MX2008011814A - Regulador para evitar el flujo de corriente asimetrica a traves de un transformador de bajo voltaje magnetico descargado. - Google Patents

Abstract

Un regulador de dos cables opera para controlar la cantidad de potencia suministrada a una carga de bajo voltaje magnético (MLV) y comprende un semiconductor bidireccional, un circuito de temporización, un circuito de disparo que tiene un umbral de voltaje variable, y un circuito de bloqueo; cuando una señal de voltaje de temporización del circuito de temporización excede una magnitud inicial del umbral de voltaje variable, el circuito de disparo opera para hacer que el conmutador de semiconductor sea conductor, para reducir la señal de voltaje de temporización a una magnitud predeterminada menor que la magnitud inicial y para incrementar el umbral de voltaje variable a una segunda magnitud mayor que la primera magnitud; el circuito de bloqueo limita la magnitud de la señal de voltaje de temporización a una magnitud de bloqueo entre la magnitud inicial y la segunda magnitud, evitando así que la señal de voltaje de temporización exceda la segunda magnitud; por consiguiente, se evita que el regulador MLV conduzca corriente asimétrica cuando un transformador MLV de la carga MLV sea descargado.

Description

REGULADOR PARA EVITAR EL FLUJO DE CORRIENTE ASIMETRICA A TRAVES DE UN TRANSFORMADOR DE BAJO VOLTAJE MAGNETICO DESCARGADO CAMPO DE LA INVENCION La presente invención se refiere a dispositivos de control de carga para controlar la cantidad de potencia suministrada a una carga eléctrica. De manera más especifica, la presente invención se refiere a circuitos de impulso para un regulador análogo de dos cables que evita el flujo de corriente asimétrica a través de una carga de bajo voltaje magnética (MLV) .

ANTECEDENTES DE LA INVENCION Un regulador de iluminación típico está acoplado entre una fuente de potencia de corriente alterna (AC) (típicamente 50 ó 60 Hz de voltaje AC en línea principal) y una carga de iluminación. Los reguladores de luz estándar utilizan uno o más conmutadores de semiconductor, tales como tiristores triodos bidireccionales o transistores de efecto en campo (FET), para controlar la cantidad de potencia suministrada a la carga de iluminación y, por lo tanto, la intensidad de la luz emitida por la carga. El conmutador de semiconductor por lo regular está acoplado en serie entre la fuente y la carga de iluminación. Al utilizar una técnica de regulación de control de fase, el regulador hace que el conmutador de semiconductor sea conductor para una porción de cada mitad de ciclo de linea a fin de suministrar potencia a la carga de iluminación, y hace que el conmutador de semiconductor no sea conductor para la otra porción de la mitad de ciclo de linea a fin de desconectar la potencia de la carga. Algunos reguladores operan para controlar la intensidad de cargas de iluminación de bajo voltaje, tales como cargas de bajo voltaje magnético (MLV) y de bajo voltaje electrónico (ELV) . Las cargas de bajo voltaje generalmente son suministradas con potencia AC a través de un transformador de graduación descendente, por lo regular un transformador de aislamiento. Estos transformadores de graduación descendente gradúan el voltaje hacia abajo al nivel de bajo voltaje, por ejemplo 12 a 24 voltios, necesario para energizar la lámpara o lámparas. Un problema con las cargas de iluminación de bajo voltaje que emplean un transformador, específicamente cargas MLV, es que los transformadores son susceptibles a cualesquiera componentes de corriente directa (DC) del voltaje suministrado a través del transformador. Un componente DC en el voltaje a través del transformador puede ocasionar que el transformador genere ruido acústico y que se sature, incrementando la temperatura del transformador y potencialmente dañando el transformador. La figura 1A es un diagrama esquemático simplificado de un regulador de bajo voltaje magnético 10 de la técnica anterior. El regulador 10 de la técnica anterior está acoplado a una fuente de potencia AC 12 a través de una terminal CALIENTE 14 y una carga MLV 16 a través de una terminal CALIENTE ATENUADA 18. La carga MLV 16 incluye un transformador 16A y una carga de lámpara 16B. El regulador 10 además comprende un tiristor triodo bidireccional 20, el cual está acoplado en conexión eléctrica en serie entre la fuente 12 y la carga MLV 16 y opera para controlar la potencia suministrada a la carga MLV. El tiristor triodo bidireccional 20 tiene una puerta (o entrada de control) para hacer que el tiristor triodo bidireccional sea conductor. Específicamente, el tiristor triodo bidireccional 20 se vuelve conductor en un momento específico de cada minad de ciclo y se vuelve no conductor cuando una corriente de carga iL a través del tiristor triodo bidireccional se vuelve sustancialmente de cero amperios, es decir, al final de la mitad de ciclo. La cantidad de potencia suministrada a la carga MLV 16 depende de la porción de cada mitad de ciclo que el tiristor triodo bidireccional 20 es conductor. Un inductor L22 está acoplado en serie con el tiristor triodo bidireccional 20 para suministrar filtración de ruido de interferencia electromagnética (EMI) en la terminal CALIENTE 14 y la terminal CALIENTE ATENUADA 18 del regulador 10. Un circuito de tempori zación 30 incluye un circuito de resistor-capacitor (RC) acoplado en conexión eléctrica paralela con el tiristor triodo bidireccional 20. Específicamente, el circuito de tempori zación 30 comprende un potenciómetro R32 y un capacitor C34. Conforme el capacitor C34 carga y descarga cada mitad de ciclo de la fuente de potencia AC 12, un voltaje vc se desarrolla a través del capacitor. Un gráfico del voltaje vc a través del capacitar C34 y la corriente de carga iL a través de la carga MLV 16 se muestra en la figura 2. El capacitor C34 se comienza a cargar al inicio de cada mitad de ciclo (es decir, en el tiempo t0 en la figura 2) a una velocidad que depende de la resistencia del potenciómetro R32 y la capacitancia del capacitor C34. Un tiristor diodo bidireccional 40, el cual se emplea como un dispositivo de disparo, está acoplado en serie entre el circuito de tempori zación 30 y la puerta del tiristor triodo bidireccional 20. Tan pronto como el voltaje vc a través del capacitar C34 excede un voltaje de irrupción VBR (por ejemplo, 30V) del tiristor diodo bidireccional 40, a través del voltaje el tiristor diodo bidireccional reduce rápidamente en magnitud a un voltaje de reversión VBB · El cambio rápido en el voltaje a través del tiristor diodo bidireccional 40 y el capacitor C34 ocasiona que el tiristor diodo bidireccional sea conductor de una corriente de puerta ÍPUERTA hacia y desde la puerta del tiristor triodo bidireccional 20. La corriente de puerta ÍPUERTA fluye hacia la puerta del tiristor triodo bidireccional 20 durante las mitades de ciclos positivos y fuera de la puerta del tiristor triodo bidireccional durante las mitades de ciclos negativos. La figura IB es un gráfico de la característica de corriente-voltaje de un tiristor diodo típico. Los valores del voltaje de irrupción VBR y el voltaje de reversión VBB pueden diferir ligeramente durante las mitades de ciclos positivos y las mitades de ciclos negativos. Por lo tanto, la característica de corriente de voltaje de la figura IB muestra el voltaje de irrupción positivo VBR+ y el voltaje de reversión positivo VBB+ ocurriendo durante las mitades de ciclos positivos y el voltaje de irrupción negativo VBR_ y el voltaje de reversión negativo VBB_ ocurriendo durante las mitades de ciclos negativos.

El tiempo de carga del capacitor C34, es decir, la constante de tiempo del circuito RC, varia en respuesta a cambios en la resistencia del potenciómetro R32 para alterar los tiempos en los cuales el tiristor triodo bidireccional 20 comienza a conducir cada mitad de ciclo de la fuente de potencia AC 12. La magnitud de la corriente de puerta ÍPOERTA queda limitada por un resistor de puerta R42. La corriente de puerta ÍPOERTA fluye durante un periodo de tiempo TIMpOLSo, el cual es determinado por la capacitancia del capacitar C34, la diferencia entre el voltaje de irrupción VBR y el voltaje de reversión VBB del tiristor diodo bidireccional 40, y la magnitud de la corriente de puerta ÍPUERTA- Después que el voltaje vc a través del capacitar C34 ha excedido el voltaje de irrupción VBR del tiristor diodo bidireccional 40 y la corriente de puerta ÍPUERTA ha disminuido a aproximadamente cero amperios, el voltaje vc disminuye por sustancialmente el voltaje de reversión VBB del tiristor diodo bidireccional 40. Aunque la corriente de puerta IpUERTA eStá fluyendo a través de la puerta del tiristor triodo bidireccional 20, el tiristor triodo bidireccional comenzará a conducir corriente a través de las terminales de carga principal, es decir, entre la fuente 12 y la carga MLV 16 (tal como se muestra en el tiempo ti en la figura 2) . Para que el tiristor triodo bidireccional 20 permanezca conductor después que la corriente de puerta íPUERTA deja de fluir, la corriente de carga iL debe exceder una corriente de enganche predeterminada IENGANCHE del tiristor triodo bidireccional antes que la corriente de puerta llegue a los cero amperios. Cuando la lámpara MLV 16B es conectada al transformador MLV 16A, la corriente de carga iL a través de las terminales de carga principal del tiristor triodo bidireccional 20 es lo suficientemente grande de manera que la corriente de carga excede la corriente de enganche IENGANCHE del tiristor triodo bidireccional. Por lo tanto, cuando la magnitud de la corriente de puerta ÍPUERTA cae sustancialmente a cero amperios después del periodo de corriente de puerta TIMPULSo, el tiristor triodo bidireccional 20 permanece conductor durante el resto de la mitad de ciclo presente, es decir, hasta que la corriente de carga iL a través de las terminales de carga principal del tiristor triodo bidireccional 20 se aproxima a cero amperios (por ejemplo, en el tiempo t2 en la figura 2) . Cuando la lámpara MLV 16B no está conectada transformador MLV 16A, es decir, el transformador MLV está descargado, la carga MLV 16 tendrá una inductancia más larga que cuando la lámpara MLV está conectada al transformador MLV. La inductancia más larga L ocasiona que la corriente de carga iL a través de las terminales de carga principal del tiristor triodo bidireccional 20 incremente a una velocidad más lenta debido a que la velocidad de cambio de la corriente a través de un inductor es inversamente proporcional a la inductancia, es decir, diL/dt = vL/L (asumiendo que el voltaje instantáneo vL a través del inductor permanece constante) . Por consiguiente, cuando la lámpara MLV 16B no está conectada, la corriente de carga iL puede no aumentar lo suficientemente rápido para exceder la corriente de enganche del tiristor triodo bidireccional 20, y el tiristor triodo bidireccional puede dejar de conducir cuando la corriente de puerta IPUERTA cae sustancialmente a cero amperios. La figura 3 es un gráfico del voltaje vc a través del capacitor C34 y la corriente de carga iL cuando el transformador MLV 16A está descargado. Después que el voltaje vc excede el voltaje de irrupción VBR del tiristor diodo bidireccional 40 (tal como se muestra mediante un pico Ai), la corriente de carga iL comienza a incrementar lentamente (tal como se muestra a través de un pico Bi) . Sin embargo, la corriente de carga iL no alcanza la corriente de engancha IENGANCHE del tiristor triodo bidireccional 20 antes que la corriente de puerta iPUERTA deje de fluir y, por lo tanto, el tiristor triodo bidireccional 10 no se engancha y la corriente de carga iL comenzará a disminuir. Debido a que el tiristor triodo bidireccional 20 no se enganchó y se vuelve no conductor, el voltaje a través del circuito de tempori zación 20 será un voltaje sustancialmente grande, es decir, sustancialmente igual al voltaje de la fuente de potencia AC 12, y el capacitor C34 comenzará a cargarse nuevamente (tal como se muestra mediante un pico A2) . Se puede apreciar que la corriente de carga iL no tiene suficiente tiempo para caer a cero amperios. Cuando el voltaje vc excede el voltaje de irrupción VBR por segunda vez en la mitad de ciclo presente, la corriente de puerta ÍPUERTA fluye a través de la puerta y el tiristor triodo bidireccional 20 una vez más intentará encenderse (tal como se muestra mediante un pico B2) . Debido a que la corriente de carga iL no es de cero amperios cuando la corriente de puerta ÍPUERTA comienza a fluir, la corriente de carga aumenta a un valor mayor de lo que se logró en el pico Bi. Sin embargo, la corriente de carga iL no alcanza la corriente de enganche IENGANCHE, y por lo tanto el ciclo se repite nuevamente (tal como se muestra mediante los picos A3 y B3) . Una situación similar, pero complementaria, ocurre durante las mitades de ciclos negativos. Tal como se muestra en la figura 3, la corriente de carga iL no excede la corriente de enganche IENGANCHE durante alguna de las mitades de ciclo de linea AC. Conforme la situación de la figura 3 se repite para múltiples mitades de ciclo, es decir, el tiristor triodo bidireccional 20 intenta encenderse repetidamente de una mitad de ciclo a la siguiente, la corriente de carga iL a través de las terminales de carga principal del tiristor triodo bidireccional puede adquirir, ya sea un componente DC positivo o negativo. Eventualmente , el componente DC ocasionará que la corriente de carga iL exceda la corriente de enganche IENGANCHE durante algunas mitades de ciclo, por ejemplo, las mitades de ciclo negativo tal como se muestra en la figura 4. Por lo tanto, una corriente de carga asimétrica iL fluirá a través de la carga MLV 16, ocasionando que el transformador MLV 16A genere ruido acústico y se sobrecaliente, lo cual puede dañar potencialmente el transformador MLV. Por lo tanto, existe la necesidad de un regulador MLV que evite la conducción de corrientes asimétricas a través de una carga MLV cuando el transformador MLV está descargado.

SUMARIO DE LA INVENCION De acuerdo con la presente invención, un dispositivo de control de carga de dos cables para controlar la cantidad de potencia suministrada a una carga desde una fuente de potencia AC comprende un conmutador de semiconductor, un circuito de temporización, un circuito de disparo, y un circuito de bloqueo. El conmutador de semiconductor opera para que se acople en conexión eléctrica en serie entre la fuente y la carga. El conmutador de semiconductor tiene una entrada de control para controlar el conmutador de semiconductor entre un estado no conductor y un estado conductor. El circuito de temporización está acoplado en conexión eléctrica paralela con el conmutador de semiconductor y tiene una salida para proporcionar una señal de voltaje de temporización. El circuito de disparo está acoplado a la salida del circuito de temporización y opera para controlar el conmutador de semiconductor. Un voltaje de disparo, el cual incrementa en magnitud con respecto al tiempo en respuesta a la señal de voltaje de temporización, se desarrolla a través del circuito de disparo. El circuito de disparo se caracteriza por un umbral de voltaje variable que tiene una magnitud inicial. El conmutador de semiconductor opera para cambiar entre los estados no conductor y conductor en respuesta a una conducción de una corriente de control a través del circuito de disparo. El circuito de bloqueo está acoplado a la salida del circuito de tempori zación para limitar la magnitud del voltaje de tempori zación a una magnitud de bloqueo mayor que la magnitud inicial. Cuando el voltaje de tempori zación excede la magnitud inicial del umbral de voltaje variable después del inicio de una mitad de ciclo de la fuente de potencia AC, el circuito de disparo opera para (1) conducir la corriente de control, (2) reducir el voltaje de tempori zación a una magnitud predeterminada menor que la magnitud inicial, y (3) incrementar el umbral de voltaje variable a una segunda magnitud mayor que la magnitud de bloqueo. Por consiguiente, se evita que el voltaje de tempori zación exceda la segunda magnitud. Además, la presente invención proporciona un circuito de disparo que opera para controlar un conmutador de semiconductor en un dispositivo de control de carga. El circuito de disparo comprende un circuito de irrupción y un circuito de compensación. El circuito de irrupción se caracteriza por un voltaje de irrupción y opera para conducir una corriente de control cuando un voltaje a través del circuito de irrupción excede el voltaje de irrupción. El conmutador de semiconductor opera para cambiar entre los estados no conductor y conductor en respuesta a la corriente de control. El circuito de compensación está acoplado en serie con el circuito de irrupción y opera para conducir la corriente de control, con lo cual un voltaje de compensación se desarrolla a través del circuito de compensación. El circuito de disparo se caracteriza por un umbral de voltaje inicial antes que el circuito de irrupción y el circuito de compensación conduzcan la corriente de control. El umbral de voltaje inicial tiene una magnitud sustancialmente igual a la magnitud del voltaje de irrupción. El circuito de disparo además se caracteriza por un segundo umbral de voltaje después que el circuito de irrupción y el circuito de compensación conducen la corriente de control. El segundo umbral de voltaje tiene una magnitud máxima sustancialmente igual al voltaje de irrupción del circuito de irrupción más el voltaje de compensación . La presente invención además proporciona un método para controlar un conmutador de semiconductor en un dispositivo de control de carga para controlar la cantidad de potencia suministrada a una carga desde una fuente de potencia AC . El método comprende los pasos de: (1) generar un voltaje de disparo el cual incrementa en magnitud con respecto al tiempo durante una mitad de ciclo de la fuente de potencia AC; (2) determinar el momento en que el voltaje de disparo excede un umbral de voltaje variable que tiene un umbral de voltaje inicial; (3) conducir una corriente de puerta a través de una entrada de control del dispositivo de semiconductor cuando el voltaje de disparo excede el umbral de voltaje inicial; (4) incrementar el umbral de voltaje variable del umbral de voltaje inicial a un segundo umbral de voltaje mayor que el umbral de voltaje inicial; y (5) evitar que el voltaje de disparo exceda el segundo voltaje de umbral dentro de la mitad de ciclo de la fuente de potencia AC . Otras características y ventajas de la presente invención serán aparentes a partir de la siguiente descripción de la invención que hace referencia a las figuras anexas.

BREVE DESCRIPCION DE LAS FIGURAS La figura 1A es un diagrama esquemático simplificado de un regulador MLV de la técnica anterior; La figura IB es un gráfico de una característica de corriente de voltaje de un tiristor diodo bidireccional del regulador MLV de la figura 1A; La figura 2 es un gráfico de un voltaje a través de un capacitor de tempori zación y una corriente de carga iL a través del regulador MLV de la figura 1A; La figura 3 es un gráfico del voltaje a través del capacitor de tempori zación y la corriente de carga iL cuando el transformador MLV está descargado; La figura 4 es un gráfico del voltaje a través del capacitor de tempori zación y la corriente de carga iL que demuestra un comportamiento asimétrico cuando el transformador MLV está descargado; La figura 5A es un diagrama en bloques simplificado de un regulador MLV de acuerdo con la presente invención; La figura 5B es una vista en perspectiva de una interfaz de usuario del regulador MLV de la figura 5A; La figura 6 es un diagrama esquemático simplificado de un regulador MLV de acuerdo con una primera modalidad de la presente invención; La figura 7 es un diagrama de formas de onda que demuestran la operación del regulador MLV de la figura 6; La figura 8 es un diagrama esquemático simplificado de un regulador MLV de acuerdo con una segunda modalidad de la presente invención; La figura 9 es un gráfico de un voltaje de tempori zación y una corriente de carga del regulador MLV de la figura 8; y La figura 10 es un diagrama esquemático simplificado de un regulador MLV de acuerdo con una tercera modalidad de la presente invención.

DESCRIPCION DETALLADA DE LA INVENCION El sumario anterior, asi como la siguiente descripción detallada de las modalidades preferidas se entenderá mejor cuando se lea en conjunto con las figuras anexas. Para el propósito de ilustrar la invención, en las figuras se muestra una modalidad que actualmente es la preferida, en donde números similares representan partes similares a través de las diversas vistas de las figuras, sin embargo, queda entendido que la invención no se limita a los métodos e instrumentalidades especificas descritas. La figura 5A es un diagrama en bloques simplificado de un regulador MLV 100 de acuerdo con la presente invención. El regulador MLV 100 comprende un conmutador de semiconductor 120 acoplado en conexión eléctrica en serie entre la fuente de potencia AC 12 y la carga MLV 16. El conmutador de semiconductor 120 puede comprender un tiristor triodo bidireccional , un transistor de efecto en campo (FET) o un transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) en un puente rectificador de onda completa, dos FET o dos IGBT en conexión de antiserie, o cualquier otro tipo conveniente de conmutador de semiconductor bidireccional . El conmutador de semiconductor 120 tiene una entrada de control para controlar el conmutador de semiconductor entre un estado sustancialmente conductor y un estado sustancialmente no conductor. Un circuito de tempori zación 130 está acoplado en conexión eléctrica paralela con el conmutador de semiconductor 120 y proporciona una señal de voltaje de tempori zación vT en una salida. La señal de voltaje de temporización vT incrementa con respecto al tiempo a una velocidad que depende de un nivel de regulación objetivo de la carga MLV 16. Una interfaz de usuario 125 proporciona una entrada al circuito de temporización 130 para proporcionar el nivel de regulación objetivo de la carga MLV 16 y para controlar la velocidad a la cual incrementa la señal de voltaje de temporización vT. Un circuito de disparo 140 está acoplado entre la salida del circuito de temporización 130 y la entrada de control del conmutador de semiconductor 120. Conforme incrementa la señal de voltaje de temporización vT, se desarrolla una señal de voltaje de disparo a través del circuito de disparo 140. La señal de voltaje de disparo por lo regular tiene una magnitud que es sustancialmente igual a la magnitud de la señal de voltaje de tempori zación VT . El circuito de disparo 140 se caracteriza por un umbral de voltaje variable VTH, el cual tiene un valor inicial de Vi. Cuando la señal de voltaje de tempori zación vT en la salida del circuito de tempori zación 130 excede sustancialmente el valor inicial V del umbral de voltaje VTH, el circuito de disparo 130 conduce una corriente de control ÍCO ROLÍ la cual ocasiona que el conmutador de semiconductor 120 se vuelva conductor. En este momento, la señal de voltaje de tempori zación vT es reducida a un nivel menor que el umbral de voltaje inicial Vi y el umbral de voltaje VTH de preferencia es incrementado por un incremento AV. Por consiguiente, la señal de voltaje de tempori zación vT necesitará incrementarse a un nivel mayor para exceder el nuevo umbral de voltaje incrementado, es decir, VTH = Vx + AV. De preferencia, el umbral de voltaje VTH es restablecido al umbral de voltaje inicial Vi después de un periodo de tiempo predeterminado posterior a ser incrementado a Vi + AV. De preferencia, el umbral de voltaje VTH es restablecido al umbral de voltaje inicial Vi previo al inicio del siguiente ciclo de voltaje de linea . El regulador MLV 100 además comprende un circuito de bloqueo 150 acoplado entre la salida del circuito de tempori zación 130 y la terminal CALIENTE ATENUADA 18. El circuito de bloqueo 150 limita la magnitud de la señal de voltaje de tempori zación vT en la salida del circuito de tempori zación 130 a aproximadamente un voltaje de bloqueo VBLOQUEO- Por consiguiente, la magnitud del voltaje de disparo a través del circuito de disparo 140 también es limitada. El voltaje de bloque VBLOQOEO de preferencia tiene una magnitud mayor que el umbral de voltaje inicial Vi, pero menor que el umbral de voltaje incrementado, es decir, Vi < VBLOQUEO < VÍ + AV. El regulador MLV 100 también comprende un conmutador mecánico 124 acoplado en serie con el conmutador de semiconductor 120, es decir, en serie entre la fuente de potencia AC 12 y la carga MLV 16. Cuando el conmutador mecánico 124 está abierto, la fuente de potencia AC 12 es desconectada de la carga MLV 16, y por lo tanto, la lámpara MLV 16B es apagada. Cuando el conmutador mecánico 124 está cerrado, el conmutador de semiconductor 120 opera para controlar la intensidad de la lámpara MLV 16B. Un inductor L122 está acoplado en serie con el conmutador de semiconductor 120 para proporcionar filtración de ruido EMI . La figura 5B es una vista en perspectiva de la interfaz de usuario 125 del regulador MLV 100. La interfaz de usuario 125 incluye una placa frontal 126, un botón pulsador 127 (es decir, un accionador vasculante), y un control de deslizamiento 128. Al presionar el botón pulsador 127 se activa el conmutador mecánico 124 dentro del regulador 100. Presiones consecutivas del botón pulsador 127 activan el conmutador mecánico 124 entre un estado abierto y un estado cerrado. El control de deslizamiento 128 comprende una perilla accionadora 128A montada para movimiento deslizante a lo largo de una ranura alargada 128B. El movimiento de la perilla accionadora 128A a la parte superior de la ranura alargada 128B incrementa la intensidad de la lámpara MLV 16B, y el movimiento de la perilla accionadora 128A a la parte inferior de la ranura alargada 128B disminuye la intensidad de la lámpara MLV. La figura 6 es un diagrama esquemático simplificado de un regulador MLV 200 de acuerdo con una primera modalidad de la presente invención. El regulador MLV 200 comprende un tiristor triodo bidireccional 220 que tiene un par de terminales principales acopladas en conexión eléctrica en serie entre la fuente de potencia AC 12 y la carga MLV 16. El tiristor triodo bidireccional 220 tiene una entrada de control, es decir, una terminal de puerta, para hacer que el tiristor triodo bidireccional 220 sea conductor. El regulador MLV 200 además comprende un circuito de tempori zación 230 acoplado en paralelo con las terminales principales del tiristor triodo bidireccional 220 y comprende un potenciómetro R232 en serie con un capacitor C234. Una señal de voltaje de tempori zación vT es generada en una salida, es decir, la unión del potenciómetro R232 y el capacitor C234 , y es proporcionada a un circuito de disparo 240. La resistencia del potenciómetro R232 se puede variar en respuesta a la activación de un control de deslizamiento de una interfaz de usuario del regulador 200 (por ejemplo, el control de deslizamiento 128 de la interfaz de usuario 125) . El circuito de disparo 240 está acoplado en conexión eléctrica en serie entre la salida del circuito de tempori zación 230 y la puerta del tiristor triodo bidireccional 220. El circuito de disparo 240 incluye un circuito de irrupción que comprende un tiristor diodo bidireccional 260, el cual opera de manera similar al tiristor diodo bidireccional 40 en el regulador 10 de la técnica anterior y un circuito de compensación 270. Conforme incrementa la señal de voltaje de temporización vT, se desarrolla una señal de voltaje de disparo a través del circuito de disparo 240. Debido a que el voltaje a través de la unión de puerta-ánodo del tiristor triodo bidireccional 220 (es decir, desde la puerta del tiristor triodo bidireccional a la terminal CALIENTE ATENUADA 18) es un voltaje sustancialmente pequeño, es decir, aproximadamente 1 V, la magnitud de la señal de voltaje de disparo es sustancialmente igual a la magnitud de la señal de voltaje de tempori zación vT . Cuando la señal de voltaje de tempori zación vT" excede el voltaje de irrupción VBR del tiristor diodo bidireccional 260 (por ejemplo, aproximadamente 30V) , una corriente de puerta ÍPUERTA fluye a través del circuito de compensación 270, específicamente, a través de un diodo D272A y un capacitor C274A en la puerta del tiristor triodo bidireccional 220 en las mitades de ciclo de voltaje de línea positivo, y fuera de la puerta del tiristor triodo bidireccional 220 y a través de un capacitor C274B y un diodo D272B en las mitades de ciclo de voltaje de línea negativo. Los capacitores C274A, C274B tienen, por ejemplo, una capacitancia de aproximadamente 82 nF. La corriente de puerta ÍPUERTA fluye durante un periodo de tiempo TIMPULS0, por ejemplo, aproximadamente 1 µseg o mayor. Los resistores de descarga R276A, R276B están acoplados en paralelo con los capacitores C274A, C274B, respectivamente. El regulador LV 200 además comprende un resistor de limitación de corriente R280 en serie con la puerta del tiristor triodo bidireccional 220 para limitar la magnitud de la corriente de puerta ÍPUERTA, por ejemplo, a aproximadamente 1 amperio o menos. El regulador MLV 200 también incluye un circuito de bloqueo 250 acoplado entre la salida del circuito de temporización 230 y la terminal CALIENTE ATENUADA 18. El circuito de bloqueo 250 comprende dos diodos zener Z252A, Z252B, cada uno tiene sustancialmente el mismo voltaje de irrupción Vz, por ejemplo, aproximadamente 40V. Los cátodos de los diodos zener Z252A, Z252B están acoplados juntos de manera que el circuito de bloqueo 250 limita la señal de voltaje de temporización vT al mismo voltaje, es decir, el voltaje de irrupción Vz, en ambas mitades de ciclo de voltaje de linea. La figura 7 muestra formas de onda que demuestran la operación del regulador MLV 200. Al inicio de una mitad de ciclo positivo (por ejemplo, en el tiempo t0), el umbral de voltaje VTH del circuito de disparo 240 está al umbral de voltaje inicial Vi. Primero, el capacitor C274A del circuito de compensación 270 no tiene carga, y por lo tanto, no se desarrolla voltaje a través del capacitor. La señal de voltaje de temporización vT incrementa hasta que el umbral de voltaje inicial Vi, es decir, el voltaje de irrupción VBR del tiristor diodo bidireccional 260 (más la caída de avance pequeña del diodo D272A) , es excedido (en el tiempo ti) . En este momento, el tiristor diodo bidireccional 260 conduce la corriente de puerta ÍPUERTA a través del diodo D272A y el capacitor C274A en la puerta del tiristor triodo bidireccional 220. Un voltaje AV se desarrolla a través del circuito de compensación 270, específicamente, a través del capacitor C274A, y tiene una magnitud máxima AVAX igual a AVMAX = 1PUERTA * TiMPULSO / c274Ar en donde C27 A es la capacitancia del capacitor C274A. En una modalidad preferida, la compensación de voltaje de magnitud máxima AVMAX del voltaje desarrollado a través del capacitor C274A es aproximadamente 12 voltios. Después que el tiristor diodo bidireccional 260 conduce la corriente de puerta ÍPUERTA, el voltaje a través del capacitor C234 disminuye por aproximadamente el voltaje de reversión VBB del tiristor diodo bidireccional a un voltaje predeterminado VP. Si la corriente de carga IL a través del tiristor triodo bidireccional 220 no alcanza la corriente de enganche IENGANCHE antes que la corriente de puerta ÍPUERTA deje de fluir (en el tiempo t2)/ la señal de voltaje de tempori zación vT comenzará a incrementar una vez más. Debido a que el umbral de voltaje VTH es incrementado al umbral de voltaje inicial más el voltaje de compensación AV a través del capacitor C274A, a fin de conducir la corriente de puerta ÍPUERTA a través de la puerta del tiristor triodo bidireccional 220, la señal de voltaje de tempori zación vT debe exceder Vi + ??, es decir, aproximadamente 42 voltios. Sin embargo, debido a que el diodo zener Z252A limita la señal de voltaje de tempori zación vT al voltaje de irrupción Vz, es decir, 38 voltios, se evita que el voltaje de tempori zación vT exceda el umbral de voltaje VTH . Por consiguiente, se evita que el tiristor triodo bidireccional 220 repetidamente intente encenderse durante cada mitad de ciclo y la corriente de carga iL es sustancialmente simétrica, incluso cuando el transformador MLV 16A está descargado. Se evita que la señal de voltaje de tempori zación vT exceda el umbral de voltaje VTH hasta que el voltaje AV a través del capacitor C274A decae a aproximadamente el voltaje de irrupción Vz del diodo zener Z252A menos el voltaje de irrupción VBR del tiristor diodo bidireccional 242. El resistor de descarga R276A de preferencia tiene una resistencia de 68.1 kQ, de manera que el capacitor C274A se descargará lentamente, es decir, con una constante de tiempo de aproximadamente 5.58 mseg. De preferencia, el tiempo requerido para que el voltaje AV a través del capacitor C274A decaiga a aproximadamente el voltaje de irrupción Vz del diodo zener Z252A menos el voltaje de irrupción VBR del tiristor diodo bidireccional 242 es lo suficientemente prolongado de manera que el tiristor triodo bidireccional 220 solo intenta encenderse una vez durante cada mitad de ciclo. Tal como se muestra en la figura 7, el voltaje a través del capacitor C274A decae sustancialmente a cero voltios durante la mitad de ciclo negativo de manera que el voltaje a través del capacitor C274A es sustancialmente cero voltios al inicio de la siguiente mitad de ciclo positivo . La figura 8 es un diagrama esquemático simplificado de un regulador MLV 300 de acuerdo con una segunda modalidad de la presente invención. El regulador MLV 300 incluye un tiristor triodo bidireccional 320 en conexión eléctrica en serie entre la terminal CALIENTE 14 y la terminal CALIENTE ATENUADA 18 y un circuito de temporización 330 acoplados en paralelo con el tiristor triodo bidireccional. El circuito de temporización 330 comprende un potenciómetro R332, un capacitor C334, y un resistor de calibración R336. El circuito de temporización opera en una manera similar al circuito de temporización 230 del regulador MLV 200 para producir una señal de voltaje de tempori zación vT en una salida. El regulador MLV además incluye un puente rectificador que comprende cuatro diodos D342A, D342B, D342C, D342D; un circuito de disparo que comprende un circuito de irrupción 360 y un circuito de compensación 370; un circuito de limitación de corriente 380; y un optoacoplador 390. El circuito de irrupción 360, el circuito de limitación de corriente 380, y un fotodiodo 390A del optoacoplador 390 están conectados en serie a través del lado DC del puente rectificador. El circuito de compensación 370 está conectado de manera que una primera porción 370A y una segunda porción 370B están acopladas en serie con el circuito de irrupción 360, el circuito de limitación de corriente 380, y el fotodiodo 390A durante las mitades de ciclo positivo y las mitades de ciclo negativo, respectivamente. El circuito de disparo está acoplado a la puerta del tiristor triodo bidireccional 320 a través del optoacoplador 390 y los resistores R392, R394, R396. El circuito de irrupción 360 incluye dos transistores de unión bipolar Q362, Q364, dos resistores R366, R368, y un diodo zener Z369. El circuito de irrupción 360 opera en una manera similar al tiristor diodo bidireccional 260 del regulador MLV 200. Cuando el voltaje a través del circuito de irrupción 360 excede un voltaje de irrupción VBR del diodo zener Z369, el diodo zener comienza a conducir corriente. El voltaje de irrupción VBR del diodo zener Z369 de preferencia es aproximadamente 30V. El transistor Q362 comienza a conducir conforme el voltaje a través del resistor R366 alcanza el voltaje del emisor base requerido del transistor Q362. Un voltaje es entonces producido a través del resistor R368, el cual ocasiona que el transistor Q364 comience a conducir. Esto acorta esencialmente el diodo zener Z369 de manera que el diodo zener deja de conducir, y el voltaje a través del circuito de irrupción 360 cae aproximadamente a cero voltios. Un impulso de corriente, es decir, una corriente de control ÍCONTROL^ fluye desde el capacitor C334 a través del circuito de irrupción 360 y el fotodiodo 390A del optoacoplador 390. Una señal de voltaje de disparo se desarrolla a través del circuito de disparo, es decir, el circuito de irrupción 360 y el circuito de compensación 370, conforme la señal de voltaje de tempori zación vT incrementa desde el inicio de cada mitad de ciclo de voltaje de linea. La magnitud de la señal de voltaje de disparo es sustancialmente igual a la magnitud de la señal de voltaje de tempori zación vT más un voltaje adicional V+ debido a las caídas de voltaje directo de los diodos D342A, D342D, la caída de voltaje directo del fotodiodo 390A, y la caída de voltaje del circuito de limitación de corriente 380. Por ejemplo, el voltaje adicional V+ puede totalizar aproximadamente 4 voltios. El circuito de disparo opera para conducir la corriente de control ÍCONTROL a través del fotodiodo 390A del optoacoplador 390 cuando la señal de voltaje de temporización vT excede el voltaje de irrupción VBR del diodo zener Z369 del circuito de irrupción 360 más el voltaje a través del circuito de compensación 370 y el voltaje adicional V+ . El voltaje a través de la primera porción 370A del circuito de compensación 370 es sustancialmente cero voltios al inicio de cada mitad de ciclo de voltaje de línea positivo y el voltaje a través de la segunda porción 370B del circuito de compensación 370 es sustancialmente cero voltios al inicio de cada mitad de ciclo de voltaje de línea negativo. Por consiguiente, el umbral de voltaje inicial Vi es aproximadamente 34 V. La corriente de control ÍCONTROL de preferencia fluye a través del fotodiodo 390A durante aproximadamente 300 µseg. Por consiguiente, cuando el fotodiodo 390A conduce la corriente de control ÍCONTROL, un tiristor triodo bidireccional fotosensible 390B del optoacoplador 390 conduce para permitir que la corriente fluya hacia la puerta del tiristor triodo bidireccional 320 en las mitades de ciclo positivo, y fuera de la puerta en las mitades de ciclo negativo. Durante las mitades de ciclo positivo, la corriente de control ÍCONTROL fluye a través del diodo D342A, el circuito de irrupción 360, el fotodiodo 390A, el circuito de limitación de corriente 380, un capacitor C374A (y un resistor R376A), y el diodo D342D. Durante las mitades de ciclo negativo, la corriente de control --CONTROL fluye a través del diodo D342B, un capacitor C374B (y un resistor R376B), el circuito de irrupción 360, el fotodiodo 390A, el circuito de limitación de corriente 380, y el diodo D342C. Por lo tanto, un voltaje de compensación AV se desarrolla a través del capacitar C374A en las mitades de ciclo positivo, y a través del capacitor C374B en las mitades de ciclo negativo. Los resistores de descarga R376A, 376B están acoplados en paralelo con los capacitores C374A, C374B para permitir que los capacitores se descarguen lentamente. Los capacitores C374A, C374B de preferencia tienen capacitancias de aproximadamente 82 nF y los resistores de descarga R376A, R376B de preferencia tienen resistencias de aproximadamente 68.1 ?O. El circuito de limitación de corriente 380 comprende un transistor de unión bipolar Q382, dos resistores R384, R386 y un diodo zener de regulador en derivación Z388. Después que el voltaje a través del circuito de disparo 330 cae aproximadamente a cero voltios, un voltaje sustancialraente igual a la señal de voltaje de tempori zación vT se desarrolla a través del circuito de limitación de corriente 380. La corriente fluye a través del resistor R384, el cual de preferencia tiene una resistencia de aproximadamente 33 kQ, y dentro de la base del transistor Q382, de manera que el transistor se vuelve conductor. Por consiguiente, la corriente de control ÍCONTROL fluirá a través del fotodiodo 390A, el transistor Q382, y el resistor R386. El diodo Z388 de preferencia tiene una conexión en derivación acoplada al emisor del transistor Q382 para limitar la magnitud de la corriente de control ÍCONTROL. De preferencia, el diodo en derivación Z388 tiene un voltaje de referencia de 1.25V y el resistor R386 tiene una resistencia de aproximadamente 392O, de manera que la magnitud de la corriente de control ÍCONTROL es limitada aproximadamente a 3.2 mA. El regulador MLV 300 además comprende un circuito de bloqueo 350 similar al circuito de bloqueo 250 del regulador MLV 200. El circuito de bloqueo 350 incluye dos diodos zener Z352, Z354 en conexión antiserie. De preferencia, los diodos zener Z352, Z354 tienen el mismo voltaje de irrupción Vz, por ejemplo, 38V, de manera que la señal de voltaje de tempori zación vT a través del capacitor C344 queda limitada al voltaje de irrupción Vz en ambas mitades de ciclo. Por consiguiente, la señal de voltaje de disparo a través del circuito de disparo es limitada aproximadamente al voltaje de irrupción Vz menos el voltaje adicional V+ debido a los otros componentes. El regulador MLV 300 muestra una operación similar al regulador MLV 200. Al inicio de las mitades de ciclo positivo, el voltaje AV a través del capacitor C374A es aproximadamente cero voltios. Por lo tanto, para que la corriente de control ÍCONTROL fluya, la señal de voltaje de tempori zación vT a través del capacitor C334 debe exceder el umbral de voltaje inicial Vi, es decir, el voltaje de irrupción VBR del diodo zener Z369 del circuito de irrupción 360 más el voltaje adicional V+ debido a los otros componentes del regulador MLV 300. Tal como se observó arriba, el umbral de voltaje inicial Vi es aproximadamente 34V. Cuando la corriente de control ÍCONTROL fluye a través de la primera porción 370A del circuito de compensación 370, el voltaje AV, el cual de preferencia tiene una magnitud de aproximadamente 12V, se desarrolla a través del capacitor C374A. Por lo tanto, el nuevo umbral de voltaje VTH es igual al umbral de voltaje inicial Vi más el voltaje AV, es decir, aproximadamente 42V. Sin embargo, debido a que el circuito de bloqueo 350 limita la magnitud de la señal de voltaje de tempori zación vT a 38V, la señal de voltaje de temporización no podrá exceder el umbral de voltaje VTH. Por lo tanto, el tiristor triodo bidireccional 320 no intentará encenderse repetidamente dentro de la misma mitad de ciclo, y la corriente de carga iL permanecerá sustancialmente simétrica. Un gráfico de la señal de voltaje de temporización vT y la corriente de carga iL del regulador MLV 300 se muestra en la figura 9. La figura 10 es un diagrama esquemático simplificado de un regulador MLV 400 de acuerdo con una tercera modalidad de la presente invención. El regulador 400 incluye los mismos circuitos o circuitos muy similares que el regulador MLV 300. Sin embargo, los circuitos de la figura 10 están acoplados juntos en una manera diferente. El regulador MLV 400 incluye un circuito de bloqueo 450, el cual está acoplado a través del fotodiodo 390A del optoacoplador 390, el circuito de irrupción 360, y un circuito de compensación 470 en lugar de estar a través del lado AC del puente rectificador como en el regulador MLV 200. Durante las mitades de ciclo positivo, un capacitor C474A en el circuito de compensación 470 se carga a un voltaje AV, incrementando por lo tanto el umbral de voltaje VTH al voltaje AV más un umbral de voltaje inicial Vi. Una vez más, el voltaje AV a través del capacitor C474A es sustancialmente cero voltios al inicio de las mitades de ciclo positivo, y por lo tanto, el umbral de voltaje inicial Vx es igual al voltaje de irrupción VBR, por ejemplo, aproximadamente 30V, del circuito de irrupción 360 más la caída de voltaje adicional V+ a causa de los otros componentes. Un primer diodo zener Z452 del circuito de bloqueo 450 limita la magnitud del voltaje de disparo (es decir, el voltaje a través del circuito de irrupción 360 y el capacitor C474A del circuito de compensación 470) más la caída del voltaje directo del fotodiodo 390A al voltaje de irrupción Vz del diodo zener Z452, por ejemplo, aproximadamente 36V. De manera similar, durante las mitades de ciclo negativo, un capacitor C474B se carga a un voltaje AV y un diodo zener Z454 limita la magnitud del voltaje de disparo (es decir, el voltaje a través del circuito de irrupción 360 y el capacitor C474B del circuito de compensación 470) más la caída del voltaje directo del fotodiodo 390B al mismo voltaje de irrupción Vz. Aunque la presente invención se ha descrito en relación con modalidades particulares de la misma, muchas otras variaciones y modificaciones asi como otros usos serán aparentes para aquellos expertos en la técnica. Por lo tanto, se prefiere que la presente invención quede limitada no por la descripción especifica sino únicamente por las reivindicaciones anexas.

Claims (49)

NOVEDAD DE LA INVENCION Habiendo descrito el presente invento, se considera como una novedad y, por lo tanto, se reclama como prioridad lo contenido en las siguientes: REIVINDICACIONES

1.- Un dispositivo de control de carga de dos cables para controlar la cantidad de potencia suministrada a una carga desde una fuente de potencia AC, el dispositivo de control de carga comprende: un conmutador de semiconductor que opera para ser acoplado en conexión eléctrica en serie entre la fuente y la carga, el conmutador de semiconductor tiene una entrada de control para controlar el conmutador de semiconductor entre un estado no conductor y un estado conductor ; un circuito de tempori zación acoplado en conexión eléctrica paralela con el conmutador de semiconductor, el circuito de tempori zación tiene una salida para proporcionar una señal de voltaje de tempori zación ; un circuito de disparo que opera para controlar el conmutador de semiconductor y que tiene un voltaje de disparo desarrollado a través del circuito de disparo, el voltaje de disparo incrementa en magnitud con respecto al tiempo en respuesta a la señal de voltaje de tempori zación , el circuito de disparo caracterizado por un umbral de voltaje variable que tiene una magnitud inicial, el conmutador de semiconductor opera para cambiar entre los estados no conductor y conductor en respuesta a una conducción de una corriente de control a través del circuito de disparo; y un circuito de bloqueo para limitar la magnitud del voltaje de disparo a una magnitud de bloqueo mayor que la magnitud inicial; en donde, cuando el voltaje de disparo primero excede la magnitud inicial del umbral de voltaje variable después del inicio de una mitad de ciclo de la fuente de potencia AC, el circuito de disparo opera para conducir la corriente de control, para reducir el voltaje de disparo a una magnitud predeterminada menor que la magnitud inicial, y para incrementar el umbral de voltaje variable a una segunda magnitud mayor que la magnitud de bloqueo, con lo cual, se evita que el voltaje de disparo exceda la segunda magnitud.

2.- El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el conmutador de semiconductor comprende un tiristor triodo bidireccional que tiene una puerta para hacer que el tiristor triodo bidireccional sea conductor.

3. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 2, que además comprende: un optoacoplador que tiene una entrada acoplada en serie con el circuito de disparo y una salida acoplada a la puerta del tiristor triodo bidireccional, de manera que cuando la entrada del optoacoplador conduce la corriente de control, la salida del optoacoplador opera para conducir una corriente de puerta a través de la puerta del tiristor triodo bidireccional, haciendo asi que el tiristor triodo bidireccional sea conductor.

4. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque el circuito de disparo comprende un circuito de compensación que tiene un capacitor de compensación que opera para conducir la corriente de control, de manera que el capacitor de compensación desarrolla un voltaje de compensación cuando el voltaje de disparo primero excede la magnitud inicial del umbral de voltaje variable, el voltaje de compensación tiene una magnitud máxima igual a aproximadamente la diferencia entre la segunda magnitud de umbral de voltaje y la magnitud inicial.

5.- El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque el circuito de disparo además comprende un circuito de irrupción acoplado en serie con el circuito de compensación y que opera para conducir la corriente de control, el circuito de irrupción comprende un diodo zener, con lo cual el umbral de voltaje variable depende de un voltaje de irrupción del diodo zener y el voltaje de compensación.

6. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el circuito de compensación además comprende un resistor de descarga acoplado en conexión eléctrica paralela con el capacitor de compensación.

7. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 6, que además comprende : un puente rectificador que tiene terminales AC acopladas al circuito de tempori zación para la recepción de la señal de voltaje de tempori zación y terminales DC, el circuito de irrupción y la entrada del optoacoplador acoplados en conexión eléctrica en serie con las terminales DC del puente; en donde el circuito de compensación comprende un segundo capacitor de compensación y un segundo resistor de descarga acoplado en paralelo con el segundo 4 O capacitor de compensación, el primer capacitor de compensación opera para conducir la corriente de control en una mitad de ciclo positivo de la fuente de potencia AC y el segundo capacitor de compensación opera para conducir la corriente de control en una mitad de ciclo negativa de la fuente de potencia AC .

8.- El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el circuito de bloqueo está acoplado a la salida del circuito de tempori zación para limitar la magnitud de la señal de voltaje de tempori zación y comprende un primer diodo zener y un segundo diodo zener acoplados en conexión antiserie, con lo cual el primer diodo zener opera para limitar la magnitud de la señal de voltaje de tempori zación sustancialmente a la magnitud de bloqueo en la mitad de ciclo positivo y el segundo diodo zener opera para limitar la magnitud de la señal de voltaje de tempori zación sustancialmente a la magnitud de bloqueo en la mitad de ciclo negativo.

9.- El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el circuito de bloqueo comprende un primero diodo zener y un segundo diodo zener, el primer diodo zener acoplado de manera que el voltaje de disparo es limitado sustancialmente a la magnitud de bloqueo en la mitad de ciclo positivo y el segundo diodo zener acoplado de manera que el voltaje de disparo es limitado sustancialmente a la magnitud de bloqueo en la mitad de ciclo negativo.

10.- El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 7, que además comprende un circuito de limitación de corriente acoplado en serie con el circuito de irrupción y la entrada del optoacoplador , el circuito de limitación de corriente opera para limitar la magnitud de la corriente de control .

11. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el circuito de irrupción además comprende un conmutador de semiconductor, con lo cual un voltaje a través del circuito de irrupción es reducido sustancialmente a cero voltios después que el circuito de irrupción conduce la corriente de control.

12. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el circuito de disparo está acoplado en conexión eléctrica en serie entre la salida del circuito de tempori zación y la puerta del tiristor triodo bidireccional , de manera que la corriente de control opera para fluir a través de la puerta del tiristor triodo bidireccional .

13. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque el circuito de disparo comprende un circuito de compensación que tiene un capacitor de compensación que opera para conducir la corriente de control, de manera que el capacitor de compensación desarrolla un voltaje de compensación cuando el voltaje de disparo primero excede la magnitud inicial del umbral de voltaje variable, el voltaje de compensación tiene una magnitud máxima igual a aproximadamente la diferencia entre la segunda magnitud de umbral de voltaje y la magnitud inicial.

14. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque el circuito de disparo además comprende un tiristor diodo bidireccional que se caracteriza por un voltaje de irrupción y acoplado en serie con el circuito de compensación, el tiristor diodo bidireccional opera para conducir la corriente de control, en donde el umbral de voltaje variable depende del voltaje de irrupción del tiristor diodo bidireccional y el voltaje de compensación .

15. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 14, caracterizado porque el circuito de compensación además comprende un resistor de descarga acoplado en conexión eléctrica paralela con el capacitor de compensación.

16. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque el circuito de compensación además comprende: un segundo capacitor de compensación; un segundo resistor de descarga acoplado en paralelo con el segundo capacitor de compensación; un primer diodo acoplado en serie con la combinación paralela del primer capacitor de compensación y el primer resistor de descarga de manera que el primer capacitor de compensación opera para conducir la corriente de control en una mitad de ciclo positivo de la fuente de potencia AC; y un segundo diodo acoplado en serie con la combinación paralela del segundo capacitor de compensación y el segundo resistor de descarga de manera que el segundo capacitor de compensación opera para conducir la corriente de control en una mitad de ciclo negativo de la fuente de potencia AC .

17. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el circuito de bloqueo está acoplado a la salida del circuito de temporización para limitar la magnitud de la señal de voltaje de temporización y comprende un primer diodo zener y un segundo diodo zener acoplados en conexión antiserie, con lo cual el primer diodo zener opera para limitar la magnitud de la señal de voltaje de temporización sustancialmente a la magnitud de bloqueo en la mitad de ciclo positivo y el segundo diodo zener opera para limitar la magnitud de la señal de voltaje de temporización sustancialmente a la magnitud de bloqueo en la mitad de ciclo negativo.

18. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 16, que además comprende : un resistor de limitación acoplado en conexión eléctrica en serie entre la salida del circuito de temporización y la puerta del tiristor triodo bidireccional , el resistor de limitación opera para limitar la magnitud de la corriente de control.

19. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque si una corriente de carga que fluye a través del tiristor triodo bidireccional no excede una corriente de enganche del tiristor triodo bidireccional cuando el circuito de disparo primero conduce la corriente de control, el dispositivo de control de carga opera para evitar que la corriente de carga exceda la corriente de enganche.

20.- El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el circuito de disparo comprende un circuito de compensación que opera para conducir la corriente de control, de manera que un voltaje de compensación se desarrolla a través del circuito de compensación cuando el voltaje de disparo primero excede la magnitud inicial del umbral de voltaje variable, el voltaje de compensación tiene una magnitud máxima igual a aproximadamente la diferencia entre la segunda magnitud de umbral de voltaje y la magnitud inicial.

21. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque el circuito de compensación comprende un capacitor de compensación que opera para conducir la corriente de control, de manera que el voltaje de compensación se desarrolla a través del capacitor de compensación.

22. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque el circuito de compensación además comprende un resistor de descarga acoplado en conexión eléctrica paralela con el capacitor de compensación.

23. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque el circuito de disparo además comprende un circuito de irrupción acoplado en serie con el circuito de compensación y que tiene a diodo zener y un conmutador de semiconductor, el circuito de irrupción opera para conducir la corriente de control cuando un voltaje a través del circuito de irrupción excede el voltaje de irrupción del diodo zener y para reducir el voltaje a través del circuito de irrupción sustancialmente a cero voltios después que el circuito de irrupción conduce la corriente de control, con lo cual el umbral de voltaje variable depende de un voltaje de irrupción del diodo zener y el voltaje de compensación.

24. - El dispositivo de control de carqa de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque el circuito de disparo además comprende un tiristor diodo bidireccional caracterizado por un voltaje de irrupción y acoplado en serie con el circuito de compensación, el tiristor diodo bidireccional opera para conducir la corriente de control cuando un voltaje a través del circuito de irrupción excede el voltaje de irrupción del tiristor diodo bidireccional, con lo cual el umbral de voltaje variable depende del voltaje de irrupción del tiristor diodo bidireccional y el voltaje de compensación.

25. El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el dispositivo de control de carga comprende un regulador y la carga comprende una carga LV que tiene una lámpara MLV que opera para ser acoplada a un transformador MLV.

26. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el circuito de tempori zación comprende un capacitor de temporización y un potenciómetro; en donde el dispositivo de control de carga opera para controlar la intensidad de la lámpara MLV en respuesta a una constante de tiempo del circuito de tempori ación.

27. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 26, que además comprende una interfaz de usuario; en donde el potenciómetro opera para cambiar la resistencia en respuesta a la interfaz de usuario.

28. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el dispositivo de control de carga opera para evitar que una corriente asimétrica fluya a través del transformador MLV cuando la lámpara MLV no está acoplada al transformador MLV.

29. - Un circuito de disparo que opera para controlar un conmutador de semiconductor en un dispositivo de control de carga, el circuito de disparo comprende: un circuito de irrupción caracterizado por un voltaje de irrupción y que opera para conducir una corriente de control cuando un voltaje a través del circuito de irrupción excede el voltaje de irrupción, el conmutador de semiconductor opera para cambiar entre los estados no conductor y conductor en respuesta a la corriente de control; y un circuito de compensación acoplado en serie con el circuito de irrupción y que opera para conducir la corriente de control, con lo cual un voltaje de compensación se desarrolla a través del circuito de compensación ; en donde el circuito de disparo se caracteriza por un umbral de voltaje inicial antes del circuito de irrupción y el circuito de compensación conduce la corriente de control, el umbral de voltaje inicial tiene una magnitud sustancialmente igual a la magnitud del voltaje de irrupción, el circuito de disparo además se caracteriza por un segundo umbral de voltaje después del circuito de irrupción y el circuito de compensación conduce la corriente de control, el segundo umbral de voltaje tiene una magnitud máxima sustancialmente igual al voltaje de irrupción del circuito de irrupción más el voltaje de compensación.

30.- El circuito de disparo de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque el circuito de compensación comprende un capacitor de compensación que opera para conducir la corriente de control, de manera que el voltaje de compensación se desarrolla a través del capacitor de compensación.

31. - El circuito de disparo de conformidad con la reivindicación 30, caracterizado porque el circuito de compensación además comprende un resistor de descarga acoplado en conexión eléctrica paralela con el capacitor de compensación.

32. - El circuito de disparo de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque el conmutador de semiconductor comprende un tiristor triodo bidireccional que tiene una puerta.

33.- El circuito de disparo de conformidad con la reivindicación 32, caracterizado porque el circuito de disparo opera para ser acoplado en conexión eléctrica en serie con la puerta del tiristor triodo bidireccional, de manera que la corriente de control opera para fluir a través de la puerta del tiristor triodo bidireccional.

34.- El circuito de disparo de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque el circuito de irrupción comprende un diodo zener y un conmutador de semiconductor, de manera que el voltaje de irrupción del circuito de irrupción es sustancialmente igual a un voltaje de irrupción del diodo zener, y un voltaje a través del circuito de irrupción es reducido sustancialmente a cero voltios después que el circuito de irrupción conduce la corriente de control.

35.- El circuito de disparo de conformidad con la reivindicación 30, caracterizado porque el circuito de irrupción comprende un tiristor diodo bidireccional , de manera que el voltaje de irrupción del circuito de irrupción es sustancialmente igual a un voltaje de irrupción del tiristor diodo bidireccional.

36.- El circuito de disparo de conformidad con la reivindicación 30, caracterizado porque el dispositivo de control de carga comprende un circuito de bloqueo que opera para limitar la magnitud del voltaje de disparo a través del circuito de disparo sustancialmente a una magnitud de bloqueo mayor que el umbral de voltaje inicial y menor que el segundo umbral de voltaje, de manera que se evita que el voltaje de disparo exceda el segundo umbral de voltaje.

37.- Un método para controlar un conmutador de semiconductor en un dispositivo de control de carga para controlar la cantidad de potencia suministrada a una carga desde una fuente de potencia AC, el conmutador de semiconductor tiene una entrada de control, el método comprende los pasos de: generar un voltaje de disparo el cual incrementa en magnitud con respecto al tiempo durante una mitad de ciclo de la fuente de potencia AC; determinar el momento en que el voltaje de disparo excede un umbral de voltaje variable que tiene un umbral de voltaje inicial; conducir una corriente de puerta a través de la entrada de control del dispositivo de semiconductor cuando el voltaje de disparo excede el umbral de voltaje inicial; incrementar el umbral de voltaje variable desde el umbral de voltaje inicial a un segundo umbral de voltaje mayor que el umbral de voltaje inicial; y evitar que el voltaje de disparo exceda el segundo voltaje de umbral dentro de la mitad de ciclo de la fuente de potencia AC .

38.- Un dispositivo de control de carga de dos cables para controlar la cantidad de potencia suministrada a una carga desde una fuente de potencia AC, el dispositivo de control de carga comprende: un tiristor triodo bidireccional que opera para que se acople en conexión eléctrica en serie entre la fuente y la carga, el tiristor triodo bidireccional tiene una puerta para hacer que el tiristor triodo bidireccional sea conductor; un circuito de tempori zación acoplado en conexión eléctrica paralela con el tiristor triodo bidireccional , el circuito de tempori zación tiene una salida para proporcionar un voltaje de tempori zación aumentando a una velocidad que depende de una cantidad deseada de potencia que va a ser suministrada a la carga; un puente rectificador que tiene terminales AC acopladas al circuito de tempori zación para la recepción del voltaje de tempori zación y las terminales DC; un circuito de irrupción acoplado en conexión eléctrica en serie con las terminales DC del puente rectificador y que se caracteriza por un voltaje de irrupción, el circuito de irrupción opera para conducir una corriente de control cuando un voltaje a través del circuito de irrupción excede el voltaje de irrupción; un optoacoplador que tiene una entrada acoplada en conexión eléctrica en serie con el circuito de irrupción y una salida acoplada a la puerta del tiristor triodo bidireccional, de manera que cuando el circuito de irrupción y la entrada del optoacoplador conducen la corriente de control, la salida del optoacoplador opera para conducir una corriente de puerta a través de la puerta del tiristor triodo bidireccional, haciendo asi que el tiristor triodo bidireccional sea conductor; un circuito de compensación que tiene un primer capacitor de compensación que opera para conducir la corriente de control durante una mitad de ciclo positivo de la fuente de potencia AC y un segundo capacitor de compensación que opera para conducir la corriente de control en la mitad de ciclo negativo de la fuente de potencia AC, de manera que un primer voltaje de compensación se desarrolla a través del primer capacitor de compensación cuando el voltaje a través del circuito de irrupción excede el voltaje de irrupción en la mitad de ciclo positivo y un segundo voltaje de compensación se desarrolla a través del segundo capacitor de compensación cuando el voltaje a través del circuito de irrupción excede el voltaje de irrupción en la mitad de ciclo negativo; y un circuito de bloqueo acoplado a través de las terminales AC del puente rectificador para limitar la magnitud del voltaje de tempori zación de manera que se evita que un voltaje a través de la combinación en serie del circuito de irrupción y el primer capacitor de compensación exceda sustancialmente el voltaje de irrupción del circuito de irrupción más el primer voltaje de compensación, y se evita que un voltaje a través de la combinación en serie del circuito de irrupción y el segundo capacitor de compensación exceda sustancialmente el voltaje de irrupción del circuito de irrupción más el segundo voltaje de compensación.

39.- Un dispositivo de control de carga de dos cables para controlar la cantidad de potencia suministrada a una carga desde una fuente de potencia AC, el dispositivo de control de carga comprende: un tiristor triodo bidireccional que opera para que se acople en conexión eléctrica en serie entre la fuente y la carga, el tiristor triodo bidireccional tiene una puerta para hacer que el tiristor triodo bidireccional sea conductor; un circuito de tempori zación acoplado en conexión eléctrica paralela con el tiristor triodo bidireccional, el circuito de tempori zación tiene una salida para suministrar un voltaje de tempori zación que incrementa a una velocidad que depende de una cantidad deseada de potencia que va a ser suministrada a la carga; un puente rectificador que tiene terminales AC acopladas al circuito de tempori zación para la recepción del voltaje de tempori zación y las terminales DC; un circuito de irrupción acoplado en conexión eléctrica en serie con las terminales DC del puente rectificador y que se caracterizada por un voltaje de irrupción, el circuito de irrupción opera para conducir una corriente de control cuando un voltaje a través del circuito de irrupción excede el voltaje de irrupción; un optoacoplador que tiene una entrada acoplada en conexión eléctrica en serie con el circuito de irrupción y una salida acoplada a la puerta del tiristor triodo bidireccional, de manera que cuando el circuito de irrupción y la entrada del optoacoplador conducen la corriente de control, la salida del optoacoplador opera para conducir una corriente de puerta a través de la puerta del tiristor triodo bidireccional, haciendo asi que el tiristor triodo bidireccional sea conductor; un circuito de compensación que tiene un primer capacitor de compensación que opera para conducir la corriente de control durante una mitad de ciclo positivo de la fuente de potencia AC y un segundo capacitor de compensación que opera para conducir la corriente de control en la mitad de ciclo negativo de la fuente de potencia AC, de manera que un primer voltaje de compensación se desarrolla a través del primer capacitor de compensación cuando el voltaje a través del circuito de irrupción excede el voltaje de irrupción en la mitad de ciclo positivo y un segundo voltaje de compensación se desarrolla a través del segundo capacitor de compensación cuando el voltaje a través del circuito de irrupción excede el voltaje de irrupción en la mitad de ciclo negativo; y un circuito de bloqueo acoplado a través de la entrada del optoacoplador , el circuito de irrupción y el circuito de compensación de manera que se evita que un voltaje a través de la combinación en serie del circuito de irrupción y el primer capacitor de compensación exceda sustancialmente el voltaje de irrupción del circuito de irrupción más el primer voltaje de compensación y se evita que un voltaje a través de la combinación en serie del circuito de irrupción y el segundo capacitor de compensación exceda sustancialmente el voltaje de irrupción del circuito de irrupción más el segundo voltaje de compensación.

40.- Un dispositivo de control de carga de dos cables para controlar la cantidad de potencia suministrada a una carga desde una fuente de potencia AC que tiene mitades de ciclos de linea positiva y negativa, el dispositivo de control de carga comprende: un circuito de tempori zación que tiene un par de entradas que se pueden acoplar entre la fuente y la carga, en respuesta a una entrada de nivel de atenuación deseado para producir una señal de voltaje de tempori zación en una salida; un circuito de disparo que tiene una entrada acoplada a la salida del circuito de tempori zación , el circuito de disparo responde a la señal de voltaje de tempori zación para producir una señal de corriente de puerta en una salida; un conmutador de semiconductor que tiene un par de terminales de potencia que se pueden acoplar entre la fuente y la carga, y una entrada de puerta acoplada a la salida del circuito de disparo, el conmutador de semiconductor responde a la señal de corriente de puerta para cambiar entre un estado sustancialmente no conductor y un estado sustancialmente conductor; y un circuito de bloqueo acoplado a la salida del circuito de temporización, el circuito de bloqueo opera para bloquear la señal de voltaje de temporización de manera que no exceda un voltaje de bloqueo predeterminado ; en donde el circuito de disparo se caracteriza por tener un primer umbral de voltaje menor que el voltaje de bloqueo, y un segundo umbral de voltaje mayor que el voltaje de bloqueo; en donde el circuito de disparo está adaptado de manera que cuando la señal de voltaje de temporización primero excede el primer umbral de voltaje en una mitad de ciclo de linea: (1) el circuito de disparo produce la señal de corriente de puerta para ocasionar que el conmutador de semiconductor cambie entre el estado sustancialmente no conductor y el estado sustancialmente conductor; (2) la señal de voltaje de temporización es reducida a un nivel menor que el primer umbral de voltaje; (3) el circuito de disparo deja de producir la señal de corriente de puerta; y (4) el umbral de voltaje del circuito de disparo es elevado al segundo umbral de voltaje; con lo cual se evita que la señal de voltaje de tempori zación exceda el segundo umbral de voltaje de manera que se evita que el conmutador de semiconductor cambie al estado sustancialmente conductor una vez más dentro de la misma mitad de ciclo de linea.

41.- Un dispositivo de control de carga de dos cables para controlar la cantidad de potencia suministrada desde una fuente de potencia AC a una carga eléctrica sustancialmente inductiva, la fuente de potencia AC tiene ciclos medios de linea positiva y negativa alternos, el dispositivo de control de carga incluye : primera y segunda terminales de dispositivo, la primera terminal de dispositivo adaptada para conexión a la fuente de potencia AC, la segunda terminal de dispositivo adaptada para conexión a la carga; un circuito de tempori zación , el circuito de tempori zación proporciona, en una salida, una señal de tempori zación representativa de un nivel de potencia deseado que va a ser suministrado a la carga; un circuito de disparo, el circuito de disparo tiene una entrada acoplada a la salida de señal de tempori zación , el circuito de disparo responde a la señal de tempori zación para proporcionar, en una salida, una señal de control cuando la señal de tempori zación excede un nivel de umbral de circuito de disparo; y un dispositivo controlablemente conductor, el dispositivo controlablemente conductor tiene una primera terminal de potencia conectada a la primera terminal del dispositivo, una segunda terminal de potencia conectada a la segunda terminal de dispositivo, y una terminal de entrada de control acoplada a la salida del circuito de disparo, el dispositivo controlablemente conductor responde a la señal de control para establecer una conexión eléctrica de impedancia sustancialmente baja entre la primera terminal de potencia y la segunda terminal de potencia, el dispositivo controlablemente conductor caracterizado por una corriente de enganche de manera que si una corriente de carga a través de la primera y segunda terminales de potencia no excede un nivel de umbral de corriente de enganche mientras la señal de control está presente en la terminal de entrada de control, entonces la conexión eléctrica de impedancia sustancialmente baja entre la primera terminal de potencia y la segunda terminal de potencia retorna a una conexión eléctrica de impedancia sustancialmente alta; la mejora comprende: el circuito de disparo incluyendo medios de elevación de umbral del circuito de disparo y un circuito de limitación de señal; los medios de elevación de umbral del circuito de disparo en conexión eléctrica en serie entre la entrada del circuito de disparo y la salida del circuito de disparo, los medios de elevación del umbral de circuito de disparo responden a una corriente que fluye a través del circuito de disparo para incrementar el umbral del circuito de disparo desde un primer nivel de umbral a un segundo nivel de umbral mayor que el primer nivel de umbral ; el circuito de limitación de señal acoplado a la entrada del circuito de disparo y la segunda terminal de potencia de manera que la señal de tempori zación es limitada para no exceder un limite de señal predeterminado, el limite de señal predeterminado mayor que el primer nivel de umbral y menor que el segundo nivel de umbral.

42.- El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 41, caracterizado porque los medios de elevación de umbral comprenden un capacitor.

43. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 42, caracterizado porque los medios de elevación de umbral además comprenden un resistor conectado en paralelo con el capacitor.

44. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 43, caracterizado porque los medios de elevación de umbral además comprenden un diodo en serie con la combinación paralela del capacitor y el resistor.

45. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 41, caracterizado porque el circuito de limitación de señal comprende un primer diodo zener.

46.- El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 45, caracterizado porque el circuito de limitación de señal además comprende un segundo diodo zener en conexión de antiserie con el primer diodo zener.

47.- Un dispositivo de control de carga de dos cables para controlar la cantidad de potencia suministrada desde una fuente de potencia AC a una carga eléctrica, la fuente de potencia AC tiene mitades de ciclo de lineas positiva y negativa alternas, el dispositivo de control de carga comprende: un circuito de disparo, el circuito de disparo tiene una entrada que responde a una señal de temporización representativa de un nivel de potencia deseado que va a ser suministrada a la carga para proporcionar en una salida una señal de control del dispositivo de conmutación cuando la señal de temporización exceda un nivel de umbral del circuito de disparo, el circuito de disparo incluye medios para asegurar que la señal de control del dispositivo de conmutación es proporcionada únicamente una vez en cada mitad de ciclo de linea.

48. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 47, caracterizado porque los medios para asegurar comprenden medios de elevación de umbral del circuito de disparo, los medios de elevación de umbral del circuito de disparo responden a una corriente que fluye a través del circuito de disparo para incrementar el nivel de umbral del circuito de disparo de un primer nivel de umbral en un primer tiempo en una mitad de ciclo de linea a un segundo nivel de umbral mayor que el primer nivel de umbral en un segundo tiempo en la mitad de ciclo de linea posterior al primer tiempo.

49. - El dispositivo de control de carga de conformidad con la reivindicación 48, caracterizado porque los medios para asegurar además comprenden un circuito de limitación de señal acoplado para permitir que el circuito de disparo proporcione la señal de control del dispositivo del control de conmutación cuando la señal de tempori zación excede el primer nivel de umbral en el primer tiempo en la mitad de ciclo de linea, y para evitar que el circuito de disparo proporcione la señal de control del dispositivo de control de conmutación en el segundo tiempo en la mitad de ciclo de linea evitando que el segundo nivel de umbral sea excedido .