MX2013000987A

MX2013000987A - Metodo de precodificacion y dispositivo de transmision.

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Publication number: MX2013000987A
Application number: MX2013000987A
Authority: MX
Inventors: Tomohiro Kimura; Yutaka Murakami; Mikihiro Ouchi
Original assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2010-12-10
Filing date: 2011-12-01
Publication date: 2013-03-21
Also published as: US20160149625A1; JP7002024B2; MY164784A; JP6562280B2; KR102005792B1; US10419088B2; CA3024974C; JP5827238B2; JP2016040920A; EA024352B1; EP3416318B1; PH12013500211A1; JP2021048601A; CL2013000509A1; US12244371B2; US20190363766A1; US20230387972A1; EA201690305A1; JP2019220959A; EP2651064B8

Abstract

Se describe un esquema de transmisión para transmitir una primera señal modulada y una segunda señal modulada en la misma frecuencia al mismo tiempo. De acuerdo con el esquema de transmisión, una unidad de multiplicación para ponderación de precodificación multiplica una ponderación de precodificación por una señal de banda base después de una primera correlación y una señal de banda base después de una segunda correlación, y da salida a la primera señal modulada y la segunda señal modulada. Enlaunidaddemultiplicaciónparaponderacióndeprecodificación, se saltan regularmente las ponderaciones de precodificación.

Description

METODO DE PRECODIFICACION DISPOSITIVO DE TRANSMISION Campo de la Invención La presente invención se refiere a un esquema de precodificación, un dispositivo de precodificación, un esquema de transmisión, un dispositivo de transmisión, un esquema de recepción y un dispositivo dej recepción que, en particular, efectúan las comunicaciones usando una multiantena.

I Antecedentes de la Invención El sistema de múltiple entrada múltiple salida (MIMO, por sus siglas en inglés) es un eíjemplo convencional de un esquema í de comunicación que usa una muléiantena. En la comunicación por multiantena, de la que MIMO es representativo, se modula cada una de múltiples señales de transmjisión, y cada señal modulada se transmite al mismo tiempo desde una antena diferente A fin de aumentar la velocidad de transmisión de los datos.

La figura 28 muestra un ejemplo de la estructura de un I dispositivo de transmisión y recepción cuando es dos la cantidad de antenas de transmisión, dos l cantidad de antenas de recepción y también dos la cantidad de señales moduladas para la transmisión (corrientes de transmisión) . En el dispositivo de transmisión, se interpolan los datos codi|ficados , se modulan los datos interpolados y se realiza las conversiones de frecuencias y otros procedimientos similares para generar las señales de transmisión, y las señales de transmisión se ten desde las antenas. En REF. : 237836 este caso, el esquema para transmitir simultáneamente diferentes I señales moduladas desde diferentes antenas de transmisión al mismo tiempo y en la misma frecuencia es un sistema MIMO de multiplexación espacial.

En este contexto, se ha sugerido en la Literatura de patentes 1 el uso de un dispositivo de transmisión provisto de comunicaciones inalámbricas incluyen los modelos sin línea de visión (NLOS, por sus siglas en inglés) , de los cuales es representativo un entorno de desvanecimiento de Rayleigh, y con línea de visión (LOS, por sus | siglas en inglés), de los cuales es representativo un entornó de desvanecimiento de Rician. Cuando el dispositivo de transmisión transmite una sola señal modulada, y el dispositivo de recepción realiza la combinación de relación máxima en las señal'es recibidas por múltiples antenas y después demodula y decodifica la señal resultante de la combinación de relación máxima ,j puede lograr una excelente calidad Las figuras 29A y 29B muestran un ejemplo de los resultados de simulación de as características de tasa de errores de bits (BER, por sus siglas en inglés) (eje vertical BER, eje horizontal: relación de potencia señal a ruido (SNR, por sus siglas en inglés) ) para los datos codificados con el código de verificación de paridad de baja densidad (LDPC, por sus siglas en inglés) y transmitidos por un sistema MIMO de multiplexación espacial 2 x 2 (dos antenas de transmisión, dos de iteraciones: cinco) . Como resulta claro en las figuras 29A y 29B, independientemente de que se realice la detección iterativa, en el sistema MIMO, de multiplexación espacial se degrada la calidad de recepción cuando aumenta el factor Rician. Por eso es claro que el único problema de "degradación de la calidad de recepción al estábil!izarse el entorno de propagación en el sistema MIMO de multiplexación espacial" , que no existe en un sistema convencional ¡de transmisión de señales de modulación única, ocurre en el sistema MIMO de multiplexación espacial .

La comunicación por difusión o multidifusión es un la comunicación de difusión o múltidifusión, puede presentarse una situación en que sea alta potencia recibida del campo eléctrico en el dispositivo recepción, pero en que la degradación de la calidad de recepción haga imposible recibir el servicio. En otras palabras, A fin de usar un sistema MIMO de multiplexación espacial en la comunicación de difusión o multidifusión, tanto en un entorno NLOS como en un entorno LOS, existe el deseo de desarrollarjun sistema MIMO que ofrezca un cierto grado de calidad de recepción.

La Bibliografía no de patentes 8 describe un esquema para seleccionar un libro códigos que se emplea en precodificación (es decir una matriz de precodificación, también llamada matriz de ponderación de precodificación) en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La Bibliografía no de patentes 8 no describe en absoluto, sin embargo, un esquema para la precodificación en un entorno en que no pueda adquirirse información de realimentación proveniente del socio de comunicación, como es el caso en la precedente comunicación de difusión o muítidifusión.

Por otra parte, la Bibliografía no de patentes 4 describe un esquema para saltar la matriz de precodificación en el tiempo. Este esquema púede aplicarse incluso cuando no hay disponible ninguna información de realimentación. La Bibliografía no de patentes 4 describe el uso de una matriz unitaria como la matriz de precodificación y los saltos de la calidad de recepción en un enhorno LOS.

Lista de menciones Literatura de patentes Literatura de patentes 1 multiple-antenna channel" , vol . 51, no. 3, páginas 3 optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems", IEEE Trans . Signal Processing, vol. 52, no. 2, páginas 348-361, Feb. 2004.

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Fundamentáis, vol. E91-A, noj. 10, páginas 2798-2807, Oct . 2008. ¡ Bibliografía no de patentes 4 "Turbo space-time codes with time varying linear transformations" , IEEE Trans. Wireless Communications , vol. 6, no. 2, páginas 486-493, Feb. j2007.

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Bibliografía no de patentes 14 ETSI EN 302307, "Second generatxon framing structure, channel coding and modulation systems for broadcasting, interactive services, news gathering and other broadband satellite applications" , v. 1.1.2, Jun 2006.

Bibliografía no de patentes 15 Y.-L. Ueng, y C.-C. Cheng, "A fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in th'e IEEE 802.16e standards" , IEEE VTC-2007 Fall, páginas 1255 59 Breve Descripción de la Invención Problema técnico un objetivo de presente invención proporcionar un sistema MIMO que mejore la calidad de recepción en un entorno comprendiendo el método de precodif icació : seleccionar una matriz de ponderación de precodificación entre múltiples matrices de ponderación de precodificación saltando regularmente entre las matrices; y generar las múltiples señales precodificadas multiplicando la matriz de ponderación de precodificación seleccionada por las múltiples señales que están basadas en esquema de modulación seleccionado, siendo nueve matrices expresadas las múltiples matrices de ponderación de I precodificación, que usan un número real positivo , como las Ecuaciones 339 a 347 (los detalljes se describen a continuación) .

De acuerdo con cada aspecto de la invención precedente, se transmiten y reciben las señales precodificadas , que se generan precodificando las señales con una matriz de ponderación de precodificación, seleccionada entre las múltiples matrices de ponderación de precodificación sjaltando regularmente entre ellas. Por eso, la matriz de ponderación de precodificación usada en la provee un método de precodificación, un dispositivo de precodificación, un método de transmisión, un método de recepción, un dispositivo de transmisión, y un dispositivo de recepción que remedian la degradación de calidad de recepción en un entorno LOS, proveyendo así un servicio de alta calidad a los usuarios LOS durante la comunicación de difusión o multidifusión Breve Descripcilón de las Figuras La figura 1 es un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión y un dispositivo de recepción en un i sistema MIMO de multiplexació espacial.

La figura 2 es un ejemplo de una estructura de tramas La figura 3 es un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión cuando se adopta un esquema de saltos entre ponderaciones de precodificación .

La figura 4 es un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión cuando se adopta un esquema de saltos entre ponderaciones de precodificación .

La figura 5 es un ejemplo de una estructura de tramas.

La figura 6 es un ejemplo de un esquema de saltos entre ponderaciones de precodificacipn .

La figura 14 es un ¡ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión cuando se adopta un esquema de saltos entre ponderaciones de precodificación .

La figuras 15A y 15B son ejemplos de una estructura de tramas .

Las figuras 16A y 16B son ejemplos de una estructura de tramas.

Las figuras 17A y 17B son ejemplos de una estructura de tramas 2 Las figuras 18A y 18B son ejemplos de una estructura de tramas Las figuras 19A y 19B son ejemplos de una estructura de tramas .

La figura 20 muestra l'as posiciones de puntos de calidad de recepción deficiente.

La figura 21 muestra) posiciones de puntos de calidad de recepción deficiente.

La figura 22 es un ejemplo de una estructura de tramas.

La figura 23 es un ejemplo de una estructura de tramas.

Las figuras 24A y 24B son ejemplos de esquemas de correlación .

Las figuras 25A y 25B son ejemplos de esquemas de correlación .

La figura 26 es un ejemplo de la estructura de una unidad de ponderación.

La figura 27 es un ejemplo de un esquema para reordenar símbolos .

La figura 28 es un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión y un dispositivo de recepción en un I sistema MIMO de multiplexación espacial .

Las figuras 29A y 29B son ejemplos de características BER.

La figura 30 es un ejemplo de un sistema MIMO de multiplexación espacial 2 x 2.

Las figuras 31A y 31B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

La figura 32 muestra posiciones de puntos de recepción deficiente Las figuras 33A y 33B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

La figura 34 muestra ¡posiciones de puntos de recepción deficiente .

Las figuras 35A y 35B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente. I La figura 36 muestra un ejemplo de las características de distancia mínima de puntos de recepción deficiente en un plano imaginario .

La figura 37 muestra un ejemplo de características de distancia mínima de puntos de recepción deficiente en un plano imaginario .

I Las figuras 38A y 38B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 39A y 39B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente, La figura 40 es ejemplo de la estructura de un spositivo de transmisión la modalidad 7.

La figura 41 es un ejemplo de la estructura de tramas de una señal modulada transmitida por el dispositivo de transmisión .

Las figuras 42A y 42B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 43A y 43B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 44A y muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 45A y muestran posiciones de puntos de recepción deficiente. j Las figuras 46A y 46É muestran posiciones de puntos de recepción deficiente. j Las figuras 47A y 47© son ejemplos de una estructura de tramas en los dominios de tiiempo y frecuencia.

Las figuras 48A y 48B son ejemplos de una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia. i La figura 49 muestra un esquema de procesamiento de señales . i La figura 50 muestra ía estructura de señales moduladas cuando se usa la codificación ;de bloques espacio-tiempo.

La figura 51 es un ejemplo detallado de una estructura de tramas en los dominios de tiiempo y frecuencia.

La figura 52 es un ¡ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión. ! La figura 53 es un ejemplo de una estructura de la señal modulada que genera las unidades #1-#M de la figura 52.

La figura 54 muestra la estructura de los procesadores relacionados con OFDM (5207_1 y 5207_2) de la figura 52 Las figuras 55A y 55B son ejemplos detallados de una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia, La figura 56 es un ejemplo de la estructura de un dispositivo de recepción.

La figura 57 muestra la estructura de los procesadores relacionados con OFDM (5600_X y 5600_Y) de la figura 56.

Las figuras 58A y 58B son ejemplos detallados de una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia.

La figura 59 es un ejemplo de un sistema de difusión.

Las figuras 60A y 60B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

La figura 61 es un ejemplo de la estructura de tramas.

La figura 62 es un ejemplo de una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia.

La figura 63 es un ejemplo de una estructura de un dispositivo de transmisión.

La figura 64 es un ej mplo de una estructura de tramas en los dominios de frecuencia y tiempo.

La figura 65 es un ej emplo de la estructura de tramas La figura 66 es un ejemplo de esquema de disposición de símbolos.

La figura 67 es un ejemplo de esquema de disposición de símbolos.

La figura 68 es un ejemplo de esquema de disposición de símbolos. j La figura 69 es un ejemplo de la estructura de tramas.

La figura 70 muestra una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia. i La figura 71 es un ejjemplo de una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia.

I La figura 72 es un ¡ejemplo de una estructura de un i dispositivo de transmisión. i La figura 73 es un 'ejemplo de una estructura de un dispositivo de recepción.

La figura 74 es ejemplo de una estructura de un dispositivo de recepción. I La figura 75 es un ¡ejemplo de una estructura de un dispositivo de recepción. ¡ Las figuras 76A y¡ 76B muestran ejemplos de una estructura de tramas en un dominio de frecuencia- tiempo . j Las figuras 77A y 77B muestran ejemplos de una I estructura de tramas en un dominio de frecuencia- tiempo .

Las figuras 78A y 78B muestran un resultado de la asignación de las matrices dé precodificación Las figuras 79A y 79B muestran un resultado de la asignación de las matrices de precodif icación.

Las figuras 80A y 80B muestran un resultado de la asignación de las matrices de precodificación.

La figura 81 es un ejemplo de la estructura de una unidad de procesamiento de señales.

La figura 82 es un ejemplo de la estructura de una unidad de procesamiento de señales .

La figura 83 es un ejemplo de la estructura del dispositivo de transmisión.

La figura 84 muestra a estructura global de un sistema de difusión digital.

La figura 85 es un diagrama de bloques que muestra un ejemplo de la estructura de un dispositivo de recepción.

La figura 86 muestra la estructura de datos multiplexados .

La figura 87 muestra esquemáticamente cómo se multiplexa cada la corriente de los datos multiplexados.

La figura 88 muestra con mayor detalle cómo se almacena una la corriente de video en una secuencia de paquetes PES .

La figura 89 muestra la estructura de un paquete TS y un paquete de origen en los datos multiplexados.

La figura 90 muestra la estructura de datos de una P T. para 16QAM. figura 95 es un emplo de diseño de punto de señal para QPSK.

La figura 96 muestra unidad de saltos de señal de banda base.

La figura 97 muestra la cantidad de símbolos y la cantidad de intervalos La figura 98 muestra la cantidad de símbolos y la I cantidad de intervalos La figuras 99A y 99B muestran, cada una, una estructura de una estructura de tramas La figura 100 muestra la cantidad de intervalos La figura 101 muestra la cantidad de intervalos La figura 102 muestra una PLP en los dominios de tiempo y frecuencia.

La figura 103 muestra una estructura de la PLP.

La figura 104 una PLP en los dominios de tiempo y frecuencia.

La figura 105 muestjra esquemáticamente los valores absolutos de una razón de verosjimilitud logarítmica obtenida por el dispositivo de recepc La figura 106 esquemáticamente los valores absolutos de una razón de verosimilitud logarítmica obtenida por el dispositivo de recepción La figura 107 es un|ejemplo de una estructura de una unidad de procesamiento de señales que pertenece a una unidad de combinación de ponderación.

La figura 108 es un ejemplo de una estructura de la unidad de procesamiento de señales que pertenece a la unidad de combinación de ponderación.

La figura 109 es un eijemplo de diseño de punto de señal en el plano I-Q para 64QAM.

La figura 110 muestra un cuadro que pertenece a las matrices de precodificación .

La figura 111 muestra un cuadro que pertenece a las matrices de precodificación .

La figura 112 es unj ejemplo de una estructura de la unidad de procesamiento de señales que pertenece a la unidad de combinación de ponderación.

La figura 113 es un| ejemplo de una estructura de la unidad de procesamiento de señales que pertenece a la unidad de I combinación de ponderación.

La figura 114 muestra un cuadro que pertenece a las matrices de precodificación .

La figura 115 muestra un cuadro que pertenece a las matrices de precodificación La figura 116 es un ejemplo de una estructura de la unidad de procesamiento de señales que pertenece a la unidad de combinación de ponderación. I ¡ La figura 117 es un ejemplo de diseño de punto de señal.

La figura 118 muestra una relación de posiciones de de punto de señal estructura de una fase y componentes La figura 122 es un! ejemplo de una estructura de la unidad generadora de señales .

La figura 123 es un ejemplo de una estructura de la unidad generadora de señales .

I La figura 124 muestraj componentes en fase y componentes en cuadratura de las señales de banda base.

La figura 125 es un [ ejemplo de una estructura de la unidad generadora de señales, La figura 126 es un ¡ ejemplo de una estructura de la unidad generadora de señales, i í Descripción Detallada de la Invención Lo siguiente describe las Modalidades de la presente invención con referencia a las figuras.

Modalidad 1 j Lo siguiente describe el esquema de transmisión, el dispositivo de transmisión, el esquema de recepción y el dispositivo de recepción de la presente modalidad Antes de describir la presente modalidad, se provee una visión general de un esquema de transmisión y el esquema de decodificación en un sistema ¡MIMO de multiplexación espacial convencional . j La figura 1 muestra ¡la estructura de un sistema MIMO de multiplexación espacial Nt ¡x Nr. Se codifica e interpola un vector de información z. Comó salida de la interpolación, se adquiere un vector de bits codificados u = (ux, uNt) . Obsérvese que ui = (un, UiM) (donde M eslía cantidad de bits de transmisión por símbolo) . Siendo el vectojr de transmisión s = (si, sNt)T y la señal de transmisión de! la antena de transmisión #1 se representen como Si = map(úi), . la energía de transmisión normalizada se representa como E{ | s± | 2 } = Es/Nt (siendo Eg la energía total por canal) . Asimismo, siendo el vector recibido sea y = (yi, yNr) , el vector recibido se representa como en la Ecuación 1. ¡ i Matemática 1 ! Ecuación H N NWtNrr s +n En esta Ecuac ión , j H es la matriz de canal, n = (ni, ... , nNr)T es el vector de ruido, y es el ruido i aleatorio gaussiano complejo distribuido independientemente e idénticamente con un valor promedio 0 y una varianza o2. De la. relación entre los símbolos de transmisión y los símbolos de recepción que se induce en el dispositivo de recepción, puede proveerse la i probabilidad para el vector recibido como una distribución gaussiana muí t idimensional , como en la Ecuación 2. ¡ Aquí se considera, un dispositivo de recepción que realiza la decodificación iterativa, compuesto de un decodificador de entrada de software /sal ida de software y un detector MIMO, como el de la figura 1. El vector de una razón de (valor L) de la figura 1 se representa como en Matemática 3 ! Ecuación 3 ' M E señales en el sistema MIMO de multiplexación espacial Nt x Nr .

La razón de verosimilitud logarítmica de umn se define como en la Ecuación 6.

Matemática 6 6 puede Sea Umn(±i = {u|umn = +1} . Cuando se aproxima ln?aj ~ max i ln aj , puede procurarse una aproximación de la Ecuación 7 como I la Ecuación 8. Obsérvese que el símbolo anterior "~" indica la aproximación.

Matemática 8 Ecuación 8 L(Umn\y) ln - max{ln p(y |u)+ P( \ Umn)} - max{ln p(y | u)+ P(u| Umn)} Umn,-\ i P(u|umn) y ln P(u|umnj en la Ecuación 8 se representan como sigue.

Matemática 9 Ecuación 9 5 Matemática 10 Ecuac lnP(u\ Matem Ecuac de verosimilitud logarítmica que utiliza la aproximación Max-Log (Max-Log APP) , el valor L a posteriori se representa como sigue.

Matemática 14 Ecuación 14 LCi ft- maxMu.y.Mu))} Uinn,-1 Matemática 15 Ecuación 15 que se relaciona con la descripción subsiguiente. Este sistema es un sistema MIMO de multiplexación espacial 2 2. Hay un decodificador exterior para cada una de las corrientes A y B.

Los dos decodificadores exteriores son idénticos a los i codificadores LDPC. (Aquí ¡se describe como ejemplo una i estructura que utiliza los| codificadores LDPC como los decodificadores exteriores, pero la codificación de corrección de errores utilizada por el deeodificador exterior no se limita I a la codificación LDPC. La presente invención puede realizarse de modo similar usando otraj codificación de corrección de i errores, tal como la turbo codificación, codificación convolucional , la codificación convolucional LDPC y otras I similares. Asimismo, cada ¡una decodificador exterior se describe como que tiene una antena de transmisión, pero los decodificadores exteriores nó se limitan a esta estructura.

I Pueden emplearse múltiples antenas de transmisión, y puede ser uno la cantidad de decodificadores exteriores. Además, puede i usarse una cantidad de decodificadores exteriores mayor que la cantidad de antenas de transmisión) . Las corrientes A y B tienen respectivamente los interpolador es (na, ¾) . Aquí el esquema i de modulación es 2h-QAM (transmitiéndose h bits en un solo símbolo) .

El dispositivo de recepción realiza la detección iterativa en las señales MIMO precedentes (decodificación APP iterativa (o Max-log APP iterativa) ) . La decodificación de los códigos LDPC se realiza, p . ej . , mediante la decodificación suma-producto .

La figura 2 muestra una estructura de tramas y enumera el orden de los símbolos después de la interpolación. En este caso, (ia, ja) , (ib jb) se representan mediante las siguientes Ecuaciones .

Matemática 16 Ecuación 16 Matemáti Ecuación En este caso, ia, i indican el orden de símbolos después de la interpolación, ja, jb indican las posiciones de bits (ja, jb = 1, h) en el esquema de modulación, na, nb indican los I interpolador es para las corrientes A y B, y O3?3, ja/ ^bj.b( jb indican el orden de los datos en las corrientes A y B antes de la interpolación. Obsérvese que figura 2 muestra la estructura de tramas para ia = ib- Decodificación iterativa Lo siguiente es una descripción detallada de los algoritmos para la decodificac ón suma-producto que se utiliza para la decodificación de los códigos LDPC y para la detección iterativa de las señales MIMO, en el dispositivo de recepción. Decodificación sumaj-producto Sea una matriz M x bidimensional H = {Hmn} la matriz de verificación para los códigos LDPC que se eligen para la decodificación. Los subconjuntos A (m) , B(n) del conjunto [1, N] = {l, 2, N} está definidos por las siguientes Ecuaciones.

Matemática 18 Ecuación 18 En esas Ecuacione|s, A(m) representa el conjunto de índices de columnas de (unos) en la mésiraa columna I de la matriz de verificación H, y B (n) representa el conjunto de índices de filas de l's en la nésima fila de la matriz de verificación H. El algoritmo para la decodificación suma -producto es como sigue.

Paso A-l ( ini c ial i zac ión ) : sea una razón de verosimilitud logarítmica de valor a priori mrí = 0 para I todas las combinaciones (m, n) que cumplan Hmn = 1. Se asume que la variable de bucle (la cantidad de iteraciones) lsum = 1 y la máxima cantijdad de bucles se establece en m , max Paso ?·2 (procesamiento de filas) : la razón de verosimilitud logarítmica de valor excéntrico amn se actualiza para todas las combinaciones (m, n) que cumplen Hmn = 1 en el orden de m = 1 , 2, ... , M, usando las siguientes Ecuaciones de actualización 1 x=0 sign(x)= -1 < 0 Matemática 22 Asimismo, adelante . verosimili para n e [1, N] mediante la seguiente Ecuación.

Matemática 24 Ecuación 24 Paso A- 5 si lsum < lsum, max, entonces vuelve al paso A- 2. Si lsum = lSUm,¡ max/ finaliza la decodificación suma-producto de esta vuelta.

Las operaciones se h'an descrito en una decodificación suma-producto . A continuación, se realiza la detección de la señal MIMO iterativa. En las variables m, n, amn, mn/ ??, y Ln, usadas en la descripción precedente de las operaciones de la decodificación suma-producto, las variables en la corriente A son , a, Oí mana/ ß mana/ ?p3, Lr y las variables en la corriente B SOn mb,nb, Oíbmbnb, bmbnb ^nb, y Lnb .

Detección de señal MIMO iterativa I Lo siguiente describe en detalle el esquema de búsqueda i ?? en la detección de señal MIMO iterativa.

La siguiente Ecuación se mantiene de la Ecuación 1. Matemática 25 i Ecuación 25 JJ2¿( s(t)+n(t) Las siguientes Ecuaciones se definen a partir de las estructuras de tramas de la figura 2 y de las Ecuaciones 16 y 17.

Matemática 26 j Ecuación 26 I Matemática 2 Ecuación 27 En este caso, na,nb e' ti, N] . De aquí en adelante, Ana, Lna, Anb y Lnb, donde la cantidad de iteraciones de detección de señal MIMO iterativa es k, se representan cornos Xk( na, Lk, na» ?; I nb, y Lk, nb- Paso B-l (detección inicial; k = 0) : ?0, na y ?0, nb se procuran como sigue en el caso de la detección inicial .

(X, Y) = (a, b) (b, a] En la decodificación APP iterativa Matemática 31 En la decodificación Max-log APP iterativa: I Matemática 33 Paso B-3 (conteo de la cantidad de iteraciones y estimación de una palabra código) : incremente lmimo si lmimo < lmimo, max , y vuelva al paso B-2. Si se asume que lmimo = lmimo, max, la palabra código estimada se procura como en la siguiente Ecuación.

Matemática 35 Ecuación 35 Aquí, sea X = a, b.

La figura 3 es un ejemplo de la estructura de un la codificación LDPC, la turbb codificación u otras similares, I dando salida a los datos codificados 303A. (La señal de estructura de tramas 313 incluye información tal como el esquema de corrección de errores usado para la codificación de corrección de errores de datos, la tasa de codificación, la longitud de bloque y similares . El codificador 302A utiliza el esquema de corrección de errores indicado por la señal de estructura de tramas 313. Asimismo, puede saltarse el esquema de corrección de errores) .

Un interpolador 304A recibe los datos codificados 303A i y la señal de estructura de tramas 313 como entradas y realiza la interpolación, es decir cambiar el orden de los datos, para dar salida a los datos interpolados 305A. (El escjuema de interpolación puede saltarse base a la señal de estructura de tramas 313) . j Una unidad de correlación 306A recibe los datos i I interpolados 305A y la señal ¡de estructura de tramas 313 como entradas, realiza la modulación tal como la Modulación por I desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK, por sus siglas en inglés) , Modulación por amplitud en cuadratura de 16 estados (16QAM) , Modulación por ampl en cuadratura de 64 estados (64QAM) o similares, y da salida a una señal de banda base i resultante 307A. (El esquema de modulación puede saltarse en base a la señal de estructura de tramas 313) .

Las figuras 24A y 24B son un ejemplo de un esquema de correlación sobre un plano 1~Q/ con un componente en fase I y un componente en cuadratura Q, para formar una señal de banda base en modulación QPSK. Por ejemplo, tal como se muestra en la figura 24A, si los datos de entrada son "00", la salida es I = 1.0, Q = 1.0. De manera similar, paria los datos de entrada de "01", la i salida es I = -1.0, Q = 1.0, jete. La figura 24B es un ejemplo i de un esquema de correlación en un plano I-Q para la modulación QPSK diferente del de la figura ?4?. La diferencia entre la figura i 24B y la figura 24A es que los puntos de señal de la figura 24A han rotado alrededor del origen para suministrar los puntos de señal de la figura 24B. La Bibliografía no de patentes 9 y la Bibliografía no de patentes 10| describen tal esquema de rotación de constelación, y también puede adoptarse el retraso Q cíclico descrito en la Bibliografía n'p de patentes 9 y la Bibliografía I no de patentes 10. Como otro jejemplo aparte de las figuras 24A i y 24B, las figuras 25A y 25B muestran el diseño de punto de señal en el plano I-Q para 16QAM . El ejemplo correspondiente a la figura 24A se muestra en la figura 25A, y el ejemplo correspondiente a la figura 24B se muestra en la figura 25B.

Un codificador 302B recibe la información (datos) 301B y la señal de estructura de tramas 313 como entradas y, de acuerdo con la señal de estructura de tramas 313, realiza la codificación i de corrección de errores tal como la codificación convolucional , 1 la codificación LDPC, la turbo codificación u otras similares, dando salida a los datos codificados 303B. (La señal de estructura de tramas 313 incluye información tal como el esquema de corrección de errores usado, la tasa de codificación, la longitud de bloque y similares'. Se usa el esquema de corrección de errores indicado por la señal de estructura de tramas 313. Asimismo, puede saltarse el esquema de corrección de errores) .

Un interpolador 304B¡ recibe los datos codificados 303B y la señal de estructura de tramas 313 como entradas y realiza la interpolación, es decir cambia el orden de los datos, para dar i salida a los datos interpolados 305B. (El esquema de interpolación puede saltarse en base a la señal de estructura de i tramas 313) .

Una unidad de correlación 306B recibe los datos interpolados 305B y la señal de estructura de tramas 313 como entradas, realiza la modulación tal como la Modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK, por sus siglas en inglés) , la Modulación por amplitud en cuadratura de 16 estados (16QAM) , Modulación por amplitud en cuadratura de 64 estados (64QAM) u otras similares, y da salida a una señal de banda base resultante 307B. (El esquema de modulación puede saltarse en base a la señal de estructura de tramas 313) .

Una unidad generadora de información de ponderación 314 recibe la señal de estructura de tramas 313 como una entrada y da salida a la información 315 relativa a un esquema de ponderación basado en la señal de estructura de tramas 313. El esquema de ponderación se caracteriza en saltos regulares entre ponderaciones I Una unidad de ponderación 308A recibe la señal de banda base 307A, la señal de banda base 307B y la información 315 en relación con el esquema de ponderación y, en base a la información 315 en relación con el esquema de ponderación, realiza la ponderación en la señal de banda base 307A y la señal de banda base 307B y da salida a una señal 309A resultante de la ponderación .

Más adelante detalles sobre el esciema de ponderación.

Una ca 310A recibe la señal 309A : resultante de la ponderación como una entrada y realiza el i I procesamiento, tal como la modulación ortogonal, la limitación de by a, la conversiones de i frecuencias , la amplificación y similares, dando salida a unaiseñal de transmisión 31.1A. Se da t salida a una señal de transmisión 511A como una onda radial desde una antena 312A.

Una unidad de 308B recibe la señal de banda base 307A, la señal de banda base 307B y la información 315 en relación con el esquema de ponderación y, en base a la información 315 en relación con el esquema de ponderación, realiza la ponderación en la señal de banda base 307A y la señal de banda base 307B y da salida a una señal! 309B resultante de la ponderación .

La figura 26 muestra la estructura de una unidad de ponderación. La señal de bandá base 307A se multiplica por wll (t) , produciendo wll (t) si (t) , y se multiplica por w21 (t) , produciendo w21(t)sl(t). De igual modo, J la señal de banda base 307B se i multiplica por wl2 (t) para generar wl2(t)s2(t) y se multiplica ¡ por w22 (t) para generar w22 (t) s¡2 (t ) . A continuación, se obtienen i zl(t) = wll(t)sl(t) + wl2(t;)s2(t) y z2 (t) = w21(t)sl(t) + w22 (t) s2 (t) .

I Más adelante se proporcionan los detalles sobre el i esquema de ponderación. ! Una unidad inalámbrica 310B recibe la señal 309B resultante de la ponderación; como una entrada y realiza el procesamiento, tal como la modulación ortogonal, la limitación de by a, la conversiones frecuencias, la amplificación y similares, dando salida a señal de transmisión 311B. Se da salida a una señal de transmisión 51 IB como una onda radial desde una antena 312B.

La figura 4 muestra un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión 40)0 que difiere de la figura 3. Se describen las diferencias en la figura 4 respecto de la figura I Un codificador 402 recibe la información (datos) 401 y la señal de estructura de tramas 313 como entradas y, de acuerdo con la señal de estructura de tramas 313, realiza la codificación de corrección de errores y da salida a los datos codificados 402.

Una unidad de distribución 404 recibe los datos codificados 403 como una entrada, distribuye los datos 403, y da salida a los datos 405A y los datos 405B. Obsérvese que en la figura 4, se muestra un solo codificador, pero la cantidad de codificadores no se limita a eso. La presente invención puede realizarse de modo similar cuando la cantidad de codificadores es m (donde m es un entero mayor o igual a uno) y la unidad de distribución divide los datos codificados generados por cada codificador en dos partes y da salida a los datos divididos.

La figura 5 muestra un ejemplo de una estructura de tramas en el dominio de tiempo para un dispositivo de transmisión de acuerdo con la presente modalidad. Un símbolo 500_1 e un símbolo para notificar al dispositivo de recepción del esquema transmisión. Por ejemplo, el símbolo 500 1 transmite información tal como el esquema de corrección de errores usado para transmitir los símbolos de datos, la tasa de codificación, y el esquema de modulación usado para transmitir símbolos de datos .

El símbolo 501_1 es para estimar la fluctuación de canal para la señal modulada zl(t t es tiempo) transmitida por el dispositivo de transmis símbolo 502_1 es el símbolo de datos transmitido como número simbólico u (en el dominio de i tiempo) por la señal modulada zl(t), y el símbolo 503 _1 es el símbolo de datos transmitido como número simbólico u + 1 por la señal modulada zl(t).

El símbolo 501_2 es para estimar la fluctuación de canal para la señal modulada z2 (t) (donde t es tiempo) transmitida por el dispositivo de transmisión El símbolo 502 2 es el símbolo de datos transmitido como número simbólico u por la señal modulada z2(t) , y el símbolo 503_2 es el símbolo de datos transmitido como indican las antenas de recepción en el dispositivo de recepción.

El dispositivo de transmisión transmite la señal modulada zl (t) desde la antena de transmisión !504#1 y transmite la señal modulada z2(t) desde la antena de transmisión 504#2. En este caso, la señal modulada zl(t) y la señal modulada z2 (t) se supone que ocupan la misma frecuencia (compartida/común) (ancho de banda) . Siendo la fluctuación de canal para las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión y las antenas del dispositivo de recepción be hn (t) , hi2(t), h21'(t) y h22 (t) , sea la señal recibida por la antena de recepción 505#1 del dispositivo de recepción rl (t) , y sea la señal recibida por la antena de recepción 505#2 del dispositivo de recepción r2 (t) ,' se mantiene la siguiente relación .

Matemática 36 i Ecuación 36 La figura 6 se refiere al esquema de ponderación (esquema de precodificación) ' de la presente modalidad. Una unidad de ponderación 600 integra las unidades de ponderación 308A y 308B de la figura 3. Tal como se muestra en la figura 6, una la corriente sl(t) y una la corriente s2 (t) corresponden a las i señales de banda base 307A y 307B de la figura 3. En otras palabras , las corrientes si (t) y s2 (t) son los componentes en fase I y los componentes en cuadratura Q de: la señal de banda base, cuando se correlacionan de acuerdo con esquema de modulación tal como QPSK, 16QAM, 64QAM u otros similares. Según lo indica la estructura de tramas de la figura 6, la corriente sl(t) se representa como si (u) en el número simbólico u, como si (u + 1] el número simbólico u + 1, etc. De igual modo, la corriente (t) se representa como s2 (u) en el número simbólico u, como s2 (u + 1) en el número simbólico u + 1, etc. La unidad de ponderación 600 recibe las señales de banda base 307A (sl(t)) y 307B (s2(t)) y la información 315 relativa a la información de ponderación de Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 4i + 1 Matemática 38 Ecuación 38 jo ( z {*i + \ )\ 1 e .3 Vz2(4/ + l)J 2 J—p JO 4 e ) V J2(4I + 1) J Para el número simbólico 4i + 3 Matemática 40 Ecuación 40 igura 6 salta regularmente entre ponderaciones de precodificación a lo largo de un período de cuatro intervalos (ciclo) . (Si bien las ponderaciones de precodificación se han descrito como que entre ellas se salta a lo largo de cuatro intervalos, la cantidad de intervalos para saltos regulares no se limita a cuatro) . x 2 compuesta de cuatro ponderaciones de precodificación, el valor absoluto de cada una de cuatro ponderaciones precodificación es equivalente a (l/sqrt(2)), y los saltos se realizan regularmente entre las matrices de ponderación de precodificación con esta característica.

En un entorno LOS, si se usa una matriz de precodificación especial, la c†lidad de recepción puede mejorar enormemente, aunque la matriz de precodificación especial difiera según las condiciones de las on|das directas. En un entorno LOS, sin embargo, existe una ciertaj tendencia y, si las matrices de invención propone tal esquema |de precodificación.

La figura 7 es un ejemplo de la estructura de un dispositivo de recepción 700 de la presente modalidad. Una unidad inalámbrica 703 X recibe, como una entrada, una señal 702 X recibida por una antena 701_X, realiza el procesamiento, tal como la conversiones de frecuencias, la demodulación en cuadratura y otros similares, y da salida a' una señal de banda base 704_X.

Una unidad de estimación de fluctuación de canal 705_1 para la señal modulada zl transmitida por el dispositivo de transmisión recibe la señal de banda base 704_X como entrada, extrae un símbolo de referencia 501_1 para la estimación de canal como en la figura 5, estima un valor correspondiente a hn en la Ecuación 36 y genera una señal de estimación de canal 706_1.

Una unidad de estimación de fluctuación de canal 705_2 para la señal modulada z2 transmitida por el dispositivo de transmisión recibe la señal de banda base 704 X como entrada, extrae un símbolo de referencia 501_2 para la estimación de canal como en la figura 5, estima un valor correspondiente a h12 en Ecuación 36 y genera una señal de estimación de canal 706 2 Una unidad inalámbrica 703_Y recibe, como entrada, una señal recibida 702_Y que recibe una antena 701_Y, realiza el procesamiento, tal como la conversión de frecuencias, la demodulación en cuadratura y similares y genera una señal de banda base 704_Y.

Una unidad de estimación de fluctuación de canal 707_1 como el de la figura 5, estima un valor correspondiente a h2i en la Ecuación 36 y da salida a una s^eñal de estimación de canal 708_1.

Una unidad de estimación de fluctuación de canal 707_2 para la señal modulada z2 transmitida por el dispositivo de transmisión recibe la señal de ¿anda base 704_Y como una entrada, extrae un símbolo de referencia¡501 2 para la estimación de canal como el de la figura 5, estima un valor correspondiente a h en la Ecuación 36, y da salida a una señal de estimación de canal 708_2. ¡ Una unidad decodificadora de información de control 709 recibe la señal de banda base 70 _X y la señal de banda base 704_Y i como entradas, detecta el símbojlo 500_1 que indica el esquema de transmisión como el de la figura 5, y da salida a una señal 710 relativa a la información sobre el esquema de transmisión indicado j por el dispositivo de transmisión.

Una unidad de procesamiento de señales 711 recibe, como entradas, las señales de banda! base 704_X y 704_Y, la señal de estimación de canales 706_1, 7 708_1, y 708_2, y la señal 710 relativa a la información el esquema de transmisión indicado por el dispositivo de transmisión, realiza la detección y decodificación, y da salida a los datos recibidos 712_1 y 712_2.

A continuación, se describen con detalle las operaciones de la unidad de procesamiento de señal 711 en la figura 7. La figura 8 es un ejemplo de la estructura de la unidad de i procesamiento de señales 711 en la presente modalidad. La figura 8 muestra un detector MIMO INTERIOR, un decodificador de entrada/salida de software y una unidad generadora de coeficientes de ponderación como los elementos principales. La Bibliografía de patentes 2 y la Bibliogra ía no de patentes 3 describen el esquema de decodificación iterativa con esta estructura, sistema MIMO descrito en la Bibliografía no de patentes 2 Bibliografía no de patentes 3 es un sistema MIMO de multiplexación espacial, mientras que la présente modalidad difiere de la I Bibliografía no de patentes 2 y la Bibliografía no de patentes describiendo un sistema MIMO que cambia las ponderaciones de recodificación con el tiempo. Siendo la matriz (canal) de la Ecuación 36 sea H(t) , la matriz de ponderación de precodificación de la figura 6 sea (t) la matriz de ponderación de precodificación cambia por ) , el vector recibido sea R(t) = (rl (t) , r2 (t) ) T y el vector de corriente seaS(t) = (si (t) , s2 (t) ) T, se mantiene la siguiente Ecuación.

Matemática 41 Por lo tanto, una unidad generadora de coeficiente de ponderación 819 de la figura 8 recibe, como entrada, una señal 818 relativa a la información sobre el esquema de transmisión indicado por el dispositivo de transmisión (correspondiente a 710 de la figura 7) y da salida a una señal 820 relativa a la información sobre coeficientes de ponderación.

Un detector MIMO interior 803 recibe la señal 820 relativa a la información sobre; coeficientes de ponderación como entrada y, usando la señal 820, realiza el cálculo de la Ecuación 41. Así se realiza la detección iterativa y la decodificación. Lo siguiente describe sus operaciones .

En la unidad de procesamiento de señales de la figura 8, es necesario un esquema de procesamiento tal como el que se muestra en la figura 10 para la decodificación iterativa (detección iterativa) . Primero, se decodifican una palabra de código (o una trama) de la señal modulada (corriente) si y una palabra de código (o una trama) I de la señal modulada (corriente) s2. Como resultado, se obtiene del decodificador de entrada/salida de software la razón de verosimilitud logarítmica (LL ) de cada bit de la una palabra de código (o una trama) de la señal modulada (corriente) si y de la una palabra de código (o una trama) de la señal modulada (corriente) s2. Se realiza nuevamente la detección y decodificación usando la LLR. Esas operaciones se realizan múltiples veces (denominándose esas operaciones decodificación iterativa (detección iterativa) ) . De aquí en adelante, la descripci n se centra en el esquema para generar la razón de verosimilitud logarítmica (LLR) de un símbolo en un momento particular, en una trama.

En la figura 8, una unidad de almacenamiento 815 recibe, como entradas, una señal de banda base 801X (correspondiente a la señal de banda base 704_X¡ de la figura 7) , una señal de estimación de grupo de canales 802X (correspondiente a la señal de estimación de canales 706_1 y 706_2 de la figura 7) , una señal de banda base 801Y (correspondíente a la señal de banda base 704_Y de la figura 7) y una señal de estimación de grupo de canales 802Y (correspondiente a la señal de estimación de canales 708_1 y 708_2 de la figura 7) . A fin de lograr la decodificación iterativa (detección iterativa) , la unidad de almacenamiento 815 calcula H(t)W(t) de la Ecuación 41 y almacena la matriz calculada como un grupo de señales de canal transformadas . La unidad de almacenamiento 815 da salida a las señales precedentes cuando es canales 802X, la señal de banda base 801Y y la señal de estimación de grupo de canales 802Y. Aquí, el esquema de modulación para la señal modulada (corriente) s\ 1 y la señal modulada (corriente) s2 se describen como 16QAM.

El detector MIMO intérior 803 primero calcula H(t)W(t) a partir de la señal de estimaqión de grupo de canales 802X y la señal de estimación de grupo de canales 802Y para procurar puntos de señal candidatos correspondientes a la señal de banda base 801X . La figura 11 muestra tal cálculo. En la figura 11, cada punto negro (·) es un punto de señal candidato en el plano I-Q. Como el esquema de modulación es 16QAM, existen 256 puntos de señal candidatos. (Como la figura 11 sólo tiene por objeto la ilustración, no se muestran todos los 256 puntos de señal candidatos) . Aquí, siendo los cuatro bits transferidos por señal modulada si sean bO, bl, b2 , y b3 , y los cuatro bits transferidos por señal modulada s2 sean b , b5 , b6 , y b7, existen los puntos de señal candidatos correspondlüí entes a (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6, b7) de la figura 11. La distancia euclidiana al cuadrado se procura entre un punto de señaj recibido 1101 (correspondiente a la señal de banda base 801X) cada punto de señal candidato.

Cada distancia euclidiana al cuadrado se divide por la varianza de ruido s2. Por consiguiente, se procura Ex(b0, bl , b2 , b3 , b4 , b5, b6, b7) , es decir el valor de la distancia euclidiana al cuadrado entre un punto de señal candidato correspondiente a (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) y un punto de señal recibido, dividido por la varianza de ruido. Obsérvese que las señales de banda base y las señales moduladas si y s2 son cada una señales complejas.

De igual modo, H(t)W(t) se calcula a partir de la señal de estimación de grupo de canales 802X y la señal de estimación de grupo de canales 802Y, se procuran los puntos de señal candidatos correspondientes a la señal de banda base 801Y, se procura la distancia euclidiana al cuadrado para el punto de señal recibido (correspondiente a la señal de banda base 801Y) y la distancia euclidiana al cuadrado se divide por la varianza de ruido o2. Por consiguiente, se procura EY(bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6 , b7) , es decir el valor de la distancia euclidiana al cuadrado entre un punto de señal candidato correspondiente a (bO, bl, b2, b3, b4 , b5, b6, b7) y un punto de señal recibido, dividido por la varianza de ruido.

Después se procura Ex(bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) + ?? (bO , bl, b2, b3, b , b5 , b6 , b7) = E(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6, b7) .

El detector MIMO interior 803 da salida a E(bO, bl, b2 , b3, b4, b5, b6, b7) como una señal 804.

Una unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica 805A recibe la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica para los bits bO, bl, b2 , y b3 , y da salida a una señal de verosimilitud logarítmica 806A. Obsérvese que durante el cálculo de la verosimilitud logarítmica, se calculan la ve-rosimilitud logarítmica para "1" y la verosimilitud logarítmica para "O" . El esquema de cálculo es tal como se muestra en las Ecuaciones 28, 29, y 30. Pueden hallarse los detalles en la Bibliografía no de patentes 2 y la Bibliografía no de patentes 3.

De igual modo, una unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica 805B recibe la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica para los bits b4 , b5, b6 , y b7, y da salida a una señal de verosimilitud logarítmica 806B.

Un desinterpolador (807A) recibe la señal de verosimilitud logarítmica 806A como una entrada, realiza la desinterpolación correspondiente al interpolador (el interpolador (304A) de la figura 3) , y da salida a una señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808A.

De igual modo, un desinterpolador (807B) recibe la señal de verosimilitud logarítmica 806B como una entrada, realiza la desinterpolación correspondiente al interpolado (el interpolador (304B) de la figura 3) , y da salida a una señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808B.

Una unidad de cálculo de razón de verosimilitud logarítmica 809A recibe la señal de verosimilitud logarítmica interpolada 808A como una entrada, calcula la razón de verosimilitud logarítmica (LLR) de los bits codificados por El codificador 302A de la figura 3 , y da salida a una señal de razón de verosimilitud logarítmica 810A.

De igual modo, una unidad de cálculo de razón de verosimilitud logarítmica 809B recibe la señal de verosimilitud logarítmica interpolada 808B como una entrada, calcula la razón de verosimilitud logarítmica (LLR) de los bits codificados por El codificador 302B de la figura 3, y da salida a una señal de razón de verosimilitud logarítmica 810B.

Un decodificador de entrada de soft are/salida de software 811A recibe la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810A como una entrada, realiza la decodificación y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812A.

De igual modo, un decodificador de entrada de software/salida de software 811B recibe la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810B como una entrada, realiza la decodificación, y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812B.

Decodificación iterativa (Detección iterativa) , Cantidad de iteraciones k Un interpolador (813A) recibe la razón de verosimilitud logarítmica 812A decodificada por el decodificador de entrada/salida de software en la iteración (k - i)ésima como una entrada, realiza la interpolación y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A. El patrón de interpolación del interpolador (813A) es similar al patrón de interpolación del interpolador (304A) de la figura 3.

Un interpolador (813B) recibe la razón de verosimilitud logarítmica 812B decodificada por el decodificador de entrada/salida de software de la iteración (k - i) sima como una entrada, realiza la interpolación y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B. El patrón de interpolación del interpolador (813B) es similar al patrón de interpolación del interpolador (304B) de la figura 3.

El detector MIMO interior 803 recibe, como entradas, la señal de banda base 816X, la señal transformada de estimación de grupo de canales 817X, la señal de banda base 816Y, la señal transformada de estimación de grupo de canales 817Y, la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A y la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B. El motivo para usar la señal de banda base 816X, la señal transformada de estimación de grupo de canales 817X, la señal de banda base 816Y y la señal transformada de estimación de grupo de canales 817Y en lugar de la señal de banda base 801X, la señal de estimación de grupo de canales 802X, la señal de banda base 801Y y la señal de estimación de grupo de canales 802Y, es porque ocurre un retraso debido a la decodificación iterativa.

La diferencia entre las operaciones efectuadas por el detector MIMO interior 803 para la decodificación iterativa y para la detección inicial es el uso de la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A y la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B durante el procesamiento de señales. El detector MIMO interior 803 primeo procura E(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6 , b7) , como durante la detección inicial. Además, se procuran los coeficientes correspondientes a las Ecuaciones 11 y 32 a partir de la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A y la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 914B. El valor E(bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) se ajusta usando los coeficientes procurados, y se da salida al valor resultante E' (bO, bl, b2, b3, b4, b5, b6 , b7) como la señal 804.

La unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica 805A recibe la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica para los bits bO, bl, b2 , y b3 , y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806A. Obsérvese que durante el cálculo de la verosimilitud logarítmica, se calculan la verosimilitud logarítmica para "1" y la verosimilitud logarítmica para "0" . El esquema de cálculo es tal como se muestra en las Ecuaciones 31, 32, 33, 34, y 35. Pueden hallarse los detalles en la Bibliografía no de patentes 2 y la Bibliografía no de patentes 3.

De igual modo, la unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica 805B recibe la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica para los bits b4 , b5 , b6 , y b7, y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806B. Las operaciones efectuadas por el desinterpolador hacia adelante son similares a la detección inicial.

Obsérvese que, si bien la figura 8 muestra la estructura de la unidad de procesamiento de señales al realizar la detección iterativa, ésta no siempre es esencial para obtener excelente calidad de recepción, y es posible una estructura que no incluya los interpoladores es 813A y 813B, que sólo son necesarios para la detección iterativa. En tal caso, el detector MIMO interior 803 no realiza la detección iterativa.

La parte principal de la presente modalidad es el cálculo de H(t)W(t) . Obsérvese que tal como se muestra en la Bibliografía no de patentes 5 y similares, puede utilizarse la descomposición QR para realizar la detección inicial y la detección iterativa.

Asimismo, tal como se muestra en la Bibliografía no de patentes 11, en base a H(t)W(t), puede realizarse la operación lineal del error cuadrático medio mínimo (MMSE, por sus siglas en inglés) y el forzado a cero (ZF, por sus sglas en inglés) A fin de efectuar la detección inicial.

La figura 9 es la estructura de una unidad de procesamiento de señales diferente de la de la figura 8 y es para la señal modulada transmitida por el dispositivo de transmisión de la figura 4. La diferencia con la figura 8 es la cantidad de decodificadores de entrada de software/salida de software. Un decodificador de entrada de software/salida de software 901 recibe, como entradas, las señales de razón de verosimilitud logarítmica 810A y 810B, realiza la decodificación, y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 902. Una unidad de distribución 903 recibe la razón de verosimilitud logarítmica decodificada 902 como una entrada y la distribuye. Otras operaciones son similares a las de la figura 8.

Las figuras 12A y 12B muestran las características BER para un esquema de transmisión que usa las ponderaciones de precodificación de la presente modalidad en condiciones similares a las de las figuras 29A y 29B. La figura 12A muestra las características BER de Max-log de probabilidad a posteriori (APP) sin detección iterativa (véase la Bibliografía no de patentes 1 y la Bibliografía no de patentes 2) , y la figura 12B muestra las características BER de Max-log-APP con detección iterativa (véase la Bibliografía no de patentes 1 y la Bibliografía no de patentes 2) (cantidad de iteraciones: cinco) . La comparación de las figuras 12A, 12B, 29A, y 29B muestra cómo, si se usa el esquema de transmisión de la presente modalidad, las características BER cuando es grande el factor Rician mejorar significativamente respecto de las características BER cuando se usa el sistema MIMO de multiplexación espacial, confirmando por lo tanto la utilidad del esquema de la presente modalidad.

Como ya se describió, cuando un dispositivo de transmisión transmite múltiples señales moduladas desde múltiples antenas en un sistema MIMO, se logra el efecto ventajoso de una calidad de transmisión mejorada, en comparación con el sistema MIMO de multiplexación espacial convencional, en un entorno LOS en que las ondas directas dominan por saltos regulares entre ponderaciones de precodificación en el tiempo, como en la presente modalidad.

En la presente modalidad y, en particular, con respecto a la estructura del dispositivo de recepción, se han descrito operaciones para una cantidad limitada de antenas, pero la presente invención puede realizarse de la misma manera incluso si aumenta la cantidad de antenas. En otras palabras, la cantidad de antenas en el dispositivo de recepción no afecta las operaciones o efectos ventajosos de la presente modalidad. Asimismo, en la presente modalidad, se ha explicado particularmente el ejemplo de codificación LDPC, pero la presente invención no se limita a la codificación LDPC. Asimismo, con respecto al esquema de decodificación, los decodificadores de entrada de software/salida de software no se limitan al ejemplo de decodificación suma-producto . Puede usarse otro esquema de decodificación de entrada de software/salida de software, tal como un algoritmo BCJR, un algoritmo SOVA, un algoritmo Max-log-MAP y otros similares. Se proporcionan detalles en la Bibliografía no de patentes 6.

Además, en la presente modalidad, se ha descrito el ejemplo de un esquema de portadora única, pero la presente invención no se limita a eso y puede realizarse igualmente para la transmisión de multiportadoraa . Por consiguiente, cuando se usa un esquema tal como la comunicación de espectro ensanchado, la multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM, por sus siglas en inglés) , el acceso múltiple por división de frecuencia en portadora única (SC-FDMA, por sus siglas en inglés) , 0 la multiplexación por división de frecuencias ortogonales en portadora única (SC-OFDM) , o un tren de onda OFDM como se describe en la Bibliografía no de patentes 7 y similares, por ejemplo, la presente invención se puede realizar de modo similar. Asimismo, en la presente modalidad, los símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única y otros similares) , los símbolos para la transmisión de información de control, y otros por el estilo, pueden disponerse en la trama de cualquier manera.

Lo siguiente describe un ejemplo de uso de OFDM como ejemplo de un esquema de multiportadora .

La figura 13 muestra la estructura de un dispositivo de transmisión cuando se usa OFDM. En la figura 13, los elementos que operan de un modo similar a los de la figura 3 llevan los mismos signos de referencia.

Un procesado relacionado con OFDM 1301A recibe, como entrada, la señal ponderada 309A, realiza el procesamiento relacionado con OFDM, y da salida a una señal de transmisión 1302A. De igual modo, un procesado relacionado con OFDM 1301B recibe, como entrada, la señal ponderada 309B, realiza el procesamiento relacionado con OFDM, y da salida a una señal de transmisión 1302B.

La figura 14 muestra un ejemplo de una estructura desde los procesadores relacionados con OFDM 1301A y 1301B de la figura 13 hacia delante. La parte de 1401A a 1410A se relaciona con la técnica de 1301A a 312A de la figura 13, y la parte de 1401B a 1410B se relaciona con la parte de 1301B a 312B de la figura 13.

Un converso en serie/paralelo 1402A realiza la conversión en serie/paralelo en una señal ponderada 14 OIA (correspondiente a la señal ponderada 309A de la figura 13) y da salida a una señal en paralelo 1403A.

Una unidad de reordenación 1404A recibe una señal en paralelo 1403A como entrada, realiza la reordenación, y da salida a una señal reordenada 1405A. La reordenación se describe en detalle más adelante.

Un transformador rápido inverso de Fourier 1406A recibe la señal reordenada 1405A como una entrada, realiza una transformada rápida de Fourier, y da salida a una señal con transformada rápida de Fourier 1407A.

Una unidad inalámbrica 1408A recibe la señal con transformada rápida de Fourier 1407A como una entrada, realiza el procesamiento tal como conversiones de frecuencias, amplificación, y similar, y da salida a una señal modulada 1409A.

Se da salida a la señal modulada 1409A como una onda radial desde una antena 1410A.

Un converso en serie/paralelo 1402B realiza la conversión en serie/paralelo en una señal ponderada 1401B (correspondiente a la señal ponderada 309B de la figura 13) y da salida a una señal en paralelo 1403B.

Una unidad de reordenación 1404B recibe una señal en paralelo 1403B como entrada, realiza la reordenación, y da salida a una señal reordenada 1405B. La reordenación se describe en detalle más adelante.

Un transformador rápido inverso de Fourier 1406B recibe la señal reordenada 1405B como una entrada, realiza una transformada rápida de Fourier, y da salida a una señal con transformada rápida de Fourier 1407B.

Una unidad inalámbrica 1408B recibe la señal con transformada rápida de Fourier 1407B como una entrada, realiza el procesamiento tal como las conversiones de frecuencias, la amplificación y otras similares y da salida a una señal modulada 1409B. Se da salida a la señal modulada 1409B como una onda radial desde una antena 1410B.

En el dispositivo de transmisión de la figura 3, como el esquema de transmisión no usa multiportadora, los saltos precodificados para formar un período de cuatro intervalos (ciclo), tal como se muestra en la figura 6, y los símbolos precodificados se disponen en el dominio de tiempo. Cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora como en el esquema OFDM mostrado en la figura 13, por supuesto es posible disponer los símbolos precodificados en el dominio de tiempo como los de la figura 3 para cada (sub) portadora . En el caso de un esquema de transmisión de multiportadora, sin embargo, es posible disponer los símbolos en el dominio de frecuencia o en ambos dominios de frecuencia y de tiempo. Lo siguiente describe esas disposiciones.

Las figuras 15A y 15B muestran un ejemplo de un esquema de símbolos de reordenación efectuado por las unidades de reordenación 1401A y 1401B de la figura 14, representando el eje horizontal la frecuencia, y representando el eje vertical el tiempo. El dominio de frecuencia corre de la (sub) portadora 0 a la (sub) portadora 9. Las señales moduladas zl y z2 usan el mismo ancho de banda de frecuencias, al mismo tiempo. La figura 15A muestra el esquema de reordenación para el símbolos de la señal modulada zl, y la figura 15B muestra el esquema de reordenación para el símbolos de la señal modulada z2. Los números #1, #2, #3, #4, ... son asignados en el orden de los símbolos de la señal ponderada 1401A a la que se da entrada en el converso en serie/paralelo 1402A. En este punto, los símbolos se asignan regularmente, tal como se muestra en la figura 15A. Los símbolos #1, #2, #3, #4, ... se disponen en orden a partir de la portadora 0. Los símbolos #1 a #9 se asignan al momento $1 y a continuación, los símbolos #10 a #19 se asignan al momento $2.

De igual modo, los números #1, #2, #3, #4, ... se asignan en el orden de los símbolos de la señal ponderada 1401B a la que se da entrada en el converso en serie/paralelo 1402B. En este punto, los símbolos se asignan regularmente, tal como se muestra en la figura 15B. Los símbolos #1, #2, #3, #4, ... se disponen en orden a partid de la portadora 0. Los símbolos #1 a #9 se asignan al momento $1 y, a continuación, los símbolos #10 a #19 se asignan al momento $2. Obsérvese que las señales moduladas zl y z2 son señales complejas.

El grupo de símbolos 1501 y el grupo de símbolos 1502 mostrados en las figuras 15A y 15B son los símbolos para un solo período (ciclo) cuando se usa el esquema de saltos de ponderación de precodificación mostrado en la figura 6. El símbolo #0 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación del intervalo 4i de la figura 6. El símbolo #1 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 4i + 1 de la figura 6. El símbolo #2 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 4i + 2 de la figura 6. El símbolo #3 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 4i + 3 de la figura 6. Por consiguiente, el símbolo #x es como sigue. Si x mod 4 es 0, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 4i de la figura 6. Si x mod 4 es 1, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 4i + 1 de la figura 6. Si x mod 4 es 2, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 4i + 2 de la figura 6. Si x mod 4 es 3, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 4i + 3 de la figura 6.

De este modo, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM, a diferencia de lo que ocurre durante la transmisión de portadora única, los símbolos pueden disponerse en el dominio de frecuencia. Asimismo, la ordenación de símbolos no se limita a la ordenación mostrada en las figuras 15A y 15B. Otros ejemplos se describen con referencia a las figuras 16A, 16B, 17A, y 17B.

Las figuras 16A y 16B muestran un ejemplo de un esquema de símbolos de reordenación efectuado por las unidades de reordenación 1404A y 1404B de la figura 14, representando el eje horizontal la frecuencia, y representando el eje vertical el tiempo, que difiere de las figuras 15A 15B. La figura 16A muestra el esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, y la figura 16B muestra el esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. La diferencia de las figuras 16A y 16B, en comparación con las figuras 15A y 15B, es que el esquema de reordenación de los símbolos de la señal modulada zl difiere del esquema de reordenación de los símbolos de la señal modulada z2. En la figura 16B, los símbolos #0 a #5 se asignan a las portadoras 4 a 9, y los símbolos #6 a #9 se asignan a las portadoras 0 a 3. A continuación, los símbolos #10 a #19 se asignan regularmente del mismo modo. En este punto, como en las figuras 15A y 15B, el grupo de símbolos 1601 y el grupo de símbolos 1602 mostrados en las figuras 16A y 16B son los símbolos para un solo período (ciclo) cuando se usa el esquema de saltos de ponderación de precodificación mostrado en la figura 6.

Las figuras 17A y 17B muestran un ejemplo de un esquema de símbolos de reordenación efectuado por las unidades de reordenación 1404A y 1404B de la figura 14, representando el eje horizontal la frecuencia, y representando el eje vertical el tiempo, que difiere de las figuras 15A y 15B . La figura 17A muestra el esquema de reordenación para el símbolos de la señal modulada zl, y la figura 17B muestra el esquema de reordenación para el símbolos de la señal modulada z2. La diferencia de las figuras 17Ayl7B, en comparación con las figuras 15A y 15B, es que mientras los símbolos se disponen en orden por portadora en las figuras 15A y 15B, los símbolos no se disponen en orden por portadora en las figuras 17A y 17B. Es obvio que, en las figuras 17A y 17B, el esquema de reordenación de los símbolos de la señal modulada zl puede diferir del esquema de reordenación de los símbolos de la señal modulada z2, como en las figuras 16A y 16B.

Las figuras 18A y 18B muestran un ejemplo de un esquema de símbolos de reordenación efectuado por las unidades de reordenación 1404A y 1404B de la figura 14, representando el eje horizontal la frecuencia, y representando el eje vertical el tiempo, que difiere de las figuras 15A a 17B . La figura 18A muestra el esquema de reordenación para el símbolos de la señal modulada zl, y la figura 18B muestra el esquema de reordenación para el símbolos de la señal modulada z2. En las figuras 15A a 17B, los símbolos se disponen en el dominio de frecuencia, mientras que en las figuras 18A y 18B, los símbolos se disponen en ambos dominios de frecuencia y de tiempo.

En la figura 6 , se ha descrito un ej emplo de saltos entre ponderaciones de precodificación a lo largo de cuatro intervalos. Aquí, sin embargo, se describe un ejemplo de saltos a lo largo de ocho intervalos. Los grupos de símbolos 1801 y 1802 mostrados en las figuras 18A y 18B son los símbolos para un solo período (ciclo) cuando se usa el esquema de saltos de ponderación de precodificación (y por lo tanto, son grupos de ocho símbolos) . El símbolo #0 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i. El símbolo #1 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 1. El símbolo #2 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 2. El símbolo #3 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 3. El símbolo #4 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 4. El símbolo #5 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 5. El símbolo #6 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 6. El símbolo #7 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 7. Por consiguiente, el símbolo #x es como sigue. Si x mod 8 es 0, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i. Si x mod 8 es 1, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 1. Si x mod 8 es 2 , el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 2. Si x mod 8 es 3, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 3. Si x mod 8 es 4 , el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 4. Si x mod 8 es 5, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 5. Si x mod 8 es 6, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 6. Si x mod 8 es 7, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de intervalo 8i + 7. En la ordenación de símbolos en las figuras 18Ay 18B, se usan los cuatro intervalos en el dominio de tiempo y los dos intervalos en el dominio de frecuencia para un total de 4 x 2 = 8 intervalos para disponer los símbolos para un solo período (ciclo) . En este caso, siendo la cantidad de símbolos de un solo período (ciclo) sea m x n símbolos (en otras palabras, existen m x n ponderaciones de precodificación) , la cantidad de intervalos (la cantidad de portadoras) en el dominio de frecuencia usadas para disponer los símbolos en un solo período (ciclo) es n, y la cantidad de intervalos usados en el dominio de tiempo es m, entonces debe cumplirse m > n. Esto es porque la fase de ondas directas fluctúa más lentamente en el dominio de tiempo que en el dominio de frecuencia. Por lo tanto, como las ponderaciones de precodificación cambian en la presente modalidad A fin de minimizar la influencia de las ondas directas fijas, resulta preferido reducir la fluctuación de las ondas directas en el período (ciclo) para cambiar las ponderaciones de precodificación Por consiguiente, debe cumplirse m > n. Asimismo, considerando los puntos precedentes, en lugar de símbolos de reordenación sólo en el dominio de frecuencia o sólo en el dominio de tiempo, es más probable que las ondas directas resulten estables cuando se reordenan las símbolos en los dominios tanto de frecuencia como de tiempo, tal como en las figuras 18Ay 18B, haciendo por lo tanto más fácil lograr los efectos ventajosos de la presente invención. Cuando se ordenan los símbolos en el dominio de frecuencia, sin embargo, las fluctuaciones en el dominio de frecuencia son abruptas, lo que lleva a la posibilidad de producir nuevamente diversidad. Por lo tanto, la reordenación en los dominios tanto de frecuencia como de tiempo no es necesariamente siempre el esquema óptimo.

Las figuras 19A y 19B muestran un ejemplo de un esquema de símbolos de reordenación efectuado por las unidades de reordenación 1404A y 1404B de la figura 14, representando el eje horizontal la frecuencia, y representando el eje vertical el tiempo, que difiere de las figuras 18Ay 18B. La figura 19A muestra el esquema de reordenación para el símbolos de la señal modulada zl, y la figura 19B muestra el esquema de reordenación para el símbolos de la señal modulada z2. Como en las figuras 18A y 18B, las figuras 19A y 19B muestran la disposición de símbolos que usan los ejes tanto de frecuencia y como de tiempo. La diferencia, en comparación con las figuras 18A y 18B es que, mientras que los símbolos se disponen primero en el dominio de frecuencia y después en el dominio de tiempo en las figuras 18A y 18B, los símbolos se disponen primero en el dominio de tiempo y después en el dominio de frecuencia en las figuras 19A y 19B. En las figuras 19A y 19B, el grupo de símbolos 1901 y el grupo de símbolos 1902 son los símbolos para un solo período (ciclo) cuando se usa el esquema de saltos precodificados .

Obsérvese que en las figuras 18A, 18B, 19A, y 19B, como en las figuras 16A y 16B, la presente invención puede realizarse igualmente, y logra el efecto ventajoso de una alta calidad de recepción, difiriendo el esquema de disposición de símbolos de la señal modulada zl del esquema de disposición de símbolos de la señal modulada z2. Asimismo, en las figuras 18A, 18B, 19A, y 19B, como en las figuras 17A y 17B, la presente invención puede realizarse igualmente, y logra el efecto ventajoso de una alta calidad de recepción, sin disponer los símbolos en orden.

La figura 27 muestra un ejemplo de un esquema de símbolos de reordenación efectuado por las unidades de reordenación 1404A y 1404B de la figura 14, representando el eje horizontal la frecuencia, y representando el eje vertical el tiempo, que difiere de los ejemplos precedentes. Se considera el caso de saltos regulares entre matrices de precodificación a lo largo de cuatro intervalos, como en las Ecuaciones 37-40. La función característica de la figura 27 es que los símbolos se disponen en orden en el dominio de frecuencia, pero cuando se avanza en el dominio de tiempo, los símbolos se desplazan cíclicamente por n símbolos (en el ejemplo de la figura 27, n = 1) . En los cuatro símbolos mostrados en el grupo de símbolos 2710 del dominio de frecuencia de la figura 27, los saltos precodificados son entre las matrices de precodificación de las Ecuaciones 37-40.

En este caso, el símbolo #0 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 37, el símbolo #1 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 38, el símbolo #2 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 39, y el símbolo #3 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 40.

De igual modo, para el grupo de símbolos 2720 en el dominio de frecuencia, el símbolo #4 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 37, el símbolo #5 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 38, el símbolo #6 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 39, y el símbolo #7 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 40.

En el caso de los símbolos de tiempo $1, los saltos precodificados entre las matrices de precodificación precedentes , pero en el dominio de tiempo, los símbolos se desplazan cíclicamente. Por lo tanto, los saltos precodificados entre matrices de precodificación para los grupos de símbolos 2701 , 2702, 2703, y 2704 son como sigue.

En el grupo de símbolos 2701 en el dominio de tiempo, el símbolo #0 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 37, el símbolo #9 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 38 , el símbolo #18 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 39, y el símbolo #27 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 40.

En el grupo de símbolos 2702 en el dominio de tiempo, el símbolo #28 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 37, el símbolo #1 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 38 , el símbolo #10 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 39, y el símbolo #19 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 40.

En el grupo de símbolos 2703 en el dominio de tiempo, el símbolo #20 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 37, el símbolo #29 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 38, el símbolo #2 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 39 , y el símbolo #11 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 40.

En el grupo de símbolos 2704 en el dominio de tiempo, el símbolo #12 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 37, el símbolo #21 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 38 , el símbolo #30 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 39, y el símbolo #3 se precodifica usando la matriz de precodificación de la Ecuación 40.

La característica de la figura 27 es que, por ejemplo centrándose en el símbolo #11, los símbolos de cualquier lado del dominio de frecuencia al mismo tiempo (símbolos #10 y #12) se precodifican ambos con una matriz de precodificación diferente del símbolo #11, y los símbolos de cualquier lado del dominio de tiempo en la misma portadora (símbolos #2 y #20) se precodifican ambos con una matriz de precodificación diferente del símbolo #11. Esto es válido no sólo para el símbolo #11. Cualquier símbolo que tenga símbolos de cualquier lado, del dominio de frecuencia y el dominio de tiempo, se caracteriza de la misma manera que el símbolo #11. Como resultado, se salta efectivamente entre las matrices de precodificación, y como se reduce la influencia sobre las condiciones estables de las ondas directas, aumenta la posibilidad de una calidad de recepción de datos mejorada.

En la figura 27, se ha descrito el caso de n = 1, pero n no se limita a eso. La presente invención puede realizarse igualmente con n = 3. Asimismo, en la figura 27 , cuando se disponen los símbolos en el dominio de frecuencia y avanza el tiempo en el dominio de tiempo, se logra la característica precedente desplazando cíclicamente la cantidad del símbolo dispuesto, pero la característica precedente también puede logra disponiendo aleatoriamente (o regularmente) los símbolos.

Modalidad 2 En la modalidad 1, se han descrito los saltos regulares entre las ponderaciones de precodificación, tal como se muestra en la figura 6. En la presente modalidad, se describe un esquema para diseñar las ponderaciones de precodificación específicas que difieren de las ponderaciones de precodificación de la figura 6.

En la figura 6, se ha descrito el esquema para saltar entre las ponderaciones de precodificación de las Ecuaciones 37-40 Generalizando este esquema, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar como sigue. (El período de saltos (ciclo) para las ponderaciones de precodificación tiene cuatro intervalos, y las Ecuaciones se enumeran de igual modo para las Ecuaciones 37-40) .

Para el número simbólico 4i (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 42 Ecuación 42 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 4i + 1: Matemática 43 Ecuación 43 Para el número simbólico 4i + 2 Matemática 44 Ecuación 44 Para el número simbólico 4i + 3: Matemática 45 Ecuación 45 A partir de las Ecuaciones 36 y 41, el vector recibido R(t) = (rl(t), r2(t))T puede representarse como sigue.

Para el número simbólico 4i: Matemática 46 Ecuación 46 Para el número simbólico 4i + 1 Matemática 47 Ecuación 47 sl{4i+iy e f2(4i +l) Para el número simbólico 4 i + 2 Matemática 48 Ecuación 48 -l(4í+2 /11(4i' + 2) /¾2(4i + 2) r2(4/ + 2)J V2" 21(4¿ + 2) ¿22(4¿+2) „ #21(4í+2) Para el número simbólico 4i + 3: Matemática 49 Ecuación 49 rl(4i + 3)"j_ l fh (4i + 3) r2(4i + 3) J " 72 /½ , (4i + 3) En este caso, se asume que sólo existen componentes de ondas directas en los elementos de canal hn(t) , hi2(t) , h2i(t) , y h22(t) , que los componentes de amplitud de las ondas directas son todos iguales, y que no ocurren fluctuaciones en el tiempo. Con estos supuestos, las Ecuaciones 46-49 pueden representarse como s igue .

Para el número simbólico 4i: Matemática 50 Ecuación 50 Para el número simbólico 4i + 1 Matemática 51 Ecuación 51 Para el número simbólico 4i + 2 Matemática 52 Ecuación 52 Para el número simbólico 4i + 3: Matemática 53 Ecuación 53 En las Ecuaciones 50-53, que sea A un número real positivo y que q sea un número complejo. Los valores de A y q se determinan de acuerdo con la relación posicional entre el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción. Las Ecuaciones 50-53 pueden representarse como sigue.

Para el número simbólico 4i Matemática 54 Ecuación 54 Para el número simbólico 4i + 1: Matemática 55 Ecuación 55 Para el número simbólico 4i + 2 Matemática 56 Ecuación 56 Para el número simbólico 4i + 3 Matemática 57 Ecuación 57 Como resultado, cuando q se representa como sigue, un componente de señal basado en uno de si y s2 ya no se incluye en rl y r2, y por lo tanto ya no puede obtenerse una de las señales si y s2.

Para el número simbólico 4i: Matemática 58 Ecuación 58 q--Ae $i !(4-6>21(4<)), -Ae \ i(4¿)-£½(4iM) Para el número simbólico 4i + 1: Matemática 59 Ecuación 59 Para el número simbólico 4i + 2: Matemática 60 Ecuación 60 Para el número simbólico 4i + 3: Matemática 61 Ecuación 61 En este caso, si q tiene la misma solución en los números simbólicos 4i, 4i + 1, 4i + 2, y 4i + 3, entonces los elementos de canal de las ondas directas no fluctúan en gran medida. Por lo tanto, un dispositivo de recepción con elementos de canal en que el valor de q sea equivalente a la misma solución, ya no puede obtener una excelente calidad de recepción para ninguna de los números simbólicos. Por lo tanto, es difícil lograr la capacidad de corregir los errores, incluso aunque se introduzcan códigos de corrección de errores. Por consiguiente, para que q no tenga la misma solución, es necesaria la siguiente condición de las Ecuaciones 58-61 al concentrarse en una de dos soluciones de q que no incluye d .

Matemática 62 Condición #1 íorVx,V)> (x? y; x,y = 0,1,2,3) (x es 0, 1, 2, 3; y es 0, 1, 2, 3 ; y x F y) .

En un ejemplo que cumple la Condición #1, los valores se establecen como sigue: (Ejemplo #1) (1) 9n(4i) = 9n(4i + 1) = 911(4i + 2) = 9u(4i + 3) = 0 radianes, (2) ?2?(4?) = 0 radianes, (3) ?2?(4? + 1) = n/2 radianes, (4) ?2?(4? + 2) = n radianes, y (5) T21 (4i + 3) = 3n/2 radianes.

(Lo anterior es un ejemplo. Es suficiente que exista uno de cada uno de cero radianes, n/2 radianes, n radianes, y 3n/2 radianes para el conjunto (?2?(4?) , ?2?(4? + 1) , ?2?(4? + 2) , ?2?(4? + 3))) . En este caso, particularmente en la condición (1) , no es necesario realizar el procesamiento de señales (procesamiento de rotación) en la señal de banda base SI (t) , lo cual por lo tanto ofrece la ventaja de una reducción del tamaño de los circuitos. Otro ejemplo es establecer los valores como sigue.

(Ejemplo #2) (6) ???(4?) = 0 radianes, (7) ???(4? + 1) = n/2 radianes, (8) ???(4? + 2) = n radianes, (9) ???(4? + 3) = 3n/2 radianes, y (10) ?2?(4?) = T21(4? + 1) = 92i(4i + 2) = ?21(4? + 3) = 0 radianes.

(Lo anterior es un ejemplo. Es suficiente que exista uno de cada uno de cero radianes, n/2 radianes, n radianes, y 3n/2 radianes para el conjunto (???(4?) , 9n(4i + 1) , 9n(4i + 2) , 9n(4i + 3))) . En este caso, particularmente en la condición (6) , no es necesario realizar el procesamiento de señales (procesamiento de rotación) en la señal de banda base S2 (t) , lo cual por lo tanto ofrece la ventaja de una reducción del tamaño de los circuitos. Incluso otro ejemplo es como sigue.

(Ejemplo #3) (11) 9n(4i) =9n(4i + 1) =9n(4i + 2) =9xl(4i + 3) = 0 radianes , (12) ?2?(4?) = O radianes, (13) ?2?(4? + 1) = n/4 radianes, (14) ?2?(4? + 2) = p/2 radianes, y (15) ?2?(4? + 3) = 3p/4 radianes.

(Lo anterior es un ejemplo. Es suficiente que exista uno de cada uno de cero radianes, n/4 radianes, n/2 radianes, y 3n/4 radianes para el conjunto (?2?(4?) , ?2?(4? + 1) , ?2 ?(4? + 2) , ?21(4? + 3) ) ) .

(Ejemplo #4) (16) ???(4?) = 0 radianes, (17) ???(4? + 1) = p/4 radianes, (18) 6n(4i + 2) = p/2 radianes, (19) ??1(4? + 3) = 3p/4 radianes, y (20) ?21(4?) = ?21(4? + 1) = ?21(4? + 2) = T21(4? + 3) = 0 radianes.

(Lo anterior es un ejemplo. Es suficiente que exista uno de cada uno de cero radianes, n/4 radianes, n/2 radianes, y 3n/4 radianes para el conjunto (9n(4i) , 9n(4i + 1) , 9n(4i + 2) , 9n(4i + 3) ) ) .

Si bien se han mostrado cuatro ejemplos, el esquema de cumplimiento de la Condición #1 no se limita a ellos.

A continuación, se describen los requisitos de diseño no sólo para ??? y ??2, sino también para ? y d. Es suficiente establecer ? en un cierto valor; después es necesario establecer los requisitos para d. Lo siguiente describe el esquema de diseño para d cuando ? se establece en cero radianes.

En este caso, definiendo d de manera que n/2 radianes = |d| = n radianes, se logra una excelente calidad de recepción, en particular en un entorno LOS.

Por cierto, para cada uno de los números simbólicos 4i, 4i + 1, 4i + 2, y 4i + 3, existen dos puntos q donde se vuelve deficiente la calidad de recepción. Por lo tanto, existe un total de 2 x 4 = 8 de tales puntos. En un entorno LOS, A fin de impedir que se degrade la calidad de recepción en una terminal de recepción específica, esos ocho puntos deben tener cada uno una solución diferente. En este caso, además de la Condición #1, es necesaria la Condición #2.

Matemática 63 Condición #2 e;(01i(4'"+*)-02i(4i+*))? eÁen(4i+ y e2i( i+y)-s) forV*,Vy (x, y = 0,1,2,3) forVx, fy (x?y; x,y =0,1,2,3) Además, la fase de estos ocho puntos debe distribuirse parejamente (pues se considera que la fase de una onda directa tiene una alta probabilidad de distribución pareja) . Lo siguiente describe el esquema de diseño para d para cumplir este requisito.

En el caso del ejemplo #1 y el ejemplo #2, la fase resulta incluso en los puntos en que es deficiente la calidad de recepción, estableciendo d en ± 3n/4 radianes . Por ejemplo, siendo d sea 3n/4 radianes en el ejemplo #1 (y siendo A sea un número real positivo) , entonces en cada uno de los cuatro intervalos, existen una vez puntos en que se vuelve deficiente la calidad de recepción, tal como se muestra en la figura 20. En el caso del ejemplo #3 y el ejemplo #4, la fase resulta incluso en los puntos en que es deficiente la calidad de recepción estableciendo d en + n radianes. Por ejemplo, siendo d sea n radianes en el ejemplo #3, entonces en cada uno de los cuatro intervalos, existen puntos en que una vez se vuelve deficiente la calidad de recepción, tal como se muestra en la figura 21. (Si existe el elemento q en la matriz de canal H en los puntos mostrados de las figuras 20 y 21, se degrada la calidad de recepción) .

Con la estructura precedente, se logra una excelente calidad de recepción en un entorno LOS. Antes se ha descrito un ejemplo de cambio de ponderaciones de precodif icación en un período de cuatro intervalos (ciclo) , pero a continuación se describe el cambio de las ponderaciones de precodif icación en un período de N intervalos (ciclo) . Haciendo las mismas consideraciones que en la modalidad 1 y en la descripción precedente, se realiza el procesamiento del modo representado a continuación en cada número simbólico.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor ) igual a cero) : Matemática 64 Ecuación 62 Aquí, j es una unidad imaginaria Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 65 Ecuación 63 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N Matemática 66 Ecuación 64 Asimismo, para el número simbólico Ni + N Matemática 67 Ecuación 65 Por consiguiente, rl y r2 se representan como sigue. Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor igual a cero) : Matemática 68 Ecuación 66 Aquí, j es una unidad imaginaria Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 69 Ecuación 67 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 70 Ecuación 68 Asimismo, para el número simbólico Ni + N - 1 Matemática 71 Ecuación 69 En este caso, se asume que sólo existen componentes de ondas directas en los elementos de canal hlx(t) , h12(t) , h2i(t) , y h22(t) , que los componentes de amplitud de las ondas directas son todos iguales, y que no ocurren fluctuaciones en el tiempo. Con estos supuestos, las Ecuaciones 66-69 pueden representarse como sigue.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 72 Ecuación 70 Aquí, j es una unidad imaginaria Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 73 Ecuación 71 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N Matemática 74 Ecuación 72 rl(Ni + k et f sl(Ni + k ) r2(Ni + k)) ~ <¡2 e j s2(Ni + k) Asimismo, para el número simbólico Ni + N - Matemática 75 Ecuación 73 En las Ecuaciones 70-73, que sea A un número real y que q sea un número complejo. Los valores de A y q se determinan de acuerdo con la relación posicional entre el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción. Las Ecuaciones 70-73 pueden representarse como sigue.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 76 Ecuación 74 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 77 Ecuación 75 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1¡ Matemática 78 Ecuación 76 Asimismo, para el número simbólico Ni + N - 1 Matemática 79 Ecuación 77 Como resultado, cuando q se representa como sigue, un componente de señal basado en uno de si y s2 ya no se incluye en rl y r2, y por lo tanto ya no puede obtenerse una de las señales si y s2.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 80 Ecuación 78 q = -AJ&í I(M)-6>2I(M)), -Ae i(Ni e2 i)-s) Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 81 Ecuación 79 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 82 Ecuación 80 Asimismo, para el número simbólico Ni + N - 1 : Matemática 83 En este caso, si q tiene la misma solución en los números simbólicos Ni a Ni + N - 1, entonces como los elementos de canal de las ondas directas no fluctúan significativamente, un dispositivo de recepción con elementos de canal en que el valor de q es equivalente a esta misma solución ya no puede obtener una excelente calidad de recepción para ninguno de los números simbólicos. Por lo tanto, es difícil lograr la capacidad de corregir los errores, incluso aunque se introduzcan códigos de corrección de errores. Por consiguiente, para que q no tenga la misma solución, es necesaria la siguiente condición de las Ecuaciones 78-81 al centrarse en una de dos soluciones de q que no incluye d.

Matemática 84 Condición #3 6??? ?(?'+?)-?2\(??+?))? efo\ \(M+y)-e2i(M+y)) for V*. Vy (¿c? y; x, y = 0,1,2,··-,N - 2,N - 1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ..., ? -2, ? - 1; y x ? y) .

A continuación, se describen los requisitos de diseño no sólo para 9n y ?12, sino también para ? y d. Es suficiente establecer ? en un cierto valor; después es necesario establecer los requisitos para d. Lo siguiente describe el esquema de diseño para d cuando ? se establece en cero radianes.

En este caso, similar al esquema de cambio de las ponderaciones de precodificación en un período de cuatro intervalos (ciclo) , definiendo d de manera que n/2 radianes= |d| = n radianes, se logra una excelente calidad de recepción, en particular en un entorno LOS.

En cada número simbólico Ni a Ni + N - 1 , existen dos puntos etiquetados q donde se vuelve deficiente la calidad de recepción, y por lo tanto existen 2N tales puntos. En un entorno LOS, A fin de lograr características excelentes, esos 2N puntos deben tener cada uno una solución diferente. En este caso, además de la Condición #3, es necesaria la Condición #4.

Matemática 85 Condición #4 for Vx,Vy (x,y = 0,1,2, ··, N-2, N -1) for Vx> Vy {x ?y-x,y = 0,1,2, ··,N- 2,N -1) Además, la fase de estos 2? puntos debe distribuirse parejamente (pues se considera que la fase de una onda directa en cada dispositivo de recepción tiene una alta probabilidad de distribución pareja) .

Como ya se describió, cuando un dispositivo de transmisión transmite múltiples señales moduladas desde múltiples antenas en un sistema MIMO, se logra el efecto ventajoso de una calidad de transmisión mejorada, en comparación con el sistema MIMO de multiplexación espacial convencional, en un entorno LOS en que las ondas directas dominan por saltos regulares entre las ponderaciones de precodificación en el tiempo.

En la presente modalidad, la estructura del dispositivo de recepción es como se describe en la modalidad 1 y, en particular con respecto a la estructura del dispositivo de recepción, se ha descrito las operaciones para una cantidad limitada de antenas, pero la presente invención puede realizarse del mismo modo incluso si aumenta la cantidad de antenas . En otras palabras, la cantidad de antenas en el dispositivo de recepción no afecta las operaciones o los efectos ventajosos de la presente modalidad. Asimismo, en la presente modalidad, similar a la modalidad 1, no se limitan los códigos de corrección de errores.

En la presente modalidad, en contraste con la modalidad 1, se ha descrito el esquema de cambio de las ponderaciones de precodificación en el dominio de tiempo. Como se describe en la modalidad 1, sin embargo, la presente invención puede realizarse igualmente cambiando las ponderaciones de precodificación mediante un esquema de transmisión de muítiportadora y disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y el dominio de frecuencia-tiempo. Asimismo, en la presente modalidad, pueden disponerse en la trama de cualquier manera símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como los símbolos piloto (preámbulo, palabra única y otros) , los símbolos para información de control y otros similares.

Modalidad 3 En la modalidad 1 y la modalidad 2, se ha descrito el esquema de saltos regulares entre ponderaciones de precodificacion para el caso en que es equivalente la amplitud de cada elemento de la matriz de ponderación de precodificación . En la presente modalidad, sin embargo, se describe un ejemplo que no cumple esta condición Para marcar el contraste con la modalidad 2 , se describe el caso de cambio de las ponderaciones de precodificación a lo largo de un período de N intervalos (ciclo) . Haciendo las mismas consideraciones que en la modalidad 1 y la modalidad 2, se realiza el procesamiento tal como se representa a continuación en cada número simbólico. Sea ß un número real positivo, y ß ? 1.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 86 Ecuación 82 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico Ni + 1: Matemática 87 Ecuación 83 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 88 Ecuación 84 Asimismo, para el número simbólico Ni + N - 1 Matemática 89 Ecuación 85 Por consiguiente, rl y r2 se representan como sigue. Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor > igual a cero) : Matemática 90 Ecuación 86 ?¾ ) Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico Ni + 1: Matemática 91 Ecuación 87 UM+1)Y ¿0» h Ni + l)) f2( +l)J Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N Matemática 92 Ecuación 88 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + N - 1 : Matemática 93 Ecuación 89 En este caso, se asume que sólo existen componentes de ondas directas en los elementos de canal hu(t) , hi2(t), h2i(t), y h22(t) , que los componentes de amplitud de las ondas directas son todos iguales, y que no ocurren fluctuaciones en el tiempo. Con estos supuestos, las Ecuaciones 86-89 pueden representarse como sigue.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor ) igual a cero) : Matemática 94 Ecuación 90 rl(Ni rl{Ni Aquí, j es una unidad imaginaria, Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 95 Ecuación 91 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 96 Ecuación 92 Asimismo, para el número simbólico Ni + N - 1 Matemática 97 Ecuación 93 En las Ecuaciones 90-93, que sea A un número real y que sea q un número complejo. Las Ecuaciones 90-93 pueden representarse como sigue.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 98 Ecuación 94 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 99 Ecuación Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 100 Ecuación 96 rl{Ni + ky r2{Ni + k\ Asimismo, para el número simbólico Ni + N - 1 Matemática 101 Ecuación 97 Como resultado, cuando q se representa como sigue, ya, no puede obtenerse una de las señales si y s2.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 102 Ecuación 98 Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 103 Ecuación 99 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) : Matemática 104 Ecuación 100 Asimismo, para el número simbólico Ni + N - 1 : Matemática 105 Ecuación 101 En este caso, si q tiene la misma solución en los números simbólicos Ni a Ni + N - 1, entonces como los elementos de canal de las ondas directas no fluctúan significativamente, ya no puede obtenerse una excelente calidad de recepción para ninguno de los números simbólicos. Por lo tanto, es difícil lograr la capacidad de corregir los errores, incluso aunque se introduzcan códigos de corrección de errores. Por consiguiente, para que q no tenga la misma solución, es necesaria la siguiente condición de las Ecuaciones 98-101 al centrarse en una de las dos soluciones de q que no incluye d.

Matemática 106 Condición #5 for V*, Vy (x? y; x, y = 0,1,2,· ·¦ ,N- 2,N - 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2 , N - 1; y x ? y) .

A continuación, se describen los requisitos de diseño no sólo para 9u y ?12, sino también para ? y d. Es suficiente establecer ? en un cierto valor; después es necesario establecer los requisitos para d . Lo siguiente describe el esquema de diseño para d cuando ? se establece en cero radianes.

En cada uno de los números simbólicos Ni a Ni + N - 1, existen dos puntos q donde se vuelve deficiente la calidad de recepción, y por lo tanto existen 2N tales puntos. En un entorno LOS, A fin de lograr características excelentes, esos 2N puntos deben tener cada uno una solución diferente. En este caso, además de la Condición #5, considerando que ß es un número real positivo, y ß ? 1, es necesaria la Condición #6.

Matemática 107 Condición #6 fof v¾ y (x?y.^y = 0t ...tN_ 2,N -1) Como ya se describió, cuando un dispositivo de transmisión transmite múltiples señales moduladas desde múltiples antenas en un sistema MIMO, se logra el efecto ventajoso de una calidad de transmisión mejorada, en comparación con el sistema MIMO de multiplexación espacial convencional, en un entorno LOS en que las ondas directas dominan por saltos regulares entre ponderaciones de precodificación en el tiempo.

En la presente modalidad, la estructura del dispositivo de recepción es como se describe en la modalidad 1 , y en particular con respecto a la estructura del dispositivo de recepción, se han descrito las operaciones para una cantidad limitada de antenas, pero la presente invención puede realizarse del mismo modo incluso si aumente la cantidad de antenas. En otras palabras, la cantidad de antenas en el dispositivo de recepción no afecta las operaciones o los efectos ventajosos de la presente modalidad. Asimismo, en la presente modalidad, similar a la modalidad 1, no se limitan los códigos de corrección de errores .

En la presente modalidad, en contraste con la modalidad 1, se ha descrito el esquema de cambio de las ponderaciones de precodificación en el dominio de tiempo. Como se describe en la modalidad 1, sin embargo, la presente invención puede realizarse igualmente cambiando las ponderaciones de precodificación mediante un esquema de transmisión de multiportadora y disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y el dominio de f ecuencia-tiempo . Asimismo, en la presente modalidad, pueden disponerse en la trama de cualquier manera símbolos diferentes de los símbolos de datos, tal como los símbolos piloto (preámbulo, palabra única y otros similares) , los símbolos para información de control y otros por el estilo.

Modalidad 4 En la modalidad 3, el esquema de saltos regulares entre las ponderaciones de precodificación se ha descrito para el ejemplo de dos tipos de amplitudes para cada elemento de la matriz de ponderación de precodificación, 1 y ß.

En este caso, se ignora lo siguiente. 102 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + k (k = 0, 1, M - 1) Matemática 111 Ecuación 104 Asimismo, para el número simbólico 2Ni + N - 1 Matemática 112 Ecuación 105 Para el número simbólico 2Ni + N (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 113 Ecuación Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + N Matemática 114 Ecuación s2{2Ni + N + l) Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + N + k (k= 0, 1, N - Matemática 115 Ecuación 108 z2{2Ni + N + k)j ^¡ ^ {axeie»(2m+N+k) Asimismo, para el número simbólico 2Ni + 2N Matemática 116 Ecuación Por consiguiente, rl y r2 se representan como sigue. Para el número simbólico 2Ni (donde i es un entero mayor gual a cero) : Matemática 117 Ecuación 110 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + 1: Matemática 118 Ecuación 111 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 119 Ecuación 112 Asimismo, para el número simbólico 2Ni + N - 1: Matemática 120 Ecuación 113 Para el número simbólico 2Ni + N (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 121 Ecuación 114 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + N + 1: Matemática 122 Ecuación 115 generalizarse, esta ecuación es como sigue Para el número simbólico 2Ni + N + k (k = 0, 1, N - 1) : Matemática 123 Ecuación 116 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + 2N - 1 : Matemática 124 Ecuación 117 s\(2Ni + 2N e s2(2Ni + 2N En este caso, se asume que sólo existen componentes de ondas directas en los elementos de canal hn(t), hi2(t), h2i(t), y h22(t), que los componentes de amplitud de las ondas directas son todos iguales, y que no ocurren fluctuaciones en el tiempo. Con estos supuestos, las Ecuaciones 110-117 pueden representarse como sigue.

Para el número simbólico 2Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) ·.

Matemática 125 Ecuación 118 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + 1 Matemática 126 Ecuación 119 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + k (k = 0, 1, N 1) Matemática 127 Ecuación 120 Asimismo, para el número simbólico 2Ni + N - 1 Matemática 128 Ecuación 121 Para el número simbólico 2?? + ? (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 129 Ecuación 122 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + N Matemática 130 Ecuación 123 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + N + k (k = 0, 1, ..., ? - 1) Matemática 131 Ecuación 124 rl(2 + N + fc) íl(2 + N +¿ r2{2Ni + N + k)) Ae e s2{2Ni + N + k)) Asimismo, para el número simbólico 2?? + 2? - 1 : Matemática 132 Ecuación 125 En las Ecuaciones 118-125, que sea A un número real y que sea q un número complejo. Las Ecuaciones 118-125 pueden representarse como sigue.

Para el número simbólico 2Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero : Matemática 133 Ecuación 126 Aquí , j es una unidad imaginaria .

Para el número simbólico 2Ni + 1: Matemática 134 Ecuación 127 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + k (k = 0, 1, ..., ? - 1) Matemática 135 Ecuación 128 Asimismo, para el número simbólico 2?? + ? - 1: Matemática 136 Ecuación 129 Para el número simbólico 2Ni + N (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 137 Ecuación 130 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + ? Matemática 138 Ecuación 131 Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + N + k (k = 0, 1, ..., ? - 1) Matemática 139 Ecuación 132 Asimismo, para el número simbólico 2?? + 2? - 1 Matemática 140 Ecuación 133 Como resultado, cuando q se representa como sigue, ya no puede obtenerse una de las señales si y s2.

Para el número simbólico 2Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 141 Ecuación 134 Para el número simbólico 2Ni + 1: Matemática 142 Ecuación 135 q = -£ß;·(0??(2?+?)-021(2?+?)); _ ?ß6???(2?+?)-?2 ?{2??+?)-d) Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + k (k = 0, 1, N - 1) : Matemática 143 Ecuación 136 ? e $2Ni+k e2i(2Ni+k s) Asimismo, para el número simbólico 2Ni + N - 1: Matemática 144 Ecuación 137 Para el número simbólico 2Ni + N (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 145 Ecuación 138 Para el número simbólico 2Ni + ? + 1: Matemática 146 Ecuación 139 -—ey(<9n(2M+v+i)-<921(2M+^+i)) _ Aaej(e {2m+N+$-02 Ni+N+i)-s) a Al generalizarse, esta ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + ? + k (k = 0, 1, Matemática 147 Ecuación 140 —ej{en(2Ni+N+k)-e2i(2Ni+N+k ) - A ej^2 +N+k)-e2 -Ni+N+k)-5) a Asimismo, para el número simbólico 2Ni + 2? - 1 : Matemática 148 Ecuación 141 En este caso, si q tiene la misma solución en los números simbólicos 2Ni a 2Ni + N - 1, entonces como los elementos de canal de las ondas directas no fluctúan significativamente, ya no puede obtenerse una excelente calidad de recepción para ninguno de los números simbólicos. Por lo tanto, es difícil lograr la capacidad de corregir los errores, incluso aunque se introduzcan códigos de corrección de errores. Por consiguiente, para que q no tenga la misma solución, se vuelve necesaria la Condición #7 o la Condición #8 a partir de las Ecuaciones 134-141 y a partir del hecho de que a ? ß al centrarse en una de las dos soluciones de q que no incluye d.

Matemática 149 Condición #7 g^1(2^J^21(2M+,))?e^11(2M+^¾,(2M+J)) forVj¾. y {?? y. ?< y =0,1,2,· ·-,N- 2,N- 1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ..., ? -2, ? - 1; y x ? y) . y ej(dn(2N¡+N+x)-e2l(2N¡+N+x))? ej{e (2Ni+N+ v)-(92|(2M+'v+>')) for V*, Vy (jt? y, x, y = 0,1,2,···,V - 2.N -1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ..., ? -2, ? - 1; y x ? y) .

Matemática 150 Condición #8 ej(0\pM+x)-e2 + ? e ,(2M+y)-021(2M+>-)) for Vj(. y (???.? ? =? 0,1,2,.·.,2^ -2,2^-1) En este caso, la Condición #8 es similar a las condiciones descritas en la modalidad 1 a la modalidad 3. Sin embargo, con respecto a la Condición #7, como OÍ ? ß, la solución que no incluye d entre las dos soluciones de q es una solución diferente .

A continuación, se describen los requisitos de diseño no sólo para 9n y Q12, sino también para ? y d. Es suficiente establecer ? en un cierto valor; después es necesario establecer los requisitos para d. Lo siguiente describe el esquema de diseño para d cuando ? se establece en cero radianes .

En los números simbólicos 2Ni a 2Ni + 2N - 1, existen dos puntos q donde se vuelve deficiente la calidad de recepción, y por lo tanto existen 4N tales puntos. En un entorno LOS, A fin de lograr características excelentes, esos 4N puntos deben tener cada uno una solución diferente. En este caso, centrándose en la amplitud, es necesaria la siguiente condición para la Condición #7 o la Condición #8, como a ? ß .

Matemática 151 Condición #9 Como ya se describió, cuando un dispositivo de transmisión transmite múltiples señales moduladas desde múltiples antenas en un sistema MIMO, se logra el efecto ventajoso de calidad de transmisión mejorada, en comparación con el sistema MIMO de multiplexación espacial convencional, en un entorno LOS en que las ondas directas dominan por saltos regulares entre ponderaciones de precodificación en el tiempo.

En la presente modalidad, la estructura del dispositivo de recepción es como se describe en la modalidad 1, y en particular con respecto a la estructura del dispositivo de recepción, se han descrito las operaciones para una cantidad limitada de antenas, pero la presente invención puede realizarse del mismo modo incluso si aumenta la cantidad de antenas . En otras palabras , la cantidad de antenas en el dispositivo de recepción no afecta las operaciones o los efectos ventajosos de la presente modalidad. Asimismo, en la presente modalidad, similar a la modalidad 1, no se limitan los códigos de corrección de errores.

En la presente modalidad, en contraste con la modalidad 1, se ha descrito el esquema de cambio de las ponderaciones de precodificación en el dominio de tiempo. Como se describe en la modalidad 1, sin embargo, la presente invención puede realizarse igualmente cambiando las ponderaciones de precodificación mediante un esquema de transmisión de multiportadora y disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y el dominio de frecuencia-tiempo . Asimismo, en la presente modalidad, pueden disponerse en la trama de cualquier manera símbolos diferentes de los símbolos de datos, tal como símbolos piloto (preámbulo, palabra única y otros por el estilo) , los símbolos para información de control y otros similares.

Modalidad 5 En la modalidad 1 a la modalidad 4, se ha descrito el esquema de saltos regulares entre ponderaciones de precodificación. En la presente modalidad, se describe una modificación de este esquema.

En la modalidad 1 a la modalidad 4, se ha descrito el esquema de saltos regulares entre ponderaciones de precodificación como el de la figura 6. En la presente modalidad, se describe un esquema de saltos regulares entre ponderaciones de precodificación que difiere de la figura 6.

Como en la figura 6, este esquema salta entre cuatro diferentes ponderaciones de precodificación (matrices) . La figura 22 muestra el esquema de saltos que difiere de la figura 6. En la figura 22, cuatro diferentes ponderaciones de precodificación (matrices) se representan como Wl, 2 , W3 , y W4. (Por ejemplo, Wl es la ponderación de precodificación (matriz) de la Ecuación 37 , W2 es la ponderación de precodificación (matriz) de la Ecuación 38 , W3 es la ponderación de precodificación (matriz) de la Ecuación 39, y W4 es la ponderación de precodificación (matriz) de la Ecuación 40) . En la figura 3, los elementos que operan de modo similar a la figura 3 y la figura 6 llevan los mismos signos de referencia.

Las partes exclusivas de la figura 22 son como sigue.

El primer período (ciclo) 2201, el segundo período (ciclo) 2202, el tercer período (ciclo) 2203, ... todos los períodos de cuatro intervalos (ciclos) .

Se usa una diferente matriz de ponderación de precodificación en cada uno de los cuatro intervalos, es decir Wl, 2, W3, y 4 se usan cada uno una vez.

No es necesario que Wl, W2, W3 , y W4 estén en el mismo orden en el primer período (ciclo) 2201, el segundo período (ciclo) 2202, el tercer período (ciclo) 2203, ....

A fin de implementar este esquema, una unidad generadora de ponderación de precodificación 2200 recibe, como una entrada, una señal en relación con el esquema de ponderación y da salida a la información 2210 relativa a las ponderaciones de precodificación en el orden para cada período (ciclo) . La unidad de ponderación 600 recibe, como entradas, esta información, sl(t), y s2(t), realiza la ponderación, y da salida a zl(t) y z2(t).

La figura 23 muestra un esquema de ponderación diferente de la figura 22 para el esquema de precodificación precedente. En la figura 23, la diferencia respecto de la figura 22 es que se logra un esquema similar a la figura 22 proveyendo una unidad de reordenación después de la unidad de ponderación y reordenando las señales .

En la figura 23, la unidad generadora de ponderación de precodificación 2200 recibe, como una entrada, la información 315 relativa el esquema de ponderación y da salida a la información 2210 en las ponderaciones de precodificación en el orden de las ponderaciones de precodificación Wl, W2 , 3 , W4 , Wl, W2 , W3 , W4 , Por consiguiente, la unidad de ponderación 600 utiliza las ponderaciones de precodificación en el orden de las ponderaciones de precodificación Wl, W2 , W3 , W4 , Wl, W2 , W3 , W4, ... y da salida a las señales precodificadas 2300A y 2300B.

Una unidad de reordenación 2300 recibe, como entradas, las señales precodificadas 2300Ay 2300B, las reordena en el orden del primer período (ciclo) 2201, el segundo período (ciclo) 2202, y el tercer período (ciclo) 2203 de la figura 23, y da salida a zl (t) y z2 (t) .

Obsérvese que en la descripción precedente, el período (ciclo) para saltar entre ponderaciones de precodificación se ha descrito como teniendo cuatro intervalos a los efectos de la comparación con la figura 6. Como en la modalidad 1 a la modalidad 4, sin embargo, la presente invención puede realizarse igualmente con un período (ciclo) que otra cantidad de intervalos.

Asimismo, en la modalidad 1 a la modalidad 4, y en el esquema de precodificación precedente , dentro del período (ciclo), se ha descrito el valor de d y ß como igual para cada intervalo, pero el valor de d y ß puede cambiar en cada intervalo.

Como ya se describió, cuando un dispositivo de transmisión transmite múltiples señales moduladas desde múltiples antenas en un sistema MIMO, se logra el efecto ventajoso de calidad de transmisión mejorada, en comparación con el sistema MIMO de muítiplexación espacial convencional, en un entorno LOS en que las ondas directas dominan por saltos regulares entre ponderaciones de precodificación en el tiempo.

En la presente modalidad, la estructura del dispositivo de recepción es como se describe en la modalidad 1 , y en particular con respecto ala estructura del dispositivo de recepción, se han descrito las operaciones para una cantidad limitada de antenas , pero la presente invención puede realizarse del mismo modo incluso si aumenta la cantidad de antenas. En otras palabras, la cantidad de antenas en el dispositivo de recepción no afecta las operaciones o los efectos ventajosos de la presente modalidad. Asimismo, en la presente modalidad, similar a la modalidad 1, no se limitan los códigos de corrección de errores.

En la presente modalidad, en contraste con la modalidad 1, se ha descrito el esquema de cambio de las ponderaciones de precodificación en el dominio de tiempo. Como se describe en la modalidad 1, sin embargo, la presente invención puede realizarse igualmente cambiando las ponderaciones de precodificación mediante un esquema de transmisión de multiportadora y disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y el dominio de frecuencia- tiempo . Asimismo, en la presente modalidad, puede disponerse en la trama de cualquier manera símbolos diferentes de los símbolos de datos, tal como símbolos piloto (preámbulo, palabra única, y otros por el estilo) , los símbolos para información de control y similares.

Modalidad 6 En las Modalidades 1-4, se ha descrito un esquema de saltos regulares entre las ponderaciones de precodificación. En la presente modalidad, se describe nuevamente un esquema de saltos regulares entre las ponderaciones de precodificación, que incluye el contenido descrito en las Modalidades 1-4.

Primero, a partir de la consideración de un entorno LOS, se describe un esquema para diseñar una matriz de precodificación para un sistema MIMO de multiplexación espacial 2 x 2 que adopta la precodificación, donde no está disponible la realimentación de un socio de comunicación.

La figura 30 muestra un modelo de un sistema MIMO de multiplexación espacial 2 2 que adopta la precodif icación en que no está disponible la realimentación de un socio de comunicación. Se codifica e interpola un vector de información. Como salida de la interpolación, se adquiere un vector de bits codificados u(p) = (ui(p) , u2(p)) (donde p es el tiempo de intervalo) . Seaui(p) = (uii(p) , Uj.h(p) ) (donde h es la cantidad de bits de transmisión por símbolo) . Siendo una señal después de la modulación (correlación) sea s (p) = (sl(p) , s2(p) )T y una matriz de precodif icación sea F (p) , se representa un símbolo precodi f icado x(p) = ( i (p) , x2(p) )T en la siguiente ecuación.

Matemática 152 Ecuación 142 *(p) = {xi(p\x2{p)J =HPHP) Por consiguiente, siendo un vector recibido sea y(p) = (yi(p)/ v2(p))T/ el vector recibido y(p) se representa en la siguiente ecuación.

Matemática 153 Ecuación 143 y(p)={y1(p),y2(p))T = H(p)F{pXp)+ n(p) En esta Ecuación, H(p) es la matriz de canal, n(p) = (ni (p) , n2 (p) ) T es el vector de ruido, y ni (p) es el ruido aleatorio gaussiano complejo distribuido independientemente e idénticamente con un valor promedio 0 y una varianza a2. Siendo el factor Rician sea K, la ecuación precedente puede representarse como sigue.

Matemática 154 Ecuación 144 En esta ecuación, Hd(p) es la matriz de canal para los componentes de onda directa, y Hs(p) es la matriz de canal para los componentes de onda dispersa. Por consiguiente, la matriz de canal H(p) se representa como sigue.

Matemática 155 Ecuación 145 En la Ecuación 145, se asume que el entorno de ondas directas es determinado únicamente por la relación posicional entre los transmisores, y que la matriz de canal Hd(p) para los componentes de onda directa no fluctúa con el tiempo. Asimismo, en la matriz de canal Hd(p) para los componentes de onda directa, se asume que en comparación con el intervalo entre las antenas de transmisión, es alta la probabilidad de un entorno con una distancia suficientemente larga entre los dispositivos de transmisión y recepción, y por lo tanto que la matriz de canal para los componentes de onda directa puede tratarse como una matriz no singular. Por consiguiente, la matriz de canal ¾(p) se representa como sigue.

Matemática 156 Ecuación En esta ecuación, que sea A un número real positivo y que sea q un número complejo. A continuación, de la consideración de un entorno LOS, se describe un esquema para diseñar una matriz de precodificación para un sistema MIMO de multiplexación espacial 2 x 2 que adopta la precodificación en que no está disponible la realimentación de un socio de comunicación.

En las Ecuaciones 144 y 145, es difícil procurar una matriz de precodificación sin la realimentación apropiada en las condiciones que incluyen ondas esparcidas, como es difícil realizar el análisis en las condiciones que incluyen ondas esparcidas. Además, en un entorno NLOS, ocurre poca degradación en la calidad de recepción de datos, en comparación con un entorno LOS. Por lo tanto, lo siguiente describe un esquema para diseñar matrices de precodificación sin realimentación apropiada en un entorno LOS (matrices de precodificaciónpara un esquema de precodificación que salta entre las matrices de precodificación en el tiempo) .

Como ya se describió, como es difícil realizar el análisis en las condiciones que incluyen ondas esparcidas, se procura una apropiada matriz de precodif icación para una matriz de canal que incluye los componentes sólo de ondas directas, a partir de las Ecuaciones 144 y 145. Por lo tanto, en la Ecuación 144, se considera el caso en que la matriz de canal incluye componentes sólo de ondas directas . Se desprende que a partir de la Ecuación 146, la Ecuación 144 puede representarse como sigue .

Matemática 157 Ecuación 147 En esta ecuación, se usa una matriz unitaria como la matriz de precodif icación . Por consiguiente , la matriz de precodif icación se representa como sigue .

Matemática 158 Ecuación 148 En esta ecuación, ? es un valor f ij o . Por lo tanto , la Ecuación 147 puede representarse como sigue .

Matemática 159 Ecuación 149 Como resulta claro a partir de la Ecuación 149, cuando el dispositivo de recepción realiza operación lineal de forzado a cero (ZF, por sus sglas en inglés) o el error cuadrático medio mínimo (MMSE, por sus siglas en inglés) , el bit transmitido no puede ser determinado por si (p) , s2 (p) . Por lo tanto, se realizan la APP iterativa (o la ax-log APP iterativa) o la APP (o Max-log APP) descritas en la modalidad 1 (de aquí en adelante llamado cálculo de máxima probabilidad (ML, por sus siglas en inglés) ) , se procura la razón de verosimilitud logarítmica de cada bit transmitido en si (p) , s2 (p) , y se realiza la decodificación con códigos de corrección de errores . Por consiguiente, lo siguiente describe un esquema para diseñar una matriz de precodificación sin realimentación apropiada en un entorno LOS para un dispositivo de recepción que realiza el cálculo ML.

Se considera la precodificación de la Ecuación 149. El lado derecho y el lado izquierdo de la primera línea se multiplican por e"3*, y de igual modo el lado derecho y el lado izquierdo de la segunda línea se multiplican por e"3*. La siguiente ecuación representa el resultado.

Matemática 160 Ecuación (p) i e~j Y2 (p) y e'^q se redefinen respectivamente como yi(p), y2( ); y q. Asimismo, como e"j¾n(p) = (e"jipni(p), e'^n2 (p) ) T, y e"j¾ni(p) , e~jwn2(p) son el ruido gaussiano aleatorio complejo independiente e idénticamente distribuido (i.i.d.) con un valor promedio 0 y una varianza o2, e'^ní ) se redefine como n(p) . Como resultado, no se pierde la generalidad al reiterar la Ecuación 150 como la Ecuación 151.

Matemática 161 Ecuación 151 A continuación, la Ecuación 151 se transforma en la Ecuación 152 en aras de la claridad.

Matemática 162 Ecuación 152 En este caso, siendo la mínima distancia euclidiana entre un punto de señal recibido y siendo un candidato de punto de señal recibido dmin2, entonces un punto deficiente tiene un valor mínimo de cero para dmin2, y existen dos valores de q en que las condiciones son deficientes en el sentido de que se eliminan todos los bits transmitidos por si (p) y todos los bits transmitidos por s2 (p) .

En la Ecuación 152, cuando si (p) no existe.

Matemática 163 Ecuación 153 q ae En la Ecuación 152, cuando s2 (p) no existe.

Matemática 164 Ecuación 154 <7 (De aquí en adelante, los valores de q que cumplen las Ecuaciones 153 y 154 se refieren respectivamente como "puntos de recepción deficiente para si y s2") .

Cuando se cumple la Ecuación 153 , como se eliminan todos los bits transmitidos por si (p) , la razón de verosimilitud logarítmica recibida no puede procurarse para ninguno de los bits transmitidos por si (p) . Cuando se cumple la Ecuación 154, como se eliminan todos los bits transmitidos por s2 (p) , la razón de verosimilitud logarítmica recibida no puede procurarse para ninguno de los bits transmitidos por s2 (p) .

Ahora se considera un sistema de transmisión de multidifusión/difusión que no modifica la matriz de precodificación. En este caso, se considera un modelo de sistema en el que una estación de base transmite señales moduladas usando un método de precodificación que no salta entre matrices de precodificación, y múltiples terminales (terminales G) reciben las señales moduladas transmitidas por la estación de base. Las (terminales G) reciben las señales moduladas transmitidas por la estación de base.

Se considera que las condiciones de las ondas directas entre la estación de base y las terminales se modifican poco en el tiempo. Por lo tanto, a partir de las Ecuaciones 153 y 154, para una terminal que está en una posición que se ajusta a las condiciones de la Ecuación 155 o la Ecuación 156 y que está en un entorno LOS donde el factor Rician es grande, existe la posibilidad de degradación de la calidad de recepción de los datos . Por consiguiente, para resolver este problema es necesario modificar la matriz de precodificacion en el tiempo.

Matemática 165 Ecuación 155 Matemát Ecuació Se considera un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación en un periodo de tiempo (ciclo) con N intervalos (de aquí en adelante llamado esquema de saltos precodificados) .

Como hay N intervalos en el período de tiempo (ciclo) , se preparan N variedades de matrices de precodificación F[i] en base a la Ecuación 148 (i = 0, 1, N - 1) . En este caso, las matrices de precodificación F[i] se representan como sigue.

Matemática 167 Ecuación 157 En esta ecuación, sea que no cambie en el tiempo, y sea que ? tampoco cambie en el tiempo (aunque puede admitirse el cambio en el tiempo) .

Como en la modalidad 1, F[i] es la matriz de precodificacion usada para obtener una señal precodificada x (p = N x k + i) en la Ecuación 142 para el tiempo N x k + i (donde k es un entero igual o mayor que 0, y i = 0, 1, N - 1) . Lo mismo también es válido a continuación.

En este punto, en base a las Ecuaciones 153 y 154, son importantes condiciones de diseño tales como las siguientes para las matrices de precodificación para los saltos precodificados .

Matemática 168 Condición #10 Ecuación 158 for V , y (x? y ; x, y = 0,1, · · ·, N- 1) Matemática 169 Condición #11 Ecuación 159 forVx,V {x?y x, y = 0,1, ·¦·,#-!) A partir de la Condición #10, en todas las terminales G, hay un intervalo o menos que tiene puntos de recepción deficiente para si entre los N intervalos de un período de tiempo (ciclo). Por consiguiente, la razón de verosimilitud logarítmica para los bits transmitidos por si (p) puede obtenerse para al menos N - 1 intervalos. De igual modo, a partir de la Condición #11, en todas las terminales G, hay un intervalo o menos que tiene puntos de recepción deficiente para s2 entre los N intervalos de un período de tiempo (ciclo) . Por consiguiente, la razón de verosimilitud logarítmica para los bits transmitidos por s2 (p) puede obtenerse para al menos N - 1 intervalos .

De este modo, proveyendo el modelo de diseño de matriz de precodificación de la Condición #10 y la Condición #11, se garantiza que la cantidad de bits para que se obtenga la razón de verosimilitud logarítmica entre los bits transmitidos por si (p) , y la cantidad de bits para que la razón de verosimilitud logarítmica se obtenga entre los bits transmitidos por s2 (p) sea igual o mayor que una cantidad fijada en todas las terminales G. Por lo tanto, en todas las terminales G, se considera que la degradación de la calidad de recepción de datos es moderada en un entorno LOS donde es grande el factor Rician.

Lo siguiente muestra un ejemplo de una matriz de precodificación en el esquema de saltos precodificados .

La distribución de densidad de probabilidad de la fase de una onda directa puede considerarse que está distribuida uniformemente en [0 2n] . Por lo tanto, la distribución de densidad de probabilidad de la fase de q en las Ecuaciones 151 y 152 también puede considerarse que está distribuida uniformemente en [0 2n] . Por consiguiente, lo que sigue está establecido como una condición para proveer una calidad de recepción de datos razonable en la medida de lo posible para las G terminales en el mismo entorno LOS en el que sólo difiere la fase de q.

Condición #12 Cuando se usa un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) , entre los N intervalos del período de tiempo (ciclo) , se disponen los puntos de recepción deficiente para si de manera que tengan una distribución pareja en términos de fase, y los puntos de recepción deficiente para s2 se disponen para que tengan una distribución pareja en términos de fase.

Lo siguiente describe un ejemplo de unamatriz de precodificación en el esquema de saltos precodificados en base a la Condición #10 a la Condición #12. Sea a = 1.0 en la matriz de precodificación de la Ecuación 157.

(Ejemplo #5) Sea la cantidad de intervalos N en el período de tiempo (ciclo) 8. A fin de cumplir la Condición #10 a la Condición #12, se proveen las matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo N = 8 (ciclo) como en la siguiente ecuación.

Matemática 170 Ecuación 160 Aquí , j es una unidad imaginaria , y i = 0 , 1 , 7 . En lugar de la Ecuación 160 , puede proveerse la Ecuación 161 ( donde ? y 6n [i ] no cambian en el tiempo ( aunque puede admitirse el cambio) ) .

Matemática" 171 Ecuación 161 Por consiguiente, los puntos de recepción deficiente para si y s2 resultan como en las figuras 31A y 31B . (En las figuras 31A y 31B, el eje horizontal es el eje real, y el eje vertical es el eje imaginario) . En lugar de las Ecuaciones 160 y 161, puede proveerse las Ecuaciones 162 y 163 (donde i = 0, 1, 7 , y donde ? y 9U [i] no cambian en el tiempo (aunque puede admitirse el cambio) ) .

Matemática 172 Ecuación 162 A continuación , se establece lo siguiente como una condición , diferente de la Condición #12 , para proveer una cal idad de recepción de datos razonable en la medida de lo posible para las terminales G en el mismo entorno LOS en que sólo di f iere la fase de q .

Condición #13 Cuando se usa un esquema de saltos precodif icados con un período de t iempo de N intervalos (ciclo) , además de la condición Matemát ica 174 Ecuación 164 for Vjc, V;y (x, y = 0,1, · · · , N -l) los puntos de recepción def iciente para si y los puntos de recepción def iciente para s2 se disponen para que estén en una distribución pareja con respecto a la fase en los N intervalos del período de tiempo (ciclo) .

Lo siguiente describe un e j emplo de una matriz de precodif icación en el esquema de saltos precodif icados en base a la Condición #10 , la Condición #11 y la Condición #13 . Sea = 1.0 en la matriz de precodif icación de la Ecuación 157.

(Ejemplo #6) Sea la cantidad de intervalos N en el período de tiempo (ciclo) 4 . Las matrices de precodif icación para un esquema de saltos precodif icados con un período de tiempoN= 4 (ciclo) se proveen como en la siguiente ecuación.

Matemática 175 Ecuación 165 Aquí, j es una unidad imaginaria, y i = O, 1, 2, 3. En lugar de la Ecuación 165, puede proveerse la Ecuación 166 (donde ? y 9n[i] no cambian en el tiempo (aunque puede admitirse el cambio) ) .

Matemática 176 Ecuación 166 Por consiguiente, los puntos de recepción deficiente para si y s2 resultan como el de la figura 32. (En la figura 32, el eje horizontal es el eje real, y el eje vertical es el eje imaginario). En lugar de las Ecuaciones 165 y 166, pueden proveerse las Ecuaciones 167 y 168 (donde i = 0, 1, 2, 3, y donde ? y ???[?] no cambian en el tiempo (aunque puede admitirse el cambio) ) .

Matemática 177 Ecuación Matemática 178 Ecuación 168 A continuación, se describe un esquema de saltos precodificados que usa una matriz no unitaria.

En base a la Ecuación 148, las matrices de precodificación actualmente en consideración se representan como sigue .

Matemática 179 Ecuación 169 Las ecuaciones correspondientes a las Ecuaciones 151 y 152 se representan como sigue.

Matemática 180 Ecuación 170 Matemática 181 Ecuación 171 En este caso, hay dos q en que el valor mínimo drain2 de la distancia euclidiana entre un punto de señal recibido y un candidato a punto de señal recibido es cero.

En la Ecuación 171, cuando si (p) no existe: Matemática 182 Ecuación 172 En la Ecuación 171, cuando s2 (p) no existe: Matemática 183 Ecuación 173 En el esquema de saltos precodif icados para un período de tiempo de N intervalos (ciclo) , refiriéndose a la Ecuación 169, N variedades de la matriz de precodif icación F[i] se representan como sigue.

Matemática 184 Ecuación 174 En esta ecuación, sea que y d no cambien en el tiempo. En este punto, en base a las Ecuaciones 34 y 35, se proveen condiciones de diseño tales como las siguientes para las matrices de precodificación para saltos precodificados .

Matemática 185 Condición #14 Ecuación 175 forVx,V (x?y; *, y = 0,l,---,N-l) Matemática 186 Condición #15 Ecuación 176 for VJC, \/y (x? y, x, y = 0,1, · · ·, N - 1) (Ejemplo #7) Sea a = 1.0 en la matriz de precodificación de la Ecuación 174. Sea la cantidad de intervalos N en el período de tiempo (ciclo) 16. A fin de cumplir la Condición #12 , la Condición #14, y la Condición #15 , se proveen las matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo N = 16 (ciclo) como en las siguientes ecuaciones.

Para i = 0, 1, 7 : Matemática 187 Ecuación 177 Para i = 8, 9, ... 15 : Matemática 188 Ecuación 178 Asimismo, una matriz de precodificación que difiere de las Ecuaciones 177 y 178 puede proveerse como sigue Para i = 0, 1, 7: Matemática 189 Ecuación 179 Para i = 8, 9, 15 Matemática 190 Ecuación 180 Por consiguiente, los puntos de recepción deficiente para si y s2 resultan como en las figuras 33A y 33B.

(En las figuras 33A y 33B, el eje horizontal es el eje real, y el eje vertical es el eje imaginario) . En lugar de las Ecuaciones 177 y 178, y las Ecuaciones 179 y 180, las matrices de precodificación pueden proveerse como sigue.

Para i = 0, 1, 7: Matemática 191 Ecuación 181 Para i = 8, 9, 15: Matemática 192 Ecuación 182 Para i = O, Matemática Ecuación 183 Para i = 8, 9, 15: Matemática 194 Ecuación 184 (En las Ecuaciones 177-184, 7n/8 pueden cambiar a -7n/8) .

A continuación, se establece lo siguiente como una condición, diferente de la Condición #12, para proveer una calidad de recepción de datos razonable en la medida de lo posible para las terminales G en el mismo entorno LOS en que sólo difiere la fase de q.

Condición #16 Cuando se usa un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) , se establece la siguiente condición: Matemática 195 Ecuación 185 £ n Ulx ? U2X íox \/x, \fy {x, y = 0,1, - - - , N - l) y los puntos de recepción deficiente para si y los puntos de recepción deficiente para s2 se disponen para que estén en una distribución pareja con respecto a la fase en los N intervalos del período de tiempo (ciclo) .

Lo siguiente describe un ejemplo de una matriz de precodificación en el esquema de saltos precodificados en base a la Condición #14, la Condición #15, y la Condición #16. Sea o¡ = 1.0 en la matriz de precodificación de la Ecuación 174.

(Ejemplo #8) Sea la cantidad de intervalos N en el período de tiempo (ciclo) 8. Las matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo N = 8 (ciclo) se proveen como en la siguiente ecuación.

Matemática 196 Ecuación 186 Aquí, i = O, 1, 7.

Asimismo, una matriz de precodificación que difiere de la Ecuación 186 puede proveerse como sigue (donde i = 0, 1, 7, y donde ? y ?? [i] no cambian en el tiempo (aunque puede admitirse el cambio) ) .

Matemática 197 Ecuación 187 Por consiguiente, los puntos de recepción deficiente para si y s2 resultan como el de la figura 34. En lugar de las Ecuaciones 186 y 187, pueden proveerse las matrices de precodificación como sigue (donde i = 0, 1, 7, y donde ? y 9n [i] no cambian en el tiempo (aunque puede admitirse el cambio) ) .

Matemática 198 Ecuación Matemática 199 Ecuación 189 (En las Ecuaciones 186-189, 7p/8 pueden cambiar a -7p/8) .

A continuación, en la matriz de precodificación de la Ecuación 174, se examina un esquema de saltos precodificados que difiere del ejemplo #7 y el ejemplo #8 siendo a ? 1, y teniendo en cuenta la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente.

En este caso, se usa el esquema de saltos precodificados para un período de tiempo de N intervalos (ciclo) de la Ecuación 174, y a partir de la Condición #14, en todas las terminales G, hay un intervalo o menos que tiene puntos de recepción deficiente para si entre los N intervalos de un período de tiempo (ciclo) . Por consiguiente, la razón de verosimilitud logarítmica para los bits transmitidos por si (p) puede obtenerse para al menos N - 1 intervalos. De igual modo, a partir de la Condición #15, en todas las terminales G, hay un intervalo o menos que tiene puntos de recepción deficiente para s2 entre los N intervalos de un período de tiempo (ciclo) . Por consiguiente, la razón de verosimilitud logarítmica para los bits transmitidos por s2 (p) puede obtenerse para al menos N - 1 intervalos.

Por lo tanto, está claro que un mayor valor para N en el período de tiempo de N intervalos (ciclo) aumenta la cantidad de intervalos en que puede obtenerse la razón de verosimilitud logarítmica .

Por cierto, como también hay influencia de los componentes de onda esparcida en un modelo de canal real, se considera que cuando la cantidad de intervalos N del período de tiempo (ciclo) es fija, hay una posibilidad de calidad de recepción de datos mejorada si la distancia mínima en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente es lo más grande posible. Por consiguiente, en el contexto del ejemplo #7 y el ejemplo #8, se consideran esquemas de saltos precodif icados en que a ? 1 y que mejoran en el Ejemplo #7 y el ejemplo #8. El esquema de precodif icación que mejora en el Ejemplo #8 es más fácil de comprender y por lo tanto se describe primero.

(Ejemplo #9) A partir de la Ecuación 186, las matrices de precodificación de un esquema de saltos precodificados en un período de tiempo N = 8 (ciclo), que mejora en el Ejemplo #8 se proveen en la siguiente ecuación.

Matemática 200 Ecuación 190 Aquí, i = 0, 1, 7. Asimismo, las matrices de precodificación que difieren de la Ecuación 190 pueden proveerse como sigue (donde i = 0, 1, 7, y donde ? y ???[?] no cambian en el tiempo (aunque puede admitirse el cambio) ) .

Matemática 201 Ecuación 191 Matemática 202 Ecuación 192 Matemática 203 Ecuación 193 Matemática Ecuación 1 Matemática 205 Ecuación 195 Matemática 206 Ecuación 196 o Matemática 207 Ecuación 197 Por lo tanto, los puntos de recepción deficiente para si y s2 se representan como el de la figura 35A cuando a < 1.0 y como el de la figura 35B cuando > 1.0. ( i ) cuando o¡ < 1.0 Cuando OÍ < 1.0 , la distancia mínima en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente se representa como min{d#i,#2, d#i,#3} al concentrarse en la distancia (d#1(#2) entre los puntos de recepción deficiente #1 y #2 y la distancia (d#lj#3) entre los puntos de recepción deficiente #1 y #3. En este caso, la relación entre a y d#i,#2 y entre a y d#i,#3 se muestra en la figura 36. El OÍ que hace que min{d#i,#2, d#i,#3} sea el más grande es como sigue .

Matemática 208 Ecuación 198 - 0.7938 El min{dtti(#2 / <¾i)#3} en este caso es como sigue Matemática 209 Ecuación 199 0.6076A Por lo tanto, el esquema de precodificación que usa el valor de a en la Ecuación 198 para las Ecuaciones 190-197 es efectivo. Establecer el valor de a como en la Ecuación 198 es un apropiado esquema para obtener excelente calidad de recepción de datos. Establecer a para que sea un valor cercano a la Ecuación 198, sin embargo, puede permitir igualmente excelente calidad de recepción de datos. Por consiguiente, el valor 1 que se establece a no se limita a la Ecuación 198. (ii) cuando OÍ > 1.0 Cuando a > 1.0 , la distancia mínima en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente se representa como min{d#4,#5, d#4,#6} al centrarse en la distancia (d#4,#5) entre los puntos de recepción deficiente #4 y #5 y la distancia (d#4>#6) entre los puntos de recepción deficiente #4 y #6. En este caso, la relación entre a y d#4,#s y entre y d#4,#6 se muestra en la figura 37. El a que hace que min{d#4,#5, d#4,#6} sea el más grande es como sigue .

Matemática 210 Ecuación 200 El min{d#4,#5í d# ,#6} en este caso es como sigue Matemática 211 Ecuación 201 Por lo tanto, el esquema de precodificación que usa el valor de a en la Ecuación 200 para las Ecuaciones 190-197 es efectivo. Establecer el valor de OÍ como en la Ecuación 200 es un apropiado esquema para obtener excelente calidad de recepción de datos . Establecer OÍ para que sea un valor cercano a la Ecuación 200, sin embargo, puede permitir de igual modo excelente calidad de recepción de datos. Por consiguiente, el valor al que s establece OÍ no se limita a la Ecuación 200.

(Ejemplo #10) En base a la consideración del ejemplo #9, las matrices de precodificación en un esquema de saltos precodificados de un período de tiempo N = 16 (ciclo) que mejora en el Ejemplo #7 se proveen en las siguientes ecuaciones (donde ? y 9n[i] no cambian en el tiempo (aunque puede admitirse el cambio) ) .

Para i = 0, 1, 7: Matemática 212 Ecuación 202 Para i = 8, Matemática Ecuación 203 Para i = 0, 1, 7: Matemática 214 Ecuación 204 Para i = 8, 9, 15: Matemática 215 Ecuación 205 Para i = 0, 1 7 : Matemática 21 Ecuación 206 Para i = 8, 9, 15: Matemática 217 Ecuación 207 Para i = 8, 9, 15 Matemática 219 Ecuación 209 Para i = 0, 1, Matemática 220 Ecuación 210 Para i = 8, Matemática Ecuación 211 Para i = 0, 1, Matemática 222 Ecuación 212 Para i = 8, 9, Matemática 223 Ecuación 213 Para i = 0, 1, Matemática 224 Ecuación 214 Para i = 8, 9, Matemática 225 Ecuación 215 Para i = 0, 1, 7 Matemática 226 Ecuación 216 Para i = 8, 9, 15: Matemática 227 Ecuación 217 El valor de a en la Ecuación 198 y en la Ecuación 200 es apropiado para obtener excelente calidad de recepción de datos . Los puntos de recepción deficiente para si se representan como en las figuras 38A y 38B cuando OÍ < 1.0 y como en las figuras 39A y 39B cuando a > 1.0.

En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) . En este caso, el modo en que se preparan las N diferentes matrices de precodificación, F[0], F[l], F[2], F[N - 2] , F[N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un esquema de portadora única de transmisión, y por lo tanto se ha descrito el caso de en que se disponen los símbolos en el orden F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia) . La presente invención, sin embargo, no se limita a eso, y las N diferentes matrices de precodificación F [0] , F[l] , F[2] , F[N - 2], F[N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodif icación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia- tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodif icados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras , las diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Se han mostrado los Ejemplos #5 a #10 en base a las Condiciones #10 a #16. Sin embargo, A fin de lograr una matriz de esquema de saltos precodificados con un período más largo (ciclo) , el período (ciclo) para saltar entre matrices de precodificación puede prolongarse, por ejemplo, seleccionando múltiples ejemplos de los Ejemplos #5 a #10 y usando las matrices de precodificación indicadas en los ejemplos seleccionados. Por ejemplo, una matriz de esquema de saltos precodif icados con un período más largo (ciclo) puede logra mediante las matrices de precodificación indicadas en el Ejemplo #7 y las matrices de precodificación indicadas en el Ejemplo #10. En este caso, no se observan necesariamente las Condiciones #10 a #16. (En la Ecuación 158 de la Condición #10, la Ecuación 159 de la Condición #11, la Ecuación 164 de la Condición #13, la Ecuación 175 de la Condición #14, y la Ecuación 176 de la Condición #15, resultan importantes para proveer una excelente calidad de recepción para que las condiciones "todo x y todo y" sean "existentes x y existentes y") . Cuando se ve desde una perspectiva diferente, en la matriz del esquema de saltos precodificados en un período de tiempo de N intervalos (ciclo) (donde N es un número natural grande) , la probabilidad de proveer una excelente calidad de recepción aumenta cuando se incluyen las matrices de precodificación de uno de los ejemplos #5 a #10.

Modalidad 7 La presente modalidad describe la estructura de un dispositivo de recepción para recibir las señales moduladas transmitidas por un esquema de transmisión que salta regularmente entre las matrices de precodificación como se describe en las Modalidades 1-6.

En la modalidad 1, se ha descrito el siguiente esquema. Un dispositivo de transmisión que transmite señales moduladas, usando un esquema de transmisión que salta regularmente entre matrices de precodificación, transmite información relativa a las matrices de precodificación . En base a esa información, un dispositivo de recepción obtiene información sobre la matriz de saltos precodificados regulares que se usan en las tramas transmitidas, decodifica la precodificación, realiza la detección, obtiene la razón de verosimilitud logarítmica para los bits transmitidos, y a continuación realiza la decodificación de corrección de errores .

La presente modalidad describe la estructura de un dispositivo de recepción, y un esquema de saltos entre matrices de precodificación, que difiere de la estructura y el esquema precedentes .

La figura 40 es un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión en la presente modalidad. Los elementos que operan de un modo similar a la figura 3 llevan los mismos signos de referencia. Un grupo codificador (4002) recibe los bits de transmisión (4001) como entrada. El grupo codificador (4002), como se describe en la modalidad 1, incluye múltiples codificadores para la codificación de corrección de errores, y en base a la señal de estructura de tramas 313, operan una cierta cantidad de codificadores, tal como un codificador, dos codificadores o cuatro codificadores .

Cuando opera un codificador, los bits de transmisión (4001) se codifican para producir los bits de transmisión codificados. Los bits de transmisión codificados se asignan en dos partes, y el grupo codificador (4002) da salida a los bits asignados (4003A) y los bits asignados (4003B) .

Cuando operan dos codificadores, los bits de transmisión (4001) se dividen en dos ( llamados bits divididos A y B) . El primer codificador recibe los bits divididos A como entrada, codifica los bits divididos A, y da salida a los bits codificados como bits asignados (4003A) . El segundo codificador recibe los bits divididos B como entrada, codifica los bits divididos B, y da salida a los bits codificados como bits asignados (4003B) .

Cuando operan cuatro codificadores, los bits de transmisión (4001) se dividen en cuatro (llamados los bits divididos A, B, C y D) . El primer codificador recibe los bits divididos A como entrada, codifica los bits divididos A, y da salida a los bits codificados A. El segundo codificador recibe los bits divididos B como entrada, codifica los bits divididos B, y da salida a los bits codificados B. El tercer codificador recibe los bits divididos C como entrada, codifica los bits divididos C, y da salida a los bits codificados C. El cuarto codificador recibe los bits divididos D como entrada, codifica los bits divididos D, y da salida a los bits codificados D. Los bits codificados A, B, C y D se dividen en los bits asignados (4003A) y los bits asignados (4003B) .

El dispositivo de transmisión admite un esquema de transmisión tal como, p.ej., la siguiente Tabla 1 (Tabla 1A y Tabla IB) . 10 15 Tal como se muestra en la Tabla 1, la transmisión de una la corriente de señal única y la transmisión de una la corriente de dos señales se admiten como la cantidad de señales de transmisión (cantidad de antenas de transmisión) . Asimismo, QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM, y 1024QAM se admiten como el esquema de modulación. En particular, cuando la cantidad de señales de transmisión es dos, es posible establecer esquemas de modulación separados para la corriente #1 y la corriente #2. Por ejemplo, "#1: 256QAM, #2: 1024QAM" en la Tabla 1 indica que "el esquema de modulación de la corriente #1 es 256QAM, y el esquema de modulación de la corriente #2 es 1024QAM" (otras entradas de la tabla expresan lo mismo) . Se admiten tres tipos de esquemas de codificación de corrección de errores, A, B, y C. En este caso, A, B, y C pueden ser todos esquemas de codificación diferentes. A, B, y C también pueden ser tasas de codificación diferentes, y A, B, y C pueden ser esquemas de codificación con diferentes tamaños de bloque .

Los elementos de la información de transmisión de la Tabla 1 se asignan a los modos que definen una "cantidad de señales de transmisión", el "esquema de modulación", la "cantidad de codificadores" y el "esquema de codificación de corrección de errores". Por consiguiente, en el caso de "cantidad de señales de transmisión: 2", el "esquema de modulación: #1: 1024QAM, #2: 1024QAM", la "cantidad de codificadores: 4", y el "esquema de codificación de corrección de errores: C" , por ejemplo, la información de transmisión se establece en 01001101. En la trama, el dispositivo de transmisión transmite la información de transmisión y los datos de transmisión. Cuando se transmiten los datos de transmisión, en particular cuando la "cantidad de señales de transmisión" es dos, se usa un "esquema de saltos de matriz de precodificación" de acuerdo con la Tabla 1. En la Tabla 1, se preparan los cinco tipos del "esquema de saltos de matriz de precodificación" , D, E, F, G, y H. El esquema de saltos de matriz de precodificación se establece en uno de esos cinco tipos de acuerdo con la Tabla 1. Los que sigue, por ejemplo, son modos de implementar los cinco tipos diferentes.

Preparar cinco diferentes matrices de precodificación .

Usar cinco tipos diferentes de períodos (ciclos) , por ejemplo un período de cuatro intervalos (ciclo) para D, período de ocho intervalos (ciclo) para E, ....

Usar ambos, las diferentes matrices de precodificación y los diferentes períodos (ciclos) .

La figura 41 muestra un ejemplo de una estructura de tramas de una señal modulada transmitida por el dispositivo de transmisión de la figura 40. El dispositivo de transmisión se asume que admite los ajustes para ambos, un modo de transmitir dos señales moduladas, zl (t) y z2 (t) , y un modo de transmitir una señal modulada.

En la figura 41, el símbolo (4100) es un símbolo para transmitir la "información de transmisión" mostrada en la Tabla 1. Los símbolos (4101_1) y (4101_2) son símbolos de referencia (piloto) para la estimación de canal. Los símbolos (4102_1, 4103_1) son símbolos de datos de transmisión para transmitir la señal modulada zl(t) . Los símbolos (4102_2, 4103_2) son símbolos de datos de transmisión para transmitir la señal modulada z2 (t) . El símbolo (4102_1) y el símbolo (4102_2) se transmiten al mismo tiempo a lo largo de la misma frecuencia (compar ida/común) , y el símbolo (4103_1) y el símbolo (4103_2) se transmiten al mismo tiempo a lo largo de la misma frecuencia (compartida/común) . Los símbolos (4102_1, 4103_1) y los símbolos (4102_2, 4103_2) son los símbolos después del cálculo de matriz de precodificación que usa el esquema de saltos regulares entre las matrices de precodificación descritas en las Modalidades 1-4 y la Modalidad 6 (Por lo tanto, como se describe en la Modalidad 1, la estructura de las corrientes sl(t) y s2 (t) es como la de la figura 6) .

Asimismo, en la figura 41, el símbolo (4104) es un símbolo para transmitir la "información de transmisión" mostrada en la Tabla 1. El símbolo (4105) es un símbolo de referencia (piloto) para la estimación de canal. Los símbolos (4106, 4107) son símbolos de datos de transmisión para transmitir la señal modulada zl(t). Los símbolos de datos de transmisión para transmitir la señal modulada zl(t) no se precodifican, cuando la cantidad de señales de transmisión es uno.

Por consiguiente, el dispositivo de transmisión de la figura 40 genera y transmite señales moduladas de acuerdo con la Tabla 1 y la estructura de tramas de la figura 41. En la figura 40, la señal de estructura de tramas 313 incluye información relativa a la "cantidad de señales de transmisión" , el "esquema de modulación", la "cantidad de codificadores", y el "esquema de codificación de corrección de errores" establecidos en base a la Tabla 1. El codificador (4002), las unidades de correlación 306A, B, y las unidades de ponderación 308A, B reciben la señal de la estructura de tramas como una entrada y operan en base a la "cantidad de señales de transmisión" , el "esquema de modulación" , la "cantidad de codificadores" , y el "esquema de codificación de corrección de errores" que se establecen en base a la Tabla 1. La "Información de transmisión" correspondiente al conjunto "cantidad de señales de transmisión" , el "esquema de modulación" , la "cantidad de codificadores", y el "esquema de codificación de corrección de errores" también se transmite al dispositivo de recepción.

La estructura del dispositivo de recepción puede representarse tal como en la figura 7 de la modalidad 1. La diferencia con la modalidad 1 es como sigue: como el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción almacenan por adelantado la información en la Tabla 1, el dispositivo de transmisión no necesita transmitir la información para los saltos regulares entre matrices de precodificación, sino más bien transmite la "información de transmisión" correspondiente a la "cantidad de señales de transmisión" , el "esquema demodulación" , la "cantidadde codificadores" , y el "esquema de codificación de corrección de errores" , y el dispositivo de recepción obtiene información para los saltos regulares entre matrices de precodificación de la Tabla 1 recibiendo la "información de transmisión" .

Por consiguiente, obteniendo la unidad decodificadora de información de control 709 la "información de transmisión" transmitida por el dispositivo de transmisión de la figura 40, el dispositivo de recepción de la figura 7 obtiene, de la información correspondiente a la Tabla 1, una señal 710 relativa a la información sobre el esquema de transmisión, tal como lo notifica el dispositivo de transmisión, que incluye la información para los saltos regulares entre lasmatrices deprecodificación. Por lotanto, cuando la cantidad de señales de transmisión es dos, la unidad de procesamiento de señales 711 puede realizar la detección en base a un patrón de saltos de matriz de precodificación para obtener las razones de verosimilitud logarítmica.

Obsérvese que en la descripción precedente, la "información de transmisión" se establece con respecto a la "cantidad de señales de transmisión" , el "esquema de modulación" , la "cantidad de codificadores" , y el "esquema de codificación de corrección de errores" como en la Tabla 1, y el esquema de saltos de matriz de precodificación se establece con respecto a la "información de transmisión" . Sin embargo, no es necesario establecer la "información de transmisión" con respecto a la "cantidad de señales de transmisión" , el "esquema de modulación" , la "cantidad de codificadores" , y el "esquema de codificación de corrección de errores" . Por ejemplo, como en la Tabla 2, la "información de transmisión" puede establecerse con respecto a la "cantidad de señales de transmisión" y el "esquema de modulación" , y el esquema de saltos de matriz de precodificación puede establecerse con respecto a la "información de transmisión" .

Tabla 2 En este contexto, la "información de transmisión" y el esquema de establecimiento del esquema de saltos de matriz de precodificación no se limita a las Tablas 1 y 2. En tanto se determine de antemano una regla para los saltos del esquema de saltos de matriz de precodificación en base a los parámetros de transmisión, tal como la "cantidad de señales de transmisión", el "esquema de modulación", la "cantidad de codificadores", el "esquema de codificación de corrección de errores" o similares (en tanto el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción compartan una regla predeterminada o , en otras palabras , si el esquema de saltos de matriz de precodificación establece los saltos en base a cualquiera de los parámetros de transmisión (o en cualquiera de los múltiples parámetros de transmisión) ) , el dispositivo de transmisión no necesita transmitir la información en relación con el esquema de saltos de matriz de precodificacion . El dispositivo de recepción puede identificar el esquema de saltos de matriz de precodificacion usado por el dispositivo de transmisión identificando la información en los parámetros de transmisión y por lo tanto puede realizar con precisión la decodificación y detección. Obsérvese que en las Tablas 1 y 2, se usa un esquema de transmisión que salta regularmente entre matrices de precodificación cuando la cantidad de señales moduladas de transmisión es dos, pero puede usarse un esquema de transmisión que salta regularmente entre matrices de precodificación cuando la cantidad de señales moduladas de transmisión es dos o más.

Por consiguiente, si el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción comparten la tabla relativa a los patrones de transmisión que incluye la información de los esquemas de saltos precodificados, el dispositivo de transmisión no necesita transmitir información en relación con el esquema de saltos precodificados , transmitiendo en cambio información de control que no incluye información en relación con el esquema de saltos precodificados, y el dispositivo de recepción puede inferir el esquema de saltos precodificados adquiriendo esta información de control .

Como ya se describió, en la presente modalidad, el dispositivo de transmisión no transmite información directamente relacionada con el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación. Más bien se ha descrito un esquema en que el dispositivo de recepción infiere la información relativa a la precodificación para el "esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación" usado por el dispositivo de transmisión. Este esquema produce el efecto ventajoso de una mejorada eficiencia de transmisión de los datos como resultado de que el dispositivo de transmisión no transmite información directamente relacionada con el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación .

Obsérvese que la presente modalidad se ha descrito como cambio de las ponderaciones de precodificación en el dominio de tiempo, pero como se describe en la modalidad 1, la presente invención puede realizarse igualmente cuando se usa un esquema de transmisión de muítiportadora tal como OFDM u otro similar.

En particular, cuando el esquema de saltos precodificados sólo cambia según la cantidad de señales de transmisión, el dispositivo de recepción puede averiguar el esquema de saltos precodificados adquiriendo la información, transmitida por el dispositivo de transmisión, sobre la cantidad de señales de transmisión.

En la presente descripción, se considera que un dispositivo de comunicaciones/difusión tal como una estación difusora, una estación de base, un punto de acceso, una terminal, un teléfono móvil u otro similar se provee con el dispositivo de transmisión, y que un dispositivo de comunicaciones tal como una televisión, radio, terminal, computadora personal, teléfono móvil, punto de acceso, estación de base o similar se provee con el dispositivo de recepción. Además, se considera que el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción en la presente descripción tienen una función de comunicación y son aptos para ser conectados por medio de alguna clase de interfaz a un dispositivo para ejecutar aplicaciones destinadas a una televisión, radio, computadora personal, teléfono móvil o similar .

Asimismo, en la presente modalidad, pueden disponerse en la trama de cualquier manera símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como los símbolos piloto (preámbulo, palabra única, postámbulo, el símbolo de referencia y otros) , los símbolos para información de control y similares. Si bien aquí se han usado los términos "símbolo piloto" y "símbolos para información de control" , puede emplearse cualquier término, pues la función misma es lo que importa.

Es suficiente que un símbolo piloto, por ejemplo, sea un símbolo conocido modulado con modulación PSK en los dispositivos de transmisión y recepción (o que el dispositivo de recepción sea apto para sincronizarse A fin de conocer el símbolo transmitido por el dispositivo de transmisión) . El dispositivo de recepción utiliza este símbolo para la sincronización de frecuencia, la sincronización de tiempo, la estimación de canal (estimación de la información de estado de canal (CSI) para cada señal modulada), la detección de señales y otras funciones.

Un símbolo para información de control es para transmitir información diferente de los datos (de las aplicaciones y otros) que es necesario transmitir al socio de comunicación para lograr la comunicación (por ejemplo, el esquema de modulación, el esquema de codificación de corrección de errores, la tasa de codificación del esquema de codificación de corrección de errores , el establecimiento de la información en la capa superior y otros datos) .

Obsérvese que la presente invención no se limita a las Modalidades 1-5 precedentes y puede realizarse con una variedad de modificaciones. Por ejemplo, las Modalidades precedentes describen dispositivos de comunicaciones, pero la presente invención no se limita a esos dispositivos y puede implementarse como software para el correspondiente esquema de comunicaciones.

Asimismo, se ha descrito un esquema de saltos precodificados usados en un esquema para transmitir dos señales moduladas desde dos antenas, pero la presente invención no se limita a eso. La presente invención puede realizarse también como un esquema de saltos precodificados para cambiar igualmente las ponderaciones de precodificación (matrices) en el contexto de un esquema por medio del cual se precodifican cuatro señales correlacionadas para generar cuatro señales moduladas que se transmiten desde cuatro antenas o, más en general, por medio del cual se precodifican N señales correlacionadas para generar N señales moduladas que se transmiten desde N antenas.

En la descripción, se usan términos tales como "precodificación" y "ponderación de precodificación" , pero puede emplearse cualquier otro término. Lo que importa en la presente invención es el procesamiento de señales real.

Pueden transmitirse los mismos o diferentes datos en las corrientes sl(t) y s2(t) .

Cada una de las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión y de las antenas de recepción del dispositivo de recepción mostradas en las figuras puede estar formada por múltiples antenas.

Los programas para ejecutar el esquema de transmisión precedente pueden almacenarse, por ejemplo, de antemano en la memoria de sólo lectura (ROM, por sus siglas en inglés) y puede hacerlos funcionar la unidad central de procesamiento (CPU, por sus siglas en inglés) .

Asimismo, los programas para ejecutar el esquema de transmisión precedente puede almacenarse en un medio legible por computadora, los programas almacenados en el medio de grabación pueden cargarse en la memoria de acceso aleatorio (RAM, por sus siglas en inglés) de la computadora, y ésta puede operar de acuerdo con los programas .

Los componentes en las modalidades anteriores se pueden ensamblar típicamente como una integración a gran escala (LSI, por sus siglas en inglés), un tipo de circuito integrado. Los componentes individuales pueden fabricarse respectivamente como chips discretos o parte o todos los componentes en cada modalidad pueden fabricarse como un solo chip. Si bien se ha hecho referencia a una LSI, los términos circuito integrado (IC, por sus siglas en inglés) , sistema LSI, súper LSI , o ultra LSI también se pueden usar con dependencia del grado de integración. Además, el método para armar circuitos integrados no está limitado a LSI, y se puede usar un circuito dedicado o un procesador de propósito general. Se puede usar una matriz de puertas programables de campo (FPGA) que es programable luego que se fabrica la LSI o un procesador reconfigurable que también permite la reconfiguración de las conexiones y las configuraciones de las celdas del circuito dentro de la LSI .

Asimismo, si aparece la tecnología para conformar los circuitos integrados que reemplazan a las LSI debido a los avances en la tecnología de semiconductores u otra tecnología derivada, la integración de los bloques funcionales naturalmente puede logra usando tal tecnología. Es posible la aplicación de la biotecnología o similares.

Modalidad 8 La presente modalidad describe una aplicación del método descrito en las Modalidades 1-4 y la Modalidad 6 para saltar regularmente entre las ponderaciones de precodificación .

La figura 6 se relaciona con el método de ponderación (método de precodificación) en la presente modalidad. La unidad de ponderación 600 integra las unidades de ponderaciones 308A y 308B en la figura 3. Como se muestra en la figura 6, la corriente sl(t) y la corriente s2 (t) corresponden a las señales de banda base 307A y 307B en la f igura 3. En otras palabras , las corrientes sl(t) y s2(t) son la señal en banda base en componentes en fase I y componentes en cuadratura Q cuando se correlacionan de acuerdo con un esquema de modulación tal como QPSK, 16QAM, 64QAM, o similares. Como se indica mediante la estructura de trama de la figura 6, la corriente sl(t) es representada como si (u) en el número simbólico u, como si (u + 1) en el número simbólico u + 1, y así sucesivamente. De modo similar, la corriente s2(t) es representada como s2 (u) en el número simbólico u, como s2 (u + 1) en el número simbólico u + 1, y así sucesivamente. La unidad de ponderación 600 recibe las señales de banda base 307A (si (t) ) y 307B (s2(t)) y la información 315 en relación con la información de ponderación en la figura 3 como entradas, realiza la ponderación de acuerdo con la información 315 en relación con la ponderación, y genera las señales 309A (zl(t)) y 309B (z2(t)) luego de la ponderación en la figura 3.

En este punto, cuando por ejemplo se usa un método de saltos de matriz de precodificación con un período (ciclo) de N = 8 como en el Ejemplo #8 en la Modalidad 6, zl(t) y z2 (t) se representan como sigue.

Para el número simbólico 8i (donde i es un entero mayor al a cero) : Matemática 228 Ecuación 218 Aquí, j es una unidad imaginaria, y k = 0. Para el número simbólico 8i + 1: Matemática 229 Ecuación 219 Aquí, k = 1.

Para el número simbólico 8i + 2 Matemática 230 Ecuación 220 Aquí , k = 2.

Para el número simbólico 8i + 3 Matemática 231 Ecuación 221 Aquí , k = 3.

Para el número simbólico 8i + 4 Matemática 232 Ecuación 222 Aquí , k = 4.

Para el número simbólico 8i + 5 Matemática 233 Ecuación 223 Aquí , k = 5 Para el número simbólico 8i + 6 Matemática 234 Ecuación 224 Aquí , k = 6.

Para el número simbólico 8i + 7 Matemática 235 Ecuación 225 Aquí , k = 7.

Los números simbólicos que se muestran aquí pueden considerarse que indican el tiempo. Como se describió en otras modalidades, en la Ecuación 225, por ejemplo, zl(8i + 7) y z2(8i + 7) en el tiempo 8i + 7 son señales simultáneas, y el dispositivo de transmisión transmite zl(8i + 7) y z2 (8i + 7) sobre la misma frecuencia (compartida/común) . En otras palabras, siendo las señales en el tiempo T sean si (T) , s2 (T) , zl (T) , y z2 (T) , luego se procuran zl (T) y z2 (T) a partir de algún tipo de matrices de precodificación y a partir de si (T) y s2 (T) , y el dispositivo de transmisión transmite zl(T) y z2 (T) sobre la misma frecuencia (compartida) (al mismo tiempo) . Además, en el caso de uso de un método de transmisión de multiportadora tal como OFDM o similares, y siendo las señales correspondientes a si, s2, zl, y z2 para el (sub)portador L y el tiempo T sean si (T, L) , s2 (T, L) , zl (T, L) , y z2 (T, L) , entonces zl(T, L) y z2(T, L) se procuran a partir de algún tipo de matrices de precodificación y a partir de si (T, L) y s2 (T, L) , y el dispositivo de transmisión transmite zl (T, L) y z2 (T, L) sobre la misma frecuencia (compartida/común) (al mismo tiempo) .

En este caso, el valor apropiado de a está dado por la Ecuación 198 o la Ecuación 200.

Esquema de saltos de precodificación que aumenta el tamaño del período (ciclo) en base a las matrices de precodificación previamente descritas de la Ecuación 190.

Siendo el período (ciclo) del esquema de saltos de precodificación sea 8M, 8M matrices de precodificación diferentes se representan como sigue.

Matemática 236 Ecuación 226 En este caso, i = 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Por ejemplo, siendo M = 2 y < 1, los puntos de recepción deficiente para si (o) y para s2 (?) en k = 0 se representan como en la figura 42A. De modo similar, los puntos de recepción deficiente para si (o) y para s2 (?) en k = 1 se representan como en la figura 42B. De esta manera, en base a las matrices de precodificación en la Ecuación 190, los puntos de recepción deficiente son como en la figura 42A, y usando como las matrices de precodificación las matrices producidas por la multiplicación de cada término en la segunda línea en el lado derecho de la Ecuación 190 por e]X (véase la Ecuación 226), los puntos de recepción deficiente son rotados en relación con la figura 42A (véase la figura 42B) . (Se hace notar que los puntos de recepción deficiente en la figura 42A y la figura 42B no se solapan. Aún cuando se multiplica por e3 , los puntos de recepción deficiente no se deberían solapar como en este caso. Además, las matrices producidas por la multiplicación de cada término en la primera línea en el lado derecho de la Ecuación 190, antes que en la segunda línea en el lado derecho de la Ecuación 190, por ej pueden usarse como las matrices de precodificación) . En este caso, las matrices de precodificación F[0]-F[15] se representan como sigue.

Matemática 237 Ecuación 227 Aquí, i = 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, y k = 0, 1.

En este caso, cuando M = 2, se generan las matrices de precodificación F[0]-F[15] (las matrices de precodificación F[0]-F[15] pueden estar en cualquier orden y cada una de las matrices F[0]-F[15] puede ser diferente). El número simbólico 16i se puede precodificar usando F[0], el número simbólico 16i + 1 se puede precodificar usando F [1] , y el número simbólico 16i + h se puede precodificar usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, 14, 15) . (En este caso, como se describió en unas modalidades previas , las matrices de precodificación no necesitan ser saltadas entre regularmente) .

Resumiendo las consideraciones anteriores, con referencia a las Ecuaciones 82-85 , las matrices de precodificación de N- período (ciclo) se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 238 Ecuación 228 Aquí, como el período (ciclo) tiene N intervalos, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. Además, las matrices de precodificación de N x M período (ciclo) en base a la Ecuación 228 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 239 Ecuación 229 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Las matrices de precodif icación F[0]-F[N x M - 1] se generan así (las matrices de precodif icación F[0]-F[N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para las N x M intervalos en el período (ciclo) ) . El número simbólico N x M x i se puede precodif icar usando F[0] , el número simbólico N x M x i + l se puede precodif icar usando F[l] , y el número simbólico N x M x i + h se puede precodif icar usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N x M - 2, N x M - 1) . (En este caso, como se describió en unas modalidades previas, las matrices de precodif icación no necesitan ser saltadas entre regularmente) .

La generación de las matrices de precodif icación de esta manera logra un esquema de saltos de matriz de precodif icación con un período (ciclo) largo siendo se modifique fácilmente la posición de los puntos de recepción deficiente que puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada. Se hace notar que mientras las matrices de precodif icación de N x M período (ciclo) se fijaron a la Ecuación 229, las matrices de precodif icación de N x M período (ciclo) se pueden fijar a la siguiente ecuación, como se describió anteriormente.

Matemática 240 Ecuación 230 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

En las Ecuaciones 229 y 230, cuando 0 radianes = d < 2n radianes, las matrices son una matriz unitaria cuando d = n radianes y son una matriz no unitaria cuando d? n radianes. En el método presente, el uso de una matriz no unitaria para n/2 radianes = |d| < n radianes es una estructura característica (las condiciones para d son similares a las otras modalidades) , y se obtiene la calidad de recepción de datos excelente. El uso de una matriz unitaria es otra estructura, y como se describe en detalle en la Modalidad 10 y la Modalidad 16, si N es un número impar en las Ecuaciones 229 y 230, la probabilidad de obtener la calidad de recepción de datos excelente aumenta .

Modalidad 9 La presente modalidad describe un esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando una matriz unitaria.

Como se describe en la Modalidad 8, en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en un período (ciclo) con N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para las N intervalos con referencia a las Ecuaciones 82-85 se representan como sigue.

Matemática 241 Ecuación 231 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. (Sea > 0) . Si bien se usa una matriz unitaria en la presente modalidad, las matrices de precodificación en la Ecuación 231 pueden representarse como sigue.

Matemática 242 Ecuación 232 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. (Sea a > 0) . A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la Modalidad 3, la siguiente condición es importante para lograr la calidad de recepción de datos excelente.

Matemática 243 Condición #17 ^ -? ? ^(0„?-021?) for ?¾ V;y (x?y-x,y=o,ia,-,N-2,N-l) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1 ; y es 0, 1, 2 , N -2, N - 1 ; y x ? y) .

Matemática 244 Condición #18 f or VJC, 'y (x?y; x, y = 0,1,2,· · · , N - 2, N - 1) (x es 0 , 1, 2 , ... , N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, ... N - 2, N - 1; y x ? y) .

La Modalidad 6 describe la distancia entre puntos de recepción deficiente . A fin de aumentar la distancia entre puntos de recepción deficiente, es importante que el número de intervalos N sea un número impar igual a tres o mayor. Lo que sigue explica este punto.

A fin de distribuir los puntos de recepción deficiente uniformemente en relación con la fase en el plano complejo, son provistas como se describe en la Modalidad 6, la Condición #19 y la Condición #20.

Matemática 245 Condición #19 Matemática 246 Condición #20 En otras palabras, la Condición #19 significa que la diferencia en fase es 2n/N radianes . Por otra parte , la Condición #20 significa que la diferencia en fase es -2n/N radianes.

Siendo Gn(0) - ?2?(0) = 0 radianes, y siendo OÍ < 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período (ciclo) N = 3 período (ciclo) que se muestra en la figura 43A, y la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período (ciclo) N = 4 se muestra en la figura 43B . Siendo 9n(0) - ?2?(0) = 0 radianes, y siendo a > 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período (ciclo) N = 3 se muestra en la figura 44A, y la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período (ciclo) N = 4 se muestra en la figura 44B.

En este caso, cuando se considera la fase entre un segmento de línea desde el origen a un punto de recepción deficiente y una línea media a lo largo del eje real definida por real = 0 (véase la figura 43A) , entonces para cualquier OÍ > lo o¡ < 1, cuando N = 4, el caso siempre ocurre cuando la fase para los puntos de recepción deficiente para si y la fase para los puntos de recepción deficiente para s2 son del mismo valor. (Véase 4301, 4302 en la figura 43B, y 4401, 4402 en la figura 44B) . En este caso, en el plano complejo, la distancia entre los puntos de recepción deficiente se hace pequeña. Por otra parte, cuando N = 3, la fase para los puntos de recepción deficiente para si y la fase para los puntos de recepción deficiente para s2 nunca tienen el mismo valor.

En base a lo anterior, considerando que el caso siempre ocurre en donde la fase para los puntos de recepción deficiente para si y la fase para los puntos de recepción deficiente para s2 son del mismo valor cuando el número de intervalos N en el período (ciclo) es un número par, la configuración del número de intervalos N en el período (ciclo) para un número impar aumenta la probabilidad de una mayor distancia entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo si se compara cuando el número de intervalos N en el período (ciclo) es un número par. Sin embargo, cuando el número de intervalos N en el período (ciclo) es pequeño, por ejemplo cuando N= 16, la distancia mínima entre puntos de recepción deficiente en el plano complejo se puede garantizar que sea una cierta longitud ya que el número de puntos de recepción deficiente es pequeño. Por consiguiente, cuando N = 16, aún si N es un número par, existen casos la calidad de recepción de datos puede ser garantizada.

Por lo tanto, en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en base a la Ecuación 232, cuando el número de intervalos N en el período (ciclo) se fija para un número impar, la probabilidad de mejorar la calidad de recepción de datos es alta. Las matrices de precodificación F[0]-F[N - 1] son generadas en base a la Ecuación 232 (las matrices de precodificación F[0]-F[N - 1] pueden estar en cualquier orden para las N intervalos en el período (ciclo) ) . El número simbólico Ni se puede precodificar usando F [0] , el número simbólico Ni + 1 se puede precodificar usando F[l] , y el número simbólico N x i + h se puede precodificar usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N - 2, N - 1) . (En este caso, como se describió en unas modalidades previas, las matrices de precodificación no necesitan ser saltadas entre regularmente) . Además, cuando el esquema de modulación para ambas si y s2 es 16QAM, si se fija como sigue, Matemática 247 Ecuación 233 el efecto ventajoso de aumentar la distancia mínima entre 16 x 16 = 256 puntos de señal en el plano IQ para un entorno LOS específico se puede lograr.

En la presente modalidad, se ha descrito el método de estructurar N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N- intervalos . En este caso, como las N diferentes matrices de precodificación, se preparan F [0] , F[l], F[2], F [N - 2] , F [N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un método de transmisión en portadora única y por lo tanto se ha descrito el caso de ordenar los símbolos en el orden F [0] , F [1] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] en el dominio temporal (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no está, sin embargo, limitada de esta manera, y las N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , F [N - 2] , F [N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un método de transmisión de multiportadora tal como un método de transmisión con OFDM o similares. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden modificarse ordenando los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio frecuencia-tiempo . Se hace notar que se ha descrito un esquema de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N- intervalos , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras , las N diferentes matrices de precodificación no necesitan necesariamente ser usadas en un período (ciclo) regular.

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación en un período (ciclo) de H- intervalos (donde H es un número natural mayor que el número de intervalos N en el período (ciclo) del método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación anterior) , cuando son incluidas las N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de una calidad de recepción excelente aumenta. En este caso, la Condición #17 y la Condición #18 pueden ser reemplazadas por las siguientes condiciones. (El número de intervalos en el período (ciclo) se considera que es N) .

Matemática 248 Condición #17' e *))? 6?{?^? for ¾ 3y x?y.Xíy=0,1,2,· · -,N- 2,N -1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 249 Condición #18' ¿fafrh fry*) for ¾ 3y (x?y Xíy = 0,1,2,··-,N -2, N-1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ..., ? -2, N - l; y x ? y) .

Modalidad 10 La presente modalidad describe un esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando una matriz unitaria que difiere del ejemplo en la Modalidad 9.

En el esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en un período (ciclo) con 2? intervalos, las matrices de precodificación preparadas para las 2? intervalos se representan como sigue.

Matemática 250 Ecuación 234 Sea be un valor fijo (no según i) , donde Matemática 251 Ecuación 235 para i = N, ? + ?, ? + 2, ..., 2N - 2 , 2N - Sea a un valor fijo (que no depende de i) , donde > 0. (Sea la a en la Ecuación 234 y la OÍ en la Ecuación 235 del mismo valor) .

A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la Modalidad 3, las siguientes condiciones son importantes en la Ecuación 234 para lograr la calidad de recepción de datos excelente.

Matemática 252 Condición #21 ¿faM ? e ly)-e»(y) FOR VC? V (x?y.x,y= 0,1,2, · · · , N- 2, N -1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 253 Condición #22 eÁ0n(* *)?eÁe»(y e¿y *) for V 5 Vy (x? y.x y =012)... >/v _ 2> N _ 1} (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - l; y x ? y) .

Se considera además la siguiente condición.

Matemática 254 Condición #23 T?(?)=??(?+?) forV (jc = 0,1,2,···, V-2,iV-l) y T2 )=T2 ?) f v\/y(y =0X2,-,N-2,N-l) A continuación, A fin de distribuir los puntos de recepción deficiente uniformemente en relación con la fase en el plano complejo, como se describe en la Modalidad 6, se proveen la Condición #24 y la Condición #25.

Matemática 255 Condición #24 forV,(^0,l,2,-, V-2) Matemática 256 Condición #25 En otras palabras, la Condición #24 significa que la diferencia en fase es 2n/N radianes . Por otra parte , la Condición #25 significa que la diferencia en fase es -2n/N radianes.

Siendo T?1(0) - ?2?(0) = 0 radianes, y siendo > 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo cuando N = 4 se muestra en las figuras 45A y 45B. Como es claro a partir de las figuras 45A y 45B, en el plano complejo, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente para si se mantiene grande y de modo similar, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente para s2 también se mantiene grande. De modo similar se crean las condiciones cuando OÍ < 1. Además, haciendo las mismas consideraciones como en la Modalidad 9, la probabilidad de una distancia mayor entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo aumenta cuando N es un número impar si se compara cuando N es un número par. Sin embargo, cuando N es pequeño, por ejemplo cuando N = 16, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo puede garantizarse que sean de una cierta longitud, ya que el número de puntos de recepción deficiente es pequeño. Por consiguiente, cuando N = 16, aún si N es un número par, existen casos en donde la calidad de recepción de los datos puede ser garantizada.

Por lo tanto, en el esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en base a las Ecuaciones 234 y 235, cuando N se fija en un número impar, la probabilidad de mejorar la calidad de recepción de los datos es alta. Las matrices de precodif icación F[0]-F[2N - 1] son generadas en base a las Ecuaciones 234 y 235 (las matrices de precodificación F[0]-F[2N - 1] se pueden ordenar en cualquier orden para las 2N intervalos en el período (ciclo) ) . El número simbólico 2Ni se puede precodificar usando F[0] , el número simbólico 2?? + 1 se puede precodificar usando F [1] , y el número simbólico 2N x i + h se puede precodificar usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1) . (En este caso, como se describió en unas modalidades previas, las matrices de precodificación no necesitan ser saltadas entre regularmente) . Además, cuando el esquema de modulación para ambas si y s2 es 16QAM, si a se fija como en la Ecuación 233, se puede lograr el efecto ventajoso de aumentar la distancia mínima entre 16 x 16 = 256 puntos de señal en el plano IQ para un entorno LOS específico.

Las siguientes condiciones son posibles como condiciones que difieren de la Condición #23: Matemática 257 Condición #26 for V s /y(x?y;x,y = N,N + \,N + 2,---,2N - 2,2N - 1) (donde es N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 ; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y ) .

Matemática 258 Condición #27 e * &(*h«)? e >Wy)-*) FOR VJC, Vy (JC? y; x, y =N,N +l,N + 2, · · -,2N-2,2N -1) (donde x es N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y) .

En este caso, satisfaciendo la Condición #21, la Condición #22, la Condición #26, y la Condición #27, aumenta la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente para si, como la distancia entre puntos de recepción deficiente para s2, logrando de ese modo una calidad de recepción de datos excelente .

En la presente modalidad, se ha descrito el método de estructurar 2N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de 2N- intervalos . En este caso, como las 2N diferentes matrices de precodificación, se preparan F [0] , F[l], F[2], F[2N - 2] , F[2N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un método de transmisión en portadora única y por lo tanto se ha descrito el caso de ordenar símbolos en el orden F[0] , F[l], F[2], F[2N - 2], F [2N - 1] en el dominio temporal (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no está, sin embargo, limitada de esta manera, y las 2N diferentes matrices de precodificación F[0], F[l], F[2], F [2N - 2], F[2N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un método de transmisión de multiportadora tal como un método de transmisión con OFDM o similares. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación se pueden modificar ordenando los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio f ecuencia-tiempo . Se hace notar que se ha descrito un esquema de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de 2N-intervalos , pero que los mismos efectos ventajosos se pueden obtener usando aleatoriamente 2N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras, las 2N diferentes matrices de precodificación no necesitan necesariamente ser usadas en un período (ciclo) regular.

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación en un período (ciclo) de H-intervalos (H siendo un número natural mayor que el número de intervalos 2N en el período (ciclo) del método v entre matrices de precodificación anterior) , cuando se incluyen las 2N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de la calidad de recepción excelente aumenta.

Modalidad 11 La presente modalidad describe un esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodif icación usando una matriz no unitaria.

En el esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en un período (ciclo) con 2N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para las 2N intervalos se representan como sigue.

Matemática 259 Ecuación 236 para i = 0, 1, Sea a un valor fijo (no según i) , donde > 0. Asimismo, sea d ? n radianes.

Matemática 260 Ecuación 237 para i = N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Sea a un valor fijo (que no depende de i) , donde OÍ > 0. (Sea la a en la Ecuación 236 y la OÍ en la Ecuación 237 el mismo valor) .

A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la Modalidad 3, las siguientes condiciones son importantes en la Ecuación 236 para lograr la calidad de recepción de datos excelente.

Matemática 261 Condición #28 ^(0„W-é¾,(*))? g¾MW) f0f Vx,Vy (x? y- X,y=0,1,2,· · ·, N- 2, N - (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 262 Condición #29 f()r VjC5 yy {??yx y =Q) ...f N _2j N _ (x es 0, 1, 2, N - 2, N - l; y es O, 1, 2 - 2, N - 1; y x ? y) .

Se considera además la siguiente condición.

Matemática 263 Condición #30 T?(?)=??(? 02, = (>>+* forV)(y = 0,1,2,-, N-2.N-1) Obsérvese que en lugar de la Ecuación 237, se pueden proveer las matrices de precodificación en la siguiente ecuación.

Matemática 264 Ecuación 238 para ? = ?, ? + 1, ? + 2, ..., 2? - 2 , 2? - 1 : Sea a un valor fijo (que no depende de i) , donde > 0. (Sea la en la Ecuación 236 y la a en la Ecuación 238 el mismo valor) .

Como un ejemplo, A fin de distribuir los puntos de recepción deficiente uniformemente en relación con la fase en el plano complejo, como se describe en la Modalidad 6, se proveen la Condición #31 y la Condición #32.

Matemática 265 Condición #31 forV* (* = 0,1,2, · · ·, # - 2) Matemática 266 Condición #32 for ^ =o,i,2,.,;v-2) En otras palabras, la Condición #31 significa que la diferencia en fase es 2n/N radianes. Por otra parte, la Condición #32 significa que la diferencia en fase es -2n/N radianes .

Siendo 9n(0) - ?2?(0) = 0 radianes, siendo > 1, y siendo d = (3n)/4 radianes, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo cuando N = 4 se muestra en las figuras 46A y 46B. Con estas configuraciones, aumenta el período (ciclo) para saltar entre matrices de precodificacion y la distancia mínima entre puntos de recepción deficiente para si, como así también la distancia mínima entre puntos de recepción deficiente para s2 , en el plano complejo se mantiene grande, logrando de ese modo una calidad de recepción excelente. Un ejemplo en el que a > 1, d = (3n)/4 radianes, y N = 4 se ha descrito, pero la presente invención no está limitada de esta manera. De modo similar los efectos ventajosos se pueden obtener para n/2 radianes = |d| < n radianes, > 0, y a ? 1.

Las siguientes condiciones son posibles como condiciones que difieren de la Condición #30: Matemática 267 Condición #33 ß???^??{*))? eWy &iy)) for jc, \/y (x? y- Xt y = N, N + 1, N + 2,¦¦¦ ,2N - 2,2N - 1) (donde x es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y) .

Matemática 268 Condición #34 ejl0u h& <)? gy(fl,(>>-&,(?)-*) f()rVC; Vj(jC? y. Xty = NíN+itN+2,...i2N-2,2N-X) (donde x es N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y) .

En este caso, cumpliendo la Condición #28, la Condición #29, la Condición #33, y la Condición #34, aumenta la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente para si, como es la distancia entre puntos de recepción deficiente para s2, logrando de ese modo una calidad de recepción de datos excelente .

En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar 2N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de 2N- intervalos . En este caso, como las 2N diferentes matrices de precodificación, se preparan F [0] , F[l], F[2] , F [2N - 2] , F[2N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un método de transmisión en portadora única y por lo tanto se ha descrito el caso de ordenar los símbolos en el orden F[0] , F[l] , F[2] , F[2N - 2] , F[2N - 1] en el dominio temporal (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no está, sin embargo, limitada de esta manera, y las 2N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2], F [2N - 2] , F[2N - 1] generadas en la presente modalidad se pueden adaptar a un método de transmisión de multiportadora tal como un método de transmisión con OFDM o similares. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodif icación se pueden modificar ordenando los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio frecuencia- tiempo . Se hace notar que se ha descrito un esquema de saltos de precodif icación con un período (ciclo) temporal de 2N- intervalos , pero los mismos efectos ventajosos se pueden obtener usando aleatoriamente 2N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las 2N diferentes matrices de precodificación no necesitan necesariamente ser usadas en un período (ciclo) regular.

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodif icación en un período (ciclo) de H- intervalos (donde H es un número natural mayor que el número de intervalos 2N en el período (ciclo) del esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación anterior) , cuando se incluyen las 2N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de calidad de recepción excelente aumenta .

Modalidad 12 La presente modalidad describe un esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando una matriz no unitaria.

En el esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en un período (ciclo) con N intervalos , las matrices de precodificación preparadas para las N intervalos se representan como sigue.

Matemática 269 Ecuación 239 Sea o¡ un valor fijo (que no depende de i) , donde > 0. Asimismo, sea d ? n radianes (un valor fijo que no depende de i), y i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1.

A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la Modalidad 3, las siguientes condiciones son importantes en la Ecuación 239 para lograr una calidad de recepción de datos excelente.

Matemática 270 Condición #35 f or Vjc> y (x? y. Xí y = o5i>2, ... , N - 2, N - 1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ..., ? -2, ? - 1; y x ? y).

Matemática 271 Condición #36 for V , \/y (X?y;X,y =0,1,2, · · ·, N -2, N -1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ... , ? -2, ? - 1; y x ? y) .

Como un ejemplo, A fin de distribuir los puntos de recepción deficiente uniformemente en relación con la fase en el plano complejo, como se describe en la Modalidad 6, se proveen la Condición #37 y la Condición #38.

Matemática 272 Condición #37 Matemática 273 Condición #38 En otras palabras, la Condición #37 significa que la diferencia en fase es 2p/? radianes . Por otra parte, la Condición #38 significa que la diferencia en fase es -2p/? radianes.

En este caso, si n/2 radianes = |d| < n radianes, OÍ > 0, y a ? 1, aumenta la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente para si como la distancia entre puntos de recepción deficiente para s2, logrando de ese modo una calidad de recepción de datos excelente. Se hace notar que la Condición #37 y la Condición #38 no son siempre necesarias.

En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N-intervalos. En este caso, como las N diferentes matrices de precodificación, se preparan F [0] , F[l], F[2], F [N - 2] , F [N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un método de transmisión en portadora única y por lo tanto se ha descrito el caso de ordenar símbolos en el orden F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] en el dominio temporal (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no está, sin embargo, limitada de esta manera, y las N diferentes matrices de precodificación F [0] , F[l], F[2], F[N- 2], F[N- 1] generadas en la presente modalidad se pueden adaptar a un método de transmisión de multiportadora tal como un método de transmisión con OFDM o similares. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación se pueden modificar ordenando símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio frecuencia-tiempo . Se hace notar que se ha descrito un esquema de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N-intervalos, pero los mismos efectos ventajosos se pueden obtener usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras , las N diferentes matrices de precodificación no necesitan necesariamente ser usadas en un período (ciclo) regular.

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de preco-dificación en un período (ciclo) de H-intervalos (donde H es un número natural mayor que el número de intervalos N en el período (ciclo) del esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación anterior) , cuando se incluyen las N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de calidad de recepción excelente aumenta. En este caso, la Condición #35 y la Condición #36 se pueden reemplazar con las siguientes condiciones. (Se considera que el número de intervalos en el período (ciclo) es N) .

Matemática 274 Condición #35' ^to,?-?,?)? ^(a.W„W) FOR ¾ 3y {x? y. x y = 0) ...f N - 2, N-í) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 275 Condición #36' ^¦(fl, ? eÁah)-& )-s) FOR 3JC? 3y ix?y.Xty = Ql 2..., JV _2,¿v-1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1 ; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Modalidad 13 La presente modalidad describe diferentes ejemplos que la Modalidad 8.

Matemática 276 Ecuación 240 para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Sea a un valor fijo (que no depende de i) , donde > 0. Asimismo, Sea d ? n radianes.

Matemática 277 Ecuación 241 para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1 : Sea OÍ un valor fijo (que no depende de i) , donde OÍ > 0. (Sea la OÍ en la Ecuación 240 y la ce en la Ecuación 241 el mismo valor) .

Asimismo, las matrices de precodificación de 2 x N x M períodos (ciclos) en base a las Ecuaciones 240 y 241 se representan con las siguientes Ecuaciones.

Matemática 278 Ecuación 242 para i = 0, 1, En este caso, k = 0, 1, M - 2 , M - 1.

Matemática 279 Ecuación 243 para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1. Asimismo, Xk = Yk puede ser verdadero o Xk ? Yk puede ser verdadero.

Las matrices de precodificación F [0] -F [2 x N x M - 1] se generan así (las matrices de precodificación F[0]-F[2 x N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para las 2 x N x M intervalos en el período (ciclo) ) . El número simbólico 2 xNxMx ise puede precodificar usando F[0] , el número simbólico 2 x N x M x i + l se puede precodificar usando F[l] , y el número simbólico 2 x N x M x i + h se puede precodificar usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, 2 x N x M - 2, 2 x N x M - 1) . (En este caso, como se describió en unas modalidades previas, las matrices de precodificación no necesitan ser saltadas entre regularmente) .

Al generar las matrices de precodificación de esta manera se logra un esquema de saltos de matriz de precodificación con un período (ciclo) grande, siendo la posición de los puntos de recepción deficiente se modifique fácilmente lo que puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada.

Las matrices de precodificación de 2 x N x M períodos (ciclos) en la Ecuación 242 pueden ser modificadas a la siguiente ecuación .

Matemática 280 Ecuación 244 para i = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - l En este caso, k = 0, 1, - 2, M - 1.

Las matrices de precodificación de 2 x N x M períodos (ciclos) en la Ecuación 243 también se pueden modificar a cualquiera de las Ecuaciones 245-247.

Matemática 281 Ecuación 245 En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1 Matemática 282 Ecuación 246 para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Matemática 283 Ecuación 247 para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Centrándose en los puntos de recepción deficiente, si las Ecuaciones 242 a 247 satisfacen las siguientes condiciones, Matemática 284 Condición #39 for VJC, (x? y;x, y = 0,1,2,---,N- 2,N-1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 285 Condición #40 ^ten eÁaSy)-0Jyhs) for Vjc> Vy (x? y, x, y = 0,1,2, · · ·, N - 2, N -1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ..., ? - N - l; y x ? y) .

Matemática 286 Condición #41 0„(*)=0„(*+*) f or V ( J = 0,1, 2, · · · ,N- 2,N - 1) y ftiW=fti(y+^) for Vy (j = 0,1,2, · · · , N - 2, N - 1) entonces se logra una calidad de recepción de datos excelente. Se hace notar que en la Modalidad 8, se deben satisfacer la Condición #39 y la Condición #40.

Centrándose en Xk y Yk, si las Ecuaciones 242 a 247 satisfacen las siguientes condiciones, Matemática 287 Condición #42 Xa? Xfc+ 2xs x^ foTVa b(a?ba,b = 0X2,---,M-2,M -l) (a es 0, 1, 2, M - 2, M - 1; b es 0, 1, 2, M -2, M - 1; y a ? b) .

(Aquí, s es un entero) .

Matemática 288 Condición #43 ya?y¿+ 2x ux ^ for Vfl, V¿? (a? &; a,¿ = 0,1,2, ·•· , - 2, -1) (a es 0, 1, 2, M - 2 , M - 1 ; b es 0 , 1, 2, M -2, M - 1; y a ? b) .

(Aquí, u es un entero) . entonces se logra una calidad de recepción de datos excelente. Se hace notar que en la Modalidad 8 , se debe satisfacer la Condición #42.

En las Ecuaciones 242 y 247, cuando 0 radianes = d < 2n radianes, las matrices son una matriz unitaria cuando d = n radianes y son una matriz no unitaria cuando d ? n radianes. En el presente método, el uso de una matriz no unitaria para n/2 radianes = | d | < n radianes es una estructura característica y se obtiene una calidad de recepción de datos excelente. El uso de una matriz unitaria es otra estructura, y como se describe en detalle en la Modalidad 10 y la Modalidad 16, si N es un número impar en las Ecuaciones 242 a 247, la probabilidad de obtener una calidad de recepción de datos excelente aumenta.

Modalidad 14 La presente modalidad describe un ejemplo de diferenciación entre el uso de una matriz unitaria y una matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación .

Lo siguiente describe un ejemplo que usa una matriz de precodificación de dos por dos (siendo cada elemento sea un número complejo) , es decir, el caso cuando dos señales moduladas (sl(t) y s2(t)) que están basadas en un esquema de modulación son precodificadas y las dos señales precodificadas son transmitidas por dos antenas .

Cuando los datos de transmisión que usan un esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación, las unidades de correlación 306A y 306B en el dispositivo de transmisión en la figura 3 y la figura 13 conmutan el esquema de modulación de acuerdo con la señal de estructura de trama 313. Se describe la relación entre el nivel de modulación (el número de puntos de señal para el esquema de modulación en el plano IQ) del esquema de modulación y las matrices de precodificación .

La ventaja del esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación es que, como se describe en la Modalidad 6, se logra la calidad de recepción de datos excelente en un entorno LOS. En particular, cuando el dispositivo de recepción realiza el cálculo ML o aplica APP (o Max-log APP) en base al cálculo ML, el efecto ventajoso es considerable. Por cierto, el cálculo ML impacta enormemente en la escala de circuito (escala de cálculo) de acuerdo con el nivel de modulación del esquema de modulación. Por ejemplo, cuando dos señales precodificadas son transmitidas desde dos antenas, y el mismo esquema de modulación se usa para dos señales moduladas (señales en base al esquema de modulación antes de la precodificación) , el número de candidatos de puntos de señal en el plano IQ (puntos de señal recibidas 1101 en la figura 11) es 4 x 4 = 16 cuando el esquema de modulación es QPSK, 16 x 16 = 256 cuando el esquema de modulación es 16QAM, 64 x 64 = 4096 cuando el esquema de modulación es 64QAM, 256 x 256 = 65,536 cuando el esquema de modulación es 256QAM, y 1024 x 1024 = 1,048,576 cuando el esquema de modulación es 256QAM. A fin de mantener la escala de cálculo del dispositivo de recepción bajo un cierto tamaño de circuito, cuando el esquema de modulación es QPSK, 16QAM, o 64QAM, se usa el cálculo ML ( (Max-log) APP en base al cálculo ML) y cuando el esquema de modulación es 256QAM o 1024QAM, se usa una operación lineal tal como MMSE o ZF en el dispositivo de recepción. (En algunos casos, se puede usar el cálculo ML para 256QAM) .

Cuando se asume un tal dispositivo de recepción, la consideración de la relación de potencia señal-a-ruido (SNR, por sus siglas en inglés) luego de la separación de múltiples señales indica que una matriz unitaria es apropiada como la matriz de precodificación cuando el dispositivo de recepción realiza una operación lineal tal como MMSE o ZF, mientras que cualquiera de las dos, una matriz unitaria o una matriz no unitaria se puede usar cuando el dispositivo de recepción realiza el cálculo ML. Si se tiene en cuenta cualquiera de las modalidades anteriores, cuando dos señales precodificadas son transmitidas desde dos antenas, se usa el mismo esquema de modulación para las dos señales moduladas (señales basadas en el esquema de modulación antes de la precodificación) , la matriz no unitaria se usa como la matriz de precodificación en el esquema para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación, el nivel de modulación del esquema de modulación es igual o menor que 64 (o igual o menor que 256) , y se usa una matriz unitaria cuando el nivel de modulación es mayor que 64 (o mayor que 256) , luego para todos los métodos de modulación soportados por el sistema de transmisión hay un aumento de la probabilidad de lograr el efecto ventajoso mediante el cual se logra una calidad de recepción de datos excelente para cualquiera de los métodos de modulación mientras que se reduce la escala de circuito del dispositivo de recepción.

Cuando el nivel de modulación del esquema de modulación también es igual o menor que 64 (o igual o menor que 256) , en algunos casos puede ser preferible el uso de una matriz unitaria. En base a esta consideración, cuando una pluralidad de métodos de modulación es soportada en la que el nivel de modulación es igual o menor que 64 (o igual o menor que 256) , es importante que en algunos casos , en algunos de la pluralidad de métodos de modulación soportados donde el nivel de modulación es igual o menor que 64, se usa la matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación.

El caso para transmitir dos señales precodificadas desde dos antenas se ha descrito precedentemente como un ejemplo, pero la presente invención no se limita a eso. En el caso cuando N señales precodificadas se transmiten desde N antenas, y el mismo esquema de modulación se usa para N señales moduladas (señales en base al esquema de modulación antes de precodificación) , se puede establecer un umbral ß? para el nivel de modulación del esquema de modulación. Cuando se admiten múltiples el esquemas de modulación para que el nivel de modulación sea igual o menor que ß?, en algunos de los múltiples esquemas de modulación admitidos donde el nivel de modulación es igual o menor que ß?/ se usa una matriz no unitaria como las matrices de precodificacion en el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, en tanto que a fin de que los esquemas de modulación tengan el nivel de modulación mayor que ß?, se usa una matriz unitaria. De este modo, para todos los esquemas de modulación admitidos por el sistema de transmisión, hay una mayor posibilidad de lograr el efecto ventajoso por el cual se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en cualquiera de los esquemas de modulación, al tiempo que se reduce la escala de circuitos del dispositivo de recepción. (Cuando el nivel de modulación del esquema de modulación es igual o menor que ß?; debe usarse siempre una matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación) .

En la descripción anterior, se ha expuesto el mismo esquema de modulación que se usa en el esquema de modulación para transmitir simultáneamente N señales moduladas. Sin embargo, lo que sigue describe el caso en que se usan dos o más esquemas de modulación para transmitir simultáneamente N señales moduladas.

Como un ejemplo, se ha descrito el caso en que dos señales precodificadas son transmitidas por dos antenas . Las dos señales moduladas (señales en base al esquema de modulación antes de la precodificación) son tanto moduladas con el mismo esquema de modulación como moduladas con diferentes métodos de modulación, son moduladas con un esquema de modulación que tiene un nivel de modulación de 2al o un nivel de modulación de 2a2. En este caso, cuando el dispositivo de recepción usa el cálculo ML ((Max-log) APP en base al cálculo ML) , el número de candidatos de puntos de señal en el plano IQ (puntos de señal recibidas 1101 en la figura 11) es 2 l x 2a2 = 2al + a2. Como se describió anteriormente, A fin de lograr una calidad de recepción de datos excelente mientras que se reduce la escala del circuito del dispositivo de recepción, se puede proveer un umbral 2P para 2al + a2, y cuando 2al + a2 = 2ß, se puede usar la matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación, mientras que se puede usar una matriz unitaria cuando 2al + a2 > 2P.

Asimismo, cuando 2al + a2 < 2P, en algunos casos puede ser preferible el uso de una matriz unitaria. En base a esta consideración, cuando una pluralidad de combinaciones de métodos de modulación es soportada para cada 2al + a2 = 2P, es importante que en algunos de las combinaciones soportadas de los métodos de modulación para cada 2al + a2 < 2P, se usa una matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación .

Como un ejemplo, se ha descrito el caso en que dos señales precodificadas son transmitidas por dos antenas, pero la presente invención no está limitada de esta manera. Por ejemplo, N señales moduladas (señales en base al esquema de modulación antes de la precodificación) pueden ser tanto moduladas con el mismo esquema de modulación como moduladas con diferentes métodos de modulación, el nivel de modulación del esquema de modulación para la iesima señal modulada puede ser 2ai (donde i = 1, 2, ... , N - 1, N) .

En este caso, cuando el dispositivo de recepción usa el cálculo ML ( (Max-log) APP en base al cálculo ML) , el número de candidatos de puntos de señal en el plano IQ (puntos de señal recibidas 1101 en la figura 11) es 2al x 2a2 x ... x 2ai x ... x 2aN = 2&i + a2 + ... + ai + ... + aN como se describió anteriormente , A fin de lograr una calidad de recepción de datos excelente mientras que se reduce la escala del circuito del dispositivo de recepción, se puede proveer un umbral 2ß para 2al + a2 + " + ai + " + aN.

Matemática 289 Condición #44 donde Cuando se admiten múltiples combinaciones de métodos de modulación que cumplen la Condición #44, en algunas de las combinaciones admitidas de los métodos de modulación que cumplen la Condición #44, se usa una matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el esquema para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodif icación .

Matemática 290 Condición #45 donde Usando una matriz unitaria en todas las combinaciones de los métodos de modulación que cumplen la Condición #45, entonces para todos los métodos de modulación soportados por el sistema de transmisión hay un aumento de la probabilidad de lograr el efecto ventajoso mediante el cual se logra una calidad de recepción de datos excelente mientras que se reduce la escala de circuito del dispositivo de recepción para cualquiera de las combinaciones de los métodos de modulación. (Se puede usar una matriz no unitaria como matriz de precodificación en el esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en todas las combinaciones soportadas de los métodos de modulación que cumplen la Condición #44) .

Modalidad 15 La presente modalidad describe un ejemplo de un sistema que adopta un esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando un método de transmisión de multiportadora tal como OFDM.

Las figuras 47A y 47B muestran un ejemplo de acuerdo con la presente modalidad de la estructura de trama en los dominios de tiempo y frecuencia para una señal transmitida por una estación difusora (estación de base) en un sistema que adopta un esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando un método de transmisión de multiportadora tal como OFDM. (La estructura de trama se fija para extenderse desde el tiempo $1 al tiempo $T) . La figura 47A muestra una estructura de trama en los dominios de tiempo y frecuencia para la corriente si descrita en la Modalidad 1, y la figura 47B muestra la estructura de trama en los dominios de tiempo y frecuencia para la corriente s2 descrita en la Modalidad 1. Los símbolos al mismo tiempo y el mismo (sub) portador en las corriente si y corriente s2 son transmitidos por múltiples antenas al mismo tiempo y la misma frecuencia.

En las figuras 47A y 47B, los (sub) portadores usados cuando se usa OFDM son divididos como sigue : un grupo de portadoras #A compuesto de una (sub) portadora a - (sub) portadora a + Na, un grupo de portadoras #B compuesto de una (sub) portadora b - (sub) portadora b + Nb, un grupo de portadoras #C compuesto de una ( sub) portadora c - (sub) portador c + Nc, un grupo de portadoras #D compuesto de una (sub) portadora d - (sub) portadora d + Nd, .... En cada grupo de subportadoras , se asumen múltiples métodos de transmisión que se admiten. Al admitir múltiples métodos de transmisión, es posible capitalizar efectivamente las ventajas de los métodos de transmisión. Por ejemplo, en las figuras 47A y 47B, un sistema MIMO de multiplexación espacial, o un sistema MIMO con una matriz de precodificación fija es usado por un grupo de portadoras #A, a un sistema MIMO que salta regularmente entre matrices de precodificación es usado por el grupo de portadoras #B, sólo la corriente si es transmitida en el grupo de portadoras #C, y se usa una codificación de bloques espacio-tiempo para transmitir el grupo de portadoras #D.

Las figuras 48A y 48B muestran un ejemplo de acuerdo con la presente modalidad de la estructura de trama en los dominios de tiempo y frecuencia para una señal transmitida por una estación difusora (estación de base) en un sistema que adopta un esquema para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando un método de transmisión de multiportadora tal como OFDM. Las figuras 48A y 48B muestran una estructura de trama en un tiempo diferente que las figuras 47A y 47B, del tiempo $X al tiempo $X + ?" . En las figuras 48A y 48B, como en las figuras 47A y 47B, los ( sub) portadores usados cuando se usa OFDM son divididos como sigue: un grupo de portadoras #A compuesto de una (sub) portadora a - (sub) portadora a + Na, un grupo de portadoras #B compuesto de una (sub) portadora b - (sub) portadora b + Nb, un grupo de portadoras #C compuesto de una (sub) portadora c - (sub) portadora c + Nc, un grupo de portadoras #D compuesto de una (sub) portadora d - (sub) portadora d + Nd, .... La diferencia entre las figuras 47A y 47B y las figuras 48A y 48B es que en algunos grupos portadores, el método de transmisión usado en las figuras 47A y 47B difiere del método de transmisión usado en las figuras 48A y 48B. En las figuras 48A y 48B, una codificación de bloques espacio-tiempo se usa para transmitir el grupo de portadoras #A, un sistema MIMO que salta regularmente entre matrices de precodificación es usado por el grupo de portadoras #B, un sistema MIMO que salta regularmente entre matrices de precodificación es usado por el grupo de portadoras #C y sólo la corriente si es transmitida en el grupo de portadoras #D.

A continuación, se describen los métodos de transmisión soportados .

La figura 49 muestra un método de procesamiento de señal cuando se usa un sistema MIMO de multiplexación espacial o un sistema MIMO con una matriz de precodificación fija. La figura 49 tiene los mismos números como en la figura 6.

Una unidad de ponderación 600, que es una señal en banda base de acuerdo con un cierto esquema de modulación, recibe como entradas una la corriente sl(t) (307A) , una la corriente s2 (t) (307B) , y la información 315 en relación con el método de ponderación, y genera una señal modulada zl(t) (309A) luego de la ponderación y una señal modulada z2 (t) (309B) luego de la ponderación. Aquí, cuando la información 315 en relación con el método de ponderación indica un sistema MIMO de multiplexación espacial, se realiza el procesamiento de la señal en el método #1 de la figura 49. Específicamente, se realiza el siguiente procesamiento.

Matemática 291 Ecuación 250 Cuando un esquema para transmitir una señal modulada es soportado, desde el punto de vista de la potencia de transmisión, la Ecuación 250 puede representarse como la Ecuación 251.

Matemática 292 Ecuación 251 Cuando la información 315 en relación con el método de ponderación indica un sistema MIMO en el que las matrices de precodificación son regularmente saltadas entre, se realiza el procesamiento de la señal en el método #2 , por ejemplo, de la figura 49. Específicamente, se realiza el siguiente procesamiento.

Matemática 293 Ecuación 252 Aquí, ?11( T?2, ?, y d son valores fijos.

La figura 50 muestra la estructura de señales moduladas cuando se usa codificación de bloques espacio-tiempo. Una unidad de codificación de bloques espacio-tiempo (5002) en la figura 50 recibe, como entrada, una señal de banda base en base a una cierta señal de modulación. Por ejemplo, la unidad de codificación de bloques espacio-tiempo (5002) recibe el símbolo si, el símbolo s2, ... como entradas. Tal como se muestra en la figura 50, se realiza la codificación de bloques espacio-tiempo, zl(5003A) se vuelve "si como símbolo #0", "-s2* como símbolo #0", "s3 como símbolo #2", "-s4* como símbolo #3"..., y z2 (5003B) se vuelve "s2 como símbolo #0", "si* como símbolo #1", "s4 como símbolo #2", "s3* como símbolo #3".... En ese caso, el símbolo #X de zl y el símbolo #X de z2 se transmiten desde las antenas al mismo tiempo, por la misma frecuencia.

En las figuras 47A, 47B, 48A, y 48B, sólo se muestran los símbolos que transmiten datos. En la práctica, sin embargo, es necesario transmitir la información tal como el método de transmisión, el esquema de modulación, el método de corrección de errores, y similares. Por ejemplo, como en la figura 51, esta información puede transmitirse a un socio de comunicación mediante transmisión regular con una sola señal modulada zl. También es necesario transmitir símbolos para la estimación de la fluctuación de canal, es decir para que el dispositivo de recepción estima la fluctuación de canal (por ejemplo, un símbolo piloto, el símbolo de referencia, preámbulo, un símbolo de modulación por desplazamiento de fase (PSK) conocido en los lados de transmisión y recepción, etc.) . En las figuras 47A, 47B, 48A y 48B, se omiten esos símbolos. En la práctica, sin embargo, los símbolos para estimar la fluctuación de canal están incluidos en la estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia. Por consiguiente, cada grupo de portadoras no está compuesto sólo de símbolos para transmitir datos. (Lo mismo vale para la Modalidad 1 también) .

La figura 52 es un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión en una estación difusora (estación de base) de acuerdo con la presente modalidad. Una unidad para determinar el método de transmisión (5205) determina la cantidad de portadoras, el esquema de modulación, el método de corrección de errores, el coeficiente de codificación en la codificación de corrección de errores, el método de transmisión y otros por el estilo para cada grupo de portadoras y da salida a una señal de control (5206) .

Una unidad generadora de señales moduladas #1 (5201_1) recibe, como entrada, la información (5200_1) y la señal de control (5206) y, en base a la información sobre el método de transmisión de la señal de control (5206) , da salida a una señal modulada zl (5202_1) y una señal modulada z2 (5203_1) en el grupo de portadoras #A de las figuras 47A, 47B, 48A y 48B.

De manera similar, una unidad generadora de señales moduladas #2 (5201_2) recibe, como entrada, la información (5200_2) y la señal de control (5206) y, en base a la información sobre el método de transmisión de la señal de control (5206) , da salida a una señal modulada zl (5202_2) y una señal modulada z2 (5203_2) en el grupo de portadoras #B de las figuras 47A, 47B, 48A y 48B.

De manera similar, una unidad generadora de señales moduladas #3 (5201_3) recibe, como entrada, la información (5200_3) y la señal de control (5206) y, en base a la información sobre el método de transmisión de la señal de control (5206) , da salida a una señal modulada zl (5202_3) y una señal modulada z2 (5203_3) en el grupo de portadoras #C de las figuras 47A, 47B, 48A y 48B.

De manera similar, una unidad generadora de señales moduladas #4 (5201_4) recibe, como entrada, la información (5200_4) y la señal de control (5206) y, en base a la información sobre el método de transmisión de la señal de control (5206) , da salida a una señal modulada zl (5202_4) y una señal modulada z2 (5203_4) en el grupo de portadoras #D de las figuras 47A, 47B, 48A y 48B.

Si bien no se muestra en las figuras, lo mismo vale para la unidad generadora de señales moduladas #5 a la unidad generadora de señales moduladas #M - 1.

De manera similar, una unidad generadora de señales moduladas #M (5201_M) recibe, como entrada, la información (5200_M) y la señal de control (5206) y, en base a la información sobre el método de transmisión de la señal de control (5206) , da salida a una señal modulada zl (5202_M) y una señal modulada z2 (5203_M) en un cierto grupo de portadoras.

Un procesador relacionado con OFDM (5207_1) recibe, como entradas, la señal modulada zl (5202_1) en el grupo de portadoras #A, la señal modulada zl (5202_2) en el grupo de portadoras #B, la señal modulada zl (5202_3) en el grupo de portadoras #C, la señal modulada zl (5202_4) en el grupo de portadoras #D, la señal modulada zl (5202_M) en un cierto grupo de portadoras #M, y la señal de control (5206) , realiza el procesamiento, tal como reordenación, transformada inversa de Fourier, conversión de frecuencias, amplificación y otros, y da salida a una señal de transmisión (5208_1) . Se da salida a la señal de transmisión (5208_1) como una onda radial desde una antena (5209_1) .

De manera similar, un procesador relacionado con OFDM (5207_2) recibe, como entradas, la señal modulada zl (5203_1) en el grupo de portadoras #A, la señal modulada zl (5203_2) en el grupo de portadoras #B, la señal modulada zl (5203_3) en el grupo de portadoras #C, la señal modulada zl (5203_4) en el grupo de portadoras #D, la señal modulada zl (5203_M) en un cierto grupo de portadoras #M y la señal de control (5206) , realiza el procesamiento tal como reordenación, transformada inversa de Fourier, conversión de frecuencias, amplificación y otros, y da salida a una señal de transmisión (5208_2) . Se da salida a la señal de transmisión (5208_2) como una onda radial desde una antena (5209_2) .

La figura 53 muestra un ejemplo de una estructura de unidades generadoras de señales moduladas #1-#M de la figura 52. Un codificador de corrección de errores (5302) recibe, como entradas, la información (5300) y una señal de control (5301) y, de acuerdo con la señal de control (5301) , establece el método de codificación de corrección de errores y el coeficiente de codificación en la codificación de corrección de errores, realiza la codificación de corrección de errores, y da salida a los datos (5303) después de la codificación de corrección de errores. (De acuerdo con el establecimiento del método de codificación de corrección de errores y el coeficiente de codificación en la codificación de corrección de errores, cuando se usa codificación LDPC, la codificación turbo o codificación convolucional , p.ej . , según el coeficiente de codificación, puede efectuarse punteado para lograr el coeficiente de codificación) .

Un interpolador (5304) recibe, como entrada, los datos codificados de corrección de errores (5303) y la señal de control (5301) y, de acuerdo con la información sobre el método de interpolación incluido en la señal de control (5301) , reordena los datos codificados de corrección de errores (5303) y da salida a datos interpolados (5305) .

Una unidad de correlación (5306_1) recibe, como entrada, los datos interpolados (5305) y la señal de control (5301) y, de acuerdo con la información sobre el esquema de modulación incluido en la señal de control (5301) , realiza la correlación y da salida a una señal de banda base (5307_1) .

De manera similar, una unidad de correlación (5306_2) recibe, como entrada, los datos interpolados (5305) y la señal de control (5301) y, de acuerdo con la información sobre el esquema de modulación incluido en la señal de control (5301) , realiza la correlación y da salida a una señal de banda base (5307_2) .

Una unidad de procesamiento de señales (5308) recibe, como entrada, la señal de banda base (5307_1) , la señal de banda base (5307_2) y la señal de control (5301) y, en base a la información sobre el método de transmisión (por ejemplo, en esta modalidad, un sistema MIMO de multiplexación espacial, un método MIMO que utiliza una matriz de precodificación fija, un método MIMO para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo o un método de transmisión para transmitir sólo la corriente si) incluida en la señal de control (5301) , realiza el procesamiento de señales. La unidad de procesamiento de señales (5308) da salida a una señal procesada zl (5309_1) y una señal procesada z2 (5309_2) . Obsérvese que cuando se selecciona el método de transmisión para transmitir sólo la corriente si, la unidad de procesamiento de señales (5308) no da salida a la señal procesada z2 (5309_2) . Asimismo, en la figura 53 , se muestra un codificador de corrección de errores, pero la presente invención no se limita a eso. Por ejemplo, tal como se muestra en la figura 3, pueden proveerse múltiples codificadores.

La figura 54 muestra un ejemplo de la estructura de los procesadores relacionados con OFDM (5207_1 y 5207_2) en la figura 52. Los elementos que operan de un modo similar a la figura 14 llevan los mismos signos de referencia. Una unidad de reordenación (5402A) recibe, como entrada, la señal modulada zl (5400_1) en el grupo de portadoras #A, la señal modulada zl (5400_2) en el grupo de portadoras #B, la señal modulada zl (5400_3) en el grupo de portadoras #C, la señal modulada zl (5400_4) en el grupo de portadoras #D, la señal modulada zl (5400_ ) en un cierto grupo de portadoras y una señal de control (5403) , realiza el reordenación, y da salida a las señales reordenadas 1405Ay 1405B. Obsérvese que en las figuras 47A, 47B, 48A, 48B y 51, se describe un ejemplo de asignación de los grupos de portadoras como formados por grupos de subportadoras, pero la presente invención no está limitada a esto. Los grupos de portadoras pueden estar formados por subportadoras discretas en cada intervalo de tiempo. Asimismo, en las figuras 47A, 47B, 48A, 48B y 51, se ha descrito un ejemplo en el que la cantidad de portadoras de cada grupo de portadoras no cambia a lo largo del tiempo, pero la presente invención no está limitada a esto. Este punto se describirá por separado más adelante.

Las figuras 55A y 55B muestran un ejemplo de estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia en un método para establecer el método de transmisión para cada grupo de portadoras, como en las figuras 47A, 47B, 48A, 48B y 51. En las figuras 55A y 55B, los símbolos de información de control están etiquetados 5500, los símbolos individuales de información de control están etiquetados 5501, los símbolos de datos están etiquetados 5502 y los símbolos piloto están etiquetados 5503. Asimismo, la figura 55A muestra la estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia para la corriente si, y la figura 55B muestra la estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia para la corriente s2.

Los símbolos de información de control son para transmitir la información de control compartida por el grupo de portadoras y están compuestos de símbolos para la transmisión y dispositivos de recepción para efectuar la sincronización de frecuencia y tiempo, la información relativa a la asignación de (sub) ortadoras y demás. Los símbolos de información de control están definidos para transmitirse sólo desde la corriente si de tiempo $1.

Los símbolos individuales de información de control son para transmitir información de control en los subgrupos de portadoras individuales y están compuestos de información sobre el método de transmisión, el esquema de modulación, la método de codificación de corrección de errores, el coeficiente de codificación en la codificación de corrección de errores, el tamaño de bloque de los códigos de corrección de errores, etc. para los símbolos de datos, la información sobre el método de inserción de símbolos piloto, la información sobre la potencia de transmisión de los símbolos piloto, y otros por el estilo. Los símbolos individuales de información de control están definidos para transmitirse sólo desde la corriente si de tiempo $1.

Los símbolos de datos son para transmitir datos (información) , y tal como se describe con respecto a las figuras 47A a 50, son símbolos de uno de los siguientes métodos de transmisión, por ejemplo: un sistema MIMO de multiplexación espacial , un método MIMO que utiliza una matriz de precodificación fija, un método MIMO para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo o un método de transmisión para transmitir sólo la corriente si. Obsérvese que en el grupo de portadoras #A, el grupo de portadoras #B, el grupo de portadoras #C y el grupo de portadoras #D, los símbolos de datos se muestran en la corriente s2, pero cuando se usa el método de transmisión para transmitir sólo la corriente si, en algunos casos no hay ningún símbolo de datos en la corriente s2.

Los símbolos piloto son para que el dispositivo de recepción efectúe la estimación de canal, es decir estima la fluctuación correspondiente a hu(t) , h12(t) , h2i(t) y h22(t) en la Ecuación 36. (En esta modalidad, como se usa un método de transmisión de multiportadora tal como un método OFDM, los símbolos piloto son para estimar la fluctuación correspondiente a hn(t), hi2(t), h2i(t) y h22(t) en cada subportadora) . Por consiguiente, el método de transmisión PSK, por ejemplo, se usa para los símbolos piloto, que están estructurados para formar un patrón conocido por los dispositivos de transmisión y recepción. Asimismo, el dispositivo de recepción puede usar los símbolos piloto para la estimación del desplazamiento de frecuencia, la estimación de la distorsión de fase y la sincronización de tiempo.

La figura 56 muestra un ejemplo de la estructura de un dispositivo de recepción para recibir las señales moduladas transmitidas por el dispositivo de transmisión en la figura 52. Los elementos que operan de un modo similar a la figura 7 llevan los mismos signos de referencia.

En la figura 56, un procesador relacionado con OFDM (5600_X) recibe, como entrada, una señal recibida 702_X, realiza el procesamiento predeterminado y da salida a una señal procesada 704_X. De manera similar, un procesador relacionado con OFDM (5600_Y) recibe, como entrada, una señal recibida 702_Y, realiza el procesamiento predeterminado y da salida a una señal procesada 704 Y.

La unidad decodificadora de la información de control 709 en la figura 56 recibe, como entrada, las señales procesadas 704_X y 704_Y, extrae los símbolos de información de control y los símbolos individuales de información de control de las figuras 55A y 55B para obtener la información de control transmitida por esos símbolos y da salida a una señal de control 710 que incluye la información obtenida.

La unidad de estimación de fluctuación de canal 705_1 para la señal modulada zl recibe, como entradas, la señal procesada 704_X y la señal de control 710, realiza la estimación de canal en el grupo de portadoras requeridas por el dispositivo de recepción (el grupo de portadoras deseado) , y da salida a una estimación de la señal de canal 706_1.

De manera similar, la unidad de estimación de fluctuación de canal 705_2 de la señal modulada z2 recibe, como entradas, la señal procesada 704_X y la señal de control 710, realiza la estimación de canal en el grupo de portadoras requerido por el dispositivo de recepción (el grupo de portadoras deseado) , y da salida a una estimación de la señal de canal 706_2.

De manera similar, la unidad de estimación de fluctuación de canal 705_1 de la señal modulada zl recibe, como entradas, la señal procesada 704_Y y la señal de control 710, realiza la estimación de canal en el grupo de portadoras requerido por el dispositivo de recepción (el grupo de portadoras deseado) , y da salida a una estimación de la señal de canal 708_1.

De manera similar, la unidad de estimación de fluctuación de canal 705_2 de la señal modulada z2 recibe, como entradas, la señal procesada 704_Y y la señal de control 710, realiza la estimación de canal en el grupo de portadoras requerido por el dispositivo de recepción (el grupo de portadoras deseado) , y da salida a una estimación de la señal de canal 708_2.

La unidad de procesamiento de señales 711 recibe, como entradas, las señales 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y, y la señal de control 710. En base a la información incluida en la señal de control 710 del método de transmisión, el esquema de modulación, el método de codificación de corrección de errores, el coeficiente de codificación en la codificación de corrección de errores, el tamaño de bloque de códigos de corrección de errores, y demás información similar de los símbolos de datos transmitidos en el grupo de portadoras deseado, la unidad de procesamiento de señales 711 demodula y decodifica los símbolos de datos y da salida a los datos recibidos 712.

La figura 57 muestra la estructura de los procesadores relacionados con OFDM (5600_X, 5600_Y) en la figura 56. Un convertidor de frecuencia (5701) recibe, como entrada, una señal recibida (5700) , realiza conversión de frecuencias, y da salida a una señal de frecuencia convertida (5702) . 3 Un transformador Fourier (5703) recibe, como entrada, la señal de frecuencia convertida (5702) , realiza una transformada de Fourier, y da salida a una señal transformada de Fourier (5704) .

Como ya se describió, cuando se usa un método de transmisión de multiportadora tal como un método OFDM, las portadoras se dividen en múltiples grupos de portadoras, y el método de transmisión se establece para cada grupo de portadoras , permitiendo así fijar la calidad de recepción y la velocidad de transmisión para cada grupo de portadoras, lo cual produce como efecto ventajoso la construcción de sistema flexible. En ese caso, tal como se describe en otras realizaciones, permitir la opción de un esquema para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificacion ofrece las ventajas de obtener alta calidad de recepción, así como también alta velocidad de transmisión, en un entorno LOS. Si bien en la presente modalidad, los métodos de transmisión en que puede definirse un grupo de portadoras son "un sistema MIMO de multiplexación espacial, un método MIMO que utiliza una matriz de precodificación fija, un método MIMO para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo o bien, un método de transmisión para transmitir sólo la corriente si" , los métodos de transmisión no están limitados de este modo. Asimismo, la codificación espacio-tiempo no está limitada al método descrito con respecto a la figura 50, ni es el método MIMO que usa una matriz de precodificación fija, limitada al método #2 de la figura 49, ya que resulta aceptable cualquier estructura con una matriz de precodificación fija. En la presente modalidad, se ha descrito el caso de dos antenas en el dispositivo de transmisión, pero cuando la cantidad de antenas es mayor que dos también, pueden logra los mismos efectos ventaj osos permitiendo la selección de un método de transmisión para cada grupo de portadoras entre "un sistema MIMO de multiplexación espacial, un método MIMO que utiliza una matriz de precodificación fija, un método MIMO para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo o bien, un método de transmisión para transmitir sólo la corriente si" .

Las figuras 58A y 58B muestran un método de asignación en grupos de portadoras que difiere del expuesto en las figuras 47A, 47B, 48A, 48B y 51. En las figuras 47A, 47B, 48A, 48B, 51, 55A y 55B, los grupos de portadoras se han descrito como formados por grupos de subportadoras . En las figuras 58A y 58B, por otra parte, las portadoras de un grupo de portadoras se disponen de forma discreta. Las figuras 58A y 58B muestran un ejemplo de estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia que difiere de la expuesta en las figuras 47A, 47B, 48A, 48B, 51, 55A y 55B. Las figuras 58A y 58B muestran la estructura de tramas para las portadoras 1 a H, por $1 a $K. Los elementos que son similares a los de las figuras 55A y 55B llevan los mismos signos de referencia. Entre los símbolos de datos de las figuras 58A y 58B, los símbolos "A" son los símbolos del grupo de portadoras A, los símbolos "B" son los símbolos del grupo de portadoras B, los símbolos "C" son los símbolos del grupo de portadoras C y los símbolos "D" son los símbolos del grupo de portadoras D. Los grupos de portadoras por eso pueden implementarse de manera similar mediante la disposición discreta a lo largo de las ( sub) portadoras , y no es necesario usar siempre la misma portadora en el dominio de tiempo. Este tipo de disposición produce el efecto ventajoso de obtener ganancia de diversidad de tiempo y frecuencia.

En las figuras 47A, 47B, 48A, 48B, 51, 58A y 58B, los símbolos de información de control y los símbolos individuales de información de control están asignados al mismo tiempo en cada grupo de portadoras, pero esos símbolos pueden asignarse a tiempos diferentes. Asimismo, la cantidad de (sub) portadoras usadas por un grupo de portadoras puede cambiar a lo largo del tiempo.

Modalidad 16 Como la Modalidad 10, la presente modalidad describe un esquema para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación usando una matriz unitaria cuando N es un número impar .

En el esquema para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificacion a lo largo de un ciclo con intervalos 2N, las matrices de precodificacion preparadas para los 2N intervalos se representan del siguiente modo.

Matemática 294 Ecuación 253 para i = 0, 1, 2, N - 2, N - l: Sea un valor fijo (no según i) , donde Matemática 295 Ecuación 254 para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N Sea a un valor fijo (no según i) , donde OÍ > 0. (Sean OÍ de la Ecuación 253 y OÍ de la Ecuación 254 del mismo valor) .

A partir de la condición #5 (Matemática 106) y la condición #6 (Matemática 107) de la Modalidad 3, las siguientes condiciones son importantes en la Ecuación 253 para lograr datos de recepción de excelente calidad.

Matemática 296 Condición #46 ¿h W ? ^ ? for V , \/y (x? y; x, y = 0,1,2,· · · ,N - 2, N -1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 297 Condición #47 ^¦(0„(^,?-*)? -&,(>)-*) for jc¾ Vy (x? y; y = 0,1,2, · · ·, _V - 2,iV - 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Se considera además la siguiente condición.

Matemática 298 Condición #48 T?(?)=??(?+?) fovVx (x = 0,1,2,· . -,?- 2,?-?) y ??=?2^+?) fv\/y(y = o,i,2,-,N-2,N- i) A continuación, A fin de distribuir uniformemente los puntos de recepción deficiente con respecto a la fase en el plano complejo, del modo descrito en la Modalidad 6, se proveen la Condición #49 y la Condición #50.

Matemática 299 Condición #49 forVx (x = 0,1,2,· ··, TV-2) Matemática 300 Condición #50 forVjt(x = 0,l,2,---,N-2) otras palabras, la Condición #49 significa que diferencia de fase es de 2n/N radianes. Por otra parte, la Condición #50 significa que la diferencia de fase es de -2n/N radianes.

Siendo ???(?) - ?2?(0) = 0 radianes, y siendo a > 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo de N = 3 se muestra en las figuras 60A y 60B. Como resulta claro en las figuras 60A y 60B, en el plano complejo, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente para si se mantiene grande, y de manera similar, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente para s2 también se mantiene grande. Se crean condiciones similares cuando < 1. Asimismo, al comparar con las figuras 45A y 45B de la Modalidad 10, haciendo las mismas consideraciones que en la Modalidad 9, aumenta la probabilidad de una mayor distancia entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo cuando N es un número impar en comparación con la situación en que N es un número par. Sin embargo, cuando N es pequeño, por ejemplo cuando N = 16, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo puede garantizarse que sea de cierta longitud, pues la cantidad de puntos de recepción deficiente es pequeña. Por consiguiente, cuando N= 16, incluso si N es un número par, existen casos en que puede garantizarse la calidad de recepción de datos.

Por lo tanto, en el esquema para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación en base a las Ecuaciones 253 y 254, cuando N se establece en un número impar, es alta la probabilidad de mejorar la calidad de recepción de datos Las matrices de precodificación F [0] -F [2N - 1] se generan en base a las Ecuaciones 253 y 254 (las matrices de precodificación F[0]-F[2N - 1] pueden estar en cualquier orden para los 2N intervalos del ciclo) . El número del símbolo 2Ni puede precodificarse usando F[0] , el número del símbolo 2Ni + 1 puede precodificarse usando F[l] , y el número del símbolo 2N x i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, 2N - 2, 2N - 1) . (En ese caso, del modo descrito en las Modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación) . Asimismo, cuando el esquema de modulación tanto para si como para s2 es 16QAM, si OÍ se fija como en la Ecuación 233, puede logra el efecto ventajoso de aumentar la distancia mínima entre 16 x 16 = 256 puntos de señal en el plano IQ para un entorno LOS específico.

Las condiciones siguientes son posibles como condiciones que difieren de la Condición #48: Matemática 301 Condición #51 ß??a(?-?? ?)? eÁ0abV&Ay)) forVx, Vy(jc? y;x,y = N,N + l,N+ 2,- --,2N -2,2N -l) (donde x es , N + 1, N + 2 , ..., 2N - 2 , 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1; y x ? y ) .

Matemática 302 Condición #52 forV , V (*? y; *, y = N, N+\, N+2,~ -,2N-2,2N -1) (donde x es N, N + 1, N + 2 , ..., 2N - 2 , 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1; y x ? y ) .

En ese caso, cumpliendo la Condición #46, la Condición #47, la Condición #51 y la Condición #52, aumenta la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente para si, como lo hace la distancia entre los puntos de recepción deficiente para s2, logrando así datos de recepción de excelente calidad.

En la presente modalidad, se ha descrito el método para estructurar 2N diferentes matrices de precodificación para un esquema para efectuar saltos de precodificación con un ciclo de 2N intervalos de tiempo. En ese caso, cuando se preparan las 2N diferentes matrices de precodificación, F[0], F[l], F[2], F[2N - 2], F[2N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un método de transmisión de una sola portadora y , por lo tanto, se ha descrito el caso de disponer los símbolos en el orden F[0] , F[l] , F[2] , F [2N - 2] , F[2N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no se limita a eso, sin embargo, y las 2N diferentes matrices de precodificación F [0] , F [1] , F [2] , F [2N - 2] , F [2N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un método de transmisión de multiportadora tal como un método OFDM de transmisión o similar. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en ese caso, pueden cambiar las ponderaciones de precodificación disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia- tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema para efectuar saltos de precodificación con un ciclo de 2N intervalos de tiempo, pero pueden obtenerse los mismos efectos ventajosos usando aleatoriamente 2N diferentes matrices de precodif icación . En otras palabras, las 2N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un ciclo regular.

Asimismo, en el esquema para efectuar saltos de matriz de precodificación a lo largo de un período (ciclo) de intervalo H (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos 2N del período (ciclo) del precedente método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación) , cuando se incluyen las 2N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, aumenta la probabilidad de excelente calidad de recepción.

Modalidad 17 La presente modalidad describe un ejemplo concreto del esquema de cambio regular de las ponderaciones de precodif icación, en base a la modalidad 8.

La figura 6 se refiere al esquema de ponderación (esquema de precodificación) de la presente modalidad. La unidad de ponderación 600 integra las unidades de ponderación 308A y 308B de la figura 3. Tal como se muestra en la figura 6, la corriente sl(t) y la corriente s2(t) corresponden a las señales de banda base 307A y 307B de la figura 3. En otras palabras , las corrientes sl(t) y s2 (t) son los componentes de la señal de banda base en fase I y los componentes de cuadratura Q cuando se correlacionan de acuerdo con un esquema de modulación tal como QPSK, 16QAM, 64QAM o similar. Según lo indica la estructura de tramas de la figura 6, en la corriente sl(t) , una señal en el número simbólico u se representa como si (u) , una señal en el número simbólico u + 1 como si (u + 1 ) , etc. De igual modo, en la corriente s2(t) , una señal en el número simbólico u se representa como s2 (u) , una señal en el número simbólico u + 1 como s2 (u + 1) , etc. La unidad de ponderación 600 recibe las señales de banda base 307A (si (t) ) y 307B (s2(t)) y la información 315 relativa a la información de ponderación de la figura 3 como entradas, realiza la ponderación de acuerdo con la información 315 relativa a la ponderación, y da salida a las señales 309A (zl (t) ) y 309B (z2(t)) después de la ponderación de la f igura 3.

En este punto, cuando se usa por ejemplo una matriz de esquema de saltos precodif icados con un período N = 8 (ciclo) como en el Ejemplo #8 de la modalidad 6, 1 ( t ) y z2(t) se representan como sigue. Para el número imbólico 8i (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 303 Ecuación 255 Aquí, j es una unidad imaginaria, = 0.

Para el número simbólico 8i + 1: Matemática 304 Ecuación 256 Aquí , k = 1.

Para el número simbólico 8i + 2: Matemática 305 Ecuación 257 Aquí , k = 2.

Para el número simbólico 8i + 3 Matemática 306 Ecuación 258 Aquí , k = 3 Para el número simbólico 8i + 4 Matemática Ecuación 25 Aquí , k = 4.

Para el número simbólico 8i + 5 Matemática 308 Ecuación 260 Aquí , k = 5.

Para el número simbólico 8i + 6: Matemática 309 Ecuación 261 Aquí , k = 6.

Para el número simbólico 8i + 7: Matemática 310 Ecuación 262 Aquí , k = 7.

Puede considerarse que los números simbólicos mostrados aquí indican el tiempo. Como se describe en otras modalidades, en la Ecuación 262, por ejemplo, zl(8i + 7) y z2(8i + 7) de tiempo 8i + 7, son señales simultáneas, y el dispositivo de transmisión transmite zl(8i + 7) y z2(8i + 7) por la misma frecuencia (compartida/común) . En otras palabras, siendo las señales en el tiempo T si (T) , s2 (T) , zl (T) y z2 (T) , se procuran entonces zl (T) y z2 (T) de alguna clase de matrices de precodificación y de si (T) y s2 (T) , y el dispositivo de transmisión transmite zl (T) y z2 (T) por la misma frecuencia (compartida/común) (al mismo tiempo) . Asimismo, en el caso de usar un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM o similar, y siendo las señales correspondientes a si , s2, zl, y z2 para ( sub) portadora L y siendo el tiempo T si (T, L) , s2 (T, L) , zl (T, L) , y z2 (T, L) , entonces zl (T, L) y z2 (T, L) se procuran de alguna clase de matrices de precodificación y de sl(T, L) y s2 (T, L) , y el dispositivo de transmisión transmite zl (T, L) y z2 (T, L) por la misma frecuencia (compartida/común) (al mismo tiempo) . En este caso, el valor apropiado de está dado por la Ecuación 198 o la Ecuación 200. Además, pueden establecerse diferentes valores de OÍ en las Ecuaciones 255-262. Es decir, cuando se extraen dos ecuaciones (las Ecuaciones X y Y) de las Ecuaciones 255-262, el valor de dado por la Ecuación X puede ser diferente del valor de dado por la Ecuación Y.

La presente modalidad describe un esquema de saltos precodificados que aumenta el tamaño del período (ciclo) , en base a las matrices precedentemente descritas de precodificación de la Ecuación 190.

Siendo el período (ciclo) del esquema de saltos precodificados 8M, 8M diferentes matrices de precodificación se representan como sigue.

Matemática 311 Ecuación 263 En este caso, i = 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Por ejemplo, siendo M = 2 y a < 1, los puntos de recepción deficiente para si (o) y para s2 (?) en k = 0 se representan como el de la figura 42A. De igual modo, los puntos de recepción deficiente para si (o) y para s2 (?) en k = 1 se representan como el de la figura 42B. De este modo, en base a las matrices de precodificación de la Ecuación 190, los puntos de recepción deficiente son como el de la figura 42A, y usando como las matrices de precodificación, las matrices producidas multiplicando cada término de la segunda línea en el lado derecho de la Ecuación 190 por e-|X (véase la Ecuación 226) , los puntos de recepción deficiente se hacen rotar con respecto a la figura 42A (véase la figura 42B) . (Obsérvese que los puntos de recepción deficiente de la figura 42A y la figura 42B no se superponen. Incluso al multiplicar por e-|X, los puntos de recepción deficiente no deben superponerse, como en este caso. Asimismo, pueden usarse las matrices producidas multiplicando cada término en la primera línea del lado derecho de la Ecuación 190 , en lugar de en la segunda línea del lado derecho de la Ecuación 190, por e]X como las matrices de precodificación) . En este caso, las matrices de precodificación F[0]-F[15] se representan como sigue.

Matemática 312 Ecuación 264 Aquí , i = 0, 1, 2, 3, 4 , 5, 6, 7, y k = 0, 1.

En este caso, cuando M = 2, se generan las matrices de precodificación F[0]-F[15] (las matrices de precodificación F[0]-F[15] pueden estar en cualquier orden . Además, las matrices F[0]-F[15] pueden ser diferentes matrices) . El número simbólico 16i puede precodificarse usando F[0], el número simbólico 16i + 1 puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico 16i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, 14, 15) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no son necesarios saltos regulares entre las matrices de precodificación) . Resumiendo las consideraciones precedentes , con referencia a las Ecuaciones 82-85, las matrices de precodificación con N períodos (ciclo) se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 313 Ecuación 265 Aquí, como el período (ciclo) tiene N intervalos, i = 0, 1 , 2 , N - 2 , N - 1. Asimismo, las matrices de precodificación con el período NxM (ciclo) en base a la Ecuación 265 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 314 Ecuación 266 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

En este caso, se generan las matrices de precodificación F[0]-F[N x M - 1] . (Las matrices de precodificación F[0]-F[N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para los intervalos N x M del período (ciclo) ) . El número simbólico N x M x i puede precodificarse usando F[0] , el número simbólico N x M x i + 1 puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico N x M x i + h puede precodificarse usando F[h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N x M - 2, N x M - l). (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) .

Generar de este modo las matrices de precodificación logra una matriz de esquema de saltos precodificados con un gran período (ciclo) , admitiendo que se cambie fácilmente la posición de los puntos de recepción deficiente, lo cual puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada. Obsérvese que si bien las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) se han establecido para la Ecuación 266, las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) pueden establecerse para la siguiente ecuación, como ya se describió.

Matemática 315 Ecuación 267 En las Ecuaciones 265 y 266, cuando 0 radianes = d < 2n radianes, las matrices son una matriz unitaria cuando d = n radianes y son una matriz no unitaria cuando d ? n radianes. En el presente esquema, el uso de una matriz no unitaria para n/2 radianes = | d | < n radianes es una estructura característica (siendo similares las condiciones para d a las de otras modalidades) , y se obtiene una excelente calidad de recepción de datos. Sin embargo, sin limitarse a esto, puede usarse en cambio una matriz unitaria.

En la presente modalidad, como un ejemplo del caso en que ? se trata como un valor fijo, se describe un caso en que ? = O radianes. Sin embargo, en vista de la correlación de acuerdo con el esquema de modulación, ? puede establecerse para un valor fijo definido como ? = n/2 radianes, ? = n radianes, o ? = (3n)/2 radianes. (Por ejemplo, ? puede establecerse para un valor fijo definido como ? = n radianes en las matrices de precodificación del esquema de precodificación en que se efectúan regularmente saltos entre matrices de precodificación) . Con esta estructura, como es el caso en que ? se establece en un valor definido como ? = 0 radianes, se logra una reducción del tamaño de los circuitos.

Modalidad 18 La presente modalidad describe un esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación usando una matriz unitaria en base a la modalidad 9.

Tal como se describe en la modalidad 8, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos con referencia a las Ecuaciones 82-85 se representan como sigue.

Matemática 316 Ecuación 268 En este caso, i = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1. (a > 0). Como en la presente modalidad se usa una matriz unitaria, las matrices de precodificación de la Ecuación 268 pueden representarse como sigue Matemática 317 Ecuación 269 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l. (a > 0). A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la modalidad 3, la siguiente condición es importante para lograr una excelente calidad de recepción de datos .

Matemática 318 Condición #53 e \ i M-02 iW)? e v YOi iM) for Vx, Vy (x? y ; x, y = 0,1,2,· --,N-2,N-\) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - l; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 319 Condición #54 ß}{??(?-? )- ?ß?? )-?1? )-p) for V ,Vy (x? y;x,y =0,1,2,···, N-2,N-1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ..., ? -2, ? - 1; y x ? y) .

La Modalidad 6 que se describe la distancia entre los puntos de recepción deficiente. A fin de aumentar la distancia entre los puntos de recepción deficiente, es importante para la cantidad de intervalos ? sea un número impar, tres o mayor. Lo siguiente explica el punto.

A fin de distribuir parejamente los puntos de recepción deficiente con respecto a la fase en el plano complejo, como se describe en la modalidad 6, la Condición #55 y la Condición #56 se proveen.

Matemática 320 Condición #55 Matemática 321 Condición #56 Siendo ??(0) - ?2?(0) = 0 radianes, y Siendo < 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período N = 3 (ciclo) se muestra en la figura 43A, y la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período N = 4 (ciclo) se muestra en la figura 43B. Siendo ??(0) - ?2?(0) = 0 radianes, y siendo a > 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período N = 3 (ciclo) se muestra en la figura 44A, y la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período N = 4 (ciclo) se muestra en la figura 44B.

En este caso, si se considera la fase entre un segmento de línea desde el origen hasta un punto de recepción deficiente y una media línea a lo largo del eje definido por real = 0 (véase la figura 43A) , entonces para cualquiera a > 1 o a < 1, cuando N = 4, el caso siempre ocurre donde la fase para los puntos de recepción deficiente para si y la fase para los puntos de recepción deficiente para s2 son del mismo valor. (Véase 4301, 4302 de la figura 43B, y 4401, 4402 de la figura 44B) . En este caso, en el plano complejo, la distancia entre los puntos de recepción deficiente resulta pequeña. Por otra parte, cuando N = 3, la fase para los puntos de recepción deficiente para si y la fase para los puntos de recepción deficiente para s2 nunca son del mismo valor .

En base a lo anterior, si se considera cómo el caso siempre ocurre donde la fase para los puntos de recepción deficiente para si y la fase para los puntos de recepción deficiente para s2 son del mismo valor, cuando la cantidad de intervalos N del período (ciclo) es un número par, establecer la cantidad de intervalos N del período (ciclo) en un número impar aumenta la probabilidad de una mayor distancia entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo, en comparación con el caso en que la cantidad de intervalos N del período (ciclo) es un número par. Sin embargo, cuando la cantidad de intervalos N del período (ciclo) es pequeña, por ejemplo cuando N= 16, puede garantizarse que la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo sea de una cierta longitud, pues la cantidad de puntos de recepción deficiente es pequeña. Por consiguiente, cuando N = 16, incluso si N es un número par, no existen casos en que pueda garantizarse la calidad de recepción de datos .

Por lo tanto, en el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación en base a la Ecuación 269, cuando la cantidad de intervalos N del período (ciclo) se establece en un número impar, es alta la probabilidad de mejorar calidad de recepción de datos. Se generan las matrices de precodificación F[0]-F[N-1] en base a la Ecuación 269 (las matrices de precodificación F[0]-F[N - 1] pueden estar en cualquier orden para los N intervalos del período (ciclo) ) . El número simbólico Ni puede precodificarse usando F[0] , el número simbólico Ni + 1 puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico N x i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N - 2, N - 1) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) . Asimismo, cuando el esquema de modulación para ambas si y s2 es 16QAM, si OÍ se establece como sigue, Matemática 322 Ecuación 270 el efecto ventajoso de aumentar la distancia mínima entre 16 x 16 = 256 puntos de señal en el plano I-Q para un entorno LOS específico puede logra.

La figura 94 muestra el diseño de punto de señal en el plano I-Q para 16QAM. En la figura 94, el punto de señal 9400 es un punto de señal cuando los bits que deben transmitirse (bits de entrada) b0-b3 representan un valor " (bO, bl, b2, b3) = (1, 0, 0, 0) " (tal como se muestra en la figura 94) , y sus coordenadas en el plano I-Q son (-3 x g, 3 x g) . Con respecto a los puntos de señal diferentes del punto de señal 9400, los bits que deben transmitirse y las coordenadas en el plano I-Q pueden identificarse a partir de la figura 94.

La figura 95 muestra el diseño de punto de señal en el plano I-Q para QPSK. En la figura 95, el punto de señal 9500 es un punto de señal cuando los bits que deben transmitirse (bits de entrada) bO y bl representan un valor "(bO, bl) = (1, 0)" (tal como se muestra en la figura 95) , y sus coordenadas en el plano I-Q son (-1 x g, 1 x g) . Con respecto a los puntos de señal diferentes del punto de señal 9500 , los bits que deben transmitirse y las coordenadas en el plano I-Q pueden identificarse a partir de la figura 95.

Además, cuando el esquema de modulación para si es la modulación QPSK y el esquema de modulación para s2 es 16QAM, si a se establece como sigue, Matemática 323 Ecuación 271 ~ ?/2+3-?/5 el efecto ventajoso de aumentar la distancia mínima entre los puntos de señal candidatos en el plano I-Q para un entorno LOS específico puede logra.

Obsérvese que un diseño de punto de señal en el plano I-Q para 16QAM se muestra en la figura 94, y un diseño de punto de señal en el plano I-Q para QPSK se muestra en la figura 95. Aquí, si g de la figura 94 se establece como sigue, Matemática 324 Ecuación 272 h de la figura 94 se obtiene como sigue.

Matemática 325 Ecuación 273 Como un ejemplo de las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos en base a la Ecuación 269, se consideran las siguientes matrices: Matemática 326 Ecuación Matemática 327 Ecuación 275 Matemát Ecuació Matemát Ecuació Matemát Ecuació Obsérvese que, A fin de restringir la escala de cálculo de la precodificación precedente en el dispositivo de transmisión, ???(?) = 0 radianes y ? = 0 radianes puede establecerse en la Ecuación 269. En este caso, sin embargo, en la Ecuación 269, ? puede variar según i, o puede tener el mismo valor. Es decir, en la Ecuación 269, ? en F [i = x] y ? F[i = y] (x ? y) pueden tener el mismo valor o diferentes valores.

Como el valor al que se establece a, el valor establecido precedentemente descrito es uno de los valores efectivos. Sin embargo, sin limitarse a eso, a puede establecerse, por ejemplo, para cada valor de i de la matriz de precodificación F[i] , como se describe en la modalidad 17. (Es decir, en F[i], a no se establece siempre necesariamente en un valor constante para i) .

En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) . En este caso, se preparan como las N diferentes matrices de precodificación, F[0], F [1] , F[2], F [N - 2] , F[N - 1] . En el esquema de transmisión de portadora única, los símbolos se disponen en el orden F[0] , F[l] , F[2] , F [N -2] , F[N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia, en el caso del esquema de transmisión de multiportadora) . La presente invención no se limita, sin embargo, de este modo, y las N diferentes matrices de precodificación F [0] , F[l], F[2], F [N - 2] , F[N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora, tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, pueden cambiar las ponderaciones de precodificación disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia-tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N 2 4 diferentes matrices de precodificación. En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación durante un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos N del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando se incluyen las N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de excelente calidad de recepción aumenta. En este caso, la Condición #55 y la Condición #56 pueden ser sustituidas por las siguientes condiciones. (La cantidad de intervalos del período (ciclo) se considera que es N) .

Matemática 331 Condición #55 ' eÁ0i ^)-?2\(?)? eÁ0ii(y)-e2i(y)) for 3x, 3y (x? y; x, y = 0,1,2,· · ·, N-2, N-1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 332 Condición #56 ' ß???(?}-?2?(?)-*)?eÁen(y)-e2 \{y)-*) for 3x, 3y (x?y; x, y = 0,1,2,· ~ , N - 2, N -1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y ) .

En la presente modalidad, como ejemplo del caso en que ? se trata como un valor fijo, se describe un caso en que ? = 0 radianes. Sin embargo, en vista de la correlación de acuerdo con el esquema de modulación, ? puede establecerse para un valor fijo definido como ? = n/2 radianes, ? = n radianes, o ? = (3n) /2 radianes (Por ejemplo, ? puede establecerse para un valor fijo definido como ? = n radianes en las matrices de precodificación del esquema de precodificación en que se efectúan regularmente saltos entre matrices de precodificación) . Con esta estructura, como es el caso en que ? se establece en un valor definido como ? = 0 radianes, se logra una reducción del tamaño de los circuitos.

Modalidad 19 La presente modalidad describe un esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación usando una matriz unitaria en base a la modalidad 10.

En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con 2N intervalos , las matrices de precodificación preparadas para los 2N intervalos se representan como sigue.

Matemática 333 Ecuación 279 Cuando i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: OÍ > 0, y a es un valor fijo (independientemente de i) .

Matemática 334 Ecuación 280 Cuando i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : a > 0, y a es un valor fijo (independientemente de i) .

(El valor de en la Ecuación 279 es igual al valor de OÍ en la Ecuación 280) .

(El valor de OÍ puede establecerse como a < 0) .

A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la modalidad 3, la siguiente condición es importante para lograr excelente calidad de recepción de datos .

Matemática 335 Condición #57 e i M-021 W)?e?(? )-?2 lM) forVx,Vy(¿?y x,y= 0,1,2,· · · ,N- 2,N- 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 336 Condición #58 ß?? )-?2?{?)-p)? ß??? iM-02 for VJC,Vy (x? y;x, y = 0,1,2,· ·-,N-2,N-\) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Se considera además la siguiente condición.

Matemática 337 Condición #59 T?(?) = ß?(?+?) íorVx(x=0X2,---,N-2,N-l) y 02Ay)=02\(y + N) forVy(y=0)l,2>--1N-2,N-l) A continuación, A fin de distribuir parejamente los puntos de recepción deficiente con respecto a la fase en el plano complejo, como se describe en la modalidad 6, la Condición #60 y la Condición #61 se proveen.

Matemática 338 Condición #60 forV ( =0,l)2,---,N-2) Matemática Condición Siendo ???(?) - ?2?(0) = 0 radianes, y siendo OÍ > 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para N = 4 se muestra en las figuras 43A y 43B. Como es claro a partir de las figuras 43A y 43B, en el plano complejo, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente para si se mantiene grande; y, de la misma manera, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente para s2 también de mantiene grande. Se crean condiciones similares cuando a < 1. Asimismo, haciendo las mismas consideraciones que en la modalidad 9, la probabilidad de una mayor distancia entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo aumenta cuando N es un número impar en comparación con cuando N es un número par. Sin embargo, cuando N es pequeña, por ejemplo cuando N = 16, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo puede garantizarse que sea de cierta longitud, pues la cantidad de puntos de recepción deficiente es pequeña. Por consiguiente, cuando N = 16, incluso si N es un número par, no existen casos en que pueda garantizarse la calidad de recepción de datos .

Por lo tanto, en el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación en base a las Ecuaciones 279 y 280, cuando N se establece en un número impar, la probabilidad de mejorar calidad de recepción de datos es alta. Obsérvese que las matrices de precodificación F[0]-F[2N - 1] se han generado en base a las Ecuaciones 279 y 280. (Las matrices de precodificación F[0]-F[2N - 1] pueden estar en cualquier orden para los 2N intervalos del período (ciclo) ) . El número simbólico 2Ni puede precodificarse usando F[0], el número simbólico 2Ni + 1 puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico 2N x i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, ..., 2N - 2, 2N - 1) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) . Asimismo, cuando el esquema de modulación para ambas si y s2 es 16QAM, si se establece como en la Ecuación 270, el efecto ventajoso de aumentar la distancia mínima entre 16 x 16 = 256 puntos de señal en el plano I-Q para un entorno LOS específico puede logra.

Además, cuando el esquema de modulación para si es la modulación QPSK y el esquema de modulación para s2 es 16QAM, si a se establece como en la Ecuación 271, el efecto ventajoso de aumentar la distancia mínima entre los puntos de señal candidatos en el plano I-Q para un entorno LOS específico puede logra. Obsérvese que un diseño de punto de señal en el plano I-Q para 16QAM se muestra en la figura 60, y un diseño de punto de señal en el plano I-Q para QPSK se muestra en la figura 94. Aquí, si "g" de la figura 60 se establece como en la Ecuación 272, sigue que "h" de la figura 94 se obtiene como en la Ecuación 273.

Las siguientes condiciones son posibles como condiciones que difieren de la Condición #59: Matemática 340 Condición #62 6???(?)-?2?(?))?ß?(???-?2? )) forVx, Vy (x? y;x,y = N,N + 1.N + 2,---,2N-2,2N-l) (x es ?, ? + 1, ? + 2,..., 2? - 2, 2? -1; y es ?, ? + 1, ? + 2,..., 2? - 2, 2? - 1; y x ? y) .

Matemática 341 Condición #63 2,---,2N-2,2N-) (x es ?, ? + 1, ? + 2,..., 2? - 2, 2? -1; y es ?, ? + 1, N + 2,..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y) .

En este caso, cumpliendo la Condición #57 y la Condición #58 y la Condición #62 y la Condición #63, la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente para si aumenta, como la distancia entre los puntos de recepción deficiente para s2, por lo tanto logrando una excelente calidad de recepción de datos .

Como un ejemplo de las matrices de precodificación preparadas para los 2N intervalos en base a las Ecuaciones 279 y 280, se consideran las siguientes matrices cuando N=15: Matemática 342 Ecuación 281 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemática 345 Ecuación 284 Matemát Ecuaci Matemática 347 Ecuación 286 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemática 350 Ecuación 289 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemática 355 Matemática 356 Ecuación 295 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemática 362 Ecuación 301 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemática 367 Matemática 368 Ecuación 307 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Obsérvese que, A fin de restringir la escala de cálculo de la precodificación precedente en el dispositivo de transmisión, ???(?) = 0 radianes y ? = 0 radianes pueden establecerse en la Ecuación 279, y T21(?) = 0 radianes y ? = 0 radianes pueden establecerse en la Ecuación 280.

En este caso, sin embargo, en las Ecuaciones 279 y 280, ? puede establecerse como un valor que varía según i, o puede establecerse como el mismo valor. Es decir, en las Ecuaciones 279 y 280, ? en F [i = x] y ? en F [i = y] (x? y) puede ser el mismo valor o diferentes valores. Como otro esquema, ? se establece como un valor fijo en la Ecuación 279, ? se establece como un valor fijo en la Ecuación 280, y los valores fijos de ? en las Ecuaciones 279 y 280 se establecen como diferentes valores. (Como incluso otro esquema, se usan los valores fijos de ? en las Ecuaciones 279 y 280) .

Como el valor al que se establece a, el valor establecido precedentemente descrito es uno de valores efectivos. Sin embargo, sin limitarse a eso, OÍ puede establecerse, por ejemplo, para cada valor de i de la matriz de precodificación F[i] como se describe en la modalidad 17. (Es decir, en F[i], a no se establece siempre necesariamente en un valor constante para i) .

En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar 2N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de 2N intervalos (ciclo) . En este caso, se preparan como las 2N diferentes matrices de precodificación, F[0], F[l], F[2], F [2N - 2] , F [2N - 1] . En el esquema de transmisión de portadora única, los símbolos se disponen en el orden F[0], F[l], F[2], F[2N - 2] , F[2N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia en el caso del esquema de transmisión de multiportadora) . La presente invención no se limita, sin embargo, a eso, y las 2N diferentes matrices de precodificación F [0] , F[l], F[2], F [2N - 2] , F [2N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, pueden cambiar las ponderaciones de precodificación disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia-tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de 2N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente 2N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras, las 2N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación durante un período de H intervalos (ciclo) (Siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos 2N del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando las 2N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad se incluyen, la probabilidad de excelente calidad de recepción aumenta.

En la presente modalidad, como ejemplo del caso en que ? se trata como un valor fijo, se describe un caso en que ? = 0 radianes. Sin embargo, envista de la correlación de acuerdo con el esquema de modulación, ? puede establecerse para un valor fijo definido como ? = n/2 radianes, ? = p radianes, ?? = (3n)/2 radianes (Por ejemplo, ? puede establecerse para un valor fijo definido como ? = n radianes en las matrices de precodificación del esquema de precodificación en que se efectúan regularmente saltos entre matrices de precodificación) . Con esta estructura, como es el caso en que ? se establece en un valor definido como ? = 0 radianes, se logra una reducción del tamaño de los circuitos.

Modalidad 20 La presente modalidad describe un esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación usando una matriz unitaria en base a la modalidad 13.

Matemática 372 Ecuación 311 Cuando i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Sea a be un valor fijo (no según i) , donde Matemática 373 Ecuación 312 Cuando i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N Sea be un valor fijo (no según i) , donde a > 0. (El valor de puede establecerse como < 0) .

Asimismo, las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) en base a las Ecuaciones 311 y 312 se representan por las siguientes ecuaciones.

Matemática 374 Ecuación 313 Cuando i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Matemática 375 Ecuación 314 Cuando Í = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1. Asimismo, Xk = Yk puede ser verdadero, o Xk ? Yk puede ser verdadero.

En este caso, se generan las matrices de precodificación F [0] -F [2N x M - 1] .

(Las matrices de precodificación F[0]-F[2 x N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para los intervalos 2 x N x M del período (ciclo) ) . El número simbólico 2 x N x M x i puede precodificarse usando F[0] , el número simbólico 2 x N x M x i + 1 puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico 2 x N x M x i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, ..., 2 ? ? ? ? - 2, 2 ? ? ? ? - 1) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) .

Generar de este modo las matrices de precodificación logra una matriz de esquema de saltos precodificados con un gran período (ciclo) , admitiendo que se cambie fácilmente la posición de los puntos de recepción deficiente, lo cual, puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada.

Las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) de la Ecuación 313 pueden cambiar a la siguiente ecuación .

Matemática 376 Ecuación 315 Cuando i = N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : En este caso, k = 0, 1, M - 2, M .- 1.

Las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) de la Ecuación 314 también pueden cambiar a cualquiera de las Ecuaciones 316-318.

Matemática 377 Ecuación 316 Cuando i = N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : En este caso, k = 0, 1, M - 2, - 1.

Matemática 378 Ecuación 317 Cuando i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N En este caso, k = 0, 1, M - 2 , M - 1.

Matemática 379 Ecuación 318 Cuando i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Centrándose en los puntos de recepción deficiente, si las Ecuaciones 313 a 318 cumplen las siguientes condiciones, Matemática 380 Condición #64 e iW-02iW)?e y)-02iM) for Vx y(x? y-x,y = ,\,2, -;N -2,N -\) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 381 Condición #65 6 {??(?-?2 ?)-d)? ej{9X\{y)-elx{y)-8) for y*,Vy (x? y; jc.y = 0,1,2,· · ·, N - 2,N -1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 382 Condición #66 ??(?)= ??(?+ N) forV ( = 0)l,2,---,N-2,N-l) y 021W= (921 (y+ N) for Vy (y = 0,1,2, · ·¦ , N - 2, N - 1) entonces se logra una excelente calidad de recepción de datos. Obsérvese que en la modalidad 8, la Condición #39 y la Condición #40 deben cumplirse.

Centrándose en Xk y Yk, si las Ecuaciones 313 a 318 cumplen las siguientes condiciones, Matemática 383 Condición #67 Xa? Xb + 2xsX7r for V .Vb (a?b;a,b = 0},2,---,M -2,M -1) (a es 0, 1, 2, M - 2, M - 1 ; b es 0, 1, 2, M - 2, M - l; y a ? b) . (Aquí, s es un entero) .

Matemática 384 Condición #68 ?a??1) + 2?\??p forVa,V6( ?b;a,b = 0,1,2,•¦¦,M - 2,M -1) (a es 0, 1, 2, M - 2, M - 1; b es 0, 1, 2, ..., M - 2, M - 1; y a ? b) . (Aquí, u es un entero) , entonces se logra una excelente calidad de recepción de datos. Obsérvese que en la modalidad 8, la Condición #42 debe cumplirse. En las Ecuaciones 313 y 318, cuando 0 radianes = d < 2n radianes, las matrices son una matriz unitaria cuando d = p radianes y are una matriz no unitaria cuando d ? n radianes. En el presente esquema, el uso de una matriz no unitaria para n/2 radianes = |d| < n radianes es una estructura característica, y se obtiene una excelente calidad de recepción de datos, pero también es posible el uso de una matriz unitaria.

Lo que sigue provee un ejemplo de matrices de precodificación en el esquema de saltos precodificados de la presente modalidad. Se consideran las siguientes matrices cuando N = 5, M = 2 como un ejemplo de las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) en base a las Ecuaciones 313 a 318 : Matemática 385 Ecuación 319 Matemát Ecuaci Matemática 387 Ecuación 321 Matemática 388 Ecuación 322 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemát Ecuaci Matemát Ecuaci Matemática 394 Ecuación 328 Matemát Ecuació Matemática 396 Ecuación 330 Mate Ecua Mate Ecua Mate Ecua Matemática 400 Ecuación 334 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemática 403 Ecuación 337 F[/ = Matemática 404 Ecuación 338 De este modo, en el ejemplo precedente, A fin de restringir la escala de cálculo de la precodificación precedente en el dispositivo de transmisión, ? = 0 radianes, d = n radianes, XI = 0 radianes, y X2 = n radianes se establecen en la Ecuación 313, y ? = O radianes, d = n radianes, Yl = O radianes, y Y2 = n radianes se establecen en la Ecuación 314. En este caso, sin embargo, en las Ecuaciones 313 y 314, ? puede establecerse como un valor que varía según i, o puede establecerse como el mismo valor. Es decir, en las Ecuaciones 313 y 314, ? en F[i = x] y ? en F [i = y] (x? y) puede ser el mismo valor o diferentes valores . Como otro esquema, ? se establece como un valor fijo en la Ecuación 313, ? se establece como un valor fijo en la Ecuación 314, y los valores fijos de ? en las Ecuaciones 313 y 314 se establecen como diferentes valores. (Como incluso otro esquema, se usan los valores fijos de ? en las Ecuaciones 313 y 314) .

Como el al que se establece a, el valor establecido descrito en la modalidad 18 es uno de los valores efectivos. Sin embargo, sin limitarse a eso, a puede establecerse, por ejemplo, para cada valor de i en la matriz de precodi f i cae ión F[i] como se describe en la modalidad 17. (Es decir, en F[i] , OÍ no se establece siempre necesariamente en un valor constante para i) .

En la presente modalidad, como ejemplo del caso en que ? se trata como un valor fijo, se describe un caso en que ? = 0 radianes. Sin embargo, en vista de la correlación de acuerdo con el esquema de modulación, ? puede establecerse para un valor fijo definido como ? = n/2 radianes, ? = n radianes , ?? = (3n)/2 radianes. (Por ejemplo, ? pueden establecerse para un valor f i j o definido como ? = n radianes en las matrices de precodif icación del esquema de precodif icación en que se efectúan regularmente saltos entre matrices de precodi f i cae ión) . Con esta estructura, como es el caso en que ? se establece en un valor definido como ? = 0 radianes, se logra una reducción del tamaño de los circuitos.

Modalidad 21 La presente modalidad describe un ejemplo del esquema de precodificación de la modalidad 18 en que se efectúan regularmente saltos entre matrices de precodificación .

Como un ejemplo de las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos en base a la Ecuación 269, se consideran las siguientes matrices: Matemática 405 Ecuación 339 Matemát Ecuació Matemát Ecuació Matemática 408 Ecuación 342 Matemát Ecuació Matemática 410 Ecuación 344 Matemática 411 Ecuación 345 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci En las ecuaciones precedentes, hay un caso especial en que puede establecerse en 1. En este caso, las Ecuaciones 339 a 347 se representan como sigue.

Matemática 414 Ecuación 348 Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Matemática 420 Ecuación 354 Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Como otro ejemplo, como un ejemplo de las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos en base a la Ecuación 269, se consideran las siguientes matrices cuando N=15: Matemática 423 Ecuación 357 Matemát Ecuaci Matemática 425 Ecuación 359 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemática 431 Ecuación 365 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemática 434 Ecuación 368 Matemá Ecuaci Matemática 436 Ecuación 370 Matemática 437 Ecuación 371 En las ecuaciones' precedentes, hay un caso especial en que o¡ puede establecerse en 1. En este caso, las Ecuaciones 357 a 371 se representan como sigue.

Matemática 438 Ecuación 372 Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Matemática 442 Ecuación 376 Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Matemátic Ecuación Matemática 448 Ecuación 382 Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación En el presente ejemplo, se establece en 1. Sin embargo, el valor al que se establece no se limita a eso. Por ejemplo, el valor establecido de a puede aplicarse al siguiente caso. Es decir, tal como se muestra en la figura 3 o similar, el codificador realiza una codificación de corrección de errores . El valor de a puede variar según la tasa de codificación para codificación con corrección de errores usada en la codificación de corrección de errores. Por ejemplo, se considera un esquema en que se establece OÍ en 1 cuando la tasa de codificación es 1/2, y en un valor distinto de 1 tal como un valor que cumple la relación a > 1 (o a < 1) cuando la tasa de codificación es 2/3. Con esta estructura, en el dispositivo de recepción, una excelente calidad de recepción de datos puede logra independientemente de la tasa de codificación. (Una excelente calidad de recepción de datos puede logra incluso si OÍ se establece como un valor fijo) .

Como otro ejemplo, como se describe en la modalidad 17, OÍ puede establecerse para cada valor de i en la matriz de precodificación F[i] . (Es decir, en F[i], a no se establece siempre necesariamente en un valor constante para i) .

En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) . En este caso, se preparan como las N diferentes matrices de precodificación, F[0] , F[l] , F[2] , F [N - 2] , F[N - 1] . En el esquema de transmisión de portadora única, los símbolos se disponen en el orden F[0] , F[l] , F[2] , F [N -2] , F[N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia en el caso del esquema de transmisión de multiportadora) . La presente invención no se limita, sin embargo, a eso, y las N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , F [N - 2] , F [N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia-tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Modalidad 22 La presente modalidad describe un ejemplo del esquema de precodificación de la modalidad 19 en que se efectúan regularmente saltos entre matrices de precodificación .

Como un ejemplo de las matrices de precodificación preparadas para los 2N intervalos en base a las Ecuaciones 279 y 280, se consideran las siguientes matrices cuando N=9: Matemática 453 Ecuación 387 ej7C ) Matemática 454 Ecuación 388 Matemát Ecuació Matemát Ecuació Matemát Ecuació Matemática 458 Ecuación 392 Matemática 459 Ecuación 393 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matem Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemática 465 Ecuación 399 Matemát Ecuació Matemática 467 Ecuación 401 Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci Matemá Ecuaci En las ecuaciones precedentes, hay un caso especial en que a puede establecerse en 1. En este caso, las Ecuaciones 387 a 404 se representan como sigue.

Matemática 471 Ecuación 405 Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación Matemática 477 Ecuación 411 Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación Matemáti Ecuación Matemática 483 Ecuación 417 Matemát Ecuació Matemát Ecuació Matemát Ecuació Matemát Ecuació Matemát Ecuació Además, puede establecerse para 1 en las Ecuaciones 281 a 310 presentadas en la modalidad 19. Como el valor en que se establece OÍ, el valor establecido precedentemente descrito es uno de los valores efectivos. Sin embargo, sin limitarse a eso, a puede establecerse, por ejemplo, para cada valor de i en la matriz de precodificacion F [i] como se describe en la modalidad 17. (Es decir, en F[i] , no se establece siempre necesariamente en un valor constante para i) .

En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar 2N diferentes matrices de precodificacion para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de 2N intervalos (ciclo) . En este caso, se prepararan como las 2N diferentes matrices de precodificación, F[0], F[l], F[2] , F[2N - 2] , F[2N - 1] . En el esquema de transmisión de portadora única, los símbolos se disponen en el orden F[0] , F[l], F[2], F[2N - 2], F [2N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia en el caso del esquema de transmisión de multiportadora) . La presente invención no se limita, sin embargo, a eso, y las 2N diferentes matrices de precodificación F[0], F[l], F[2], F[2N - 2], F[2N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia- tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de 2N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente 2N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las 2N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Modalidad 23 En la modalidad 9, se ha descrito un esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación con el de una matriz unitaria. En la presente modalidad, se describe un esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación con el uso de una matriz diferente de la de la modalidad 9.

Primero, una matriz de precodi ficación F, una matriz de precodificación básica, se expresa por la siguiente ecuación.

Matemática 489 Ecuación 423 F = ÍAxej u {Cxej 2\ En la Ecuación 423, A, B, y C son números reales, µ?, Ui2í y u2i son números reales, y sus unidades son radianes. En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue.

Matemática 490 Ecuación 424 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. Además, A, B, y C son valores fijos independientemente de i, y pn, µ12, y µ2? son valores fijos independientemente de i . Si una matriz representada el formato de la Ecuación 424 se trata como una matriz de precodificación, "0" está presente como un elemento de la matriz de precodificación, de manera que tiene un efecto ventajoso que puedan reducirse los puntos de recepción deficiente descritos en otras modalidades.

Además, otra matriz de precodificación básica diferente de la expresada por la Ecuación 423 se expresa por la siguiente ecuación.

Matemática 491 Ecuación 425 En la Ecuación 425, A, B, y C son números reales, µ??, Pi2, y 22 son números reales, y sus unidades son radianes. En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos, las matrices de precodif icación preparadas para los N intervalos se representan como sigue.

Matemática 492 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. Además, A, B, y D son valores fijos independientemente de i, y µ?, µ12, y µ22 son valores fijos independientemente de i . Si una matriz representada por el formato de la Ecuación 426 se trata como una matriz de precodificación, "0" está presente como un elemento de la matriz de precodificación, de manera que tiene un efecto ventajoso que puedan reducirse los puntos de recepción deficiente descritos en otras modalidades.

Además, otra matriz de precodificación básica diferente de las expresadas por Ecuaciones 423 y 425 se expresa por la siguiente ecuación.

Matemática 493 Ecuación 427 Cxej^2 \ En la Ecuación 427, A, C, y D son números reales, µ?, U2i/ y U22 son números reales, y sus unidades son radianes. En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue.

Matemática 494 Ecuación 428 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. Además, A, C, y D son valores fijos independientemente de i, y ill r µ2?, y µ22 son valores fijos independientemente de i . Si una matriz representada por el formato de la Ecuación 428 se trata como una matriz de precodificación, "0" está presente como un elemento de la matriz de precodificación, de manera que tiene un efecto ventajoso que puedan reducirse los puntos de recepción deficiente descritos en otras modalidades.

Además, otra matriz de precodif icación básica diferente de las expresadas por Ecuaciones 423, 425, y 427 se expresa por la siguiente ecuación.

Matemática 495 Ecuación 429 En la Ecuación 429, B, C, y D son números reales, µ12, U2i/ y u22 son números reales, y sus unidades son radianes. En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue.

Matemática 496 Ecuación 430 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l. Además, B, C, y D son valores fijos independientemente de i, y µ12, µ2?, y µ22 son valores fijos independientemente de i . Si una matriz representada por el formato de la Ecuación 430 se trata como una matriz de precodificación, "0" está presente como un elemento de la matriz de precodificación, de manera que tiene un efecto ventajoso que puedan reducirse los puntos de recepción deficiente descritos en otras modalidades. A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107 ) en la modalidad 3, las siguientes condiciones son importantes para lograr una excelente calidad de recepción de datos.

Matemática 497 Condición #69 ß??\ i M-02 iM)? e j(en(y)-e2i(y)) for Vx, Vy (jt? y ; x, y = 0,1,2,· · · , N - 2, N - 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y ) .

Matemática 498 Condición #70 eÁ0u W-02 ? g 1(^-^2 i(yM for Vx, Vy (x? y ; x, y = 0,1,2, · · · , N - 2, N - 1 ) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y ) .

A fin de distribuir parejamente los puntos de recepción deficiente con respecto a la fase en el plano complejo, como se describe en la modalidad 6, la Condición #71 y la Condición #72 se proveen.

Matemática 499 Condición #71 Matemática 500 Condición #72 for VX (JC = 0,1,2,¦· ·, # - 2) Con esta estructura, el dispositivo de recepción puede evitar los puntos de recepción deficiente en el entorno LOS, y así puede obtener el efecto ventajoso de mejorar la calidad de recepción de datos.

Obsérvese que, como un ejemplo del esquema precedentemente descrito para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, hay un esquema para fijar ???(?) en 0 radianes (6n(i) establecido en un valor constante independientemente de i . En este caso, 6n(i) puede establecerse para un valor distinto de 0 radianes ) . De manera que ??? ( i ) y62i(i) cumplen las condiciones precedentemente descritas. Además, hay un esquema para no fijar ???(?) en 0 radianes, sino fijar 92i(i) en 0 radianes (?2?(?) establecido en un valor constante independientemente de i. En este caso, ?2?(?) puede establecerse para un valor distinto de 0 radianes) . De manera que ? ( i ) y92i(i) cumplen las condiciones precedentemente descritas.

La presente modalidad describe el esquema para estructurar N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) . En este caso, como las N diferentes matrices de precodificación, se preparan F[0], F[l], F[2], F [N - 2], F[N - 1] . En un esquema de portadora única de transmisión, los símbolos se disponen en el orden F[0], F[l], F[2], F [N - 2], F[N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia en el caso de esquema de transmisión de multiportadora) . Sin embargo, éste no es el único ejemplo, y las N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] generadas de acuerdo con la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia o en los dominios de frecuencia-tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación durante un período de H intervalos (ciclo) (Siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos N del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando se incluyen las N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de excelente calidad de recepción aumenta. En este caso, la Condición #69 y la Condición #70 pueden sustituirse por las siguientes condiciones. (La cantidad de intervalos del período (ciclo) se considera que es N) .

Matemática 501 Condición #73 iM~#2 iM)? ej(&i iM-02iM) for 3x, 3y (x? y; x, y = 0,1,2,· · · , N -2, N - 1) (x es O, 1, 2, ..., N - 2, N - 1 ; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 502 Condición #74 ß ??(?)-?2(?)-p)?ß ß?^-?2?^-p) for 3x, 3y (x?y; x, y = 0,1,2,· - - , N - 2,N - 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Modalidad 24 En la modalidad 10 , se describe el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación usando una matriz unitaria. Sin embargo, la presente modalidad describe un esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación usando una matriz diferente de la que se emplea en la modalidad 10.

Matemática 503 Ecuación 431 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1.

Aquí, sean A, B, y C números reales, y sean Un, i12, y P2i números reales expresados en radianes. Además, A, B, y C son valores fijos no según i. De igual modo, µ11# µ?2, y µ2? son valores fijos no según i.

Matemática 504 Ecuación 432 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Aquí, sean , ß, y d números reales, y sean vn, v1 , y 22 números reales expresados en radianes. Además, a, ß, y d son valores fijos no según i. De igual modo, v11( vi2, y v22 son valores fijos no según i.

Las matrices de precodificación preparadas para los 2N intervalos diferentes de los de las Ecuaciones 431 y 432 se representan por las siguientes ecuaciones.

Matemática 505 Ecuación 433 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Aquí, sean A, B, y C números reales, y sean µ11# µ?2, y µ2? números reales expresados en radianes. Además, A, B, y C son valores fijos no según i. De igual modo, µ11# µ12, y µ21 son valores fijos no según i.

Matemática 506 Ecuación 434 Para i = N, N + Aquí, sean ß, ?, y d números reales, y sean v12, v21, y 22 números reales expresados en radianes. Además, ß, ?, y d son valores fijos no según i. De igual modo, v12, v2i, y v22 son valores fijos no según i.

Las matrices de precodificación preparadas para los 2N intervalos diferentes de los descritos precedentemente se representan por las siguientes ecuaciones.

Matemática 507 Ecuación 435 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Aquí, sean A, C, y D números reales, y sean µ11# µ21, y µ22 números reales expresados en radianes. Además, A, C, y D son valores fijos no según i. De igual modo, µ??, µ2?, y 22 son valores fijos no según i.

Matemática 508 Ecuación 436 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Aquí, sean , ß, y d números reales , y sean vu, ?^, y v22 números reales expresados en radianes. Además, OÍ, ß, y d son valores fijos no según i. De igual modo, u, v12, y v22 son valores fijos no según i.

Las matrices de precodif icación preparadas para los 2N intervalos diferentes de los descritos precedentemente se representan por las siguientes ecuaciones.

Matemática 509 Ecuación 437 Aquí, sean A, C, y D números reales, y sean µ11( y2i, y µ22 números reales expresados en radianes. Además, A, C, y D son valores fijos no según i. De igual modo, µ?1, µ2?, y µ22 so valores fijos no según i.

Matemática 510 Ecuación 438 2N - 1 : Aquí, sean ß, ?, y d números reales, y sean i2, v2i, y v22 números reales expresados en radianes. Además, ß, ?, y d son valores fijos no según i. De igual modo, i2, v2i, y v22 son valores fijos no según i.

Haciendo las mismas consideraciones que en la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) de la modalidad 3, las siguientes condiciones son importantes para lograr una excelente calidad de recepción de datos.

Matemática 511 Condición #75 eÁ0n(?)-?2\(?))?e ?? -?2\ )) for V*. Vy (x? y; x,y = 0,1,2,·¦¦ ,N- 2,N - 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1 ; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 512 Condición #76 f0TVx,Vy(x?y\x,y=N,N+l,N+ 2,—,2N-2,2N-\) (x es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 ; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y) .

A continuación, A fin de distribuir parejamente los puntos de recepción deficiente con respecto a la fase en el plano complejo, como se describe en la modalidad 6, la Condición #77 o la Condición #78 se proveen. 31 Matemática 513 Condición #77 Matemática 514 Condición #78 De igual modo, A fin de distribuir parejamente los puntos de recepción deficiente con respecto a la fase en el plano complejo, la Condición #79 o la Condición #80 se proveen.

Matemática 515 Condición #79 for Vx (x = N,? + IN + 2,· · · ,2N - 2) Matemática 516 Condición #80 La disposición precedente asegura que se reduzca la cantidad de puntos de recepción deficiente descritos en las otras modalidades, porque uno de los elementos de las matrices de precodificación es "0" . Además, el dispositivo de recepción está habilitado para mejorar la calidad de recepción porque los puntos de recepción deficiente se evitan efectivamente en especial en un entorno LOS .

En un esquema alternativo del esquema precedentemente descrito de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, ??1(?) que es fijo, por ejemplo, en 0 radianes (un valor fijo no según i, y un valor distinto de 0 radianes pueden ser aplicables) y 9n(i) y 621(i) cumplen las condiciones descritas precedentemente. En otro esquema alternativo, ?2?( ) en lugar de que ??(?) sea fijo, por ejemplo, en 0 radianes (un valor fijo no según i, y un valor distinto de 0 radianes pueden ser aplicables) y 9n(i) y ?2?(?) cumplen las condiciones descritas precedentemente.

De igual modo, en otro esquema alternativo, ???(?) es fijo, por ejemplo, en 0 radianes (un valor fijo no según i , y un valor distinto de 0 radianes pueden ser aplicables) y¾,n(i) ??2?(?) cumplen las condiciones descritas precedentemente. De igual modo, en otro esquema alternativo, ?2?(?) en lugar de que ¥n(i) sea fijo, por ejemplo, en 0 radianes (un valor fijo no según i, y un valor distinto de 0 radianes pueden ser aplicables) y ???(?) y ?2?(?) cumplen las condiciones descritas precedentemente.

La presente modalidad describe el esquema para estructurar 2N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de 2N intervalos (ciclo). En este caso, como las 2N diferentes matrices de precodificación, se preparan F[0], F[l], F[2], F[2N - 2], F[2N - 1] . En un esquema de portadora única de transmisión, los símbolos se disponen en el orden F [0] , F [1] , F [2] , F [2N - 2] , F[2N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia en el caso de multiportadora) . Sin embargo, éste no es el único ejemplo, y las 2N diferentes matrices de precodificación F[0], F[l], F[2], F [2N - 2], F [2N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia o en el dominio de frecuencia-tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de 2N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente 2N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras, las 2N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Modalidad 25 La presente modalidad describe un esquema para aumentar el tamaño del período (ciclo) de saltos precodificados entre las matrices de precodificación, aplicando la modalidad 17 a las matrices de precodificación descritas en la modalidad 23.

Tal como se describe en la modalidad 23, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con intervalos, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue.

Matemática 517 Ecuación 439 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. Además, A, B, y C son valores fijos no según i. De igual modo, µ??, µ?2, y 2? son valores fijos no según i. Asimismo, las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) en base a la Ecuación 439 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 518 Ecuación 440 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y k = 0, 1, M - 2, M - 1. Las matrices de precodificación F[0] a F[N x M - 1] que se generan de ese modo (las matrices de precodif icación F[0] a F[N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para los intervalos N x M del período (ciclo) ) . El número simbólico N x M x i puede precodificarse usando F[0] , el número simbólico N x M x i + 1 puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico N x M x i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N x M - 2, N x M - 1). (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificacion) .

Generar de este modo las matrices de precodificación logra una matriz de esquema de saltos precodificados con un gran período (ciclo) , admitiendo que se cambie fácilmente la posición de los puntos de recepción deficiente, lo cual puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada. Obsérvese que si bien las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) se han establecido para la Ecuación 440, las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) pueden establecerse para la siguiente ecuación, como ya se describió.

Matemática 519 Ecuación 441 i( +X kf] Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Tal como se describe en la modalidad 23, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos que es diferente del precedentemente descrito con N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue.

Matemática 520 Ecuación 442 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l. Además, A, B, y D son valores fijos no según i. De igual modo, µ11; µ?2, y µ22 son valores fijos no según i. Asimismo, las matrices de ecodif icación con el período N x M (ciclo) en base a la Ecuación 1 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 521 Ecuación 443 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Las matrices de precodificación F[0] a F[N x M - 1] que se generan de ese modo (las matrices de precodificación F[0] a F [N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para los intervalos N x M del período (ciclo) ) . El número simbólico N x M x i puede precodificarse usando F[0] , el número simbólico N x M x i + 1 puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico N x M x i + h puede precodificarse usando F[h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N x M - 2, N x M - 1) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) .

Generar de este modo las matrices de precodificación logra una matriz de esquema de saltos precodificados con un gran período (ciclo) , admitiendo que se cambie fácilmente la posición de los puntos de recepción deficiente, lo cual puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada. Obsérvese que si bien las matrices de precodificación con el período N x (ciclo) se han establecido para la Ecuación 443, las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) pueden establecerse para la siguiente ecuación, como ya se describió.

Matemática 522 Ecuación 444 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Matemática 523 Ecuación 445 Aquí, i = O, 1, 2, N - 2, N - 1. Además, A, C, y D son valores fijos no según i. De igual modo, µ??, µ2?, y µ22 son valores fijos no según i. Asimismo, las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) en base a la Ecuación 445 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 524 Ecuación 446 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1, y k = 0, 1, M Las matrices de precodificación F[0] a F[N x M - 1] que se generan de ese modo (las matrices de precodificación F[0] a F [N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para los intervalos N x M del período (ciclo) ) . El número simbólico N x M x i puede precodificarse usando F [0] , el número simbólico N x M x i + 1 puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico N x M x i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N x M - 2, N x M - 1). (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) .

Generar de este modo las matrices de precodificación logra una matriz de esquema de saltos precodificados con un gran período (ciclo) , admitiendo que se cambie fácilmente la posición de los puntos de recepción deficiente, lo cual puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada. Obsérvese que si bien las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) se han establecido para la Ecuación 446, las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) pueden establecerse para la siguiente ecuación, como ya se describió.

Matemática 525 Ecuación 447 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Matemática 526 Ecuación 448 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l. Además, B, C, y D son valores fijos no según i. De igual modo, ?2, µ2?/ Y 22 son valores fijos no según i. Asimismo, las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) en base a la Ecuación 448 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 527 Ecuación 449 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Las Matrices de precodificación F[0] a F[N x M - 1] que se generan de ese modo (las matrices de precodificación F[0] a F [N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para los intervalos N x M del período (ciclo) ) . El número simbólico N x M x i puede precodificarse usando F[0] , el número simbólico N x M x i + 1 puede precodif icarse usando F[l] , y el número simbólico N x M x i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N x M - 2, N x M - 1) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) .

Generar de este modo las matrices de precodif icación logra una matriz de esquema de saltos precodificados con un gran período (ciclo) , admitiendo que se cambie fácilmente la posición de los puntos de recepción deficiente, lo cual puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada. Obsérvese que si bien las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) se han establecido para la Ecuación 449, las matrices de precodificación con el período N x M (ciclo) pueden establecerse para la siguiente ecuación, como ya se describió.

Matemática 528 Ecuación 450 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

La presente modalidad describe el esquema para estructurar N x M diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con N x M intervalos en el período de tiempo (ciclo) . En este caso, como las diferentes matrices de precodificación N x M, se preparan F[0] , F[l] , F[2] , F [N x M - 2] , F [N x M - 1] . En un esquema de portadora única de transmisión, los símbolos se disponen en el orden F [0] , F [1] , F [2] , F[N x - 2] , F[N x M - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia en el caso de multiportadora) . Sin embargo, éste no es el único ejemplo, y las diferentes matrices de precodificación N x M F [0] , F[l] , F[2] , F[N x M - 2] , F [N x M - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia o en el dominio de frecuencia-tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con N x M intervalos en el período de tiempo (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N x M diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las diferentes matrices de precodificación N x M no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación durante un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos N x M del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando las diferentes matrices de precodificación N x M de la presente modalidad se incluyen, la probabilidad de excelente calidad de recepción aumenta.

Modalidad 26 La presente modalidad describe un esquema para aumentar el tamaño del período (ciclo) de saltos precodificados entre las matrices de precodificación, aplicando la modalidad 20 a las matrices de precodificación descritas en la modalidad 24.

En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con 2N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para los 2N intervalos se representan como sigue.

Matemática 529 Ecuación 451 Para i = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - l Aquí, sean A, B, y C números reales, y sean µ11( µ12, y µ2? números reales expresados en radianes. Además, A, B, y C son valores fijos no según i. De igual modo, µ??, µ12, y µ2? son valores fijos no según i.

Matemática 530 Ecuación 452 Para i = N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Aquí, sean , ß, y d números reales, y sean n, i2, y v22 números reales expresados en radianes. Además, a, ß, y d son valores fijos no según i. De igual modo, vü, vi2, y v22 son valores fijos no según i. Asimismo, las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) en base a las Ecuaciones 451 y 452 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 531 Ecuación 453 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Aquí, k = O, 1, M - 2, M - 1.

Matemática 532 Ecuación 454 Para Í = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Aquí, k = 0, 1, M - 2, M - 1. Además, Xk = Yk puede ser verdadero o Xk f Yk puede ser verdadero.

Las matrices de precodificación F[0] a F [2 x N x M -1] que se generan de ese modo (las matrices de precodif icación F[0] a F[2 x N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para los intervalos 2 x N x M del período (ciclo) ) . El número simbólico 2 x N x M x i puede precodificarse usando F[0] , el número simbólico 2 x Nx M x i + l puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico 2 xN x M x i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, 2 x N x M - 2, 2 x N x M - l) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) .

Generar de este modo las matrices de precodificación logra una matriz de esquema de saltos precodificados con un gran período (ciclo) , admitiendo que se cambie fácilmente la posición de los puntos de recepción deficiente, lo cual puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada.

Las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) de la Ecuación 453 pueden cambiar a la siguiente ecuación.

Matemática 533 Ecuación 455 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Bxej^ 2+? kí F[2xNxk+ i] = o Aquí, k = 0, 1, M - 2, M - l.

Las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) de la Ecuación 454 pueden cambiar a la siguiente ecuación .

Matemática 534 Ecuación 456 Para i = N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Aquí, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Otro ejemplo se muestra a continuación. En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con 2N intervalos, las matrices de precodifica-ción preparadas para los 2N intervalos se representan como sigue.

Matemática 535 Ecuación 457 Aquí, sean A, B, y C números reales, y sean µ11( µ12, y µ2? números reales expresados en radianes. Además, A, B, y C son valores fijos no según i. De igual modo, µ?1, µ12, y µ2? son valores fijos no según i.

Matemática 536 Ecuación 458 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Aquí, sean ß, ?, y d números reales, y sean v12, v2i, y v22 números reales expresados en radianes. Además, ß, ?, y d son valores fijos no según i. De igual modo, v12, v2i, y v22 son valores fijos no según i. Asimismo, las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) en base a las Ecuaciones 457 y 458 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 537 Ecuación 459 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Aquí, k = 0, 1, M - 2, M - 1 Matemática 538 Ecuación 460 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 = Yk puede ser verdadero, o Xk ? Yk puede ser verdadero.

Las matrices de precodificación F[0] a F[2 x N x M - 1] que se generan de ese modo (las matrices de precodificación F[0] a F[2 x N x M - l] pueden estar en cualquier orden para los intervalos 2 x N x M del período (ciclo) ) . El número simbólico 2 x N x M x i puede precodificarse usando F [0] , el número simbólico 2 xNxMx i + l puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico 2 xNxMx i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, 2 x N x M - 2, 2 x N x M - 1) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) .

Las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) de la Ecuación 459 pueden cambiar a la siguiente ecuación .

Matemática 539 Ecuación 461 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Aquí, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Las matrices de precodif icación con el período 2 x N x M (ciclo) de la Ecuación 460 pueden cambiar a la siguiente ecuación .

Matemática 540 Ecuación 462 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : faeÁvn +Yk) Aquí, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Matemática 541 Ecuación 463 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: D e^ Aquí, sean A, C, y D números reales, y sean µ11( µ21, y µ22 números reales expresados en radianes. Además, A, C, y D son valores fijos no según i. De igual modo, µ11( µ2?, y µ22 son valores fijos no según i.

Matemática 542 Ecuación 464 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Aquí, sean a, ß, y d be números reales, y sean v11; 12, y v22 números reales expresados en radianes. Además, a, ß, y d son valores fijos no según i . De igual modo, vu, v12, y v22 son valores fijos no según i . Asimismo, las matrices de precodif icación con el período 2 x N x M (ciclo) en base a las Ecuaciones 463 y 464 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 543 Ecuación 465 Aquí , k = 0 , Matemática 54 Ecuación 466 ..., 2N - 2 , 2N - 1 : ¿x^ ^i^JJ Aquí, k= 0, 1, M - 2, M - 1. Asimismo, Xk = Yk puede ser verdadero, o Xk ? Yk puede ser verdadero.

Las matrices de precodificación F[0] a F[2 x N x M - 1] que se generan de ese modo (las matrices de precodificación F[0] a F[2 N x M- l] pueden estar en cualquier orden para los intervalos 2 x N x M del período (ciclo) ) . El número simbólico 2 x N x M x i puede precodificarse usando F[0], el número simbólico 2 x N x M x i + 1 puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico 2 x N x M x i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, 2 x N x M - 2, 2 x N x M - l). (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) .

Las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) de la Ecuación 465 pueden cambiar a la siguiente ecuación.

Matemática 545 Ecuación 467 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Aquí, k = O, 1, M - 2, M - l.

Las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) de la Ecuación 466 pueden cambiar a la siguiente ecuación .

Matemática 546 Ecuación 468 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - Aquí, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Otro ejemplo se muestra a continuación. En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodif icación durante un período (ciclo) con 2N intervalos, las matrices de precodif icación preparadas para los 2N intervalos se representan como sigue.

Matemática 547 Ecuación 469 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - l Aquí, sean A, C, y D números reales, y sean µ??, µ2?, y µ22 números reales expresados en radianes. Además, A, C, y D son valores fijos no según i. De igual modo, µ??, µ2?, y µ22 son valores fijos no según i.

Matemática 548 Ecuación 470 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Aquí, sean ß, ?, y d números reales, y sean v12, v2i, y v22 números reales expresados en radianes. Además, ß, ?, y d son valores fijos no según i. De igual modo, v12, v2i, y v22 son valores fijos no según i. Asimismo, las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) en base a las Ecuaciones 469 y 470 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 549 Ecuación 471 Aquí, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Matemática 550 Ecuación 472 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 Aquí, k = 0, 1, M - 2, M - 1. Asimismo, Xk = Yk puede ser verdadero, o Xk ? Yk puede ser verdadero.

Las matrices de precodificación F[0] a F [2 x ? x M -1] que se generan de ese modo (las matrices de precodificación F[0] a F[2 x N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para los intervalos 2 x N x M del período (ciclo) ) . El número simbólico 2 x N x M x i puede precodificarse usando F [0] , el número simbólico 2 xNxMx i + l puede precodificarse usando F[l] , y el número simbólico 2 xNxMx i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, 2 x N x M - 2, 2 x N x M - 1) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodificación) .

Las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) de la Ecuación 471 pueden cambiar a la siguiente ecuación .

Matemática 551 Ecuación 473 Para i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1 : Aquí , k = 0, 1, ... / M - 2, M - 1.

Las matrices de precodificación con el período 2 x N x M (ciclo) de la Ecuación 472 pueden cambiar a la siguiente ecuación.

Matemática 552 Ecuación 474 Para i = N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Aquí, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Centrándose en los puntos de recepción deficiente En los ejemplos precedentes, son importantes las siguientes condiciones .

Matemática 553 Condición #81 6???{?)-?- {*))?(,}{? )-? )) íotVx,Vy{x?y\x,y = 0,1,2,— .N-2.N-Í) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 554 Condición #82 eJ [?\ ^)-? ?{?))? e }{?? i (y)-V2 x(y)) for VJ , Vy(x?y;x,y=N,N + l,N + 2,--- ,2N - 2.2N - 1) (x es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ... 2N - 2, 2N - 1; y x ? y) .

Matemática 555 Condición #83 ^11(jc)=^11(jc+N) forVjc( =0,l,2,---,N-2,N-l) y 02i(y)= 021 (y + N) for Vy (y = 0.1A¦¦ · ,N-2,N -1) Matemática 556 Condición #84 ??{?)=??{? + ?) for\/x{x = ?,? +1,? + 2,··-,2?-2,2? -\) forV (y = N,N + l,N + 2,---,2N-2,2N-l) Cumpliendo las condiciones mostradas precedentemente, se logra una excelente calidad de recepción de datos. Asimismo, deben cumplirse las siguientes condiciones (Véase la modalidad 24) .

Matemática 557 Condición #85 e \ i M-02 iM)? e Áen{y)-e2 i(y)) for V , Vy (x? y; x,y = 0,1,2,·¦ · ,N- 2,N- 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 558 Condición #86 e [?{ ?(*)-?2 iW)? e^ n(y)-^21(3,)) forVJC, Vy (JC? y; JC,y =N,N+ \,N+ 2,· · ·,2N - 2,2N - 1) (x es N, N + 1, N + 2, ... , 2N - 2, 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ... 2N - 2, 2N - 1; y x ? y) .

Centrándose en Xk y Yk, se notan las siguientes condiciones .

Matemática 559 Condición #87 Xa? fc + 2xsx^r for Va, V¿ (a?b;a,b = 0,1,2, ---. -2,M - 1) (a es O, 1, 2, M - 2, M - 1; b es 0, 1, 2, M - 2, M - 1; y a ? b) .

Aquí, s es un entero.

Matemática 560 Condición #88 ?a??1) + 2?\??p forVa,Vb(a?b;a,b = 0,1,2,· ·,? -2, -1) (a es 0, 1, 2, M - 2, M - 1; b es 0, 1, 2, M - 2, M - l; y a ? b).

(Aquí, u es un entero) .

Cumpliendo las dos condiciones mostradas precedentemente, se logra una excelente calidad de recepción de datos. En la modalidad 25, la Condición #87 deben cumplirse.

La presente modalidad describe el esquema para estructurar 2 x N x M diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con 2N x M intervalos en el período de tiempo (ciclo) . En este caso, como las 2 x N x M diferentes matrices de precodificación, se preparan F[0] , F[l] , F [2] , ... , F [2 x N x M - 2] , F [2 x N x M - 1] . En un esquema de portadora única de transmisión, los símbolos se disponen en el orden F[0] , F[l] , F[2] , F[2 x N x M - 2] , F[2 x N x M - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia en el caso de multiportadora) . Sin embargo, éste no es el único ejemplo, y las 2 x N x M diferentes matrices de precodificación F [0] , F [1] , F [2] , F[2 x N x M - 2] , F[2 N x M - l] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFD o similar.

Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia o en el dominio de frecuencia- tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con el período de tiempo de 2 N x M (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente 2 x N x M diferentes matrices de precodificación. En otras palabras, las 2 x N x M diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodif icación durante un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos 2 x N x M del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando las 2 x N x diferentes matrices de precodif icación de la presente modalidad se incluyen, la probabilidad de excelente calidad de recepción aumenta.

Modalidad Al En la presente modalidad, se da una descripción detallada de un esquema para adaptar los esquemas de transmisión precedentemente descritos , que salta regularmente entre matrices de precodificación a un sistema de comunicaciones de conformidad con la DVB (difusión de video digital) -T2 (T: Terrestre) estándar (DVB para un sistema de difusión de televisión terrestre digital de segunda generación) .

La figura 61 es una vista general de la estructura de tramas de una señal, una señal transmitida por una estación difusora de acuerdo con la norma DVB-T2. De acuerdo con la norma DVB-T2, se emplea un esquema OFDM. Por eso, las tramas se estructuran en los dominios de tiempo y frecuencia. La figura 61 muestra la estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia. La trama está compuesta de los datos de señalización Pl (6101) , los datos de preseñalización Ll (6102) , los datos de postseñalización Ll (6103) , la PLP común (6104) , y las PLP #1 a #N (6105_1 a 6105_N) (PLP: tubería de capa física) . (Aquí, los datos de preseñalización Ll (6102) y los datos de postseñalización Ll (6103) se denominan símbolos P2 ) . Como anteriormente , la trama compuesta de los datos de señalización Pl (6101) , los datos de preseñalización Ll (6102), los datos de postseñalización Ll (6103), la PLP común (6104) , y las PLP #1 a #N (6105_1 a 6105_N) se denomina trama T2 , que es una unidad de estructura de tramas.

Los datos de señalización Pl (6101) son un símbolo que usa un dispositivo de recepción para la detección y sincronización de las señales de frecuencia (incluso la estimación de desplazamiento de frecuencia) . Además, los datos de señalización Pl (6101) transmiten información que incluye información indicativa del tamaño FFT (transformada rápida de Fourier) , e información indicativa de cuál método, SISO (una sola entrada una sola salida) ) o MISO (múltiple entrada una sola salida) , se emplea para transmitir una señal modulada. (El esquema SISO es para transmitir una sola señal modulada, en tanto que el esquema MISO es para transmitir múltiples señales moduladas usando la codificación de bloques espacio-tiempo) .

Los datos de preseñalización Ll (6102) transmiten información que incluye: información sobre el intervalo de guarda utilizado en las tramas transmitidas; información sobre el método PAPR (relación de potencia pico a promedio) ; información sobre el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores (FEC : Corrección de errores hacia adelante) , y la tasa de codificación del esquema de corrección de errores, todo lo cual se usa para transmitir los datos de postseñalización Ll; información sobre el tamaño de los datos de postseñalización Ll y el tamaño de información; información sobre el patrón de piloto; información sobre el número único de celda (región de frecuencias) ; e información indicativa de cuál se usa del modo normal y el modo ampliado (los respectivos modos difieren en la cantidad de subportadoras que se utilizan en la transmisión de datos) .

Los datos de postseñalización Ll (6103) transmiten información que incluye: información sobre la cantidad de las PLP; información sobre la región de frecuencias utilizada; información sobre la cantidad única de cada PLP; información sobre el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores, la tasa de codificación del esquema de corrección de errores, todo lo cual se usa para transmitir las PLP e información sobre la cantidad de bloques transmitidos en cada PLP.

La PLP común (6104) y las PLP #1 a #N (6105_1 a 6105N) son los campos usados para transmitir datos.

En la estructura de tramas que se muestra en la figura 61, los datos de señalización Pl (6101), los datos de preseñalización Ll (6102) , los datos de postseñalización Ll (6103) , la PLP común (6104) , y las PLP #1 a #N (6105_1 a 6105_N) se ilustran como transmitidos compartiendo el tiempo. En la práctica, sin embargo, dos o más de las señales están presentes simultáneamente. La figura 62 muestra tal ejemplo. Tal como se muestra en la figura 62, los datos de preseñalización Ll , los datos de postseñalización Ll, y la PLP común pueden estar presentes al mismo tiempo, y la PLP #1 y la PLP#2 pueden estar presentes al mismo tiempo. Es decir, las señales constituyen una trama que usa tanto el compartir el tiempo como el compartir la frecuencia.

La figura 63 muestra un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión que se obtiene aplicando los esquemas descritos precedentemente que efectúan regularmente saltos entre matrices de precodificación, a un dispositivo de transmisión de conformidad con la norma DVB-T2 (es decir, a un dispositivo de transmisión de una estación difusora) . Una unidad generadoras de señales PLP 6302 recibe los datos de transmisión PLP (datos de transmisión para múltiples PLP) 6301 y una señal de control 6309 como entrada, realiza la correlación de cada PLP de acuerdo con el esquema de corrección de errores y el esquema de modulación indicados para la PLP por la información incluida en la señal de control 6309, y da salida a una señal de banda base (cuadratura) 6303 que transmite las múltiples PLP.

Una unidad generadora de señales de símbolos P2 6305 recibe datos de transmisión de símbolos P2 6304 y la señal de control 6309 como entrada, realiza la correlación de acuerdo con el esquema de corrección de errores y el esquema de modulación indicados para cada símbolo P2 por la información incluida en la señal de control 6309, y da salida a una señal de banda base (cuadratura) 6306 que lleva los símbolos P2.

Una unidad generadora de señales de control 6308 recibe los datos de transmisión de símbolos Pl 6307 y los datos de transmisión de símbolos P26304 como entrada, y entonces da salida, como la señal de control 6309, a información sobre el esquema de transmisión (el esquema de corrección de errores, la tasa de codificación de la corrección de errores, el esquema de modulación, la longitud de bloque, la estructura de tramas, incluyendo los esquemas de transmisión seleccionados un esquema de transmisión que salta regularmente entre matrices de precodificación, el esquema de inserción de símbolos piloto, la IFFT (transformada rápida inversa de Fourier) /FFT, el método para reducir la PAPR y el esquema de inserción de intervalos de guarda) de cada grupo de símbolos mostrados en la figura 61 (los datos de señalización Pl (6101) , los datos de preseñalización Ll (6102) , los datos de postseñalización Ll (6103) , la PLP común (6104) , las PLP #1 a #N (6105_1 a 6105_N) ) . Una unidad de estructuración de tramas 6310 recibe, como entrada, la señal de banda base 6303 que llevas las PLP, la señal de banda base 6306 que lleva los símbolos P2 y la señal de control 630. Al recibir la entrada, la unidad de estructuración de tramas 6310 cambia el orden de los datos de entrada del dominio de frecuencia y el dominio de tiempo en base a la información sobre estructura de tramas incluida en señal de control, y da salida a una señal de banda base (cuadratura) 6311_1 correspondiente a la corriente 1 y una señal de banda base (cuadratura) 63ll_2 correspondiente a la corriente 2, ambas de acuerdo con la estructura de tramas.

Una unidad de procesamiento de señales 6312 recibe , como entrada, la señal de banda base 6311_1 correspondiente a la corriente 1, la señal de banda base 6311_2 correspondiente a la corriente 2, y la señal de control 6309 y da salida a una señal modulada 1 (6313_1) y una señal modulada 2(6313_2) cada una obtenida como resultado del procesamiento de señales en base al esquema de transmisión indicado por la información incluida en la señal de control 6309. La función característica que aquí se destaca reside en lo siguiente: es decir, cuando se selecciona un esquema de transmisión que salta regularmente entre matrices de precodificación, la unidad de procesamiento de señales salta entre matrices de precodificación y realiza la ponderación (precodificación) de una manera similar a las figuras 6, 22, 23, y 26. Por eso, las señales precodificadas así obtenidas son la señal modulada 1 (6313_1) y la señal modulada 2 (6313_2) obtenidas como resultado del procesamiento de señales.

Una unidad de inserción de pilotos 6314_1 recibe, como entrada, la señal modulada 1 (6313_1) obtenidas como resultado del procesamiento de señales y la señal de control 6309, inserta los símbolos piloto en la señal modulada recibida 1 (6313_1) , y da salida a una señal modulada 6315_1 obtenida como resultado de la inserción de la señal piloto. Obsérvese que la inserción de símbolos piloto se lleva a cabo en base a la información indicativa del esquema de inserción de símbolos piloto, incluida en la señal de control 6309.

Una unidad de inserción de pilotos 6314_2 recibe, como entrada, la señal modulada 2 (6313_2) obtenida como resultado del procesamiento de señales y la señal de control 6309, inserta los símbolos piloto en la señal modulada recibida 2 (6313_2) , y da salida a una señal modulada 6315_2 obtenida como resultado de la inserción de símbolos piloto. Obsérvese que la inserción de símbolos piloto se lleva a cabo en base a la información indicativa del esquema de inserción de símbolos piloto, incluida en la señal de control 6309.

Una unidad IFFT (transformada rápida inversa de Fourier) , 6316 1 recibe, como entrada, la señal modulada 6315 1 obtenida como resultado de la inserción de símbolos piloto y la señal de control 6309, y aplica la IFFT en base a la información sobre el método IFFT, incluida en la señal de control 6309, y da salida a una señal 6317_1 obtenida como resultado de la IFFT.

Una unidad IFFT 6316_2 recibe, como entrada, la señal modulada 6315_2 obtenida como resultado de la inserción de símbolos piloto y la señal de control 6309, y aplica la IFFT en base a la información sobre el método IFFT, incluida en la señal de control 6309, y da salida a una señal 6317_2 obtenida como resultado de la IFFT.

Una unidad de reducción de la PAPR 6318_1 recibe, como entrada, la señal 6317_1 obtenida como resultado de la IFFT y la señal de control 6309, realiza el procesamiento para reducir la PAPR en la señal recibida 6317_1, y da salida a una señal 6319_1 obtenida como resultado del procesamiento de reducción de la PAPR. Obsérvese que el procesamiento de reducción de la PAPR se realiza en base a la información sobre la reducción de la PAPR incluida en la señal de control 6309.

Una unidad de reducción de la PAPR 6318_2 recibe, como entrada, la señal 6317_2 obtenida como resultado de la IFFT y la señal de control 6309, realiza el procesamiento para reducir la PAPR en la señal recibida 6317_2, y da salida a una señal 6319_2 obtenida como resultado del procesamiento de reducción de la PAPR. Obsérvese que el procesamiento de reducción de la PAPR se lleva a cabo en base a la información sobre la reducción de la PAPR incluida en la señal de control 6309.

Una unidad de inserción de intervalos de guarda 6320_1 recibe, como entrada, la señal 6319_1 obtenida como resultado del procesamiento de reducción de la PAPR y la señal de control 6309, inserta los intervalos de guarda en la señal recibida 6319_1, y da salida a una señal 6321_1 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda. Obsérvese que la inserción de intervalos de guarda se lleva a cabo en base a la información sobre el esquema de inserción de intervalos de guarda incluida en la señal de control 6309.

Una unidad de inserción de intervalos de guarda 6320_2 recibe, como entrada, la señal 6319_2 obtenida como resultado del procesamiento de reducción de la PAPR y la señal de control 6309, inserta los intervalos de guarda en la señal recibida 6319_2, y da salida a una señal 6321_2 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda. Obsérvese que la inserción de intervalos de guarda se lleva a cabo en base a la información sobre el esquema de inserción de intervalos de guarda, incluida en la señal de control 6309.

Una unidad de inserción de símbolos Pl 6322 recibe, como entrada, la señal 6321_1 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda, la señal 6321_2 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda, y los datos de transmisión de símbolos Pl 6307, genera una señal del símbolo Pl de los datos de transmisión de símbolos Pl 6307, agrega el símbolo Pl a la señal 6321_1 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda, y agrega el símbolo Pl a la señal 6321_2 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda. Después, la unidad de inserción de símbolos Pl 6322 da salida a una señal 6323_1 obtenida como resultado del procesamiento relacionado con el símbolo Pl y una señal 6323_2 obtenida como resultado del procesamiento relacionado con el símbolo Pl . Obsérvese que una señal del símbolo Pl puede agregarse a ambas señales 6323_1 y 6323_2 o a una de las señales 6323_1 y 6323_2. En el caso en que la señal del símbolo Pl se agrega a una de las señales 6323_1 y 6323_2, debe tenerse en cuenta lo siguiente. A los efectos de la descripción, un intervalo de la señal en el que se agrega un símbolo Pl se denomina intervalo del símbolo Pl . Después, la señal a la que no se agrega un símbolo Pl incluye, como una señal de banda base, una señal de cero en un intervalo correspondiente al intervalo del símbolo Pl o de la otra señal . Una unidad de procesamiento inalámbrico 6324_1 recibe la señal 6323_1 obtenida como resultado del procesamiento relacionado con el símbolo Pl, realiza el procesamiento tal como conversiones de frecuencias, amplificación y similar, y da salida a una señal de transmisión 6325_1. Se da entonces salida a la señal de transmisión 6325_1 como una onda radial desde una antena 6326_1.

Una unidad de procesamiento inalámbrico 6324_2 recibe la señal 6323_2 obtenida como resultado del procesamiento relacionado con el símbolo Pl, realiza el procesamiento tal como conversiones de frecuencias , amplificación, y similar, y da salida a una señal de transmisión 6325_2. Se da salida entonces a la señal de transmisión 6325_2 como una onda radial desde una antena 6326_2.

A continuación, se da una descripción detallada de la estructura de tramas de una señal de transmisión y el esquema de transmisión de información de control (información llevada por el símbolo Pl y los símbolos P2) empleados por una estación difusora (estación de base) en el caso en que el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación está adaptado a un sistema DVB-T2.

La figura 64 muestra un ejemplo de la estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia, en el caso en que múltiples PLP se transmiten después de la transmisión del símbolo Pl, los símbolos P2 , y la PLP común. En la figura 64, la corriente si utiliza las subportadoras #1 a #M en el dominio de frecuencia. De igual modo, la corriente s2 utiliza las subportadoras #1 a #M en el dominio de frecuencia. Por lo tanto, cuando las corrientes si y s2 tienen ambas un símbolo en la misma subportadora y al mismo tiempo, los símbolos de las dos corrientes están presentes en la misma frecuencia. En el caso en que la precodificación realizada incluye la precodificación de acuerdo con el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, como se describe en las otras modalidades, las corrientes si y s2 se someten a la ponderación realizada usando las matrices de precodificación y se da salida a zl y z2 desde las respectivas antenas .

Tal como se muestra en la figura 64, en el intervalo 1, un grupo de símbolos 6401 de la PLP #1 se transmite usando las corrientes si y s2 , y la transmisión de datos se lleva a cabo usando el sistema MIMO de multiplexación espacial mostrado en la figura 49 o el sistema MIMO con la matriz de precodificación fija.

En el intervalo 2, un grupo de símbolos 6402 de la PLP #2 se transmite usando corriente si, y la transmisión de datos se lleva a cabo por transmitiendo una señal modulada.

En el intervalo 3, un grupo de símbolos 6403 de la PLP #3 se transmite usando las corrientes si y s2, y la transmisión de datos se lleva a cabo usando un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación .

En el intervalo 4, un grupo de símbolos 6404 de la PLP #4 se transmite usando las corrientes si y s2, y la transmisión de datos se lleva a cabo usando la codificación de bloques espacio-tiempo, mostrada en la figura 50. Obsérvese que la disposición de símbolos usada en la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la disposición en el dominio de tiempo. Como alternativa, la disposición de símbolos puede hacerse en el dominio de frecuencia o en los grupos de símbolos formados en los dominios de tiempo y frecuencia. Además, la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a lo que se muestra en la figura 50.

En el caso en que una estación difusora transmite las PLP en la estructura de tramas que se muestra en la figura 64 , un dispositivo de recepción que recibe la señal de transmisión mostrada en la figura 64 necesita conocer el esquema de transmisión usado para cada PLP . Como ya se ha descrito precedentemente , es por lo tanto necesario transmitir información indicativa del esquema de transmisión para cada PLP, usando los datos de pos t señalización Ll (6103 mostrados en la figura 61) , que son un símbolo P2. Lo siguiente describe un e j emplo del esquema para estructurar un símbolo Pl usado aquí y el esquema para estructurar un símbolo P2 usado aquí .

La Tabla 3 muestra un ejemplo específico de información de control transmitida usando un símbolo Pl .

Tabla 3 SI 000 : T2 SISO (Una transmisión de señal modulada de conformidad con la norma DVB-T2 ) 001 : T2 MISO (Transmisión usando la codif icación de bloques espacio- tiempo de conformidad con la norma DVB-T2 ) 010 : NOT T2 (De conformidad con una norma diferente de DVB-T2 ) De acuerdo con la norma DVB-T2 , la información de control SI (tres bits) posibilita que el dispositivo de recepción determine si se usa o no la norma DVB-T2 y determine también, si se usa DVB-T2 , cuál esquema de transmisión se utiliza . Si los tres bits se establecen en "000" , la información SI indica que la señal modulada se transmite de acuerdo con la "transmisión de una señal modulada de conformidad con la norma DVB-T2 " .

Si los tres bits se establecen en "001", la información SI indica que la señal modulada se transmite de acuerdo con la "transmisión que usa la codificación de bloques espacio-tiempo de conformidad con la norma DVB-T2" .

En la norma DVB-T2, los bits que se establecen en "010" a "111" son "Reservados" para uso futuro. A fin de adaptar la presente invención de una manera que establezca compatibilidad con la DVB-T2, los tres bits que constituyen la información SI pueden establecerse en "010" (o cualquier bit establecido distinto de "000" y "001") para indicar que la señal modulada transmitida es de conformidad con una norma diferente de DVB-T2. Al determinar que la información SI recibida está establecida en "010", se informa al dispositivo de recepción acerca de que la señal modulada transmitida desde la estación difusora es de conformidad con una norma diferente de DVB-T2.

A continuación, se da una descripción de los ejemplos del esquema para estructurar un símbolo P2 en el caso en que una señal modulada transmitida por la estación difusora es de conformidad con una norma diferente de DVB-T2. El primer ejemplo está dirigido a un esquema en que se usa el símbolo P2 de conformidad con la norma DVB-T2.

La Tabla 4 muestra un primer ejemplo de la información de control transmitida usando los datos de postseñalización Ll, que son uno de los símbolos P2.

Tabla 4 SISO: Una sola entrada, una sola salida (se transmite y recibe una señal modulada con una sola antena) SIMO: Una sola entrada múltiples salidas (se transmite y recibe una señal modulada con múltiples antenas) MISO: Múltiples entradas una sola salida (se transmiten múltiples señales moduladas desde múltiples antenas y se reciben con una sola antena) MIMO: Múltiples entradas múltiples salidas (se transmiten múltiples señales moduladas desde múltiples antenas y se reciben con múltiples antenas) La información de 2 bits "PLP_MODE" mostrada en la Tabla 4 es la información de control usada para indicar el esquema de transmisión empleado para cada PLP, tal como se muestra en la figura 64 (las PLP #1 a #4 de la figura 64) . Es decir, se provee un segmento separado de la información "PLP_M0DE" a cada PLP. Es decir, en el ejemplo mostrado en la figura 64, la PLP_MODE para PLP #1, la PLP_MODE para PLP #2, la PLP_MODE para PLP #3, la PLP_MODE para PLP #4 ... se transmiten desde la estación difusora De hecho, demodulando (y también realizando la corrección de errores) esos elementos de información, la terminal en el extremo receptor tiene la posibilidad de reconocer el esquema de transmisión que la estación difusora usó para transmitir cada PLP.

Cuando la PLP_MODE se establece en "00" , la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo "transmitiendo una señal modulada". Cuando la PLP_M0DE se establece en "01", la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo "transmitiendo múltiples señales moduladas obtenidas por la codificación de bloques espacio-tiempo" . Cuando la PLP_M0DE se establece en "10" , la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo usando un "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" . Cuando la PLP_M0DE se establece en "11", la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo usando un "sistema MIMO con la matriz de precodificación fija o un sistema MIMO de multiplexación espacial" .

Obsérvese que cuando la PLP_M0DE se establece en "01" a "11", es necesario notificar la información indicativa del procesamiento específico realizado por la estación difusora (por ejemplo, el esquema específico de saltos utilizado en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación, la codificación específica de bloques espacio-tiempo esquema empleada, y la estructura de matrices de precodificación utilizada) a la terminal. Lo siguiente describe el esquema para estructurar la información de control que incluye tal información y que es diferente del ejemplo mostrado en la Tabla 4.

La Tabla 5 muestra un segundo ejemplo de información de control transmitida usando los datos de postseñalización Ll, que son uno de los símbolos P2. El segundo ejemplo mostrado en la Tabla 5 es diferente del primer ejemplo mostrado en la Tabla 4.

Tabla 5 PLP_MODE (1 0 : SISO/SIMO bit) 1 : MISO/MIMO (Codificación de bloques espacio-tiempo, o Esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, o Sistema MIMO con la matriz de precodificación fija, o Sistema MIMO de multiplexación espacial) Tal como se muestra en la Tabla 5, la información de control incluye "PLP_MODE" que tiene un bit de largo, "MIMO_MODE" que tiene un bit de largo, "MIMO_PATTERN #1" que tiene dos bits de largo, y "MIMO_PATTER #2" que tiene dos bits de largo. Tal como se muestra en la figura 64, hay cuatro elementos de información de control para notificar el esquema de transmisión de una correspondiente de las PLP (las PLP #1 a #4 del ejemplo mostrado en la figura 64) . Por eso, se provee un conjunto de cuatro elementos de información para cada PLP. Es decir, en el ej . mostrado en la figura 64, la estación difusora transmite un conjunto de información PLP_MODE, la información MIMO_MODE, la información MIMO_PATTER #1, e información MIMO_PATTER #2 para PLP #1, un conjunto de información PLP_M0DE, la información MIMO_MODE, la información MIMO_PATTERN #1, y la información MIMO_PATTERN #2 para PLP #2, un conjunto de información PLP_MODE, la información MIMO_MODE, la información MIMO_PATTERN #1, y la información MIMOJPATTERN #2 para PLP #3, un conjunto de información PLP_M0DE, la información MIMO_MODE, la información MIMO_PATTERN #1, y la información MIMOJPATTERN #2 para PLP #4 .... De hecho, demodulando (y realizando también la corrección de errores) esos elementos de información, la terminal en el extremo receptor tiene la posibilidad de reconocer el esquema de transmisión que la estación difusora usó para transmitir cada PLP .

Con la PLP_MODE establecida en "0", la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo "transmitiendo una señal modulada" . Con la PLP_M0DE establecida en "1" , la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo "transmitiendo múltiples señales moduladas obtenidas por la codificación de bloques espacio-tiempo", el "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodif icación" , el "sistema MIMO con la matriz de precodificación fija" o el "sistema MIMO de multiplexación espacial" .

Con la "PLP_M0DE" establecida en "1", la información "MIM0_M0DE" se hace efectiva. Con "MIM0_M0DE" establecida en "0" , la transmisión de datos se lleva a cabo por un esquema diferente del "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" . Con "MIM0_M0DE" establecida en "1", por otra parte, la transmisión de datos se lleva a cabo por el "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" .

Con la "PLP_M0DE" establecida en "1" y la "MIM0_M0DE" establecida en "0", la información "MIMO_PATTERN #1" se hace efectiva. Con la "MIMO_PATTER #1" establecida en "00", la transmisión de datos se lleva a cabo usando la codificación de bloques espacio-tiempo . Con la "MIMO_PATTERN" establecida en "01", la transmisión de datos se lleva a cabo usando un esquema de precodificación en que la ponderación se realiza usando la matriz de precodificación fija #1. Con la "MIMO_PATTER " establecida en "10" , la transmisión de datos se lleva a cabo usando un esquema de precodificación en que la ponderación se realiza usando la matriz de precodificación fija #2 (Obsérvese que la matriz de precodificación #1 y la Matriz de precodificación #2 son mutuamente diferentes) . Con la "MIMO_PATTER " establecida en "11" , la transmisión de datos se lleva a cabo usando el sistema MIMO de multiplexación espacial (Naturalmente, puede interpretarse que aquí se selecciona el esquema 1 mostrado en la figura 49) .

Con la "PLP_M0DE" establecida en "1" y la "MIM0_M0DE" establecida en "1", la información "MIM0_PATTERN #2" se hace efectiva. Después, Con la "MIM0_PATTERN #2" establecida en "00", la transmisión de datos se lleva a cabo usando el esquema de saltos de matriz de precodificación #1 de acuerdo con el cual se salta regularmente las matrices de precodificación . Con la "MIMO_PATTERN #2" establecida en "01", la transmisión de datos se lleva a cabo usando el esquema de saltos de matriz de precodificación #2 de acuerdo con el cual se saltan regularmente las matrices de precodificación . Con la "MIMO_PATTERN #2" establecida en "10" , la transmisión de datos se lleva a cabo usando el esquema de saltos de matriz de precodificación #3 de acuerdo con el cual se saltan regularmente las matrices de precodificación . Con la "MIMO_PATTERN #2" establecida en "11", la transmisión de datos se lleva a cabo usando el esquema de saltos de matriz de precodificación #4 de acuerdo con el cual se saltan regularmente las matrices de precodificación . Obsérvese que los esquemas de saltos de matrices de precodificación #1 a #4 son mutuamente diferentes. Aquí, para definir que un esquema sea diferente, se supone que #A y #B son esquemas mutuamente diferentes y entonces es verdadero uno de los siguientes.

· Las matrices de precodificación usadas en #A incluyen las mismas matrices usadas en #b pero los períodos (ciclos) de las matrices son diferentes.

• Las matrices de precodificación usadas en #A incluyen las matrices de precodificación no usadas en #B .

· Ninguna de las matrices de precodificación usadas en #A se usa en #B.

En la descripción precedente , la información de control mostrada en las Tablas 4 y 5 se transmite en los datos de postseñalización Ll, que son uno de los símbolos P2. De acuerdo con la norma DVB-T2, sin embargo, es limitada la cantidad de información que puede transmitirse como símbolos P2. Por lo tanto, el agregado de la información mostrada en las Tablas 4 y 5 a la información requerida en la norma DVB-T2 que debe transmitirse los usando símbolos P2 , puede dar como resultado una cantidad que exceda la cantidad máxima que puede transmitirse como símbolos P2. En tal caso, puede proveerse señalización PLP (6501), tal como se muestra en la figura 65 para transmitir la información de control requerida por una norma diferente de la norma DVB-T2 (es decir, la transmisión de datos se lleva a cabo usando tanto los datos de postseñalización Ll como la señalización PLP) . En el ejemplo mostrado en la figura 65, se usa la misma estructura de tramas, tal como se muestra en la figura 61. Sin embargo, la estructura de tramas no se limita a ese ejemplo específico. Por ejemplo, al igual que los datos de preseñalización Ll y otros datos mostrados en la figura 62, la señalización PLP puede asignarse a un intervalo específico de portadoras en un dominio de tiempo específico, en los dominios de tiempo y frecuencia. Dicho brevemente, la señalización PLP puede asignarse en los dominios de tiempo y frecuencia de cualquier manera.

Como ya se describió, la presente modalidad permite elegir un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación al tiempo que se usa un esquema de multiportadora, tal como un esquema OFDM, sin comprometer la compatibilidad con la norma DVB-T2. Esto ofrece las ventajas de obtener alta calidad de recepción, así como también alta velocidad de transmisión, en un entorno LOS. Si bien en la presente modalidad, los esquemas de transmisión en los que puede establecerse un grupo de portadoras son "un sistema MIMO de multiplexación espacial, un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija, un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo, o un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si", pero los esquemas de transmisión no se limitan de ese modo. Asimismo, el esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija no está limitado al esquema #2 de la figura 49, pues cualquier estructura con la matriz de precodificación fija es aceptable.

Asimismo, la descripción precedente está dirigida a un esquema en que los esquemas seleccionables por la estación difusora son "un sistema MIMO de multiplexación espacial, un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija, un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo o un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si" . Sin embargo, no es necesario que todos los esquemas de transmisión sean seleccionables. También es posible cualquiera de los siguientes ejemplos. • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable : un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija, un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo y un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si. • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable: un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija, un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación y la codificación de bloques espacio-tiempo. • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable : un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija, un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación y un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si. • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable: un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo y un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si. • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable: un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija y un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación. • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable: un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, y la codificación de bloques espacio-tiempo . • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable: un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, y un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si.

Como se enumeró precedentemente, en tanto esté incluido un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación como un esquema seleccionable , se obtienen los efectos ventajosos de la transmisión de datos a alta velocidad en un entorno LOS, además de una excelente calidad de recepción para el dispositivo de recepción.

Aquí, es necesario establecer la información de control SI en los símbolos Pl como ya se describió. Además, como símbolos P2 , la información de control puede establecerse de manera diferente que un esquema (el esquema para establecer el esquema de transmisión de cada PLP) mostrado en la Tabla 4. La Tabla 6 muestra un ejemplo de tal esquema.

La Tabla 6 difiere de la Tabla 4 en que la "PLP_MODE" establecida en "11" es "Reservada" . De este modo, la cantidad de bits que constituyen la "PLP_MODE" mostrada en las Tablas 4 y 6 puede aumentar o disminuir según la cantidad de esquemas de transmisión PLP seleccionables , en el caso en que los esquemas de transmisión seleccionables sean tal como se muestra en los ejemplos precedentes.

Lo mismo vale con respecto a la Tabla 5. Por ejemplo, si el único esquema MIMO admitido es un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, la información de control "MIMO_MODE" ya no es necesaria. Asimismo, la información de control "MIMO_PATTER #1" puede no ser necesaria en el caso, por ejemplo, en que no se admite un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija. Asimismo, la información de control "MIMO_PATTERN #1" puede tener un bit de largo en lugar de dos bits de largo, en el caso en que, por ejemplo, no se requiere más que una matriz de precodificación para un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija. Asimismo, la información de control "MIMO_PATTER #1" puede tener dos bits de largo o más en el caso en que múltiples matrices de precodificación son seleccionables .

Lo mismo corresponde a la "MIMO_PATTERN #2" . Es decir, la información de control "MIMO_PATTERN #2" puede tener un bit de largo en lugar de dos bits de largo, en el caso en que no hay disponible más que un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Como alternativa, la información de control "MIMO_PATTERN #2" puede tener dos bits de largo o más en el caso en que múltiples el esquemas de precodificación de regularmente saltos entre matrices de precodificación son seleccionables.

En la presente modalidad, la descripción está dirigida al dispositivo de transmisión que tiene dos antenas, pero la cantidad de antenas no se limita a dos. Con un dispositivo de transmisión que tenga más de dos antenas, la información de control puede transmitirse de la misma manera. Incluso, para posibilitar la transmisión de señales moduladas con el uso de cuatro antenas además de la transmisión de señales moduladas con el uso de dos antenas, puede haber un caso en que sea necesario aumentar la cantidad de bits que constituyen los respectivos elementos de información de control. En tal modificación, de todas maneras vale que la información de control se transmite por el símbolo Pl y la información de control se transmite por los símbolos P2 como se estableció precedentemente.

La descripción precedente está dirigida a la estructura de tramas de los grupos de símbolos PLP transmitidos por una estación difusora en un esquema de transmisión que comparte el tiempo, tal como se muestra en la figura 64.

La figura 66 muestra otro ejemplo de un símbolo que dispone el esquema en los dominios de tiempo y frecuencia, que es diferente del esquema de disposición de símbolos mostrados en la figura 64. Los símbolos mostrados en la figura 66 son de las corrientes si y s2 y deben transmitirse después de la transmisión del símbolo Pl, los símbolos P2 y la PLP común. En la figura 66, cada símbolo señalado por "#1" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #1 mostrado en la figura 64. De igual modo, cada símbolo señalado como "#2" representa un símbolo del grupo 7 de símbolos de la PLP #2 mostrado en la figura 64, cada símbolo señalado como "#3" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #3 mostrado en la figura 64, y cada símbolo señalado como "#4" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #4 mostrado en la figura 64. Al igual que en la figura 64, la PLP #1 transmite datos usando el sistema MIMO de multiplexación espacial mostrado en la figura 49 o el sistema MIMO con la matriz de precodificación fija. Además, la PLP #2 transmite datos para transmitir una señal modulada. La PLP #3 transmite datos usando un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación. La PLP #4 transmite datos usando la codificación de bloques espacio-tiempo, mostrada en la figura 50. Obsérvese que la disposición de símbolos usada en la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la disposición en el dominio de tiempo. Como alternativa, la disposición de símbolos puede estar en el dominio de frecuencia o en los grupos de símbolos formados en los dominios de tiempo y frecuencia. Además, la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la mostrada en la figura 50.

En la figura 66, donde las corrientes si y s2 tienen ambas un símbolo en la misma subportadora y al mismo tiempo, los símbolos de las dos corrientes están presentes en la misma frecuencia. En el caso en que la precodificación realizada incluye la precodificación de acuerdo con el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, como se describe en las otras modalidades, las corrientes si y s2 se someten a la ponderación realizada usando las matrices de precodif icación, y se da salida a zl y z2 desde las respectivas antenas.

La figura 66 difiere de la figura 64 en los siguientes puntos. Es decir, el ejemplo mostrado en la figura 64 es una disposición de múltiples PLP que usan el tiempo compartido, en tanto que el ejemplo mostrado en la figura 66 es una disposición de múltiples PLP tanto el tiempo compartido como la frecuencia compartida. Es decir, por ejemplo, de tiempo 1, un símbolo de la PLP #1 y un símbolo de la PLP #2 están ambos presentes. De igual modo, de tiempo 3, un símbolo de la PLP #3 y un símbolo de la PLP #4 están ambos presentes. De este modo, los símbolos PLP que tienen diferentes números de índice (#X; X = 1, 2 ...) pueden asignarse según un criterio símbolo por símbolo (para cada símbolo compuesto de una subportadora por vez) .

En aras de la simplicidad, la figura 66 sólo muestra símbolos señalados por y "#2" de tiempo 1. Sin embargo, éste no es un ejemplo limitativo, y pueden estar presentes de tiempo 1 símbolos PLP que tengan cualquier número índice diferente de "#1" y "#2" . Además, la relación entre las subportadoras presentes de tiempo 1 y los números de índice PLP no se limita a la que se muestra en la figura 66. Como alternativa, un símbolo PLP que tenga cualquier número de índice puede asignarse a cualquier subportadora. De igual modo, además, un símbolo PLP que tenga cualquier número de índice puede asignarse a cualquier subportadora en cualquier otro momento distinto de tiempo 1.

La figura 67 muestra otro ejemplo de un símbolo que dispone el esquema en los dominios de tiempo y frecuencia, que es diferente del esquema de disposición de símbolos, mostrado en la figura 64. Los símbolos mostrados en la figura 67 son de las corrientes si y s2 y deben transmitirse después de la transmisión del símbolo Pl, los símbolos P2 , y la PLP común. La función característica del ejemplo mostrado en la figura 67 es que el "transmisión esquema para transmitir sólo la corriente si" no es seleccionable en el caso en que la transmisión PLP para las tramas T2 se lleva a cabo básicamente con múltiples antenas.

Por lo tanto, la transmisión de datos por el grupo de símbolos 6701 de la PLP #1, mostrada en la figura 67, se lleva a cabo por "un sistema MIMO de multiplexación espacial o un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija". La transmisión de datos por el grupo de símbolos 6702 de la PLP #2 se lleva a cabo usando "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" . La transmisión de datos por el grupo de símbolos 6703 de la PLP #3 se lleva a cabo por la "codificación de bloques espacio-tiempo" . Obsérvese que la transmisión de datos por el grupo de símbolos PLP 6703 de la PLP #3 y los siguientes grupos de símbolos de la trama T2 se lleva a cabo mediante uno de "un sistema MIMO de multiplexación espacial o un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija" , "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" y la "codificación de bloques espacio-tiempo" .

La figura 68 muestra otro ejemplo de un símbolo que dispone el esquema en los dominios de tiempo y frecuencia, que es diferente del esquema de disposición de símbolos, mostrado en la figura 66. Los símbolos mostrados en la figura 66 son de las corrientes si y s2 y deben transmitirse después de la transmisión del símbolo Pl, los símbolos P2 , y la PLP común. En la figura 68, cada símbolo señalado por representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #1 mostrado en la figura 67. De igual modo, cada símbolo señalado como "#2" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #2 mostrado en la figura 67, cada símbolo señalado como "#3" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #3 mostrado en la figura 67, y cada símbolo señalado como "#4" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #4 mostrado en la figura 67. Al igual que en la figura 67, la PLP #1 transmite datos usando el sistema MIMO de multiplexacion espacial mostrado en la figura 49 o el sistema MIMO con la matriz de precodificación fija. La PLP #2 transmite datos usando un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . La PLP #3 transmite datos usando la codificación de bloques espacio-tiempo, mostrada en la figura 50. Obsérvese que la disposición de símbolos usada en la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la disposición en el dominio de tiempo. Como alternativa, la disposición de símbolos puede estar en el dominio de frecuencia o en los grupos de símbolos formados en los dominios de tiempo y frecuencia. Además, la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la mostrada en la figura 50.

En la figura 68, donde las corrientes si y s2 tienen ambas un símbolo en la misma subportadora y al mismo tiempo, los símbolos de las dos corrientes están presentes en la misma frecuencia. En el caso en que la precodificación realizada incluye la precodificación de acuerdo con el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, como se describe en las otras modalidades , · las corrientes si y s2 se someten a la ponderación realizada usando las matrices de precodificación y se da salida a zl y z2 desde las respectivas antenas .

La figura 68 difiere de la figura 67 en los siguientes puntos. Es decir, el ejemplo mostrado en la figura 67 es una disposición de múltiples PLP que usan el tiempo compartido, en tanto que el ejemplo mostrado en la figura 68 es una disposición de múltiples PLP usando tanto el tiempo compartido como la frecuencia compartida. Es decir, por ejemplo, de tiempo 1, un símbolo de la PLP #1 y un símbolo de la PLP #2 están ambos presentes . De este modo, los símbolos PLP que tienen diferentes números de índice (#X; X = 1, 2 ...) pueden asignarse según un criterio de símbolo por símbolo (para cada símbolo compuesto de una subportadora por vez) .

En aras de la simplicidad, la figura 68 sólo muestra símbolos señalados por y "#2" de tiempo 1. Sin embargo, éste no es un ejemplo limitativo, y pueden estar presentes de tiempo 1 símbolos PLP que tengan cualquier número de índice distinto de y "#2" . Además, la relación entre las subportadoras presentes de tiempo 1 y los números de índice PLP no se limita a lo que se muestra en la figura 68. Como alternativa, un símbolo PLP que tenga cualquier número de índice puede asignarse a cualquier subportadora. De igual modo, además, un símbolo PLP que tenga cualquier número de índice puede asignarse a cualquier subportadora en cualquier momento distinto de tiempo 1. Como alternativa, por otra parte, sólo un símbolo PLP puede asignarse en un momento específico como en el tiempo T3. Es decir, en un esquema de tramas de disposición de los símbolos PLP en los dominios de tiempo y frecuencia, es aplicable cualquier asignación .

Como ya se mencionó, no existe ninguna PLP que use "un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si" en la trama T2 , de manera que se asegura que sea angosto el intervalo dinámico de una señal recibida por la terminal. Como resultado, se logra el efecto ventajoso de que aumente la probabilidad de una excelente calidad de recepción.

Obsérvese que la descripción de la figura 68 se expone usando un ejemplo en que el esquema de transmisión seleccionado es uno del "sistema MIMO de multiplexación espacial o un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija", "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" , y la "codificación de bloques espacio-tiempo". No obstante, no es necesario que sean seleccionables todos estos esquemas de transmisión. Por ejemplo, las siguientes combinaciones de los esquemas de transmisión pueden hacerse seleccionables. "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" , la "codificación de bloques espacio-tiempo", y "un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija" son seleccionables. "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" y la "codificación de bloques espacio-tiempo" son seleccionables. "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" y "un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija" son seleccionables .

La descripción precedente se refiere a un ejemplo en que la trama T2 incluye múltiples PLP. Lo siguiente describe un ejemplo en que la trama T2 incluye únicamente una PLP.

La figura 69 muestra un ejemplo de estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia para las corrientes si y s2 en el caso en que sólo existe una PLP en la trama T2. En la figura 69, la denotación "símbolo de control" representa un símbolo tal como el símbolo Pl, el símbolo P2 o similar. En el e emplo mostrado en la figura 69, la primera trama T2 se transmite usando el intervalo 1. De igual modo, la segunda trama T2 se transmite usando el intervalo 2, la tercera trama T2 se transmite usando el intervalo 3, y la cuarta trama T2 se transmite usando el intervalo 4.

En el ejemplo mostrado en la figura 69, en la primera trama T2 , se transmite un grupo de símbolos 6801 para PLP #1-1 y el esquema de transmisión seleccionado es el "sistema MIMO de multiplexación espacial o el esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija".

En la segunda trama T2 , se transmite un grupo de símbolos 6802 para PLP #2-1 y el esquema de transmisión seleccionado es "un esquema para transmitir una sola señal modulada" .

En la tercera trama T2 , se transmite un grupo de símbolos 6803 para PLP #3-1 y el esquema de transmisión seleccionado es "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" .

En la cuarta trama T2 , se transmite un grupo de símbolos 6804 para PLP #4-1 y el esquema de transmisión seleccionado es la "codificación de bloques espacio-tiempo" . Obsérvese que la disposición de símbolos usada en la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la disposición en el dominio de tiempo. Como alternativa, la disposición de símbolos puede estar en el dominio de frecuencia o en los grupos de símbolos formados en los dominios de tiempo y frecuencia. Además, la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la mostrada en la figura 50.

En la figura 69, donde las corrientes si y s2 tienen ambas un símbolo en la misma subportadora y al mismo tiempo, los símbolos de las dos corrientes están presentes en la misma frecuencia. En el caso en que la precodificación realizada incluye la precodificación de acuerdo con el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, como se describe en las otras modalidades, las corrientes si y s2 se someten a la ponderación realizada usando las matrices de precodificación y se da salida a zl y z2 desde las respectivas antenas .

De la manera precedente , un esquema de transmisión puede establecerse para cada PLP en consideración de la velocidad de transmisión de datos y la calidad de recepción de datos en la terminal receptora, de manera que puede logra tanto un aumento de la velocidad de transmisión de datos como una excelente calidad de recepción. Como un esquema ej emplificativo para estructurar la información de control, la información de control indicativa, por ejemplo, del esquema de transmisión y de otra información del símbolo Pl y los símbolos P2 (y también la señalización PLP donde corresponda) puede configurarse de una manera similar a las Tablas 3-6. La diferencia es como sigue. En la estructura de tramas mostrada, por ejemplo, en la figura 64, una trama T2 incluye múltiples PLP. Por eso, es necesario proveer la información de control indicativa del esquema de transmisión y similar para cada PLP. Por otra parte, en la estructura de tramas mostrada, por ejemplo, en la figura 69, una trama T2 incluye únicamente una PLP. Por eso, es suficiente proveer la información de control indicativa del esquema de transmisión y similar sólo para la una PLP.

Aunque la descripción precedente esta dirigida al esquema para transmitir información sobre el esquema de transmisión PLP que usa el símbolo Pl y los símbolos P2 (y las señalizaciones PLP donde corresponda) , lo siguiente describe en particular el esquema para transmitir información sobre el esquema de transmisión PLP sin usar los símbolos P2.

La figura 70 muestra una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia para el caso en que una terminal de un extremo receptor de la difusión de datos efectuada por una estación difusora que admite una norma diferente de la norma DVB-T2 En la figura 70, se usan los mismos signos de referencia para denotar los bloques que operan de un modo similar a los mostrados en la figura 61. La trama mostrada en la figura 70 está compuesta de los datos de señalización Pl (6101) , los primeros datos de señalización (7001) , los segundos datos de señalización (7002) , la PLP común (6104) , y las PLP #1 aN (6105_1 a 6105_N) (PLP: Tubería de capa física) . De este modo, una trama compuesta de los datos de señalización Pl (6101) , los primeros datos de señalización (7001) , los segundos datos de señalización (7002) , la PLP común (6104) , las PLP #1 a N (6105_1 a 6105_N) constituye una trama unitaria .

Mediante los datos de señalización Pl (6101) , se transmiten los datos indicativos de que el símbolo es para que un dispositivo de recepción realice la detección de señales y la sincronización de frecuencia (incluso la estimación de desplazamiento de frecuencia). En este ejemplo, además, es necesario transmitir datos que identifiquen si la trama admite o no la norma DVB-T2. Por ejemplo, por la SI mostrada en la Tabla 3, es necesario transmitir los datos indicativos de si la señal admite o no la norma DVB-T2.

Por los primeros datos de señalización 1 (7001) , puede transmitirse la siguiente información por ejemplo: información sobre el intervalo de guarda usado en la trama de transmisión; información sobre el método de PAPR (relación de potencia de pico a promedio) ; información sobre el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores, la tasa de codificación del esquema de corrección de errores, todo lo cual se usa para transmitir los segundos datos de señalización; información sobre el tamaño de los segundos datos de señalización y sobre el tamaño de información; información sobre el patrón de piloto; información sobre el número único de celda (dominio de frecuencia) ; e información indicativa de cuál se usa, el modo normal o el modo ampliado. Aquí, no es necesario que los primeros datos de señalización (7001) transmitan datos que admiten la norma DVB-T2. Por los datos postseñalización L2 (7002) , puede transmitirse la siguiente información por ejemplo: información sobre la cantidad de las PLP; información sobre el dominio de frecuencia usado; información sobre la cantidad única de cada PLP; información sobre el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores, la tasa de codificación del esquema de corrección de errores todo lo cual se usa para transmitir las PLP; e información sobre la cantidad de bloques transmitidos en cada PLP.

En la estructura de tramas que se muestra en la figura 70, los primeros datos de señalización (7001) , los segundos datos de señalización (7002) , los datos de postseñalización Ll (6103) , la PLP común (6104), las PLP #1 a #N (6105_1 a 6105_N) parecen transmitirse por tiempo compartido . En la práctica, sin embargo, dos o más de las señales están presentes simultáneamente. La figura 71 muestra tal ejemplo. Tal como se muestra en la figura 71, los primeros datos de señalización, los segundos datos de señalización, y la PLP común pueden estar presentes al mismo tiempo, y la PLP #1 y la PLP #2 pueden estar presentes al mismo tiempo. Es decir, las señales constituyen una trama que usa tanto el tiempo compartido como la frecuencia compartida.

La figura 72 muestra un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión, obtenida aplicando los esquemas descritos precedentemente de efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación a un dispositivo de transmisión (de una estación difusora, por ejemplo) que es de conformidad con'una norma diferente de la norma DVB-T2. En la figura 72, se usan los mismos signos de referencia para denotar los componentes que operan de un modo similar a los mostrados en la figura 63 y la descripción de tales es la misma dada anteriormente. Una unidad generadora de señales de control 6308 recibe datos de transmisión 7201 para los primeros y los segundos datos de señalización, los datos de transmisión 6307 para el símbolo Pl como entrada. Como salida, la unidad generadora de señales de control 6308 da salida a una señal de control 6309 que lleva información sobre el esquema de transmisión de cada grupo de símbolos mostrados en la figura 70. (La información sobre el esquema de salida de transmisión aquí expuesto incluye: la codificación de corrección de errores, la tasa de codificación de la corrección de errores, el esquema de modulación, la longitud de bloque, la estructura de tramas, los esquemas de transmisión seleccionados que incluye un esquema de transmisión que salta regularmente entre matrices de precodificación, el esquema de inserción de símbolos piloto, la información sobre IFFT (transformada rápida inversa de Fourier)/FFT y similar, la información sobre el método para reducir la PAPR, y la información sobre el esquema de inserción de intervalos de guarda) .

La unidad generadora de señales de control 7202 recibe la señal de control 6309 y los datos de transmisión 7201 para los primeros y los segundos datos de señalización como entrada. La unidad generadora de señales de control 7202 después realiza la codificación de corrección de errores y la correlación en base al esquema de modulación, de acuerdo con la información llevada en la señal de control 6309 (es decir, la información sobre la corrección de errores de los primeros y los segundos datos de señalización, la información sobre el esquema de modulación) y da salida a una señal de banda base (cuadratura) 7203 de los primeros y los segundos datos de señalización.

A continuación, se da una descripción detallada de la estructura de tramas de una señal de transmisión y el esquema de transmisión de información de control (la información llevada por el símbolo Pl y los primeros y los segundos datos de señalización 2) empleados por una estación difusora (estación de base) en el caso en que el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación se adapta a un sistema de conformidad con una norma diferente de la norma DVB-T2.

La figura 64 muestra un ejemplo de la estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia, en el caso en que múltiples PLP se transmiten después de la transmisión del símbolo Pl, los primeros y los segundos datos de señalización 2 , y la PLP común. En la figura 64, la corriente si utiliza las subportadoras #1 a #M en el dominio de frecuencia. De igual modo, la corriente s2 utiliza las subportadoras #1 a #M en el dominio de frecuencia. Por lo tanto, cuando las corrientes si y s2 tienen ambas un símbolo en la misma subportadora y al mismo tiempo, los símbolos de las dos corrientes están presentes en la misma frecuencia. En el caso en que la precodificación realizada incluye la precodificación de acuerdo con el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación como se describe en las otras modalidades, las corrientes si y s2 se someten a la ponderación realizada usando las matrices de precodificación y se da salida a zl y z2 desde las respectivas antenas.

En el intervalo 4, un grupo de símbolos 6404 de la PLP #4 se transmite usando las corrientes si y s2, y la transmisión de datos se lleva a cabo usando la codificación de bloques espacio-tiempo mostrado en la figura 50. Obsérvese que la dis-posición de símbolos usada en la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la disposición en el dominio de tiempo. Como alternativa, la disposición de símbolos puede estar en el dominio de frecuencia o en los grupos de símbolos formados en los dominios de tiempo y frecuencia. Además, la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la mostrada en la figura 50.

En el caso en que una estación difusora transmite las PLP en la estructura de tramas que se muestra en la figura 64, un dispositivo de recepción que recibe la señal de transmisión mostrada en la figura 64 necesita conocer el esquema de transmisión usado para cada PLP. Como ya se ha descrito precedentemente, es por lo tanto necesario transmitir la información indicativa del esquema de transmisión para cada PLP, usando los primeros y los segundos datos de señalización. Lo siguiente describe un ejemplo del esquema para estructurar un símbolo Pl usado aquí y el esquema para estructurar los primeros y los segundos datos de señalización usados aquí. Los ejemplos específicos de información de control transmitida usando un símbolo Pl son tal como se muestra en la Tabla 3.

De acuerdo con la norma DVB-T2, la información de control SI (tres bits) posibilita que el dispositivo de recepción para determinar si se usa o no la norma DVB-T2 y determinar también, si se usa DVB-T2, el esquema de transmisión usado. Si los tres bits se establecen en "000", la información SI indica que la señal modulada transmitida es de conformidad con la "transmisión de una señal modulada de conformidad con la norma DVB-T2" .

Si los tres bits se establecen en "001", la información SI indica que la señal modulada transmitida es de conformidad con la "transmisión usando la codificación de bloques espacio-tiempo de conformidad con la norma DVB-T2" .

En la norma DVB-T2, los conjuntos de bits "010" a "111" son "Reservados" para uso futuro. A fin de adaptar la presente invención de una manera que establezca compatibilidad con la DVB-T2, los tres bits que constituyen la información SI pueden establecerse para "010" (o cualquier bit establecido diferente de "000" y "001") para indicar que la señal modulada transmitida es de conformidad con una norma diferente de DVB-T2. Al determinar que la información SI recibida se establece en "010", se informa al dispositivo de recepción acerca de que la señal modulada transmitida desde la estación difusora es de conformidad con una norma diferente de DVB-T2.

A continuación, se da una descripción de los ejemplos del esquema para estructurar los primeros y los segundos datos de señalización en el caso en que una señal modulada transmitida por la estación difusora es de conformidad con una norma diferente de DVB-T2. Un primer ejemplo de la información de control para los primeros y los segundos datos de señalización es tal como se muestra en la Tabla 4.

La información de 2 bits "PLP_MODE" mostrada en la Tabla 4 es la información de control usada para indicar el esquema de transmisión usado para cada PLP, tal como se muestra en la figura 64 (las PLP #1 a #4 de la figura 64) . Es decir, se provee un elemento separado de la información "PLP_MODE" para cada PLP. Es decir, en el ejemplo mostrado en la figura 64, la PLP_M0DE para PLP #1, la PLP_M0DE para PLP #2, la PLP_M0DE para PLP #3, la PLP_MODE para PLP #4 ... se transmiten desde la estación difusora De hecho, demodulando (y realizando también la corrección de errores) esos elementos de información, la terminal en el extremo receptor tiene la posibilidad de reconocer el esquema de transmisión que la estación difusora usó para transmitir cada PLP .

Con la PLP_MODE establecida en "00", la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo "transmitiendo una señal modulada". Cuando la PLP_MODE se establece en "01", la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo por la "transmitiendo múltiples señales moduladas obtenidas por la codificación de bloques espacio- tiempo" . Cuando la PLP_MODE se establece en "10", la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo usando a "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" . Cuando la PLP_M0DE se establece en "11", la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo usando a "sistema MIMO con la matriz de precodif icación fija o sistema MIMO de multiplexación espacial" .

Obsérvese que cuando la PLP_MODE se establece en "01" a "11" , es necesario notificar la información indicativa del procesamiento específico realizado por la estación difusora (por ejemplo, el esquema específico de saltos usado en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodif icación, la codificación específica de bloques espacio- tiempo esquema usada, y la estructura de matrices de precodificación usadas) a la terminal. Lo siguiente describe el esquema para estructurar la información de control que incluye tal información y que es diferente del ejemplo mostrado en la Tabla 4.

Un segundo ejemplo de la información de control para los primeros y los segundos datos de señalización es tal como se muestra en la Tabla 5.

Tal como se muestra en la Tabla 5, la información de control incluye "PLP_M0DE" que tiene un bit de largo, "MIMO_MODE" que tiene un bit de largo, "MIMO_PATTERN #1" que tiene dos bits de largo, y "MIMO_PATTERN #2" que tiene dos bits de largo. Tal como se muestra en la figura 64, hay cuatro elementos de información de control para notificar el esquema de transmisión de una correspondiente de las PLP (las PLP #1 a #4 en el ejemplo mostrado en la figura 64) . Por eso, se provee un conjunto de cuatro elementos de información para cada PLP. Es decir, en el ejemplo mostrado en la figura 64, la estación difusora transmite un conjunto de información PLP_MODE, la información MIM0_M0DE, la información MIMO_PATTERN #1 y la información MIMO_PATTERN #2 para PLP #1, un conjunto de información PLP_M0DE, la información MIMO_MODE, la información MIMO_PATTER #1, y la información MIM0_PATTERN #2 para PLP #2, un conjunto de información PLP_MODE, la información MIM0_M0DE, la información MIMO_PATTERN #1, y la información MIMO_PATTER #2 para PLP #3, un conjunto de información PLP_MODE, la información MIMO_MODE, la información MIMO_PATTERN #1, y la información MIMO_PATTERN #2 para PLP #4 .... De hecho, demodulando (y realizando también la corrección de errores) esos elementos de información, la terminal en el extremo receptor tiene la posibilidad de reconocer el esquema de transmisión que la estación difusora usó para transmitir cada PLP .

Con la PLP_M0DE establecida en "0", la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo "transmitiendo una señal modulada" . Con la PLP_M0DE establecida en "1" , la transmisión de datos por una correspondiente PLP se lleva a cabo "transmitiendo múltiples señales moduladas obtenidas por la codificación de bloques espacio-tiempo" , el "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" , el "sistema MIMO con la matriz de precodificación fija o sistema MIMO de multiplexación espacial", o el "sistema MIMO de multiplexación espacial" .

Con la "PLP_MODE" establecida en "1", la información "MIM0_M0DE" se hace efectiva. Con "MIM0_M0DE" establecida en "0" , la transmisión de datos se lleva a cabo por un esquema diferente del "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" . Con la "MIMO_MODE" establecida en "1", por otra parte, la transmisión de datos se lleva a cabo por el "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" .

Con la "PLP_MODE" establecida en "1" y la "MIMO_MODE" establecida en "0", la información "MIMO_PATTERN #1" se hace efectiva. Con la "MIM0_PATTER #1" establecida en "00", la transmisión de datos se lleva a cabo usando la codificación de bloques espacio-tiempo . Con la "MIMO_PATTER " establecida en "01", la transmisión de datos se lleva a cabo usando un esquema de precodificación en que la ponderación se realiza usando la matriz de precodificación fija #1. Con la "MIMO_PATTER " establecida en "10" , la transmisión de datos se lleva a cabo usando un esquema de precodificación en que la ponderación se realiza usando la matriz de precodificación fija #2 (Obsérvese que la matriz de precodificación #1 y la Matriz de precodificación #2 son mutuamente diferentes) . Cuando la "MIMO_PATTER " se establece en "11", la transmisión de datos se lleva a cabo usando el sistema MIMO de multiplexación espacial (Naturalmente puede interpretarse que aquí se selecciona el esquema 1 mostrado en la figura 49) .

Con la "PLP_MODE" establecida en "1" y la "MIM0_M0DE" establecida en "1", la información "MIM0_PATTERN #2" se hace efectiva. Con la "MIMO_PATTERN #2" establecida en "00", la transmisión de datos se lleva a cabo usando el esquema de saltos de matriz de precodificación #1 de acuerdo con el cual se saltan regularmente las matrices de precodificación . Con la "MIMO_PATTERN #2" establecida en "01", la transmisión de datos se lleva a cabo usando el esquema de saltos de matriz de precodificacion #2 de acuerdo con el cual se saltan regularmente las matrices de precodificación . Con la "MIMO_PATTERN #3" establecida en "10" , la transmisión de datos se lleva a cabo usando el esquema de saltos de matriz de precodificación #2 de acuerdo con el cual se saltan regularmente las matrices de precodificación . Con la "MIMO_PATTER #4" establecida en "11", la transmisión de datos se lleva a cabo usando el esquema de saltos de matriz de precodificación #2 de acuerdo con el cual se saltan regularmente las matrices de precodificación . Obsérvese que los esquemas de saltos de matrices de precodificación #1 a #4 son mutuamente diferentes. Aquí, para definir un esquema que sea diferente, se supone que #A y #B son esquemas mutuamente diferentes. Entonces uno de los siguientes es verdadero.

- Las matrices de precodificación usadas en #A incluyen las mismas matrices usadas en #b pero los períodos (ciclos) de las matrices son diferentes.

• Ninguna de las matrices de precodificación usadas en #A se usa en #B.

En la descripción precedente, la información de control mostrada en las Tablas 4 y 5 se transmite por los primeros y los segundos datos de señalización. En este caso, se logra la ventaja de eliminar la necesidad de usar específicamente las PLP para transmitir la información de control.

Como ya se describió, la presente modalidad admite la elección de un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación mientras que al mismo tiempo se usa un esquema de multiportadora, tal como un esquema OFDM y mientras que al mismo tiempo se permite una norma diferente de la DVB-T2 que se distinga de la DVB-T2. Esto ofrece las ventajas de obtener alta calidad de recepción, así como también alta velocidad de transmisión, en un entorno LOS. Si bien en la presente modalidad, los esquemas de transmisión en los que pueden establecerse un grupo de portadoras son "un sistema MIMO de multiplexación espacial, un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija, un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo o un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si" , pero los esquemas de transmisión no se limitan de este modo. Asimismo, el esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija limitada al esquema #2 de la figura 49, como cualquier estructura con la matriz de precodificación fija es aceptable.

Asimismo, la descripción precedente está dirigida a un esquema en que los esquemas seleccionables por la estación difusora son "un sistema MIMO de multiplexación espacial, un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija, un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo, o un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si" . Sin embargo, no es necesario que todos los esquemas de transmisión sean seleccionables . También es posible cualquiera de los siguientes ejemplos. • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable : un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija, un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo y un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si. ¦ · un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable: un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija, un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodi icación y la codificación de bloques espacio-tiempo . • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable: un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija, un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación y un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si. • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable: un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo y un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si. • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable : un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija y un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación . • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable: un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación y la codificación de bloques espacio-tiempo. • un esquema de transmisión en que cualquiera de los siguientes es seleccionable: un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación y un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si.

Como se enumeró precedentemente, en tanto esté incluido un esquema MIMO para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación como un esquema seleccionable, los efectos ventajosos de transmisión de datos a alta velocidad se obtienen en un entorno LOS, además de una excelente calidad de recepción para el dispositivo de recepción.

Aquí, es necesario establecer la información de control SI en los símbolos Pl como ya se describió. Además, como los primeros y los segundos datos de señalización, la información de control puede establecerse de manera diferente de un esquema (el esquema para establecer el esquema de transmisión de cada PLP) mostrado en la Tabla 4. La Tabla 6 muestra un ejemplo de tal esquema .

La Tabla 6 difiere de la Tabla 4 en que la "PLP_MODE" establecida en "11" es "Reservada" . De este modo, la cantidad de bits que constituyen la "PLP_MODE" mostrada en las Tablas 4 y 6 puede aumentar o disminuir según la cantidad de esquemas de transmisión PLP seleccionables, que varía como en los ejemplos enumerados precedentemente .

Lo mismo vale con respecto a la Tabla 5. Por ejemplo, si el único esquema MIMO admitido es un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, la información de control "MIMO_MODE" ya no es necesaria. Asimismo, la información de control "MIMO_PATTERN #1" puede no ser necesaria, por ejemplo, en el caso en que n ose admite un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fij a . Asimismo, la información de control "MIMO_PATTERN #1" puede no ser necesariamente de dos bits de largo y puede ser como alternativa de un bit de largo en el caso en que, por ejemplo, no se requiere más que una matriz de precodificación para tal esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija. Asimismo, la información de control "MIMO_PATTER #1" puede tener dos bits de largo o más en el caso en que múltiples matrices de precodificación son seleccionables.

Lo mismo corresponde a la "MIMO_PATTER #2" . Es decir, la información de control "MIMO_PATTERN #2" puede tener un bit de largo en lugar de dos bits de largo, en el caso en que no más que un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación esté disponible. Como alternativa, la información de control "MIMO_PATTERN #2" puede tener dos bits de largo o más en el caso en que múltiples el esquemas de precodificación de regularmente saltos entre matrices de precodificación son seleccionables .

En la presente modalidad, la descripción está dirigida al dispositivo de transmisión que tiene dos antenas, pero la cantidad de antenas no se limita a dos. Con un dispositivo de transmisión que tenga más de dos antenas , la información de control puede transmitirse de la misma manera. Incluso, posibilitar la transmisión de señales moduladas con el uso de cuatro antenas además de la transmisión de señales moduladas con el uso de dos antenas puede requerir que sea necesario aumentar la cantidad de bits que constituyen los respectivos elementos de información de control. En tal modificación, todavía vale de todas maneras que la información de control se transmite por el símbolo Pl y la información de control se transmite por los primeros y los segundos datos de señalización como se estableció precedentemente.

La descripción precedente está dirigida a la estructura de tramas de los grupos de símbolos PLP transmitidos por una estación difusora en un esquema de transmisión que comparte el tiempo tal como se muestra en la figura 64.

La figura 66 muestra otro ejemplo de un símbolo que dispone el esquema en los dominios de tiempo y frecuencia, que es diferente del esquema de disposición de símbolos mostrados en la figura 64. Los símbolos mostrados en la figura 66 son de las corrientes si y s2 y deben transmitirse después de la transmisión del símbolo Pl, los primeros y los segundos datos de señalización, y la PLP común.

En la figura 66, cada símbolo señalado por "#1" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #1 mostrado en la figura 67. De igual modo, cada símbolo señalado como "#2" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #2 mostrado en la figura 64, cada símbolo señalado como "#3" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #3 mostrado en la figura 64, y cada símbolo señalado como "#4" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #4 mostrado en la figura 64. Al igual que en la figura 64, la PLP #1 transmite datos usando el sistema MIMO de multiplexación espacial mostrado en la figura 49 o el sistema MIMO con la matriz de precodificación fija. Además, la PLP #2 transmite datos para transmitir una señal modulada. La PLP #3 transmite datos usando un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . La PLP #4 transmite datos usando la codificación de bloques espacio-tiempo mostrado en la figura 50. Obsérvese que la disposición de símbolos usada en la codificación de bloques espacio- tiempo no se limita a la disposición en el dominio de tiempo. Como alternativa, la disposición de símbolos puede estar en el dominio de frecuencia o en los grupos de símbolos formados en los dominios de tiempo y frecuencia. Además, la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la mostrada en la figura 50.

En la figura 66, donde las corrientes si y s2 tienen ambas un símbolo en la misma subportadora y al mismo tiempo, los símbolos de las dos corrientes están presentes en la misma frecuencia. En el caso en que la precodificación realizada incluye la precodificación de acuerdo con el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, como se describe en las otras modalidades, las corrientes si y s2 se someten a la ponderación realizada usando las matrices de precodificación y se da salida a zl y z2 desde las respectivas antenas .

La figura 66 difiere de la figura 64 en los siguientes puntos. Es decir, el ejemplo mostrado en la figura 64 es una disposición de múltiples PLP que usan el tiempo compartido, en tanto que el ejemplo mostrado en la figura 66 es una disposición de múltiples PLP usando tanto el tiempo compartido como la frecuencia compartida. Es decir, por ejemplo, de tiempo 1, un símbolo de la PLP #1 y un símbolo de la PLP #2 están ambos presentes . De igual modo, de tiempo 3, un símbolo de la PLP #3 y un símbolo de la PLP #4 están ambos presentes. De este modo, los símbolos PLP que tienen diferentes números de índice (#X; X = 1, 2...) pueden asignarse según un criterio de símbolo por símbolo (para cada símbolo compuesto de una subportadora por vez) .

En aras de la simplicidad, la figura 66 sólo muestra símbolos señalados por y "#2" de tiempo 1. Sin embargo, éste no es un ejemplo limitativo, y pueden estar presentes de tiempo 1 símbolos PLP que tengan cualquier número de índice distinto de "#1" y "#2" . Además, la relación entre las subportadoras presentes de tiempo 1 y los números de índice PLP no se limita a lo que se muestra en la figura 66. Como alternativa, un símbolo PLP que tenga cualquier número de índice puede asignarse a cualquier subportadora . De igual modo, además, un símbolo PLP que tenga cualquier número de índice puede asignarse a cualquier subportadora en cualquier momento distinto de tiempo 1.

La figura 67 muestra otro ejemplo de un símbolo que dispone el esquema en los dominios de tiempo y frecuencia, que es diferente del esquema de disposición de símbolos mostrados en la figura 64. Los símbolos mostrados en la figura 67 son de las corrientes si y s2 y deben transmitirse después de la transmisión del símbolo Pl, los primeros y los segundos datos de señalización, y la PLP común. La función característica del ejemplo mostrado en la figura 67 es que la "transmisión esquema para transmitir sólo la corriente si" no es seleccionable en el caso en que PLP transmisión para trama T2s se lleva a cabo básicamente con múltiples antenas.

Por lo tanto, la transmisión de datos por el grupo de símbolos 6701 de la PLP #1 mostrado en la figura 67 se lleva a cabo por "un sistema MIMO de multiplexación espacial o un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija". La transmisión de datos por el grupo de símbolos 6702 de la PLP #2 se lleva a cabo usando "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" . La transmisión de datos por el grupo de símbolos 6703 de la PLP #3 se lleva a cabo por "codificación de bloques espacio-tiempo" . Obsérvese que transmisión de datos por el grupo de símbolos PLP 6703 de la PLP #3 y los siguientes grupos de símbolos de la trama unitaria se lleva a cabo mediante uno de "un sistema MIMO de multiplexación espacial o un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija" , "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" y la "codificación de bloques espacio-tiempo" .

La figura 68 muestra otro ejemplo de un símbolo que dispone el esquema en los dominios de tiempo y frecuencia, que es diferente del esquema de disposición de símbolos mostrados en la figura 66. Los símbolos mostrados en la figura 68 son de las corrientes si y s2 y deben transmitirse después de la transmisión del símbolo Pl, los primeros y los segundos datos de señalización, y la PLP común.

En la figura 68, cada símbolo señalado por representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #1 mostrado en la figura 67. De igual modo, cada símbolo señalado como "#2" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #2 mostrado en la figura 67, cada símbolo señalado como "#3" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #3 mostrado en la figura 67, y cada símbolo señalado como "#4" representa un símbolo del grupo de símbolos de la PLP #4 mostrado en la figura 67. Al igual que en la figura 67, la PLP #1 transmite datos usando el sistema MIMO de multiplexación espacial mostrado en la figura 49 o el sistema MIMO con la matriz de precodificación fija. La PLP #2 transmite datos usando un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . La PLP #3 transmite datos usando la codificación de bloques espacio-tiempo mostrado en la figura 50. Obsérvese que la disposición de símbolos usada en la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la disposición en el dominio de tiempo. Como alternativa, la disposición de símbolos puede estar en el dominio de frecuencia o en los grupos de símbolos formados en los dominios de tiempo y frecuencia. Además, la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la mostrada en la figura 50.

En la figura 68, donde las corrientes si y s2 tienen ambas un símbolo en la misma subportadora y al mismo tiempo, los símbolos de las dos corrientes están presentes en la misma frecuencia. En el caso en que la precodificación realizada incluye la precodificación de acuerdo con el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación como se describe en las otras modalidades, las corrientes si y s2 se someten a la ponderación realizada usando las matrices de precodificación y se da salida a zl y z2 desde las respectivas antenas .

En aras de la simplicidad, la figura 68 sólo muestra símbolos señalados por y "#2" de tiempo 1. Sin embargo, éste no es un ejemplo limitativo, y pueden estar presentes de tiempo 1 símbolos PLP que tengan cualquier número de índice distinto de y "#2" . Además, la relación entre las subportadoras presentes de tiempo 1 y los números de índice PLP no se limita a lo que se muestra en la figura 68. Como alternativa, un símbolo PLP que tenga cualquier número de índice puede asignarse a cualquier subportadora. De igual modo, además, un símbolo PLP que tenga cualquier número de índice puede asignarse a cualquier subportadora en cualquier momento distinto de tiempo 1. Como alternativa, por otra parte, sólo un símbolo PLP puede asignarse en un momento específico como en el tiempo T3. Es decir( en un esquema de tramas de disposición de los símbolos PLP en los dominios de tiempo y frecuencia, es aplicable cualquier asignación.

Como ya se mencionó, no existe ninguna PLP que use "un esquema de transmisión para transmitir sólo la corriente si" en una trama unitaria, de manera que el intervalo dinámico de una señal recibida por la terminal se asegura que sea angosto. Como resultado, se logra el efecto ventajoso de que aumente la probabilidad de excelente calidad de recepción.

Obsérvese que la descripción de la figura 68 se expone usando un ejemplo en que el esquema de transmisión seleccionado es uno de "sistema MIMO de multiplexación espacial o un esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija", "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodif icación" , y la "codificación de bloques espacio-tiempo". No obstante, no es necesario que todos estos esquemas de transmisión sean seleccionables . Por ejemplo, las siguientes combinaciones de los esquemas de transmisión pueden ser seleccionables.

Un "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" , la "codificación de bloques espacio- tiempo" y el "esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija" son seleccionables.

· Un "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" y la "codificación de bloques espacio-tiempo" son seleccionables .

Un "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" y el "esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija" son seleccionables .

La descripción precedente se refiere a un ejemplo en que una trama unitaria incluye múltiples PLP. Lo siguiente describe un ejemplo en que una trama unitaria incluye únicamente una PLP .

La figura 69 muestra un ejemplo de estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia para la corriente si y s2 en el caso en que sólo existe una PLP en una trama unitaria.

En la figura 69, la denotación "símbolo de control" representa un símbolo tal como el símbolo Pl, los primeros y los segundos datos de señalización o similar. En el ejemplo mostrado en la figura 69, la primera trama unitaria se transmite usando el intervalo 1. De igual modo, la segunda trama unitaria se transmite usando el intervalo 2, la tercera trama unitaria se transmite usando el intervalo 3 , y la cuarta trama unitaria se transmite usando el intervalo 4.

En el ejemplo mostrado en la figura 69, en la primera trama unitaria, un grupo de símbolos 6801 para PLP #1-1 se transmite y el esquema de transmisión seleccionado es "sistema MIMO de multiplexación espacial o esquema MIMO que usa la matriz de precodificación fija".

En la segunda trama unitaria, un grupo de símbolos 6802 para PLP #2-1 se transmite y el esquema de transmisión seleccionado es "un esquema para transmitir una señal modulada." En la tercera trama unitaria, un grupo de símbolos 6803 para PLP #3-1 se transmite y el esquema de transmisión seleccionado es "un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación" .

En la cuarta trama unitaria, un grupo de símbolos 6804 para PLP #4-1 se transmite y el esquema de transmisión seleccionado es "codificación de bloques espacio-tiempo" . Obsérvese que la disposición de símbolos usada en la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la disposición en el dominio de tiempo. Como alternativa, los símbolos pueden disponerse en el dominio de frecuencia o en los grupos de símbolos formados en los dominios de tiempo y frecuencia. Además, la codificación de bloques espacio-tiempo no se limita a la mostrada en la figura 50.

En la figura 69, donde las corrientes si y s2 tienen ambas un símbolo en la misma subportadora y al mismo tiempo, los símbolos de las dos corrientes están presentes en la misma frecuencia. En el caso en que la precodificación realizada incluye la precodificación de acuerdo con el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación como se describe en las otras modalidades, las corrientes si y s2 se someten a la ponderación realizada usando las matrices de precodificación y se da salida a zl y z2 desde las respectivas antenas .

De la manera precedente , un esquema de transmisión puede establecerse para cada PLP en consideración de la velocidad de transmisión de datos y la calidad de recepción de datos en la terminal receptora, de manera que puede logra tanto un aumento de la velocidad de transmisión de datos como una excelente calidad de recepción. Como un esquema ej emplificativo para estructurar la información de control, la información de control indicativa, por ejemplo, el esquema de transmisión y otra información del símbolo Pl y los primeros y los segundos datos de señalización pueden configurarse de una manera similar a las Tablas 3-6. La diferencia es como sigue. En la estructura de tramas mostrada, por ejemplo, de la figura 64, una trama unitaria incluye múltiples PLP. Por eso, es necesario proveer la información de control indicativa del esquema de transmisión y similar para cada PLP. Por otra parte, en la estructura de tramas mostrada, por ejemplo, en la figura 69, una trama unitaria incluye únicamente una PLP. Por eso, es suficiente proveer la información de control indicativa del esquema de transmisión y similar sólo para la una PLP.

La presente modalidad describe cómo un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación se aplica a un sistema de conformidad con la norma DVB . Las modalidades 1 a 16 han descrito ejemplos del esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Sin embargo, el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación no se limita al esquema descrito en las Modalidades 1 a 16. La presente modalidad puede implementarse de la misma manera mediante un esquema que comprende los pasos de: (i) preparar múltiples matrices de precodificación; (ii) seleccionar, entre las múltiples matrices de precodificación preparadas , una matriz de precodificación para cada intervalo; y (iii) realizar la precodificación mientras que se usan saltos regulares entre matrices de precodificación para cada intervalo .

Aunque la información de control tiene nombre únicos en la presente modalidad, los nombres de la información de control no influyen en la presente invención.

Modalidad A2 La presente modalidad provee descripciones detalladas de un esquema de recepción y la estructura de un dispositivo de recepción usado en un caso en que un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación se aplica a un sistema de comunicaciones de conformidad con la norma DVB-T2 , que se describe en la modalidad Al.

La figura 73 muestra, a modo de ejemplo, la estructura de un dispositivo de recepción de una terminal usada en un caso en que el dispositivo de transmisión de la estación difusora mostrado en la figura 63 ha adoptado un esquema de saltos regulares entre matrices de precodif icación . En la figura 73 , los elementos que operan de la misma manera que en las figuras 7 y 56 tienen sus mismos signos de referencia.

Con respecto a la figura 73, en ella una unidad de detección/demodulación de símbolos Pl 7301 realiza la detección de señales y la sincronización de frecuencias temporales recibiendo una señal transmitida por una estación difusora y detectando un símbolo Pl en base a las entradas, es decir las señales 704_X y 704_Y que se han sometido al procesamiento de señales. La unidad de detección/demodulación de símbolos Pl 7301 también obtiene la información de control incluida en el símbolo Pl (aplicando la demodulación y decodificación de corrección de errores) y da salida a la información de control de símbolos Pl 7302. Se da entrada a la información de control de símbolos Pl 7302 a los procesadores relacionados con OFDM 5600_X y 5600_Y. En base a la información de entrada, los procesadores relacionados con OFDM 5600_X y 5600_Y cambian un esquema de procesamiento de señales para el esquema OFDM (esto es porque, como se describe en la modalidad Al, el símbolo Pl incluye la información de un esquema para transmitir la señal transmitida por la estación difusora) .

Se da entrada a las Señales 704_X y 704_Y que se han sometido al procesamiento de señales, así como también la información de control de símbolos Pl 7302, a una unidad de demodulación de símbolos P27303 (obsérvese que un símbolo P2 puede incluir una señalización PLP) . La unidad de demodulación de símbolos P2 7303 realiza el procesamiento de señales y la demodulación (incluso la decodificación de corrección de errores) en base a la información de control de símbolos Pl, y da salida a la información de control de símbolos P2 7304.

Se da entrada a la información de control de símbolos Pl 7302 y la información de control de símbolos P27304 a una unidad generadora de señales de control 7305. La unidad generadora de señales de control 7305 forma un conjunto de elementos de información de control (relativos a las operaciones de recepción) y da salida al mismo como una señal de control 7306. Tal como se ilustra en la figura 73, se da entrada a la señal de control 7306 en cada unidad.

Una unidad de procesamiento de señales 711 recibe, como entradas, las señales 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y, y la señal de control 7306. En base a la información incluida en la señal de control 7306 del esquema de transmisión, el esquema de modulación, el esquema de codificación de corrección de errores, la tasa de codificación para codificación de corrección de errores , el tamaño de bloque de códigos de corrección de errores, y otros datos similares usados para transmitir cada PLP, la unidad de procesamiento de señales 711 realiza el procesamiento de demodulación y el procesamiento de decodificación, y da salida a los datos recibidos 712.

Aquí, la unidad de procesamiento de señales 711 puede realizar el procesamiento de demodulación mediante la Ecuación 41 de la Matemática 41 y la Ecuación 143 de la Matemática 153 En un caso en que se usa cualquiera de los siguientes esquemas de transmisión para transmitir cada PLP: un sistema MIMO de multiplexación espacial; un esquema MIMO que emplea la matriz de precodificación fija; y un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Obsérvese que la matriz de canal (H). puede obtenerse a partir de la salida resultante de las unidades de estimación de fluctuación de canal (705_1, 705_2, 707_1 y 707_2) . La estructura de matriz de la matriz de precodificación (F o W) difiere según el esquema de transmisión realmente usado. En especial, cuando se usa el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, son saltadas las matrices de precodificación que deben emplearse y cada vez se realiza la demodulación. Además, cuando se usa la codificación de bloques espacio-tiempo, la demodulación se realiza mediante los valores obtenidos a partir de la estimación de canal y una señal recibida (de banda base) .

La figura 74 muestra, a modo de ejemplo, la estructura de un dispositivo de recepción de una terminal usada en un caso en que el dispositivo de transmisión de la estación difusora mostrado en la figura 72 ha adoptado un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación . En la figura 74 , los elementos que operan de la misma manera que en las figuras 7, 56 y 73 tienen sus mismos signos de referencia.

El dispositivo de recepción mostrado en la figura 74 y el dispositivo de recepción mostrado en la figura 73 son diferentes en que el dispositivo de recepción mostrado en la figura 73 puede obtener los datos recibiendo señales de conformidad con la norma DVB-T2 y señales de conformidad con otras normas diferentes de la norma DVB-T2, en tanto que el dispositivo de recepción mostrado en la figura 74 puede obtener los datos recibiendo sólo señales de conformidad con otras normas diferentes de norma DVB-T2. Con respecto a la figura 74, en ella una unidad de detección/demodulación de símbolos Pl 7301 realiza la detección de señales y la sincronización de frecuencias temporales recibiendo una señal transmitida por una estación difusora y detectando un símbolo Pl en base a las entradas, es decir las señales 704_X y 704_Y que se han sometido al procesamiento de señales. La unidad de detección/demodulación de símbolos Pl 7301 también obtiene la información de control incluida en el símbolo Pl (aplicando la demodulación y la decodificación de corrección de errores) y da salida a la información de control de símbolos Pl 7302. Se da entrada a la información de control de símbolos Pl 7302 en los procesadores relacionados con OFDM 5600_X y 5600_Y. En base a la información de entrada, los procesadores relacionados con OFDM 5600_X y 5600_Y cambian un esquema de procesamiento de señales para el esquema OFDM. (Esto es porque, como se describe en la modalidad Al, el símbolo Pl incluye la información de un esquema para transmitir la señal transmitida por la estación difusora) .

Se da entrada a las señales 704_X y 704_Y que se han sometido al procesamiento de señales, así como también la información de control de símbolos Pl 7302, en una unidad de demodulación de primeros/segundos datos de señalización 7401. La unidad de demodulación de primeros/segundos datos de señalización 7401 realiza el procesamiento de señales y la demodulación (incluso la decodificación de corrección de errores) en base a la información de control de símbolos Pl, y da salida a la información de control de primeros/segundos datos de señalización 7402.

Se da entrada a la información de control de símbolos Pl 7302 y la información de control de primeros/segundos datos de señalización 7402 en una unidad generadora de señales de control 7305. La unidad generadora de señales de control 7305 forma un conjunto de elementos de información de control (relativos a las operaciones de recepción) y da salida al mismo como una señal de control 7306. Tal como se ilustra en la figura 74, se da entrada a la señal de control 7306 en cada unidad.

Aquí, la unidad de procesamiento de señales 711 puede realizar el procesamiento de demodulación mediante la Ecuación 41 de la Matemática 41 y la Ecuación 143 de la Matemática 153 en un caso en que se use cualesqúiera de los siguientes el esquemas de transmisión para transmitir cada PLP: un sistema MIMO de multiplexación espacial; un esquema MIMO que emplea la matriz de precodificación fija; y un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Obsérvese que la matriz de canal (H) puede obtenerse a partir de la salida resultante de las unidades de estimación de fluctuación de canal (705_1, 705_2, 707_1 y 707_2) . La estructura de matriz de la matriz de precodificación (F o ) difiere según el esquema de transmisión realmente usado. En especial, cuando se usa el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, son saltadas las matrices de precodificación que deben emplearse y se realiza cada vez la demodulación. Además, cuando se usa la codificación de bloques espacio-tiempo, la demodulación se realiza mediante los valores obtenidos a partir de la estimación de canal y una señal recibida (de banda base) .

La figura 75 muestra la estructura de un dispositivo de recepción de una terminal de conformidad tanto con la norma DVB-T2 como con otras normas diferentes de la norma DVB-T2. En la figura 75, los elementos que operan de la misma manera que en las figuras 7, 56 y 73 tienen sus mismos signos de referencia.

El dispositivo de recepción mostrado en la figura 75 es diferente de los dispositivos de recepción mostrados en las figuras 73 y 74 en que el dispositivo de recepción mostrado en la figura 75 comprende un símbolo P2 o unidad de demodulación de primeros/segundos datos de señalización 7501 como para que pueda demodular ambas señales de conformidad con la norma DVB-T2 y las señales de conformidad con otras normas diferentes de la norma DVB-T2.

Se da entrada a las señales 704_X y 704_Y que se han sometido al procesamiento de señales, así como también la información de control de símbolos Pl 7302, en el símbolo P2 o la unidad de demodulación de primeros/segundos datos de señalización 7501. En base a la información de control de símbolos Pl, el símbolo P2 o la unidad de demodulación de primeros/segundos datos de señalización 7501 estima si la señal recibida es de conformidad con la norma DVB-T2 o con una norma diferente de la norma DVB-T2 (esta apreciación puede efectuarse, por ejemplo usando la Tabla 3) , realiza el procesamiento de señales y la demodulación (incluso la decodificación de corrección de errores) , y da salida a la información de control 7502 que incluye la información indicativa de la norma con la que guarda conformidad la señal recibida. Otras operaciones son similares a las figuras 73 y 74.

Como ya se mencionó, la estructura del dispositivo de recepción descrita en la presente modalidad permite obtener datos con alta calidad de recepción recibiendo la señal transmitida por el dispositivo de transmisión de la estación difusora, lo cual se ha descrito en la modalidad Al, y realizando el apropiado procesamiento de señales. En especial, al recibir una señal asociada con un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, puede mejorar tanto la eficiencia de la transmisión de datos como la calidad de la recepción de datos en un entorno LOS.

Como lo describa la presente modalidad, la estructura del dispositivo de recepción que corresponde al esquema de transmisión empleado por la estación difusora, descrito en la modalidad Al, el dispositivo de recepción está provisto de dos antenas de recepción en la presente modalidad. Sin embargo, la cantidad de antenas provistas en el dispositivo de recepción no se limita a dos. La presente modalidad puede implementarse de la misma manera cuando el dispositivo de recepción está provisto de tres o más antenas. En este caso, la calidad de recepción de datos puede mejorar, al aumentar la ganancia de diversidad.

Asimismo, cuando el dispositivo de transmisión de la estación difusora está provisto de tres o más antenas de transmisión y transmite tres o más señales moduladas, la presente modalidad puede implementarse de la misma manera aumentando la cantidad de antenas de recepción provistas en el dispositivo de recepción de la terminal. En este caso, resulta preferido que el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación sea usado como un esquema de transmisión.

Obsérvese que las Modalidades 1 a 16 han descrito ejemplos del esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Sin embargo, el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación no se limita al esquema descrito en las Modalidades 1 a 16. La presente modalidad puede implementarse de la misma manera mediante un esquema que comprende los pasos de: (i) preparar múltiples matrices de precodificación (ii) seleccionar, entre las múltiples matrices de precodificación preparadas, una matriz de precodificación para cada intervalo; y (iii) realizar la precodificación al tiempo que se efectúan saltos regulares entre las matrices de precodificación que deben emplearse para cada intervalo .

Modalidad A3 En el sistema descrito en la modalidad Al, donde el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación se aplica a la norma DVB-T2, hay información de control para designar un patrón de inserción de pilotos en la preseñalización Ll . La presente modalidad describe cómo aplicar el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando cambia el patrón de inserción de pilotos en la preseñalización Ll.

Las figuras 76A, 76B, 77A y 77B muestran ejemplos de una estructura de tramas representada en un dominio de frecuencia-tiempo para la norma DVB-T2 en un caso en que múltiples señales moduladas se transmiten desde múltiples antenas usando el mismo ancho de banda de frecuencias. En cada una de la figuras 76A a 77B, el eje horizontal representa la frecuencia y los números de portadora se muestran a lo largo de él, en tanto que el eje vertical representa el tiempo. Las figuras 76A y 77A muestran, cada una, una estructura de tramas para una señal modulada zl que pertenece a las Modalidades que se han descrito hasta ahora. Las figuras 76B y 77B muestran, cada una, una estructura de tramas para una señal modulada z2 que pertenece a las modalidades que se han descrito hasta ahora. Los índices "fO, fl, f2, ..." se asignan como números de portadora, y los índices "ti, t2, t3, ... " se asignan como tiempo. En las figuras 76A a 77B, hay símbolos que se asignan al mismo número de portadora y al mismo tiempo por la misma frecuencia simultánea.

Las figuras 76A a 77B muestran ejemplos de las posiciones en que se insertan los símbolos piloto de acuerdo con la norma DVB-T2 (cuando múltiples señales moduladas se transmiten por múltiples antenas de acuerdo con la DVB-T2, hay esquemas relativos a las posiciones en que se insertan los pilotos; las figuras 76A a 77B muestran dos de tales el esquemas) . Las figuras 76A a 77B muestran dos tipos de símbolos, es decir, los símbolos como pilotos y los símbolos para la transmisión de datos ( "símbolos de datos de transmisión") . Como se describe en otras modalidades, cuando se usa un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación o un esquema de precodificación que emplea la matriz de precodificación fija, los símbolos de datos de transmisión en la señal modulada zl se obtienen como resultado de realizar la ponderación en las corrientes si y s2, y los símbolos de datos de transmisión de la señal modulada z2 se obtienen como resultado de realizar la ponderación en las corrientes si y s2. Cuando se usa la codificación de bloques espacio-tiempo o el sistema MIMO de multiplexación espacial, los símbolos de datos de transmisión en la señal modulada zl son o para la corriente si o para la corriente s2, y los símbolos de datos de transmisión en la señal modulada z2 son o para la corriente si o para la corriente s2.

En las figuras 76A a 77B, a cada uno de los símbolos como pilotos se les asigna un índice "PPl" o "PP2". Un símbolo piloto con el índice "PPl" y un símbolo piloto con el índice "PP2" se estructuran mediante diferentes esquemas . Como ya se mencionó, de acuerdo con la norma DVB-T2 , la estación difusora puede designar uno de los ocho esquemas de inserción de pilotos (que difieren entre sí en la frecuencia de inserción de los símbolos piloto en una trama) . Las figuras 76A a 77B muestran dos de los ocho esquemas de inserción de pilotos. La información sobre uno de los ocho esquemas de inserción de pilotos, seleccionado por la estación difusora, se transmite a un destino (terminal) de transmisión como los datos de símbolos P2 de la preseñalización Ll , que se han descrito en la modalidad Al.

A continuación, se da una descripción de cómo aplicar el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación en asociación con un esquema de inserción de pilotos. A modo de ejemplo, aquí se supone que se preparan 10 tipos diferentes de matrices de precodificación F para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, y esos 10 tipos diferentes de matrices de precodificación F se expresan como F [0] , F[l] , F[2] , F[3] , F[4] , F[5] , F[6] , F[7] , F[8] y F[9] . Las figuras 78A y 78B muestran el resultado de asignar las matrices de precodificación a la estructura de tramas representada en los dominios de frecuencia-tiempo mostrados en las figuras 76A y 76B cuando se aplica el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Las figuras 79A y 79B muestran el resultado de asignar las matrices de precodificación a la estructura de tramas representada en los dominios de frecuencia-tiempo mostrados en las figuras 77A y 77B cuando se aplica el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Por ejemplo, en ambas de la estructura de tramas para la señal modulada zl mostrada en la figura 78A y la estructura de tramas para la señal modulada z2 mostrada en la figura 78B, un símbolo en la portadora fl y el tiempo TI muestra Eso significa que la precodificación se realiza en este símbolo mediante la matriz de precodificación F[l] . Del mismo modo, en las figuras 78A a 79B, un símbolo en la portadora fx y el tiempo Ty que muestra "#Z" denota que la precodificación se realiza en este símbolo mediante la matriz de precodificación F[Z] (Aquí, x = 0, 1, 2, ... , y y = 1, 2, 3, .. ) ..

Debe apreciarse naturalmente que los diferentes esquemas para insertar símbolos piloto (diferentes intervalos de inserción) se usan para la estructura de tramas representada en el dominio de frecuencia-tiempo mostrado en las figuras 78A y 78B y la estructura de tramas representada en el dominio de frecuencia-tiempo mostrado en las figuras 79A y 79B. Asimismo, el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre las matrices de codificación no se aplica a los símbolos piloto. Por este motivo, incluso si todas las señales mostradas en las figuras 78A a 79B se someten al mismo esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación durante un cierto período (ciclo) (es decir, la misma cantidad de diferentes matrices de precodificación se preparan para este esquema aplicado a todas las señales mostradas en las figuras 78A a 79B) , una matriz de precodificación asignada a un símbolo en una cierta portadora y un cierto tiempo en las figuras 78A y 78B puede ser diferentes de una matriz de precodificación asignada al correspondiente símbolo en las figuras 79A y 79B. Esto es evidente en las figuras 78A a 79B. Por ejemplo, en las figuras 78A y 78B, un símbolo en la portadora f5 y el tiempo T2 muestra "#7", que significa que la precodificación se realiza allí mediante la matriz de precodificación F[7] . Por otra parte, en las figuras 79A y 79B, un símbolo en la portadora f5 y el tiempo T2 muestra "#8", que significa que la precodificación se realiza allí mediante la matriz de precodificación F[8] .

Por lo tanto, la estación difusora transmite información de control indicativa de un patrón de piloto el (esquema de inserción de pilotos) usando los datos de preseñalización Ll . Obsérvese que, cuando la estación difusora ha seleccionado el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación como un esquema para transmitir cada PLP en base a la información de control mostrada en la Tabla 4 ó 5, la información de control indicativa del patrón de piloto el (esquema de inserción de pilotos) puede indicar además un esquema para asignar las matrices de precodificación (de aquí en adelante "Esquema de asignación de matrices de precodificación" ) preparado para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Es por ello que el dispositivo de recepción de la terminal que recibe las señales moduladas transmitidas por la estación difusora puede reconocer el esquema de asignación de matrices de precodificación usado en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación obteniendo la información de control indicativa del patrón de piloto, que está incluida en los datos de preseñalización Ll (en base a la premisa de que la estación difusora ha seleccionado el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación como un esquema para transmitir cada PLP en base a la información de control mostrada en la Tabla 4 ó 5) . Aunque la descripción de la presente modalidad se ha dado con referencia a los datos de preseñalización Ll, en el caso de la estructura de tramas que se muestra en la figura 70 donde no existe ningún símbolo P2 , la información de control indicativa del patrón de piloto y el esquema de asignación de matrices de precodificación usados en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación se incluye en los primeros datos de señalización y los segundos datos de señalización.

Lo siguiente describe otro ejemplo. Por ejemplo, la descripción precedente también es verdadera en un caso en que las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación se determinan al mismo tiempo como la designación de un esquema de modulación, tal como se muestra en la Tabla 2. En este caso, transmitiendo sólo los elementos de información de control indicativa de un patrón de piloto, un esquema para transmitir cada PLP y un esquema de modulación de los símbolos P2 , el dispositivo de recepción de la terminal puede estimar, vía la obtención de esos elementos de información de control, el esquema de asignación de matrices de precodificación usado en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación (obsérvese que la asignación se realiza en el dominio de frecuencia-tiempo) . Se asume un caso en que las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación se determinan al mismo tiempo como la designación de un esquema de modulación y un esquema de codificación de corrección de errores, tal como se muestra en la Tabla IB. En este caso además, transmitiendo sólo los elementos de información de control indicativa de un patrón de piloto, un esquema para transmitir cada PLP y un esquema de modulación, así como también un esquema de codificación de corrección de errores, de los símbolos P2 , el dispositivo de recepción de la terminal puede estimar, vía la obtención de esos elementos de información, el esquema de asignación de matrices de precodificación usado en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación (obsérvese que la asignación se realiza en el dominio de frecuencia-tiempo) .

Sin embargo, a diferencia de los casos de las Tablas IB y 2 , se transmite una matriz de esquema de saltos precodificados que se usa en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, como lo indica la Tabla 5, en cualquiera de las siguientes situaciones (i) a (iii) : (i) cuando uno de dos o más diferentes esquemas de efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación pueden seleccionarse incluso si está determinado el esquema de modulación (los ejemplos de tales dos o más diferentes esquemas incluyen: esquemas de precodificación que regularmente saltan entre matrices de precodificación durante diferentes períodos (ciclos) ; y esquemas de precodificación que regularmente saltan entre matrices de precodificación, donde las matrices de precodificación usadas en un esquema son diferentes de las utilizadas en otro; (ii) cuando uno de dos o más diferentes esquemas de efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación puede seleccionarse incluso si están determinados el esquema de modulación y el esquema de corrección de errores; y (iii) cuando uno de dos o más diferentes esquemas de efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación puede seleccionar incluso si está determinado el esquema de corrección de errores. En cualquiera de esas situaciones (i) a (iii) , es admisible transmitir la información del esquema de asignación de matrices de precodificación usado en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, además del esquema de saltos de matriz de precodificación usado en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación (obsérvese que la asignación se realiza en el dominio de frecuencia-tiempo) .

La Tabla 7 muestra un ejemplo de la estructura de información de control para la información del esquema de asignación de matrices de precodificación usado en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación (obsérvese que la asignación se realiza en el dominio de frecuencia-tiempo) .

Tabla 7 MATRIX_FRAME_ARRA GE 00 : Esquema de asignación de matrices MENT (2 bits) de precodificación en las tramas #1 01 : Esquema de asignación de matrices de precodificación en las tramas #2 10 : Esquema de asignación de matrices de precodificación en las tramas #3 11 : Esquema de asignación de matrices de precodificación en las tramas #4 A modo de ejemplo, se asume un caso en que el dispositivo de transmisión de la estación difusora ha seleccionado el patrón de inserción de pilotos mostrado en las figuras 76A y 76B, y seleccionado un esquema A como el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . En este caso, el dispositivo de transmisión de la estación difusora puede seleccionar o el esquema de asignación de matrices de precodificación mostrado en las figuras 78A y 78B o el esquema de asignación de matrices de precodificación mostrado en las figuras 80A y 80B (obsérvese que la asignación se realiza en el dominio de frecuencia-tiempo) . Por ejemplo, cuando el dispositivo de transmisión de la estación difusora ha seleccionado el esquema de asignación de matrices de precodificación mostrado en las figuras 78A y 78B, "MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT" en la Tabla 7 se establece en "00". Por otra parte, cuando el dispositivo de transmisión ha seleccionado el esquema de asignación de matrices de precodificación mostrado en las figuras 80A y 80B, "MATRIX_FRAME_ARRA GEMENT" en la Tabla 7 se establece en "01". Después, el dispositivo de recepción de la terminal puede reconocer el esquema de asignación de matrices de precodificación obteniendo la información de control mostrada en la Tabla 7 (obsérvese que la asignación se realiza en el dominio de frecuencia-tiempo) . Obsérvese que la información de control mostrada en la Tabla 7 puede transmitirse mediante los símbolos P2 o mediante los primeros datos de señalización y los segundos datos de señalización.

Como ya se mencionó, implementando el esquema de asignación de matrices de precodificación usado en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación en base al esquema de inserción de pilotos, y transmitiendo correctamente la información indicativa del esquema de asignación de matrices de precodificación al destino (terminal) de la transmisión, el dispositivo de recepción de la terminal puede lograr el efecto ventajoso de mejorar tanto la eficiencia de la transmisión de datos como la calidad de la recepción de datos.

La presente modalidad describe un caso en que la estación difusora transmite dos señales. Sin embargo, la presente modalidad puede implementarse de la misma manera cuando el dispositivo de transmisión de la estación difusora está provisto de tres o más antenas de transmisión y transmite tres o más señales moduladas. Las modalidades 1 a 16 han descrito ejemplos del esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Sin embargo, el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación no se limita al esquema descrito en las Modalidades 1 a 16. La presente modalidad puede implementarse de la misma manera mediante un esquema que comprende los pasos de: (i) preparar múltiples matrices de precodificación, (ii) seleccionar, entre las múltiples matrices de precodificación preparadas, una matriz de precodificación para cada intervalo; y (iii) realizar la precodificación efectuando al mismo tiempo regularmente saltos entre las matrices de precodificación que deben usarse para cada intervalo.

Modalidad A4 En la presente modalidad, se da una descripción de un esquema de repetición que se usa en un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación a fin de mejorar la calidad de recepción de datos.

Las figuras 3, 4, 13, 40 y 53 muestran, cada una, la estructura de un dispositivo de transmisión que emplea el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Por otra parte, la presente modalidad describe los ejemplos donde se usa la repetición en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación .

La figura 81 muestra un ejemplo de la estructura de la unidad de procesamiento de señales que pertenece a un caso en que se usa la repetición en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . A la luz de la figura 53, la estructura de la figura 81 corresponde a la unidad de procesamiento de señales 5308.

Una señal de banda base 8101_1 mostrada en la figura 81 corresponde a la señal de banda base 5307_1 mostrada en la figura 53. La señal de banda base 8101_1 se obtiene como un resultado de la correlación, y constituye la corriente si. Del mismo modo, una señal de banda base 8101_2 mostrada en la figura 81 corresponde a la señal de banda base 5307_2 mostrada en la figura 53. La señal de banda base 8101_2 se obtiene como un resultado de la correlación, y constituye la corriente s2.

Se da entrada a la señal de banda base 8101_1 y una señal de control 8104 en una unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_1. La unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_1 genera duplicados de la señal de banda base de acuerdo con la información sobre la cantidad de repeticiones incluidas en la señal de control 8104. Por ejemplo, en un caso en que la información sobre la cantidad de repeticiones incluidas en la señal de control 8104 indica cuatro repeticiones, siempre que la señal de banda base 8101_1 incluya las señales sil, sl2, sl3, sl4, ... dispuestas en el orden establecido a lo largo del eje temporal, la unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_1 genera un duplicado de cada señal cuatro veces, y da salida a los duplicados resultantes. Es decir, después de las cuatro repeticiones, la unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_1 da salida, como la señal de banda base 8103_1, a los cuatro elementos de sil (es decir, sil, sil, sil, sil), los cuatro elementos de sl2 (es decir, sl2, sl2, sl2, sl2) , los cuatro elementos de sl3 (es decir, sl3, sl3, sl3, sl3) , los cuatro elementos de sl4 (es decir, sl4, sl4, sl4, sl4) , etc., en el orden establecido a lo largo del eje temporal.

Se da entrada a la señal de banda base 8101_2 y la señal de control 8104, en una unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_2. La unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_2 genera duplicados de la señal de banda base de acuerdo con la información sobre la cantidad de repeticiones incluidas en la señal de control 8104. Por ejemplo, en un caso en que la información sobre la cantidad de repeticiones incluidas en la señal de control 8104 indica cuatro repeticiones, siempre que la señal de banda base 8101_2 incluya las señales s21, s22, s23, s24, ... dispuestas en el orden establecido a lo largo del eje temporal, la unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_2 genera un duplicado de cada señal cuatro veces, y da salida a los duplicados resultantes. Es decir, después de las cuatro repeticiones, la unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_2 da salida, como la señal de banda base 8103_2, a los cuatro elementos de s21 (es decir, s21, s21, s21, s21) , los cuatro elementos de s22 (es decir, s22, s22, s22, s22) , los cuatro elementos de s23 (es decir, s23, s23, s23, sl3) , los cuatro elementos de s24 (es decir, sl4, s24, s24, s24) , etc., en el orden establecido a lo largo del eje temporal.

Se da entrada a las señales de banda base 8103_1 y 8103_2 obtenidas como resultado de las repeticiones, así como también la señal de control 8104 en una unidad de ponderación (unidad de operación de precodificación) 8105. La unidad de ponderación (unidad de operación de precodificación) 8105 realiza la precodificación en base a la información sobre el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre las matrices de precodificación, que está incluida en la señal de control 8104. Más específicamente, la unidad de ponderación (unidad de operación de precodificación) 8105 realiza la ponderación en las señales de banda base 8103_1 y 8103_2 obtenidas como resultado de las repeticiones, y da salida a las señales de banda base 8106_1 y 8106_2 en las que se ha realizado la precodificación (aquí, las señales de banda base 8106_1 y 8106_2 se expresan respectivamente como zl (i) y z2 (i) , donde i representa el orden (a lo largo del tiempo o la f ecuencia) ) .

Siempre que las señales de banda base 8103_1 y 8103_2 obtenidas como resultado de las repeticiones son respectivamente yl(i) e y2(i) y la matriz de precodificación es F(i), se cumple la siguiente relación.

Matemática 561 Ecuación 475 Siempre que N matrices de precodificación preparadas para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación son F[0], F[l], F[2], F[3] , ... , F[N - 1] (donde N es un entero mayor o igual a dos) , una de las matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , F[3] , ... , F[N - 1] se usa como F(i) en la Ecuación 475.

A modo de ejemplo, se asume que i = 0, 1, 2, 3; yl(i) representa cuatro señales de banda base duplicadas sil, sil, sil, sil; y y2(i) representa cuatro señales de banda base duplicadas s21, s21, s2l, s21. Según este supuesto, es importante que se cumpla la siguiente condición.

Matemática 562 Para ß, la relación F( ) ? F($) se cumple (para a, ß = 0, 1, 2, 3 y a ? ß) .

La siguiente descripción se deriva generalizando lo anterior. Se asume que la cantidad de repeticiones es K; i = g0, <3i, <32i ¦ ¦ ¦ , gK - i (es deci , gj donde j es un entero en un intervalo de 0 a K - 1); e yl(i) representa sil. Según este supuesto, es importante que se cumpla la siguiente condición.

Matemática 563 Para a ß, la relación F(a) ? F ( ) se cumple (para a, ß = 9j (j siendo un entero en un intervalo de O a K - 1) y a ? ß) · Del mismo modo, se asume que la cantidad de repeticiones es K; i = h0, hi, h2, ... , hK _ x (es decir, hj donde j es un entero en un intervalo de 0 a K - 1) ; e y2 (i) representa s21. Según este supuesto, es importante que se cumpla la siguiente condición.

Matemática 564 Para ß, la relación F(a) ? F( ) se cumple (para a, ß = hj (j siendo un entero en un intervalo de O a K - 1) y ? ß) · Aquí, la relación gj = hj puede o no cumplirse. De este modo, se transmiten las corrientes idénticas generadas a las repeticiones , al tiempo que se usan para ellas diferentes matrices de precodificación, y por eso se logra el efecto ventajoso de mejorar la calidad de recepción de datos.

La presente modalidad describe un caso en que la estación difusora transmite dos señales. Sin embargo, la presente modalidad puede implementarse de la misma manera cuando el dispositivo de transmisión de la estación difusora está provisto de tres o más antenas de transmisión y transmite tres o más señales moduladas. Se asume que la cantidad de señales transmitidas es Q; la cantidad de repeticiones es K; i = go, gi, 92 · · · , 9? - i (es decir, gj donde j es un entero en un intervalo de 0 a K - 1); y yb(i) representa sbl (donde b es un entero en un intervalo de 1 a Q) . Según este supuesto, es importante que se cumpla la siguiente condición.

Matemática 565 Para ? ß, la relación F(OÍ ) ? F ( ) se cumple (para a, ß = 9j (j siendo un entero en un intervalo de O a K - 1) y ? ß) - Obsérvese que F(i) es una matriz de precodificación que pertenece a un caso en que la cantidad de señales transmitidas es Q.

A continuación, se describe una modalidad diferente de la modalidad ilustrada en la figura 81, con referencia a la figura 82. En la figura 82, los elementos que operan de la misma manera que los de la figura 81 tienen sus mismos signos de referencia. La estructura mostrada en la figura 82 es diferente de la estructura mostrada en la figura 81 en que los elementos de datos se reordenan como para transmitir idénticos elementos de datos desde diferentes antenas.

Una señal de banda base 8101_1 mostrada en la figura 82 corresponde a la señal de banda base 5307_1 mostrada en la figura 53. La señal de banda base 8101_1 se obtiene como un resultado de la correlación, y constituye la corriente si. De igual modo, una señal de banda base 8101_2 mostrada en la figura 81 corresponde a la señal de banda base 5307_2 mostrada en la figura 53. La señal de banda base 8101_2 se obtiene como un resultado de la correlación, y constituye la corriente s2.

Se da entrada a la señal de banda base 8101_1 y la señal de control 8104 en una unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_1. La unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_1 genera duplicados de la señal de banda base de acuerdo con la información^ sobre la cantidad de repeticiones incluidas en la señal de control 8104. Por ejemplo, en un caso en que la información sobre la cantidad de repeticiones incluidas en la señal de control 8104 indica cuatro repeticiones, siempre que la señal de banda base 8101_1 incluya las señales sil, sl2, sl3, sl4, ... dispuestas en el orden establecido a lo largo del eje temporal, la unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_1 genera un duplicado de cada señal cuatro veces, y da salida a los duplicados resultantes. Es decir, después de las cuatro repeticiones, la unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_1 da salida, como la señal de banda base 8103_1, a los cuatro elementos de sil (es decir, sil, sil, sil, sil), los cuatro elementos de sl2 (es decir, sl2, sl2, sl2, sl2) , los cuatro elementos de sl3 (es decir, sl3, sl3, sl3, sl3) , los cuatro elementos de sl4 (es decir, sl4, sl4, sl4, sl4) , etc., en el orden establecido a lo largo del eje temporal.

Se da entrada a la señal de banda base 8101_2 y la señal de control 8104 en una unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_2. La unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_2 genera duplicados de la señal de banda base de acuerdo con la información sobre la cantidad de repeticiones incluidas en la señal de control 8104. Por ejemplo, en un caso en que la información sobre la cantidad de repeticiones incluidas en la señal de control 8104 indica cuatro repeticiones, siempre que la señal de banda base 8101_2 incluya las señales s21, s22, s23, s24, ... dispuestas en el orden establecido a lo largo del eje temporal, la unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_1 genera un duplicado de cada señal cuatro veces, y da salida a los duplicados resultantes. Es decir, después de las cuatro repeticiones, la unidad de procesamiento de señales (unidad de duplicación) 8102_2 da salida, como la señal de banda base 8103_2, a los cuatro elementos de s21 (es decir, s21, s21, s21, s21) , los cuatro elementos de s22 (es decir, s22, s22, s22, s22) , los cuatro elementos de s23 (es decir, s23, s23, s23, s23) , los cuatro elementos de s24 (es decir, s24, s24, s24, s24) , etc., en el orden establecido a lo largo del eje temporal.

Se da entrada a las señales de banda base 8103_1 y 8103_2 obtenidas como resultado de las repeticiones, así como también la señal de control 8104, en una unidad de reordenación 8201. La unidad de reordenación 8201 reordena los elementos de datos de acuerdo con la información sobre un esquema de repetición incluido en la señal de control 8104, y da salida a las señales de banda base 8202_1 y 8202_2 obtenidas como resultado de la reordenación. Por ejemplo, se asume que la señal de banda base 8103_1 obtenida como resultado de las repeticiones está compuesta de cuatro elementos de sil (sil, sil, sil, sil) dispuestos a lo largo del eje temporal, y la señal de banda base 8103_2 obtenida como resultado de las repeticiones está compuesta de cuatro elementos de s21 (s21, s21, s21, s21) dispuestos a lo largo del ej e temporal . En la figura 82, se da salida a sil a la vez como yl(i) e y2(i) de la Ecuación 475, y se da salida igualmente a s21 a la vez como yl(i) ey2(i) de la Ecuación 475. Del mismo modo, la reordenación similar a la reordenación realizada en sil se realiza en sl2, sl3, ... , y la reordenación similar a la reordenación realizada en s21 se realiza en s22, s23, ... . De ahí que la señal de banda base 8202_1 obtenida como resultado de la reordenación incluye sil, s21, sil, s21, sl2, s22, sl2, s22, sl3, s23, sl3, s23, ... dispuestas en el orden establecido, que son equivalentes a yl(i) de la Ecuación 475. Aunque los elementos de sil y s21 se disponen en el orden sil, s21, sil y s21 en la descripción precedente, los elementos de sil y s21 no se limitan a estar dispuestos de ese modo, sino que pueden disponerse en cualquier orden. De igual modo, los elementos de sl2 y s22, así como también los elementos de sl3 y s23, pueden disponerse en cualquier orden. La señal de banda base 8202_2 obtenida como resultado de la reordenación incluye s21, sil, s21, sil, s22, sl2 , s22, sl2, s23, sl3, s23, sl3, ... En el orden establecido son equivalentes a y2(i) de la Ecuación 475. Aunque los elementos de sil y s21 se disponen en el orden s21, sil, s21 y sil en la descripción precedente, los elementos de sil y s21 no se limitan a estar dispuestos de ese modo, sino que pueden disponerse en cualquier orden. De igual modo, los elementos de sl2 y s22, así como también los elementos de sl3 y s23, pueden disponerse en cualquier orden.

Se da entrada a las señales de banda base 8202_1 y 8202_2 obtenidas como resultado de la reordenación, así como también la señal de control 8104, en una unidad de ponderación (unidad de operación de precodificación) 8105. La unidad de ponderación (unidad de operación de precodificación) 8105 realiza la precodificación en base a la información sobre el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, que está incluida en la señal de control 8104. Más específicamente, la unidad de ponderación (unidad de operación de precodificación) 8105 realiza la ponderación en las señales de banda base 8202_1 y 8202_2 obtenidas como resultado de la reordenación, y da salida a las señales de banda base 8106_1 y 8106_2 en las que se ha realizado la precodificación (aquí, las señales de banda base 8106_1 y 8106_2 se expresan respectivamente como zl(i) y z2(i), donde i representa el orden (a lo largo del tiempo o la frecuencia) ) .

Tal como se describió precedentemente, según el supuesto de que las señales de banda base 8202_1 y 8202_2 obtenidas como resultado de la reordenación son respectivamente yl(i) e y2(i) y la matriz de precodificación es F(i), la relación en la Ecuación 475 se cumple.

Siempre que N matrices de precodificación preparadas para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación son F[0], F[l], F[2], F [3] , ... , F [N - 1] (donde N es un entero mayor o igual a dos) , una de las matrices de precodificación F[0], F[l], F[2], F[3], ... , F [N - 1] se usa como F(i) en la Ecuación 475.

Aunque se ha descrito precedentemente que se realizan cuatro repeticiones, la cantidad de repeticiones no se limita a cuatro. Como con la estructura mostrada en la figura 81, la estructura mostrada en la figura 82 también logra alta calidad de recepción .cuando se cumplen las condiciones establecidas en la Matemática 304 y la Matemática 307.

La estructura del dispositivo de recepción se ilustra en las figuras 7 y 56. Aprovechando el cumplimiento de las relaciones establecidas en la Ecuación 144 y la Ecuación 475, la unidad de procesamiento de señales demodula los bits transmitidos por cada una de sil, sl2, sl3, sl4, ... , y los bits transmitidos por cada una de s21, s22, s23, s24, ... . Obsérvese que cada bit puede calcularse como una razón de verosimilitud logarítmica o como un valor de decisión remanente. Asimismo, aprovechando el hecho de que K repeticiones se realizan en sil, es posible obtener valores de estimación sumamente confiables para los bits transmitidos por si. Del mismo modo, aprovechando el hecho de que K repeticiones se realizan en sl2, sl3, ... , y en s21, s22, s23, ... , es posible obtener valores de estimación sumamente confiables para los bits transmitidos por sl2, sl3, ... , y por s21, s22, s23, ...

La presente modalidad describe un esquema para aplicar un esquema de precodificacion que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación en el caso en que se realicen repeticiones. Cuando hay dos tipos de intervalos, es decir, intervalos durante los cuales se transmiten datos después de la realización de las repeticiones, e intervalos durante los cuales se transmiten datos sin realizar las repeticiones, puede usarse cualquiera de un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación o un esquema de precodificación que emplea la matriz de precodificación fija como un esquema de transmisión para los intervalos durante los cuales se transmiten datos sin realizar las repeticiones. Dicho de otro modo, a fin de que el dispositivo de recepción logre una alta calidad de recepción de datos, es importante que se use el esquema de transmisión que pertenece a la presente modalidad para los intervalos durante los cuales se transmiten datos después de la realización de las repeticiones.

En los sistemas asociados con la norma DVB que se han descrito en las Modalidades Al a A3 , es necesario asegurar para los símbolos P2 , los primeros datos de señalización y los segundos datos de señalización calidades de recepción superiores que para las PLP . Cuando los símbolos P2 , los primeros datos de señalización y los segundos datos de señalización se transmiten mediante el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación descritas en la presente modalidad, que incorpora las repeticiones, mejora la calidad de recepción de información de control en el dispositivo de recepción Esto es importante para lograr operaciones estables del sistema.

Las Modalidades 1 a 16 han provisto ejemplos del esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre las matrices de precodificación descritas en la presente modalidad. Sin embargo, el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación no se limita al esquema descrito en las Modalidades 1 a 16. La presente modalidad puede implementarse de la misma manera mediante un esquema que comprende los pasos de: (i) preparar múltiples matrices de precodificación; (ii) seleccionar, entre las múltiples matrices de precodificación preparadas, una matriz de precodificación para cada intervalo; y (iii) realizar la precodificación efectuando al mismo tiempo regularmente saltos entre matrices de precodificación para cada intervalo .

Modalidad A5 La presente modalidad describe un esquema para transmitir señales moduladas aplicando la amplificación común al esquema de transmisión descrito en la modalidad Al.

La figura 83 muestra un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión. En la figura 83, los elementos que operan de la misma manera que los de la figura 52 tienen sus mismos signos de referencia.

Las unidades generadoras de señales moduladas #1 a #M (es decir, 5201_1 a 5201_M) mostradas en la figura 83 generan las señales 6323_1 y 6323_2 a partir de las señales de entrada (los datos de entrada) , sometiéndose las señales 6323_1 y 6323_2 al procesamiento para un símbolo Pl y mostradas en la figura 63 ó 72. La unidades generadoras de señales moduladas #1 a #M dan salida a las señales moduladas zl (5202_1 a 5202 _M) y las señales moduladas z2 (5203_1 a 5203_M) .

Las señales moduladas zl (5202_1 a 5202_M) de una unidad de procesamiento inalámbrico 8301_1 se muestran en la figura 83. La unidad de procesamiento inalámbrico 8301_1 realiza el procesamiento de señales (por ejemplo, las conversiones de frecuencias) y la amplificación, y da salida a una señal modulada 8302_1. De allí en adelante, se da salida a la señal modulada 8302_1 desde una antena 8303_1 como una onda radial.

De igual modo, las señales moduladas z2 (5203_1 a 5203_M) se procesan en una unidad de procesamiento inalámbrico 8301_2. La unidad de procesamiento inalámbrico 8301_2 realiza el procesamiento de señales (por ejemplo, las conversiones de frecuencias) y la amplificación, y da salida a una señal modulada 8302_2. De allí en adelante, se da salida a la señal modulada 8302_2 desde una antena 8303_2 como una onda radial.

Como ya se mencionó, es admisible el uso del esquema de transmisión descrito en la modalidad Al mientras se realizan las conversiones de frecuencias y la amplificación al mismo tiempo en las señales moduladas que tienen diferentes anchos de banda de frecuencias.

Modalidad Bl Lo siguiente describe un ejemplo estructural de una aplicación de los esquemas de transmisión y los esquemas de recepción mostrados en las modalidades precedentes y un sistema que usa la aplicación.

La figura 84 muestra un ejemplo de la estructura de un sistema que incluye dispositivos que implementan los esquemas de transmisión y los esquemas de recepción descritos en las modalidades precedentes. El esquema de transmisión y el esquema de recepción descritos en las modalidades precedentes se implementan en un sistema de difusión digital 8400, tal como se muestra en la figura 84, que incluye una estación difusora y una variedad de dispositivos de recepción, tal como una televisión 8411, un grabador de DVD 8412, un decodificador (STB) 8413, una computadora 8420, una televisión instalada en un automóvil 8441 y un teléfono móvil 8430. Específicamente, la estación difusora 8401 transmite datos multiplexados , en que se multiplexan datos de video, los datos de audio y similares usando los esquemas de transmisión de las modalidades precedentes por una banda de difusión predeterminada.

Una antena (por ejemplo, las antenas 8560 y 8440) interna a cada dispositivo de recepción o provista externamente y conectada al dispositivo de recepción, recibe la señal transmitida desde la estación difusora 8401. Cada dispositivo de recepción obtiene los datos multiplexados mediante los esquemas de recepción de las modalidades precedentes para remodular la señal recibida por la antena . De este modo, el sistema de difusión digital 8400 obtiene los efectos ventajosos de la presente invención descritos en las modalidades precedentes.

Los datos de video incluidos en los datos multiplexados se han codificador con un método de codificación de imágenes móviles de conformidad con una norma tal como el grupo de expertos en imágenes móviles (MPEG, por sus siglas en inglés) -2, MPEG-4, codificación de video avanzada (AVC, por sus siglas en inglés) , VC-1 o similar. Los datos de audio incluidos en los datos multiplexados se han codificador con un método de codificación de audio de conformidad con una norma tal como codificación de audio Dolpo (AC)-3, Dolpo Digital Plus, Comprensión sin pérdida de Meridian (MLP, por sus siglas en inglés) , Sistemas de Teatro Digital (DTS, por sus siglas en inglés) , DTS-HD, modulación lineal por pulsos-códigos (PCM, por sus siglas en inglés) o similar.

La figura 85 es una vista esquemática que ilustra una estructura ejemplificativa de un dispositivo de recepción 8500 para llevar a cabo los esquemas de recepción descritos en las modalidades precedentes. Tal como se ilustra en la figura 85, en una estructura ejemplificativa, el dispositivo de recepción 8500 puede estar compuesto de una porción de módem implementada en un solo LSI (o un conjunto de chip único) y una porción códec implementada en otro solo LSI (o conjunto de chip único) . El dispositivo de recepción 8500 mostrado en la figura 85 corresponde a un componente que está incluido, por ejemplo, en la televisión 8411, el grabador de DVD 8412, el STB 8413, la computadora 8420, la televisión de automóvil 8441, el teléfono móvil 8430 u otros dispositivos similares ilustrados en la figura 84. El dispositivo de recepción 8500 incluye un sintonizador 8501, para transformar una señal de alta frecuencia recibida por una antena 8560 en una señal de banda base, y una unidad de demodulación 8502, para demodular los datos multiplexados de la señal de banda base obtenidos por conversiones de frecuencias. Los esquemas de recepción descritos en las modalidades precedentes se implementan en la unidad de demodulación 8502, obteniendo así los efectos ventajosos de la presente invención descritos en las modalidades precedentes .

El dispositivo de recepción 8500 incluye una unidad de entrada/salida de corrientes 8520, una unidad de procesamiento de señales 8504, unidad de salida de audio 8506 y una unidad de presentación de video 8507. La unidad de entrada/salida de corrientes 8520 demultiplexa los datos de video y audio de los datos multiplexados obtenidos por la unidad de demodulación 8502. La unidad de procesamiento de señales 8504 decodifica los datos de video demultiplexados en una señal de video usando un método apropiado de decodificación de imágenes y decodifica los datos de audio demultiplexados en una señal de audio usando un esquema apropiado.de decodificación de audio. La unidad de salida de audio 8506, tal como un parlante, produce la salida de audio de acuerdo con la señal de audio decodificada . La unidad de presentación de video 8507, tal como un monitor de pantalla, produce la salida de video de acuerdo con la señal de video decodificada .

Por ejemplo, el usuario puede operar el control remoto 8550 para seleccionar un canal (de un programa de TV o difusión de audio) , de manera que se transmita información indicativa del canal seleccionado a una unidad de entrada de operación 8510. En respuesta, el dispositivo de recepción 8500 demodula, entre las señales recibidas con la antena 8560, una señal llevada en el canal seleccionado y aplica la decodificación de corrección de errores, se manera que se extraen los datos de recepción. En ese momento, el dispositivo de recepción 8500 recibe los símbolos de control incluidos en una señal correspondiente al canal seleccionado y que contienen información indicativa del esquema de transmisión (el esquema de transmisión, el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores, y similares de las modalidades precedentes) de la señal (exactamente como se describe en las Modalidades Al a A4 y, tal como se muestra en figuras 5 y 41) . Con esta información, el dispositivo de recepción 8500 está habilitado para efectuar los ajustes apropiados para las operaciones de recepción, el esquema de demodulación, el esquema de decodificación de corrección de errores y otros similares para recibir debidamente los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos desde una estación difusora (estación de base) . Aunque la descripción precedente está dirigida a un ejemplo en que el usuario selecciona un canal usando el control remoto 8550, la misma descripción corresponde a un ejemplo en que el usuario selección un canal usando una tecla de selección provista en el dispositivo de recepción 8500.

Con la estructura precedente, el usuario puede ver un programa de difusión que el dispositivo de recepción 8500 recibe por los esquemas de recepción descritos en las modalidades precedentes .

El dispositivo de recepción 8500 de acuerdo con esta modalidad may además incluir una unidad de grabación (unidad) 8508 para grabar diversos datos en un medio de grabación, tal como un disco magnético, disco óptico o una memoria de semiconductores no volátil. Los ejemplos de datos que debe grabar la unidad de grabación 8508 incluyen los datos contenidos en los datos multi lexados que se obtienen como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502, los datos equivalentes a tales datos (por ejemplo, los datos obtenidos comprimiendo los datos) , y los datos obtenidos por el procesamiento de las imágenes móviles y/o el audio . (Obsérvese aquí que puede haber un caso en que no se aplique ninguna decodificación de corrección de errores a una señal obtenida como resultado de la demodulación por la unidad de demodulación 8502 y donde el dispositivo de recepción 8500 lleve a cabo el ulterior procesamiento de las señales después de la decodificación de corrección de errores . Lo mismo vale en la siguiente descripción, donde aparecen palabras similares) . Obsérvese que el término "disco óptico" que aquí se emplea se refiere a un medio de grabación, tal como el disco versátil digital (DVD, por sus siglas en inglés) o el BD (disco Blu-ray) , que es legible y grabable usando un rayo láser. Asimismo, el término "disco magnético" que aquí se emplea se refiere a un medio de grabación, tal como un disco flexible (FD, marca registrada) o disco rígido, que es grabable magnetizando una sustancia magnética con flujo magnético. Incluso más, el término "memoria de semiconductores no volátil" se refiere a un medio de grabación, tal como memoria flash o memoria de acceso aleatorio ferroeléctrica, compuesta de un elemento o varios elementos semiconductores. Los ejemplos específicos de memoria de semiconductores no volátil incluyen una tarjeta SD que usa memoria flash y una unidad de estado sólido (SDD, por sus siglas en inglés) flash. Debe apreciarse naturalmente que los tipos específicos de medios de grabación aquí mencionados son meramente ejemplos y que puede ser utilizable cualquier otro tipo de medio de grabación.

Con la estructura precedente, el usuario puede grabar un programa de difusión que el dispositivo de recepción 8500 recibe con cualquiera de los esquemas de recepción descritos en las modalidades precedentes, y es posible la visualización con desplazamiento en el tiempo del programa de difusión grabado en cualquier momento después de la difusión.

En la descripción precedente del dispositivo de recepción 8500, la unidad de grabación 8508 graba los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502. Sin embargo, la unidad de grabación 8508 puede grabar parte de los datos extraídos de los datos contenidos en los datos multiplexados. Por ejemplo, los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502 pueden contener contenido del servicio de difusión de dacos, además de los datos de video y de audio. En este caso, pueden generarse nuevos datos multiplexados, multiplexando los datos de video y de audio, sin el contenido del servicio de difusión, extraídos de los datos multiplexados demodulados por la unidad de demodulación 8502, y la unidad de grabación 8508 puede grabar los datos multiplexados recientemente generados. Como alternativa, pueden generarse nuevos datos multiplexados, multiplexando los datos de video y de audio contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502, y la unidad de grabación 8508 may puede grabar los datos multiplexados recientemente generados. La unidad de grabación 8508 también puede grabar el contenido del servicio de difusión de datos incluido, como ya se describió, en los datos multiplexados .

El dispositivo de recepción 8500 descrito en esta modalidad puede incluirse en una televisión, un grabador (tal como grabador DVD, grabador Blu-ray, grabador HDD, grabador de tarjeta SD o similares) o un teléfono móvil. En tal caso, los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 8502 pueden contener datos para corregir errores (defectos) del software usado para operar la televisión o el grabador o del software usado para impedir la describeción de información personal o confidencial. Si hay contenido de tales datos, los mismos se instalan en la televisión o el grabador para corregir los errores de software. Además, si hay datos para corregir errores (defectos) del software instalado en el dispositivo de recepción 8500, tales datos se usan para corregir los errores que pueda tener el dispositivo de recepción 8500. Esta disposición asegura una operación más estable de la TV, el grabador o teléfono móvil en que se implementa el dispositivo de recepción 8500.

Obsérvese que puede ser la unidad de entrada/salida de corriente 8503 que maneja la extracción de los datos de la totalidad de datos contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 8502 y la multiplexación de los datos extraídos. Más específicamente, de acuerdo con las instrucciones dadas desde una unidad de control que no se ilustra en las figuras, tal como una CPU, la unidad de entrada/salida de corriente 8503 demultiplexa los datos de video, los datos de audio, los contenidos del servicio de difusión de datos, etc. de los datos multiplexados demodulados por la unidad de demodulación 8502, extrae partes específicas de los datos de los datos multiplexados, y multiplexa las partes de datos extraídas para generar nuevos datos multiplexados . Los elementos de datos a extraer de los datos demultiplexados pueden ser determinados por el usuario o determinarse de antemano para los respectivos tipos de medios de grabación.

Con la estructura precedente, se habilita al dispositivo de recepción 7900 a extraer y grabar sólo los datos necesarios a fin de ver un programa difundido grabado, lo cual es eficaz para reducir el tamaño de los datos a grabar.

En la descripción precedente, la unidad de grabación 8508 graba los datos mult iplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 8502. Como alternativa, sin embargo, la unidad de grabación 8508 puede grabar los nuevos datos multiplexados generados por la multiplexación de los datos de video recientemente producidos codificando los datos de video originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 8502. Aquí, el método de codificación de imágenes móviles a emplear puede ser diferente del usado para codificar los datos de video originales, de manera que el tamaño de los datos o la velocidad de bits de los nuevos datos de video es menor que el de los datos de video originales .

El proceso para convertir los datos de video o audio originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502 en los datos de video o de audio de un tamaño de datos diferente de velocidad de bits es realizado, por ejemplo, por la unidad de entrada/salida de corrientes 8503 y la unidad de procesamiento de señales 8504. Más específicamente, según la instrucciones dadas desde la unidad de control, tal como la CPU, la unidad de entrada/salida de corrientes 8503 demultiplexa los datos de video, los datos de audio, el contenido del servicio de difusión de datos, etc. de los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502. Según las instrucciones dadas desde la unidad de control, la unidad de procesamiento de señales 8504 convierte los datos demultiplexados de los datos de video y audio, respectivamente, usando un método de codificación de imágenes móviles y un método de codificación de audio cada uno diferente del método que se usó en la conversión aplicada para obtener los datos de video y audio. Según las instrucciones dadas desde la unidad de control, la unidad de entrada/salida de corrientes 8503 multiplexa los datos de video y de audio recientemente convertidos para generar nuevos datos multiplexados . Obsérvese que la unidad de procesamiento de señales 8504 puede realizar la conversión de cualquiera o ambos de los datos de video o de audio de acuerdo con las instrucciones dadas desde la unidad de control. Además, un usuario puede especificar los tamaños de datos de los datos de video y de audio que deben obtenerse mediante la codificación o eso puede determinarse de antemano para los tipos de medios de grabación.

Con la disposición precedente, se habilita al dispositivo de recepción 8500 para que grabe los datos de video y de audio después de convertir los datos a un tamaño grabable en el medio de grabación o a un tamaño o velocidad de bits que coincida con la velocidad de lectura o grabación de la unidad de grabación 8508. Esta disposición posibilita que la unidad de grabación grabe debidamente un programa, incluso si el tamaño grabable en el medio de grabación es más pequeño que el tamaño de datos de los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502 o bien, si la velocidad a la que graba ó lee la unidad de grabación es inferior a la velocidad de bits de los datos multiplexados. Por consiguiente, es posible la visualización desplazada en el tiempo del programa grabado por el usuario en cualquier momento después de la difusión.

Asimismo, el dispositivo de recepción 8500 además incluye una interfaz de salida de corriente (IF) 8509 para transmitir los datos multiplexados demodulados por la unidad de demodulación 8502 a un dispositivo externo a través de un medio de transporte 8530. En un ejemplo, la IF de salida de corriente 8509 puede ser un dispositivo de comunicación inalámbrica que transmite los datos multiplexados a través de un medio inalámbrico (equivalente al medio de transporte 8530) a un dispositivo externo modulando los datos multiplexados con un esquema de comunicación inalámbrica de conformidad con una norma de comunicaciones inalámbricas tal como i-Fi (marca registrada, conjunto de normas que incluyen IEEE 802.11a, IEEE 802.11b, IEEE 802. llg e IEEE 802.11?) , iGiG, WirelessHD, Bluetooth, ZigBee, u otras similares La IF de salida de corriente 8509 también puede ser un dispositivo de comunicaciones cableadas que transmite datos multiplexados a través de una línea de transmisión (equivalente al medio de transporte 8530) que conecta físicamente la IF de salida de corriente 8509 a un dispositivo externo, y modula los datos multiplexados usando un esquema de comunicación de conformidad con las normas de comunicaciones cableadas, tales como Ethernet (marca registrada) , bus serial universal (USB, por sus siglas en inglés) , comunicación por líneas eléctricas (PLC, por sus siglas en inglés) o interfaz multimedia de alta definición (HDMI, por sus siglas en inglés) .

Con la estructura precedente, el usuario puede usar en un dispositivo externo, los datos multiplexados recibidos por el dispositivo de recepción 8500 usando el método de recepción descrito de acuerdo con las modalidades precedentes. La utilización de los datos multiplexados por el usuario aquí mencionada incluye el uso de los datos multiplexados para la visualización en tiempo real en un dispositivo externo, la grabación de los datos multiplexados por una unidad de grabación incluida en un dispositivo externo, y la transmisión de los datos multiplexados desde un dispositivo externo a otro dispositivo externo.

En la descripción precedente del dispositivo de recepción 8500, la IF de salida de corriente 8509 da salida a los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502. Sin embargo, el dispositivo de recepción 8500 puede dar salida a los datos extraídos de los datos contenidos en los datos multiplexados, en lugar de la totalidad de los datos contenidos en los datos multiplexados. Por ejemplo, los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502 pueden contender el contenido del servicio de difusión de datos, además de los datos de video y de audio. En este caso, la IF de salida de corriente 8509 puede dar salida a los datos multiplexados recientemente generados, multiplexando los datos de video y audio extraídos de los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502. En otro ejemplo, la IF de salida de corriente 8509 puede dar salida a los datos multiplexados recientemente generados, multiplexando o los datos de video y de audio contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502.

Obsérvese que puede ser la unidad de entrada/salida de corrientes 8503 la que maneje la extracción de datos de la totalidad de los datos contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502 y la multiplexación de los datos extraídos. Más específicamente, según las instrucciones dadas desde una unidad de control no ilustrada en las figuras, tal como una unidad central de procesamiento (CPU, por sus siglas en inglés) , la unidad de entrada/salida de corrientes 8503 demultiplexa los datos de video, los datos de audio, el contenido del servicio de difusión de datos etc. de los datos multiplexados demodulados por la unidad de demodulación 8502, extrae los elementos específicos de los datos de los datos demultiplexados , ymultiplexa los elementos extraídos de los datos para generar datos recientemente multiplexados. Los elementos de datos que deben extraerse de los datos demultiplexados pueden ser determinados por el usuario o determinarse de antemano para los respectivos tipos de la IF de salida de corriente 8509.

Con la estructura precedente, el dispositivo de recepción 8500 está habilitado a extraer y dar salida sólo a los datos necesarios a un dispositivo externo, lo cual es efectivo para reducir el ancho de banda de las comunicaciones, utilizado para dar salida a los datos multiplexados.

En la descripción precedente, la IF de salida de corriente 8509 da salida a los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502. Como alternativa, sin embargo, la IF de salida de corriente 8509 puede dar salida a nuevos datos multiplexados generados multiplexando los datos de video recientemente producidos por la codificación de los datos de video originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502. Los nuevos datos de video se codifican con un método de codificación de imágenes móviles diferente del utilizado para codificar los datos de video originales, de manera que el tamaño de datos o la velocidad de bits de los nuevos datos de video es menor que los de los datos de video originales. Aquí, el método de codificación de imágenes móviles usado para generar nuevos datos de video puede ser de una norma diferente de la utilizada para generar los datos de video originales. Como alternativa, puede usarse el mismo método de codificación de imágenes móviles pero con diferentes parámetros . De igual modo, la IF de salida de corriente 8509 puede dar salida a nuevos datos multiplexados generados multiplexando los datos de audio recientemente obtenidos codificando los datos de audio originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502. Los nuevos datos de audio se codifican con un método de codificación de audio diferente del utilizado para codificar los datos de audio originales, tal como que el tamaño de datos o la velocidad de bits de los nuevos datos de audio es menor que los de los datos de audio originales .

Se realiza el proceso para convertir los datos de video o audio originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502 en los datos de video o de audio de un tamaño de datos o velocidad de bits diferentes, por ejemplo, por la unidad de entrada/salida de corrientes 8503 y la unidad de procesamiento de señales 8504. Más específicamente, según las instrucciones dadas desde la unidad de control, la unidad de entrada/salida de corrientes 8503 demultiplexa los datos de video, los datos de audio, el contenido del servicio de difusión de datos etc. de los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502. Según las instrucciones dadas desde la unidad de control , la unidad de procesamiento de señales 8504 convierte los datos demultiplexados de datos de video y audio usando, respectivamente, un método de codificación de imágenes móviles y un método de codificación de audio, cada uno diferente del método que se usó en la conversión aplicada para obtener los datos de video y audio. Según las instrucciones dadas desde la unidad de control , la unidad de entrada/salida de corrientes 8503 multiplexa los datos de video y de audio recientemente convertidos para generar nuevos datos multiplexados. Obsérvese que la unidad de procesamiento de señales 8504 puede realizar la conversión de cualquiera o ambos de los datos de video o de audio de acuerdo con las instrucciones dadas desde la unidad de control. Además, los tamaños de datos de los datos de video y audio que deben obtenerse por la conversión pueden ser especificados por el usuario o determinarse de antemano para los tipos de la IF de salida de corriente 8509.

Con la estructura precedente, el dispositivo de recepción 8500 está habilitado a dar salida a los datos de video y audio después de convertir los datos a una velocidad de bits que coincida con la velocidad de transferencia entre el dispositivo de recepción 8500 y un dispositivo externo. Esta disposición asegura que incluso si es superior la velocidad de bits de los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502 que la velocidad de transferencia de los datos a un dispositivo externo, la IF de salida de corriente dé debidamente salida a los nuevos datos multiplexados a una velocidad de bits apropiada al dispositivo externo. Por consiguiente, el usuario puede utilizar los nuevos datos multiplexados en otro dispositivo de comunicaciones.

Asimismo, el dispositivo de recepción 8500 también incluye una interfaz de salida de audio y!video (de aquí en adelante, IF de salida AV) 8511 que da salida una señales de video y audio decodificadas por la unidad de procesamiento de señales 8504 a un dispositivo externo a través de un medio de transporte externo. En un ejemplo, la IF de salida AV 8511 puede ser un dispositivo de comunicaciones inalámbricas que transmite señales moduladas de video y audio a través de un medio inalámbrico a un dispositivo externo, usando un esquema de comunicaciones inalámbricas de conformidad con las normas de comunicaciones inalámbricas, tales como Wi-Fi (marca registrada) , que es un conjunto de normas que incluyen IEEE 802. lia, IEEE 802.11b, IEEE 802. llg, y IEEE 802. Un, WiGiG, ireless HD, Bluetooth, ZigBee o similares. En otro ejemplo, la IF de salida de corriente 8509 pueden ser un dispositivo de comunicaciones cableadas que transmite señales moduladas de video y audio a través de una línea de transmisión que está físicamente conectada a la IF de salida de corriente 8509 a un dispositivo externo, usando un esquema de comunicación de conformidad con normas de comunicaciones cableadas, tales como Ethernet (marca registrada) , USB, PLC, HDMI o similares. En otro ejemplo, la IF de salida de corriente 8509 puede ser una terminal para conectar un cable para dar salida a las señales de video y audio en forma analógica.

Con la estructura precedente, el usuario se permite que el usuario emplee, en un dispositivo externo, las señales de video y audio decodificadas por la unidad de procesamiento de señales 8504.

Asimismo, el dispositivo de recepción 8500 además incluye una unidad de entrada de operación 8510 para recibir una operación de usuario. De acuerdo con las señales de control indicativas de la entrada de operaciones de usuario a la unidad de entrada de operaciones 8510, el dispositivo de recepción 8500 realiza diversas operaciones, tales como encendido o apagado (ON u OFF) , cambio de canal de recepción, activación o desactivación (ON u OFF) de texto de subtitulado en la pantalla, cambio a otro idioma del texto de subtitulado en pantalla, cambio del volumen de salida de audio de la unidad de salida de audio 8506, y cambio de los ajustes de canales que pueden recibirse.

Además, el dispositivo de recepción 8500 puede tener una función de mostrar el nivel de antena que es indicativa de la calidad de la señal que recibe el dispositivo de recepción 8500. Obsérvese que el nivel de antena es un indicador de la calidad de recepción calculada en base a, por ejemplo, la indicación de potencia de la señal recibida, el indicador de potencia de señal recibida (RSSI, por sus siglas en inglés), la potencia de campo recibida, la relación de potencia de portadora a ruido (C/N) , la tasa de errores de bits (BER, por sus siglas en inglés) , la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas y la información de estado de canal de la señal recibida en el dispositivo de recepción 8500. En otras palabras, el nivel de antena es una señal que indica el nivel y la calidad de la señal recibida. En este caso, la unidad de demodulación 8502 también incluye una unidad de medición de calidad de recepción para mediar las características de la señal recibida, tal como la RSSI, la potencia de campo recibida, la C/N, la BER, la tasa de errores de paquetes , la tasa de errores de tramas y la información de estado de canal. En respuesta a una operación de usuario, el dispositivo de recepción 8500 muestra el nivel de antena (es decir, la señal indicativa del nivel y la calidad de la señal recibida) en la unidad de presentación de video 8507 de una manera identificable por el usuario. El nivel de antena (es decir, la señal indicativa del nivel y la calidad de la señal recibida) puede mostrarse numéricamente mediante un número que representa la RSSI, la potencia de campo recibida, la C/N, la BER, la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal o similares. Como alternativa, el nivel de antena puede mostrarse usando una imagen que representa la RSSI, la potencia de campo recibida, la C/N, la BER, la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal o similares. Asimismo, el dispositivo de recepción 8500 puede mostrar múltiples niveles de antena (señales que indican el nivel y la calidad de la señal recibida) calculados para cada una de las múltiples corrientes si , s2 , ... recibidos y separados usando los esquemas de recepción mostrados en las modalidades precedentes , o un nivel de antena (señal que indica el nivel y la calidad de la señal recibida) calculado a partir de las múltiples corrientes si, s2 , ... . Cuando los datos de datos de video y audio que componen un programa se transmiten jerárquicamente, el dispositivo de recepción 8500 también puede mostrar el nivel de señal (señal que indica el nivel y la calidad de la señal recibida) para cada nivel jerárquico.

Con la estructura precedente, lo usuarios pueden captar el nivel de antena . (señal que indica el nivel y la calidad de la señal recibida) numérica o visualmente durante la recepción con los esquemas de recepción mostrados en las modalidades 4 precedentes .

Aunque el dispositivo de recepción 8500 se describió como teniendo la unidad de salida de audio 8506, la unidad de presentación de video 8507, la unidad de grabación 8508, la IF de salida de corriente 8509 y la IF de salida AV 8511, no es necesario que el dispositivo de recepción 8500 tenga todas esas unidades . En tanto el dispositivo de recepción 8500 esté provisto de al menos una de las unidades descritas precedentemente, el usuario está habilitado para usar los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores por la unidad de demodulación 8502. El dispositivo de recepción 8300 puede incluir por lo tanto cualquier combinación de las unidades precedentemente descritas según su uso previsto.

Datos multiplexados Lo que sigue es una descripción detallada de una estructura ej emplificativa de datos multiplexados. La estructura de datos típicamente usada para la difusión es una corriente de transporte (TS, por sus siglas en inglés) MPEG2 , por lo tanto la siguiente descripción se da a modo de ejemplo relacionado con MPEG2-TS. Sin embargo, debe apreciarse naturalmente que la estructura de datos de los datos multiplexados transmitidos por los esquemas de transmisión y recepción descritos en las modalidades precedentes no se limita a MPEG2-TS y los efectos ventajosos de las modalidades precedentes se logran incluso si se emplea cualquier otra estructura de datos.

La figura 86 es una vista que ilustra una estructura ej emplificativa de los datos mult iplexados . Tal como se ilustra en la figura 86 , los datos multiplexados se obtienen multiplexando una o más corrientes elementales, que son los elementos que constituyen un programa de difusión (programa o evento que es parte de un programa) actualmente provisto por un respectivo servicio. Los ejemplos de corrientes elementales incluyen una corriente de video, corriente de audio, corriente de gráficos de presentación (PG) y corriente de gráficos interactivos (IG, por sus siglas en inglés) . En el caso en que un programa de difusión llevado por los datos multiplexados es una película, las corrientes de video representan el video principal y el subvideo de la película, las corrientes de audio representan el audio principal y el subaudio de la película que debe mezclarse con el audio principal, y la corriente PG representa los subtítulos de la película. El término "video principal" usado aquí se refiere a las imágenes de video normalmente presentadas en una pantalla, en tanto que "subvideo" se refiere a las imágenes de video (por ejemplo, imágenes de texto que explican la reseña de la película) que debe presentarse en una ventana pequeña inserta dentro de las imágenes de video. La corriente IG representa una pantalla interactiva constituida por los componentes de presentación de la GUI en una pantalla.

Cada corriente contenida en los datos multiplexados es identifica mediante un identificador llamado PID exclusivamente asignado a la corriente. Por ejemplo, a la corriente de video que lleva las imágenes de video principales de una película se le asigna "0x1011", a cada corriente de audio se le asigna uno diferente de "0x1100" a "OxlllF", a cada corriente PG se le asigna uno diferente de "0x1200" a "0xl21F", a cada corriente IG se la asigna uno diferente de "0x1400" a "0xl41F" , a cada corriente de video que lleva imágenes de subvideo de la película se le asigna uno diferente de "OxlBOO" a "OxlBlF", a cada corriente de audio de subaudio que debe mezclarse con el audio principal se le asigna uno diferente de "OxlAOO" a "OxlAlF" .

La figura 87 es una vista esquemática que ilustra un ejemplo de cómo se multiplexan las respectivas corrientes en los datos multiplexados . Primero, una corriente de video 8701 compuesta de múltiples tramas de video se convierte en una secuencia de paquetes PES 8702 y después en una secuencia de paquetes TS 8703, en tanto que una corriente de audio 8704 compuesta de múltiples tramas de audio se convierte en una secuencia de paquetes PES 8705 y después en una secuencia de paquetes TS 8706. De igual modo, la corriente PG 8711 primero se convierte en una secuencia de paquetes PES 8712 y después en una secuencia de paquetes TS 8713, en tanto que la corriente IG 8714 se convierte en una secuencia de paquetes PES 8715 y después en una secuencia de paquetes TS 8716. Los datos multiplexados 8717 se obtienen multiplexando las secuencias de paquetes TS (8703, 8706, 8713 y 8716) en una sola corriente.

La figura 88 ilustra los detalles de cómo se divide una corriente de video en una secuencia de paquetes PES. En la figura 88, la primera hilera muestra una secuencia de tramas de video incluidas en una corriente de video. La segunda hilera muestra una secuencia de paquetes PES. Tal como se indica mediante las flechas yyl, yy2, yy3, y yy4 mostradas en la figura 88, múltiples unidades de presentación de video, es decir imágenes I, imágenes B e imágenes P, de una corriente de video se almacenan por separado en las cargas útiles de los paquetes PES según un criterio de imagen por imagen. Cada paquete PES tiene un encabezado PES y el encabezado PES almacena una fecha y hora de presentación (PTS) y una fecha y hora de decodificación (DTS, por sus siglas en inglés) que indican tiempo de la presentación y tiempo de la decodificación de una correspondiente imagen.

La figura 89 ilustra el formato de un paquete TS que eventualmente debe grabarse como datos multiplexados . El paquete TS es un paquete de longitud fija de 188 bytes y tiene un encabezado TS de 4 bytes que contiene información tal como el PID que identifica la corriente y una carga útil TS de 184 bytes que transmite los datos reales. Los paquetes PES descritos precedentemente están divididos para ser almacenados en las cargas útiles TS de los paquetes TS . En el caso de BD-ROM, cada paquete TS está unido a un TP_Extra_Header de 4 bytes para construir un paquete fuente de 192 bytes, que debe grabarse como los datos multiplexados. El TP_Extra_Header contiene información tal como una hora de llegada (ATS , por sus siglas en inglés) . La ATS (fecha y hora de llegada) indica una hora para iniciar la transferencia del paquete TS al filtro PID de un decodificador . Tal como se muestra en la hilera más baja de la figura 89, los datos multiplexados incluyen una secuencia de paquetes fuente cada uno de los cuales lleva un número de paquete fuente (SPN, por sus sglas en inglés) , que es un número que aumenta secuencialmente a partir del inicio de los datos multiplexados.

Además de los paquetes TS que almacenan las corrientes tales como video, audio y PG, los datos multiplexados también incluyen los paquetes TS que almacenan una tabla de asociación de programas (PAT) , una tabla de mapa de programas (PMT) y una referencia horaria de programas (PCR) . La PAT de los datos multiplexados indica el PID de una PMT usada en los datos multiplexados, y el PID de la PAT es "0". La PMT incluye los PID que identifican las respectivas corrientes, tales como video, audio y subtítulos, contenidas en los datos multiplexados y la información de atributos (velocidad de tramas, razón de aspecto y otros por el estilo) de las corrientes identificadas por los respectivos PID. Además, la PMT incluye diversos tipos de descriptores relacionados con los datos multiplexados. Uno de tales descriptores puede ser copia de información de control, que indica si se permite o no copiar los datos multiplexados. La PCR incluye información para sincronizar el reloj de hora de llegada (ATC) , que es el eje temporal de ATS, con el reloj de hora del sistema (STC), que es el eje temporal de PTS y DTS . Más específicamente, el paquete PCR incluye información que indica una hora STC correspondiente a la ATS a la que debe transferirse el paquete PCR.

La figura 90 es una vista que ilustra en detalle la estructura de datos de la PMT. La PMT se inicia con un encabezado de PMT que indica la longitud de los datos contenidos en la PMT. Después del encabezado PMT, se disponen los descriptores relacionados con los datos multiplexados . Un ejemplo de un descriptor incluido en la PMT es la copia de información de control descrito precedentemente. Después de los descriptores, se disponen las partes de información de corriente relacionadas con las respectivas corrientes incluidas en los datos multiplexados. Cada elemento de información de corriente está compuesto e descriptores de corriente que indican un tipo de corriente que identifica un codee de compresión empleado en una correspondiente corriente, un PID de la corriente e información de atributos (velocidad de tramas, razón de aspecto y otros por el estilo) de la corriente. La PMT incluye tantos descriptores de corriente como la cantidad de corrientes incluidas en los datos multiplexados .

Cuando se graban en un medio de grabación, por ejemplo, los datos multiplexados se graban junto con un archivo de información de datos multiplexados.

La figura 91 es una vista que ilustra la estructura del archivo de información de datos multiplexados. Tal como se ilustra en la figura 91, el archivo de información de datos multiplexados es la información de gestión de los correspondientes datos multiplexados y está compuesta de la información de datos multiplexados, la información de atributos de corriente y un mapa de entradas. Obsérvese que los archivos de información de datos multiplexados y los datos multiplexados están en una relación uno a uno .

Tal como se ilustra en la figura 91, la información de datos multiplexados está compuesta de velocidad del sistema, hora inicial de reproducción y hora final de reproducción. La velocidad del sistema indica la máxima velocidad de transferencia de los datos multiplexados al filtro PID de un decodificador de objetivos del sistema, que se describe más adelante. Los datos multiplexados incluyen las ATS a los intervalos fijados de manera que no se exceda la velocidad del sistema. La hora inicial de reproducción se fij a a la hora especificada por la PTS de la primera trama de video de los datos multiplexados, en tanto que la hora final de reproducción se fija a la hora calculada sumando el período de reproducción de una trama a la PTS de la última trama de video de los datos multiplexados.

La figura 92 ilustra la estructura de información de atributos de corriente contenida en el archivo de información de datos multiplexados. Tal como se ilustra en la figura 92, la información de atributos de corriente incluye parte de la información de atributos de las respectivas corrientes incluidas en los datos multiplexados , y cada parte de la información de atributos se registra con un correspondiente PID. Es decir, las diferentes partes de la información de atributos se proveen a las diferentes corrientes, es decir una corriente de video, una corriente de audio, una corriente PG y una corriente IG. La información de atributos de la corriente de video indica el códec de compresión empleado para comprimir la corriente de video, las resoluciones de las imágenes individuales que constituyen la corriente de video, la razón de aspecto, las velocidades de trama, etc. La información de atributos de la corriente de audio indica el códec de compresión empleado para comprimir la corriente de audio, la cantidad de canales incluidos en la corriente de audio, el idioma de la corriente de audio, la frecuencia de muestreo, etc. Esta información se usa para inicializar un decodificador antes de la reproducción efectuada por un reproductor.

En la presente modalidad, entre las partes de información incluidas en los datos multiplexados, se usa el tipo de corriente incluido en la PMT. En el caso en que los datos multiplexados se graban en un medio de grabación, se usa la información de atributos de la corriente de video incluida en el archivo de información de datos multiplexados. Más específicamente, el método y dispositivo de codificación de imágenes móviles descrito en cualquiera de las modalidades precedentes puede modificarse para incluir además un paso o unidad de determinación de una parte específica de información en el tipo de corriente incluido en la PMT o en la información de atributos de la corriente de video. El elemento específico de información es para indicar que los datos de video son generados por el método y dispositivo de codificación de imágenes móviles descrito en la modalidad. Con la estructura precedente, los datos de video generados por el método y dispositivo de codificación de imágenes móviles descrito en cualquiera de las modalidades precedentes pueden distinguirse de los datos de video de conformidad con otras normas .

La figura 93 ilustra una estructura ejemplificativa de un dispositivo de salida de video y audio 9300 que incluye un dispositivo de recepción 9304 para recibir una señal modulada que transmite los datos de video y de audio o datos para la difusión de datos desde una estación difusora (estación- de base) . Obsérvese que la estructura del dispositivo de recepción 9304 corresponde al dispositivo de recepción 8500 ilustrado en la figura 85. El dispositivo de salida de video y audio 9300 se instala con un sistema operativo (OS) , por ejemplo, y también con una unidad de comunicaciones 9306 (un dispositivo para una red de área local (LAN, por sus siglas en inglés) inalámbrica o Ethernet, por ejemplo) para establecer una conexión de Internet. Con esta estructura, puede mostrarse el hipertexto (World Wide Web (WWW) ) 9303 provisto por Internet en un área de presentación 9301' simultáneamente con las imágenes 9302 reproducidas en el área de presentación 9301 de los datos de video y de audio o los datos provistos por la difusión de datos. Operando un control remoto (que puede ser un teléfono móvil o teclado) 9307, el usuario puede efectuar una selección de las imágenes 9302 reproducidas de los datos provistos por la difusión de datos o el hipertexto 9303 provisto por Internet para cambiar la operación del dispositivo de salida de video y audio 9300. Por ejemplo, operando el control remoto para efectuar una selección en el hipertexto 9303 provisto por Internet, el usuario puede cambiar el sitio WWW que se muestra actualmente por otro sitio. Como alternativa, operando el control remoto 9307 para efectuar una selección en las imágenes 9302 reproducidas de los datos de video o de audio o los datos provistos por la difusión de datos, el usuario puede transmitir información que indica un canal seleccionado (tal como un programa difundido seleccionado o difusión de audio) . En respuesta, una interfaz (IF) 9305 adquiere la información transmitida desde el control remoto, de manera que el dispositivo de recepción 9304 opera para obtener los datos de recepción por la demodulación y corrección de errores de una señal transmitida en el canal seleccionado. En ese momento, el dispositivo de recepción 9304 recibe los símbolos de control incluidos en una señal correspondiente al canal seleccionado y que contienen la información que indica el método de transmisión de la señal (exactamente del modo descrito en las Modalidades A1-A4, y tal como se muestra en las figuras 5 y 41) . Con esta información, se habilita al dispositivo de recepción 7900 a hacer los ajustes apropiados para las operaciones de recepción, en el método de demodulación, el método de decodificación de corrección de errores y otros similares para recibir debidamente los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos desde una estación difusora (estación de base) . Aunque la descripción precedente está dirigida a un ejemplo en que el usuario selecciona un canal usando el control remoto 9307, la misma descripción corresponde a un ejemplo en que el usuario selecciona un canal usando una tecla de selección provista en el dispositivo de salida de video y audio 9300.

Además, el dispositivo de salida de video y audio 9300 puede operarse por Internet. Por ejemplo, puede usarse una terminal conectada a Internet para efectuar los ajustes en el dispositivo de salida de video y audio 8700 a fin de preprogramar la grabación (almacenamiento) . (El dispositivo de salida de video y audio 9300 por lo tanto tendría la unidad de grabación 8508 tal como se ilustra en la figura 85) . En ese caso, antes de iniciar la grabación preprogramada, el dispositivo de salida de video y audio 9300 selecciona el canal, de manera que el dispositivo receptor 9304 opera para obtener datos de recepción mediante la demodulación y decodificación de corrección de errores de una señal transmitida en el canal seleccionado. En ese momento, el dispositivo de recepción 9304 recibe los símbolos de control incluidos en una señal correspondiente al canal seleccionado y que contienen la información que indica el método de transmisión (el método de transmisión, el esquema de modulación, el método de corrección de errores y otros similares de las modalidades precedentes) de la señal (exactamente del modo descrito en las Modalidades A1-A4, y tal como se muestra en las figuras 5 y 41) . Con esta información, se habilita al dispositivo de recepción 7900 a hacer los ajustes apropiados para las operaciones de recepción, en el método de demodulación, el método de decodificación de corrección de errores y otros similares para recibir debidamente los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos desde una estación difusora (estación de base) .

Modalidad Cl La Modalidad 2 describe un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, y el (Ejemplo #1) y el (Ejemplo #2) como esquemas de configuración de matrices de precodificación en consideración de puntos de recepción deficiente. La presente modalidad está dirigida a la generalización del (Ejemplo #1) y el (Ejemplo #2) descritos en la modalidad 2.

Con respecto a un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) , una matriz de precodificación preparada para un período de N intervalos (ciclo) se representa como sigue.

Matemática Ecuación #1 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1. (Sea a > 0) . En la presente modalidad, se usa una matriz unitaria y la matriz de precodificacion de la Ecuación #1 se representa como sigue .

Matemática 567 Ecuación #2 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1. (Sea a > 0) . (A fin de simplificar la correlación realizada por el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción, resulta preferido que ? sea uno de los siguientes valores fijos: 0 radianes; n/2 radianes; n radianes; y (3n)/2 radianes) . La modalidad 2 se implementa específicamente según el supuesto de a = 1. En la modalidad 2, la Ecuación #2 se representa como sigue.

Matemática 568 Ecuación A fin de distribuir parejamente los puntos de recepción deficiente con respecto a la fase en el plano complejo, como se describe en la modalidad 2, la Condición #101 o #102 se provee en la Ecuación #1 o #2.

Matemática 569 Condición #101 Matemática 570 Condición #102 fOr V (. = 0 ,2,.,N- 2) En especial, cuando 9n(i) es un valor fijo independiente de i, la Condición #103 o #104 pueden proveerse.

Matemática 571 Condición #103 e -0-pr =ej[ñ) for V*(* = 0,l,2,-,N- 2) Matemática 572 Condición #104 for Vx (JC = 0 ,1,2,¦¦ ·,N - 2) De igual modo, cuando ?2?(?) es un valor fijo independiente de i , la Condición #105 o #106 pueden proveerse.

Matemática 573 Condición #105 for/x(x=0,l,2,---,N-2) Matemática 574 Condición #106 Lo que sigue es un ejemplo de una matriz de precodificación que usa la matriz unitaria precedentemente mencionada para el esquema de saltos regulares entre matrices de precodif icación con un período de N intervalos (ciclo) . Una matriz de precodificación basada en la Ecuación #2 y preparada para un período de N intervalos (ciclo) se representa como sigue. (En la Ecuación #2, ? es 0 radianes, y 91:L(i) es 0 radianes) .

Matemática 575 Ecuación #10 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1. (Sea a > 0) . Además, la Condición #103 o #104 se cumple. Además, 62i(i = 0) puede establecerse en un cierto valor, tal como 0 radianes.

Con respecto a un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) , otro ejemplo de una matriz de precodificación preparada para un período de N intervalos (ciclo) se representa como sigue. (En la Ecuación #2, ? es 0 radianes, y ???(?) es 0 radianes).

Matemática 576 Ecuación #9 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1. (Sea > 0) . Además, la Condición #103 o #104 se cumple. Además, ?2?(? = 0) puede establecerse en un cierto valor, tal como 0 radianes.

Incluso como otro ejemplo, una matriz de precodificación preparada para un período de N intervalos (ciclo) se representa como sigue. (En la Ecuación #2, ? es 0 radianes, y ?2?(?) es 0 radianes) .

Matemática 577 Ecuación #12 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1. (Sea a > 0) . Además, la Condición #105 o #106 se cumple. Además, ???(? = 0) puede establecerse en un cierto valor, tal como 0 radianes.

Incluso como otro ejemplo, una matriz de precodificación preparada para un período de N intervalos (ciclo) se representa como sigue.

(En la Ecuación #2, ? es n radianes, y G2i(i) es O radianes) Matemática 578 Ecuación #13 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1 (sea > 0) , y la Condición #105 o #106 se cumple. Además, 9u(i = 0) puede establecerse en un cierto valor, tal como 0 radianes.

En vista de los ej emplos de la modalidad 2 , incluso como otro ejemplo de una matriz de precodif icación preparada para un período de N intervalos (ciclo) se representa como sigue. (En la Ecuación #3, ? es 0 radianes, y 9n(i) es 0 radianes) .

Matemática 579 Ecuación #14 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1, y la Condición #103 o #104 se cumple. Además, ?2?(? = 0) puede establecerse en un cierto valor, tal como 0 radianes.

Con respecto a un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) , incluso como otro ejemplo de una matriz de precodificación preparada para un período de N intervalos (ciclo) se representa como sigue. (En la Ecuación #3, ? es n radianes, y 9 (i) es 0 radianes) .

Matemática 580 Ecuación #15 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1, y la Condición #103 o #104 se cumple. Además, 92i(i = 0) puede establecerse en un cierto valor, tal como 0 radianes.

Incluso como otro ejemplo, una matriz de precodificación preparada para un período de N intervalos (ciclo) se representa como sigue. (En la Ecuación #3, ? es 0 radianes, y ?2?(?) es 0 radianes).

Matemática 581 Ecuación #16 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1, y la Condición #105 o #106 se cumple. Además, 9n(i = 0) puede establecerse en un cierto valor, tal como 0 radianes.

Incluso como otro ejemplo, una matriz de precodificación preparada para un período de N intervalos (ciclo) se representa como sigue. (En la Ecuación #3, ? es n radianes, y ?2?(?) es O radianes) .

Matemática 582 Ecuación #17 En este caso i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1, y la Condición #105 o #106 se cumple. Además, 9n(i = 0) puede establecerse en un cierto valor, tal como 0 radianes.

En comparación con el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación descritas en la modalidad 9, el esquema de precodificación que pertenece a la presente modalidad tiene una probabilidad de lograr alta calidad de recepción de datos incluso si se reduce la longitud del período (ciclo) que pertenece a la presente modalidad a aproximadamente la mitad de la longitud del período (ciclo) que pertenece a la modalidad 9. Por lo tanto, el esquema de precodificación que pertenece a la presente modalidad puede reducir la cantidad de matrices de precodificación que deben prepararse, lo cual aporta el efecto ventajoso de reducir la escala de los circuitos para el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción. El efecto ventajoso precedente puede ampliarse con un dispositivo de transmisión que está provisto de un codificador y distribuye los datos codificados tal como se muestra en la figura 4, o con un dispositivo de recepción correspondiente a tal dispositivo de transmisión.

Puede obtener un ejemplo preferido de que aparece en los ejemplos precedentes mediante cualquiera de los esquemas descritos en la modalidad 18. Sin embargo, no se limita a obtenerse de ese modo.

En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) . En este caso, se preparan las N diferentes matrices de precodificación, F[0] , F[l] , F[2] , ... , F[N - 2] , F [M - 1] . En el caso de un esquema de transmisión de portadora única, se mantiene el orden F[0] , F[l] , F[2] , ... , F[N - 2] , F [N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no se limita, sin embargo, a eso, y las N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , ... , F[N - 2], F[N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia-tiempo. Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras , las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación durante un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos N del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando se incluyen las N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de excelente calidad de recepción aumenta.

Modalidad C2 Lo siguiente describe un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación que es diferente de la modalidad Cl en que se incorpora la modalidad 9, es decir, un esquema para implementar la modalidad Cl en un caso en que la cantidad de intervalos de un período (ciclo) es un número impar de la modalidad 9.

Matemática 583 Ecuación #18 En este caso, i = 0, 1, 2, .... , N - 2, N - 1 (sea a > 0) . En la presente modalidad, se usa una matriz unitaria y la matriz de precodificación de la Ecuación #1 se representa como sigue .

Matemática 584 Ecuación #19 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1 (sea a > 0) . (A fin de simplificar la correlación realizada por el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción, resulta preferido que ? sea uno de los siguientes valores fijos: 0 radianes; n/2 radianes; n radianes; y (3n)/2 radianes). Específicamente, se asume aquí que = 1. Aquí, la Ecuación #19 se representa como sigue.

Matemática 585 Ecuación #20 Las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación que pertenece a la presente modalidad se expresan de la manera precedente. La presente modalidad se caracteriza en que la cantidad de intervalos de un período de N intervalos (ciclo) para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación que pertenece a la presente modalidad es un número impar, es decir, se expresa como N =2n + 1. Para realizar un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, la cantidad de diferentes matrices de precodificación que deben prepararse es n + 1 (obsérvese que la descripción de estas diferentes matrices de precodificación se dará más adelante) . Entre las n + 1 diferentes matrices de precodificación, cada una de las n matrices de precodificación se usa dos veces en un solo período (ciclo) , y la matriz de precodificación restante se usa una sola vez en un solo período (ciclo) , lo cual resulta en un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1. Lo que sigue es una descripción detallada de esas matrices de precodificación.

Se asume que las n + 1 diferentes matrices de precodificación, que son necesarias para implementar el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1 , son F[0], F[l], ... , F[i] , ... , F [n - 1] , F [n] ( i = 0, 1, 2, ... , n - 2, n - 1, n). Aquí, las n + 1 diferentes matrices de precodificación F [0] , F [1] , ... , F [i] , ... , F [n - 1] , F [n] basadas en la Ecuación #19 se representan como sigue.

Matemática 586 Ecuación #21 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , n - 2, n - 1, n. De las n + 1 diferentes matrices de precodificación de acuerdo con la Ecuación #21 (es decir, F[0] , F[l] , ... , F[i] , ... , F [n -1], F [n] ) , F[0] se usa una sola vez, y cada una de F[l] a F [n] se usa dos veces (es decir, F[l] se usa dos veces, F[2] se usa dos veces, ... , F[n - 1] se usa dos veces, y F [n] se usa dos veces) . Como resultado, se logra el esquema de precodificacion que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificacion con un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, y el dispositivo de recepción puede lograr una excelente calidad de recepción de datos, igual que en el caso en que la cantidad de intervalos de un período (ciclo) para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación es un número impar en la modalidad 9. En este caso, puede logra alta calidad de recepción de datos incluso si la longitud del período (ciclo) que pertenece a la presente modalidad se reducé aproximadamente a la mitad de la longitud del período (ciclo) que pertenece a la modalidad 9. Esto puede reducir la cantidad de matrices de precodificación que deben prepararse , lo cual aporta el efecto ventaj oso de reducir la escala de los circuitos para el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción. El efecto ventajoso precedente puede ampliarse con un dispositivo de transmisión que está provisto de un codificador y distribuye los datos codificados tal como se muestra en la figura 4, o con un dispositivo de recepción correspondiente a tal dispositivo de transmisión.

En especial, cuando ? = 0 radianes y ?? = 0 radianes, la ecuación precedente puede expresarse como sigue Matemática 587 Ecuación #22 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , n - 2, n - 1, n. De las n + 1 diferentes matrices de precodificación de acuerdo con la Ecuación #22 (es decir, F [0] , F [1] , ... , F[i] , ... , F [n -1], F [n] ) , F[0] se usa una sola vez, y cada una de F[l] a F [n] se usa dos veces (es decir, F[l] se usa dos veces, F[2] se usa dos veces, ... , F[n - 1] se usa dos veces, y F [n] se usa dos veces) . Como resultado, se logra el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, y el dispositivo de recepción puede lograr una excelente calidad de recepción de datos, igual que el caso en que la cantidad de intervalos de un período (ciclo) para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación es un número impar en la modalidad 9. En este caso, puede logra alta calidad de recepción de datos incluso si la longitud del período (ciclo) que pertenece a la presente modalidad se reduce aproximadamente a la mitad de la longitud del período (ciclo) que pertenece a la modalidad 9. Esto puede reducir la cantidad de matrices de precodificación que deben prepararse, lo cual aporta el efecto ventajoso de reducir la escala de los circuitos para el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

En especial, cuando ? = n radianes y 9n = 0 radianes, la siguiente ecuación es verdadera.

Matemática 588 Ecuación #23 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , n - 2, n - 1, n. De las n + 1 diferentes matrices de precodificación de acuerdo con la Ecuación #23 (es decir, F[0] , F[l] , ... , F[i] , ... , F [n -1] , F [n] ) , F[0] se usa una sola vez, y cada una de F [1] a F [n] se usa dos veces (es decir, F[l] se usa dos veces, F[2] se usa dos veces, ... , F [n - 1] se usa dos veces, y F [n] se usa dos veces) . Como resultado, se logra el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, y el dispositivo de recepción puede lograr una excelente calidad de recepción de datos, igual que el caso en que la cantidad de intervalos de un período (ciclo) para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación es un número impar en la modalidad 9. En este caso, puede logra alta calidad de recepción de datos puede logra incluso si la longitud del período (ciclo) que pertenece a la presente modalidad se reduce aproximadamente a la mitad de la longitud del período (ciclo) que pertenece a la modalidad 9. Esto puede reducir la cantidad de matrices de precodificación que deben prepararse, lo cual aporta el efecto ventajoso de reducir la escala de los circuitos para el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

Asimismo, cuando a = 1 como en las relaciones mostradas en la Ecuación #19 y la Ecuación #20, la Ecuación #21 puede expresarse como sigue.

Matemática 589 Ecuación #24 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , n - 2, n - 1, n. De las n + 1 diferentes matrices de precodificación de acuerdo con la Ecuación #24 (es decir, F [0] , F [1] , ... , F[i], ... , F [n -1], [n] ) , F[0] se usa una sola vez, y cada una de F[l] a F [n] se usa dos veces (es decir, F[l] se usa dos veces, F[2] se usa dos veces, ... , F[n - 1] se usa dos veces, y F [n] se usa dos veces) . Como resultado, se logra el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, y el dispositivo de recepción puede lograr una excelente calidad de recepción de datos, igual que el caso en que la cantidad de intervalos de un período (ciclo) para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación es un número impar en la modalidad 9. En este caso, puede logra alta calidad de recepción de datos incluso si la longitud del período (ciclo) que pertenece a la presente modalidad se reduce aproximadamente a la mitad de la longitud del período (ciclo) que pertenece a la modalidad 9. Esto puede reducir la cantidad de matrices de precodi f i cae ión que deben prepararse, lo cual aporta el efecto ventajoso de reducir la escala de los circuitos para el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

De igual modo, cuando a = 1 en la Ecuación #22, la siguiente ecuación es verdadera.

Matemática 590 Ecuación #25 En este caso, i = 0, 1, 2, ... , n - 2, n - 1, n. De las n + 1 diferentes matrices de precodificación de acuerdo con la Ecuación #25 (es decir, F[0] , F[l] , ... , F[i] , ... , F [n -1] , F [n] ) , F[0] se usa una sola vez, y cada una de F[l] a F [n] se usa dos veces (es decir, F[l] se usa dos veces, F[2] se usa dos veces, ... , F [n - 1] se usa dos veces, y F [n] se usa dos veces) . Como resultado, se logra el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, y el dispositivo de recepción puede lograr una excelente calidad de recepción de datos, igual que el caso en que la cantidad de intervalos de un período (ciclo) para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación es un número impar en la modalidad 9. En este caso, puede logra alta calidad de recepción de datos incluso si la longitud del período (ciclo) que pertenece a la presente modalidad se reduce aproximadamente a la mitad de la longitud del período (ciclo) que pertenece a la modalidad 9. Esto puede reducir la cantidad de matrices de precodificación que deben prepararse, lo cual aporta el efecto ventajoso de reducir la escala de los circuitos para el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

De igual modo, cuando ex = 1 en la Ecuación #23, la siguiente ecuación es verdadera.

Matemática 591 Ecuación #26 En este caso, i = 0, 1, 2, n - 2, n - 1, n. De las n + 1 diferentes matrices de precodificación de acuerdo con la Ecuación #26 (es decir, F [0] , F [1] , ... , F[i] , ... , F [n -1] , F [n] ) , F[0] se usa una sola vez, y cada una de F[l] a F [n] se usa dos veces (es decir, F[l] se usa dos veces, F[2] se usa dos veces, ... , F[n - 1] se usa dos veces, y F [n] se usa dos veces) . Como resultado, se logra el esquema de precodif icacion que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodif icación con un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, y el dispositivo de recepción puede lograr una excelente calidad de recepción de datos, igual que el caso en que la cantidad de intervalos de un período (ciclo) para el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación es un número impar en la modalidad 9. En este caso, puede logra alta calidad de recepción de datos incluso si la longitud del período (ciclo) que pertenece a la presente modalidad se reduce aproximadamente a la mitad de la longitud del período (ciclo) que pertenece a la modalidad 9. Esto puede reducir la cantidad de matrices de precodificación que deben prepararse, lo cual aporta el efecto ventaj oso de reducir la escala de los circuitos para el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

Un ejemplo preferido de a que aparece en los ejemplos precedentes puede obtenerse mediante cualquiera de los esquemas descritos en la modalidad 18. Sin embargo, o¡ no se limita a obtenerse de este modo.

De acuerdo con la presente modalidad, en el caso de un esquema de transmisión de portadora única, las matrices de precodificación W [0] , W[l] , ... , W[2n - 1] , [2n] (que están constituidas por F[0] , F[l] , F[2] , ... , F[n - 1] , F [n] ) para un esquema de saltos precodificados con a un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1 (es decir, un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1) se disponen en el orden W[0] , [l] , ... , W[2n - 1] , W [2n] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no se limita, sin embargo, a eso, y las matrices de precodif icación [0] , W[l] , ... , W[2n - 1] , [2n] pueden aplicarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia- iempo . Aunque el esquema precedentemente descrito de saltos precodificados con un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente W[0] , W[l] , ... , W[2n - 1] , [2n] . En otras palabras, W[0] , W[l], ... , W[2n - 1], [2n] no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación durante un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos N = 2n + 1 del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando se incluyen las N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, 4 7 la probabilidad de excelente calidad de recepción aumenta.

Modalidad C3 La presente modalidad provee descripciones detalladas de un caso en que, tal como se muestra en la Bibliografía no de patentes 12 a la Bibliografía no de patentes 15, se usan un código de comprobación de paridad de baja densidad cuasi cíclica (QC-LDPC) (un código LDPC (bloque) diferente de un código QC-LDPC) y un código de bloque (por ejemplo, un código concatenado que consta de un código LDPC y un código Bose-Chaudhuri -Hocquenghem (BCH) y un turbo código) , en especial cuando se emplea el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación descritas en las Modalidades 16 a 26 y Cl . Esta modalidad describe un ejemplo para transmitir dos corrientes, si y s2. Sin embargo, para el caso de la codificación que usa códigos de bloque, cuando no es necesaria la información de control o similar, la cantidad de bits de un bloque de codificación (codificado) coincide con la cantidad de bits que componen el código de bloque (sin embargo, puede incluirse la información de control o similar enumerada a continuación) . En el caso de la codificación que usa códigos de bloque, cuando es necesaria la información de control o similar (por ejemplo, la verificación de redundancia cíclica (CRC) , los parámetros de transmisión, etc . ) , la cantidad de bits de un bloque de codificación (codificado) es la suma de la cantidad de bits que componen el código de bloque y la cantidad de bits de la información de control o similar.

La figura 97 muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un solo bloque de codificación (codificado) cuando se usa la codificación de bloques La figura 97 "muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un solo bloque de codificación (codificado) cuando se usa la codificación de bloques" para el caso en que, por ejemplo tal como se muestra en el aparato de transmisión en la figura 4, se transmiten dos corrientes, si y s2, y el aparato de transmisión tiene un codificador. (En ese caso, el método de transmisión puede ser o transmisión de una sola portadora o transmisión de multiportadora, tal como OFDM) .

Tal como se muestra en la figura 97, la cantidad de bits que constituyen un bloque que se ha codificado por medio de la codificación de bloques se establece en 6,000. A fin de transmitir esos 6,000 bits, se requieren 3,000 símbolos cuando el esquema de modulación es QPSK, 1,500 cuando el esquema de modulación es 16QAM y 1,000 cuando el esquema de modulación es 64QAM.

Como el dispositivo de transmisión de la figura 4 transmite simultáneamente dos corrientes, se asignan a si, 1,500 de los 3,000 símbolos cuando el esquema de modulación es QPSK, y 1,500 a s2. Por lo tanto, se requieren 1,500 intervalos (aquí se usa el término "intervalo") para transmitir los 1,500 símbolos transmitidos en si y los 1,500 símbolos transmitidos en s2.

Mediante razonamiento similar, cuando el esquema de modulaciones 16QAM, son necesarios 750 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , y cuando el esquema de modulación es 64QAM, son necesarios 500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque.

Lo siguiente describe la relación entre los intervalos definidos precedentemente y las matrices de precodificación del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación .

Aquí, la cantidad de matrices de precodificación preparadas para el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación se fija en cinco. En otras palabras, se preparan cinco diferentes matrices de precodificación para la unidad de ponderación en el dispositivo de transmisión de la figura 4 (la unidad de ponderación selecciona una de las múltiples matrices de precodificación y realiza la precodificación para cada intervalo) . Estas cinco diferentes matrices de precodificación se representan como F [0] , F [1] , F [2] , F [3] , y F [4] .

Cuando el esquema de modulación es QPSK, entre los 1, 500 intervalos descrito precedentemente para transmitir los 6,000 bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , es necesario que 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[l] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F [2] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 300 intervalos usen la matriz de precodificacion F[4] . Esto se debe a que si se desea el uso de las matrices de precodificación, la calidad de recepción de datos es influenciada en gran medida por la matriz de precodificación que se usó mayor número de veces.

Cuando el esquema de modulación es 16QAM, entre los 750 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , es necesario que 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[l] , 150 intervalos usen la matriz de precodificación F [2] , 150 intervalos usen .la matriz de precodificación F[3] y 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[4].

Cuando el esquema de modulación es 64QAM, entre los 500 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , es necesario que 100 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 100 intervalos usen la matriz de precodificación F[l] , 100 intervalos usen la matriz de precodificación F [2] , 100 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 100 intervalos usen la matriz de precodificación F[4] .

Como ya se describió, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación, si hay N diferentes matrices de precodificación (representadas como F[0] , F[l] , F[2] , ... , F [N - 2] , y F [N - 1] ) , al transmitir todos los bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , la Condición #107 debe cumplirse, donde K0 es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F[0] , ?? es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodif icación F [1] , Ki es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F[i] (i = 0, 1, 2, ... , N - 1) , y KN _ ! es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F [N - 1] .

Condición #107 ¾ = ¾ = ... = Ki = ... = KN _ !, es decir Kg = Kb (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , N - 1 (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a N - 1), y a ? b) .

Si el sistema de comunicaciones admite múltiples métodos de modulación, y el esquema de modulación que se usa se selecciona entre los métodos de modulación admitidos, debe seleccionarse un esquema de modulación en el que se cumpla la Condición #107.

Cuando se admiten múltiples métodos de modulación, es típico que la cantidad de bits que pueden transmitirse en un solo símbolo varíe de esquema de modulación a esquema de modulación (aunque también es posible que la cantidad de bits sea la misma) , y por lo tanto algunos métodos de modulación tal vez no sean aptos para cumplir la Condición #107. En tal caso, en lugar de la Condición #107, debe cumplir la siguiente condición.

Condición #108 La diferencia entre Ka y Kb es 0 ó 1, es decir | Ka - Kb| es 0 ó 1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , N - 1 (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a N - 1) , y a F b) .

La figura 98 muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa la codificación de bloques . La figura 98 "muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa la codificación de bloques" en el caso en que, por ejemplo tal como se muestra en el dispositivo de transmisión de la figura 3 y de la figura 13, se transmiten dos corrientes , es decir si y s2 , y el dispositivo de transmisión tiene dos codificadores. (En ese caso, el método de transmisión puede ser o transmisión de una sola portadora o transmisión de multiportadora, tal como OFDM) .

Tal como se muestra en la figura 98, la cantidad de bits que constituyen un bloque que se ha codificado por medio de la codificación de bloques se establece en 6,000. A fin de transmitir esos 6,000 bits, se requieren 3,000 símbolos cuando el esquema de modulación es QPSK, 1,500 cuando el esquema de modulación es 16QAM y 1,000 cuando el esquema de modulación es 64QAM.

El dispositivo de transmisión den la figura 3 o de la figura 13 transmite dos corrientes simultáneamente, y como se proveen dos codificadores, se transmiten diferentes bloques de codificación (codificados) en las dos corrientes. Por consiguiente, cuando el esquema de modulación es QPSK, se transmiten dos bloques de codificación (codificados) en si y s2 dentro del mismo intervalo. Por ejemplo, un primer bloque de codificación (codificado) se transmite en si, y un segundo bloque de codificación (codificado) se transmite en s2 y, por lo tanto, se requieren 3,000 intervalos para transmitir los bloques de codificación (codificados) primero y segundo.

Mediante razonamiento similar, cuando el esquema de modulación es 16QAM, se necesitan 1,500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) y, cuando el esquema de modulación es 64QAM, se necesitan 1,000 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen dos bloques.

Aquí, la cantidad de matrices de precodificación preparadas para el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación se fija en cinco. En otras palabras, se preparan cinco diferentes matrices de precodificación para la unidad de ponderación en el dispositivo de transmisión de la figura 3 o de la figura 13 (la unidad de ponderación selecciona una de las múltiples matrices de precodificación y realiza la precodificación para cada intervalo) . Esas cinco diferentes matrices de precodificación se representan como F [0] , F [1] , F [2] , F[3] , y F[4] .

Cuando el esquema de modulación es QPSK, entre los 3, 000 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 x 2 bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , es necesario que 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[l] , 600 intervalos usen la matriz de precodificación F [2] , 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[4] . Esto se debe a que si se desea el uso de las matrices de precodificación, la calidad de recepción de datos es influenciada en gran medida por la matriz de precodificación que se usó mayor número de veces.

Para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) , es necesario que el intervalo que usa la matriz de precodificación F[0] ocurra 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[l] ocurra 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] ocurra 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] ocurra 600 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] ocurra 600 veces. Para transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) , el intervalo que usuario la matriz de precodificación F[0] debe ocurrir 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[l] debe ocurrir 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] debe ocurrir 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] debe ocurrir 600 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] debe ocurrir 600 veces.

De manera similar, cuando el esquema de modulación es 16QA , entre los 1,500 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 x 2 bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , es necesario que 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[l], 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[2], 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 300' intervalos usen la matriz de precodificación F[4].

Para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) , es necesario que el intervalo que usa la matriz de precodificación F[0] ocurra 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[l] ocurra 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] ocurra 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] ocurra 300 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] ocurra 300 veces. Para transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) , el intervalo que usuario la matriz de precodificación F [0] debe ocurrir 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[l] debe ocurrir 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] debe ocurrir 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] debe ocurrir 300 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] debe ocurrir 300 veces.

De manera similar, cuando el esquema de modulación es 64QAM, entre los 1,000 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 x 2 bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , es necesario que 200 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 200 intervalos usen la matriz de precodificación F[l], 200 intervalos usen la matriz de precodificación F[2], 200 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 200 intervalos usen la matriz de precodificación F[4].

Para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) , es necesario que el intervalo que usa la matriz de precodificación F[0] ocurra 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[l] ocurra 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] ocurra 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] ocurra 200 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] ocurra 200 veces. Para transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) , el intervalo que usuario la matriz de precodificación F[0] debe ocurrir 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[l] debe ocurrir 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] debe ocurrir 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] debe ocurrir 200 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] debe ocurrir 200 veces.

Como ya se describió, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación, si hay N diferentes matrices de precodificación (representadas como F[0] , F[l] , F[2] , ... , F [N - 2] , y F [N - 1] ) , al transmitir todos los bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , la Condición #109 debe cumplirse, donde K0 es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F[0] , ?? es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F [1] , Ki es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F[i] (i = 0, 1, 2, ... , N - 1) , y KN _ i es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F [N - 1] .

Condición #109 K0 = Ki = ... = Ki = . . . = KM _ i, es decir Ka = Kb (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , N - 1 (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a N - 1) , y a ? b) .

Al transmitir todos los bits que constituyen el primer bloque de codificación (codificado) , la Condición #110 debe cumplirse, donde K0,i es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[0] , K1:1 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodif icación F[l], K¡.(1 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodif icación F [i] , ( i = 0 , 1 , 2 , ...

N - 1) , y KN _ 1,1 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F [N - 1] .

Condición #110 0,? = ??,? = ... = ??,? = ... = ?? _ i,!, es decir Ka,x = Kb,i (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , N - 1 (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a N - 1) , y a ? b) .

Al transmitir todos los bits que constituyen el segundo bloque de codificación (codificado) , la Condición #111 debe cumplirse, donde K0,2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[0] , Ki,2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[l], Kj.(2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[i] , ( i = 0 , 1 , 2 , ... , N - 1) , y Ku _ i,2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F [N - 1] .

Condición #111 K0,2 = i2 = ... = Ki(2 = ... = KN _ 1,2, es decir Ka,2 = Kb,2 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , N - 1 (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a N - 1) , y a ? b) .

Si el sistema de comunicaciones admite múltiples métodos de modulación, y el esquema de modulación que se usa se selecciona entre los métodos de modulación admitidos, el esquema de modulación seleccionado cumple preferentemente las Condiciones #109, #110 y #111.

Cuando se admiten múltiples métodos de modulación, es típico que la cantidad de bits que puede transmitirse en un símbolo varíe de esquema de modulación a esquema de modulación (aunque es posible también que la cantidad de bits sea la misma) y, por lo tanto, algunos métodos de modulación pueden no ser aptos pata cumplir las Condiciones #109, #110 y #111. En tal caso, en lugar de las Condiciones #109, #110 y #111, deben cumplirse las siguientes condiciones.

Condición #112 La diferencia entre Ka y Kb es 0 ó 1, es decir | Ka - Kb | es 0 ó 1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , N- 1 (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a N - 1), y a ? b) .

Condición #113 La diferencia entre Ka;1 y Kb;1 es 0 ó 1, es decir |Ka,i - Kb,i| es 0 ó 1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , N -1 (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a N - 1) , y a ? b) .

Condición #114 La diferencia entre Ka>2 y Kb>2 es 0 ó 1 , es decir |Ka,2 - Kb,2| es 0 ó 1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , N -1 (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a N - 1) , y a ? b) .

Asociar de este modo los bloques de codificación (codificados) con las matrices de precodificación elimina la desviación de las matrices de precodificación que se usan para transmitir los bloques de codificación (codificados) , logrando así el efecto ventajoso de mejorar la calidad de recepción de datos por el dispositivo de recepción.

En la presente modalidad, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación, son necesarias N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de N intervalos (ciclo) . En este caso, F [0] , F [1] , F [2] , ... , F [N - 2] , F [N - 1] se preparan como las N diferentes matrices de precodificación. Esas matrices de precodificación pueden disponerse en el dominio de frecuencia en el orden de F [0] , F [1] , F [2] , ... , F [N - 2] , F [N - 1] , pero la disposición no se limita a eso. Con N diferentes matrices de precodificación F[0], F[l], F[2], ... , F [N - 2], F [N - 1] generadas en la presente modalidad, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de tiempo o en los dominios de frecuencia-tiempo como en la modalidad 1. Obsérvese que e ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras , las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) . Aquí, cuando se cumplen las condiciones provistas en la presente modalidad, el dispositivo de recepción tiene una alta posibilidad de lograr excelente calidad de recepción de datos.

Asimismo, como se describe en la modalidad 15, pueden existir un sistema MIMO de multiplexación espacial, un sistema MIMO en que son fijas las matrices de precodificación, un esquema de codificación de bloques espacio-tiempo, un modo de transmisión de una sola corriente y modos de esquemas para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, y el dispositivo de transmisión (estación difusora, estación de base) puede seleccionar el esquema de transmisión entre esos modos. En este caso, en el sistema MIMO de multiplexación espacial, el sistema MIMO en que son fijas las matrices de precodificación, el esquema de codificación de bloques espacio-tiempo, el modo de transmisión de una sola corriente, y los modos de esquemas para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, resulta preferido implementar la presente modalidad en las (sub) portadoras para las cuales se selecciona un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación.

Modalidad C4 La presente modalidad provee descripciones detalladas de un caso en que, tal como se muestra en la Bibliografía no de patentes 12 a la Bibliografía no de patentes 15, se usan un código QC-LDPC (o un código LDPC (bloque) diferente de un código QC-LDPC) y un código de bloque (por ejemplo, un código concatenado que consta de un código LDPC y un código BCH, y un turbo código) , en especial cuando se emplea el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación descritas en las Modalidades C2. Esta modalidad describe un ej emplo para transmitir dos corrientes , si y s2. Sin embargo, en el caso de la codificación que utiliza códigos de bloque , cuando no es necesaria la información de control y otra por el estilo, la cantidad de bits de un bloque de codificación (codificado) coincide con la cantidad de bits que componen el código de bloque (se incluye allí, sin embargo, la información de control o similar mencionada a continuación) . En el caso de la codificación que usa códigos de bloque, cuando es necesaria la información de control o similar (por ejemplo, la verificación de redundancia cíclica (CRC) , los parámetros de transmisión, etc.), la cantidad de bits de un bloque de codificación (codificado) es la suma de la cantidad de bits que componen el código de bloque y la cantidad de bits de la información de control o similar.

La figura 97 muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un solo bloque de codificación (codificado) cuando se usa la codificación de bloques La figura 97 "muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un solo bloque de codificación (codificado) cuando se usa la codificación de bloques" para el caso en que, por ejemplo tal como se muestra en el dispositivo de transmisión en la figura 4, se transmiten dos corrientes, si y s2, y el dispositivo de transmisión tiene un codificador. (En ese caso, el método de transmisión puede ser o transmisión de una sola portadora o transmisión de multiportadora, tal como OFDM) .

Tal como se muestra en la figura 97, la cantidad de bits que constituyen un bloque que se ha codificado por medio de la codificación de bloques se establece en 6,000. A fin de transmitir esos 6,000 bits, se requieren 3,000 símbolos cuando el esquema de modulación es QPSK, 1,500 cuando el esquema de modulación es 16QAM y 1,000 cuando el esquema de modulación es 64QAM .

Lo siguiente describe la relación entre los intervalos definidos precedentemente y las matrices de precodificacion del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificacion.

Aquí, las cinco matrices de precodificación para realizar el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación con un período de cinco intervalos (ciclo), como se describe en la modalidad C2 , se expresan como W[0], W[l], W[2], W[3] y W[4] (la unidad de ponderación del dispositivo de transmisión selecciona una de múltiples matrices de precodificación y realiza la precodificación para cada intervalo) .

Cuando el esquema de modulación es QPSK, entre los 1, 500 intervalos descrito precedentemente para transmitir los 6,000 bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , es necesario que 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[l] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F [2] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[4] . Esto se debe a que si se desea el uso de las matrices de precodificación, la calidad de recepción de datos es influenciada en gran medida por la matriz de precodificación que se usó mayor número de veces.

Cuando el esquema de modulación es 16QAM, entre los 750 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , es necesario que 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[l] , 150 intervalos usen la matriz de precodificación F [2] , 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[4] .

Cuando el esquema de modulación es 64QA , entre los 500 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , es necesario que 100 intervalos usen la matriz de precodificacion F[0] , 100 intervalos usen la matriz de precodificacion F[l] , 100 intervalos usen la matriz de precodificación F [2] , 100 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 100 intervalos usen la matriz de precodificación F[4].

Como ya se describió, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación que pertenece a la modalidad C2 , siempre que las matrices de precodificación [0] , W[l], ... , [2n - 1] , y [2n] (que están constituidas por F[0], F[l], F [2] , ... , F [n - 1] , y F [n] ; véase la modalidad C2) se preparan para lograr un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, al transmitir todos los bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , la Condición #115 debe cumplirse, donde K0 es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación [0] , Ki es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[l] , Ki es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[i] (i = 0, 1, 2, ... , 2n - 1, 2n) , y K2n es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[2n] .

Condición #115 K0 = Ki = ... = Ki = ... = K2n, es decir Ka = ¾ (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , 2n- l, 2n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a 2n) , y a F b) .

En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación que pertenece a la modalidad C2 , siempre que las diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , ... , F [n - 1] , y F [n] se preparan para lograr un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, al transmitir todos los bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , la Condición #115 puede expresarse como sigue, donde G0 es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F[0] , Gi es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F[l] , Gi es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F[i] (i = 0, 1, 2 , ... , n-l, n), yGn es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F [n] .

Condición #116 2 x G0 = Gi = ... = Gi = ... = Gn, es decir 2 x G0 = Ga (para Va, donde a = l, 2, ... , n - 1, n (a siendo un entero en un intervalo de 1 a n) ) .

Si el sistema de comunicaciones admite múltiples esquemas de modulación, y el esquema de modulación que se usa se selecciona entre los esquemas de modulación admitidos, entonces debe seleccionarse un esquema de modulación para el cual se cumpla la Condición #115 (#116) .

Cuando se admiten múltiples el esquemas de modulación, es típico que varíe la cantidad de bits que pueden transmitirse en un símbolo, de esquema de modulación a esquema de modulación (aunque también es posible que la cantidad de bits sea la misma) , y por lo tanto algunos esquemas de modulación no pueden cumplir la Condición #115 (#116) . En tal caso, en lugar de la Condición #115, la siguiente condición debe cumplirse.

Condición #117 La diferencia entre Ka y Kb es 0 ó 1, es decir | Ka - ¾ | es 0 ó 1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , 2n - 1, 2n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a 2n) , y a ? b) .

La Condición #117 también puede expresarse como sigue. Condición #118 La diferencia entre Ga y Gb es 0, 1 ó 2, es decir | Ga - Gb| es O, 1 Ó 2 (para Va, Vb, donde a, b, = 1, 2, ... , n -1, n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 1 a n) , y a ? b) ; y la diferencia entre 2 * G0 y Ga es 0 , 1 ó 2, es decir 12 x G0 - Ga | es 0 , 1 ó 2 (para Va, donde a = 1, 2, ... , n - 1, n (a siendo un entero en un intervalo de 1 a n) ) .

La figura 98 muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa la codificación de bloques La figura 98 "muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa la codificación de bloques" en el caso en que, por ejemplo tal como se muestra en el dispositivo de transmisión de la figura 3 y de la figura 13, se transmiten dos corrientes, es decir si y s2, y el dispositivo de transmisión tiene dos codificadores. (En ese caso, el método de transmisión puede ser o transmisión de una sola portadora o transmisión de multiportadora , tal como OFDM) .

El dispositivo de transmisión de la figura 3 o de la figura 13 transmite dos corrientes simultáneamente, y como se proveen dos codificadores, se transmiten diferentes bloques de codificación (codificados) en las dos corrientes. Por consiguiente, cuando el esquema de modulación es QPSK, se transmiten dos bloques de codificación (codificados) en si y s2 dentro del mismo intervalo. Por ejemplo, un primer bloque de codificación (codificado) se transmite en si, y un segundo bloque de codificación (codificado) se transmite en s2 y, por lo tanto, se requieren 3,000 intervalos para transmitir los bloques de codificación (codificados) primero y segundo.

Mediante razonamiento similar, cuando el esquema de modulación es 16QAM, se necesitan 1,500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) y, cuando el esquema de modulación es 64QAM, se necesitan 1,000 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen dos bloques .

Lo siguiente describe la relación entre los intervalos definidos precedentemente y las matrices de precodificación del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación.

A continuación, las cinco matrices de precodificación preparadas en la modalidad C2 para implementar el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación con un período de cinco intervalos (ciclo) se expresan como W[0] , W[l] , W[2] , [3] , y W[4] . (La unidad de ponderación en el dispositivo de transmisión selecciona una de múltiples matrices de precodificación y realiza la precodificación para cada intervalo) .

Cuando el esquema de modulación es QPSK, entre los 3, 000 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 x 2 bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , es necesario que 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[l] , 600 intervalos usen la matriz de precodificación F [2] , 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 600 intervalos usen la matriz de precodif icación F[4] . Esto se debe a que si se desea el uso de las matrices de precodificación, la calidad de recepción de datos es influenciada en gran medida por la matriz de precodif icación que se usó mayor número de veces.

De manera similar, cuando el esquema de modulación es 16QA , entre los 1,500 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 x 2 bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , es necesario que 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[l], 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[2], 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[4] .

Para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) , es necesario que el intervalo que usa la matriz de precodificación F[0] ocurra 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificacion F[l] ocurra 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] ocurra 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] ocurra 300 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] ocurra 300 veces. Para transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) , el intervalo que usuario la matriz de precodificación F[0] debe ocurrir 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[l] debe ocurrir 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] debe ocurrir 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] debe ocurrir 300 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] debe ocurrir 300 veces.

Como ya se describió, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación que pertenece a la modalidad C2, siempre que las matrices de precodificación W [0] , [1] , ... , W[2n - 1], y [2n] (que están constituidas por F[0], F[l], F [2] , ... , F [n - 1 ] , y F [n] ; véase la modalidad C2 ) se preparan para lograr un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, al transmitir todos los bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , la Condición #119 debe cumplirse, donde Ko es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[0] , Kx es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[l] , Ki es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación [i] (i = 0, 1, 2, ... , 2n - 1, 2n) , y K2n es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[2n] .

Condición #119 K0 = Ki = ... = Ki = ... = K2n, es decir Ka = Kb (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , 2n - 1, 2n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a 2n) , y a ? b) .

Al transmitir todos los bits que constituyen el primer bloque de codificación (codificado) , la Condición #120 debe cumplirse, donde K0,i es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación [0] , Kl t l es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación W[l], ??,? es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación [i] (i = 0, 1, 2, ... , 2n - 1, 2n) , y K2n,i es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación W[2n] .

Condición #120 0,i = K1(1 = ... = Ki(i = ... = K2n,i, es decir Ka,i = Kb,i (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , 2n - 1, 2n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a 2n) , y a ? b) .

Al transmitir todos los bits que constituyen el segundo bloque de codificación (codificado) , la Condición #121 debe cumplirse, donde K0(2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación W[0] , K1(2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodif icación W[l] , Ki,2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodif icación W[i] (i = 0, 1, 2, ... , 2n - 1, 2n) , y K2n,2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodif icación W[2n] .

Condición #121 Ko,2 = ??,2 = ... = Ki,2 = ... = ?2?,2, es decir Ka,2 = b,2 (para Va, Vb, donde a , b, = 0 , 1 , 2 , ... , 2n - 1, 2n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a 2n) , y a ? b) .

En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación que pertenece a la modalidad C2 , siempre que las diferentes matrices de precodif icación F[0] , F[l] , F[2] , ... , F [n - 1] , y F [n] se preparan para lograr un período de N intervalos (ciclo) donde N = 2n + 1, al transmitir todos los bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , la Condición #119 puede expresarse como sigue, donde G0 es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F[0] , Gx es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F[l] , Gi es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F[i] (i = 0, 1, 2, ... , n - 1 , n) , y Gn es la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación F [n] .

Condición #122 2 x G0 = Gi = ... = Gi = ... = Gn, es decir 2 x G0 = Ga (para Va, donde a = l, 2, ... , n - 1, n (a siendo un entero en un intervalo de 1 a n) ) .

Al transmitir todos los bits que constituyen el primer bloque de codificación (codificado) , la Condición #123 debe cumplirse, donde G0,i es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[0] , ??,? es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[l], Gi,i es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[i] (i = 0, 1, 2, ... , n - 1, n) , y Gn,i es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F [n] .

Condición #123 2 x G0,i = Gi,i = ... = Gj.,1 = ... = Gn,i, es decir 2 x Go,i = a(1 (para Va, donde a = l, 2, ... , n - 1, n (a siendo un entero en un intervalo de 1 a n) ) .

Al transmitir todos los bits que constituyen el segundo bloque de codificación (codificado) , la Condición #124 debe cumplirse, donde G0,2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[0] , Gli2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodif icación F[l], Gj.,2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodif icación F[i] (i = 0, 1, 2, ... , n - 1, n) , y Gn;2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F [n] .

Condición #124 2 x G0,2 = Gi,2 = ... = Gi(2 = ... = Gn>2, es decir 2 x Go,2 = Ga,2 (para Va, donde a = 1, 2, ... , n - 1, n (a siendo un entero en un intervalo de 1 a n) ) .

Si el sistema de comunicaciones admite múltiples esquemas de modulación, y el esquema de modulación que se usa se selecciona entre los esquemas de modulación admitidos, entonces debe seleccionarse un esquema de modulación para el que se cumplen las Condiciones #119, #120 y #121 (#122, #123 y #124) . Cuando se admiten múltiples el esquemas de modulación, es típico que varíe la cantidad de bits que pueden trasmitirse en un símbolo, de esquema de modulación a esquema de modulación (aunque también es posible que la cantidad de bits sea la misma) , y por lo tanto algunos de modulación pueden no ser aptos para cumplir las Condiciones #119, #120, y #121 (#122, #123 y #124) . En tal caso, en lugar de las Condiciones #119, #120, y #121, deben cumplirse las siguientes condiciones .

Condición #125 La diferencia entre Ka y Kb es 0 ó 1, es decir | Ka - Kb | es 0 ó 1 (para Va, V b, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , 2n - l, 2n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a 2n) , y a ? b) .

Condición #126 La diferencia entre Ka,i y Kb;1 es 0 ó 1, es decir |Ka,i - Kb,i| es 0 ó 1 (para Va, V b, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , 2n - 1, 2n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a 2n) , y a ? b) .

Condición #127 La diferencia entre Ka,2 Y Kb(2 es 0 ó 1, es decir |Ka,2 - ¾,2| es 0 ó 1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, ... , 2n - 1, 2n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 0 a 2n) , y a ? b) .

Las Condiciones #125, #126 y #127 también pueden expresarse como sigue.

Condición #128 La diferencia entre Ga y Gb es 0, 1 ó 2, es decir | Ga - Gb I es 0, 1 ó 2 (para Va, Vb, donde a, b, = 1, 2, ... , n -1, n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 1 a n) , y a ? b) ; y la diferencia entre 2 * G0 y Ga es 0, 1 ó 2, es decir 12 x G0 - Ga | es 0 , 1 ó 2 (para Va, donde a = 1, 2, ... , n - 1, n (a siendo un entero en un intervalo de 1 a n) ) .

Condición #129 La diferencia entre Ga,i y Gb;1 es 0, 1 ó 2, es decir |Ga<1 - Gb,i| es 0, 1 ó 2 (para Va, Vb, donde a, b, = 1, 2, ... , n -1, n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 1 a n) , y a ? b) ; y la diferencia entre 2 x G0,± y Ga,i es 0, 1 ó 2, es decir | 2 x G0,i - Ga,i | es 0 , 1 ó 2 (para Va, donde a = 1 , 2 , ... , n - 1, n (a siendo un entero en un intervalo de 1 a n) ) .

Condición #130 La diferencia entre Ga,2 Y Gb,2 es 0, 1 ó 2, es decir |Ga)2 - Gb,2| es 0, 1 ó 2 (para Va, Vb, donde a, b, = 1, 2, ... , n -1, n (siendo cada uno de a y b un entero en un intervalo de 1 a n) , y a ? b) ; y la diferencia entre 2 ? G0 , 2 Y Ga,2 es 0, 1 ó 2, es decir | 2 x G0,2 - Ga, 21 es 0 , 1 ó 2 (para V a, donde a = 1 , 2 , ... , n - 1, n (a siendo un entero en un intervalo de 1 a n) ) .

En la presente modalidad, las matrices de precodificación W[0], W[l], [2n - 1], W[2n] (Obsérvese que W [0] , W [1] , ... , W [2n - 1] , W [2n] están compuestas de F [0] , F [1] , F[2] , F [n - 1] , F [n] ) para el esquema de saltos precodificados con el período (ciclo) de N = 2n + 1 intervalos como se describe en la modalidad C2 (el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación con el período (ciclo) de N = 2n + 1 intervalos) se disponen en el orden W [0] , W [1] , W [2n - 1] , W [2] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia) en el esquema de transmisión de portadora única. La presente invención no está limitada, sin embargo de este modo, y las matrices de precodificación W[0] , W[l] , [2n - 1] , W[2n] pueden adaptarse a un esquema de transmisión de mültiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia-tiempo. Obsérvese que se ha descrito el esquema de saltos precodificados con el período (ciclo) de N = 2n + 1 intervalos, pero el mismo efecto ventajoso puede obtenerse usando aleatoriamente las matrices de precodificación W [0] , W[l], W[2n - 1] , [2n] . En otras palabras, no es necesario usar las matrices de precodificación W[0] , W[l] , W[2n - 1] , W[2n] en un período regular (ciclo) . En este caso, cuando se cumplen las condiciones descritas en la presente modalidad, es alta la probabilidad de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos.

Asimismo, en el método de saltos de matriz de precodificación en un período (ciclo) de H-intervalos (H siendo un número natural mayor que el número de intervalos 1 in en el período (ciclo) del método v entre matrices de precodificación anterior) , cuando se incluyen las 2N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de la calidad de recepción excelente aumenta.

Tal como se describe en la modalidad 15, existen modos tales como el sistema MIMO de multiplexación espacial, el sistema MIMO con la matriz de precodificación fija, el esquema de codificación de bloques espacio-tiempo, el esquema para transmitir una corriente y el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación . El dispositivo de transmisión (estación difusora, estación de base) puede seleccionar un esquema de transmisión entre esos modos. En este caso, entre el sistema MIMO de multiplexación espacial, el sistema MIMO con la matriz de precodificación fija, el esquema de codificación de bloques espacio-tiempo, el esquema para transmitir una corriente y el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación, un grupo de (sub) ortadoras que seleccione el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación puede implementar la presente modalidad.

Modalidad C5 Tal como se muestra en la Bibliografía no de patentes 12 a la Bibliografía no de patentes 15, la presente modalidad describe un caso en que la modalidad C3 y la modalidad C4 se generalizan cuando se usa un código de comprobación de paridad de baj a densidad cuasi cíclica (QC-LDPC) (o un código LDPC (bloque) diferente de un código QC-LDPC) , un código de bloque tal como un código concatenado que consta de un código LDPC y un código Bose-Chaudhuri-Hocquenghem (BCH) , y un código de bloque tal como un turbo código. Lo siguiente describe como ejemplo un caso para transmitir dos corrientes si y s2. Obsérvese que, cuando no se requiere la información de control y similar para realizar la codificación usando el código de bloque, la cantidad de bits que constituyen el bloque de codificación (codificado) es igual a la cantidad de bits que constituyen el código de bloque (sin embargo, puede incluirse la información de control y similar descrita a continuación) . Cuando la información de control y similar (por ejemplo CRC (comprobación de redundancia cíclica) , un parámetro de transmisión) se requieren para realizar la codificación usando el código de bloque, la cantidad de bits que constituyen el bloque de codificación (codificado) puede ser una suma de la cantidad de bits que constituyen el código de bloque y la cantidad de bits de la información de control y similar.

La figura 97 muestra un cambio en la cantidad de símbolos e intervalos requeridos para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa el código de bloque. La figura 97 muestra un cambio en la cantidad de símbolos e intervalos requeridos para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa el código de bloque en un caso en que se transmiten las dos corrientes si y s2 y el dispositivo de transmisión tiene un solo codificador, tal como se muestra en el dispositivo de transmisión de la figura 4 (Obsérvese que, en este caso, puede usarse o la transmisión de portadora única o la transmisión de multiportadora tal como el OFDM como sistema de transmisión) .

Tal como se muestra en la figura 97, sea 6000 bits la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) en el código de bloque. A fin de transmitir los 6000 bits, 3000 símbolos, 1500 símbolos y 1000 símbolos son necesarios cuando el esquema de modulación es QPSK, 16QAM y 64QAM, respectivamente.

Como deben transmitirse simultáneamente dos corrientes en el dispositivo de transmisión mostrado en la figura 4, cuando el esquema de modulación es QPSK, 1500 símbolos se asignan a si y los restantes 1500 símbolos se asignan a s2 de los 3000 símbolos precedentemente mencionados. Por lo tanto, son necesarios 1500 intervalos (llamados intervalos) para transmitir los 1500 símbolos por si y los 1500 símbolos por s2.

Haciendo las mismas consideraciones, son necesarios 750 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) cuando el esquema de modulación es 16QAM, y 500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque cuando el esquema de modulación es 64QAM.

Lo siguiente describe la relación entre los intervalos definidos precedentemente y las matrices de precodificación en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación .

Aquí, sean las matrices de precodificación para el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación con un período de cinco intervalos (ciclo) W[0], [l], W[2], [3], W[4] . Obsérvese que al menos dos o más diferentes matrices de precodificación pueden incluirse en [0] , W[l], W[2], [3], W[4] (las mismas matrices de precodificación pueden incluirse en W[0] , W[l], W[2], W[3], [4]). En la unidad de combinación de ponderación del dispositivo de transmisión de la figura 4, Se usan [0], W[l], W[2], W[3], W[4] (la unidad de combinación de ponderación selecciona una matriz de precodificación entre las múltiples matrices de precodificación en cada intervalo, y realiza la precodificación) .

De los 1500 intervalos precedentemente mencionados que se requieren para transmitir 6000 bits, que es la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , cuando el esquema de modulación es QPSK, 300 intervalos son necesarios para cada uno de un intervalo que usa la matriz de precodificación [0] , un intervalo que usa la matriz de precodificación W[l] , un intervalo que usa la matriz de precodificación W[2] , un intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y un intervalo que usa la matriz de precodificación [4] . Esto es porque, si se desvían las matrices de precodificación que deben usarse, la calidad de recepción de datos se ve muy influenciada por la gran cantidad de matrices de precodificación que deben utilizarse.

De igual modo, de los 750 intervalos precedentemente mencionados que se requieren para transmitir 6000 bits, que es la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , cuando el esquema de modulación es 16QAM, 150 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación [0], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[l], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[2], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación W[4] .

De igual modo, de los 500 intervalos precedentemente mencionados que se requieren para transmitir 6000 bits, que es la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , cuando el esquema de modulación es 64QAM, 100 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación W[0], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[l], el intervalo que usa la matriz de precodificación [2], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación W[4] .

Como ya se describió, las matrices de precodif icación en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) se representan como W[0] , W[l] , W[2] , ... , W [N - 2] , W [N - 1] .

Obsérvese que W[0] , W[l] , W[2] , W [N - 2] , W [N - 1] están compuestas de al menos dos o más diferentes matrices de precodificación (las mismas matrices de precodificación pueden incluirse en W[0] , W[l] , W[2] , W [N - 2] , W [N - 1] ) . Cuando se transmiten todos los bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[0] K0, siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[l] Ki, siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodif icación W[i] Ki (i = 0, 1, 2, N - 1) , y siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[N - 1] KN _ l7 la siguiente condición debe cumplirse.

Condición #131 K0 = Ki = ... = Ki = ... = KN _ !, es decir, Ka = ¾ para Va, Vb (a, b = 0, 1, 2, N - 1 (a, b son enteros de 0 a N - 1); a ? b) Cuando el sistema de comunicaciones admite múltiples esquemas de modulación, y un esquema de modulación se selecciona y usa entre los esquemas de modulación admitidos, la Condición #94 debe cumplirse.

Cuando se admiten los múltiples el esquemas de modulación, sin embargo, como la cantidad de bits que un símbolo puede transmitir en general es diferente según los esquemas de modulación (en algunos casos, la cantidad de bits puede ser la misma) , puede haber un esquema de modulación que no sea apto para cumplir la Condición #131. En tal caso, en lugar de cumplir la Condición #131, puede cumplirse la siguiente condición.

Condición #132 La diferencia entre Ka y Kb es 0 ó 1, es decir, | Ka - Kb | es 0 ó 1 para Va, Vb (a, b = 0, 1, 2, N - 1 (a, b son enteros de 0 a N - 1) ; a F b) La figura 98 muestra un cambio en la cantidad de símbolos e intervalos requeridos para dos bloques de codificación (codificados) cuando se usa el código de bloque. La figura 98 muestra un cambio en la cantidad de símbolos e intervalos requeridos para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa el código de bloque en un caso en que se transmiten las dos corrientes si y s2 y el dispositivo de transmisión tiene dos codificadores, tal como se muestra, en el dispositivo de transmisión de la figura 3 y el dispositivo de transmisión de la figura 13 (Obsérvese que, en este caso, puede usarse o la transmisión de portadora única o la transmisión de multiportadora tal como el OFDM como sistema de transmisión) .

Tal como se muestra en la figura 98, sea la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) en el código de bloque 6000 bits. A fin de transmitir los 6000 bits, 3000 símbolos, 1500 símbolos y 1000 símbolos son necesarios cuando el esquema de modulación es QPSK, 16QAM y 64QAM, respectivamente .

Como deben transmitirse simultáneamente dos corrientes en el dispositivo de transmisión mostrado en la figura 3 y en el dispositivo de transmisión de la figura 13 , y hay dos codificadores , deben transmitirse diferentes bloques de codificación (codificados) . Por lo tanto, cuando el esquema de modulación es QPSK, si y s2 transmiten dos bloques de codificación (codificados) dentro del mismo intervalo. Por ejemplo, si transmite un primer bloque de codificación (codificado) , y s2 transmite un segundo bloque de codificación (codificado) . Por lo tanto, son necesarios 3000 intervalos para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) y el segundo bloque de codificación (codificado) .

Haciendo las mismas consideraciones, son necesarios 1500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) cuando el esquema de modulación es 16QAM, y 1000 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen 22 bloques cuando el esquema de modulación es 64QAM.

Aquí, sean las matrices de precodificación para el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación con un período de cinco intervalos (ciclo) [0], W[l], W[2]( W[3], W[4] . Obsérvese que al menos dos o más diferentes matrices de precodificación pueden incluirse en W[0] , [l] , W[2] , W[3] , [4] (las mismas matrices de precodificación pueden incluirse en W [0] , [l], W[2], W[3], W[4]). En la unidad de combinación de ponderación del dispositivo de transmisión de la figura 3 y el dispositivo de transmisión de la figura 13, se usan [0] , [l] , [2], [3], W[4] (la unidad de combinación de ponderación selecciona una matriz de precodificación entre múltiples matrices de precodificación en cada intervalo, y realiza la precodificación) .

De los 3000 intervalos precedentemente mencionados que se requieren para transmitir 6000 x 2 bits, que es la cantidad de bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , cuando el esquema de modulación es QPSK, 600 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación W[0], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[l], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[2], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación W [4] . Esto es porque, si se desvían las matrices de precodificación que deben usarse , calidad de recepción de datos se ve muy influenciada por la gran cantidad de matrices de precodificación que deben utilizarse.

Además, a fin de transmitir el primer bloque de codificación (codificado) , 600 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación W[0] , el intervalo que usa la matriz de precodif icación W[l] , el intervalo que usa la matriz de precodificación [2] , el intervalo que usa la matriz de precodificación [3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación W [4] . A fin de transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) , 600 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación W[0] , el intervalo que usa la matriz de precodificación W[l] , el intervalo que usa la matriz de precodificación W[2] , el intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación [4] .

De igual modo, de los 1500 intervalos precedentemente mencionados que se requieren para transmitir 6000 x 2 bits, que es la cantidad de bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , cuando el esquema de modulación es 64QAM, 300 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación W[0] , el intervalo que usa la matriz de precodificación W[l] , el intervalo que usa la matriz de precodif icación W[2] , el intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación W[4] .

Además, a fin de transmitir el primer bloque de codificación (codificado) , 300 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación W[0] , el intervalo que usa la matriz de precodificación W[l], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[2] , el intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación [4] . A fin de transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) , 300 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación [0], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[l], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[2], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación W[4] .

De igual modo, de los 1000 intervalos precedentemente mencionados que se requieren para transmitir 6000 x 2 bits, que es la cantidad de bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , cuando el esquema de modulación es 64QAM, 200 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación W[0], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[l], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[2], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación W[4] .

Además, a fin de transmitir el primer bloque de codificación (codificado) , 200 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación [0] , el intervalo que usa la matriz de precodificación [l] , el intervalo que usa la matriz de precodificación W[2] , el intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación [4] . A fin de transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) , 200 intervalos son necesarios para cada uno del intervalo que usa la matriz de precodificación W[0], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[l] , el intervalo que usa la matriz de precodificación W[2], el intervalo que usa la matriz de precodificación W[3] y el intervalo que usa la matriz de precodificación W[4] .

Como ya se describió, las matrices de precodificación en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación con un período de N intervalos (ciclo) se representan como W[0] , W[l] , W[2] , ... , W[N - 2] , W [N - 1] .

Obsérvese que W[0] , W[l] , W[2] , W [N - 2] , W [N - 1] están compuestas de al menos dos o más diferentes matrices de precodificación (las mismas matrices de precodificación pueden incluirse en W[0], W[l], [2], W [N - 2] , W [N - 1] ) . Cuando se transmiten todos los bits que constituyen dos bloques de codificación (codificados) , siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[0] K0/ siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[l] Ki, siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación [i] Ki (i = 0, 1, 2, N - 1) , y siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación [N - 1] beKt,.!, la siguiente condición debe cumplirse.

Condición #133 K0 = ?? = ... = Ki = ... = KN _ !, es decir, Ka = Kb para Va, Vb (a, b = 0, 1, 2, N - 1 (a, b son enteros de 0 a N - 1) ; a ? b) Cuando se transmiten todos los bits que constituyen el primer bloque de codificación (codificado) , siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[0] K0, i, siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación [l] Ki, lf siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[i] i (i = 0, 1, 2, N -1) , y siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación [N - 1] be KN _ i, i, la siguiente condición debe cumplirse .

Condición #134 Ko, i = Ki, i = ... = Ki( i = ... = KN _ i, l7 es decir, Ka, i = Kb, i para Va, Vb (a, b = 0, 1, 2, N - 1 (a, b son enteros de O a N - 1); a ? b) Cuando se transmiten todos los bits que constituyen el segundo bloque de codificación (codificado) , siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodif icación [0] K0, 2 · siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[l] Ki; 2, siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación W[i] ??, 2 (i = 0, 1, 2, N -1) , y siendo la cantidad de intervalos que usa la matriz de precodificación [N - 1] be KN _ 1( 2, la siguiente condición debe cumplirse.

Condición #135 0, 2 = K1( 2 = - = i( 2 = - = N .1( 2, es decir, Ka, 2 = ¾, 2 para Va, Vb (a, b = 0, 1, 2, N - 1 (a, b son enteros de 0 a N - 1) ; a ? b) Cuando el sistema de comunicaciones admite múltiples esquemas de modulación, y un esquema de modulación se selecciona y usa entre los esquemas de modulación admitidos, deben cumplirse la Condición #133, la Condición #134 y la Condición #135.

Cuando se admiten los múltiples el esquemas de modulación, sin embargo, como la cantidad de bits que un símbolo puede transmitir en general es diferente según los esquemas de modulación (en algunos casos, la cantidad de bits puede ser la misma) , puede haber un esquema de modulación que no sea apto para cumplir la Condición #133, la Condición #134 y la Condición #135. En tal caso, en lugar de cumplir la Condición #133, la Condición #134 y la Condición #135, puede cumplirse la siguiente condición.

Condición #136 La diferencia entre Ka y Kb es 0 ó 1, es decir, | Ka -Kb| es 0 ó 1 para Va, Vb (a, b = 0, 1, 2, N - 1 (a, b son enteros de 0 a N - 1) ; a ? b) Condición #137 La diferencia entre Ka, i y Kb, i es 0 ó 1 , es decir, |Ka, 1 - Kb, 11 es 0 ó 1 para Va, Vb (a, b = 0, 1, 2, N - 1 (a, b son enteros de O a N - l); a ? b) Condición #138 La diferencia entre Ka, 2 y ¾, 2 es 0 ó 1, es decir, | Ka, 2 - Kb, 2| es 0 ó 1 para Va, Vb (a, b = 0, 1, 2, N - 1 (a, b son enteros de O a N - l); a. ? lo ) Asociando los bloques de codificación (codificados) con las matrices de precodificación como ya se describió, se elimina el desvío de las matrices de precodificación usadas para transmitir el bloque de codificación (codificado) . Por lo tanto, se obtiene un efecto de mejora de la calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

En la presente modalidad, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación, N matrices de precodificación [0] , W [1] , W [2] , W [N - 2] , W [N - 1] se preparan para el esquema de saltos precodificados con un período de N intervalos (ciclo) . Hay un modo de disponer las matrices de precodificación en el orden W[0], W[l], [2], W [N - 2], W [N - 1] en el dominio de frecuencia. La presente invención no está limitada, sin embargo de este modo. Como se describe en la modalidad 1, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo las N matrices de precodificación W[0] , W[l] , [2] , —, W [N - 2] , W [N - 1] generadas en la presente modalidad en el dominio de tiempo y en el dominio de frecuencia-tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con el período de N intervalos (ciclo) , pero el mismo efecto ventajoso puede obtenerse usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, no necesitan usarse las N diferentes matrices de precodificación en un período regular (ciclo) . En este caso, cuando se cumplen las condiciones descritas en la presente modalidad, es alta la probabilidad de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos.

Tal como se describe en la modalidad 15, hay modos tales como el sistema MIMO de multiplexación espacial, el sistema MIMO con la matriz de precodificación fija, el esquema de codificación de bloques espacio-tiempo, el esquema para transmitir una corriente y el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación. El dispositivo de transmisión (estación difusora, estación de base) puede seleccionar un esquema de transmisión entre esos modos. En este caso, entre el sistema MIMO de multiplexación espacial, el sistema MIMO con la matriz de precodificación fija, el esquema de codificación de bloques espacio-tiempo, el esquema para transmitir una corriente y el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación, un grupo de (sub) portadoras que selecciona el esquema de saltos regulares entre las matrices de precodificación puede implementar la presente modalidad.

Explicación suplementaria En la presente descripción, se considera que un dispositivo de comunicación/difusión tal como una estación difusora, una estación de base, un punto de acceso, una terminal, un teléfono móvil o similar está provisto del dispositivo de transmisión, y que a dispositivo de comunicaciones tal como una televisión, radio, terminal, computadora personal, teléfono móvil, punto de acceso, estación de base o similar está provisto del dispositivo de recepción. Además, se considera que el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción en la presente invención tienen una función de comunicación y son aptos para conectarlos a través de alguna clase de interfaz (tal como un USB) a un dispositivo a fin de ejecutar las aplicaciones para una televisión, radio, computadora personal, teléfono móvil o similar .

Asimismo, en la presente modalidad, los símbolos diferentes de los símbolos de datos, tal como los símbolos piloto (preámbulo, palabra única, postámbulo, él símbolo de referencia, y similares) , los símbolos para información de control y similares pueden disponerse en la trama de cualquier manera. Si bien aquí se han empleado los términos "símbolo piloto" y "símbolos para información de control", puede utilizarse cualquier término, ya que la función misma es lo que importa.

Es suficiente que un símbolo piloto, por ejemplo, sea un símbolo conocido, modulado con modulación PSK en los dispositivos de transmisión y recepción (o que el dispositivo de recepción pueda sincronizarse a fin de conocer el símbolo transmitido por el dispositivo de transmisión) . El dispositivo de recepción utiliza este símbolo para la sincronización de frecuencia, la sincronización de tiempo, la estimación de canal (la estimación de la información de estado de canal (CSI) para cada señal modulada), la detección de señales y similares.

Un símbolo para la información de control es para transmitir información diferente de los datos (de aplicaciones o similares) que es necesario transmitir al socio de comunicación para lograr la comunicación (por ejemplo, el esquema de modulación, el esquema de codificación de corrección de errores, la tasa de codificación de 1 esquema de codificación de corrección de errores , la información de ajustes en la capa superior y similares) .

Obsérvese que la presente invención no se limita a las modalidades precedentes 1 - 5 y puede realizarse con una variedad de modificaciones. Por ejemplo, las modalidades precedentes describen los dispositivos de comunicaciones, pero la presente invención no se limita a esos dispositivos y puede implementarse como software para el correspondiente esquema de comunicaciones.

Asimismo, se ha descrito un esquema de saltos precodificados que se utiliza en un esquema para transmitir dos señales moduladas desde dos antenas, pero la presente invención no se limita a eso. La presente invención también puede realizarse como un esquema de saltos precodificados para cambiar de igual modo las ponderaciones de precodificación (matrices) en el contexto de un esquema donde se precodifican cuatro señales correlacionadas para generar cuatro señales moduladas que se transmiten desde cuatro antenas o, más en general, donde se precodifican N señales correlacionadas para generar N señales moduladas que se transmiten desde N antenas.

En la presente descripción, se usan los términos "precodificación" , "ponderación de precodificación" , "matriz de precodificación" y similares, pero puede utilizarse cualquier término (tal como "libro de códigos", por ejemplo), ya que las señales de procesamiento mismas son lo que importa en la presente invención .

Asimismo, en la presente descripción, el dispositivo de recepción se ha descrito como usando el cálculo ML, APP, Max-log APP, ZF, MMSE o similar, que produce resultados de decisión de software (verosimilitud logarítmica, razón de verosimilitud logarítmica) o resultados de decisión de hardware ("0" o "1") para cada bit de datos transmitido por el dispositivo de transmisión. Este proceso puede llamarse detección, demodulación, estimación o separación.

Se asume que se generan señales de banda base precodificadas zl(i), z2 (i) (donde i representa el orden en términos de tiempo o frecuencia (portadora) ) precodificando las señales de banda base si (i) y s2 (i) para dos corrientes al mismo tiempo que se efectúan regularmente saltos entre matrices de precodificación . Sean el componente en fase I y el componente de cuadratura Q de la señal de banda base precodif icada zl (i) Ii(i) y Qi(i), respectivamente, y sean el componente en fase I y el componente de cuadratura Q de la señal de banda base precodif icada z2(i) I2(i) y i)/ respectivamente. En este caso, los componentes de banda base pueden cambiar, y transmitirse las señales moduladas correspondientes a la señal de banda base cambiada rl(i) y la señal de banda base cambiada r2(i) desde diferentes antenas al mismo tiempo y por la misma frecuencia, transmitiendo una señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada rl(i) desde la antena de transmisión 1 y una señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada r2(i) desde la antena de transmisión 2 al mismo tiempo y por la misma frecuencia. Los componentes de banda base pueden cambiar como sigue.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i) y Q2(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) I2(i) y Qi(i) , respectivamente.

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i) y I2(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Qi(i) y Q2(i) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i) y Ii(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Qi (i) , y Q2 (i) respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i) y I2(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i) y Qi(i) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i) y Ii(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i) y Qi(i) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i) y Q2(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Qi(i) y I2(i) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i) y Ii(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) I2(i) y Qi(i) , respectivamente.

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i) y Ii(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Qi(i) y I2(i) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ix(i) y I2(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qi(i) y Q2(i) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) el2(i) yli(i), respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qa(i) yQ2(i), respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i) y I2(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i) y Qi(i) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) I2(i) y I.(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i) y Qi(i) , respectivamente. 5 Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) ?? (i) y Q2(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r1 ( i ) I2 ( i) y Qi ( i ) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i) y Q2(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qi(i) y I2(i) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i) y Ii(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl ( i ) I2 ( i) y Qi ( i ) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i) y Ii(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qaíi) y I2(i) , respectivamente. En la descripción precedente, las señales se precodifican en dos corrientes, y cambian componentes en fase y los componentes de cuadratura de las señales precodificadas , pero la presente invención no se limita a eso. Pueden precodificarse las señales en más de dos corrientes, y pueden cambiar los componentes en fase y componentes de cuadratura de las señales precodificadas .

En el ejemplo precedentemente mencionado, se ha descrito el cambio entre las señales de banda base al mismo tiempo (en la misma frecuencia ( (sub) portadora) ) , pero la presente invención no se limita al cambio entre las señales de banda base al mismo tiempo. Como un ejemplo, puede efectuarse la siguiente descripción .

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i + v) y Q2(i + w) / respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) I2(i + w) y Qi(i + v) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i + v) y I2(i + w), respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Qi(i + v) y Q2(i + w) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i + w) y Ii(i + v) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Qi(i + v) y Q2(i + w) , respectivamente.

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i + v) y I2(i + w) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Q2(i + w) y Qi(i + v) , respectivamente.

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i + w) y Ii(i + v) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Q2(i + w) y Qi(i + v) , respectivamente.

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i + v) y Q2(i + w) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Qi(i + v) y I2(i + w) , respectivamente.

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i + w) y Ii(i + v) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) I2(i + w) y Qi(i + v) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i + w) y Ii(i + v) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Qi(i + v) y I2(i + w) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i + v) y I2(i + w), respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl (i) Qi(i + v) y Q2(i + w) , respectivamente.

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) 12(1 + w) y Ii(i + v), respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qi(i + v) y Q2(i + w) , respectivamente.

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) ?i(i + v) y I2(i + w), respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl (i) Q2(i + ) y Qi(i + v) , respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) I2(i + w) y Ii(i + v) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl (i) Q2(i + w) y Qi(i + v), respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Ii(i + v) y Cbíi + w) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl (i) I2(i + w) y Qi(i + v), respectivamente.

• Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ix(i + v) y Q2(i + w) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl (i) Qi(i + v) y I2(i + w) , respectivamente.

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i + w) y Ii(i + v) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl (i) I2(i + w) y Qi(i + v) , respectivamente.

Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Q2(i + w) y Ii(i + v) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl (i) Qi(i + v) y I2(i + w) , respectivamente.

La figura 96 explica la descripción precedente. Tal como se muestra en la figura 96., sean el componente en fase I y el componente de cuadratura de la señal de banda base precodificada zl(i) Ii(i) yQi(i) , respectivamente, y sean el componente en fase I y el componente de cuadratura de la señal de banda base precodificada z2(i) I2(i) y Q2(i), respectivamente. Después, sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl ( i ) Iri(i) yQrl(i), respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Ir2(i) yQr2(i) , respectivamente, y el componente en fase Irl(i) y el componente de cuadratura Qri(i) de la señal de banda base cambiada rl(i) y el componente en fase Ir2(i) y el componente de cuadratura Qr2(i) de la señal de banda base cambiada r2(i) se representan mediante cualquiera de las descripciones precedentes. Obsérvese que, en este ejemplo, se ha descrito el cambio de señales de banda base precodificadas al mismo tiempo (en la misma frecuencia ( (sub) portadora) ) , pero la presente invención puede cambiar entre las señales de banda base precodificadas en diferentes momentos (en diferentes frecuencias ( (sub) portadora) ) , como ya se describió.

En este caso, las señales moduladas correspondientes a la señal de banda base cambiada rl(i) y la señal de banda base cambiada r2(i) pueden transmitirse desde antenas diferentes al mismo tiempo y por la misma frecuencia, transmitiendo una señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada rl(i) desde la antena de transmisión 1 y una señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada r2(i) desde la antena de transmisión 2 al mismo tiempo y por la misma f ecuencia.

Cada una de las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión y las antenas de recepción del dispositivo de recepción mostradas en las figuras puede estar formada por múltiples antenas .

En esta descripción, el símbolo "V" representa el cuantificador universal, y el símbolo "?" representa el cuantificador existencial.

Asimismo, en esta descripción, las unidades de fase, tal como el argumento, en el plano complejo son radianes.

Cuando se usa el plano complej o, las coordenadas polares pueden mostrar los números complejos en forma polar. Si un número complejo z = a + jb (donde a y b son números reales y j es una unidad imaginaria) corresponde a un punto (a, b) del plano complejo, y este punto se representa en las coordenadas polares como [r, ?] , entonces se cumple la matemática que sigue. a = r x eos T b = r x sen T Matemática 592 r =^a +b2 r es el valor absoluto de z (r = | z | ) , y T es el argumento .

Asimismo, z = a + jb se representa como re^.

En la descripción de la presente invención, la señal de banda base, la señal modulada si, la señal modulada s2, la señal modulada zl, y la señal modulada z2 son señales complejas. Las señales complejas se representan como I + jQ (donde j es una unidad imaginaria) , siendo I la señal en fase, y siendo Q la señal de cuadratura. En este caso, I puede ser cero o Q puede ser cero.

La figura 59 muestra un ejemplo de un sistema de difusión que utiliza el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación descritas en esta descripción. En la figura 59, un codificador de video 5901 recibe las imágenes de video como entrada, codifica las imágenes de video, y da salida a imágenes de video codificadas como datos 5902. Un codificador de audio 5903 recibe audio como entrada, codifica el audio, y da salida a audio codificado como datos 5904. Un codificador de datos 5905 recibe datos como entrada, codifica los datos (por ejemplo, por compresión de datos) , y da salida a los datos codificados como datos 5906. Conjuntamente, estos codificadores se denominan codificadores de origen de información 5900.

Una unidad de transmisión 5907 recibe, como entrada, los datos 5902 del video codificado, los datos 5904 del audio codificado, y los datos 5906 de los datos codificados, establece algunos o todos esos elementos de datos como datos de transmisión, y da salida a las señales de transmisión 5908_1 a 5908_N después de realizar el procesamiento, tal como la codificación de corrección de errores, modulación, y la precodificación (por ejemplo, el procesamiento de señales del dispositivo de transmisión de la figura 3) . Las señales de transmisión 5908_1 a 5908_N se transmiten por las antenas 5909_1 a 5909_N como ondas radiales .

Una unidad de recepción 5912 recibe, como entrada, las señales 5911_1 a 5911_M recibidas por las antenas 5910_1 a 5910_M, realiza el procesamiento, tal como conversiones de frecuencias, la decodificación de precodificación, la razón de verosimilitud logarítmica cálculo y la decodificación de corrección de errores (procesamiento por el dispositivo de recepción de la figura 7, por ej emplo) , y da salida a los datos recibidos 5913, 5915 y 5917. Los decodificadores de fuente de información 5919 reciben, como entrada, los datos recibidos 5913 , 5915, y5917. Un decodif icador de video 5914 recibe, como entrada, los datos recibidos 5913, realiza la decodificación de video, y da salida a una señal de video. Las imágenes de video se muestran después en una televisión o monitor de pantalla. Asimismo, un decodificador de audio 5916 recibe , como entrada, los datos recibidos 5915 , realiza la decodificación de audio, y da salida a una señal de audio. Después el audio se produce por un parlante. Un codificador de datos 5918 recibe, como entrada, los datos recibidos 5917, realiza la decodificación de datos, y da salida a la información en los datos .

En las modalidades precedentes que describen la presente invención, puede ser cualquiera la cantidad de codificadores en el dispositivo de transmisión cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM, como ya se describió. Por lo tanto, como en la figura 4, por ejemplo, es posible por supuesto que el dispositivo de transmisión tenga un codificador y adapte un esquema de salida de distribución a un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM. En ese caso, las unidades inalámbricas 310A y 310B de la figura 4 son reemplazadas por los procesadores relacionados con OFDM 1301A y 1301B de la figura 13. La descripción de los procesadores relacionados con OFDM es según la modalidad 1.

El esquema de disposición de símbolos descrito en las Modalidades Al a A5 y en la modalidad 1 puede implementarse tal como un esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación usando múltiples diferentes matrices de precodificación, que difiere del esquema de precodificación del "esquema para saltar entre diferentes matrices de precodificación" de la presente descripción. Lo mismo vale para otras modalidades también. Lo que sigue es una explicación suplementaria relativa a las múltiples diferentes matrices de precodificación.

Sean las N matrices de precodificación representadas como F[0], F[l], F[2], F[N - 3] , F[N - 2] , F [N - 1] para un esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación . En este caso, las "múltiples diferentes matrices de precodificación" mencionadas precedentemente se supone que cumplen las siguientes dos condiciones (la Condición *1 y la Condición *2) .

Matemática 593 Condición *1 F[ ]?F[;y] forVx.Vy (x, y =0,1,2; · · ,N- 3,N- 2,N - 1; x? y) Aquí, x es un entero de 0 a,N - 1, y es un entero de 0 a N - l y x ? y. Con respecto a todo x y todo y que cumplen lo anterior, se mantiene la relación F [x] ? F [y] .

Matemática 594 Condición *2 l{x)=kx¥[y] Siendo x un entero de 0 a N - 1, y siendo un entero de O aN - 1, yx?y, para todo x y todo y, no existe ningún número real o complejo que cumpla la ecuación precedente.

Lo que sigue es una explicación suplementaria que usa una matriz 2 x 2 como un ejemplo. Sean las matrices 2 x 2 R y S representadas como sigue: Matemática 595 Matemática 596 Sean a = Aejol\ b = Bej512, c = Cej521 y d = Dejo22, y e = EejYl\ f = FejY12, g = GejY21 y h = HejY22. A, B, C, D, E, F, G, y H son números reales 0 o mayores, y 6n, d?2, d2 ? / d22, Ya, Yn, Y21/ y Y22 se expresan en radianes. En este caso, R? S significa que se mantiene al menos uno de los siguientes: (1) a ? e, (2) b ? f, (3) c ? g y (4) d ? h.

Una matriz de precodificación puede ser la matriz R donde uno de a, b, c, y d es cero. En otras palabras, la matriz de precodificación puede ser tal que (1) a es cero, y b, c, y d son no cero; (2) b es cero, ya, c, y d son no cero; (3) c es cero, y a, b, y d son no cero; o (4) d es cero, y , b, ye son no cero.

En el sistema ejemplificativo de la descripción de la presente invención, se describe un sistema de comunicaciones que usa un esquema MIMO, se transmiten donde dos señales moduladas desde dos antenas y son recibidas por dos antenas. La presente invención, sin embargo, también puede adoptarse en un sistema de comunicaciones que usa un esquema MISO (múltiple entrada una sola salida) . En el caso del esquema MISO, la adopción de un esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre múltiples matrices de precodificación en el dispositivo de transmisión es tal como ya se describió. Por otra parte, el dispositivo de recepción no está provisto de la antena 701_Y, la unidad inalámbrica 703_Y, la unidad de estimación de fluctuación de canal 707_1 para la señal modulada zl, o la unidad de estimación de fluctuación de canal 707_2 para la señal modulada z2 en la estructura mostrada en la figura 7. En este caso también, sin embargo, puede realizar el procesamiento detallado en la presente descripción para estimar los datos transmitidos por el dispositivo de transmisión. Obsérvese que es ampliamente conocido que las múltiples señales transmitidas en la misma frecuencia y al mismo tiempo pueden ser recibidas por una antena y decodificadas (para una recepción de antena, es suficiente realizar el cálculo tal como el cálculo ML (Max-log APP o similar) ) . En la presente invención, es suficiente para la unidad de procesamiento de señales 711 de la figura 7 realizar la demodulación (detección) teniendo en cuenta el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos que se usa en el extremo de transmisión.

Los programas para ejecutar el esquema de comunicaciones precedente pueden almacenarse por adelantado, por ejemplo, en ROM (memoria de sólo lectura) y una CPU (unidad central de procesamiento) puede hacerlos operar.

Asimismo, los programas para ejecutar el esquema de comunicaciones precedente pueden almacenarse en un medio legible por computadora, los programas almacenados en el medio de grabación pueden cargarse en la RAM (memoria de acceso aleatorio) de la computadora, y la computadora puede hacerse funcionar de acuerdo con los programas .

Los componentes de las modalidades precedentes y otras similares pueden ensamblarse típicamente como una LSI (integración a gran escala) , un tipo de circuito integrado. Los componentes individuales pueden hacerse respectivamente en chips discretos, o parte o todos los componentes de cada modalidad pueden hacerse en un solo chip. Si bien se ha hecho referencia a una LSI, pueden usarse los términos IC (circuito integrado) , sistema LSI, súper LSI o ultra LSI según el grado de integración . Asimismo, el esquema para ensamblar los circuitos integrados no se limita a LSI, y puede emplearse un circuito dedicado o un proceso de uso general . Puede usarse una FPGA (matriz de puertas programables) , que es programable después de la fabricación de la LSI o un procesador reconfigurable , que admite la reconfiguración de las conexiones y los ajustes de las celdas de circuitos contenidas dentro de la LSI .

Asimismo, si debido a los avances en la tecnología de los semiconductores u otra tecnología derivada, surge tecnología para formar circuitos integrados que reemplace a las LSI, puede logra la integración de los bloques funcionales naturalmente empleando tal tecnología. También es posible la aplicación de biotecnología o similar.

Con el esquema de disposición de símbolos descrito en las Modalidades Al a A5 y la modalidad 1, la presente invención puede implementarse del mismo modo reemplazando el "esquema de saltos entre diferentes matrices de precodificacion" por un "esquema de efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación usando múltiples diferentes matrices de precodificacion" . Obsérvese que las "múltiples diferentes matrices de precodificación" son como ya se describió.

Lo anterior describe que "con el esquema de disposición de símbolos descrito en las Modalidades Al a A5 y la modalidad 1, la presente invención puede implementarse igualmente reemplazando el "esquema de saltos entre diferentes matrices de precodificación" por un "esquema de efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación usando múltiples diferentes matrices de precodificación" . Como el "esquema de saltos entre matrices de precodificación usando múltiples diferentes matrices de precodificación" , puede usarse un esquema de preparar las N diferentes matrices de precodificación descritas precedentemente , y los saltos entre matrices de precodificación empleando las N diferentes matrices de precodificación con un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que N) (como ejemplo, hay un esquema descrito en la modalidad C2) .

Con el esquema de disposición de símbolos descrito en la modalidad 1, la presente invención puede implementarse del mismo modo usando el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre las matrices de precodificación descritas en las Modalidades Cl a C5. Así también, la presente invención puede implementarse del mismo modo usando el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre las matrices de precodificación descritas en las Modalidades Cl a C5, como el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre las matrices de precodificación descritas en las Modalidades Al a A5.

Modalidad DI Lo siguiente describe el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación, descrito en la Bibliografía no de patentes 12 a 15 cuando se usa un código de comprobación de paridad de baja densidad cuasi cíclica (QC-LDPC) (o un código LDPC diferente de un código QC-LDPC) , un código concatenado que consta de un código LDPC y un código Bose-Chaudhuri-Hocquenghem (BCH) , y un código de bloque tal como un turbo código o un turbo código duo-binario que usa bits de cola. Obsérvese que la presente modalidad pueden implementarse usando un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación representado por números complejos o un esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación representado por números reales, que se describe a continuación, como el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación .

Lo siguiente describe un caso para transmitir dos corrientes si y s2 como un ejemplo. Obsérvese que, cuando la información de control y similar no se requiere para realizar la codificación usando el código de bloque, la cantidad de bits que constituyen el bloque de codificación (codificado) es igual a la cantidad de bits que constituyen el código de bloque (sin embargo, puede incluirse la información de control y similar descrita a continuación) . Cuando la información de control y similar (por ejemplo CRC (comprobación de redundancia cíclica) , un parámetro de transmisión) se requieren para realizar la codificación usando el código de bloque, la cantidad de bits que constituyen el bloque de codificación (codificado) puede ser una suma de la cantidad de bits que constituyen el código de bloque y la cantidad de bits de la información de control y similar.

La figura 97 muestra un cambio en la cantidad de símbolos e intervalos requeridos para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa el código de bloque. La figura 97 muestra un cambio en la cantidad de símbolos e intervalos requeridos para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa el código de bloque en un caso en que se transmiten las dos corrientes si y s2 y el dispositivo de transmisión tiene un solo codificador, ¿al como se muestra en el dispositivo de transmisión de la figura 4 (Obsérvese que, en este caso, puede usarse o la transmisión de portadora única o la transmisión de multiportadora tal como el OFDM como sistema de transmisión) .

Tal como se muestra en la figura 97, sea la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) en el código de bloque be 6000 bits. A fin de transmitir los 6000 bits, 3000 símbolos, 1500 símbolos y 1000 símbolos son necesarios cuando el esquema de modulación es QPSK, 16QAM y 64QA , respectivamente .

Como deben transmitirse s mult neamente dos corrientes en el dispositivo de transmisión mostrado en la figura 4, cuando el esquema de modulación es QPSK, 1500 símbolos se asignan a si y los restantes 1500 símbolos se asignan a s2 de los 3000 símbolos precedentemente mencionados. Por lo tanto, son necesarios 1500 intervalos (llamados intervalos) para transmitir los 1500 símbolos por si y los 1500 símbolos por s2.

La presente modalidad describe un esquema de inicialización de las matrices de precodificación en un caso en que el dispositivo de transmisión de la figura 4 es compatible con el esquema de multiportadora, tal como el esquema OFDM, cuando se usa el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación descritas en esta descripción .

A continuación, se considera un caso en que el dispositivo de transmisión transmite señales moduladas que tienen, cada una, una estructura de tramas mostrada en las figuras 99A y 99B. La figura 99A muestra una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia para una señal modulada zl (transmitida por la antena 312A) . La figura 99B muestra una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia para una señal modulada z2 (transmitida por la antena 312B) . En este caso, la señal modulada zl y la señal modulada z2 se supone que ocupan la misma frecuencia (ancho de banda) , y la señal modulada zl y la señal modulada z2 se supone que existen al mismo tiempo.

Tal como se muestra en la figura 99A, el dispositivo de transmisión transmite un preámbulo (símbolo de control) en un intervalo A. El preámbulo es un símbolo para transmitir información de control al socio de comunicación y se asume que incluye información sobre el esquema de modulación para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) y el segundo bloque de codificación (codificado) . El dispositivo de transmisión es para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) en un intervalo B. El dispositivo de transmisión es para transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) en un intervalo C.

El dispositivo de transmisión transmite el preámbulo (símbolo de control) en un intervalo D . El preámbulo es un símbolo para transmitir información de control al socio de comunicación y se asume que incluye información sobre el esquema de modulación para transmitir el tercer bloque de codificación (codificado) , el cuarto bloque de codificación (codificado), etc. El dispositivo de transmisión es para transmitir el tercer bloque de codificación (codificado) en un intervalo E. El dispositivo de transmisión es para transmitir el cuarto bloque de codificación (codificado) en un intervalo F.

Tal como se muestra en la figura 99B, el dispositivo de transmisión transmite un preámbulo (símbolo de control) en el intervalo A. El preámbulo es un símbolo para transmitir información de control al socio de comunicación y se asume que incluye información sobre el esquema de modulación para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) y el segundo bloque de codificación (codificado) . El dispositivo de transmisión es para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) en el intervalo B. El dispositivo de transmisión es para transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) en el intervalo C.

El dispositivo de transmisión transmite el preámbulo (símbolo de control) en el intervalo D. El preámbulo es un símbolo para transmitir información de control al socio de comunicación y se asume que incluye información sobre el esquema de modulación para transmitir el tercer bloque de codificación (codificado) , el cuarto bloque de codificación (codificado), etc. El dispositivo de transmisión es para transmitir el tercer bloque de codificación (codificado) en el intervalo E. El dispositivo de transmisión es para transmitir el cuarto bloque de codificación (codificado) en el intervalo F.

La figura 100 muestra la cantidad de intervalos usados cuando los bloques de codificación (codificados) se transmiten tal como se muestra en la figura 97, y en particular, cuando 16QAM se usa como el esquema de modulación en el primer bloque de codificación (codificado) . A fin de transmitir el primer bloque de codificación (codificado), 750 intervalos son necesarios.

De igual modo, la figura 100 muestra la cantidad de intervalos usados cuando QPSK se usa como el esquema de modulación en el segundo bloque de codificación (codificado) . A fin de transmitir el primer bloque de codificación (codificado) , 1500 intervalos son necesarios.

La figura 101 muestra la cantidad de intervalos usados cuando el bloque de codificación (codificado) se transmite tal como se muestra en la figura 97, y en particular, cuando QPSK se usa como el esquema de modulación en el tercer bloque de codificación (codificado) . A fin de transmitir el tercer bloque de codificación (codificado), 1500 intervalos son necesarios.

Tal como se describe aquí, se considera un caso en que no se realiza el desplazamiento de fase para la señal modulada zl, es decir la señal modulada transmitida por la antena 312A, y se realiza para la señal modulada z2, es decir la señal modulada transmitida por la antena 312B. En este caso, las figuras 100 y 101 muestran el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación .

Primero, se asume que siete matrices de precodificación se preparan para efectuar regularmente saltos entre las matrices de precodificación, y se denominan #0, #1, #2, #3, #4, #5 y #6. Las matrices de precodificación deben usarse regular y cíclicamente. Es decir, las matrices de precodificación deben cambiar regular y cíclicamente en el orden #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, ....

Primero, tal como se muestra en la figura 100, existen 750 intervalos en el primer bloque de codificación (codificado) . Por lo tanto, a partir del #0, las matrices de precodificación se disponen en el orden #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #4, #5, #6, #0, y terminan usando el #0 para el 750avo intervalo.

A continuación, las matrices de precodificación deben aplicarse a cada intervalo del segundo bloque de codificación (codificado) . Como esta descripción se efectúa sobre el supuesto de que las matrices de precodificación se aplican a la comunicación multidifusión y a la difusión, una posibilidad es que una terminal de recepción no necesite el primer bloque de codificación (codificado) y extraiga sólo el segundo bloque de codificación (codificado) . En tal caso, incluso cuando se usa la matriz de precodificación #0 para transmitir el último intervalo del primer bloque de codificación (codificado) , la matriz de precodificación #1 se usa primero para transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) . En ese caso, se consideran los siguientes dos esquemas : (a) La terminal precedentemente mencionada monitorea cómo se transmite el primer bloque de codificación (codificado) , es decir la terminal monitorea un patrón de la matriz de precodificación usado para transmitir el último intervalo del primer bloque de codificación (codificado) , y estima la matriz de precodificación que debe usarse para transmitir el primer intervalo del segundo bloque de codificación (codificado) ; y (b) El dispositivo de transmisión transmite información sobre la matriz de precodificación usada para transmitir el primer intervalo del segundo bloque de codificación (codificado) sin realizar (a) .

En el caso de (a) , como la terminal debe monitorear transmisión del primer bloque de codificación (codificado) , aumenta el consumo de energía. En el caso de (b) , se reduce la eficiencia de transmisión de datos.

Por lo tanto, hay espacio para la mej ora en la asignación de matrices de precodificación, como ya se describió. A fin de resolver los problemas precedentemente mencionados, se propone un esquema para arreglar la matriz de precodificación usada para transmitir el primer intervalo en cada bloque de codificación (codificado) . Por lo tanto, tal como se muestra en la figura 100, la matriz de precodificación usada para transmitir el primer intervalo del segundo bloque de codificación (codificado) se establece en #0 como la matriz de precodificación usada para transmitir el primer intervalo del primer bloque de codificación (codificado) .

De igual modo, tal como se muestra en la figura 101, la matriz de precodificación usada para transmitir el primer intervalo del tercer bloque de codificación (codificado) se establece no en #3 sino en #0 como la matriz de precodificación usada para transmitir el primer intervalo del primer bloque de codificación (codificado) y del segundo bloque de codificación (codificado) .

Con el esquema precedentemente mencionado, se obtiene un efecto de suprimir los problemas que ocurren en (a) y (b) .

Obsérvese que, en la presente modalidad, se describe el esquema de inicialización de las matrices de precodificación en cada bloque de codificación (codificado) , es decir el esquema en que la matriz de precodificación usada para transmitir el primer intervalo en cada bloque de codificación (codificado) se fija en #0. Como un diferente esquema, sin embargo, las matrices de precodificación pueden inicializarse en unidades de tramas. Por ejemplo, en el símbolo para transmitir el preámbulo y la información después de la transmisión del símbolo de control, la matriz de precodificación usada en el primer intervalo puede fijarse en #0.

Por ejemplo, de la figura 99, una trama se interpreta como que se inicia desde el preámbulo, el primer bloque de codificación (codificado) en la primera trama es primer bloque de codificación (codificado) , y el primer bloque de codificación (codificado) en la segunda trama es el tercer bloque de codificación (codificado) . Esto ejemplifica un caso en que "la matriz de precodificación usada en el primer intervalo puede fijarse (en #0) en las unidades de tramas" como ya se describió usando las figuras 100 y 101.

Lo siguiente describe un caso en que el esquema precedentemente mencionado se aplica a un sistema de difusión que utiliza la norma DVB-T2. La estructura de tramas del sistema de difusión que utiliza la norma DVB-T2 es como se describe en las Modalidades Al a A3. Como se describe en las Modalidades Al a A3 usando las figuras 61 y 70, por el símbolo Pl, el símbolo P2 y el grupo de símbolos de control, la información sobre esquema de transmisión de cada PLP (por ejemplo, un esquema de transmisión para transmitir una sola señal modulada, un esquema de transmisión que usa la codificación de bloques espacio-tiempo y un esquema de transmisión de regularmente saltos entre matrices de precodificación) y un esquema de modulación que se usa se transmiten a una terminal. En este caso, si la terminal extrae sólo la PLP que es necesaria como información para realizar la demodulación (incluso la separación de señales y la detección de señales) y la decodificación de corrección de errores, se reduce el consumo de energía de la terminal. Por lo tanto, como se describe usando las figuras 99 a 101, se propone el esquema en que la matriz de precodificación usada en el primer intervalo de la PLP transmitida que emplea, como el esquema de transmisión, el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación fijado (en #0) .

Por ejemplo, se asume que la estación difusora transmite cada símbolo con la estructura de tramas tal como se muestra en figuras 61 y 70. En este caso, como un ejemplo, la figura 102 muestra una estructura de tramas en el dominio de frecuencia-tiempo cuando la estación difusora transmite la PLP $1 (para evitar la confusión, #1 se reemplaza por $1) y la PLP $K que usa el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación.

Obsérvese que, en la descripción siguiente como un ejemplo, se asume que siete matrices de precodificación se preparan en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre las matrices de precodificación, y se denominan #0, #1, #2, #3, #4, #5 y #6. Las matrices de precodificación deben usarse regular y cíclicamente. Es decir, las matrices de precodificación deben cambiar regular y cíclicamente en el orden #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, ....

Tal como se muestra en la figura 102, el intervalo (símbolo) de la PLP $1 se inicia con un tiempo T y una portadora 3 (10201 de la figura 102) y finaliza con un tiempo T + 4 y una portadora 4 (10202 de la figura 102) (véase la figura 102) .

Es decir, en la PLP $1, el primer intervalo es el tiempo T y la portadora 3, el segundo intervalo es el tiempo T y la portadora 4, el tercer intervalo es el tiempo T y una portadora 5, el séptimo intervalo es un tiempo T + 1 y una portadora 1, el octavo intervalo es el tiempo T + 1 y una portadora 2, el noveno intervalo es el tiempo T + 1 y la portadora 3, el décimo cuarto intervalo es el tiempo T + 1 y una portadora 8, el décimo quinto intervalo es un tiempo T + 2 y una portadora 0, ....

El intervalo (símbolo) de la PLP $K se inicia con un tiempo S y una portadora 4 (10203 de la figura 102) y finaliza con un tiempo S + 8 y la portadora 4 (10204 de la figura 102) (véase la figura 102) .

Es decir, en la PLP $K, el primer intervalo es el tiempo S y la portadora 4, el segundo intervalo es el tiempo S y una portadora 5, el tercer intervalo es el tiempo S y una portadora 6, el quinto intervalo es el tiempo S y una portadora 8, el noveno intervalo es un tiempo S + 1 y una portadora 1, el décimo intervalo es el tiempo S + 1 y una portadora 2..., el décimo sexto intervalo es el tiempo S + 1 y la portadora 8, el décimo séptimo intervalo es un tiempo S + 2 y una portadora 0, ....

Obsérvese que la información sobre el intervalo que incluye la información sobre el primer intervalo (símbolo) y el último intervalo (símbolo) de cada PLP y se usa por cada PLP, es transmitida por el símbolo de control que incluye el símbolo Pl, el símbolo P2 y el grupo de símbolos de control.

En este caso, como se describe usando las figuras 99 a 101, el primer intervalo de la PLP $1, que es el tiempo T y la portadora 3 (10201 de la figura 102) , se precodifica usando la matriz de precodificación #0. De igual modo, el primer intervalo de la PLP $K, que es el tiempo S y la portadora 4 (10203 de la figura 102) , se precodifica usando la matriz de precodificación #0 independientemente de la cantidad de la matriz de precodificación usada en el último intervalo de la PLP $K - 1, que es el tiempo S y la portadora 3 (10205 de la figura 102) .

El primer intervalo de la otra PLP transmitida usando el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre las matrices de precodificación también se precodifica usando la matriz de precodificación #0.

Con el esquema precedentemente mencionado, se obtiene un efecto de suprimir los problemas precedentes que ocurren en (a) y (b) .

Naturalmente, el dispositivo de recepción extrae la PLP necesaria de la información sobre el intervalo que está incluida en el símbolo de control que incluye el símbolo Pl, el símbolo P2 y el grupo de símbolos de control y es utilizada por cada PLP para realizar la demodulación (incluso la separación de señales y la detección de señales) y la decodificación de corrección de errores. El dispositivo de recepción aprende por adelantado una regla del esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre las matrices de precodificación (cuando hay múltiples rules, el dispositivo de transmisión transmite información sobre la regla que debe usarse, y el dispositivo de recepción aprende la regla que se usa obteniendo la información transmitida) . Sincronizando una temporización de las reglas de saltos las matrices de precodificación en base a la cantidad del primer intervalo de cada PLP, el dispositivo de recepción puede realizar la demodulación de los símbolos de información (incluso la separación de señales y la detección de señales) .

A continuación, s considera un caso en que la estación difusora (estación de base) transmite una señal modulada que tiene una estructura de tramas mostrada en la figura 103 (la trama compuesta de grupos de símbolos, mostrada en la figura 103 se denomina trama principal) . En la figura 103, los elementos que operan de un modo similar a la figura 61 llevan los mismos signos de referencia. La función característica es que la trama principal se separa en una subtrama para transmitir una sola señal modulada y una subtrama para transmitir múltiples señales moduladas, de manera que puede realizarse fácilmente el control de ganancia de las señales recibidas. Obsérvese que la expresión "transmitir una sola señal modulada" también indica que se generan múltiples señales moduladas que son iguales a la señal modulada única transmitida desde una sola antena, y las señales generadas se transmiten desde las respectivas antenas.

En la figura 103, la PLP #1 (6105_1) a la PLP #N (6105_N) constituyen una subtrama 10300 para transmitir una sola señal modulada. La subtrama 10300 está compuesta sólo de las PLP, y no incluye la PLP para transmitir múltiples señales moduladas. Además, la PLP $1 (10302_1) a la PLP $M (10302_M) constituyen una subtrama 10301 para transmitir múltiples señales moduladas. La subtrama 10301 está compuesta sólo de las PLP, y no incluye la PLP para transmitir una sola señal modulada.

En este caso, como ya se describió, cuando el esquema precedentemente mencionado de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación se usa en la subtrama 10301, el primer intervalo de la PLP (PLP $1 (10302_1) a la PLP $M (10302_M) ) se asume que se precodifica usando la matriz de precodificación #0 (llamada inicialización de las matrices de precodificación) . La inicialización precedentemente mencionada de las matrices de precodificación, sin embargo, es irrelevante para una PLP en que se use otro esquema de transmisión, por ejemplo, uno del esquema de transmisión que usa la matriz de precodificación fija, el esquema de transmisión que usa un sistema MIMO de multiplexacion espacial y el esquema de transmisión que usa la codificación de bloques espacio-tiempo como se describe en las Modalidades Al a A3 en la PLP $1 (10302_1) a la PLP $M (10302_M) .

Tal como se muestra en la figura 104, la PLP $1 se asume que es la primera PLP de la subtrama para transmitir múltiples señales moduladas en la Xava trama principal. Además, la PLP $1' se asume que es la primera PLP de la subtrama para transmitir múltiples señales moduladas en la Yava trama principal . Tanto la PLP $1 como la PLP $1' se supone que usan el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación . Obsérvese que, en la figura 104, los elementos que son similares a los elementos mostrados en la figura 102 llevan los mismos signos de referencia.

En este caso, el primer intervalo (10201 de la figura 104 (tiempo T y portadora 3) ) de la PLP $1, que es la primera PLP de la subtrama para transmitir múltiples señales moduladas en la Xava trama principal, se supone que se precodifica usando la matriz de precodificación #0.

De igual modo, el primer intervalo (10401 de la figura 104 (tiempo T' y portadora 7)) de la PLP $1', que es la primera PLP de la subtrama para transmitir múltiples señales moduladas en la Yava trama principal, se asume que se precodifica usando la matriz de precodificación #0.

Como ya se describió, en cada trama principal, el primer intervalo de la primera PLP de la subtrama para transmitir múltiples señales moduladas se caracteriza en precodificarse usando la matriz de precodificación #0.

Esto también es importante para suprimir los problemas precedentemente mencionados que ocurren en (a) y (b) .

Obsérvese que, en la presente modalidad, tal como se muestra en la figura 97, se toma como ejemplo un caso en que se transmiten las dos corrientes si y s2 y el dispositivo de transmisión tiene un solo codificador tal como se muestra en el dispositivo de transmisión de la figura 4. La inicialización de matrices de precodificación descrita en la presente modalidad, sin embargo, también es aplicable a un caso en que se transmiten las dos corrientes si y s2 y el dispositivo de transmisión tiene dos codificadores únicos, tal como se muestra en el dispositivo de transmisión de la figura 3, tal como se muestra en la figura 98.

Explicación suplementaria 2 En cada una de las modalidades precedentemente mencionadas, las matrices de precodificación que la unidad de combinación de ponderación utiliza para la precodificación se representan por números complejos. Las matrices de precodificación también pueden representarse por números reales (llamado un esquema de precodificación representado por números reales) .

Por ejemplo, sean dos señales correlacionadas de banda base (en el esquema de modulación usado) si (i) y s2 (i) (donde i representa tiempo o frecuencia) , y sean dos las señales de banda base precodificadas obtenidas por la precodificación zl ( i ) yz2(i) . Después, sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base correlacionada si (i) (en el esquema de modulación usado) Isi(i) y Qsi(i)/ respectivamente, sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base correlacionada s2(i) (en el esquema de modulación usado) Is2(i) yQs2(i) /respectivamente, sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base precodificada zl(i) Izi(i) y Qzi(i) , respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base precodificada z2(i) Iz2(i) y Qz2(i), respectivamente. Cuando se usa la matriz de precodificación compuesta de números reales (la matriz de precodificación representada por números reales) Hr, se mantiene la siguiente relación.

Matemática 597 La matriz de precodif icación compuesta de números reales Hr, sin embargo, se representa como sigue.

Matemática 598 Aquí, au, ai2, a13, ai4, a2i, a22, a23/ a24/ a3i, a32, a33, a3 í ^41 a42, a43 y a44 son números reales. Sin embargo, {au = 0, ai2 = 0, ai3 = 0 y ai4 = 0} no deben mantenerse, {a2i = 0, a22 = 0, ¾23 = 0 y a24 = 0 } no deben mantenerse, {a3i = 0, a32 = 0, a33 = 0 y a34 = 0} no deben mantenerse y {a41 = 0, a42 = 0, a43 = 0 y a44 = ?} no deben mantenerse. Además, (au = 0, a2i = 0, a3i = 0 y a41 = 0} no deben mantenerse, {a12 = 0, a22 = 0, a32 = 0 y a2 = 0} no deben mantenerse, {ai3 = 0, a23 = 0, a33 = 0 y a43 = 0} no deben mantenerse y {a14 = 0, a24 = 0, a34 = 0 y a4 = 0} no deben mantenerse.

El "esquema de saltos entre diferentes matrices de precodificacion" como una aplicación del esquema de precodificación de la presente invención, tal como el esquema de disposición de símbolos descrito en las Modalidades Al a A5 y las modalidades 1 y 7, también puede implementarse naturalmente como el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación usando las matrices de precodificación representadas por múltiples diferentes números reales, descrito como el "esquema de precodificación representado por números reales" . La utilidad de los saltos entre matrices de precodificación de la presente invención es igual a la del caso en que las matrices de precodificación se representan por múltiples diferentes números complejos. Obsérvese que las "múltiples diferentes matrices de precodificación" son como ya se describió.

Lo anterior describe que el "esquema de regularmente saltos entre diferentes matrices de precodificación" como una aplicación del esquema de precodificación de la presente invención, tal como el esquema de disposición de símbolos descrito en las Modalidades Al a A5 y las Modalidades 1 y 7, también puede implementarse naturalmente como el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación usando las matrices de precodificación representadas por múltiples diferentes números reales descritos como el "esquema de precodificación representado por números reales" . Como el "esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación usando las matrices de precodificación representadas por múltiples diferentes números reales", puede usarse un esquema para preparar N diferentes matrices de precodificación (representadas por números reales) , y saltos entre matrices de precodificación usando las N diferentes matrices de precodificación (representadas por números reales) con un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que N) (como un ejemplo, hay un esquema descrito en la modalidad C2) .

Con el esquema de disposición de símbolos descrito en la modalidad 1, la presente invención puede implementarse del mismo modo usando el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodif icación descritas en las Modalidades Cl a C5. Así también, la presente invención puede implementarse del mismo modo usando el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodif icación descritas en las Modalidades Cl a C5 como el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación descritas en las Modalidades Al 5 5 a A5.

Modalidad Fl El esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación descritas en las Modalidades 1 a 26 y las Modalidades Cl a C5 es aplicable cualquier señal de banda base si y s2 correlacionada en el plano I-Q. Por lo tanto, en las Modalidades 1 a 26 y las Modalidades Cl a C5, las señales de banda base si y s2 no se han descrito en detalle. Por otra parte, cuando el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación se aplica a las señales de banda base si y s2 generadas de la corrección de errores de datos codificados, puede logra una excelente calidad de recepción controlando la potencia promedio de las señales de banda base si y s2. En la presente modalidad, lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio de si y s2 cuando el esquema de precodif icación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación se aplica a las señales de banda base si y s2 generadas a partir de la corrección de errores de datos codificados.

Como ejemplo, los esquemas de modulación para si y s2 se describen como QPSK y 16QAM, respectivamente.

Como el esquema de modulación para si es QPSK, si transmite dos bits por símbolo. Sean los dos bits que deben transmitirse llamados bO y bl . Como el esquema de modulación para s2 es 16QAM, s2 transmite cuatro bits por símbolo. Sean los cuatro bits que deben transmitirse llamados b2 , b3 , b4 y b5. El dispositivo de transmisión transmite un intervalo compuesto de un símbolo para si y un símbolo para s2, es decir seis bits bO, bl, b2, b3, b4 y b5 por intervalo.

Por ejemplo, en la figura 94 como un ejemplo de diseño de punto de señal en el plano I-Q para 16QAM, (b2, b3 , b4 , b5) = (0, 0, 0, 0) se correlaciona en (I, Q) = (3 x g, 3 x g) , (b2, b3, b4, b5) = (0, 0, 0, 1) se correlaciona en (I, Q) = (3 x g, 1 x g) , (b2, b3, b4 , b5) = (0, 0, 1, 0) se correlaciona en (I, Q) = (1 x g, 3 x g) , (b2, b3 , b , b5) = (0, 0, 1, 1) se correlaciona en (I, Q) = (1 x g, 1 x g) , (b2, b3 , b4 , b5) = (0, 1, 0, 0) se correlaciona en (I, Q) = (3 x g, -3 x g) , (b2, b3 , b4 , b5) = (1, 1, 1, 0) se correlaciona en (I, Q) = (-1 x g, -3 x g) , y (b2, b3 , b4 , b5) = (1, 1, 1, 1) se correlaciona en (I, Q) = (-1 x g, -1 x g) · Además, en la figura 95 como un ejemplo de diseño de punto de señal en el plano I-Q para QPSK, (bO, bl) = (0, 0) se correlaciona en (I, Q) = (1 x h, 1 x h) , (bO, bl) = (0, 1) se correlaciona en (I, Q) = (1 x h, -1 x h) , (bO, bl) = (1, 0) se correlaciona en (I, Q) = (-1 x h, 1 x h) , y (bO, bl) = (1, 1) se correlaciona en (I, Q) = (-1 x h, -1 x h) .

Aquí, se asume que la potencia promedio (valor promedio) de si es igual a la potencia promedio (valor promedio) de s2, es decir h se representa en la Ecuación 273 y g se representa en la Ecuación 272. La figura 105 muestra los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para bO a b5 descritos precedentemente cuando el dispositivo de recepción obtiene la razón de verosimilitud logarítmica.

En la figura 105, 10500 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para bO, 10501 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para bl, 10502 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 , 10503 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para b3 , 10504 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para b4 , y 10505 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para b5. En este caso, cuando los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para bO y bl transmitidos en QPSK se comparan con los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 a b5 transmitidos en 16QAM, los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para bO y bl son superiores a los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 a b5, es decir, la conflabilidad de bO y bl en el dispositivo de recepción es superior a la conflabilidad de b2 a b5 en el dispositivo de recepción. Esto se debe al siguiente motivo. Cuando h se representa en la Ecuación 273 de la figura 95, una distancia euclidiana mínima entre los puntos de señal en el plano I-Q para QPSK es como sigue. Matemática 599 Ecuación 476 V¾ Por otra parte, cuando g se representa en la Ecuación 272 de la figura 94, una distancia euclidiana mínima entre los puntos de señal en el plano I-Q para 16QAM es como sigue.

Matemática 600 Ecuación 477 2 /?0? Si el dispositivo de recepción realiza la decodificación de corrección de errores (por ejemplo, la creencia de la decodificación de la propagación, tal como una decodificación suma-producto en un caso en que el sistema de comunicaciones utiliza la codificación LDPC) en esta situación, debido a una diferencia en la conflabilidad de que "los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para bO y bl sean superiores a los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 a b5", surge un problema en el sentido de que la calidad de recepción de datos se degrada en el dispositivo de recepción que se ve afectado por los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 a b5.

A fin de superar el problema, la diferencia entre los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para bO y bl y los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 a b5 deben reducirse en comparación con la figura 105, tal como se muestra en la figura 106.

Se considera que la potencia promedio de si está hecha para ser diferente de la potencia promedio de s2. Las figuras 107 y 108 muestran, cada una, un ejemplo de la estructura de la unidad de procesamiento de señales relativa a una unidad de cambio de potencia (aunque aquí referida como la unidad de cambio de potencia, la unidad de cambio de potencia puede llamarse unidad de cambio de amplitud o unidad de ponderación) y la unidad de combinación de ponderación. Obsérvese que, en la figura 107, los elementos que operan de un modo similar a los de las figuras 3 y 6 llevan los mismos signos de referencia. Además, en la figura 108, los elementos que operan de un modo similar a los de las figuras 3, 6 y 107 llevan los mismos signos de referencia.

Ejemplo 1 Primero, se describe un ejemplo de la operación usando la figura 107. Sea sl(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación QPSK. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 95, y h es como se representa en la Ecuación 273. Además, sea s2(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 94, y g es como se representa en la Ecuación 272. Obsérvese que t es tiempo. En la presente modalidad, la descripción se hace tomando el dominio de tiempo como un ejemplo.

La unidad de cambio de potencia (10701B) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QA y una señal de control (10700) como entrada. Siendo un valor para el cambio de potencia establecido en base a la señal de control (10700) u, la unidad de cambio de potencia da salida a una señal (10702B) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM por u. Sea u un número real, y u > 1.0. Siendo la matriz de precodificación en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodif icación F [t] (representada como la función de t, pues las matrices de precodificación son saltadas por el dominio de tiempo t) , se cumple la siguiente ecuación.

Matemática 601 Ecuación 478 Por lo tanto, una razón de la potencia promedio para QPSK a la potencia promedio para 16QAM se establece en l:u2. Con esta estructura, el dispositivo de recepción está en una condición de recepción en que se obtiene el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica mostrado en la figura 106. Por lo tanto, la calidad de recepción de datos mejora en el dispositivo de recepción .

Lo siguiente describe un caso en que u en la relación de la potencia promedio para QPSK a la potencia promedio para 16QA l:u2 se establece tal como se muestra en la siguiente ecuación.

Matemática 602 Ecuación 479 En este caso, la mínima distancia euclidiana entre los puntos de señal en el plano I-Q para QPSK y la mínima distancia euclidiana entre los puntos de señal en el plano I-Q para 16QAM pueden ser iguales. Por lo tanto, puede logra una excelente calidad de recepción.

La condición es que se ecualizan las mínimas distancias euclidianas entre los puntos de señal en el plano I-Q para dos diferentes esquemas de modulación; sin embargo, es un mero ejemplo del esquema para ajustar la relación de la potencia promedio para QPSK a la potencia promedio para 16QAM. Por ejemplo, de acuerdo con otras condiciones, tal como una longitud de código y una razón de código de un código de corrección de errores usado para la codificación de corrección de errores, puede logra una excelente calidad de recepción cuando el valor u para el cambio de potencia se establece en un valor (valor superior o valor inferior) diferente del valor en que se ecualizan las mínimas distancias euclidianas entre los puntos de señal en el plano I-Q para dos diferentes esquemas de modulación.

A fin de aumentar la distancia mínima entre los puntos de señal candidatos obtenidos de tiempo de la recepción, se considera un esquema para ajustar el valor u tal como se muestra en la siguiente ecuación, por ejemplo.

Matemática 603 Ecuación 480 El valor, sin embargo, se establece apropiadamente de acuerdo con las condiciones requeridas como un sistema. En la tecnología convencional, el control de la potencia de transmisión en general se realiza en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La presente invención se caracteriza en que la potencia de transmisión se controla independientemente de la información de realimentación proveniente del socio de comunicación, en la presente modalidad. Se efectúa la descripción detallada sobre este punto.

Lo anterior describe que el valor u para el cambio de potencia se establece en base a la señal de control (10700) . Lo siguiente describe en detalle el ajuste del valor u para el cambio de potencia en base a la señal de control (10700) a fin de mejorar la calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Ejemplo 1-1 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una longitud de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , y también se llama la longitud de código) para la codificación de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples longitudes de bloque para la codificación de corrección de errores.

Los ej emplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como la turbo codificación o la turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos codificados para los cuales se ha realizado codificación de corrección de errores cuya longitud de bloque se selecciona entre las múltiples longitudes de bloque admitidas, se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2 (t) .

La señal de control (10700) es una señal que indica la longitud de bloque seleccionada para la codificación de corrección de errores descrita precedentemente . La unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) .

El ejemplo 1-1 se caracteriza en que la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la longitud de bloque seleccionada, indicada por la señal de control (10700) .

Aquí, un valor para el cambio de potencia establecido de acuerdo con una longitud de bloque X se llama uLx.

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uL10oo · Cuando se selecciona como 1500 la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uLisoo-Cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uL30oo- En este caso, por ejemplo, estableciendo ULIOOO/ Li5oo y uL3ooo de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada longitud de código. Según la longitud de código establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso aunque cambie el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la longitud de código, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, puede cumplirse uLi0oo = ^?a50?· Lo que importa es que existan dos o más valores en Li0oo uL1S00 y uL30oo) · Aunque el caso de tres longitudes de código se toma como un ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. El punto importante es que existan dos o más valores para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 1-2 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una tasa de codificación para la codificación de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples tasas de codificación para la codificación de corrección de errores.

Los ej emplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples tasas de codificación. Los datos codificados para los cuales se realiza la codificación de corrección de errores cuya tasa de codificación se selecciona entre las múltiples tasas de codificación admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2(t) .

La señal de control (10700) es una señal que indica la tasa de codificación seleccionada para la codificación de corrección de errores descrita precedentemente. La unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) .

El ejemplo 1-2 se caracteriza en que la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada, indicada por la señal de control (10700) .

Aquí, un valor para el cambio de potencia establecido de acuerdo con una tasa de codificación rx se llama urX.

Por ejemplo, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uri . Cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en ur2. Cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en ur3. En este caso, por ejemplo, estableciendo url, ur2 y ur3 de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada tasa de codificación. Según la tasa de codificación establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la tasa de codificación, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, url = ur2 puede cumplirse. Lo que importa es que existan dos o más valores en uri, ur2 y ur3) .

Obsérvese que, como los ejemplos de rl, r2 y r3 descritos precedentemente, se consideran las tasas de codificación 1/2, 2/3 y 3/4 cuando el código de corrección de errores es el código LDPC.

Aunque el caso de tres tasas de codificación se toma como un ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. El punto importante es que existan dos o más valores para el cambio de potencia cuando hay dos o más tasas de codificación que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores para el cambio de potencia cuando se establece la tasa de codificación, y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 1-3 A fin de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos, es importante implementar lo siguiente.

Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con un esquema de modulación usado para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples esquemas de modulación. 5 Aquí, como un ejemplo, se considera un caso en que el esquema de modulación para si se fija en QPSK y el esquema de modulación para s2 es cambiado de 16QAM a 64QAM por la señal de control (o puede establecerse en 16QAM o 64QAM) . Obsérvese que, en un caso en que el esquema de modulación para s2 (t) es 64QAM, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 109, y k se representa en la siguiente ecuación.

Matemática 604 Ecuación 481 Realizando la correlación de este modo, la potencia promedio (valor promedio) obtenida cuando h se representa en la Ecuación 273 de la figura 95 en QPSK resulta igual a la potencia promedio (valor promedio) obtenida cuando g se representa en la Ecuación 272 de la figura 94 en 16QAM. En la correlación en 64QAM, los valores I y Q se determinan a partir de una entrada de seis bits. En este sentido, la correlación 64QAM puede realizarse de la misma manera que la correlación en QPSK y 16QA .

Es decir, en la figura 109 como un ejemplo de diseño de punto de señal en el plano I-Q para 64QAM, (bO, bl, b2 , b3 , b4, b5) = (0, 0, 0, 0, 0, 0) se correlaciona en (I, Q) = (7 x k, 7 x k) , (bO, bl, b2, b3 , b4 , b5) = (0, 0, 0, 0, 0, 1) se correlaciona en (I, Q) = (7 x k, 5 x k) , (bO, bl, b2, b3 , b4, b5) = (0, 0, 0, O, 1, 0) se correlaciona en (I, Q) = (5 x k, 7 x k) , (bO, bl, b2 , b3, b4, b5) = (0, 0, 0, 0, 1, 1) se correlaciona en (I, Q) = (5 x k, 5 x k) , (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5) = (0, 0, 0, 1, 0, 0) se correlaciona en (I, Q) = (7 x k, 1 x k) , (bO, bl, b2, b3 , b , b5) = (1, 1, 1, 1, 1, 0) se correlaciona en (I, Q) = (-3 x k, -1 x k) , y (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5) = (1, 1, 1, 1, 1, 1) se correlaciona en (I, Q) = (-3 x k, -3 x k) .

En la figura 107, la unidad de cambio de potencia 10701B se establece de manera que u = u16 cuando el esquema de modulación para s2 es 16QAM, y se establece de manera que u = u6 cuando el esquema de modulación para s2 es 64QAM. En este caso, debido a la relación entre las distancias euclidianas mínimas, establecidas de manera que ui6 < u64, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción cuando el esquema de modulación para s2 es o 16QAM o 64QAM.

Obsérvese que, en la descripción precedente, el "esquema de modulación para si se ija en QPSK" . También se considera que el esquema de modulación para s2 se fija en QPSK. En este caso, se asume que el cambio de potencia no se realiza para el esquema de modulación fija (aquí, QPSK) , y que debe realizarse para los múltiples el esquemas de modulación que pueden establecerse (aquí, 16QAM y 64QAM) . Es decir, en este caso, el dispositivo de transmisión no tiene la estructura mostrada en la figura 107 , sino que tiene una estructura en que la unidad de cambio de potencia 10701B se elimina de la estructura de la figura 107 y se provee a una unidad de cambio de potencia a un lado sl(t) . Cuando el esquema de modulación fija (aquí, QPSK) se establece en s2, se cumple la siguiente ecuación.

Matemática 605 Ecuación 482 Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en QPSK y el esquema de modulación para si cambia de 16QAM a 64QAM (se establece en 16QAM o 64QAM) , debe cumplirse la relación 16 < u64 (Obsérvese que un valor multiplicado para el cambio de potencia en 16QAM es u16/ un valor multiplicado para el cambio de potencia en 64QAM es u64, y el cambio de potencia no se realiza en QPSK) .

Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto de QPSK y 16QAM, un conjunto de 16QAM y QPSK, un conjunto de QPSK y 64QAM y un conjunto de 64QAM y QPSK, debe cumplirse la relación ui6 < u64.

Lo siguiente describe un caso en que se generaliza la descripción precedentemente mencionada.

El esquema de modulación para si está fijado en un esquema de modulación C en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c. El esquema de modulación para s2 se establece en un esquema de modulación A en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a o un esquema de modulación B en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (a > b > c) (sin embargo, sea la potencia promedio (valor promedio) para s2 en el esquema de modulación A igual a la potencia promedio (valor promedio) para s2 en el esquema de modulación B) . En este caso, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación A se establece en el esquema de modulación para s2 es ua . Además, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación B se establece en el esquema de modulación para s2 esUb. Enestecaso, cuando la relación ub < ua se cumple, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción .

Se asume que el cambio de potencia no se realiza para el esquema de modulación fija (aquí, el esquema de modulación C) , y que debe realizarse para los múltiples esquemas de modulación que pueden establecerse (aquí, los esquemas de modulación A y B) . Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (se fija en cualquiera de los esquemas de modulación A o B) , debe cumplirse la relación ub < ua. Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación A, un conjunto del esquema de modulación A y el esquema de modulación C, un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación B y un conjunto del esquema de modulación B y el esquema de modulación C, debe cumplirse la relación ub < ua.

Ejemplo 2 Lo siguiente describe un ejemplo de operación diferente de la descrita en el Ejemplo 1, usando la figura 107. Sea sl(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 64QAM. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 109, y k es como se representa en la Ecuación 481. Además, sea s2 (t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 94, y g es como se representa en la Ecuación 272. Obsérvese que t es tiempo. En la presente modalidad, la descripción se hace tomando el dominio de tiempo como un ejemplo.

La unidad de cambio de potencia (10701B) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM y una señal de control (10700) como entrada. Siendo un valor para el cambio de potencia establecido en base a la señal de control (10700) u, la unidad de cambio de potencia da salida a una señal (10702B) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM por u. Sea u un número real, y u < 1.0. Siendo la matriz de precodificación en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación F[t], se cumple la siguiente ecuación.

Matemática 606 Ecuación 483 Por lo tanto, una razón de la potencia promedio para 64QAM a la potencia promedio para 16QAM se establece en l:u2. Con esta estructura, el dispositivo de recepción está en una condición de recepción tal como se muestra en la figura 106. Por lo tanto, la calidad de recepción de datos mejora en el dispositivo de recepción.

En la tecnología convencional , el control de la potencia de transmisión en general se realiza en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La presente invención se caracteriza en que la potencia de transmisión se controla independientemente de la información de realimentación del socio de comunicación, en la presente modalidad . Se efectúa la descripción detallada sobre este punto.

Lo anterior describe que el valor u para el cambio de potencia se establece en base a la señal de control (10700) . Lo siguiente describe en detalle el ajuste del valor u para el cambio de potencia en base a la señal de control (10700) a fin de mejorar 04 calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Ejemplo 2-1 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una longitud de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , y también se llama la longitud de código) para la codificación de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples longitudes de bloque para la codificación de corrección de errores.

Los ejemplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos codificados para los cuales se realiza la codificación de corrección, de errores cuya longitud de bloque se selecciona entre las múltiples longitudes de bloque admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2 (t) .

La señal de control (10700) es una señal que indica la longitud de bloque seleccionada para la codificación de corrección de errores descrita precedentemente. La unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) .

La presente invención se caracteriza en que la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la longitud de bloque seleccionada, indicada por la señal de control (10700) . Aquí, un valor para el cambio de potencia establecido de acuerdo con la longitud de bloque X se llama uLX.

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uL10oo · Cuando se selecciona 1500 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uLi500. Cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uL30oo- En este caso, por ejemplo, estableciendo ULIOOO/ uLi5oo y uL30oo de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada longitud de código. Según la longitud de código establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la longitud de código, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, puede cumplirse uLiooo = uLisoo · Lo que importa es que existan dos o más valores en uLi0oo, uL150o y uL3ooo) · Aunque el caso de tres longitudes de código se toma como un ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. El punto importante es que existan dos o más valores para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 2-2 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una tasa de codificación para la codificación de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples tasas de codificación para la codificación de corrección de errores.

Los ej emplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación d o-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples tasas de codificación. Los datos codificados para los cuales se realiza la codificación de corrección de errores cuya tasa de codificación se selecciona entre las múltiples tasas de codificación admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2(t) .

La presente invención se caracteriza en que la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada, indicada por la señal de control (10700). Aquí, un valor para el cambio de potencia establecido de acuerdo con la tasa de codificación rx se llama urx.

Por ejemplo, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en url . Cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en ur2. Cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en ur3. En este caso, por ejemplo, estableciendo uri, ur2 y ur3 de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada tasa de codificación. Según la tasa de codificación establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la tasa de codificación, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, debe cumplirse url = ur2. Lo que importa es que existan dos o más valores en uri, ur2 y ur3) .

Obsérvese que, como los ejemplos de rl, r2 y r3 descritos precedentemente, se consideran las tasas de codificación 1/2, 2/3 y 3/4 cuando el código de corrección de errores es el código LDPC . Aunque el caso de tres tasas de codificación se toma como un ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. El punto importante es que existan dos o más valores para el cambio de potencia cuando hay dos o más tasas de codificación que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores para el cambio de potencia cuando se establece la tasa de codificación, y realiza el cambio de potencia .

Ejemplo 2-3 A fin de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos, es importante implementar lo siguiente.

Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con un esquema de modulación usado para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples esquemas de modulación.

Aquí, como un ejemplo, se considera un caso en que el esquema de modulación para si se fija en 64QA y el esquema de modulación para s2 es cambiado de 16QAM a QPSK por la señal de control (o puede establecerse en 16QAM o QPSK) .

En un caso en que el esquema de modulación para si es 64QAM, el esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 109, y k se representa en la Ecuación 481 de la figura 109. En un caso en que el esquema de modulación para s2 es 16QAM, el esquema de correlación para s2(t) es tal como se muestra en la figura 94, y g se representa en la Ecuación 272 de la figura 94. Además, en un caso en que el esquema de modulación para s2 (t) es QPSK, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 95, y h se representa en la Ecuación 273 de la figura 95.

Realizando la correlación de este modo, la potencia promedio en 16QAM resulta igual a la potencia promedio en QPSK.

En la figura 107, la unidad de cambio de potencia 10701B se establece de manera que u = Ui6 cuando el esquema de modulación para s2 es 16QAM, y se establece de manera que u = u4 cuando el esquema de modulación para s2 es QPSK. En este caso, debido a la relación entre las distancias euclidianas mínimas, establecidas de manera que u4 < u16, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción cuando el esquema de modulación para s2 es 16QAM o QPSK.

Obsérvese que, en la descripción precedente, el esquema de modulación para si se fija en 64QAM. Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en 64QAM y el esquema de modulación para si cambia de 16QAM a QPSK (se establece en 16QAM o QPSK) , debe cumplirse la relación u4 < UiS (deben hacerse las mismas consideraciones que en el ejemplo 1-3) (Obsérvese que un valor multiplicado para el cambio de potencia en 16QAM es Ui6, un valor multiplicado para el cambio de potencia en QPSK es u4, y el cambio de potencia no se realiza en 64QAM) . Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto de 64QAM y 16QAM, un conjunto de 16QAM y 64QAM, un conjunto de 64QAM y QPSK y un conjunto de QPSK y 64QAM, debe cumplirse la relación u4 < u16.

El esquema de modulación para si está fijado en un esquema de modulación C en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c. El esquema de modulación para s2 se establece en un esquema de modulación A en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a o un esquema de modulación B en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (c > b > a) (sin embargo, la potencia promedio (valor promedio) para s2 en el esquema de modulación A es igual a la potencia promedio (valor promedio) para s2 en el esquema de modulación B) .

En este caso, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación A se establece como el esquema de modulación para s2 es ua. Además, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación B se establece en el esquema de modulación para s2 es ub. En este caso, cuando la relación ua < ub se cumple, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Se asume que el cambio de potencia no se realiza para el esquema de modulación fija (aquí, el esquema de modulación C) , y que debe realizarse para los múltiples el esquemas de modulación que pueden establecerse (aquí, se establece en la modulación A y B) . Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (se fija en cualquiera de los esquemas de modulación A o B) , debe cumplirse la relación ua < ub. Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación A, un conjunto del esquema de modulación A y el esquema de modulación C, un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación B y un conjunto del esquema de modulación B y el esquema de modulación C, debe cumplirse la relación ua < ub.

Ejemplo 3 Lo siguiente describe un ejemplo de operación diferente de la descrita en el Ejemplo 1, usando la figura 107. Sea si (t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 94, y g es como se representa en la Ecuación 272. Sea s2 (t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 64QAM. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 109, y k es como se representa en la Ecuación 481. Obsérvese que t es tiempo. En la presente modalidad, la descripción se hace tomando el dominio de tiempo como un ejemplo.

La unidad de cambio de potencia (10701B) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 64QAM y una señal de control (10700) como entrada. Un valor para el cambio de potencia establecido en base a la señal de control (10700) es u, la unidad de cambio de potencia da salida a una señal (10702B) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 64QAM por u. Sea u un número real, y u > 1.0. Siendo la matriz de precodificación en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación F[t], se cumple la siguiente ecuación.

Matemática 607 Ecuación 484 Por lo tanto, una razón de la potencia promedio para 16QAM a la potencia promedio para 64QAM se establece en l:u2. Con esta estructura, el dispositivo de recepción está en una condición de recepción tal como se muestra en la figura 106. Por lo tanto, la calidad de recepción de datos mejora en el dispositivo de recepción.

En la tecnología convencional , el control de la potencia de transmisión en general se realiza en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La presente invención se caracteriza en que la potencia de transmisión se controla independientemente de la información de realimentación del socio de comunicación, en la presente modalidad. Se efectúa la descripción detallada sobre este punto.

Lo anterior describe que el valor u para el cambio de potencia se establece en base a la señal de control (10700) . Lo siguiente describe en detalle el ajuste del valor u para el cambio de potencia en base a la señal de control (10700) a fin de mejorar calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Ejemplo 3-1 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una longitud de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , y también se llama la longitud de código) para la codificación de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples longitudes de bloque para la codificación de corrección de errores.

Los ejemplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos codificados para los cuales se realiza la codificación de corrección de errores cuya longitud de bloque se selecciona entre las múltiples longitudes de bloque admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2 (t) .

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uL100o- Cuando se selecciona 1500 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uLisoo-Cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uL30oo · En este caso, por ejemplo, estableciendo uLiooo/ uLi5oo y uL3000 de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada longitud de código. Según la longitud de código establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la longitud de código, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, puede cumplirse uLi0oo = uLi50o · Lo que importa es que existan dos o más valores en uL1000, uLi50o y uL30oo) · Aunque el caso de tres longitudes de código se toma como un ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. El punto importante es que existan dos o más valores para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y realiza el cambio de potencia. 1 Ejemplo 3-2 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una tasa de codificación para la codificación de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples tasas de codificación para la codificación de corrección de errores.

Los ej emplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similar. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples tasas de codificación. Los datos codificados para los cuales se realiza la codificación de corrección de errores cuya tasa de codificación se selecciona entre las múltiples tasas de codificación admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 para generar las señales de banda base (correlacionadas) si (t) y s2 (t) .

La presente invención se caracteriza en que la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada, indicada por la señal de control (10700) . Aquí, un valor para el cambio de potencia establecido de acuerdo con la tasa de codificación rx se llama urx.

Por ejemplo, cuando se selecciona rl como la ,tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en url . Cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en ur2. Cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en ur3. En este caso, por ejemplo, estableciendo uri, ur2 y ur3 de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada tasa de codificación. Según la tasa de codificación establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la tasa de codificación, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, puede cumplirse uri = ur2. Lo que importa es que existan dos o más valores en uri, ur2 y ur3) .

Obsérvese que, como ejemplos de rl, r2 y r3 descritos precedentemente, se consideran las tasas de codificación 1/2, 2/3 y 3/4 cuando el código de corrección de errores es el código LDPC. Aunque el caso de tres tasas de codificación se toma como un ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. El punto importante es que existan dos o más valores para el cambio de potencia cuando hay dos o más tasas de codificación que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores para el cambio de potencia cuando se establece la tasa de codificación, y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 3-3 A fin de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos , es importante implementar lo siguiente.

Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con un esquema de modulación usado para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples esquemas de modulación .

Aquí, como un ejemplo, se considera un caso en que el esquema de modulación para si se fija en 16QAM y el esquema de modulación para s2 es cambiado de 64QAM a QPSK por la señal de control (o puede establecerse en 64QAM o QPSK) .

En un caso en que el esquema de modulación para si es 16QAM, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 94, y g se representa en la Ecuación 272 de la figura 94. En un caso en que el esquema de modulación para s2 es 64QA , el esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 109, y k se representa en la Ecuación 481 de la figura 109. Además, en un caso en que el esquema de modulación para s2 (t) es QPSK, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 95, y h se representa en la Ecuación 273 de la figura 95.

En la figura 107, la unidad de cambio de potencia 10701B se establece de manera que u = u64 cuando el esquema de modulación para s2 es 64QAM, y se establece de manera que u = u4 cuando el esquema de modulación para s2 es QPSK. En este caso, debido a la relación entre las distancias euclidianas mínimas, establecidas de manera que u4 < u64, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción cuando el esquema de modulación para s2 es 16QAM o 64QAM.

Obsérvese que, en la descripción precedente , el esquema de modulación para si se fija en 16QAM. Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en 16QAM y el esquema de modulación para si cambia de 64QAM a QPSK (se establece en 64QAM o QPSK) , debe cumplirse la relación u4 < u64 (deben hacerse las mismas consideraciones que en el ejemplo 1-3) (Obsérvese que un valor multiplicado para el cambio de potencia en 64QAM es u64, un valor multiplicado para el cambio de potencia en QPSK es u4, y cambio de potencia no se realiza en 16QAM) . Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto de 16QAM y 64QAM, un conjunto de 64QAM y 16QAM, un conjunto de 16QAM y QPSK y un conjunto de QPSK y 16QAM, debe cumplirse la relación u4 < U64.

El esquema de modulación para si está fijado en un esquema de modulación C en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c . El esquema de modulación para s2 se establece en un esquema de modulación A en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a o un esquema de modulación B en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (c > b > a) (sin embargo, la potencia promedio (valor promedio) para s2 en el esquema de modulación A es igual a la potencia promedio (valor promedio) para s2 en el esquema de modulación B) .

En este caso, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación A se establece como el esquema de modulación para s2, es ua . Además , un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación B se establece en el esquema de modulación para s2 es Ub . En este caso, cuando se cumple la relación ua < Ub, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Se asume que el cambio de potencia no se realiza para el esquema de modulación fija (aquí, el esquema de modulación C) , y que debe realizarse para los múltiples el esquemas de modulación que pueden establecerse (aquí, los esquemas de modulación A y B) . Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (se fija en cualquiera de los esquemas de modulación A o B) , debe cumplirse la relación ua < ub. Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación A, un conjunto del esquema de modulación A y el esquema de modulación C, un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación B y un conjunto del esquema de modulación B y el esquema de modulación C, debe cumplirse la relación ua < ub .

Ejemplo 4 Se ha descrito precedentemente el caso en que el cambio de potencia se realiza para una de las modulaciones establecidas para si y s2. Lo siguiente describe un caso en que el cambio de potencia se realiza para ambas de las modulaciones establecidas para si y s2.

Un ejemplo de la operación se describe usando la figura 108. Sea sl(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación QPSK. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 95, y h es como se representa en la Ecuación 273. Además, sea s2(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 94, y g es como se representa en la Ecuación 272. Obsérvese que t es tiempo. En la presente modalidad, la descripción se hace tomando el dominio de tiempo como un ejemplo.

La unidad de cambio de potencia (10701A) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307A para el esquema de modulación QPSK y la señal de control (10700) como entrada. Siendo un valor para el cambio de potencia establecido en base a la señal de control (10700) v, la unidad de cambio de potencia da salida a una señal (10702A) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307A para el esquema de modulación QPSK por v.

La unidad de cambio de potencia (10701B) recibe la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM y la señal de control (10700) como entrada. Un valor para el cambio de potencia establecido en base a la señal de control (10700) es u, la unidad de cambio de potencia da salida a la señal (10702B) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QA por u. Después, sea u = v x w (w > 1.0) .

Siendo la matriz de precodificación en el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación be F[t], se cumple la siguiente Ecuación 485.

Matemática 608 Ecuación 485 Por lo tanto, una razón de la potencia promedio para QPSK a la potencia promedio para 16QAM se establece en v2 :u2 = v2 :v2 xw2 = l:w2. Con esta estructura, el dispositivo de recepción está en una condición de recepción tal como se muestra en la figura 106. Por lo tanto, la calidad de recepción de datos mejora en el dispositivo de recepción.

Obsérvese que, en vista de las Ecuaciones 479 y 480, se considera que los efectivos ejemplos de la relación de la potencia promedio para QPSK a la potencia promedio para 16QAM son v2 : u2 = v2 : v2 x w2 = 1 : w2 = 1:5 o V2 : u2 = V2 : v2 x w2 = 1 : w2 = 1:2.

La relación, sin embargo, se establece apropiadamente de acuerdo con las condiciones requeridas como un sistema.

En la tecnología convencional , el control de la potencia de transmisión en general se realiza en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La presente invención se caracteriza en que la potencia de transmisión se controla independientemente de la información de realimentación del socio de comunicación, en la presente modalidad Se efectúa la descripción detallada sobre este punto.

Lo anterior describe que los valores v y u para el cambio de potencia se establecen en base a la señal de control (10700) . Lo siguiente describe en detalle el ajuste de los valores v y u para el cambio de potencia en base a la señal de control (10700) a fin de mejorar la calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Ejemplo 4-1 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una longitud de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , y también se llama la longitud de código) para la codificación de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples longitudes de bloque para la codificación de corrección de errores.

Los ejemplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos codificados para los cuales se realiza la codificación de corrección de errores cuya longitud de bloque se selecciona entre las múltiples longitudes de bloque admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) si (t) y s2 (t) .

La señal de control (10700) es una señal que indica la longitud de bloque seleccionada para la codificación de corrección de errores descrita precedentemente. La unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor v para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) . De igual modo, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) .

La presente invención se caracteriza en que las unidades de cambio de potencia ( 10701A y 10701B) establecen respectivamente los valores v y u para el cambio de potencia de acuerdo con la longitud de bloque seleccionada, indicada por la señal de control (10700). Aquí, los valores para el cambio de potencia establecido de acuerdo con la longitud de bloque X se denominan vLX y uLX.

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece un valor para el cambio de potencia en vL100o · Cuando se selecciona 1500 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece un valor para el cambio de potencia en vL150o · Cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece un valor para el cambio de potencia en vL3ooo · Por otra parte, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor para el cambio de potencia en uLi0oo · Cuando se selecciona 1500 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor para el cambio de potencia en uL150o · Cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor para el cambio de potencia en uL3ooo- En este caso, por ejemplo, estableciendo vL10oo/ vL150o y vL30oo de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada longitud de código. De igual modo, estableciendo U-LIOOO, ULI5OO y u.L3ooo manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada longitud de código. Según la longitud de código establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la longitud de código, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, puede cumplirse uL10oo = uLi50o/ y puede cumplirse vL10oo = Li5oo . Lo que importa es que existan dos o más valores en un conjunto de vLi0oo Vmsoo y vL30oo/ Y que existan dos o más valores en un conjunto de uLi00o uLi50o y uL30oo) · Obsérvese que, como ya se describió, vLX y uLX se establecen de manera que cumplen la relación de la potencia promedio l:w2.

Aunque el caso de tres longitudes de código se toma como un ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. Un punto importante es que existan dos o más valores uLX para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores uLX para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y realiza el cambio de potencia. Otro punto importante es que existan dos o más valores vLx para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores vL para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 4-2 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una tasa de codificación para la codificación de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples tasas de codificación para la codificación de corrección de errores.

Los ej emplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples tasas de codificación. Los datos codificados para los cuales se realiza la codificación de corrección de errores cuya tasa de codificación se selecciona entre las múltiples tasas de codificación admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 para generar las señales de banda base (correlacionadas) si (t) y s2 (t) .

La señal de control (10700) es una señal que indica la tasa de codificación seleccionada para la codificación de corrección de errores descrita precedentemente. La unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor v para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) . Además, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) .

La presente invención se caracteriza en que las unidades de cambio de potencia ( 10701A y 10701B) establecen respectivamente los valores v y u para el cambio de potencia de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada indicado por la señal de control (10700). Aquí, los valores para el cambio de potencia establecido de acuerdo con la tasa de codificación rx se denominan vrx y urx.

Por ejemplo, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece un valor para el cambio de potencia en vrl . Cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece un valor para el cambio de potencia en vr2. Cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece un valor para el cambio de potencia en vr3.

Además, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en uri . Cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en ur2. Cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece un valor para el cambio de potencia en ur3.

En este caso, por ejemplo, estableciendo vrl, vr2 y vr3 de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada longitud de código. De igual modo, estableciendo uri, ur2 y ur3 de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada tasa de codificación. Según la tasa de codificación establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la tasa de codificación, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, puede cumplirse vri = vr2, y puede cumplirse uri = ur2. Lo que importa es que existan dos o más valores en un conjunto de vri, vr2 y vr3, y que existan dos o más valores en un conjunto de Uri, ur2 y ur3) . Obsérvese que, como ya se describió, vrX y urX se establecen de manera que cumplen la relación de la potencia promedio l:w2.

Como los ejemplos de rl, r2 y r3 descritos precedentemente, se consideran las tasas de codificación 1/2, 2/3 y 3/4 cuando el código de corrección de errores es el código LDPC.

Aunque el caso de tres tasas de codificación se toma como un ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. Un punto importante es que existan dos o más valores urx para el cambio de potencia cuando hay dos o más tasas de codificación que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores urx para el cambio de potencia cuando se establece la tasa de codificación, y realiza el cambio de potencia. Otro punto importante es que existan dos o más valores vrX para el cambio de potencia cuando hay dos o más tasas de codificación que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores vrX para el cambio de potencia cuando se establece la tasa de codificación, y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 4-3 A fin de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos, es importante implementar lo siguiente.

Lo siguiente describe, con respecto al caso donde el dispositivo de transmisión admite múltiples esquemas de modulación, cómo establecer las potencias promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con los esquemas de modulación, que deben usarse para generar si y s2.

Por ejemplo, lo siguiente describe el caso en que el esquema de modulación para si se fija en QPSK, y el esquema de modulación para s2 cambia de 16QAM a 64QAM (o 16QAM o 64QAM es aplicable) . Cuando el esquema de modulación para si es QPSK, el esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 95. En la figura 95, h se representa en la Ecuación 273. Cuando el esquema de modulación para s2 es 16QAM, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 94. En la figura 94, g se representa en la Ecuación 272. Cuando el esquema de modulación para s2 (t) es 64QAM, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 109. En la figura 109, k se representa en la Ecuación 481.

En la figura 108, cuando el esquema de modulación para si es QPSK y el esquema de modulación para s2 es 16QAM, se asume que V=OÍ y u=axw16. En este caso, la relación entre la potencia promedio de QPSK y la potencia promedio de 16QAM es v2:u2= a2 : Oí2xw162=l : w162.

En la figura 108, cuando el esquema de modulación para si es QPSK y el esquema de modulación para s2 es 64QAM, se asume que ?=ß y u= x 64. En este caso, la relación entre la potencia promedio de QPSK y la potencia promedio de 64QAM es v : ?= ß2 : ß2??/642=1 : w642 . En este caso , de acuerdo con la relación de mínima distancia eucl idiana , el dispositivo de recepción logra alta cal idad de recepción de datos cuando 1 . 0<wi6<w64 , independientemente de que el esquema de modulación para s2 sea 16QAM O 64QAM .

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en QPSK" en la descripción precedente, es posible "el esquema de modulación para s2 se fija en QPSK" . Si ése es el caso, se asume que el cambio de otencia no se realiza con respecto al esquema de modulación fija (QPSK en este ej emplo) , sino que se realiza con respecto los esquemas de modulación seleccionables (16QAM y 64QA en este ejemplo) . Por consiguiente, cuando el esquema de modulación fija (QPSK en este ejemplo) se establece en s2 , se cumple la siguiente Ecuación 486 .

Matemática 609 Ecuación 486 Dado que , incluso cuando "el esquema de modulación para s2 se f ij a en QPSK y el esquema de modulación para si cambia de 16QAM a 64QAM (establecido en 16QAM o 64QAM) " , debe cumpl irse 1 . 0<Wi6< 64 . (Obsérvese que el valor usado para la mult ipl icación del cambio de potencia en el caso en que 16QAM es u=axwi6, el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso en que 64QAM es u= xw64, el valor usado para el cambio de potencia en el caso en que QPSK es v=a cuando el esquema de modulación seleccionable es 16QAM y ?=ß cuando el esquema de modulación seleccionable es 64QA ) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si, el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (QPSK, 16QAM) , (16QAM, QPSK), (QPSK, 64QAM) y (64QAM, QPSK) , debe cumplirse 1.0<w16<w64.

Lo que sigue generaliza la descripción precedente.

Para la generalización, se asume que el esquema de modulación para si se fija en un esquema de modulación C con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c. Además se asume que el esquema de modulación para s2 es seleccionable de un esquema de modulación A con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a y un esquema de modulación B con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (a>b>c) . En este caso, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación A, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2, que es el esquema de modulación A, es l:wa2. Además, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación B, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2, que es el esquema de modulación B, es l:wb2. Si ése es el caso, el dispositivo de recepción logra una alta calidad de recepción de datos cuando se cumple wb<wa.

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en C" en la descripción precedentemente, incluso cuando "el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (establecido en el esquema de modulación A o el esquema de modulación B) , las potencias promedio debe cumplir w<wa. (Si ése es el caso, como con la descripción precedentemente, cuando la potencia promedio del esquema de modulación C es 1, la potencia promedio del esquema de modulación A es wa2, y la potencia promedio del esquema de modulación B es wb2) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si, el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (el esquema de modulación C, el esquema de modulación A) , (el esquema de modulación A, el esquema de modulación C) , (el esquema de modulación C, el esquema de modulación B) y (el esquema de modulación B, el esquema de modulación C) , las potencias promedio deben cumplir wb<wa.

Ejemplo 5 Lo que sigue explica otra operación ej emplificativa que es diferente del Ejemplo 4, con referencia a la figura 108. Obsérvese que sl(t) denota una señal de banda base (señal correlacionada) del esquema de modulación 64QAM, y el esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 109, y k es como se representa en la Ecuación 481. s2(t) denota una señal de banda base (señal correlacionada) del esquema de modulación 16QAM, y el esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 94, y g es como se representa en la Ecuación 272. El signo t denota tiempo . En la presente modalidad, los saltos en el dominio de tiempo se explican como un ejemplo.

Las entradas a la unidad de cambio de potencia (10701A) son la señal de banda base 307A (señal correlacionada) del esquema de modulación 64QAM y la señal de control (10700) . Cuando el valor que se ha establecido para el cambio de potencia es v, la unidad de cambio de potencia da salida a una señal (10702A) generada multiplicando la señal de banda base 307A (señal correlacionada) del esquema de modulación 64QAM por v, de acuerdo con la señal de control (10700) .

Las entradas a la unidad de cambio de potencia (10701B) son la señal de banda base 307B (señal correlacionada) del esquema de modulación 16QAM y la señal de control (10700) . Cuando el valor que se ha establecido para el cambio de potencia es u, la unidad de cambio de potencia da salida a una señal (10702B) generada multiplicando la señal de banda base 307B (señal correlacionada) del esquema de modulación 16QAM por u, de acuerdo con la señal de control (10700) . Después, se cumple u=vxw (w<1.0) .

Cuando las matrices de precodificación para el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación se representan por F[t] , se cumple la Ecuación 86 precedente.

En este caso, la relación entre la potencia promedio de 64QA y la potencia promedio de 16QAM se establece en cumplimiento de v :u =v :v xw =l:w . Por consiguiente, el estado de recepción será el mostrado en la figura 106, que muestra que mejora la calidad de recepción de datos del dispositivo de recepción.

De manera convencional, el control de la potencia de transmisión en general se realiza en base a la información de realimentación recibida del socio de comunicación. Esta modalidad de la presente invención se caracteriza en que la potencia de transmisión se controla independientemente de la información de realimentación del socio de comunicación. Lo siguiente explica el punto en detalle.

En lo anterior, se describe que los valores v y u para el cambio de potencia se determinan en base a la señal de control (10700) . En lo que sigue, se describe en detalle la determinación, en base a la señal de control (10700) , de los valores v y u para el cambio de potencia, en particular con respecto al ajuste para mejorar más la calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Ejemplo 5-1 Lo que sigue explica cómo determinar la potencia promedio (valor promedio) para si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque de la codificación de corrección de errores aplicada a los datos usados para generar si y s2, suponiendo que el dispositivo de transmisión admite la codificación de corrección de errores para múltiples longitudes de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque después de la codificación, que también se llama longitud de código) .

Los ej emplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares . Muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos después de la codificación de corrección de errores con la longitud de bloque seleccionada entre múltiples longitudes de bloque admitidas se distribuyen a través de dos rutas. Los elementos de datos distribuidos a través de dos rutas son modulados respectivamente por el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2, y se generan las señales de banda base (señales correlacionadas) sl(t) y s2 (t) .

La señal de control (10700) es una señal que indica la longitud de bloque de la codificación seleccionada de corrección de errores. La unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor v para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) . De igual modo, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) .

La presente invención se caracteriza en que las unidades de cambio de potencia (10701A, 10701B) establecen los valores v y u para el cambio de potencia de acuerdo con la longitud de bloque indicada por la señal de control (10700) . Aquí, los valores para el cambio de potencia de acuerdo con una longitud de bloque X se denotan como vLX y uLX.

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor VLIOOO para el cambio de potencia, y cuando se selecciona 1500 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor vLi50o para el cambio de potencia, y cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor vL3ooo para el cambio de potencia.

Por otra parte, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor uLiooo para el cambio de potencia, y cuando se selecciona 1500 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor uL150o para el cambio de potencia, y cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor uL30oo para el cambio de potencia.

En algunos casos , ajustar los valores vL10oo , vLi50o y vL30oo para que sean diferentes entre sí puede lograr una alta posibilidad de corrección de errores con respecto a cada longitud de codificación. De igual modo, en algunos casos, ajustar los valores uLiooo< uLisoo y uL300o para que sean diferentes entre sí puede lograr una alta posibilidad de corrección de errores con respecto a cada longitud de codificación . Sin embargo, hay una posibilidad de que no sea efectivo el cambio del valor para el cambio de potencia, según la longitud de código que se haya establecido. En tales casos, es innecesario cambiar los valores para el cambio de potencia incluso cuando cambia la longitud de código. (Por ejemplo, pueden cumplirse UL10OO=ULI5OO o LIOOO= LI5OO · El punto importante es que existan dos o más valores en el conjunto de (vLiooo LI5OO/ vL30oo) / y dos o más valores en el conjunto de ( Li00o/ uLi50o/ uL30oo) ) · Obsérvese que los valores vLX y uLX se establecen en cumplimiento de la razón de potencia promedio l:w2, como ya se describió .

Aunque la descripción se da para un caso ejemplificativo donde hay tres longitudes de código, eso no es esencial . Un punto importante es que existan hay dos o más valores seleccionables uLX para el cambio de potencia cuando dos o más longitudes de código son seleccionables, y cuando una longitud de código se selecciona, el dispositivo de transmisión selecciona uno de los valores uLX para el cambio de potencia y realiza el cambio de potencia. También es importante que haya dos o más valores seleccionables vLX para el cambio de potencia cuando dos o más longitudes de código son seleccionables, y cuando una longitud de código se selecciona, el dispositivo de transmisión selecciona uno de los valores vLX para el cambio de potencia y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 5-2 Lo siguiente describe, con respecto al caso donde el dispositivo de transmisión admite la codificación de corrección de errores con múltiples tasas de codificación, cómo establecer la potencia promedio (valor promedio) de si y s2 de acuerdo con la tasa de codificación de la codificación de corrección de errores que debe usarse para generar si y s2.

Los ej emplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares . Muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión admiten múltiples tasas de codificación. Los datos después de la codificación de corrección de errores con la tasa de codificación seleccinada entre múltiples tasas de codificación admitidas se distribuyen a través de dos rutas. Los elementos de datos distribuidos a través de dos rutas son modulados respectivamente por el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 , y se generan las señales de banda base (señales correlacionadas) si (t) y s2 (t) .

La señal de control (10700) es una señal que indica la tasa de codificación de la codificación seleccionada de corrección de errores. La unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor v para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) . De igual modo, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) .

La presente invención se caracteriza en que las unidades de cambio de potencia (10701A, 10701B) establecen los valores v y u para el cambio de potencia de acuerdo con la tasa de codificación indicada por la señal de control (10700) . Aquí, los valores para el cambio de potencia de acuerdo con una tasa de codificación rx se denotan como vrx y urx.

Por ejemplo, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor vri para el cambio de potencia, y cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor vr2 para el cambio de potencia, y cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor vr3 para el cambio de potencia .

De igual modo, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor uri para el cambio de potencia, y cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor ur2 para el cambio de potencia , y cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor ur3 para el cambio de potencia .

En algunos casos, ajustar los valores vri, vr2 y vr3 para que sean diferentes entre sí puede lograr una alta posibilidad de corrección de errores con respecto a cada tasa de codificación. De igual modo, en algunos casos, ajustar los valores url, ur2 y ur3 para que sean diferentes entre sí puede lograr una alta posibilidad de corrección de errores con respecto a cada tasa de codificación. Sin embargo, hay una posibilidad de que no sea efectivo el cambio del valor para el cambio de potencia, según la tasa de codificación que se haya establecido. En tales casos, es innecesario cambiar los valores para el cambio de potencia incluso cuando cambia la tasa de codificación. (Por ejemplo, pueden cumplirse vri=vr2 o uri=ur2. El punto importante es que existan dos o más valores en el conjunto de (vri, vr2, vr3) , y dos o más valores en el conjunto de (uri, ur2, ur3) ) . Obsérvese que los valores vrX y urX se establecen en cumplimiento de la razón de potencia promedio l:w2, como ya se describió.

Por ejemplo, las tasas de codificación rl, r2 y r3 pueden ser 1/2, 2/3 y 3/4 cuando la codificación de corrección de errores es la codificación LDPC.

Aunque la descripción se da para un caso ejemplificativo donde hay tres tasas de codificación, eso no es esencial . Un punto importante es que existan dos o más valores seleccionables urx para el cambio de potencia cuando dos o más tasas de codificación son seleccionables , y cuando se selecciona una tasa de codificación, el dispositivo de transmisión selecciona uno de los valores urx para el cambio de potencia y realiza el cambio de potencia. También es importante que haya dos o más valores seleccionables vrX para el cambio de potencia cuando dos o más longitudes de código son seleccionables, y cuando una longitud de código se selecciona, el dispositivo de transmisión selecciona uno de los valores vrX para el cambio de potencia y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 5-3 Para lograr una calidad de recepción de datos superior en el dispositivo de recepción, los siguientes puntos son importantes .

Lo siguiente describe, con respecto al caso donde el dispositivo de transmisión admite múltiples esquemas de modulación, cómo establecer la potencia promedio (valor promedio) de si y s2 de acuerdo con el esquema de modulación que debe usarse para generar si y s2.

Por ejemplo, lo siguiente describe el caso en que el esquema de modulación para si se fija en 64QAM, y el esquema de modulación para s2 cambia de 16QAM a 64QAM (o 16QAM o 64QAM es aplicable) . Cuando el esquema de modulación para si es 64QAM, el esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 109. En la figura 109, k se representa en la Ecuación 481. Cuando el esquema de modulación para s2 es 16QAM, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 94.

En la figura 94, g se representa en la Ecuación 272. Cuando el esquema de modulación para s2 (t) es QPSK, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 95. En la figura 95, h se representa en la Ecuación 273.

En la figura 108, cuando el esquema de modulación para si es 64QAM y el esquema de modulación para s2 es 16QAM, se asume que V=OÍ y u=axw16. En este caso, la relación entre la potencia promedio de 64QAM y la potencia promedio de 16QAM es En la figura 108, cuando el esquema de modulación para si es 64QAM y el esquema de modulación para s2 es QPSK, se asume que ?=ß y ^ß??4. En este caso, la relación entre la potencia promedio de 64QAM y la potencia promedio de QPSK es v2 :u2= 2 : ß2??/42=1 : w2. En este caso, de acuerdo con la relación de mínima distancia euclidiana, el dispositivo de recepción logra una alta calidad de recepción de datos cuando w4<Wi6<1.0, independientemente de que el esquema de modulación para s2 sea 16QAM o QPSK.

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en 64QAM" en la descripción precedente, es posible "el esquema de modulación para s2 se fije en 64QAM y el esquema de modulación para si cambie de 16QAM a QPSK (establecido en 16QAM o QPSK)", debe cumplirse w4<Wi6<1.0. (Lo mismo que se describe en el Ejemplo 4-3) . (Obsérvese que el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso de 16QAM es u=o¡xw16 , el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso de QPSK es u=pxw4, el valor usado para el cambio de potencia en el caso de 64QAM es v=a cuando el esquema de modulación seleccionable es 16QAM y ?=ß cuando el esquema de modulación seleccionable es QPSK) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si, el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (64QAM, 16QAM) , (16QAM, 64QAM) , (64QA , QPSK) y (QPSK, 64QAM) , debe cumplirse w4<Wi6<l .0.

Lo que sigue generaliza la descripción precedente. Para la generalización, se asume que el esquema de modulación para si es fijo, y el esquema de modulación allí es un esquema de modulación C con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c. También se asume que el esquema de modulación para s2 es seleccionable del esquema de modulación A con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a y un esquema de modulación B con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (c>b>a) . En este caso, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación A, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2, que es el esquema de modulación A, es l:wa2. Además, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación B, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2 , que es el esquema de modulación B es 1 : wb2. Si ése es el caso, el dispositivo de recepción logra una alta calidad de recepción de datos cuando se cumple wa<wb.

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en C" en la descripción precedente, incluso cuando "el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (establecido en el esquema de modulación A o el esquema de modulación B) , las potencias deben cumplir wa<wb. (Si ése es el caso, como con la descripción precedente, cuando la potencia promedio del esquema de modulación es C, la potencia promedio del esquema de modulación A es wa2, y la potencia promedio del esquema de modulación B es wb2) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si, el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (el esquema de modulación C, el esquema de modulación A) , (el esquema de modulación A, el esquema de modulación C) , (el esquema de modulación C, el esquema de modulación B) y (el esquema de modulación B, el esquema de modulación C) , las potencias promedio deben cumplir wa<wb.

Ejemplo 6 Lo que sigue explica otra operación ejemplificativa que es diferente del Ejemplo 4, con referencia a la figura 108. sl(t) denota una señal de banda base (señal correlacionada) del esquema de modulación 16QAM, y el esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 94, y g es como se representa en la Ecuación 272. s2 (t) denota una señal de banda base (señal correlacionada) del esquema de modulación 64QAM, y el esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 109, y k es como se representa en la Ecuación 481. El signo t denota tiempo. En la presente modalidad, el dominio de tiempo se toma como un ejemplo.

Las entradas a la unidad de cambio de potencia (10701A) son la señal de banda base 307A (señal correlacionada) del esquema de modulación 16QAM y la señal de control 10700. Cuando el valor que se ha establecido para el cambio de potencia es v, la unidad de cambio de potencia da salida a una señal (10702A) generada multiplicando la señal de banda base 307A (señal correlacionada) del esquema de modulación 16QAM por v, de acuerdo con la señal de control (10700) .

Las entradas a la unidad de cambio de potencia (10701B) son la señal de banda base 307B (señal correlacionada) del esquema de modulación 64QAMy la señal de control (10700) . Cuando el valor que se ha establecido para el cambio de potencia es u, la unidad de cambio de potencia da salida a una señal (10702B) generada multiplicando la señal de banda base 307B (señal correlacionada) del esquema de modulación 64QA por u, de acuerdo con la señal de control (10700). Después, se cumple u=vxw (w<1.0).

En este caso, la relación entre la potencia promedio de 64QA y la potencia promedio de 16QAM se establece en cumplimiento de v2 :u2=v2 :v2xw2=l : w2. Por consiguiente, el estado de recepción será el mostrado en la figura 106, que muestra que mejora la calidad de recepción de datos del dispositivo de recepción .

Ejemplo 6-1 Lo que sigue explica cómo determinar la potencia promedio (valor promedio) para si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque de la codificación de corrección de errores aplicada a los datos usados para generar si y s2, suponiendo que el dispositivo de transmisión admite la codificación de corrección de errores para múltiples longitudes de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque después de la codificación, que también se llama una longitud de código) .

Los ej emplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares . Muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos después de la codificación de corrección de errores con la longitud de bloque seleccinada entre múltiples longitudes de bloque admitidas se distribuyen a través de dos rutas. Los elementos de datos distribuidos a través de dos rutas son modulados respectivamente por el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 , y se generan las señales de banda base (señales correlacionadas) sl(t) y s2 (t) .

La señal de control (10700) es una señal que indica la longitud de bloque de la codificación seleccionada de corrección de errores. La unidad de cambio de potencia (107OIA) establece el valor v para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) . De igual modo, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (10700) .

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor VLIOOO para el cambio de potencia, y cuando se selecciona 1500 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor vL150o para el cambio de potencia, y cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor vL30oo para el cambio de potencia.

Por otra parte, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor uLi0oo para el cambio de potencia, y cuando se selecciona 1500 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor uLi50o para el cambio de potencia, y cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor uL30oo para el cambio de potencia.

En algunos casos, ajustar los valores vLi0oo vL150o y vL30oo para que sean diferentes entre sí puede lograr una alta posibilidad de corrección de errores con respecto a cada longitud de codificación. De igual modo, en algunos casos, ajustar los valores uLi0oo/ uLi50o Y uL30oo para que sean diferentes entre sí puede lograr una alta posibilidad de corrección de errores con respecto a cada longitud de codificación. Sin embargo, hay una posibilidad de que no sea efectivo el cambio del valor para el cambio de potencia, según la longitud de código que se haya establecido. En tales casos, es innecesario cambiar los valores para el cambio de potencia incluso cuando cambia la longitud de código. (Por ejemplo, pueden cumplirse Liooo=uLi50o o vLiooo=vLi5oo · El punto importante es que existan dos o más valores en el conj unto de (vLi0oo VLISOO, VL30OO) , y dos o más valores en el conjunto de (uL1000 , uLisoo/ UL3OOO) ) · Obsérvese que los valores ?? y uLx se establecen en cumplimiento de la razón de potencia promedio l:w2, como ya se describió .

Aunque la descripción se da para un caso ej emplificativo donde hay tres longitudes de código, eso no es esencial . Un punto importante es que existan hay dos o más valores seleccionables uLX para el cambio de potencia cuando dos o más longitudes de código son seleccionables, y cuando una longitud de código se selecciona, el dispositivo de transmisión selecciona uno de los valores uLX para el cambio de potencia y realiza el cambio de potencia. También es importante que haya dos o más valores seleccionables vLX para el cambio de potencia cuando dos o más longitudes de código son seleccionables, y cuando una longitud de código se selecciona, el dispositivo de transmisión selecciona uno de los valores vLX para el cambio de potencia y realiza el cambio de potencia. Ejemplo 6-2 Lo siguiente describe, con respecto al caso donde el dispositivo de transmisión admite la codificación de corrección de errores con múltiples tasas de codificación, cómo establecer la potencia promedio de si y s2 de acuerdo con la tasa de codificación de la codificación de corrección de errores que debe usarse para generar si y s2.

Los ej emplos de la codificación de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares . Muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión admiten múltiples tasas de codificación. Los datos después de la codificación de corrección de errores con la tasa de codificación seleccinada entre múltiples tasas de codificación admitidas se distribuyen a través de dos rutas. Los elementos de datos distribuidos a través de dos rutas son modulados respectivamente por el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2, y se generan las señales de banda base (señales correlacionadas) sl(t) y s2 (t) .

Por ejemplo, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor vrl para el cambio de potencia, y cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor vr2 para el cambio de potencia, y cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701A) establece el valor vr3 para el cambio de potencia .

De igual modo, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor uri para el cambio de potencia, y cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor ur2 para el cambio de potencia, y cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, la unidad de cambio de potencia (10701B) establece el valor ur3 para el cambio de potencia .

En algunos casos, ajustar los valores vri, vr2 y vr3 para que sean diferentes entre sí puede lograr una alta posibilidad de corrección de errores con respecto a cada tasa de codificación. De igual modo, en algunos casos, ajustar los valores uri, ur2 y ur3 para que sean diferentes entre sí puede lograr una alta posibilidad de corrección de errores con respecto a cada tasa de codificación. Sin embargo, hay una posibilidad de que no sea efectivo el cambio del valor para el cambio de potencia, según la tasa de codificación que se haya establecido. En tales casos, es innecesario cambiar los valores para el cambio de potencia incluso cuando cambia la tasa de codificación. (Por ejemplo, pueden cumplirse vri=vr2 o url=ur2. El punto importante es que existan dos o más valores en el conjunto de (vri, vr2/ vr3) , y dos o más valores en el conjunto de (url, ur2, ur3) ) . Obsérvese que los valores vrX y urX se establecen en cumplimiento de la razón de potencia promedio l:w2, como ya se describió.

Por ejemplo, las tasas de codificación rl , r2 y r3 pueden ser 1/2, 2/3 y 3/4 cuando la codificación de corrección de errores es la codificación LDPC.

Aunque la descripción se da para un caso ej emplificativo donde hay tres tasas de codificación, eso no es esencial . Un punto importante es que existan hay dos o más valores seleccionables urx para el cambio de potencia cuando dos o más tasas de codificación son seleccionables, y cuando se selecciona una tasa de codificación, el dispositivo de transmisión selecciona uno de los valores urx para el cambio de potencia y realiza el cambio de potencia. También es importante que haya dos o más valores seleccionables vrX para el cambio de potencia cuando dos o más longitudes de código son seleccionables, y cuando una longitud de código se selecciona, el dispositivo de transmisión selecciona uno de los valores vrX para el cambio de potencia y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 6-3 Para lograr una calidad de recepción de datos superior en el dispositivo de recepción, los siguientes puntos son importantes .

Por ejemplo, lo siguiente describe el caso en que el esquema de modulación para si se fija en 16QAM, y el esquema de modulación para s2 cambia de 64QAM a QPSK (o 16QAM o QPSK es aplicable) . Cuando el esquema de modulación para si es 16QA , el esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 94. En la figura 94, g se representa en la Ecuación 272. Cuando el esquema de modulación para s2 es 64QAM, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 109. En la figura 109, k se representa en la Ecuación 481. Cuando el esquema de modulación para s2 (t) es QPSK,, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 95. En la figura 95, h se representa en la Ecuación 273.

En la figura 108, cuando el esquema de modulación para si es 16QAM y el esquema de modulación para s2 es 64QAM, se asume que v= y u=axw64. En este caso, la relación entre la potencia promedio de 64QAM y la potencia promedio de 16QAM es En la figura 108, cuando el esquema de modulación para si es 16QAM y el esquema de modulación para s2 es QPSK, se asume que ?=ß y ?=ß???4. En este caso, la relación entre la potencia promedio de 64QAM y la potencia promedio de QPSK es v2 :^=ß2 : ß2???42=1 : w42. En este caso, de acuerdo con la relación de mínima distancia euclidiana, el dispositivo de recepción logra una alta calidad de recepción de datos cuando w4<w64í independientemente de que el esquema de modulación para s2 sea 64QA o QPSK.

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en 16QAM" en la descripción precedente, es posible "el esquema de modulación para s2 se fija en 16QAM y el esquema de modulación para si cambia de 64QAM a QPSK (establecido en 16QAM o QPSK)" y debe cumplirse w4<w64. (Lo mismo se describe en el Ejemplo 4-3) . (Obsérvese que el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso de 16QAM es u=axw16, el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso de QPSK es ^ß?/4, el valor usado para el cambio de potencia en el caso de 64QAM es V=OÍ cuando el esquema de modulación seleccionable es 16QAM y ?=ß cuando el esquema de modulación seleccionable es QPSK) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si, el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 16QAM) , (16QAM, QPSK) y (QPSK, 16QAM) , debe cumplirse w4<w64.

Lo que sigue generaliza la descripción precedente. Para la generalización, se asume que el esquema de modulación para si es fijo, y el esquema de modulación allí es un esquema de modulación C con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c. Además se asume que el esquema de modulación para s2 es seleccionable del esquema de modulación A con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a y un esquema de modulación B con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (c>b>a) . En este caso, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación A, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2, que es el esquema de modulación A, es l:wa2. Además, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación B, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2, que es el esquema de modulación B es 1 : wb2. Si ése es el caso, el dispositivo 58 de recepción logra una alta calidad de recepción de datos cuando se cumple wa<wb.

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en C" En la descripción precedente, incluso cuando "el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (establecido en el esquema de modulación A o el esquema de modulación B) , las potencias promedio deben cumplir wa<wb. (Si ése es el caso, como con la descripción precedente, cuando la potencia promedio del esquema de modulación es C, la potencia promedio del esquema de modulación A es wa2, y la potencia promedio del esquema de modulación B es wb2) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (el esquema de modulación C y el esquema de modulación A) , (el esquema de modulación A y el esquema de modulación C) , (el esquema de modulación C y el esquema de modulación B) y (el esquema de modulación B y el esquema de modulación C) , las potencias promedio debe cumplir wa<wb.

Energía eléctrica En la presente descripción que incluye la "Modalidad 8", la "Modalidad 9", la "Modalidad 10", la "Modalidad 18", la "Modalidad 19", la "Modalidad Cl" y la "Modalidad C2", puede reducirse el consumo de energía por el dispositivo de transmisión estableciendo a=l en la ecuación de la matriz de precodificación usada para el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación . Esto es porque la potencia promedio de zl y la potencia promedio de z2 son iguales incluso cuando "la potencia promedio (valor promedio) de si y la potencia promedio (valor promedio) de s2 se establecen para que sean diferentes cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2" , y ajustar OÍ=1 no da como resultado el aumento de la PAPR (relación de potencia de pico a promedio) del amplificador de potencia de transmisión provisto en el dispositivo de transmisión. Por ejemplo, las matrices de precodificación usadas con el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación puede establecerse de acuerdo con la Ecuación #3, la Ecuación #14, la Ecuación #15 y la Ecuación #16 en la modalidad Cl o la Ecuación #20, la Ecuación #24, la Ecuación #25 y la Ecuación #26 en la modalidad C2. Además, OÍ=1 debe cumplirse cuando, por ejemplo, se generalizan las matrices de precodificación usadas con el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación tal como se muestra en la Ecuación 268 y la Ecuación 269 en la modalidad 18, o en la Ecuación #1, la Ecuación #2, la Ecuación #9, la Ecuación #10, la Ecuación #12 y la Ecuación #13 en la modalidad Cl, o en la Ecuación #18, la Ecuación #19, la Ecuación #21, la Ecuación #22 y la Ecuación #23 en la modalidad C2. Lo mismo corresponde a las otras modalidades . (Obsérvese que la cantidad de los intervalos del período (ciclo) no se limita a un número impar) .

Sin embargo, incluso cuando a?l, hay algunas matrices de precodificacion que pueden usarse con el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación y tienen influencia limitada sobre la PAPR. Por ejemplo, cuando se usan las matrices de precodificación representadas por la Ecuación 279 y la Ecuación 280 en la modalidad 19, el esquema de precodificación que salta regularmente matrices de precodificación, las matrices de precodificación tienen influencia limitada en la PAPR incluso cuando OÍ?1. (Obsérvese que el esquema de precodificación relacionado con la modalidad 19 que salta regularmente entre matrices de precodificación se describe en la modalidad 10 también. Además, en la modalidad 13 y la modalidad 20, las matrices de precodificación tienen sólo influencia limitada en la PAPR incluso cuando o¡?l) .

Dispositivo de recepción En el caso del ejemplo 1, el ejemplo 2 y el ejemplo 3, la relación siguiente se deriva de la figura 5.

Matemática 610 Ecuación 487 Además, como se explica en el ejemplo 1, el ejemplo 2 y el ejemplo 3, la relación puede ser como sigue: Matemática 611 Ecuación 488 El dispositivo de recepción realiza la demodulación (detección) (es decir estima los bits transmitidos por el dispositivo de transmisión) mediante las relaciones descritas precedentemente (de la misma manera que se describe en la modalidad 1, las modalidades Al a A5 , etc.) .

En el caso del ejemplo 4, el ejemplo 5 y el ejemplo 6, la relación siguiente se deriva de la figura 5.

Matemática 612 Ecuación 489 Además, como se explica en el ejemplo 4, el ejemplo 5 y el ejemplo 6, la relación puede ser como sigue: Matemática 613 Ecuación 490 El dispositivo de recepción realiza la demodulación (detección) (es decir estima los bits transmitidos por el dispositivo de transmisión) mediante las relaciones descritas precedentemente (De la misma manera que se describe en la modalidad 1, las modalidades Al a A5 , etc.) .

Relación entre cambio de potencia y la correlación Tal como se describe en el ejemplo 1, el ejemplo 2 y el ejemplo 3 y como en particular se muestra en la Ecuación 487, la unidad de correlación 306B de la figura 4 puede dar salida a uxs2 (t) , y la unidad de cambio de potencia puede omitirse en tales casos. Si ése es el caso, puede decirse que se aplica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación a la señal sl(t) después de la correlación y a la señal uxs2(t) después de la correlación.

Tal como se describe en el ejemplo 1, el ejemplo 2 y el ejemplo 3 y como en particular se muestra en la Ecuación 488, la unidad de correlación 306A de la figura 3 y la figura 4 puede dar salida a uxsl(t), y la unidad de cambio de potencia puede omitirse en tales casos. Si ése es el caso, puede decirse que se aplica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación a la señal uxsl(t) después de la correlación y a la señal s2 (t) después de la correlación .

E el ejemplo 4, el ejemplo 5 y el ejemplo 6, como en particular se muestra en la Ecuación 489, la unidad de correlación 306A de la figura 3 y la figura 4 puede dar salida s vxsl(t) , y la unidad de correlación 306B puede dar salida a uxs2(t), y la unidad de cambio de potencia puede omitirse en tales casos. Si ése es el caso, puede decirse que se aplica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación a la señal vxsl (t) después de la correlación y a la señal uxs2 (t) después de la correlación.

En el ejemplo 4, el ejemplo 5 y el ejemplo 6, como en particular se muestra en la Ecuación 490, la unidad de correlación 306A de la figura 3 y la figura 4 puede dar salida a uxsl(t) , y la unidad de correlación 306B puede dar salida a vxs2(t), y la unidad de cambio de potencia puede omitirse en tales casos. Si ése es el caso, puede decirse que se aplica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación a la señal uxsl(t) después de la correlación y a la señal vxs2(t) después de la correlación.

Es decir, F [t] en la presente modalidad denota las matrices de precodificación usadas por el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación, y los ejemplos de F[t] guardan conformidad con una de la Ecuación #3, la Ecuación #14, la Ecuación #15 y la Ecuación #16 en la modalidad Cl y la Ecuación #20, la Ecuación #24, la Ecuación #25 y la Ecuación #26 en la modalidad C2. Como alternativa, los ejemplos de F[t] guardan conformidad con una de la Ecuación 268 y la Ecuación 269 en la modalidad 18, la Ecuación #1, la Ecuación #2, la Ecuación #9, la Ecuación #10, la Ecuación #12 y la Ecuación #13 en la modalidad Cl, y la Ecuación #18, la Ecuación #19, la Ecuación #21, la Ecuación #22 y la Ecuación #23 en la modalidad C2. (Obsérvese que la cantidad de los intervalos del período (ciclo) no se limita a un número impar) .

Como alternativa, F [t] puede ser un esquema de precodificación que utiliza las matrices de precodificación representadas por la Ecuación 279 y la Ecuación 280 en la modalidad 19 y salta regularmente entre las matrices de precodificación . (Obsérvese que el esquema de precodificación relacionado con la modalidad 19 que salta regularmente entre matrices de precodificación se describe en la modalidad 10, la modalidad 13 y la modalidad 20 también. Además, F [t] puede ser un esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación descritas en la modalidad 10, la modalidad 13 y la modalidad 20) .

Obsérvese que F[t] denota las matrices de precodificación usadas en el tiempo T cuando se adopta el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación. El dispositivo de recepción realiza la demodulación (detección) mediante las relaciones entre rl(t), r2(t) ysl(t), s2 (t) descritas precedentemente (De la misma manera que se describe en la modalidad 1, las modalidades Al a A5 , etc. ) . Sin embargo, no se consideran los componentes de distorsión, tales como los componentes de ruido, el desplazamiento de frecuencia, la estimación de error de canal y similares en las ecuaciones descritas precedentemente. Por consiguiente, la demodulación (detección) se realiza con ellos. Con respecto a los valores u y v que el dispositivo de transmisión utiliza para realizar el cambio de potencia, el dispositivo de transmisión transmite información sobre ellos o transmite información del modo de transmisión (tal como el esquema de transmisión, el esquema de modulación y el esquema de corrección de errores) que debe usarse. El dispositivo de recepción detecta los valores usados por el dispositivo de transmisión adquiriendo la información, obtiene las relaciones descritas precedentemente y realiza la demodulación (detección) .

En la presente modalidad, los saltos entre las matrices de precodificación se realizan en el dominio de tiempo. Sin embargo, cuando se usa un esquema de transmisión de muítiportadora tal como un esquema OFDM, es aplicable la presente invención al caso en que los saltos entre las matrices de precodificación se realizan en el dominio de frecuencia, como se describe en otras modalidades. Si ése es el caso, el signo t usado en la presente modalidad debe reemplazarse por f (frecuencia ( (sub) portadora) ) .

Por consiguiente, en el caso de realizar los saltos entre las matrices de precodificación en el dominio de tiempo, zl(t) y z2(t) se transmiten en el mismo punto de tiempo desde antenas diferentes por la misma frecuencia. Por otra parte, en el caso de realizar los saltos entre las matrices de precodificación en el dominio de frecuencia, zl(f) y z2 (f) se transmiten en la misma frecuencia desde antenas diferentes en el mismo punto de tiempo.

Además, incluso en el caso de realizar los saltos entre las matrices de precodificación en los dominios de tiempo y frecuencia, es aplicable la presente invención como se describe en otras modalidades. El esquema de precodificación que pertenece a la presente modalidad, que salta regularmente entre matrices de precodificación, no se limita al esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación como se expone en la presente descripción. Incluso cuando las matrices de precodificación son fijas (de acuerdo con un esquema en que las matrices de precodificación no están representadas por F(t) (es decir no son un función de t (o f) ) , que adopta la potencia promedio de sl(t) y la potencia promedio de s2 (t) como se describe en la presente modalidad, mejora ventajosamente la calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Modalidad Gl La presente modalidad describe el caso en que, cuando es diferente los esquemas de modulación que se usa para generar si y s2, se adopta el ajuste del esquema para hacer las potencias promedio de si y s2 diferentes entre sí, en combinación con el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación que usa la matriz unitaria, está basada en la modalidad 9 y se describe en la modalidad 18. En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos, como se describe en la modalidad 8, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos con referencia a las Ecuaciones (82) - (85) se representan como sigue.

Matemática 614 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. (a > 0) . Como se usa una matriz unitaria en la presente modalidad, las matrices de precodificación de la Ecuación 268 pueden representarse como sigue.

Matemática 615 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. (a > 0) .

A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) de la modalidad 3, la siguiente condición es importante para lograr alta calidad de recepción de datos.

Matemática 616 Condición #53 e/'tei j(*)-02iW)? eJÍ0\ it?}-02i(y)) for V*, Vy (x? y; x,y = 0X2,· · -,N-2,N-\) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 617 Condición #54 eJ ¼ ?(*)-T2?(?}-?)? eÁ9i ??-^??? for VJC, Vy (x? y; x, y = 0,1,2,· · · , JV - 2, N - 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - l; y x ? y) .

Las matrices de precodif icación F [0] -F [N - 1] se generan en base a la Ecuación 269 (las matrices de precodif icación F [0] -F [N - 1] pueden estar en cualquier orden para los N intervalos del período (ciclo) . El número simbólico Ni puede precodif icarse usando F [0] , el numero simbólico Ni + 1 puede precodif icarse usando F [1] , y el número simbólico N x i + h puede precodificarse usando F[h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N - 2, N - 1) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodif icación) .

Cuando N = 5 , las matrices de precodif icación preparadas para los N intervalos, en base a la Ecuación 269 se representan como sigue, por ejemplo.

Matemática 618 Como ya se describió, a fin de reducir la escala de cálculo de la precodificación por el dispositivo de transmisión, deben cumplirse ??(?) = 0 radianes y ?=0 radianes en la Ecuación 269. Obsérvese que ? en la Ecuación 269 puede variar de acuerdo con i, o ser fijo. Es decir, en la Ecuación 269, ? en F[i=x] y ? en F[i=y] (x?y) pueden ser iguales o diferentes.

Con respecto al valor que debe establecerse en , aunque sea efectivo el uso del valor descrito precedentemente, eso no es esencial. Por ejemplo, a puede determinarse de acuerdo con el valor de i en las matrices F [i] , como se describe en la modalidad 17. (Es decir, OÍ en F [i] no es necesariamente un valor fijo cuando cambia i) .

En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodi icados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) . En este caso, como se preparan las N diferentes matrices de precodificación, F[0], F[l], F[2], F [N - 2] , F[N - 1] . Cuando se adopta un esquema de portadora única de transmisión, los símbolos se disponen en el orden F[0] , F[l] , F [2] , F [N - 2] , F [N - 1] en el dominio de tiempo (como alternativa, pueden disponerse en el dominio de frecuencia cuando se adopta el esquema de transmisión de multiportadora) . La presente invención no se limita, sin embargo, a eso, y las N diferentes matrices de precodificación F[0], F[l], F[2], F[N - 2], F [N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora, tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia-tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación durante un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos N del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando se incluyen las N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, aumenta la probabilidad de alta calidad de recepción. En este caso, la Condición #55 y la Condición #56 pueden sustituirse por las siguientes condiciones. (La cantidad de intervalos del período (ciclo) se considera que es N) .

Matemática 623 Condición #55' ß??? j(*)-02iW)? eÁ9i i(y>e2ib)) for 3*, 3; (x? y; x,y = 0,1,2, > > ·,?- 2,?-?) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 624 Condición #56' for 3x5¾> (x? y\x,y = 0,l,2,~,N-2,N-\) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

En la presente modalidad, el caso en que ? = 0 radianes se explica como un ejemplo de matrices de precodificación cuando ? es un valor fijo. Considerando la correlación del esquema de modulación, ? puede fijarse para que sea ? = n/2 radianes, ? = n radianes, o ? = (3n)/2 radianes. (Se asume, por ejemplo, que ? = n radianes en las matrices de precodif icación para el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación) . Este ajuste reduce la escala de circuitos como con el caso en que ? = 0 radianes.

Lo siguiente describe el esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 que deben establecerse en el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodif icación, como se describe en la modalidad 18 por ejemplo cuando es diferente los esquemas de modulación que se usa para generar si y s2 (para obtener detalles, véase la modalidad Fl) .

"El esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 cuando difiere los esquemas de modulación para si y s2" es aplicable a todos los esquemas de precodif icación expuestos en la presente descripción, que salta regularmente entre matrices de precodificación . Los puntos importantes son: - Como codificación de corrección de errores se usa la codificación de bloques de codificación (codificados) , tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares, y se admiten múltiples longitudes de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque) (longitud de código) y, cuando el dispositivo de transmisión selecciona una de las múltiples longitudes de bloque y realiza la codificación de corrección de errores con la longitud de bloque seleccionada, el dispositivo de transmisión cambia el esquema de ajuste para las potencias promedio (valores promedio) de si y s2 , de acuerdo con la longitud de bloque seleccionada cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2. - con una codificación de corrección de errores, se admiten múltiples tasas de codificación, y cuando el dispositivo de. transmisión selecciona una de las múltiples tasas de codificación y realiza la codificación de corrección de errores con la tasa de codificación seleccionada, el dispositivo de transmisión cambia el esquema de ajuste para las potencias promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2. - cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 , se admiten múltiples el esquemas de modulación seleccionables para s2, y cambian los esquemas para establecer las potencias promedio (valores promedio) para si y s2 de acuerdo con el esquema de modulación que el dispositivo de transmisión utiliza para generar s2. - cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 , se admiten múltiples el esquemas de modulación seleccionables para si, y cambian los esquemas para establecer las potencias promedio (valores promedio) para si y s2 de acuerdo con el esquema de modulación que el dispositivo de transmisión utiliza para generar si.

"El esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2" descrito en la presente modalidad no es necesariamente el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación como se explica en la presente descripción. Es aplicable cualquier esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación .

En la presente modalidad, los saltos entre las matrices de precodificación se realizan en el dominio de tiempo. Sin embargo, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema OFDM, es aplicable la presente invención al caso en que los saltos entre las matrices de precodificación se realizan en el dominio de frecuencia, como se describe en otras modalidades. Si ése es el caso, el signo t que se en la presente modalidad debe ser reemplazado por el signo f (frecuencia ( (sub) portadora) ) . Además, incluso en el caso de realizar los saltos entre las matrices de precodificación en los dominios de tiempo y frecuencia, es aplicable la presente invención.

Modalidad G2 La presente modalidad describe el caso en que, cuando difiere los esquemas de modulación que se usa para generar si y s2, se adopta el esquema de ajuste para hacer las potencias promedio de si y s2 diferentes entre sí en combinación con el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación que usa la matriz unitaria, que está basada en la modalidad 10 y se describe en la modalidad 19.

Matemática 625 Ecuación 279 para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Sea o¡ un valor fijo (no según i) , donde a > 0 Matemática 626 Ecuación 280 para i = N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Sea a un valor fijo (no según i) , donde o¡ > 0.

(Sea a en la Ecuación 279 y en la Ecuación 280 del mismo valor) . . (a <0 puede cumplirse) .

A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la modalidad 3, la siguiente condición es importante para lograr alta calidad de recepción de datos .

Matemática 627 Condición #57 ^'(0„w-021w)? ^'(0„?-021 ) forVjC) Vy (x?yx y= 0> .. v_2,N- 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N - 2, N - l; y x ? y) .

Matemática 628 Condición #58 eÁ0n(*h S*h«)? efaly e*i>>*) for V ) Vy (JC? y; x, y =0,1,2,· · · ,N -2,N - 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N - 2, N - l; y x ? y) .

Se considera además la siguiente condición.

Matemática 629 Condición #59 0„(*)=0„(*+*) forVjcQc = 0,1,2,···, N-2,N-l) y &,(y)=&,(>+*) forVy(y = 0,l,2, --,W-2,W-l) Las matrices de precodif icación F[0]-F[2N - 1] se generan en base a la Ecuación 279 y la Ecuación 280 (las matrices de precodif icación F [0] -F [2N - 1] pueden estar en cualquier orden para los 2N intervalos del período (ciclo) . El número simbólico 2Ni puede precodif icarse usando F[0] , el número simbólico 2Ni + 1 puede precodif icarse usando F [1] , y el número simbólico 2N x i + h puede precodif icarse usando F[h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, ..., 2N - 2, 2N - 1) . (En este caso, como se describe en las modalidades anteriores , no es necesario efectuar saltos regulares entre las matrices de precodif icación) .

Cuando N = 15, las matrices de precodif icación preparadas para los 2N intervalos, en base a la Ecuación 279 la Ecuación 280 se representan como sigue, por ejemplo.

Matemática 630 Matemática 632 Matemátic Matemática 634 Matemática 639 7) Matemática 647 Matemática 655 Como ya se describió, a fin de reducir la escala de cálculo de la precodificación por el dispositivo de transmisión, ???(?) = 0 radianes y ?=0 radianes deben cumplirse en la Ecuación 279, y ?2?(?) = 0 radianes y ?=0 deben cumplirse en la Ecuación 280.

Obsérvese que ? en la Ecuación 279 y la Ecuación 280 puede variar de acuerdo con i , o ser fijo. Es decir, en la Ecuación 279 y la Ecuación 280, ? en F[i=x] y ? en F[i=y] (x?y) pueden ser iguales o diferentes . Como alternativa, ? puede ser un valor fijo en la Ecuación 279 y en la Ecuación 280, y el valor fijo ? en la Ecuación 279 y el valor fijo ? en la Ecuación 280 pueden ser diferentes. (Como alternativa, puede ser el valor fijo ? en la Ecuación 279 y el valor fijo ? en la Ecuación 280) .

Con respecto al valor que debe establecerse en , aunque sea efectivo el valor descrito precedentemente, eso no es esencial . Por ejemplo, a puede determinarse de acuerdo con el valor de i en las matrices F[i] , como se describe en la modalidad 17. (Es decir, a en F[i] no es necesariamente un valor fijo cuando cambia i)¦ En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar 2N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de 2N intervalos (ciclo). En este caso, como las 2N diferentes matrices de precodificación, se preparan F[0], F[l], F[2], F [N - 2], F [N - 1] . Cuando se adopta un esquema de portadora única de transmisión, los símbolos se disponen en el orden F [0] , F [1] , F [2] , F[2N - 2] , F[2N - 1] en el dominio de tiempo (Como alternativa, pueden disponerse en el dominio de frecuencia cuando se adopta el esquema de transmisión de multiportadora) . La presente invención no se limita, sin embargo, a eso, y las 2N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , F[2N - 2] , F [2N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodif icación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia- tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodif icados con un período de tiempo de 2N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente 2N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las 2N diferentes matrices de precodif icación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación durante un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos 2N del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando las 2N diferentes matrices de precodif icación de la presente modalidad se incluyen, aumenta la probabilidad de alta calidad de recepción.

En la presente modalidad, el caso en que ? = 0 radianes se explica como un ejemplo de matrices de precodificación cuando ? es un valor fijo. Considerando la correlación del esquema de modulación, ? puede fijarse para que sea ? = n/2 radianes, ? = n radianes, o ? = (3n)/2 radianes. (Se asume, por ejemplo, que ? = n radianes en las matrices de precodificación para el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodif icación) . Este ajuste reduce la escala de circuitos como en el caso en que ? = 0 radianes.

Lo siguiente describe el esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 que deben establecerse en el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación, como se describe en la modalidad 19, por ejemplo cuando difiere los esquemas de modulación que se usa para generar si y s2 (Para obtener detalles, véase la modalidad Fl) .

"El esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 cuando difiere los esquemas de modulación para si y s2" es aplicable a todos los esquemas de precodif icación expuestos en la presente descripción, que salta regularmente entre matrices de precodificación . Los puntos importantes son: - como una codificación de corrección de errores se usa la codificación de bloques (codificados) , tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares, y se admiten múltiples longitudes de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque) (longitud de código) y, cuando el dispositivo de transmisión selecciona una de las múltiples longitudes de bloque y realiza la codificación de corrección de errores con la longitud de bloque seleccionada, el dispositivo de transmisión cambia el esquema de ajuste para las potencias promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2. - con una codificación de corrección de errores, se admiten múltiples tasas de codificación, y cuando el dispositivo de transmisión selecciona una de las múltiples tasas de codificación y realiza la codificación de corrección de errores con la tasa de codificación seleccionada, el dispositivo de transmisión cambia el esquema de ajuste para las potencias promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2. - cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 , se admiten múltiples el esquemas de modulación seleccionables para s2, y cambian los esquemas para establecer las potencias promedio (valores promedio) para si y s2 de acuerdo con el esquema de modulación que el dispositivo de transmisión utiliza para generar s2. - cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 , se admiten múltiples el esquemas de modulación seleccionables para si, y cambian los esquemas para establecer las potencias promedio (valores promedio) para si y s2 de acuerdo con el esquema de modulación que el dispositivo de transmisión utiliza para generar s2.

"El esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2" descrito en la presente modalidad no es necesariamente el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación como se explica en la presente descripción. Es aplicable cualquier esquema de precodificación que regularmente salta entre matrices de precodificación .

En la presente modalidad, los saltos entre las matrices de precodificación se realizan en el domini'o de tiempo. Sin embargo, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema OFDM, es aplicable la presente invención al caso en que los saltos entre las matrices de precodificación se realizan en el dominio de frecuencia, como se describe en otras modalidades. Si ése es el caso, el signo t usado en la presente modalidad debe reemplazarse por el signo f (frecuencia ( (sub) portadora)) . Además, incluso en el caso de realizar los saltos entre las matrices de precodificación en los dominios de tiempo y frecuencia, es aplicable la presente invención.

Modalidad G3 La presente modalidad describe el caso en que, cuando difiere los esquemas de modulación que se usa para generar si y s2, se aplica el esquema de ajuste para hacer las potencias promedio de si y s2 diferentes entre sí a la modalidad Cl . La modalidad Cl es una generalización del ejemplo 1 y el ejemplo 2 de la modalidad 2.

En el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue.

Matemática 660 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. (a > 0) . Se usa una matriz unitaria en la presente modalidad, y las matrices de precodificación de la Ecuación #1 se representan como sigue.

Matemática 661 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. (a > 0) . Para la simplificación de la correlación realizada en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción, ? puede ser 0 radianes, n/2 radianes o (3n) /2 radianes, y ser fijo en uno de esos tres valores. En particular, a = 1 se cumple en la modalidad 2, y la Ecuación #2 se representa como sigue.

Matemática 662 A fin de distribuir parejamente los puntos de recepción deficiente con respecto a la fase en el plano complejo, como se describe en la modalidad 2, se proveen la Condición #101 y la Condición #102 a la Ecuación #1 y la Ecuación #2.

Matemática 663 Condición #101 forVJC(X - 0 2,· * ->N - 2) Matemática 664 Condición #102 En particular, cuando ???(?) es un valor fijo no según i, pueden proveerse la Condición #103 o la Condición #104.

Matemática 665 Condición #103 forV (xs0,1,2 ~tN-2) Matemática 666 Condición #104 forVx(x=0JL2,-,tf-2) De igual modo, cuando ?2?(?) es un valor fijo no según i, pueden proveerse la Condición #105 o la Condición #106.

Matemática 667 Condición #105 fbrVx(x=0,l,2(-,N-2) Matemática 668.

Condición #106 A continuación, con respecto al esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos, lo que sigue muestra matrices de precodificación ej emplificativas que usan la matriz unitaria descrita precedentemente. Las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos en base a la Ecuación #2 se representan como sigue. (En la Ecuación #2, ? se establece en cero radianes y ???(?) se establece en cero radianes) .

Matemática 669 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1 (a > 0) , y se cumple la Condición #103 o la Condición # 104. Además, 92i(i=0) puede establecerse para cualquier valor, tal como 0 radianes.

Como alternativa, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue. (En la Ecuación #2, ? se establece en cero radianes y 9n(i) se establece en cero radianes) .

Matemática 670 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1 (a > 0) , y se cumple la Condición #103 o la Condición # 104. Además, ?2? (i=0) puede establecerse para cualquier valor, tal como 0 radianes.

Como alternativa, las matrices de precodif icación preparadas para los N intervalos se representan como sigue. (En la Ecuación #2 , Ase establece en cero radianes y ?2? (i) se establece en cero radianes) .

Matemática 671 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1 (a > 0) , y se cumple la Condición #105 o la Condición # 106. Además, ?? (i= 0) puede establecerse para cualquier valor, tal como 0 radianes.

Como alternativa, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue. (En la Ecuación #2, ? se establece en n radianes y 62i(i) se establece en cero radianes) .

Matemática 672 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1 (a > 0), y se cumple la Condición #105 o la Condición # 106. Además, Bu (i=0) puede establecerse para cualquier valor, tal como 0 radianes.

En el caso ej emplificativo de acuerdo con la modalidad 2, como alternativa, las matrices de precodificacion preparadas para los N intervalos se representan como sigue. (En la Ecuación #3, ? se establece en cero radianes y 9n(i) se establece en cero radianes) .

Matemática 673 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y se cumple la Condición #103 o la Condición # 104. Además, ?2?(?=0) puede establecerse para cualquier valor, tal como 0 radianes.

Como alternativa, en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue. (En la Ecuación #3, ? se establece en n radianes y 9n(i) se establece en cero radianes) .

Matemática 674 (#15) En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y se cumple la Condición #103 o la Condición # 104. Además, ?2?(?=0) puede establecerse para cualquier valor, tal como 0 radianes.

Como alternativa, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue. (En la Ecuación #3 , Ase establece en cero radianes y ?2? ( i ) se establece en cero radianes) .

Matemática 675 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y se cumple la Condición #105 o la Condición # 106. Además, 9n(i=0) puede establecerse para cualquier valor, tal como 0 radianes.

Como alternativa, las matrices de precodificación preparadas para los N intervalos se representan como sigue. (En la Ecuación #3, ? se establece en n radianes y ?2?(?) se establece en cero radianes) .

Matemática 676 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y se cumple la Condición #105 o la Condición # 106. Además, 6n(i=0) puede establecerse para cualquier valor, tal como 0 radianes.

Al compararse con el esquema de precodificación descrito en la modalidad 9, que efectúa saltos regulares entre matrices de precodificación, el esquema de precodificación de la presente modalidad tiene una posibilidad de lograr alta calidad de recepción de datos incluso cuando el período (ciclo) es aproximadamente una mitad del período (ciclo) de la modalidad 9, y necesita que se preparan menos matrices de precodificación . Por eso, la presente modalidad logra un efecto ventajoso de reducir la escala de circuitos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción. Para ampliar el efecto ventajoso descrito precedentemente, el dispositivo de transmisión o el dispositivo de recepción pueden configurarse para que tengan un codificador y una función para distribuir los datos codificados, tal como se muestra en la figura 4.

Como ejemplo preferido de a en el ejemplo precedente, puede adoptarse el esquema descrito en la modalidad 18. Sin embargo, la presente invención no se limita a eso.

En la presente modalidad, se ha descrito el esquema para estructurar N diferentes matrices de precodificación para un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo). En este caso, como las N diferentes matrices de precodificación, se preparan F[0], F[l], F[2], F [N - 2], F [N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un esquema de portadora única de transmisión, y por lo tanto se ha descrito el caso de disponer los símbolos en el orden F[0] , F[l], F[2], F[N - 2], F[N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no se limita, sin embargo, a eso, y las N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia- tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación durante un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos N del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando se incluyen las N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, aumenta la probabilidad de alta calidad de recepción.

Lo siguiente describe el esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 que deben establecerse en el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación como se describe en la modalidad Cl por ejemplo cuando difiere los esquemas de modulación que se usa para generar si y s2 (Para obtener detalles, véase la modalidad Fl) .

"El esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 cuando difiere los esquemas de modulación para si y s2" es aplicable a todos los esquemas de precodificación expuestos en la presente descripción, que salta regularmente entre matrices de precodificación . Los puntos importantes son: - como una codificación de corrección de errores, se usa la codificación de bloques (codificados) , tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares, y se admiten múltiples longitudes de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque) (longitud de código) y, cuando el dispositivo de transmisión selecciona una de las múltiples longitudes de bloque y realiza la codificación de corrección de errores con la longitud de bloque seleccionada, el dispositivo de transmisión cambia el esquema de ajuste para las potencias promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2. - con una codificación de corrección de errores, se admiten múltiples tasas de codificación, y cuando el dispositivo de transmisión selecciona una de las múltiples tasas de codificación y realiza la codificación de corrección de errores con la tasa de codificación seleccionada, el dispositivo de transmisión cambia el esquema de ajuste para las potencias promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2. - cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 , se admiten múltiples el esquemas de modulación seleccionables para s2 , y cambian los esquemas para establecer las potencias promedio (valores promedio) para si y s2 de acuerdo con el esquema de modulación que el dispositivo de transmisión utiliza para generar s2. - cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2, se admiten múltiples el esquemas de modulación seleccionables para si, y cambian los esquemas para establecer las potencias promedio (valores promedio) para si y si de acuerdo con el esquema de modulación que el dispositivo de transmisión utiliza para generar s2.

"El esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2" descrito en la presente modalidad no es necesariamente el esquema de precodificación que efectúa saltos regulares entre las matrices de precodificación como se explica en la presente descripción. Es aplicable cualquier esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación.

En la presente modalidad, los saltos entre las matrices de precodificacion se realizan en el dominio de tiempo. Sin embargo, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema OFDM, es aplicable la presente invención al caso en que los saltos entre las matrices de precodificación se realizan en el dominio de frecuencia, como se describe en otras modalidades. Si ése es el caso, el signo t usado en la presente modalidad debe reemplazarse por el signo f (frecuencia ( (sub) portadora)) . Además, incluso en el caso de realizar los saltos entre las matrices de precodificación en los dominios de tiempo y frecuencia, es aplicable la presente invención.

Modalidad G4 La presente modalidad describe el caso en que, cuando difiere los esquemas de modulación que se usa para generar si y s2, el esquema de ajuste para hacer las potencias promedio de si y s2 diferentes entre sí se aplica a la modalidad C2. La modalidad C2 es un esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, que es la combinación de la modalidad Cl y la modalidad 9 y es diferente de la modalidad Cl . Es decir, la presente invención es un esquema para realizar la modalidad Cl que aplica el caso en que la cantidad de intervalos del período (ciclo) en la modalidad 9 es un número impar.

Matemática 677 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. (a > 0) . Se usa una matriz unitaria en la presente modalidad, y las matrices de precodificación de la Ecuación #1 se representan como sigue.

Matemática 678 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. (a > 0) . Para la simplificación de la correlación realizada en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción, ? puede ser 0 radianes, n/2 radianes o (3n)/2 radianes, y está fijo en uno de esos tres valores. En particular, se cumple = 1 y la Ecuación #19 se representa como sigue.

Matemática 679 Las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación de la presente modalidad, que salta regularmente entre matrices de precodificación, son como ya se describió. Su función característica es que N, que representa la cantidad de intervalos del período (ciclo) del esquema de precodificación de la presente modalidad que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación, es un número impar (N = 2n+l) . La cantidad de diferentes matrices de precodificación preparadas para lograr los N = 2n + 1 intervalos es n + 1. Entre n + 1 diferentes matrices de precodificación, se usan n matrices de precodificación dos veces en un solo período (ciclo) , y una matriz de precodificación se usa una sola vez. Se logra por eso N = 2n+l. Lo siguiente describe en detalle las matrices de precodificación usadas en este caso.

Las n + 1 diferentes matrices de precodificación requeridas para lograr el esquema de precodificación con el período (ciclo) de N = 2n + 1 intervalos, que salta regularmente entre matrices de precodificación, pueden representarse como F [0] , F[l] , ... F[i] F[n - 1] , F[n] (i = 0, 1, 2, n -2, n - 1, n) . Si ése es el caso, n+1 diferentes matrices de precodificación, F [0] , F [1] , ... F [i] , F [n - 1] , F [n] , en base a la Ecuación #19, se representan como sigue.

Matemática 680 Obsérvese que i= 0, 1, 2, n-2, n-1, n. Entre n+1 diferentes matrices de precodificación de la Ecuación #21, es decir F [0] , F [1] , ... F [i] , F [n - 1] y F [n] , F [0] se usa una sola vez, y F[l] - F [n] se usan dos veces cada una (F[l] se usa dos veces, F[2] se usa dos veces , F[n-1] se usa dos veces , y F [n] se usa dos veces) . El esquema de precodificación por eso salta regularmente entre matrices de precodificación con el período (ciclo) de N = 2n+l intervalos. Como resultado, como con el esquema de precodificación en la modalidad 9 que salta regularmente entre matrices de precodificación cuando la cantidad de intervalos del período (ciclo) es un número impar, el dispositivo de recepción logra alta calidad de recepción de datos . Si ése es el caso, el esquema de precodificación descrito precedentemente tiene una posibilidad de lograr alta calidad de recepción de datos incluso cuando el período (ciclo) es aproximadamente una mitad del período (ciclo) de la modalidad 9, y necesita que se preparen menos matrices de precodificación . Por eso, la presente modalidad logra un efecto ventajoso de reducir la escala de circuitos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción. Para ampliar el efecto ventajoso descrito precedentemente, el dispositivo de transmisión o el dispositivo de recepción pueden configurarse de manera que tengan un codificador y una función para distribuir datos codificados, tal como se muestra en la figura 4.

En particular, cuando ?=0 radianes y ? =0 radianes, la ecuación precedente puede representarse como sigue.

Matemática 681 Obsérvese que i= 0, 1, 2, n-2, n-1, n. Entre n+1 diferentes matrices de precodificación de la Ecuación #22, es decir F [0] , F [1] , ... F [i] , F [n - 1] y F [n] , F [0] se usa una sola vez, y F[l] - F [n] se usan dos veces cada una (F[l] se usa dos veces, F[2] se usa dos veces , F[n-1] se usa dos veces , y F [n] se usa dos veces) . El esquema de precodificación por eso salta regularmente entre matrices de precodificación con el período (ciclo) de N = 2n+l intervalos. Como resultado, como con el esquema de precodificación en la modalidad 9 que salta regularmente entre matrices de precodificación cuando la cantidad de intervalos del período (ciclo) es un número impar, el dispositivo de recepción logra alta calidad de recepción de datos . Si ése es el caso, el esquema de precodificación descrito precedentemente tiene una posibilidad de lograr alta calidad de recepción de datos incluso cuando el período (ciclo) es aproximadamente una mitad del período (ciclo) de la modalidad 9, y necesita que se preparen menos matrices de precodificación . Por eso, la presente modalidad logra un efecto ventajoso de reducir la escala de circuitos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción. Cuando ?=0 radianes y 9u=0 radianes, la ecuación precedente puede representarse como sigue.

Matemática 682 Obsérvese que i= 0, 1, 2, n-2, n-1, n. Entre n+1 diferentes matrices de precodificación de la Ecuación #23, es decir F [0] , F [1] , ... F [i] , F [n - 1] y F [n] , F [0] se usa una sola vez, y F[l] - F [n] se usan dos veces cada una (F[l] se usa dos veces, F [2] se usa dos veces, ... , F [n-1] se usa dos veces, y F [n] se usa dos veces) . El esquema de precodificacion por eso salta regularmente entre matrices de precodificación con el período (ciclo) de N = 2n+l intervalos. Como resultado, como con el esquema de precodificación en la modalidad 9 que salta regularmente entre matrices de precodificación cuando la cantidad de intervalos del período (ciclo) es un número impar, el dispositivo de recepción logra alta calidad de recepción de datos . Si ése es el caso, el esquema de precodificación descrito precedentemente tiene una posibilidad de lograr alta calidad de recepción de datos incluso cuando el período (ciclo) es aproximadamente una mitad del período (ciclo) de la modalidad 9, y necesita que se preparen menos matrices de precodificación . Por eso, la presente modalidad logra un efecto ventajoso de reducir la escala de circuitos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

Cuando a=l, la Ecuación #21 puede representarse como sigue, como con la relación entre Ecuación #19 y la Ecuación #20.

Matemática 683 Obsérvese que i= 0, 1, 2, n-2, n-1, n. Entre n+1 diferentes matrices de precodificación de la Ecuación #24, es decir F [0] , F [1] , ... F [i] , F [n - 1] y F [n] , F [0] se usa una sola vez, y F[l] - F [n] se usan dos veces cada una (F[l] se usa dos veces, F [2] se usa dos veces, ... , F [n-1] se usa dos veces, y F [n] se usa dos veces) . El esquema de precodificación por eso salta regularmente entre matrices de precodificación con el período (ciclo) de N = 2n+l intervalos. Como resultado, como con el esquema de precodificación en la modalidad 9 que salta regularmente entre matrices de precodificación cuando la cantidad de intervalos del período (ciclo) es un número impar, el dispositivo de recepción logra alta calidad de recepción de datos . Si ése es el caso, el esquema de precodificación descrito precedentemente tiene una posibilidad de lograr alta calidad de recepción de datos incluso cuando el período (ciclo) es aproximadamente una mitad del período (ciclo) de la modalidad 9, y necesita que se preparen menos matrices de precodificación . Por eso, la presente modalidad logra un efecto ventajoso de reducir la escala de circuitos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

De igual modo, cuando la Ecuación #22 puede representarse como sigue.

Matemática 684 Obsérvese que i= 0, 1, 2, n-2, n-1, n. Entre n+1 diferentes matrices de precodificación de la Ecuación #25, es decir F [0] , F [1] , ... F [i] , F [n - 1] y F [n] , F [0] se usa una sola 7 4 vez, y F[l] - F [n] se usan dos veces cada una (F[l] se usa dos veces, F [2] se usa dos veces, ... , F [n-1] se usa dos veces, y F [n] se usa dos veces) . El esquema de precodificación por eso salta regularmente entre matrices de precodificación con el período (ciclo) de N = 2n+l intervalos. Como resultado, como con el esquema de precodificación en la modalidad 9 que salta regularmente entre matrices de precodificación cuando la cantidad de intervalos del período (ciclo) es un número impar, el dispositivo de recepción logra alta calidad de recepción de datos . Si ése es el caso, el esquema de precodificación descrito precedentemente tiene una posibilidad de lograr alta calidad de recepción de datos incluso cuando el período (ciclo) es aproximadamente una mitad del período (ciclo) de la modalidad 9, y necesita que se preparen menos matrices de precodificación . Por eso, la presente modalidad logra un efecto ventajoso de reducir la escala de circuitos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

De igual modo, cuando ot=l, la Ecuación #23 puede representarse como sigue.

Matemática 685 Obsérvese que i= 0, 1, 2, ... , n-2, n-1, n. Entre n+1 diferentes matrices de precodificación de la Ecuación #26, es decir F [0] , F [1] , ... F [i] , F [n - 1] y F[n] , F [0] se usa una sola vez, y F[l] - F [n] se usan dos veces cada una (F[l] se usa dos veces, F[2] se usa dos veces , F[n-1] se usa dos veces , y F [n] se usa dos veces) . El esquema de precodificación por eso salta regularmente entre matrices de precodif icación con el período (ciclo) de N = 2n+l intervalos. Como resultado, como con el esquema de precodificación en la modalidad 9 que salta regularmente entre matrices de precodificación cuando la cantidad de intervalos del período (ciclo) es un número impar, el dispositivo de recepción logra alta calidad de recepción de datos . Si ése es el caso, el esquema de precodificación descrito precedentemente tiene una posibilidad de lograr alta calidad de recepción de datos incluso cuando el período (ciclo) es aproximadamente una mitad del período (ciclo) de la modalidad 9, y necesita que se preparen menos matrices de precodificación . Por eso, la presente modalidad logra un efecto ventajoso de reducir la escala de circuitos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

Como ejemplo preferido de OÍ en el ejemplo precedente, puede adoptarse el esquema descrito en la modalidad 18. Sin embargo, la presente invención no se limita a eso.

En esta modalidad, cuando se adopta un esquema de portadora única de transmisión, las matrices de precodificación [0] , W[1], ... , W[2n-1] y W[2n] (Obsérvese que W [0] , [1] , W[2n-1] y W[2n] están constituidas de F[0] , F[l] , F[2] , ... , F[n-1] y F [n] ) para el esquema de saltos precodificados con el período (ciclo) de N = 2n+l intervalos (es decir, el esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre matrices de precodificación con el período (ciclo) de N = 2n+l intervalos) se disponen en el orden W[0], W[l] , [2n - 1] y W[2n] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no se limita, sin embargo, a eso, y las matrices de precodificación W [0] , [l] , [2n - 1] y W[2n] pueden adaptarse a un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema de transmisión OFDM o similar. Como en la modalidad 1, como un esquema de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden cambiar disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia-tiempo . Obsérvese que se ha descrito un esquema de saltos precodificados con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) (N = 2n + 1) , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente matrices de precodificación W[0], W[l], [2n - 1] , [2n] . En otras palabras, las matrices de precodificación W[0], W[l], W[2n - 1], W[2n] no deben usarse necesariamente en un período regular (ciclo) .

Asimismo, en el esquema de saltos de matriz de precodificación durante un período de H intervalos (ciclo) (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos N = 2n + 1 del período (ciclo) del esquema precedente de saltos regulares entre matrices de precodificación) , cuando las n + 1 diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad se incluyen, aumenta la probabilidad de alta calidad de recepción.

Lo siguiente describe el esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 que deben establecerse en el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación como se describe en la modalidad C2 por ejemplo cuando difiere los esquemas de modulación que se usa para generar si y s2 (Para obtener detalles, véase la modalidad Fl) .

"El esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 cuando difiere los esquemas de modulación para si y s2" es aplicable a todos los esquemas de precodificación expuestos en la presente descripción, que salta regularmente entre matrices de precodificación. Los puntos importantes son: - como una codificación de corrección de errores, se usa la codificación de bloques (codificados) , tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares,, y se admiten múltiples longitudes de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque) (longitud de código) y, cuando el dispositivo de transmisión selecciona una de las múltiples longitudes de bloque y realiza la codificación de corrección de errores con la longitud de bloque seleccionada, el dispositivo de transmisión cambia el esquema de ajuste para las potencias promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2. - con una codificación de corrección de errores, se admiten múltiples tasas de codificación, y cuando el dispositivo de transmisión selecciona una de las múltiples tasas de codificación y realiza la codificación de corrección de errores con la tasa de codificación seleccionada, el dispositivo de transmisión cambia el esquema de ajuste para las potencias promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2. - cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 , se admiten múltiples el esquemas de modulación seleccionables para s2 , y cambian los esquemas para establecer las potencias promedio (valores promedio) para si y s2 de acuerdo con el esquema de modulación que el dispositivo de transmisión utiliza para generar s2. - cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 , se admiten múltiples el esquemas de modulación seleccionables para si, y cambian los esquemas para establecer las potencias promedio (valores promedio) para si y si de acuerdo con el esquema de modulación que el dispositivo de transmisión utiliza para generar s2.

"El esquema de ajuste para las potencias promedio de si y s2 cuando difieren el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2" descrito en la presente modalidad no es necesariamente el esquema de precodificación que efectúa saltos regulares entre matrices de precodificación como se explica en la presente descripción. Es aplicable cualquier esquema de precodificación que regularmente salta entre matrices de precodificación.

En la presente modalidad, los saltos entre las matrices de precodificación se realizan en el dominio de tiempo. Sin embargo, cuando un esquema de transmisión de multiportadora tal como un esquema OFDM se usa, es aplicable la presente invención al caso en que los saltos entre las matrices de precodificación se realizan en el dominio de frecuencia, como se describe en otras modalidades. Si ése es el caso, el signo t usado en la presente modalidad debe reemplazarse por el signo f (frecuencia ( (sub) portadora)) . Además, incluso en el caso de realizar los saltos entre las matrices de precodificación en los dominios de tiempo y frecuencia, es aplicable la presente invención.

Modalidad Hl La presente modalidad describe un esquema que se usa cuando se transmiten el tema de señal de modulación para la correlación QPSK y el tema de señal de modulación para la correlación 16QAM, por ejemplo, y se usa para establecer la potencia promedio del tema de señal de modulación para la correlación QPSK y la potencia promedio del tema de señal de modulación para la correlación 16QAM, de manera que las potencias promedio serán diferentes entre sí. Este esquema es diferente de la modalidad Fl .

Como se explica en la modalidad Fl, cuando el esquema de modulación para la señal de modulación de si es QPSKy el esquema de modulación para la señal ele modulación de s2 es 16QAM (o el esquema de modulación para la señal de modulación si es 16QAM y el esquema de modulación para la señal de modulación s2 es QPSK) , si se establecen diferentes entre sí la potencia promedio del tema de señal de modulación para la correlación QPSK y la potencia promedio del tema de señal de modulación para la correlación 16QAM, puede aumentar la PAPR (relación de potencia de pico a promedio) del amplificador de potencia de transmisión provisto en el dispositivo de transmisión, según el esquema de precodificación usado por el dispositivo de transmisión, que salta regularmente entre matrices de precodificación. El aumento de la PAPR puede llevar al aumento del consumo de energía por el dispositivo de transmisión.

Más específicamente, en la presente descripción, que incluye la "Modalidad 8", la "Modalidad 9", la "Modalidad 18", la "Modalidad 19", la "Modalidad Cl" y la "Modalidad C2" , cuando a? 1 en la ecuación de la matriz de precodificación que debe usarse en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se ocasionan las siguientes influencias. Es decir, se hacen diferir entre sí la potencia promedio de la señal modulada zl y la señal modulada z2, lo cual ejerce influencia en la PAPR del amplificador de potencia de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión. Como resultado, surge el problema de de que aumenta el consumo de energía del dispositivo de transmisión (sin embargo, como ya se mencionó precedentemente, ciertas matrices de precodificación del esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación ejercen influencia en la PAPR sólo a un mínimo, incluso cuando ? 1)..

Por eso, en la presente modalidad, la descripción se provee en un esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, donde, cuando a? 1 en la ecuación de la matriz de precodificación que debe usarse en el esquema de precodificación, se reduce la influencia en la PAPR a un mínimo. Como ya se mencionó precedentemente, la descripción se ha hecho sobre el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación en la presente descripción, más específicamente, en la "Modalidad 8", la "Modalidad 9", la "Modalidad 18", la "Modalidad 19", la "Modalidad Cl" y la "Modalidad C2" .

En la presente modalidad, se provee la descripción que toma como ejemplo un caso en que el esquema de modulación aplicado a las corrientes si y s2 es QPSK o 16QAM.

En primer lugar, se provee la explicación del esquema de correlación para la modulación QPSK y el esquema de correlación para la modulación 16QAM. Obsérvese que, en la presente modalidad, los símbolos si y s2 se refiere a señales que están de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK o con la correlación para la modulación 16QAM.

Primero de todo, se proporciona la descripción concerniente a la correlación para 16QAM con referencia a la figura 94 que acompaña. La figura 94 ilustra un ejemplo de un diseño de punto de señal en el plano de componente en fase I - componente de cuadratura Q para 16QAM. Concerniente al punto de señal 9400 de la figura 94, cuando los bits transferidos (bits de entrada) son b0-b3, es decir, cuando los bits transferidos se indican mediante (bO, bl, b2 , b3) = (1, 0, 0, 0) (ilustrándose ese valor en la figura 94) , las coordenadas en el plano de componente en fase I - componente de cuadratura Q correspondientes a los mismos se denotan como (I, Q) = (-3 x g, 3 x g) . Los valores de las coordenadas I y Q de este conjunto de coordenadas indican las señales correlacionadas. Obsérvese que, cuando los bits transferidos (bO, bl, b2 , b3) asumen valores diferentes de los mencionados precedentemente, el conjunto de valores I y Q se determina de acuerdo con los valores de los bits transferidos (bO, bl, b2 , b3) y de acuerdo con la figura 94. Además, similar a lo anterior, los valores de las coordenadas I y Q de este conjunto indican las señales correlacionadas (si y s2) .

A continuación, se proporciona la descripción concerniente a la correlación para la modulación QPSK con referencia a la figura 95 que acompaña. La figura 95 ilustra un ejemplo de un diseño de punto de señal en el plano de componente en fase I - componente de cuadratura Q para QPSK. Concerniente al punto de señal 9500 de la figura 95 , cuando los bits transferidos (bits de entrada) son bO y bl, es decir, cuando los bits transferidos se indican mediante (bO, bl) = (1, 0) (ilustrándose ese valor en la figura 95) , las coordenadas del plano de componente en fase I - componente de cuadratura Q correspondientes a los mismos se denotan como (I, Q) = (-1 x h, 1 x h) . Además, los valores de coordenadas I y Q de este conjunto de coordenadas indica las señales correlacionadas. Obsérvese que, cuando los bits transferidos (bO, bl) asumen valores diferentes de lo mencionado precedentemente, el conjunto de coordenadas (I, Q) se determina de acuerdo con los valores de los bits transferidos (bO, bl) y de acuerdo con la figura 95. Además, similar a lo anterior, los valores de coordenadas I y Q de este conjunto indican las señales correlacionadas (si y s2).

Además, cuando se aplica el esquema de modulación a si y s2 es QPSK o 16QAM, y al ecualizar la potencia promedio de la señal modulada zl y la señal modulada z2, h representa la ecuación (273), y g representa la ecuación (272) .

Las figuras 110 y 111 ilustran un ejemplo del esquema de cambio del esquema de modulación, el valor del cambio de potencia, y la matriz de precodificación en el dominio de tiempo (o en el dominio de frecuencia, o en el dominio de tiempo y el dominio de frecuencia) cuando se usa una unidad de procesamiento de señales relacionada con la precodificación, como se ilustra en la figura 108.

En la figura 110, se provee un cuadro que indica el esquema de modulación, el valor del cambio de potencia y el esquema de precodificación que deben establecerse en cada uno de los tiempos t = 0 a t = 11. Obsérvese que, concerniente a las señales moduladas zl(t) y z2(t), las señales moduladas zl(t) y z2(t) en el mismo punto de tiempo deben transmitirse simultáneamente desde diferentes antenas de transmisión en la misma frecuencia. (Aunque el cuadro de la figura 110 se basa en el dominio de tiempo, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora como el esquema OFDM, puede realizarse el cambio entre esquemas de acuerdo con el dominio de frecuencia (subportadora) , en lugar de hacerlo de acuerdo con el dominio de tiempo. En tal caso, debe efectuarse el reemplazo de t = 0 por f = fO, t = 1 por f = fl, ···, como se muestra en la figura 110. (Obsérvese que aquí, f denota las frecuencias (subportadoras) , y por eso, fO, fl, · · ·, indican las diferentes frecuencias (subportadoras) que deben usarse) . Además, obsérvese que concerniente a las señales moduladas zl(f) y z2 (f) en tal caso, las señales moduladas zl(f) y z2(f) que tienen la misma frecuencia deben transmitirse simultáneamente desde diferentes antenas de transmisión.

Tal como se ilustra en la figura 110, cuando el esquema de modulación aplicado es QPSK, la unidad de cambio de potencia (aunque aquí se llama la unidad de cambio de potencia, también puede llamarse unidad de cambio de amplificación o unidad de ponderación) multiplica a (siendo a un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con QPSK. De la misma manera, cuando el esquema de modulación aplicado es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (aunque aquí se llama la unidad de cambio de potencia, también puede llamarse unidad de cambio de amplificación o unidad de ponderación) multiplica b (siendo b un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con 16QAM.

En el ejemplo ilustrado en la figura 110, tres matrices de precodificación, es decir F[0] , F[l] y F[2] , se preparan como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación. Además, el período (ciclo) para saltar en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación es 3 (por eso, cada una de t0-t2 , t3-t5, ¦·· compone un solo período (ciclo) ) .

Además, en la figura 110, el esquema de modulación aplicado a si (t) es QPSK en el período (ciclo) t0-t2, 16QAM en el período (ciclo) t3-t5, etc., en tanto que el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es 16QAM en el período (ciclo) t0-t2, QPSK en el período (ciclo) t3-t5, etc. Por eso, el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) es o (QPSK, 16QAM) o (16QAM, QPSK) .

Aquí, es importante que: al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F[0] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) ; al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F[l] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) ; y, de la misma manera, al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F [2] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto del (esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) .

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a si (t) es QPSK, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica si (t) por a y por lo tanto da salida a a x sl(t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica sl(t) por b y por lo tanto da salida a b x sl(t) .

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es QPSK, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica s2 (t) por a y por lo tanto da salida a a x s2 (t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica s2(t) por b y por lo tanto da salida a b x s2 (t) .

Obsérvese que, en relación al esquema para ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, la descripción ya se ha hecho made én la modalidad Fl .

Por eso, al tomar en consideración el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) , el período (ciclo) para los saltos entre matrices de precodificación y el cambio entre esquemas de modulación es 6 = 3 x 2 (donde 3 : la cantidad de matrices de precodificación preparadas como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, y 2: tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) pueden ser el conjunto del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) para cada una de las matrices de precodificación) .

Como se ha hecho la descripción en lo anterior, efectuando una disposición tal que tanto (QPSK, 16QÁM) como (16QAM, QPSK) existan como el conjunto del (esquema de modulación de si (t ) , el esquema de modulación de s2 (t) ) , y tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existan como el conjunto del (esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) con respecto a cada una de las matrices de precodificación preparadas como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se deben producir los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso al ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, la influencia con respecto a la PAPR del amplificador de potencia de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS, como explicación ya se ha provisto en la presente descripción.

Obsérvese que, aunque se ha provisto la descripción en lo anterior, tomando como un ejemplo un caso en que el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2(t)) es (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK) , los conjuntos posibles del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2(t)) no se limitan a esto. Más específicamente, el conjunto del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2(t)) puede ser uno de: (QPSK, 64QAM) , (64QAM, QPSK) ; (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 16QAM) ; (128QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QAM) ; (256QAM, 64QAM) , (64QAM, 256QAM) y similares. Es decir, la presente invención debe implementarse de la misma manera siempre que se preparan dos diferentes esquemas de modulación, y se aplica uno diferente de los esquemas de modulación a cada una de si (t) y s2 (t) .

En la figura 111, se proporciona un cuadro que indica el esquema de modulación, el valor del cambio de potencia, y la matriz de precodificacion que deben establecerse en cada uno de tiempos t = 0 a t = 11. Obsérvese que, concerniente a las señales moduladas zl(t) y z2 (t) , las señales moduladas zl(t) y z2(t) en el mismo punto de tiempo deben transmitirse simultáneamente desde diferentes antenas de transmisión en la misma frecuencia. (Aunque el cuadro de la figura 111 se basa en el dominio de tiempo, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora como el esquema OFDM, el cambio entre esquemas puede realizarse de acuerdo con el dominio de frecuencia (subportadora) , en lugar de hacerlo de acuerdo con el dominio de tiempo. En tal caso, debe efectuarse el reemplazo de t = 0 por f = fO, t = 1 por f = fl, ·¦ , como se muestra en la figura 111. (Obsérvese que aquí, f denota las frecuencias (subportadoras) , y por eso, fO, fl, · · ·, indican las diferentes frecuencias (subportadoras) que deben utilizarse) . Además, obsérvese que concerniente a las señales moduladas zl(f) y z2(f) en tal caso, las señales moduladas zl(f) y z2(f) que tienen la misma frecuencia deben transmitirse simultáneamente desde diferentes antenas de transmisión. Obsérvese que el ejemplo ilustrado en la figura 111 es un ejemplo que difiere del ejemplo ilustrado en la figura 110, pero que cumple los requisitos explicados con referencia a la figura 110.

Tal como se ilustra en la figura 111, cuando el esquema de modulación aplicado es QPSK, la unidad de cambio de potencia (aunque aquí se llama la unidad de cambio de potencia, puede llamarse también unidad de cambio de amplificación o unidad de ponderación) multiplica a (siendo a un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con QPSK. De igual modo, cuando el esquema de modulación aplicado es: 16QAM, la unidad de cambio de potencia (aunque aquí se llama la unidad de cambio de potencia, puede llamarse también unidad de cambio de amplificación o unidad de ponderación) multiplica b (siendo b un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con 16QAM.

En el ejemplo ilustrado en la figura 111, tres matrices de precodificacion, es decir F[0] , F[l] , y F[2] se preparan como las matrices de precodificacion usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación . Además, el período (ciclo) para saltar en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación es 3 (por eso, cada una de t0-t2 , t3-t5, ··· compone un solo período (ciclo) ) .

Además, QPSK y 16QAM se establecen alternativamente como el esquema de modulación aplicado a sl(t) en el dominio de tiempo, y lo mismo corresponde al esquema de modulación establecido en s2 (t) . Por eso, el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) es o (QPSK, 16QAM) o (16QAM, QPSK) .

Aquí, es importante que: al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F[0] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) pueden ser el conj nto del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2(t)) ; al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F[l] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) pueden ser el conjunto del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) ; y, de la misma manera, al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F [2] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) pueden ser el conjunto del (esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) .

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a si (t) es QPSK, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica si (t) por a y por lo tanto da salida a a x si (t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica sl(t) por b y por lo tanto da salida a b x sl(t) .

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es QPSK, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica s2 (t) por a y por lo tanto da salida a a x s2 (t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica s2 (t) por b y por lo tanto da salida a b x s2 (t) .

Por eso, al tomar en consideración el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) , el período (ciclo) para los saltos entre matrices de precodificación y el cambio entre esquemas de modulación es 6 = 3 x 2 (donde 3 : la cantidad de matrices de precodificación preparadas como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, y 2: tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) pueden ser el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2(t) ) para cada una de las matrices de precodificación) .

Como en lo anterior la descripción se ha hecho asumiendo una disposición tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QA , QPSK) existen como el conjunto del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) , y tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existen como el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) para cada una de las matrices de precodificación preparadas como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se deben producir los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso al ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, la influencia con respecto a la PAPR del amplificador de potencia de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS, como explicación ya se ha provisto en la presente descripción.

Obsérvese que, aunque en lo anterior se ha provisto la descripción tomando como ejemplo un caso en que el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) es (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK) , los conjuntos posibles del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) no se limitan a eso. Más específicamente, el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) puede ser uno de: (QPSK, 64QAM) , (64QAM, QPSK); (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 16QAM) ; (128QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QAM) ; (256QAM, 64QAM) , (64QAM, 256QAM) y similares. Es decir, la presente invención debe implementarse de la misma manera siempre que se preparan dos diferentes esquemas de modulación, y, se aplica uno diferente de los esquemas de modulación a cada una de sl(t) y s2(t) .

Además, la relación entre el esquema de modulación, el valor del cambio de potencia y la matriz de precodificación establecida en cada uno de los tiempos (o para cada una de las frecuencias) no se limita a lo descrito precedentemente con referencia a las figuras 110 y 111.

Para resumir' la explicación proporcionada precedentemente, los siguientes puntos son esenciales.

Deben hacerse disposiciones tales que el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) pueda ser o el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) o el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) , y tales que la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM se establezcan de manera diferente.

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a si (t) es el esquema de modulación A, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica sl(t) por a y por lo tanto da salida a a x sl(t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es el esquema de modulación B, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica sl(t) por b y por lo tanto da salida a b x sl(t) . De igual modo, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es el esquema de modulación A, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica s2 (t) por a y por lo tanto da salida a a x s2 (t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es el esquema de modulación B, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica s2 (t) por b y por lo tanto da salida a b x s2 (t) .

Además, debe hacerse una disposición tal que existan las matrices de precodificación F [0] , F [1] , · · · , F [n - 2] , y F [n - 1] (o F [k] , donde k cumple 0 = k n - 1) como las matrices de precodificación preparadas para usarlas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación. Además, debe hacerse una disposición tal que existan tanto el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) como el conjunto del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) para F [k] . (Aquí, la disposición puede hacerse tal que tanto el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2(t) ) para F [k] para todos los valores de k, o tal que exista un valor k donde tanto el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) como el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) para F [k] ) .

Como en lo anterior la descripción se ha hecho asumiendo una disposición tal que tanto el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto del (esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) , y tal que tanto el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto del (esquema de modulación de sl(t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) para cada una de las matrices de precodificación preparadas como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se producen los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso al ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para el esquema de modulación A y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para el esquema de modulación B, la influencia con respecto a la PAPR del amplificador de potencia de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS, como explicación ya se ha provisto en la presente descripción.

En relación a lo anterior, a continuación se proporciona la explicación de un esquema para generar señales de banda base sl(t) y s2(t) . Como se ilustra en las figuras 3 y 4, la señal de banda base sl(t) es generada por la unidad de correlación 306a y la señal de banda base s2 (t) es generada por la unidad de correlación 306b. Como tales, en los ejemplos provistos en lo anterior con referencia a las figuras 110 y 111, las unidades de correlación 306a y 306b cambian entre la correlación de acuerdo con QPSK y la correlación de acuerdo con 16QAM refiriéndose a los cuadros ilustrados en las figuras 110 y 110.

Aquí, obsérvese que, aunque se proveen unidades de correlación separadas para generar cada una de la señal de banda base sl(t) y la señal de banda base s2(t) en las ilustraciones de las figuras 3 y 4, la presente invención no se limita a eso. Por ejemplo, la unidad de correlación (11202) puede recibir la entrada de datos digitales (11201), generar sl(t) y s2(t) de acuerdo con las figuras 110 y 111 y dar salida respectivamente a sl(t) como la señal correlacionada 307A y a s2 (t) como la señal correlacionada 307B.

La figura 113 ilustra un ejemplo estructural de la periferia de la unidad de combinación de ponderación (unidad de precodificación) , que difiere de las estructuras ilustradas en las figuras 108 y 112. En la figura 113, los elementos que operan de un modo similar a las figuras 3 y 107 llevan los mismos signos de referencia. En la figura 114, se proporciona un cuadro que indica el esquema de modulación, el valor del cambio de potencia y la matriz de precodificación que deben establecerse en cada uno de los tiempos t = 0 a t = 11 con respecto al ejemplo estructural ilustrado en la figura 113. Obsérvese que, concerniente a las señales moduladas zl(t) y z2(t), las señales moduladas zl(t) y z2(t) en el mismo punto de tiempo deben transmitirse simultáneamente desde diferentes antenas de transmisión en la misma frecuencia. (Aunque el cuadro de la figura 114 se basa en el dominio de tiempo, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora como el esquema OFDM, el cambio entre esquemas puede realizarse de acuerdo con el dominio de frecuencia (subportadora) , en lugar de hacerlo de acuerdo con el dominio de tiempo. En tal caso, debe efectuarse el reemplazo de t = 0 por f = fO, t = 1 por f = fl, · · , como se muestra en la figura 114. (Obsérvese que aquí, f denota las frecuencias (subportadoras) , y por eso, fO, fl, ···, indican las diferentes frecuencias (subportadoras) que deben usarse) . Además, obsérvese que concerniente a las señales moduladas¦ zl ( f) y z2 (f) en tal caso, las señales moduladas zl (f) y z2 (f) que tienen la misma frecuencia deben transmitirse simultáneamente desde diferentes antenas de transmisión .

Tal como se ilustra en la figura 114, cuando el esquema de modulación aplicado es QPSK, la unidad de cambio de potencia (aunque aquí se llama la unidad de cambio de potencia, puede llamarse también unidad de cambio de amplificación o unidad de ponderación) multiplica a (siendo a un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con QPSK. De igual modo, cuando el esquema de modulación aplicado es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (aunque aquí se llama la unidad de cambio de potencia, puede llamarse también unidad de cambio de amplificación o unidad de ponderación) multiplica b (siendo b un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con 16QAM.

En el ejemplo ilustrado en la figura 114, tres matrices de precodificación, es decir F[0] , F[l] , y F[2] se preparan como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación . Además, el período (ciclo) para saltar en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación es 3 (por eso, cada una de 10-t2 , t3-t5, ··· compone un solo período (ciclo) ) .

Además, el esquema de modulación aplicado a sl(t) se fija en QPSK, y el esquema de modulación que debe aplicarse a s2 (t) se fija en 16QAM. Además, la unidad de cambio de señal (11301) ilustrada en la figura 113 recibe las señales correlacionadas 307A y 307B y la señal de control (10700) como entrada. La unidad de cambio de señal (11301) realiza el cambio con respecto a las señales correlacionadas 307A y 307B de acuerdo con la señal de control (10700) (hay también casos en que el cambio no se realiza) , y da salida a las señales cambiadas (11302A: Ql(t) y 11302B: O2 (t) ) .

Aquí, es importante que: al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F[0] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto del (esquema de modulación de Ql(t) , el esquema de modulación de Q2(t)) ; al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F[l] , tanto (QPSK, 16QAM) como ( 16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto del (esquema de modulación de Ql(t) , el esquema de modulación de Q2(t)) ; y, de la misma manera, al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F [2] , tanto (QPSK, 16QAM) como ( 16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto del (esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) .

Además , cuando el esquema de modulación aplicado a O1 (t) es QPSK, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica O1 (t) por a y por lo tanto da salida a a x Ql(t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a Ql(t) es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica Ql(t) por b y por lo tanto da salida a b x Ql(t) .

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a O2 (t) es QPSK, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica O2 (t) 7 por a y por lo tanto da salida a a x O2 (t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a Q2(t) es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica O2 (t) por b y por lo tanto da salida a b x O2 (t) .

Obsérvese que, en relación con el esquema para ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales dé acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, la descripción ya se ha hecho en la modalidad Fl .

Por eso, al tomar en consideración el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) , el período (ciclo) para los saltos entre matrices de precodificación y el cambio entre esquemas de modulación es 6 = 3 x 2 (donde 3 : la cantidad de matrices de precodificación preparadas como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, y 2: tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) pueden ser el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de ?2 (t) ) para cada una de las matrices de precodificación) .

Como en lo anterior la descripción se ha hecho asumiendo una disposición tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QA , QPSK) existan como el conjunto del (esquema de modulación de O?^) , el esquema de modulación de O2 (t) ) , y tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existan como el conjunto del (esquema de 7 modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) para cada una de las matrices de precodif icación preparadas como las matrices de precodif icación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se deben producir los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso al ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QA , la influencia con respecto a la PAPR del amplificador de potencia de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS.

Obsérvese que, aunque en lo anterior se ha provisto la descripción tomando como ejemplo un caso en que el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t ) ) es (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK) , los conjuntos posibles del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) no se limitan a eso. Más específicamente, el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) puede ser uno de : (QPSK, 64QAM) , (64QAM, QPSK) ; (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 16QAM) ; (128QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QAM) ; (256QAM, 64QAM) , (64QAM, 256QAM) y similares. Es decir, la presente invención debe implementarse de la misma manera siempre que se preparan dos diferentes esquemas de modulación, y se aplica uno diferente de los esquemas de modulación a cada una de Ql(t) y O2 (t) .

En la figura 115, se proporciona un cuadro que indica el esquema de modulación, el valor del cambio de potencia, y la matriz de precodificación que deben establecerse en cada uno de los tiempos t = 0 a t = 11 con respecto al ejemplo estructural ilustrado en la figura 113. Obsérvese que el cuadro de la figura 115 difiere del cuadro de la figura 114. Además, concerniente a las señales moduladas zl (t) y z2 (t) , las señales moduladas zl (t) y z2(t) en el mismo punto de tiempo deben transmitirse simultáneamente desde diferentes antenas de transmisión en la misma frecuencia. (Aunque el cuadro de la figura 115 se basa en el dominio de tiempo, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora como el esquema OFDM, el cambio entre esquemas puede realizarse de acuerdo con el dominio de frecuencia (subportadora) , en lugar de hacerlo de acuerdo con el dominio de tiempo. En tal caso, debe efectuarse el reemplazo de t = 0 por f = fO, t = 1 por f = fl, · · , como se muestra en la figura 115. (Obsérvese que aquí, f denota las frecuencias (subportadoras) , y por eso, fO, fl, ···, indican las diferentes frecuencias (subportadoras) que deben utilizarse). Además, Obsérvese que concerniente a las señales moduladas zl(f) y z2(f) en tal caso, las señales moduladas zl (f) y z2 (f) que tienen la misma frecuencia deben transmitirse simultáneamente desde diferentes antenas de transmisión .

Tal como se ilustra en la figura 115, cuando el esquema de modulación aplicado es QPSK, la unidad de cambio de potencia (aunque aquí se llama la unidad de cambio de potencia, puede llamarse también unidad de cambio de amplificación o unidad de ponderación) multiplica a (siendo a un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con QPSK. De igual modo, cuando el esquema de modulación aplicado es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (aunque aquí se llama la unidad de cambio de potencia, puede llamarse también unidad de cambio de amplificación o unidad de ponderación) multiplica b (siendo b un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con 16QAM.

En el ejemplo ilustrado en la figura 115, tres matrices de precodificación, es decir F[0] , F[l] , y F[2] se preparan como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación . Además, el período (ciclo) para saltar en el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación es 3 (por eso, cada una de t0-t2 , t3-t5, ··· compone un solo período (ciclo)).

Además, el esquema de modulación aplicado a sl(t) se fija en QPSK, y el esquema de modulación que debe aplicarse a s2 (t) se fija en 16QAM. Además, la unidad de cambio de señal (11301) ilustrada en la figura 113 recibe como las señales correlacionadas 307A y 307A y una señal de control (10700) como entrada. La unidad de cambio de señal (11301) realiza el cambio con respecto a las señales correlacionadas 307A y 307B de acuerdo con la señal de control (10700) (hay también casos en que el cambio no se realiza) , y da salida a las señales cambiadas (11302A: Ql(t), y 11302B: Q2(t)).

Aquí, es importante que: al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F[0] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto del (esquema de modulación de Ql(t) , el esquema de modulación de Q2(t)) ; al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F[l] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto del (esquema de modulación de Ql(t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) ; y, de la misma manera, al realizar la precodificación de acuerdo con la matriz F [2] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto del (esquema de modulación de Ql(t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) . ; Además, cuando el esquema de,modulación aplicado a O1 (t) es QPSK, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica O1 (t) por a y por lo tanto da salida aaxQl(t). Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a Ql(t) es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica O1 (t) por b y por lo tanto da salida a b x O1 (t) .

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a O2 (t) es QPSK, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica O2 (t) por a y por lo tanto da salida a a x O2 (t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a O2 (t) es 16QAM, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica O2 (t) por b y por lo tanto da salida a b x O2 (t) .

Obsérvese que, en relación con el esquema para ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, la descripción ya se ha hecho en la modalidad Fl .

Por eso, al tomar en consideración el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) , el período (ciclo) para los saltos entre matrices de precodificación y el cambio entre esquemas de modulación es 6 = 3 2 (donde 3: la cantidad de matrices de precodificación preparadas como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, y 2 : tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) pueden ser el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) para cada una de las matrices de precodificación) .

Como en lo anterior la descripción se ha hecho asumiendo una disposición tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existen como el conjunto del (esquema de modulación de O?^) , el esquema de modulación de O2 (t) ) , y tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existen como el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) para cada una de las matrices de precodificación preparadas como las matrices de precodificación usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se deben producir los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso al ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, la influencia con respecto a la PAPR del amplificador de potencia de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS.

Obsérvese que, aunque en lo anterior se ha provisto la descripción tomando como ejemplo un caso en que el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) es (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK), los conjuntos posibles del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) no se limitan a esto. Más específicamente, el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) puede ser uno de: (QPSK, 64QAM) , (64QAM, QPSK); ( 16QAM, 64QAM) , (64QAM, 16QAM) ; (128QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QAM) ; (256QAM, 64QAM) , (64QAM, 256QAM) y similares. Es decir, la presente invención debe implementarse de la misma manera siempre que se preparan dos diferentes esquemas de modulación, y se aplica uno diferente de los esquemas de modulación a cada una de Ql(t) y Q2(t) .

Además, la relación entre el esquema de modulación, el valor del cambio de potencia, y la matriz de precodificación establecida en cada uno de los tiempos (o para cada una de frecuencias) no se limita a lo descrito precedentemente con referencia a las figuras 114 y 115.

Para resumir la explicación provista en lo anterior, los siguientes puntos son esenciales.

Las disposiciones deben hacerse de manera que el conjunto del (esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) pueda ser o el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) o el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) , y de manera que la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM se establezcan de manera diferente.

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a O1 (t) es el esquema de modulación A, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica Ql(t) por a y por lo tanto da salida a a x Ql(t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a Ql(t) es el esquema de modulación B, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica Ql(t) por b y por lo tanto da salida a b x Ql(t) . Además, cuando el esquema de modulación aplicado a O2 (t) es el esquema de modulación A, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica O2 (t) por a y por lo tanto da salida a a x Q2(t). Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a O2 (t) es el esquema de modulación B, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica O2 (t) por b y por lo tanto da salida a b x O2 (t) .

Además, debe hacerse una disposición de manera que las matrices de precodificación F[0] , F[l] , · · ·, F[n - 2] , y F[n - 1] (o F[k] , donde k cumple 0 = k = n - 1) existan como las matrices de precodificación preparadas para usarlas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación. Además, debe hacerse una disposición de manera que tanto el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) para F [k] . (Aquí, la disposición puede hacerse de manera que tanto el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) para F [k] para todos los valores de k, o de manera que un valor k exista donde tanto el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto del (esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de Q2(t)) para F [k] ) .

Como en lo anterior la descripción se ha hecho asumiendo una disposición tal que tanto el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existen como el conjunto del (esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) , y de manera que tanto el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existen como el conjunto del (esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de Q2(t)) para cada una de las matrices de precodif icación preparadas como las matrices de precodi f i cae ión usadas en el esquema de precodi f i cae ión para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodi f icación , se deben producir los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso al ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para el esquema de modulación A y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para el esquema de modulación B, la influencia con respecto a la PAPR del amplificador de potencia de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS, como explicación ya se ha provisto en la presente descripción.

A continuación, se proporciona la explicación de las operaciones de la unidad de recepción. Ya se ha proporcionado la explicación del dispositivo de recepción en la modalidad 1, las modalidades A1-A5 y otras similares, y la estructura de la unidad de recepción se ilustra en las figuras 7, 8, 9, 56, 73, 74, y 75, por ejemplo.

De acuerdo con la relación ilustrada en la figura 5, cuando el dispositivo de transmisión transmite las señales de modulación como las introducidas en las figuras 110, 111, 114, y 115, se cumple una relación entre las dos relaciones denotadas por las dos ecuaciones siguientes. Obsérvese que en las dos ecuaciones siguientes, rl(t) y r2 (t) indican las señales de recepción, en tanto que hn (t) , h12 (t) , ;h2i (t) , y h22 (t) indican los valores de fluctuación de canal.

Matemática 686 Matemática 687 Aquí, debe notarse que F[t] es una matriz de precodificación que utiliza un parámetro tiempo T cuando se aplica al esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación. El dispositivo de recepción realiza la demodulación (detección) de las señales utilizando la relación definida en las dos ecuaciones anteriores (es decir, la demodulación debe realizarse de la1 misma manera que en la explicación proporcionada en la modalidad 1 y las modalidades Al a A5) . Sin embargo, las dos ecuaciones anteriores no tienen en cuenta tales componentes de distorsión como los componentes de ruido, el desplazamiento de frecuencia y la estimación de errores de canal, y por eso, la demodulación (detección) se realiza con tales componentes de distorsión incluidos en las señales. Como para los valores u y v usados por el dispositivo de transmisión para realizar el cambio de potencia, el dispositivo de transmisión puede transmitir información concerniente a tal información o alguna otra, el dispositivo de transmisión puede transmitir información concerniente al modo de transmisión aplicado (tal como el esquema de transmisión, el esquema de modulación y el esquema de corrección de errores) . Obteniendo tal información, el dispositivo de recepción puede reconocer los valores u y v usados por el dispositivo de transmisión. Como tal, el dispositivo de recepción deriva las dos ecuaciones anteriores, y realiza la demodulación (detección) .

Aunque en la presente invención se proporciona la descripción tomando como ejemplo un caso en que los saltos entre matrices de precodificación se realizan en el dominio de tiempo, la presente invención puede realizarse igualmente cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM o similar y cuando los saltos se realizan entre matrices de precodificación en el dominio de frecuencia, como se ha descrito en otras modalidades. En tal caso, el parámetro del signo t usado en la presente modalidad debe reemplazarse por un parámetro f (frecuencia ( (sub) portadora)). Además, la presente invención puede realizarse igualmente en un caso en que saltos entre matrices de precodificación se realizan En el dominio tiempo-frecuencia. Además, en la presente modalidad, el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación no se limita al esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, la explicación de lo cual se ha provisto en otras secciones de la presente descripción. Además, debe obtenerse el mismo efecto de minimizar la influencia con respecto a la PAPR al aplicar la presente modalidad con respecto a un esquema de precodificación donde se usa la matriz de precodificación fija.

Modalidad H2 En la presente modalidad, se proporciona la descripción sobre el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, la aplicación del mismo logra un efecto ventajoso de reducción del tamaño de los circuitos cuando el sistema de difusión (o comunicaciones) admite ambos de un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es QPSK y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM, y un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es 16QAM y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM.

En primer lugar, se explica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación en un caso en que se aplica 16QAM como el esquema de modulación a ambas si y s2.

Como un ejemplo, los esquemas de precodificación para efectuar regularmente saltos entre las matrices de precodificación que se han descrito en las Modalidades 9, 10, 18, 19 y similares de la presente descripción se aplican como un ej emplo del esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación en un caso en que se aplica 16QAM como el esquema de modulación a ambas si y s2. (Sin embargo, los esquemas de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación no se limitan necesariamente a los descritos en las Modalidades 9, 10, 18 y 19) . Aquí, tomando por ejemplo los esquemas de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación como se describen en las Modalidades 8 y 18, una matriz de precodificación (F[i] ) con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) se expresa por la siguiente ecuación.

Matemática 688 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2 , N - 1. Aquí , obsérvese que ?? (i) , ?2? (i) , , ?, y d son similares a la descripción provista en las Modalidades 8 y 18. (Además, las condiciones descritas en las Modalidades 8 y 18 que deben cumplir 9n(i) , ?2?(?) , , ?, y d proporcionan un buen ejemplo) . Además, se usa una matriz unitaria como la matriz de precodificación con un período de tiempo de N intervalos (ciclo). Por consiguiente, la siguiente ecuación expresa la matriz de precodificación (F[i]) con un período de tiempo de N intervalos (ciclo) .

Matemática 689 En lo que sigue , se describe un ej emplo donde la ecuación (H4) se usa como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación en un caso en que se aplica 16QAM como el esquema de modulación a ambas si y s2. Obsérvese que, aunque la descripción se proporciona a continuación tomando la ecuación (H4) como un ejemplo, un ejemplo más específico es un esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación donde se aplica una de las ecuaciones (#1) , (#2), (#9) , (#10), (#12), (#13), y (#17) , todas las cuales se. describen en la modalidad Cl . Como alternativa, el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación puede ser el esquema de precodif icación definido por las dos ecuaciones (279) y (280) de la modalidad 19.

En primer lugar, la figura 116 ilustra un ejemplo estructural de la periferia de la unidad de combinación de ponderación (unidad de precodificación) que admite ambos de un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es QPSK y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM, y un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es 16QAM y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM . En la figura 116 , los elementos que operan de un modo similar a las figuras 3, 6 y 107 llevan los mismos signos de referencia y debe omitirse su explicación en lo que sigue .

En la figura 116, la unidad de cambio de señales de banda base 11601 recibe la señal precodificada 309A(zl(t)) , la señal precodificada 309B (z2 (t) ) y la señal de control 10700 como entrada .

Cuando la señal de control 10700 indica "no realizar el cambio de señales", se da salida a la señal precodificada 309A(zl(t)) como la señal 11602A(zl' (t) ) , y se da salida a la señal precodificada 309B(z2(t)) como la señal 11602B (z2 ' (t) ) .

En contraste, cuando la señal de control 10700 indica "realizar el cambio de señales", la unidad de cambio de señales de banda base 11601 realiza lo que sigue: cuando tiempo = 2k (siendo k un entero) , da salida a la señal precodificada 309A(zl(2k)) como la señal 11602A(zl' (2k) ) , y da salida a la señal precodificada 309B(z2(2k)) como la señal 11602B (z2 ' (2k) ) , cuando tiempo = 2k + 1 (siendo k un entero) , da salida a la señal precodificada 309B (z2 (2k+l) ) como la señal 11602A(zl' (2k+l) ) , y da salida a la señal precodificada 309A(zl (2k+l) ) como la señal 11602B (z2 ' (2k+l) ) , y además, cuando tiempo = 2k (siendo k un entero) , da salida a la señal precodificada 309B(z2(2k)) como la señal 11602A(zl' (2k) ) , y da salida a la señal precodificada 309A(zl(2k)) como la señal 11602B (z2 ' (2k) ) , y cuando tiempo = 2k + 1 (siendo k un entero) , da salida a la señal precodificada 309A(zl (2k+l) ) como la señal 11602A(zl' (2k+l) ) , y da salida a la señal precodificada 309B (z2 (2k+l) ) como la señal 11602B (z2 ' (2k+l) ) . (Aunque la descripción precedente brinda un ejemplo del cambio de señales, el cambio de señales que debe realizarse de acuerdo con la presente modalidad no se limita a eso. Debe tenerse en cuenta que la importancia radica en que el cambio de señales se realiza cuando la señal de control indica "realizar el cambio de señales") .

Aquí, debe notarse que la presente modalidad es una modificación de la modalidad Hl, y además, que el cambio de señales como se describe en lo anterior se realiza con respecto a sólo símbolos precodificados . Es decir, el cambio de señales no se realiza con respecto a otros símbolos insertados tales como los símbolos piloto y los símbolos para transmitir información no precodificada (por ejemplo la información de símbolos de control) , por ejemplo. Además, aunque se proporciona en lo anterior la descripción de un caso en que se aplica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación en el dominio de tiempo, la presente invención no se limita a eso. La presente modalidad puede aplicarse de la misma manera también en los casos en que se aplica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación en el dominio de frecuencia y en el dominio tiempo-frecuencia. De igual modo, el cambio de señales puede realizarse en el dominio de frecuencia o el dominio tiempo-frecuencia, incluso aunque en lo anterior se proporcione una descripción en que el cambio de señales se realiza en el dominio de tiempo.

A continuación, se proporciona una explicación concerniente a la operación de cada una de las unidades de la figura 116 en un caso en que se aplica 16QAM como el esquema de modulación para ambas si y s2. Como si (t) y s2 (t) son señales de banda base (señales correlacionadas) correlacionadas con el esquema de modulación 16QAM, el esquema de correlación aplicado es tal como se ilustra en la figura 94, y g representa la ecuación (272) .

Una unidad de cambio de potencia (10701A) recibe la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM, y la señal de control (10700) como entrada. Además, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM por un factor v, y da salida a la señal obtenida como resultado de la multiplicación (la señal de potencia cambiada: 10702A) . El factor v es un valor para realizar el cambio de potencia y se establece de acuerdo con la señal de control (10700) .

La unidad de cambio de potencia (10701B) recibe la señal de banda base (señal correlacionada) 307B correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM, y la señal de control (10700) como entrada. Además, la unidad de cambio de potencia (10701B) multiplica la señal de banda base (señal correlacionada) 307B correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM por un factor u, y da salida a la señal obtenida como resultado de la multiplicación (la señal de potencia cambiada: 10702B) . El factor u es un valor para realizar el cambio de potencia y se establece de acuerdo con la señal de control (10700) .

Aquí, los factores v y u cumplen: v = u = O, v2 : u2 = 1 : 1. Haciendo tal disposición, los datos son recibidos con una excelente calidad de recepción por el dispositivo de recepción.

La unidad de combinación de ponderación 600 recibe la señal de potencia cambiada 10702A (la señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada con el esquema de modulación 16QAM por el factor v) , la señal de potencia cambiada 10702B (la señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307B correlacionada con el esquema de modulación 16QAM por el factor u) y la información 315 en relación con el esquema de ponderación como entrada. Además, la unidad de combinación de ponderación 600 realiza la precodificación de acuerdo con el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación en base a la información 315 en relación con el esquema de ponderación, y da salida a la señal precodificada 309A(zl(t)) y la señal precodificada 309B (z2 (t) ) . Aquí, cuando F[t] representa una matriz de precodificación de acuerdo con el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se mantiene la siguiente ecuación.

Matemática 690 Cuando la matriz de precodificación F[t] , que es una matriz de precodificación de acuerdo con el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se representa en la ecuación (H4) y cuando se aplica 16QAM como el esquema de modulación de ambas si y s2, la ecuación (270) resulta adecuada como el valor de a, como se describe en la modalidad 18. Cuando se representa en la ecuación (270), zl(t) y z2 (t) son, cada una, señales de banda base correspondientes a uno de los 256 puntos de señal en el plano I-Q, tal como se ilustra en la figura 117. Obsérvese que la figura 117 ilustra un ejemplo del diseño de los 256 puntos de señal, y el diseño puede ser un diseño con rotación de fase de los 256 componentes de señal .

Aquí, como el esquema de modulación aplicado a si es 16QAM y el esquema de modulación aplicado a s2 es también 16QAM, las señales ponderadas y combinadas zl(t) y z2 (t) se transmiten, cada una, como 4 bits de acuerdo con 16QAM. Por lo tanto se transfiere un total de 8 bits como lo indican los 256 puntos de señal ilustrados en la figura 117. En tal caso, como la mínima distancia euclidiana entre los puntos de señal es comparativamente grande, mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por la unidad de recepción.

La unidad de cambio de señales de banda base 11601 recibe la señal precodificada 309A(zl (t) ). , la señal precodificada 309B(z2 (t) ) y la señal de control 10700 como entrada. Como 16QAM se aplica como el esquema de modulación de ambas si y s2, la señal de control 10700 indica "no realizar el cambio de señales" . Por eso, se da salida a la señal precodificada 309A(zl(t)) como la señal 11602A(zl' (t) ) y se da salida a la señal precodificada 309B(z2(t)) como la señal 11602B (z2 ' (t) ) .

A continuación, se proporciona la explicación concerniente a la operación de cada una de las unidades de la figura 12 en un caso en que se aplica QPSK como el esquema de modulación para si y se aplica 16QAM como el esquema de modulación para s2.

Aquí, sl(t) es una señal de banda base (señal correlacionada) correlacionada con el esquema de modulación QPSK, y el esquema de correlación aplicado es tal como se ilustra en la figura 95. Además, h representa la ecuación (273) . Además, s2(t) es una señal de banda base (señal correlacionada) correlacionada con el esquema de modulación 16QAM, y el esquema de correlación aplicado es tal como se ilustra en la figura 94. Además, g representa la ecuación (272).

La unidad de cambio de potencia (10701A) recibe la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación QPSK, y la señal de control (10700) como entrada. Además, la unidad de cambio de potencia (10701A) multiplica la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación QPSK por un factor v, y da salida a la señal obtenida como resultado de la multiplicación (la señal de potencia cambiada: 10702A) . El factor v es un valor para realizar el cambio de potencia y se establece de acuerdo con la señal de control (10700) .

En la modalidad Hl, la descripción es siempre e emplificativa del caso en que "la relación entre la potencia promedio de QPSK y la potencia promedio de 16QAM se establece de manera que cumplen la ecuación v2 : u2 = 1 : 5" . Haciendo tal disposición, los datos son recibidos en una excelente calidad de recepción por el dispositivo de recepción. En lo que sigue, se explica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando se hace tal disposición.

La unidad de combinación de ponderación 600 recibe la señal de poteneia cambiada 10702A (la señal obtenida muítiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada con el esquema de modulación QPSK por el factor v) , la señal de potencia cambiada 10702B (la señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307B correlacionada con el esquema de modulación 16QAM por el factor u) y la información 315 en relación con el esquema de ponderación como entrada. Asimismo, la unidad de combinación de ponderación 600 realiza la precodi f i cae ión de acuerdo con el esquema de precodi f icac ión para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodif icación en base a la información 315 en relación con el esquema de ponderación, y da salida a la señal precodi f i cada 309A(zl (t) ) y la señal precodificada 309B(z2(t) ) . Aquí , cuando F [t] representa una matriz de precodif icación de acuerdo con el esquema de precodi f icación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodi f i cae ión , se mantiene la siguiente ecuación.

Matemática 691 Cuando la matriz de precodificación F[t], que es una matriz de precodificación de acuerdo con el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se representa en la ecuación (H4) y cuando se aplica 16QAM como el esquema de modulación de ambas si y s2, la ecuación (270) es adecuada como el valor de OÍ, como se describe en la modalidad 18. El motivo de esto se explica a continuación.

La figura 118 ilustra la relación entre los 16 puntos de señal de 16QAM y los 4 puntos de señal de QPSK en el plano I-Q cuando el estado de la transmisión es como ya se ha descrito. En la figura 118, cada o indica un punto de señal de 16QAM, en tanto que cada · indica un punto de señal de QPSK. Como puede verse en la figura 118, los cuatro puntos de señal entre los 16 puntos de señal de 16QA coinciden con los 4 puntos de señal de QPSK. En tales circunstancias , cuando la matriz de precodificación F [t] , que es una matriz de precodificación de acuerdo con el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se representa en. la ecuación (H4) y cuando la ecuación (270) es el valor de a, cada una de zl(t) y z2 (t) es una señal de banda base correspondiente a 64 puntos de señal extraídos de los 256 puntos de señal ilustrados en la figura 117, de un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es 16QAM y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM. Obsérvese que la figura 117 ilustra un ejemplo del diseño de los 256 puntos de señal, y el diseño puede ser un diseño con rotación de fase de los 256 componentes de señal.

Como QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2, las señales ponderadas y combinadas zl(t) y z2 (t) se transmiten respectivamente como 2 bits de acuerdo con QPSK, y como 4 bits de acuerdo con 16QAM. Por lo tanto se transfiere un total de 6 bits como lo indican los 64 puntos de señal . Como la mínima distancia euclidiana entre los 64 puntos de señal descrita precedentemente es comparativamente grande, mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción.

La unidad de cambio de señales de banda base 11601 recibe la señal precodificada 309A(zl(t)), la señal precodificada 309B(z2(t)) y la señal de control 10700 como entrada. Como QPSK es el esquema de modulación para si y 16QAM es el esquema de modulación para s2 y por eso, la señal de control 10700 indica "realizar el cambio de señales", la unidad de cambio de señales de banda base 11601 realiza, por ejemplo, lo que sigue: cuando tiempo = 2k (siendo k un entero) , da salida a la señal precodificada 309A(zl(2k)) como la señal 11602A(zl' (2k) ) , y da salida a la señal precodificada 309B(z2(2k)) como la señal 11602B (z2 ' (2k) ) , cuando tiempo = 2k + 1 (siendo k un entero) , da salida a la señal precodificada 309B (z2 (2k+l) ) como la señal 11602A(zl' (2k+l) ) , y da salida a la señal precodificada 309A(zl (2k+l) ) como la señal 11602B (z2 ' (2k+l) ) , y además, cuando tiempo = 2k (siendo k un entero) , da salida a la señal precodificada 309B(z2(2k)) como la señal 11602A(zl' (2k) ) , y da salida a la señal precodificada 309A(zl(2k)) como la señal 11602B ( z2 ' (2k) ) , y cuando tiempo = 2k + 1 (siendo k un entero) , da salida a la señal precodificada 309A(zl (2k+l) ) como la señal 11602A(zl' (2k+l) ) , y da salida a la señal precodificada 309B (z2 (2k+l) ) como la señal 11602B (z2 ' (2k+l) ) .

Obsérvese que, en lo anterior, se describe que el cambio de señales se realiza cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2. Haciendo tal disposición, se realiza la reducción de la PAPR y además, se suprime el consumo eléctrico por la unidad de transmisión, como se ha descrito en la modalidad Fl . Sin embargo, cuando no es necesario tener en cuenta el consumo eléctrico por el dispositivo de transmisión, puede hacerse una disposición tal que el cambio de señales no se realiza de manera similar al caso en que se aplica 16QAM como el esquema de modulación para ambas si y s2.

Además, los anterior describe un caso en que QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 , y además, se cumple la condición v2 : u2 = 1 : 5, considerándose tal caso ej emplificativo . Sin embargo, existe un caso en que se logra una excelente calidad de recepción cuando: (i) el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2; y (ii) el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 se consideran idénticos en la condición v2 < u2. Por eso, la condición que deben cumplir los valores v y u no se limita a v2 : u2 = 1 : 5.

Considerando que: (i) el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 ; y (ii) el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 sean idénticos a lo explicado precedentemente, se logra la reducción del tamaño de los circuitos. Asimismo, en tal caso, el dispositivo de recepción realiza la demodulación de acuerdo con ecuaciones (H5) y (H6) , y con el esquema de cambio de señales, y como los puntos de señal coinciden con la explicación anterior, es posible compartir una unidad aritmética única que compute la recepción de los puntos de señal candidatos, y por eso, puede lograrse mayor medida en el tamaño de los circuitos del dispositivo de recepción.

Obsérvese que, aunque la descripción de la presente invención se ha provisto tomando la ecuación (H4) como un ejemplo del esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación no se limita a eso.

Los aspectos esenciales de la presente invención son como se describe a continuación: • Cuando se admiten ambos el caso en que QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 y el caso en que 16QAM es el esquema de modulación aplicado para ambas si y s2, se aplica en ambos casos el mismo esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación .

• La condición v2 = u2 se mantiene cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado para ambas si y s2, y la condición v2 < u2 se mantiene cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2.

Además, a continuación se describen casos ej emplificativos en que se logra una excelente calidad de recepción del dispositivo de recepción.

Ejemplo 1 (deben cumplirse las dos condiciones siguientes) : • la condición v2 = u2 se mantiene cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado para ambas si y s2, y la condición v2 : u2 = 1 : 5 se mantiene cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2; y • se aplica el mismo esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación en ambos casos en que 16QAM es el esquema de modulación aplicado para ambas si y s2 y QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QA es el esquema de modulación aplicado a s2.

Ejemplo 2 (deben cumplirse las dos condiciones siguientes) : • la condición v2=u2 se mantiene cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado para ambas si y s2, y la condición v2 < u2 se mantiene cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 ; y · cuando se admiten ambos el caso en que QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 y el caso en que 16QAM es el esquema de modulación aplicado para ambas si y s2, se aplica en ambos casos el mismo esquema de precodificación representado por la ecuación (H4) para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación . Obsérvese que, aunque en lo anterior se ha provisto la descripción tomando un ejemplo donde el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación se representa en la ecuación (H4) , el esquema de precodificación puede ser un esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación que aplica una de las ecuaciones (#1), (#2), (#9), (#10), (#12), (#13) , y (#17) , todas las cuales se describen en la modalidad Cl. Como alternativa, el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación puede ser el esquema de precodificación definido por las dos ecuaciones (279) y (280) descritas en la modalidad 19. (Se provee la descripción detallada en las Modalidades 9, 10, 18, 19, etc.).

Ejemplo 3 (deben cumplirse las dos condiciones siguientes) : • la condición v2 = u2 se mantiene cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado para ambas si y s2, y la condición v2 < u2 se mantiene cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2; y · cuando se admiten ambos el caso en que QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 y el caso en que 16QAM es el esquema de modulación aplicado para ambas si y s2, se aplica en ambos casos el mismo esquema de precodificación representado por la ecuación (H4) para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación y la ecuación (270) es el valor de a. Obsérvese que, aunque en lo anterior se ha provisto la descripción tomando un ejemplo donde el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación se representa en la ecuación (H4), el esquema de precodificación puede ser un esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación que aplica una de las ecuaciones (#1), (#2), (#9), (#10), (#12), (#13), y (#17), todas las cuales se describen en la modalidad Cl . Como alternativa, el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación puede ser el esquema de precodificación definido por las dos ecuaciones (279) y (280) descritas en la modalidad 19 (la descripción detallada se provee en las Modalidades 9, 10, 18, 19, etc.).. En cualquier caso, resulta preferido que la ecuación (270) sea el valor de OÍ .

Ejemplo 4 (deben cumplirse las dos condiciones siguientes) : • la condición v2 = u2 se mantiene cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado para ambas si y s2, y la condición v2 : u2 = 1 : 5 se mantiene cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2; y • cuando se admiten ambos el caso en que QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 y el caso en que 16QAM es el esquema de modulación aplicado para ambas si y s2, se aplica en ambos casos el mismo esquema de precodificación representado por la ecuación (H4) para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cases y la ecuación (270) es el valor de a. Obsérvese que, aunque en lo anterior se ha provisto la descripción tomando un ejemplo donde el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación se representa en la ecuación (H4) , el esquema de precodificación puede ser un esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación que aplica una de las ecuaciones (#1), (#2), (#9), (#10), (#12), (#13), y (#17), todas las cuales se describen en la modalidad Cl . Como alternativa, el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación puede ser el esquema de precodificación definido por las dos ecuaciones (279) y (280) descritas en la modalidad 19 (la descripción detallada se provee en las Modalidades 9, 10, 18, 19, etc.) .. En cualquier caso, resulta preferido que la ecuación (270) sea el valor de a.

Obsérvese que, aunque la presente modalidad se ha descrito con un ejemplo donde los esquemas de modulación son QPSK y 16QAM, la presente modalidad no se limita a eso ejemplo. El alcance de la presente modalidad puede ampliarse del modo descrito a continuación. Consideremos un esquema de modulación A y un esquema de modulación B. Sea a la cantidad de un punto de señal en el plano I-Q del esquema de modulación A, y sea b la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q del esquema de modulación B, donde a<b. Después, los puntos esenciales de la presente invención se describen como sigue.

Deben cumplirse las condiciones siguientes. · si se admiten ambos el caso en que el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, y el caso en que el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se usa en común en ambos casos el mismo esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación . ¦ cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 < u2.

Aquí, puede ejecutarse como opción el cambio de señales de banda base descrito con referencia a la figura 116. Sin embargo, cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, resulta preferido realizar el cambio de señales de banda base, descrito precedentemente con la influencia de la PAP tomada en cuenta.

Como alternativa, deben cumplirse las condiciones siguientes . • si se admiten ambos el caso en que el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, y el caso en que el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se usa en común en ambos casos el mismo esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, y el esquema de precodificación se representa en la Ecuación H4. Obsérvese que, aunque en la presente modalidad se da la descripción del caso en que el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación se representa en la Ecuación H4 , puede emplearse también el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación usando cualquiera de las Ecuaciones #1, #2, #9, #10, #12, #13, y #17. Puede emplearse también el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación definido por ambas Ecuaciones 279 y 280, tal como se describe en la modalidad 19, (los detalles se muestran en las Modalidades 9, 10, 18, y 19) . ¦ cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición T = u2, y cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 < u2.

Aquí, puede ejecutarse como opción el cambio de señales de banda base descrito con referencia a la figura 116. Sin embargo, cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, resulta preferido realizar el cambio de señales de banda base, descrito precedentemente con la influencia de la PAPR tomada en cuenta .

Como un conjunto ej emplificativo del esquema de modulación A y el esquema de modulación B, el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) es uno de (QPSK, 16QAM) , ( 16QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QAM) y (64QAM, 256QAM) .

En la presente modalidad, se da la descripción del caso en que las matrices de precodificación cambian en el dominio de tiempo como un ejemplo. Sin embargo, de manera similar a la descripción de otras modalidades, el caso en que se usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM, y el caso en que las matrices de precodificación cambian en el dominio de tiempo puede implementarse del mismo modo. En tales casos, t, que se usa en la presente modalidad, es reemplazado por f (frecuencia ( (sub) portadora) ) . Asimismo, puede implementarse del mismo modo el caso en que las matrices de precodificación cambian en el dominio de tiempo-frecuencia . Obsérvese que, en la presente modalidad, el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación no se limita al esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación expuesto en la presente descripción.

Asimismo, en cualquiera de los dos patrones de ajuste del esquema de modulación de acuerdo con la presente modalidad, el dispositivo de recepción realiza la demodulación y detección usando el esquema de recepción descrito en la modalidad Fl .

Modalidad H3 En la presente modalidad, se describe un esquema diferente del expuesto en la modalidad H2 , como un esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación que es apto para reducir el tamaño de los circuitos cuando el sistema de difusión (o comunicaciones) admite ambos el caso en que el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, y el caso en que el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM.

En primer lugar, se da una descripción del esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM.

Como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es 16QA y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se aplica el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación descrito en las Modalidades 8 y 18. Por consiguiente, en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, las matrices de precodificación F [i] durante un período (ciclo) de N intervalos se representan como sigue.

Matemática 692 Aquí, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. Obsérvese que ??(?) , ?2?, OÍ, ?, d son iguales a los descritos en las Modalidades 8 y 18 (como ejemplo preferido, se cumplen los requisitos de 9n(i), ?2?, OÍ, ?, d descritos en las Modalidades 8 y 18) . Además, se usa una matriz unitaria como la matriz de precodificación para el período (ciclo) de N intervalos . Por consiguiente , las matrices de precodificación F[i] para el período (ciclo) de N intervalos se representan con la siguiente Ecuación (i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1) .

Matemática 693 Las figuras 108 y 112 muestran una estructura de la unidad de ponderación (precodificación) y sus circundantes si se admiten ambos el caso en que el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, y el caso en que el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, en la presente modalidad (Obsérvese que las operaciones de la figuras 108 y 112 se han descrito en otras modalidades) .

Se da una descripción de si (t) y s2 (t) cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM.

Como sl(t) y s2 (t) son señales de banda base (señales correlacionadas) del esquema de modulación 16QAM, el esquema de correlación se muestra en la figura 94, y g se representa en la Ecuación 272.

A continuación, se describen las operaciones efectuadas por los componentes mostrados en las figuras 108 y 112.

La unidad de cambio de potencia (10701A) recibe, como entradas, la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM y la señal de control (10700) , y da salida a la señal (señal resultante del cambio de potencia : 10702A) obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM por v, donde v denota un valor para realizar el cambio de potencia y se establece de acuerdo con la señal de control (10700) .

La unidad de cambio de potencia (10701B) recibe, como entradas, la señal de banda base (señal correlacionada) 307B correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM y la señal de control (10700) , y da salida a la señal (señal con potencia cambiada: 10702B) obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307B correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM por u, donde u denota un valor para realizar el cambio de potencia y se establece de acuerdo con la señal de control (10700) .

En este caso, v = u = O, yv2: u2 = 1 : 1. Como resultado, mejora la calidad de recepción de datos de los datos recibidos por el dispositivo de recepción.

La unidad de ponderación 600 recibe la señal 10702A resultante del cambio de potencia (señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM por v) y la señal 10702B resultante del cambio de potencia (señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307B correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM por u) , y la información 315 en relación con el esquema de ponderación, y en base a la información 315 en relación con el esquema de ponderación, realiza la precodificación en base al esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación y da salida a la señal 309A (zl(t)) y la señal 309B(z2(t)) resultante de la precodificación. Aquí, siendo F [t] las matrices de precodificación en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se mantiene la siguiente ecuación.

Matemática 694 Si el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, y las matrices de precodificación F[t] se representan por la Ecuación H8 cuando se aplica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, tal como se muestra en la modalidad 18, la Ecuación 270 es un valor adecuado como a. Tal como se muestra en la figura 117, cuando se representa en la Ecuación 270, cada una de zl (t) y z2 (t) es una señal de banda base correspondiente a uno de los 256 puntos de señal en el plano I-Q. Obsérvese que la figura 117 sólo muestra un ejemplo, y pueden concebirse otras disposiciones de los 256 puntos de señal en que la fase rote alrededor del origen.

Como el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, y como se transmite un total de 8 bits (16QAM: 4 bits y 16QAM : 4 bits) de cada una de zl(t) y z2 (t) resultantes de la ponderación, hay 256 puntos de señal tal como se muestra en la figura 117. Como la mínima distancia euclidiana entre los puntos de señal es grande, mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción.

A continuación, se da una descripción de sl(t) y s2 (t) en un caso en que el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM.

Obsérvese que sl(t) es una señal de banda base (señal correlacionada) de acuerdo con el esquema de modulación QPSK, el esquema de correlación se muestra en la figura 95 , y h se representa en la Ecuación 273. Como s2 (t) es la señal de banda base (señal correlacionada) de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM, el esquema de correlación se muestra en la figura 94, y g se representa en la Ecuación 272.

La unidad de cambio de potencia (10701A) recibe, como entradas, la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación QPSK y la señal de control (10700) , y da salida a la señal (señal resultante del cambio de potencia: 10702A) obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación QPSK por v, donde v denota un valor para realizar el cambio de potencia y se establece de acuerdo con la señal de control (10700) .

La unidad de cambio de potencia (10701B) recibe, como entradas, la señal de banda base (señal correlacionada) 307B correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM y la señal de control (10700) , y da salida a la señal (la señal resultante el cambio de potencia: 10702B) obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307B correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación 16QAM por u, donde u denota un valor para realizar el cambio de potencia y se establece de acuerdo con la señal de control (10700) .

Aquí, como se ha descrito en la modalidad Hl , hay un ejemplo preferido de que una "razón entre una potencia QPSK promedio y una potencia 16QAM promedio es v2 : u2 = 1 : 5 (como resultado, mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción) . Lo siguiente describe un esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación .

Como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación de manera que el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se agregan las siguientes N matrices de precodificación, además de las n matrices de precodificación de la Ecuación H8 usadas cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM. Por eso, se formula el esquema para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con 2N intervalos .

Matemática 695 En este caso, i = N, N+l, N+2, ..., 2N-2, 2N-1 (como un ejemplo preferido, se cumplen los requisitos de ?p(?) , ?2?, , ?, y d descritos en las Modalidades 10 y 19) .

Como ya se mencionó, las matrices de precodificación para el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con 2N intervalos cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM se representan por las Ecuaciones H8 y 10. La Ecuación H8 representa las matrices de precodificación para el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM. Por consiguiente, las matrices de precodificación para el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación durante un período (ciclo) con N intervalos cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM pueden usarse en el esquema de precodificación que salta regularmente entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM.

La unidad de ponderación 600 recibe la señal 10702A resultante del cambio de potencia (señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación QPSK por v) y la señal 10702A resultante del cambio de potencia (señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307A correlacionada de acuerdo con el esquema de modulación por u) , y la información 315 en relación con el esquema de ponderación, y de acuerdo con la información 315 en relación con el esquema de ponderación, realiza la precodificación en base al esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, y da salida a la señal 309A (zl (t) ) resultante de la precodificación y la señal 309B (z2(t)) resultante de la precodificación. Aquí, siendo F[t] las matrices de precodificación en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se mantiene la siguiente ecuación.

Matemática 696 En el caso en que las matrices de precodificación F [t] se representan por las Ecuaciones H8 y 10 si se aplica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, como se describe en la modalidad 18, la Ecuación 270 es un valor adecuado como , igual que el caso en que el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM. El motivo se describa a continuación.

La figura 118 muestra una relación de disposición de 16 puntos de señal de 16QAM y 4 puntos de señal de QPSK en el plano I-Q cuando el estado de la transmisión es se describió precedentemente . En la figura 118 , cada o indica un punto de señal de 16QAM, y cada · indica un punto de señal de QPSK. Como puede verse en la figura 118, los 4 puntos de señal entre los 16 puntos de señal de 16QAM coinciden con los 4 puntos de señal de QPSK.

En tales circunstancias, cuando las matrices de precodificación F[t] del esquema de precodificación aplicado para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación se representan por las Ecuaciones H8 y 10, y cuando la Ecuación 270 es a, cada una de zl(t) y z2(t) es una señal de banda base correspondiente a 64 puntos de señal extraídos de los 256 puntos de señal ilustrados en la figura 117 de un caso en que el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM. Obsérvese que la figura 117 sólo muestra un ejemplo, y pueden concebirse otras disposiciones de 256 puntos de señal en que la fase rota alrededor del origen.

Como el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, y se transmite un total de 6 bits (QPSK: 2 bits y 16QA : 4 bits) de cada una de zl(t) y z2 (t) resultantes de la . ponderación, hay 64 puntos de señal como anteriormente. Como la mínima distancia euclidiana entre esos 64 puntos de señal es grande, mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción.

Obsérvese que precedentemente se dio la descripción del caso en que v2 : u2 = 1 : 5 cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM sólo como un ejemplo porque este caso resulta preferido. Sin embargo, incluso si en la condición v2 < u2, se usan las Ecuaciones H8 y 10 como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, y se usa la Ecuación H8 como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, podría mejorar la calidad de recepción en ambos casos. Por consiguiente, la presente modalidad no se limita al caso en que v2 : u2 = 1 : 5.

Como ya se mencionó en la modalidad Fl , en el caso en que se usa el esquema de precodificación precedente para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, v2 < u2. Aquí, una potencia promedio (valor) de zl(t) y una potencia promedio (valor) de z2(t) son iguales entre sí, y se reduce la PAPR, por lo cual también se reduce el consumo eléctrico de los dispositivos de datos de transmisión.

Asimismo, compartiendo una parte de las matrices en común en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, y en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se reduce el tamaño de los circuitos del dispositivo de transmisión Más aún, en tal caso, el dispositivo de recepción realiza la demodulación en base a las Ecuaciones H8 y/o H10, mientras se comparten los puntos de señal como ya se mencionó. Por consiguiente , es posible compartir una unidad de cálculo que busca la recepción de los puntos de señal candidatos, lo cual provee un efecto ventajoso en el sentido de que se reduce el tamaño de los circuitos del dispositivo de recepción.

Obsérvese que, aunque en la presente modalidad la descripción se ha dato tomando las Ecuaciones H8 y/o H10 como un ejemplo del esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación no se limita al ejemplo.

Los puntos esenciales de la presente invención se describen como sigue. ¦ si se admiten ambos el caso en que el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QA , y el caso en que el esquema de modulación de si es 16QA y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se comparte una parte de las matrices en común en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, y en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM . · cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 < u2.

Ejemplo 1 (deben cumplirse las condiciones siguientes) : • cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QA , se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 : u2 = 1: 5. • si se admiten ambos el caso en que el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, y el caso en que el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QA , se comparte una parte de las matrices en común en el esquema de precodificacion para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, y en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM.

Ejemplo 2 (deben cumplirse las condiciones siguientes) : • cuando el esquema de modulación de si es 16QA y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 < u2. • como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodif icación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se usan las Ecuaciones H8 y 10, y como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se usa la Ecuación H8.

Ejemplo 3 (deben cumplirse las condiciones siguientes) : • cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 : u2 = 1: 5. • como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodif icación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se usan las Ecuaciones H8 y 10, y como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se usa la Ecuación H8.

Ejemplo 4 (deben cumplirse las condiciones siguientes) : • cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 < u2. · como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se usan las Ecuaciones H8 y 10, y como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se usa la Ecuación H8 se usa. Asimismo, OÍ en las Ecuaciones H8 y 10 se representa en la Ecuación 270.

Ejemplo 5 (deben cumplirse las condiciones siguientes) : • cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se cumple la condición v2 : u2 = 1: 5. • como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se usan las Ecuaciones H8 y 10, y como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es 16QAM y el esquema de modulación de s2 es 16QAM, se usa la Ecuación H8. Asimismo, OÍ en las Ecuaciones H8 y 10 se representa en la Ecuación 270.

Obsérvese que, aunque en la presente modalidad la descripción se da con ejemplos de QPSK y 16QAM como el esquema de modulación, la presente invención no se limita a tales ejemplos . El alcance de la presente modalidad puede ampliarse tal como se describe a continuación. Consideremos el esquema de modulación A y el esquema de modulación B. Sea a la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q del esquema de modulación A, y sea b la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q del esquema de modulación B, donde a<b. Después, los puntos esenciales de la presente invención se describen como sigue.

Deben cumplirse las condiciones siguientes.

Si se admiten ambos el caso en que el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, y el caso en que el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, una parte de las matrices de precodificación se usa en común en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, y en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B. · cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 < u2.

Como alternativa, deben cumplirse las condiciones siguientes . • como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se usan las Ecuaciones H8 y 10, y como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se usa la Ecuación H8. ¦ cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 < u2.

Como un conjunto ej emplificativo del esquema de modulación A y el esquema de modulación B, el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) es uno de (QPSK, 16QAM) , (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QA ) y (64QAM, 256QAM) .

Mientras tanto, si en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se cumplen las siguientes condiciones sin compartir las matrices de precodificación, la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción puede resultar incluso superior si bien no está puesta la prioridad en reducir el tamaño de los circuitos de los dispositivos de transmisión y recepción. • como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se usan las Ecuaciones H8 y 10, y como el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si, es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se usa la Ecuación H8. Obsérvese que, sin embargo, el valor de a de la matriz de precodificación de las Ecuaciones H8 y 10 en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B es diferente del valor de de la matriz de precodificación de la Ecuación H8 en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B. • la cantidad de intervalos del período (ciclo) es N en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B. Por otra parte, la cantidad de intervalos del período (ciclo) es 2N en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B. ¦ cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 < u2.

Como un conjunto ejemplificativo del esquema de modulación A y el esquema de modulación B, el (esquema de modulación A, el esquema de modulación B) es uno de (QPSK, 16QAM) , (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QAM) y (64QAM, 256QAM) .

En la presente modalidad, se da la descripción del caso en que las matrices de precodificacion son saltadas en el dominio de tiempo como un ejemplo. Sin embargo, como se ha dado la descripción en otras modalidades, el caso en que un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM se usa, y el caso en que las matrices de precodificación son saltadas en el dominio de tiempo pueden implementarse del mismo modo. En tales casos, t, que se usa en la presente modalidad, es reemplazado por f (frecuencia ( (sub) portadora) ) . Asimismo, el caso en que las matrices de precodificación son saltadas en el dominio de tiempo-frecuencia puede implementarse del mismo modo. Obsérvese que, en la presente modalidad, el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación no se limita al esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación expuesto en la presente descripción.

Respecto del retardo Q cíclico Se da una descripción de la aplicación del retardo Q cíclico expuesto en la presente descripción. La Bibliografía no de patentes 10 provee una visión general del retardo Q cíclico. Lo siguiente describe ejemplos específicos para generar si y s2 cuando se usa el retardo Q cíclico.' La figura 119 muestra un ejemplo de disposición de puntos de señal en el plano de los componentes en fase I -componentes de cuadratura Q. Sean los bits de entrada bO, bl, b2, b3. Después, bO bl b2 b3 es uno de los valores de 0000 a 1111. Por ejemplo, cuando bO bl b2 b3 se representa como 0000, se selecciona un punto de señal de 11901 ilustrado en la figura 119, se establece el valor del componente en fase en base a 11901 como el componente en fase de la señal de banda base, y se establece el valor del componente de cuadratura en base a 11901 como el componente de cuadratura de la señal de banda base . De igual modo, cuando bO bl b2 b3 es otro valor, se generan de la misma manera el componente en fase y el componente de cuadratura de una señal de banda base .

La figura 120 muestra un ejemplo de la estructura de la unidad generadora de señales para generar la señal modulada sl(t) (t: tiempo) (o sl(f), f: frecuencia) y la señal modulada s2(t) (t: tiempo) (o s2(f), f: frecuencia) a partir de datos (binarios) cuando se aplica el retardo Q cíclico.

Una unidad de correlación 12002 recibe los datos 12001 y una señal de control 12006 como entradas, y si se selecciona el esquema de modulación en base a la señal de control 12006, tal como 16QAM, realiza la correlación de acuerdo con los procedimientos de la figura 119, y da salida al componente en fase 12003_A y el componente de cuadratura 12203_B de la señal de banda base correlacionada. Obsérvese que el esquema de modulación no se limita a 16QAM, y la presente invención se realiza de la misma manera usando otros esquemas de modulación.

En este caso, los datos de tiempo 1 correspondientes a bO, bl, b2 , b3 de la figura 119 se representan como bOl, bll, b21, b31. En base a los datos bOl, bll, b21, b31 de tiempo 1, la unidad de correlación 12002 da salida al componente en fase II y el componente de cuadratura Ql de la señal de banda base de tiempo 1. La unidad de correlación 12002 también da salida al componente en fase 12, el componente de cuadratura Q2 , de la señal de banda base de tiempo 2.

Una unidad de almacenamiento y de cambio de señal 12004 recibe, como entradas, el componente en fase 12003_A y el componente de cuadratura 12203_B de la señal de banda base, y la señal de control 12006. Después, de acuerdo con la señal de control 12006, la unidad de almacenamiento y cambio de señal 12004 almacena el componente en fase 12003_A y el componente de cuadratura 12003_B de la señal de banda base y cambia las señales, y después da salida a la señal modulada si (t) (12005_A) y la señal modulada s2(t) (12005_B) . Obsérvese que el esquema para generar las señales moduladas sl(t) y s2 (t) se describe a continuación con mayor detalle.

Como se ha expuesto en la descripción, el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación se aplica con respecto a las señales moduladas si (t) y s2 (t) . En este caso, como se mencionó en la descripción, el procesamiento de señales tal como el cambio de fase, el cambio de potencia y el cambio de señales puede realizarse en cualquier etapa. Las señales moduladas rl(t) y r2 (t) , que se obtienen aplicando el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación con respecto a las señales moduladas sl(t) y s2 (t) , se transmiten al mismo tiempo (compartido/común) por la misma frecuencia.

Entre tanto, aunque la descripción precedente se da usando el dominio de tiempo t, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM, si (t) y s2 (t) pueden considerarse sl(f) y s2(f) (f: (sub) portadora). Las señales moduladas rl(f) y r2(f) , que se obtienen aplicando el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación con respecto a las señales moduladas sl(t) y s2(t), se transmiten al mismo tiempo (compartido/común) (Obsérvese que rl (f) y r2 (f) por supuesto son señales de la misma frecuencia) . Asimismo, tal como se muestra en la presente descripción, sl(t) y s2(t) pueden considerarse sl(t, f) y s2(t, f) · A continuación, se da una descripción del esquema para generar las señales moduladas sl(t) y s2(t). La figura 121 es un primer ej emplo del esquema de generación de si (t) y s2 (t) cuando se usa el retardo Q cíclico.

En la figura 121, la porción (a) muestra los componentes en fase y los componentes de cuadratura de las señales de banda base obtenidas por la unidad de correlación 12002 de la figura 120. Tal como se muestra en la figura 121 porción (a) y como se ha dado la descripción de la unidad de correlación 12002 de la figura 120, la unidad de correlación 12002 da salida a los componentes en fase y los componentes de cuadratura de las señales de banda base en orden a partir del componente en fase II y el componente de cuadratura Ql de la señal de banda base de tiempo 1, el componente en fase 12 y el componente de cuadratura Q2 de la señal de banda base de tiempo 2, el componente en fase 13 y el componente de cuadratura Q3 de la señal de banda base de tiempo 3, ....

En la figura 121, la porción (b) muestra conjuntos ejemplificativos de los componentes en fase y de cuadratura de las señales de banda base cuando la unidad de almacenamiento y cambio de señal 12004 de la figura 120 realiza el cambio de señales . En la figura 121 porción (b) , se forman un conjunto de tiempo 1 y tiempo 2, un conjunto de tiempo 3 y tiempo 4 y un conjunto de tiempo 5 y tiempo 6. En otras palabras, se forman múltiples conjuntos de tiempo 2i+l y tiempo 2i+2 (i es un entero mayor o igual a cero) . Dentro de cada conjunto, p . ej . de tiempo 1 y de tiempo 2, cambian los componentes de cuadratura de las señales de banda base .

Respecto de los componentes en fase de las señales de banda base, no se realiza el cambio de señales y, por consiguiente, el componente en fase de la señal de banda base de tiempo 1 es II, el componente en fase de la señal de banda base de tiempo 2 es 12, el componente en fase de la señal de banda base de tiempo 3 es 13, ....

Por otra parte, respecto de los componentes de cuadratura de las señales de banda base, se realiza el cambio de señales en cada conjunto y, por consiguiente, el componente de cuadratura de la señal de banda base de tiempo 1 es Q2 , el componente de cuadratura de la señal de banda base de tiempo 2 es Ql, el componente de cuadratura de la señal de banda base de tiempo 3 es Q4, el componente de cuadratura de la señal de banda base de tiempo 4 es Q3 , ....

En la figura 121, la porción (c) muestra un ejemplo de la estructura de las señales moduladas sl(t) y s2 (t) antes de la precodificación cuando se aplica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación. Por ejemplo, tal como se muestra en la figura 121 porción (c) , las señales de banda base generadas como en la figura 121 porción (b) se asignan alternativamente a si (t) y s2 (t) . Por consiguiente, el primer intervalo de sl(t) es (II, Q2) , y el primer intervalo de s2 (t) es (12, Ql) . El segundo intervalo de sl(t) es (13, Q4) , el segundo intervalo de s2 (t) es (14, Q3 ) , ....

Aunque en la figura 121 se ilustra un ejemplo del dominio de tiempo, la presente modalidad puede implementarse del mismo modo en el dominio de frecuencia (como ya se ha descrito) . En este caso, se describen sl(f) y s2 (f) .

La precodificación se realiza de acuerdo con el esquema de precodificación de los esquemas de precodificación que efectúan regularmente saltos con respecto a sl(t) de un Navo intervalo y s2 (t) de un Navo intervalo, y se obtienen las señales rl (t) y r2 (t) resultantes de la precodificación del Navo intervalo. En la presente descripción se ha expuesto el punto precedente.

La figura 122 muestra el esquema de estructuración para obtener sl(t) y s2 (t) de un Navo intervalo ilustradas en la figura 121, siendo el esquema diferente del de la figura 120. La unidad de correlación 12202 recibe los datos 12201 y una señal de control 12204 como entradas, y realiza la correlación de acuerdo con el esquema de modulación en base a la señal de control 12204, por ejemplo la correlación que tiene en cuenta el cambio de la figura 121, para generar una señal correlacionada (el componente en fase y el componente de cuadratura de una señal de banda base) . En base a la señal correlacionada, la unidad de correlación 12202 también genera la señal modulada sl(t) (12203_A) y la señal modulada s2 (t) (12203_B), y da salida a las señales moduladas generadas si (t) (12203_A) y las señales moduladas generadas s2 (t) (12203_B) . Obsérvese que la señal modulada si (t) (12203_A) es idéntica a la señal modulada 12005_A de la figura 120, y la señal modulada s2(t) (12203_B) es idéntica a la señal modulada 12005_B de la figura 120 y se muestra en la figura 121 porción (c) . Por consiguiente, el primer intervalo de la señal modulada sl(t) (12203_A) es (II, Q2), el primer intervalo de la señal modulada s2(t) (12203_B) es (12, Ql) , el segundo intervalo de la señal modulada sl(t) (12203_A) es (13, Q4), el segundo intervalo de la señal modulada s2 (t) (12203_B) es (14, Q3) , ....

Además, se da una descripción del esquema para generar el primer intervalo (II, Q2) de la señal modulada si (t) (12203_A), y el primer intervalo (12, Ql) de la señal modulada s2 (t) (12203_B) .

En la figura 122, los datos se representan como 12201. Aquí, sean los datos de tiempo 1 bOl, bll, b21, b31, y sean los datos de tiempo 2 b02, bl2, b22, b32. La unidad de correlación 12202 de la figura 122 genera los intervalos precedentemente descritos II, Ql, 12, Q2 de bOl, bll, b21, b31 y b02, bl2, b22, b32. Después, de II, Ql, 12, Q2 , la unidad de correlación 12202 de la figura 122 puede generar las señales moduladas si (t) y s2 (t) .

La figura 123 muestra el esquema de estructuración para obtener sl(t) y s2(t) de un Navo intervalo ilustrado en la figura 121, siendo el esquema diferente de los de las figuras 120 y 122.

Una unidad de correlación 12301_A recibe los datos 12201 y la señal de control 12204 como entradas, y realiza la correlación de acuerdo con el esquema de modulación en base a la señal de control 12204, por ejemplo la correlación que tiene en cuenta el cambio de la figura 121, para generar una señal correlacionada (el componente en fase y el componente de cuadratura de una señal de banda base) . En base a la señal correlacionada, la unidad de correlación 12301_A también genera la señal modulada sl(t) (12203_A) , y da salida a la señal modulada generada si (t) (12203_A) . Una unidad de correlación 12301_B recibe los datos 12201 y la señal de control 12204 como entradas, y realiza la correlación de acuerdo con el esquema de modulación en base a la señal de control 12204, por ejemplo la correlación que tiene en cuenta el cambio de la figura 121, para generar una señal correlacionada (el componente en fase y el componente de cuadratura de una señal de banda base) . En base a la señal correlacionada, la unidad de correlación 12301_B también genera la señal modulada s2, (t) (12203_B) , y da salida a la señal modulada generada s2 (t), (12203_B) .

Obsérvese que los datos 12201 como la entrada a la unidad de correlación 12301_A y los datos 12201_B como la entrada a la unidad de correlación 12301 son idénticos entre sí. Asimismo, la señal modulada sl(t) (12203_A) es idéntica a la señal modulada 12005_A de la figura 120, y la señal modulada s2 (t) (12203_B) es idéntica a la señal modulada 12005_B de la figura 120 y se muestra en la figura 121 porción (c) .

Por consiguiente, el primer intervalo de la señal modulada sl(t) (122Q3_A) es (II, Q2), el primer intervalo de la señal modulada s2 (t) (12203_B) es (12, Ql) , el segundo intervalo de la señal modulada sl(t) (12203_A) es (13, Q4), el segundo intervalo de la señal modulada s2(t) (12203_B) es (14, Q3), ....

Además, se da una descripción del esquema para generar el primer intervalo (II, Q2) de la señal modulada sl(t) (12203_A) en la unidad de correlación 12301_A de la figura 123. En la figura 123 , los datos se representan como 12201. Sean los datos de tiempo 1 bOl, bll, b21, b31, y sean los datos de tiempo 2 b02, bl2, b22, b32. La unidad de correlación 12301_A de la figura 123 genera los intervalos precedentemente mencionados II, Q2 de bOl, bll, b21, b31 y b02, bl2, b22, b32. Después, de II, Q2 , la unidad de correlación 12301_A de la figura 123 puede generar la señal modulada sl(t) .

Se da una descripción del esquema para generar el primer intervalo (12, Ql) de la señal modulada s2 (t) (12203_B) en la unidad de correlación 12301_B de la figura 123. En la figura 123, los datos se representan como 12201'. Sean los datos de tiempo 1 bOl, bll, b21, b31, y sea los datos de tiempo 2 b02, bl2, b22, b32. La unidad de correlación 12301_B de la figura 123 genera los intervalos precedentemente mencionados 12, Ql de bOl, bll, b21, b31 y b02, b22, b22, b31. Después, de 12, Ql, la unidad de correlación 12301_B de la figura 123 puede generar s2(t).

A continuación, con respecto a la figura 124, en ella se muestra un segundo ejemplo del esquema para generar si (t) y s2(t) usando el retardo Q cíclico, siendo el esquema diferente del de la figura 121. Entre tanto, se usan los mismos números de referencia de la figura 124 para referirse a los mismos (por ejemplo el componente en fase y el componente de cuadratura de una señal de banda base) que en la figura 121.

En la figura 124, la porción (a) muestra los componentes en fase y los componentes de cuadratura de las señales de banda base obtenidas por la unidad de correlación 12002 de la figura 120. La figura 124 porción (a) es igual a la figura 121 porción (a) y aquí se omite su explicación.

En la figura 124, la porción (b) muestra la estructura de los componentes en fase y los componentes de cuadratura de las señales de banda base si (t) y s2 (t) antes del cambio de señales. En la figura 124 porción (b) , la señal de banda base de tiempo 2i+l se asigna a sl(t) , y la señal de banda base de tiempo 2i+2 se asigna a s2 (t) (donde i es un entero mayor o igual a cero) .

En la figura 124, la porción (c) muestra conjuntos ej emplificativos de los componentes en fase y de cuadratura de las señales de banda base cuando la!unidad de almacenamiento y cambio de señal 12004 de la figura 120 realiza el cambio de señales. La figura 124 por sus siglas en inglés (c) se caracteriza (difiere de la figura 121) en que el cambio de señales se realiza dentro de sl(t) y dentro de s2 (t) .

Específicamente, en la figura 124 por sus siglas en inglés (c) , en comparación con la figura 124 porción (b) , Ql y Q3 cambian en sl(t), y Q5 y Q7 también cambian en sl(t) . A continuación, se realiza el cambio similar. Asimismo, en la figura 124 por sus siglas en inglés (c) , en comparación con la figura 124 porción (b) , Q2 y Q4 cambian en s2 (t) , y Q6 y Q8 también cambian en s2(t) . A continuación, se realiza el cambio similar.

Como resultado, el componente en fase de la señal de banda base si (t) del primer intervalo es II, el componente de cuadratura de la señal de banda base sl(t) del primer intervalo es Q3. El componente en fase de la señal de banda base s2 (t) del primer intervalo es 12, y el componente de cuadratura de la señal de banda base s2 (t) del primer intervalo es Q . Además, el componente en fase de la señal de banda base sl(t) del segundo intervalo es 13, el componente de cuadratura de la señal de banda base sl(t) del segundo intervalo es Ql . El componente en fase de la señal de banda base s2(t) del' segundo intervalo es 14, y el componente de cuadratura de la señal de banda base s2 (t) del segundo intervalo es Q2. Con respecto al tercer intervalo y al cuarto intervalo, se presenta una ilustración de la figura 124 por sus siglas en inglés (c) . Esto corresponde a los intervalos subsiguientes también.

La precodificación se realiza de acuerdo con el esquema de precodificación de los esquemas de precodificación para efectuar regularmente saltos con respecto a sl(t) de un Navo intervalo y s2 (t) de un Navo intervalo, y se obtienen las señales rl(t) r2(t) resultantes de la precodificación del Navo intervalo. En la presente descripción se ha expuesto el punto anterior.

La figura 125 muestra el esquema de estructuración para obtener sl(t) y s2(t) de un Nvo intervalo ilustrado en la figura 124, siendo el esquema diferente del de la figura 120. La unidad de correlación 12202 recibe los datos 12201 y la señal de control 12204 como entradas, y realiza la correlación de acuerdo con el esquema de modulación en base a la señal de control 12204, por ejemplo la correlación que tiene en cuenta el cambio de la figura 124, para generar una señal correlacionada (el componente en fase y el componente de cuadratura de una señal de banda base) . En base a la señal correlacionada, la unidad de correlación 12202 también genera la señal modulada sl(t) (12203_A) y la señal modulada s2 (t) (12203_B) , y da salida a la señal modulada generada sl(t) (12203_A) y la señal modulada generada s2(t) (12203_B) . Obsérvese que la señal modulada sl(t) (12203_A) es idéntica a la señal modulada 12005_A de la figura 120, y la señal modulada s2 (t) (12203_B) es idéntica a la señal modulada 12005_B de la figura 120 y se muestra en la figura 124 por sus siglas en inglés (c) . Por consiguiente, el primer intervalo de la señal modulada sl(t) (12203_A) es (II, Q3) , el primer intervalo de la señal modulada s2(t) (12203_B) es (12, Q4), el segundo intervalo de la señal modulada sl(t) (12203_A) es (13, Ql) , el segundo intervalo de la señal modulada s2 (t) (12203_B) es (14, Q2), ....

Además, se da una descripción del esquema para generar el primer intervalo (II, Q3) de la señal modulada si (t) (12203_A) , el primer intervalo (12, Q4) de la señal modulada s2 (t) (12203_B), el segundo intervalo (13, Ql) de la señal modulada si (t ) (12203_A) , y el primer intervalo (14, Q2) de la señal modulada s2 (t) (12203_B) en la unidad de correlación 12202 de la figura 125.

En la figura 125, los datos se representan como 12201. Sean los datos de tiempo 1 bOl, bll, b21, b31, sean los datos de tiempo 2 b02, bl2, b22, b32, sean los datos de tiempo 3 b03, bl3, b23, b33, y sean los datos de tiempo 4 b04, bl4 , b24, b34. La unidad de correlación 12202 de la figura 125 genera los intervalos precedentemente descritos II, Ql, 12, Q2 , 13, Q3 , 14, Q4 de bOl, bll, b21, b31, yb02, bl2, b22, b32, yb03, bl3, b23, b33, yb04, bl4, b24, b34. Después, de II, Ql, 12, Q2 , 13, Q3 , 14, Q4 , la unidad de correlación 12202 de la figura 125 puede generar las señales moduladas sl(t) y s2 (t) .

La figura 126 muestra el esquema de estructuración para obtener sl(t) y s2(t) de un Navo intervalo ilustrado en la figura 124, siendo el esquema diferente de los de las figuras 120 y 125. La unidad de división 12601 recibe los datos 12201 y la señal de control 12204 como entradas, y de acuerdo con la señal de control 12204, divide los datos, y da salida a los primeros datos 12602_A y los segundos datos 12602_B. La unidad de correlación 12301_A recibe los primeros datos 12602_Ay la señal de control 12204 como entradas, y realiza la correlación de acuerdo con el esquema de modulación en base a la señal de control 12204, por ejemplo la correlación que tiene en cuenta el cambio de la figura 124, para generar una señal correlacionada (el componente en fase y el componente de cuadratura de una señal de banda base) . En base a la señal correlacionada, la unidad de correlación 12301_A también genera la señal modulada sl(t) (12203_A) , y da salida a la señal modulada generada sl(t) (12203_A) . La unidad de correlación 12301_B recibe los segundos datos 12602_B y la señal de control 12204 como entradas , y realiza la correlación de acuerdo con el esquema de modulación en base a la señal de control 12204, por ejemplo la correlación que tiene en cuenta el cambio de la figura 124, para generar una señal correlacionada (el componente en fase y el componente de cuadratura de una señal de banda base) . En base a la señal correlacionada, la unidad de correlación 12301_B también genera la señal modulada s2 (t) (12203_B) , y da salida a la señal modulada generada s2(t) (12203_B) .

Por consiguiente, el primer intervalo de la señal modulada sl(t) (12203_A) es (II, Q3)!, el primer intervalo de la señal modulada s2 (t) (12203_B) es (12, Q4) , el segundo intervalo de la señal modulada sl(t) (12203_A) es (13, Ql) , el segundo intervalo de la señal modulada s2(t) (12203_B) es (14, Q2), ....

Además, se da una descripción del esquema para generar el primer intervalo (II, Q3) y el segundo intervalo (13, Ql) de la señal modulada sl(t) (12203_A) en la unidad de correlación 12301_A de la figura 126. En la figura 126, los datos se representan como 12201. Sean los datos de tiempo 1 bOl, bll, b21, b31, sean los datos de tiempo 2 b02, bl2, b22, b32, sean los datos de tiempo 3 b03, bl3, b23, b33, y sean los datos de tiempo 4 b04, bl4, b24, b34. La unidad de división 12601 da salida a los datos bOl, bll, b21, b31 de tiempo 1, y los datos b03, bl3, b23, b33 de tiempo 3, como los primeros datos 12602_A. La unidad de división 12601 también da salida a los datos b02, bl2, b22, b32 de tiempo 2, y los datos b04, bl4 , b24, b34 de tiempo 4, como los segundos datos 802_B. La unidad de correlación 12301_A de la figura 126 genera el primer intervalo (II, Q3) y el segundo intervalo (13, Ql) de bOl, bll, b21, b31, y b03, bl3, b23, b33. Se realizan operaciones similares para los intervalos tercero y subsiguientes .

Se da una descripción del esquema para generar el primer intervalo (12, Q4) de la señal modulada s2(t) (12203_B) y el segundo intervalo (14, Q2) en la unidad de correlación 12301_B de la figura 126. La unidad de correlación 12301_B de la figura 126 genera el primer intervalo (12, ,Q4) y el segundo intervalo (14, Q2) de ambos de los datos b02, bl2 , b22, b32 de tiempo 2, y los datos b04, bl4, b24, b34 de tiempo 4. Se realizan operaciones similares para los intervalos tercero y subsiguientes.

Como en los casos precedentes, se han descritos los dos esquemas del retardo Q cíclico. Cuando el cambio de señales se realiza dentro de los intervalos tal como se muestra en la figura 121, se reduce la cantidad de los puntos de señal candidatos en la unidad de demodulación (detector) del dispositivo de recepción. Por consiguiente, se obtiene un efecto ventajoso de reducción de la escala de cálculo (tamaño de circuitos) . Por otra parte, tal como se muestra en la figura 124 , cuando el cambio de señales se realiza dentro de la señal sl(t) y dentro de la señal s2(t), aumenta la cantidad de los puntos de señal candidatos en la unidad de demodulación (detector) del dispositivo de recepción. Sin embargo, este tipo de esquema podría producir un efecto ventajoso en cuanto a obtener ganancia de diversidad de tiempo (o ganancia de diversidad de frecuencia, si el cambio se realiza en el dominio de frecuencia) , lo que lleva a la posibilidad de mejorar más la calidad de recepción de datos .

Aunque la descripción se dio tomando un ejemplo en que el esquema de modulación es 16QAM, la presente invención puede realizarse igualmente incluso si el esquema de modulación es por ejemplo uno de QPSK, 8QAM, 32QAM, 64QAM, 128QAM y 256QAM.

Asimismo, el esquema del retardo Q cíclico no se limita a los dos tipos precedentes. Por ejemplo, aunque el cambio se realiza con respecto a los componentes de cuadratura de las señales de banda base en los dos ejemplos anteriores, por su parte pueden cambiar los componentes en fase. Más aún, aunque el cambio se realiza en dos puntos de tiempo (por ejemplo los componentes de cuadratura de las señales de banda base cambian el tiempo 1 y el tiempo 2) , los componentes en fase o (o posiblemente y) los componentes de cuadratura de las señales de banda base pueden cambiar en múltiples puntos de tiempo. Cuando se realiza el retardo Q cíclico mientras se generan el componente en fase y el componente de cuadratura de una señal de banda base, tal como se muestra en la figura 121 porción (a) , se mantienen las siguientes tres posibilidades. Una es que "existe un símbolo en que el componente en fase de la señal de banda base después del retardo Q cíclico de tiempo i se representa como Ii, y el componente de cuadratura de la señal de banda base después del retardo Q cíclico de tiempo i se representa como Qj (i? j ) " · Otro es que "existe un símbolo en que el componente en fase de la señal de banda base después del retardo Q cíclico de tiempo i se representa como Ij , y el componente de cuadratura de la señal de banda base después del retardo Q cíclico de tiempo i se representa como Qi (i? j) " . El otro es que "el componente en fase de la señal de banda base después del retardo Q cíclico de tiempo i se representa como Ij , y el componente de cuadratura de la señal de banda base después del retardo Q cíclico de tiempo i se representa como Qk (i ? j, i ? k, j ? k) .

Asimismo, se aplica el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación con respecto a la señal modulada sl(t) (o sl(f), o sl(t, f)) y la señal modulada s2 (t) (o s2 (f ) , o s2 (t, f ) ) que se obtienen realizando el retardo Q cíclico precedentemente mencionado (Obsérvese que, como se menciona en la descripción, procesamiento de señales, tal como el cambio de fase, el cambio de potencia, y el cambio de señales, puede realizarse en cualquier etapa) . En este caso, como el esquema de precodificacion para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación que debe aplicarse con respecto a las señales moduladas obtenidas realizando el retardo Q cíclico, es aplicable cualquiera de los esquemas de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodif icación expuestos en la presente descripción.

Aplicabilidad industrial La presente invención es ampliamente aplicable a sistemas inalámbricos que transmiten diferentes señales moduladas desde múltiples antenas, tal como un sistema MIMO con OFDM. Asimismo, en un sistema de comunicaciones cableadas con múltiples localizaciones de transmisión (tal un sistema de comunicaciones por líneas eléctricas (PLC, por sus siglas en inglés) , sistema de comunicaciones ópticas o sistema de línea de abonado digital (DSL) ) , la presente invención puede adaptarse a MIMO, en cuyo caso las múltiples localizaciones de transmisión se usan para transmitir múltiples señales moduladas tal como se describe en la presente invención. Una señal modulada también puede transmitirse desde múltiples localizaciones de transmisión.

Lista de signos de referencia 302A, 302B Codificador 304A, 304B Interpolador 306A,306B Unidad de correlación 314 Unidad generadora de información de ponderación 308A,308B Unidad de ponderación 310A,310B Unidad inalámbrica 312A,312B Antena 402 Codificador 404 Unidad de distribución 504#1,504#2 Antena de transmisión 505#1,505#2 Antena de transmisión 600 Unidad de ponderación 703_X Unidad inalámbrica 701_X Antena 705_1 Unidad de estimación de fluctuación de canal 705_2 Unidad de estimación de fluctuación de canal 707_1 Unidad de estimación de fluctuación de canal 707_2 Unidad de estimación de fluctuación de canal Unidad de decodificación de información de control Unidad de procesamiento de señales Detector I ER MIMO Unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica Desinterpolador Unidad de cálculo de razón de verosimilitud logarítmica Decodificador de entrada/salida de software Interpolador Unidad de almacenamiento Unidad generadora de coeficientes de ponderación Decodificador de entrada/salida de software 903 Unidad de distribución 1301A,1301B Procesador relacionado con OFDM 1402A,1402B Conversor en serie/paralelo 1404A,1404B Unidad de reordenación 1406A,1406B Transformada rápida inversa de.Fourier 1408A,1408B Unidad inalámbrica 2200 Unidad generadora de ponderación de precodificación 2300 Unidad de reordenación 4002 Grupo codificador Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims

REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones :

1. Método de precodificación para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales precodificadas que se transmiten en el mismo ancho de banda de frecuencias al mismo tiempo, caracterizado porque comprende los pasos de: seleccionar una matriz entre 2N matrices F[i] , donde i = 0, 1, 2, ..., 2N-2, 2N-1, por saltos entre las matrices, definiendo las 2N matrices F [i] un proceso de precodificación que se realiza en las múltiples señales de banda base; multiplicar "u" por una primera señal de banda base si generada de un primer conjunto de bits, multiplicar "v" por una segunda señales de banda base s2 generada de un segundo conjunto de bits, denotando "u" y "v" números reales diferentes uno del otro; y generar una primera señal precodificada zl y una segunda señal precodificada z2 realizando un,proceso de precodificación, que corresponde a una matriz seleccionada entre las 2N matrices F[i] , en una señal obtenida multiplicando "u" por la primera señal de banda base si y una señal obtenida multiplicando "v" por la segunda señal de banda base s2, cumpliendo la primera señal precodificada zl y la segunda señales precodificada z2 (zl, z2)T = F[i] (u x si, v x s2)T, para i = , N+l, N+2, ..., 2N-2, 2N-1, expresándose las 2N matrices F[i] como: Matemática 1 Ecuación 279 Mate Ecuac representando ? un ángulo arbitrario, representando a un número real positivo que excluye 1, cumpliendo ???(?) y 92i(i) : Matemática 3 Condición #57 eÁd\ i (?)-?2$?))?e?? )-T2 {(y)) for V , Vy (x? y; x, y = 0,1,2,· · · , N - 2, N - 1) y Matemática 4 Condición #62 ß \?(?-?2\?)? ß?? ?-?2\( ) íorVx,\/y(x? y;x,y = N,N +l,N+2,---,2N-2,2N-$ seleccionada cada una de las 2N matrices al menos una vez en un período de tiempo predeterminado.

2. Aparato de precodificación para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales precodificadas que se transmiten en el mismo ancho de banda de frecuencias al mismo tiempo, caracterizado porque comprende: una unidad generadora de información de ponderación que selecciona una matriz entre 2N matrices F[i] , donde i = 0, 1, 2, ..., 2N-2, 2N-1, por saltos entre las matrices, definiendo las 2N matrices F[i] un proceso de precodificación que se realiza en las múltiples señales de banda base; una unidad de cambio de potencia que multiplica "u" por una primera señal de banda base si generada de un primer conjunto de bits, que multiplica "v" por una segunda señal de banda base s2 generada de un segundo conjunto de bits, dentando "u" y "v" números reales diferentes uno del otro; y una unidad de ponderación que genera una primera señal precodificada zl y una segunda señal precodificada z2 realizando un proceso de precodificación, que corresponde a una matriz seleccionada entre las 2N matrices F [i] , en una señal obtenida multiplicando "u" por la primera señal de banda base si y una señal obtenida multiplicando "v" por la segunda señal de banda base s2, cumpliendo la primera señal precodificada zl y la segunda señal precodificada z2 (zl, z2)T = F[i] (u x si, v x s2)T, para i = N, N+l, N+2, ..., 2N-2, 2N-1, expresándose las 2N matrices F[i] como: Matemática 5 Ecuación 279 Matemática 6 Ecuación 280 representando ? un ángulo arbitrario, representando a un número real positivo que excluye 1, cumpliendo 9n(i) y ?2?(?) : Matemática 7 Condición #57 e \ i M-02 iW)? e Áen{y)-e2 \(y)) forVx, V (x? y ; x,y = 0,1,2,· · · , N - 2, N - 1) y Matemática 8 Condición #62 ß?{? )-?2\(?))? eÁ6\ (y)-e2\y)) forVjc, Vy ( ? y; x,y = N, N +\,N +2,---,2N -2,2N -1) seleccionada cada una de las 2? matrices al menos una vez en un período de tiempo predeterminado.