Reed-Solomon o código BCH) como un código exterior en concatenación en serie. En una modalidad preferida en la que las señales de espectro extendido son transmitidas por las terminales de abertura muy pequeña, se usa un protocolo de acceso de canal aleatorio tal como ALOHA, en conjunción con acceso múltiple de división de código. El receptor de cubo utiliza un número de desmoduladores para cada código de extensión, con el objeto de recibir señales de traslape de tiempo que utilizan versiones retrasadas en el tiempo de la misma secuencia de extensión. Cada desmodulador para una secuencia de exteneión dada deemodula una señal usando un cambio de tiempo diferente de esa secuencia de extensión. También en la modalidad preferida, se reservan una o más secuencias de extensión para que las usen las terminales de abertura muy pequeña durante períodos de tiempo especificados sobre una base asignada, con el objeto de proporcionar canales de calidad más elevada con mayor rendimiento. Las requisiciones de reservaciones de las terminales de abertura muy pequeña y las asignaciones se procesan mediante un controlador de la red que está conectado a la terminal de cubo. En una modalidad preferida que utiliza señales de espectro extendido y el codificador y descodificador programables descritos anteriormente en la presente, el sistema asocia una secuencia de extensión con un código corrector de error particular para permitir a las diferentes señales que utilicen diferentes codificadores correctores de error simultáneamente. Ya que cada secuencia de extensión de la señal detectada se identifica mediante un desmodulador correspondiente, el receptor puede configurar de manera apropiada el descodificador programable para cada señal detectada. Este modo de operación de la red es útil para soportar muchas aplicaciones que tienen diferentes requerimientoe de codificación de corrección de error sin la necesidad de señalización de control adicional. En la Figura 4 se describe un descodificador MAP circular útil como el descodificador del componente en la Solicitud de Patente de los Estados Unidos de Norteamérica Número 08/636,742 comúnmente asignada, copendiente. El descodificador MAP circular puede liberar tanto un estimado del bloque de datos codificado como información de fiabilidad a un asiento de datos, por ejemplo, un procesador de señal de síntesis de habla para uso en el encubrimiento de error de transmisión o un procesador de protocolo para paquete de datos como una medida de probabilidad de error de bloque para uso en decisiones de demanda repetidas. Como se describe en la Solicitud de Patente de los Estados Unidos de Norteamérica Número 08/636,732 comúnmente asignada, copendiente de Stephen M. Hladik y John B. Anderson, presentada el 19 de abril de 1996 e incorporada a la presente como referencia, el descodificador MAP circular es útil para descodificar códigos convolucionales unidos en la cola, particularmente cuando éstos se usan como códigos de componente en un esquema de codificación concatenada paralela. Un descodificador MAP circular para códigos entrelazados de corrección de errores que emplean la unión de colas de conformidad con la Solicitud de Patente de los Estados Unidos de Norteamérica Número 08/636,742 produce informaciones de salida de decisión indistinta. El descodificador MAP circular proporciona un estimado de las probabilidades de los estadoe en la primera etapa del entrelazado, probabilidadee que reemplazan el conocimiento a priori del eetado de inicio en un deecodificador MAP convencional. El descodificador MAP circular proporciona la extensión de probabilidad del estado de inicio en una de dos maneras. La primera incluye una solución a un problema de valor específico para el cual el valor específico resultante es la extensión de probabilidad del estado de inicio deseado; con el conocimiento del eetado de inicio, el descodificador MAP circular realiza el resto de la descodificación de conformidad con el algoritmo de descodificación del MAP convencional. La segunda está basada en una recursión para la cual lae aproximaciones eucesivas convergen a una extensión de estado de inicio. Después de aproximaciones sucesivas suficientes, se conoce un estado en una secuencia circular de estadoe con euficiente probabilidad, y el deecodificador MAP circular realiza el resto de la descodificación de conformidad con el algoritmo de descodificación MAP convencional el cual se establece en "Optimal Decoding of Linear Codes • for Minimizing Symbol Error Rate," por Bahl, Cocke, Jelinek y Raviv, IEEE Transactions on Information Thßory, pp. 284-287, marzo de 1974. El objetivo del algoritmo descodificador MAP convencional es encontrar las probabilidades condicionales: P{estado m en el tiempo t| recibe salidas de canal y_ r • • • r Y^} * El término L en esta expresión representa la longitud del bloque de datoe en unidadee del número de los símbolos del codificador. (El codificador para un código (n, k) opera sobre símboloe de entrada de k-bite para generar símbolos de salida de n-bits.) El término t. es la salida del canal (símbolo) en el tiempo t. El algoritmo de descodificación MAP realmente primero encuentra las probabilidades: ?^m) = P{St = m; YL1}; (l) esto es, la probabilidad de enlace que el codificador establece en el tiempo t,»S , es m y se recibe el conjunto de salidas de canal y 1 = {y?, ... ,yL} . Estas son las probabilidades deseadas multiplicadas por una constante (P{YL }, la probabilidad de recibir el conjunto de salidas de canal {y1/...,yL}. Ahora defina los elementos de una matriz r. por r X.r (ij)=P{estado j en el tiempo t;yt | estado i en el tiempo t-1} Calcule la matriz r. como una función de la probabilidad de transición del canal R(Yt,X) , la probabilidad p (m/m') de que el codificador haga una transición del estado m al m' en el tiempo t, y la probabilidad q (X/m'/m) de que la salida del símbolo del codificador sea X teniendo en cuenta que el estado anterior del codificador es m' y que el estado actual del codificador es m. En particular, se calcula cada elemento de r. mediante la suma de todas las salidas X posibles del codificador como sigue: yt<m»,m) = ?p.(m/m') q.(X/m',m) R(Y.,X). (2) X t t * El descodificador MAP calcula la L de estas matrices, una para cada etapa de entrelazado. Estos se forman a partir de los símbolos de salida de canal recibidos y de la naturaleza de las ramificaciones de entrelazado para un código dado.

Después defina los elementos de probabilidad del enlace M como un vector en fila <*t mediante <*t(j) = P{estado j en el tiempo t; y?J •Y > (3) y los elementos de probabilidad condicional M de un vector de columna Bt mediante ß (j) = p{yt+1, ... ,y /estado j en el tiempo t} (4) para j — 0,1..., (M-l) en donde M es el número de estados del codificador. (Note que las matrices y los vectores están denotados en la presente mediante el uso de negritas.) Los pasos del algoritmo descodificador MAP son como sigue: (i) Calcule l? mediante la recursión hacia adelante: at = ott_1rt, t = 1,...,L (5) (ü) Calcule Rl t . . . , R mediante la recureión hacia atrás: ßt = rt+lßt-l' t = L-l,...l (6) (iii) Calcule los elementos de ? mediante: ?fc(i) = at(i) ßt(i) todas las i, t=l,...,L (7) (iv) Encuentre las cantidades relacionas según sea necesario. Por ejemplo, dejar que AtD sea el conjunto de estados St = {8^,8^, ... ,Skmt} tal que el elemento jth de St, S t, es igual a cero. Para un código convencional de entrelazado no-recursivo, SDt = dD , el bit de datos jth en el tiempo t. Por lo tanto, la salida indietinta del descodificador es: en donde P{YL1} = S ?t(m) y m m es el índice que corresponde a un estado St< Se obtiene la decisión firme del descodificador o la salida del bit descodificada mediante la aplicación de s?{?3t - OlY1',} a la siguiente regla de decisión: ?dj = 0 Píd^ = 0 J Y^} > 1; < 2 -d3t = 1 E > 1/2, entonces ? Dt = 0; si P{dD. = AdDt = 1; de otra manera, aeigne arbitrariamente a dD el valor 0 ó 1. Como otro ejemplo de una cantidad relacionada para el paeo (iv) anteriormente en la preeente, la matriz de probabilidades s. comprende elementos definidos como sigue: st(i/j) = p<st-? = i '' st = j; ?L? = at-?(i) Yt (i'i ßt (j) Estas probabilidades son útiles cuando se deeea determinar la probabilidad a posteriori de los bits de ealida del codificador. Estas probabilidades también eon útilee en la deecodificación de códigos convolucionales recursivos. En la aplicación estándar del algoritmo de deecodificación MAP, ee inicializa la recursión hacia adelante mediante el vector aQ = (1,0,...,0), y la recursión hacia atrás se inicial za mediante fiL = (1,0,...0) T. Estas condiciones iniciales se basan en las suposiciones de que el estado inicial del codificador S. = 0 y de que su estado final SL = 0. Una modalidad del descodificador MAP circular determina la extensión de probabilidad del estado inicial por medio de resolver un problema de valor específico como sigue. Deje que a , R. , T y ? queden como antes, pero tome los aQ y ßQ como sigue: Coloque ß al vector de columna (111...1) T. Deje que o_ sea una variable (vector) desconocido.

Entonces, (i) Calcule r para t = 1,2,...L de conformidad con la ecuación (2) . (ii) Encuentre el valor específico más grande para el producto de la matriz r? G,...GL. Normalice el valor eepecífico correepondiente de modo que sus componentes sumen una unidad.

Este vector es la solución para a_. El valor específico es P{YL?}-(üi) Forme los a sucesivos mediante la recursión hacia adelante establecida en la ecuación (5) . (iv) Empezando desde ßt, inicialice como en el anterior, forme el fit mediante la recursión hacia atrás establecida en la ecuación (6) . (v) Forme el ?t como en (7), así como otras variables deseables, tales como, por ejemplo, la salida indistinta P{d?3Jt = ?|YL,} o la matriz de probabilidades sfc descrita anteriormente en la presente. La variable desconocida aQ satisface la ecuación de la matriz Basadoe en el hecho de que esta fórmula expresa una relación entre probabilidades, el producto de las matrices r. a la derecha tiene el valor específico más grande igual a P{x .}, y que el vector específico correspondiente debe ser un vector de probabilidad. Con el ß = (111...1) T inicial, la ecuación (6) da ß .. De esta manera, lae aplicaciones repetidas de esta recursión hacia atrás dan todos los ß . Una vez que se conoce aQ y que se coloca ß , todas los cálculoe en el descodificador MAP circular siguen el algoritmo de descodificación MAP convencional. Una modalidad alternativa del descodificador MAP circular determina las distribuciones de probabilidad de estado mediante un método de recursión. En particular, en una modalidad (el método de convergencia dinámica) , la recursión continua hasta que se detecta la convergencia del deecodificador. En este método de recursión (o convergencia dinámica) , se reemplazan los pasos (ii) y (iii) del método de vector eepecífico deecrito anteriormente en la preeente como eigue: (ii.a) Empezando con un aQ igual a (1|M, ... ,1 |M) , en donde M es el número de estados en el entrelazado, calcule la recursión hacia adelante L veces. Normalice los resultadoe de manera que los elementos de cada a nuevo sumen hasta la unidad. Retenga todos los vectoree L at. (ii.b) Deje a a_ igual a a del paeo anterior y, empezando en t = 1, calcule los primeros vectores de probabilidad L in a otra vez. * M-l Esto es, calcule o (m) = S at l(i) ?t(i,m) para = i=0 0,1.....M-1 y t = 1/2/....L -„ en donde L _,- ee un número mínimo de etapas de entrelazado. Normalice como antes. Retenga solamente el conjunto más reciente de L a. encontrados mediante la recureión en loe' pasos (ii.a) y (ii.b) y el G¡L -n encontrado previamente en el paeo (ii.a) . (ii.c) Compare el <*L -n del paeo (ii.b) con el conjunto previamente encontrado del paeo (ii.a). Si loe elementoe de correspondencia M del otLwll)in nuevo y anterior están dentro de rangos de tolerancia, proceda al paeo (iv) establecido anteriormente en la presente. De otra manera, continúe al paso (ü.d) . (ii.d) Deje t = t + 1 y calcule at = c___t't . Normalice como antes. Retenga solamente el conjunto más reciente de L a calculados y el a encontrado previamente en el paso (ii.a) . (ii.e) Compare los nuevoe a encontradoe con el conjunto previamente encontrado. Si los M de los at nuevo y anterior están dentro de un rango de tolerancia, proceda al paso (iv) . De otra manera, continúe con el paso (ii.d) si loe dos vectores más recientes no están dentro del rango de tolerancia y si el número de recursiones no excede un máximo eepecificado (típicamente 2L) ; proceda al paeo (iv) ei no es así. Este método continúa después con los pasoe (iv) y (v) dadoe anteriormente en la preeente con respecto al método de vector específico para producir las salidae indietintae y loe bite de ealida descodificada del descodificador MAP circular. En otra modalidad alternativa del descodificador MAP circular descrita en la Solicitud de Patente de los Estadoe Unidoe de Norteamérica Número 08/636,742, ee modifica el método de recureión de manera que el descodificador solamente necesita procesar un número fijo, determinado previamente de etapas de entrelazado para una segunda vez, esto es, un profundidad de envolvimiento previamente determinada. Esto es ventajoso para propósitoe de implementación debido a que el número de cálculoe requeridos para la descodificación es el mismo para todo bloque de mensaje codificado. Consecuentemente, se reducen las complejidades del hardware y del software. Una manera para estimar la profundidad de envolvimiento requerida para la descodificación MAP de un código convolucional unido en la cola, es determinarla a partir de la experimentación de hardware y de software, requiriéndose que se i ple ente un descodificador MAP circular con una profundidad de envolvimiento variable y que se conduzcan experimentos para medir el error de bits descodificados versus Et,/No Para profundidades de envolvimiento que aumentan sucesivamente. Se encuentra la profundidad de envolvimiento mínima del descodificador que proporciona la probabilidad mínima de error de bits descodificados para un Eb/No especifico cuando los aumentos adicionales en la profundidad de envolvimiento no disminuyen la probabilidad de error. Si un índice de error de bits descodificados que es mayor que el mínimo realizable a un E /N especificado es tolerable, es posible reducir el número requerido de etapas de entrelazado procesados por el descodificador MAP circular. En particular, la profundidad de envolvimiento descrita anteriormente en la presente, ee puede terminar simplemente cuando se obtiene la probabilidad promedio deseada del error de bits. Otra manera para determinar la profundidad de envolvimiento para un código dado es mediante el uso de las propiedades de distancia del código. Para este propósito, es necesario definir dos profundidades de decisión del descodificador distintas. Como se uea en la presente, el término "trayectoria correcta" se refiere a la secuencia de estados para una trayectoria a través del entrelazado que resulta de codificar un bloque de bits de datos. El término "subconjunto incorrecto de un nodo" se refiere al conjunto de todas las ramificaciones (entrelazados) incorrectos fuera de un nodo de trayectoria correcta y sus descendientes. Las dos profundidades de decieión definidas posteriormente dependen del codificador convolucional. Se definen las profundidades de decisión como sigue: (i) Defina la profundidad de decisión hacia adelante para una corrección de error e, LF(e), para que sea la primera profundidad en el entrelazado en el que todas las trayectorias en el subconjunto incorrecto de un nodo inicial de trayectoria correcta, ya sea que se junten más tarde hacia la trayectoria correcta o no, estén a más de una distancia Hamming 2e de la trayectoria correcta. La significancia de LF(e) es que si hay e de menos errores hacia adelante del nodo inicial, y ee sabe que la codificación ha empezado allí, entonces el descodificador debe descodificar de manera correcta. J.B. Anderson y K. Balachandran proporcionaron una tabulación formal de profundidades de decisión hacia adelante para códigos convolucionales en "Decisión Depths of Convolutional Codes", IEEE Transactions on Information Theory, volumen IT-35, pp. 455-59, marzo de 1989. Se deecriben muchas propiedades de LF(e) en esta referencia y también J.B. Anderson y S. Mohán en Source and Channel Coding - An Algorithmic Approach, Kluwer Academic Publishers, Norwell, MA, 1991. Lo principal entre estas propiedades es que existe una simple relación lineal entre LF y e; por ejemplo, con un rango de 1/2 códigos, LF es de aproximadamente 9.08e. (ii) Después defina la profundidad de decisión sin unirse para la corrección del error e, LU(e) , para que sea la primera profundidad en el entrelazado al que todas las trayectorias en el entrelazado que nunca tocan la trayectoria correcta, están a máe de una dietancia Hamming de 2e de la trayectoria correcta . La significancia de Lü(e) para la descodificación MAP circular de decisión indistinta es que la probabilidad de identificar un estado en la trayectoria transmitida real es elevada después de que el descodificador procesa las etapas de entrelazado Lü(e). Por lo tanto, la profundidad de envolvimiento mínima para la descodificación MAP circular es LU(e). Los cálculos de la profundidad LU(e) muestran que siempre es más grande que LF(e) pero que obedece la miema ley aproximada. Eeto implica que se puede estimar la profundidad de envolvimiento mínima como la profundidad de decisión hacia adelante LF(e) si se desconoce la profundidad de decisión sin unirse de un código. Por medio de encontrar la profundidad de decisión sin unirse mínima para un codificador dado, encontramos el menor número de etapas de entrelazado que deben ser procesadas por un descodificador circular práctico que genera ealidas indistintas. J.B. Anderson y K. Balachandran dieron un algoritmo para encontrar LF(e) , la profundidad de decisión hacia adelante, en "Decisión Depths of Convolutional Codes", citado anteriormente en la presente. Para encontrar LU(e) : (i) Extienda el entrelazado del código de izquierda a derecha, empezando con todos los nodos de entrelazado simultáneamente, excepto por el estado cero. (ii) En cada nivel, borre cualesquier trayectoriae que ee unan a la trayectoria correcta (todae cero) ; no extienda ninguna trayectoria fuera del nodo de eetado correcto (cero) . (iii) En el nivel , encuentre la menor distancia Hamming, o peso, entre las trayectorias que terminan en nodos en este nivel. (iv) Si esta distancia mínima se excede de 2e, deténgase. Entonces, LU(e) = k. Como se describió en la Solicitud de Patente de los Estados Unidos de Norteamérica Número 08/636,742, la experimentación mediante la simulación de computadora llevó a doe reeultadoe ineeperados: (1) el procesamiento de envolvimiento de ß mejora el desempeño del descodificador; y (2) el uso de una profundidad de envolvimiento de LU(e) + LF(e) » 2 LF(e) mejora el desempeño de manera eignificativa. De aquí que, una modalidad preferida del algoritmo del descodificador MAP circular basado en la recursión comprenda los siguientes pasos: (i) Calcular r. para t = 1/2/...L de conformidad con la ecuación (2) . (ii) Empezando con un a_ igual a (1 |M, ... /l|M) , en donde M es el número de estados en el entrelazado, calcule la recursión hacia adelante de la ecuación (5) (L + L ) veces para u = 1/2/... (L + L ) en donde L es la profundidad de envolvimiento del descodificador. El índice t de nivel de entrelazado toma los valores ( (u-1) mod L) + 1. Cuando el deecodificador se envuelve alrededor de la secuencia recibida de simboloe del canal, el a es tratado como a_. Normalice loe reeultadoe de manera que loe elementoe de cada ot. sumen hasta la unidad. Retenga loe vectoree a más recientes de L encontrados mediante esta recureión. (iii) Empezando con un ß inicial igual a T (1/.../1) , calcule la recursión hacia atrás de la ecuación (6) (L + Lw) veces para u = 1,2/... (L + Lw) . El índice t de nivel de entrelazado toma los valores L-(u mod L) . Cuando el descodificador se envuelve alrededor de la secuencia recibida, ß1, se usa como R,l?— í , y se usa como rtIj- ±, cuando se calcula el nuevo ß_ . Normalice los resultados de manera que los elementos de cada ß. sumen hasta la unidad. Nuevamente, retenga los vectores ß más recientee de L encontradoe mediante' esta recursión. El siguiente paso de este método de recursión es el mismo que el paeo (v) establecido anteriormente en la presente con respecto al método de vector específico para producir las decisionee indietintae y ealidae de bits descodificadas mediante el descodificador MAP circular. Mientras que se han mostrado y descrito en la presente las modalidades preferidas de la presente invención, será obvio que ee proporcionan tales modalidades a modo de ejemplo solamente. Se lee ocurrirán muchas variaciones, cambios y suetitucionee a aquelloe expertoe en la técnica ein alejarse de la invención en la presente. De conformidad, se pretende que la invención esté limitada solamente por el espíritu y alcance de las reivindicaciones anexas.

Claims (12)

REIVINDICACIONES

1. Un sistema de comunicaciones de terminal de abertura muy pequeña para comunicación vía satélite, que comprende : una pluralidad de terminales de abertura muy pequeña, en donde cada una comprende: un codificador concatenado paralelo que comprende una pluralidad de codificadores componentes conectados en una concatenación paralela, el codificador concatenado paralelo aplicando un código concatenado paralelo a un bloque de bits de datos recibidos desde una fuente, y generando palabras clave componentes a partir del mismo, el codificador concatenado paralelo comprende un formateador de palabra clave para formatear los bits de las palabras clave componentes, para proporcionar una palabra clave compuesta; un formateador de paquete para ensamblar paquetes de datos para transmieión, cada paquete de datos comprende bits de cuando menos una palabra clave compueeta; un modulador para recibir los paquetes de datos y proporcionar señales moduladas a partir de los mismos; un convertidor ascendente para transferir las señales moduladas a una frecuencia portadora; una interconexión para conectar cada terminal de abertura muy pequeña respectiva a una antena para transmitir señales moduladae al satélite, y recibir señales moduladas desde el satélite; un convertidor descendente para transferir cada señal recibida de la frecuencia portadora a una frecuencia intermedia; un desmodulador para sincronización y desmodulación de las señales recibidas; un formateador de paquete-a-palabra clave para formar palabras clave compuestas recibidas a partir de las señalee deemoduladas; y un descodificador compuesto que comprende una pluralidad de descodificadores componentes para descodificar las palabras clave co puestae recibidas.

2. El eistema de comunicaciones de la reivindicación l, en donde los codificadores componentes que comprenden el codificador concatenado paralelo aplican códigos convolucionales al bloque de bite de datos.

3. El sistema de comunicaciones de la reivindicación 2, en donde el código convolucional concatenado paralelo comprende códigos sistemáticos repetitivos.

4. El sietema de comunicacionee de la reivindicación 2, en donde el código convolucional concatenado paralelo comprende códigoe sistemáticos no repetitivos unidos en la cola.

5. El sistema de comunicaciones de la reivindicación 4, en donde los descodificadores componentes comprenden descodificadores MAP.

6. El sistema de comunicacionee de la reivindicación 1, en donde el modulador comprende un modulador de eepectro extendido, y el deemodulador comprende un desmodulador de desexteneión.

7. El sistema de comunicaciones de la reivindicación 1, en donde: el código concatenado paralelo comprende un código concatenado paralelo interior, conectado en concatenación en serie con un código exterior; y el descodificador comprende un descodificador interior asociado con el código concatenado paralelo interior, y ademáe comprende un descodificador exterior asociado con el código concatenado en serie exterior.

8. El sietema de comunicacionee de la reivindicación 1, en donde el codificador y el deecodificador comprenden un eietema codificador/deecodificador que se puede programar, que comprende una pluralidad de opciones de codificación que se pueden seleccionar mediante interruptores.

9. El sistema de comunicaciones de la reivindicación 8 que comprende cuatro opciones de codificación/deecodificación: (1) codificación concatenada paralela; (2) un código exterior en concatenación en serie con un código concatenado paralelo interior; (3) codificación concatenada en serie que comprende un codificador exterior y un codificador componente único; y (4) un código único, de tal manera que solamente se utiliza un codificador componente.

10. El sietema de comunicaciones de la reivindicación 8 que también comprende cuando menos una terminal de cubo; El modulador de cada terminal de abertura muy pequeña comprende un modulador de espectro extendido para aplicar una de una pluralidad de secuenciae de exteneión a cada paquete de datoe que ee van a transmitir, las secuencias de extensión estando agrupadas en conjuntos, cada conjunto comprendiendo cuando menos una secuencia de extensión, cada conjunto de secuencias de extensión estando asociado con una de las opciones de codificación; la terminal de cubo comprendiendo cuando menos un desmodulador de desextensión para cada secuencia de extensión, y una pluralidad de deecodificadoree, dicha terminal de cubo deemodulando y deecodificando lae eeñalee recibidae desde el satélite, las cuáles se transmiten en intervalos de traelape de tiempo, y de eetae eeñales cada una utiliza una de las opciones de codificación y una de las secuencias de extensión asociadas con la mismas, los descodificadores estando configurados para cada señal recibida en base a la eecuencia de exteneión identificada por el deemodulador de desextensión.

11. El sistema de comunicaciones de la reivindicación 1, que también comprende cuando menos una terminal de cubo para proporcionar conectividad de estrella.

12. El sistema de comunicaciones de la reivindicación 1, en donde el codificador concatenado paralelo también comprende una función de perforación para suprimir los bits del código de las palabras clave co ponentee, de conformidad con un patrón de perforación determinado previamente, y el descodificador compuesto comprende una función de desperforación para insertar valores neutros para los bits perforados en las palabrae clave componentee.