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MX2007012183A - Sistemas, metodos y aparatos para generacion de excitacion de banda alta. - Google Patents

Sistemas, metodos y aparatos para generacion de excitacion de banda alta.

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Publication number
MX2007012183A
MX2007012183A MX2007012183A MX2007012183A MX2007012183A MX 2007012183 A MX2007012183 A MX 2007012183A MX 2007012183 A MX2007012183 A MX 2007012183A MX 2007012183 A MX2007012183 A MX 2007012183A MX 2007012183 A MX2007012183 A MX 2007012183A
Authority
MX
Mexico
Prior art keywords
signal
dialogue
excitation signal
high band
band
Prior art date
Application number
MX2007012183A
Other languages
English (en)
Inventor
Koen Bernard Vos
Kandhadai Ananthapadmanabhan
Original Assignee
Qualcomm Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=36588741&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=MX2007012183(A) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Qualcomm Inc filed Critical Qualcomm Inc
Publication of MX2007012183A publication Critical patent/MX2007012183A/es

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Abstract

En una modalidad, un metodo para generar una senal de excitacion de banda alta incluye extender de forma harmonica el espectro de una senal que esta basada en una senal de excitacion de banda baja; calcular una envoltura de dominio de tiempo de una senal que esta basada en la senal de excitacion de banda baja; y modular una senal de ruido de acuerdo con la envoltura de dominio de tiempo; el metodo tambien incluye combinar (A) una senal extendida de manera harmonica basada en un resultado de la extension harmonica y (B) una senal de ruido modulada basada en un resultado de la modulacion; en este metodo, la senal de excitacion de banda alta se basa en un resultado de la combinacion.

Description

SISTEMAS, MÉTODOS Y APARATOS PARA GENERACIÓN DE EXCITACIÓN DE BANDA ALTA CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se refiere a procesamiento de señales.
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Las comunicaciones de voz sobre la red de telefonía pública conmutada (PSTN) tradicionalmente han sido limitadas en ancho de banda al rango de frecuencia de 300-3400 kHz. Nuevas redes para comunicaciones de voz, tales como telefonía celular y voz sobre IP (Protocolo de Internet, VoIP) , pueden no tener los mismos límites de ancho de banda, y puede ser deseable transmitir y recibir comunicaciones de voz que incluyan un rango de frecuencia de banda ancha sobre dichas redes. Por ejemplo, puede ser deseable soportar un rango de frecuencia de audio que se extienda hacia abajo a 50 Hz y/o hacia arriba a 7 u 8 kHz. También puede ser deseable soportar otras aplicaciones, tal como audio de alta calidad o audio/video conferencia, que puede tener contenido de diálogo de audio en rangos fuera de los límites PSTN tradicionales. La extensión del rango soportado por un codificador de diálogo en frecuencias superiores puede mejorar la inteligibilidad. Por ejemplo, la información que diferencia fricativos tales como "s" y "f" es por mucho en las frecuencias altas. La extensión de banda alta también puede mejorar otras cualidades del diálogo, tales como la presencia. Por ejemplo, incluso una vocal armonizada puede tener energía espectral muy por arriba del limite PSTN. Un enfoque para la codificación de diálogo de banda ancha involucra escalar una técnica de codificación de diálogo de banda angosta (por ejemplo, una configurada para codificar el rango de 0-4kHz) para cubrir el espectro de banda ancha. Por ejemplo, una señal de diálogo puede ser muestreada a una velocidad superior para incluir componentes a altas frecuencias, y una técnica de codificación de banda angosta se puede reconfigurar para utilizar más coeficientes de filtro a fin de representar esta señal de banda ancha. Sin embargo, técnicas de codificación de banda angosta tales como CELP (predicción lineal excitada de libro de códigos) son computacionalmente intensivas, y un codificador CELP de banda ancha puede consumir demasiados ciclos de procesamiento para ser práctico para muchas aplicaciones móviles y otras incorporadas. La codificación de todo el espectro de una señal de banda ancha a una calidad deseada utilizando dicha técnica también puede conducir a un incremento inaceptablemente grande en ancho de banda. Además, la transcodificación de dicha señal codificada seria requerida antes, incluso cuando su porción de banda angosta podría ser transmitida en y/o decodificada por un sistema que solo soporta codificación de banda angosta. Otro enfoque para la codificación de diálogo de banda ancha involucra extrapolar la envoltura espectral de banda alta a partir de la envoltura espectral de banda angosta codificada. Aunque dicho enfoque se puede ejecutar sin algún incremento en el ancho de banda y sin la necesidad de transcodificación, la envoltura espectral gruesa o estructura de formantes de la porción de banda alta de una señal de diálogo generalmente no puede ser pronosticada con precisión a partir de la envoltura espectral de la porción de banda angosta. Puede ser deseable ejecutar codificación de diálogo de banda ancha de forma que por lo menos la porción de banda angosta de la señal codificada pueda ser enviada a través de un canal de banda angosta (tal como un canal PSTN) sin transcodificación u otra modificación importante. La eficiencia de la extensión de codificación de banda ancha también puede ser deseable, por ejemplo, para evitar una reducción importante en el número de usuarios que pueden recibir servicio en aplicaciones tales como telefonía celular inalámbrica y transmisión sobre canales cableados e inalámbricos.
SUMARIO DE LA INVENCIÓN En una modalidad, un método para generar una señal de excitación de banda alta incluye extender armónicamente el espectro de una señal que está basada en una señal de excitación de banda baja; calcular una envoltura de dominio de tiempo de una señal que está basada en la señal de excitación de banda baja; y modular una señal de ruido de acuerdo con la envoltura de dominio de tiempo. El método también incluye combinar (A) una señal extendida de manera harmónica basada en un resultado de la extensión harmónica y (B) una señal de ruido modulada basada en un resultado de la modulación. En este método, la señal de excitación de banda alta se basa en un resultado de la combinación. En otra modalidad, un aparato incluye un extensor de espectro configurado para realizar una extensión armónica del espectro de una señal que está basada en una señal de excitación de banda baja; un calculador de envoltura configurado para calcular una envoltura de dominio de tiempo de una señal que está basada en la señal de excitación de banda baja; un primer combinador configurado para ejecutar una modulación de una señal de ruido de acuerdo con la envoltura de dominio de tiempo; y un segundo combinador configurado para calcular una suma de (A) una señal extendida de manera harmónica basada en un resultado de la extensión harmónica y (B) una señal de ruido modulada basada en un resultado de la modulación. La señal de excitación de banda alta se basa en un resultado de la suma. En otra modalidad, un aparato incluye medios para extender armónicamente el espectro de una señal que está basada en una señal de excitación de banda baja; medios para calcular una envoltura de dominio de tiempo de una señal que está basada en la señal de excitación de banda baja; medios para modular una señal de ruido de acuerdo con la envoltura de dominio de tiempo; y medios para combinar (A) una señal extendida de manera harmónica basada en un resultado de la extensión harmónica y (B) una señal de ruido modulada basada en un resultado de dicha modulación. En este aparato, la señal de excitación de banda alta se basa en un resultado de la combinación. En otra modalidad, un método para generar una señal de excitación de banda alta incluye calcular una señal armónicamente extendida mediante la aplicación de una función no lineal a una señal de excitación de banda baja derivada de una porción de baja frecuencia de una señal de diálogo; y mezclar la señal armónicamente extendida con una señal de ruido modulada para generar una señal de excitación de banda alta.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS La figura la muestra un diagrama en bloques de un codificador de diálogo de banda ancha AlOO de acuerdo con una modalidad. La figura lb muestra un diagrama en bloques de una ejecución A102 del codificador de diálogo de banda ancha AlOO. La figura 2a muestra un diagrama en bloques de un decodificador de diálogo de banda ancha BlOO de acuerdo con una modalidad. La figura 2b muestra un diagrama en bloques de una ejecución B102 del codificador de diálogo de banda ancha BlOO. La figura 3a muestra un diagrama en bloques de una ejecución A112 del banco de filtro A110. La figura 3b muestra un diagrama en bloques de una ejecución B122 del banco de filtro B120. La figura 4a muestra una cobertura de ancho de banda de las bandas baja y alta para un ejemplo de banco de filtro A110. La figura 4b muestra una cobertura de ancho de banda de las bandas baja y alta para otro ejemplo de banco de filtro A110. La figura 4c muestra un diagrama en bloques de una ejecución A114 del banco de filtro A112.
La figura 4d muestra un diagrama en bloques de una ejecución B124 del banco de filtro B122. La figura 5a muestra un ejemplo de un gráfico de frecuencia contra amplitud de registro para una señal de diálogo. La figura 5b muestra un diagrama en bloques de un sistema de codificación de predicción lineal básica. La figura 6 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A122 del codificador de banda angosta A120. La figura 7 muestra un diagrama en bloques de una ejecución B112 del codificador de banda angosta BllO. La figura 8a muestra un ejemplo de un gráfico de frecuencia contra amplitud de registro para una señal residual para diálogo armonizado. La figura 8b muestra un ejemplo de un gráfico de tiempo contra amplitud de registro para una señal residual para diálogo armonizado. La figura 9 muestra un diagrama en bloques de un sistema de codificación de predicción lineal básica que también ejecuta predicción a largo plazo. La figura 10 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A202 del codificador de banda alta A200. La figura 11 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A302 del generador de excitación de banda alta A300.
La figura 12 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A402 del extensor de espectro A400. La figura 12a muestra gráficos de espectros de señal en varios puntos en un ejemplo de una operación de extensión espectral. La figura 12b muestra gráficos de espectros de señal en varios puntos en otro ejemplo de una operación de extensión espectral. La figura 13 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A304 del generador de excitación de banda alta A302. La figura 14 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A306 del generador de excitación de banda alta A302. La figura 15 muestra un diagrama de flujo de una tarea de cálculo de envoltura T100. La figura 16 muestra un diagrama en bloques de una ejecución 492 del combinador 490. La figura 17 ilustra un enfoque para calcular una medición de periodicidad de señal de banda alta S30. La figura 18 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A312 del generador de excitación de banda alta A302. La figura 19 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A314 del generador de excitación de banda alta A302. La figura 20 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A316 del generador de excitación de banda alta A302. La figura 21 muestra un diagrama de flujo para una tarea de cálculo de ganancia T200. La figura 22 muestra un diagrama de flujo para una ejecución T210 de la tarea de cálculo de ganancia T200. La figura 23a muestra un diagrama de una función de ventanaje. La figura 23b muestra una aplicación de una función de ventanaje como se muestra en la figura 23a para sub-cuadros de una señal de diálogo. La figura 24 muestra un diagrama en bloques para una ejecución B202 del decodificador de banda alta B200. La figura 25 muestra un diagrama en bloques de una ejecución ADÍO del codificador de diálogo de banda ancha AlOO. La figura 26a muestra un diagrama esquemático de una ejecución D122 de la linea de retraso D120. La figura 26b muestra un diagrama esquemático de una ejecución D124 de la línea de retraso D120. La figura 27 muestra un diagrama esquemático de una ejecución D130 de la linea de retraso D120. La figura 28 muestra un diagrama en bloques de una ejecución AD12 del codificador de diálogo de banda ancha ADÍO. La figura 29 muestra un diagrama de flujo de un método de un procesamiento de señal MD100 de acuerdo con una modalidad. La figura 30 muestra un diagrama de flujo para un método M100 de acuerdo con una modalidad. La figura 31a muestra un diagrama de flujo para un método M200 de acuerdo con una modalidad. La figura 31b muestra un diagrama de flujo para una ejecución M210 del método M200. La figura 32 muestra un diagrama de flujo para un método M300 de acuerdo con una modalidad. En las figuras y descripción anexa, las mismas etiquetas de referencia se refieren a elementos o señales iguales o análogas.
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Modalidades tal como las aqui descritas incluyen sistemas, métodos y aparatos que se pueden configurar para proveer una extensión a un codificador de diálogo de banda angosta para soportar transmisión y/o almacenamiento de señales de diálogo de banda ancha a un incremento de ancho de banda de aproximadamente 800 a 1000 bps (bits por segundo) . Las ventajas potenciales de dichas ejecuciones incluyen codificación incorporada para soportar compatibilidad con sistemas de banda angosta, asignación y reasignación relativamente sencilla de bits entre la banda angosta y canales de codificación de banda alta, evitar una operación de sintesis de banda ancha computacionalmente intensiva, y mantener una velocidad de muestreo baja para señales que van a ser procesadas por rutinas de codificación de forma de onda computacionalmente intensiva. A menos que expresamente quede limitado por su contexto, el término "calcular" se utiliza aqui para indicar cualquiera de sus significados ordinarios, tal como computar, generar y seleccionar a partir de una lista de valores. En los casos donde el término "que comprende" se utiliza en la presente descripción y reivindicaciones, éste no excluye otros elementos u operaciones. El término "A está basado en B" se utiliza para indicar cualquiera de sus significados ordinarios, incluyendo los casos (i) "A es igual a B" y (ii) "A está basado por lo menos en B". El término "Protocolo de Internet" incluye la versión 4, como se describió en IETF (Fuerza de Tarea en Ingeniería de Internet) RFC (Solicitud de Comentarios) 791, y versiones posteriores tales como la versión 6. La figura la muestra un diagrama en bloques de un codificador de diálogo de banda ancha AlOO de acuerdo con una modalidad. El banco de filtro AllO está configurado para filtrar una señal de diálogo de banda ancha SIO para producir una señal de banda angosta S20 y una señal de banda alta S30. El codificador de banda angosta A120 está configurado para codificar la señal de banda angosta S20 a fin de producir parámetros de filtro de banda angosta (NB) S40 y una señal residual de banda angosta S50. Como se describe con mayor detalle en la presente invención, el codificador de banda angosta A120 por lo regular está configurado para producir parámetros de filtro de banda angosta S40 y la señal de excitación de banda angosta codificada S50 como Índices de libro de códigos o en otra forma cuantificada. El codificador de banda alta A200 está configurado para codificar la señal de banda alta S30 de acuerdo con información en la señal de excitación de banda angosta codificada S50 para producir parámetros de codificación de banda alta S60. Como se describe con mayor detalle a continuación, el codificador de banda alta A200 por lo regular está configurado para producir parámetros de codificación de banda alta S60 como Índices de libro de códigos o en otra forma cuantificada. Un ejemplo particular de codificador de diálogo de banda ancha AlOO está configurado para codificar la señal de diálogo de banda ancha SIO a una velocidad de aproximadamente 8.55 kbps (kilobits por segundo), aproximadamente con 7.55 kbps siendo utilizados para parámetros de filtro de banda angosta S40 y la señal de excitación de banda angosta codificada S50, y aproximadamente 1 kbps siendo utilizado para parámetros de codificación de banda alta S60. Puede ser deseable combinar las señales de banda alta y banda angosta codificadas en una corriente de bits sencilla. Por ejemplo, puede ser deseable multiplexar las señales codificadas juntas para transmisión (por ejemplo, sobre un canal de transmisión cableado, óptico o inalámbrico) , o para almacenamiento, como una señal de diálogo de banda ancha codificada. La figura lb muestra un diagrama en bloques de una ejecución A102 del codificador de diálogo de banda ancha AlOO que incluye un multiplexor A130 configurado para combinar parámetros de filtro de banda angosta S40, la señal de excitación de banda angosta codificada S50, y parámetros de filtro de banda alta S60 en una señal multiplexada S70. Un aparato que incluye un codificador A102 también puede incluir circuiteria configurada para transmitir la señal multiplexada S70 en un canal de transmisión tal como un canal cableado, óptico o inalámbrico. Dicho aparato también se puede configurar para ejecutar una o más operaciones de codificación de canal en la señal, tal como codificación de corrección de error (por ejemplo, codificación convolucional de velocidad compatible) y/o codificación de detección de error (por ejemplo, codificación de redundancia cíclica) y/o una o más capas de codificación de protocolo de red (por ejemplo, Ethernet, TCP/IP, cdma2000) . Puede ser deseable que un multiplexor A130 sea configurado para incorporar la señal de banda angosta codificada (incluyendo parámetros de filtro de banda angosta S40 y la señal de excitación de banda angosta codificada S50) como una sub-corriente separable de señal multiplexada S70, de forma que la señal de banda angosta codificada puede ser recuperada y decodificada independientemente de otra porción de la señal multiplexada S70 tal como una banda alta y/o señal de banda baja. Por ejemplo, la señal multiplexada S70 se puede acomodar de forma que la señal de banda angosta codificada se puede recuperar separando los parámetros de filtro de banda alta S60. Una ventaja potencial de dicha característica es evitar la necesidad de transcodificar la señal de banda ancha codificada antes de pasarla a un sistema que soporte la decodificación de la señal de banda angosta pero que no soporta la decodificación de la porción de banda alta. La figura 2a es un diagrama en bloques de un decodificador de diálogo de banda ancha BlOO de acuerdo con una modalidad. El decodificador de banda angosta BllO está configurado para decodificar parámetros de filtro de banda angosta S40 y la señal de excitación de banda angosta codificada S50 para producir una señal de banda angosta S90. El decodificador de banda alta B200 está configurado para decodificar parámetros de codificación de banda alta S60 de acuerdo con una señal de excitación de banda angosta S80, con base en la señal de excitación de banda angosta codificada S50, para producir una señal de banda alta SlOO. En este ejemplo, el decodificador de banda angosta BllO está configurado para proveer la señal de excitación de banda angosta S80 al decodificador de banda alta B200. El banco de filtro B120 está configurado para combinar la señal de banda angosta S90 y la señal de banda alta SlOO a fin de producir una señal de diálogo de banda ancha S110. La figura 2b es un diagrama en bloques de una ejecución B102 del decodificador de diálogo de banda ancha BlOO que incluye un desmultiplexor B130 configurado para producir señales codificadas S40, S50 y S60 de la señal multiplexada S70. Un aparato que incluye el decodificador B102 puede incluir circuiteria configurada para recibir la señal multiplexada S70 desde un canal de transmisión tal como un canal cableado, óptico o inalámbrico. Dicho aparato también se puede configurar para ejecutar una o más operaciones de decodificación de canal en la señal, tal como decodificación de corrección de error (por ejemplo, decodificación convolucional de velocidad compatible) y/o decodificación de detección de error (por ejemplo, decodificación de redundancia cíclica) y/o una o más capas de decodificación de protocolo de red (por ejemplo, Ethernet, TCP/IP, cdma2000) . El banco de filtro AllO está configurado para filtrar una señal de entrada de acuerdo con un esquema de banda dividida para producir una sub-banda de baja frecuencia y una sub-banda de alta frecuencia. Dependiendo de los criterios de diseño para la aplicación particular, las sub-bandas de salida pueden tener anchos de banda iguales o diferentes y pueden estar en traslape o no. También es posible una configuración del banco de filtro AllO que produce más de dos sub-bandas. Por ejemplo, dicho banco de filtro se puede configurar para producir una o más señales de banda baja que incluyen componentes en un rango de frecuencia por debajo de aquel de la señal de banda angosta S20 (tal como el rango de 50-300 Hz) . También es posible que dicho banco de filtro esté configurado para producir una o más señales de banda alta adicionales que incluyen componentes en un rango de frecuencia por arriba de aquel de la señal de banda alta S30 (tal como un rango de 14-20, 16-20, ó .16-32 kHz) . En dicho caso, el codificador de diálogo de banda ancha AlOO se puede ejecutar para codificar esta señal o señales por separado, y el multiplexor A130 se puede configurar para incluir la señal o señales codificadas adicionales en la señal multiplexada S70 (por ejemplo, como una porción separable) . La figura 3a muestra un diagrama en bloques de una ejecución A112 del banco de filtro AllO que está configurado para producir dos señales de sub-banda que tienen velocidades de muestreo reducidas. El banco de filtro AllO está acomodado para recibir una señal de diálogo de banda ancha SIO que tiene una porción de alta frecuencia (o banda alta) y una porción de baja frecuencia (o banda baja) . El banco de filtro A112 incluye una ruta de procesamiento de banda baja configurada para recibir la señal de diálogo de banda ancha SIO y para producir la señal de diálogo de banda angosta S20, y una ruta de procesamiento de banda alta configurada para recibir una señal de diálogo de banda ancha SIO y para producir una señal de diálogo de banda alta S30. El filtro de paso bajo 110 filtra la señal de diálogo de banda ancha SIO para pasar una sub-banda de baja frecuencia seleccionada, y el filtro de paso alto 130 filtra la señal de diálogo de banda ancha SIO para pasar una sub-banda de alta frecuencia seleccionada. Debido a que ambas señales de sub-banda tienen más anchos de banda angostos que la señal de diálogo de banda ancha SIO, sus velocidades de muestreo se pueden reducir a cierto grado sin pérdida de información. Un muestreador descendente 120 reduce la velocidad de muestreo de la señal de paso bajo de acuerdo con un factor de decimación deseado (por ejemplo, removiendo muestras de la señal y/0 reemplazando muestras con valores promedio) , y el muestreador descendente 140 de manera similar reduce la velocidad de muestreo de la señal de paso alto de acuerdo con otro factor de decimación deseado. La figura 3b muestra un diagrama en bloques de una ejecución correspondiente B122 del banco de filtro B120. Un muestreador ascendente 150 aumenta la velocidad de muestreo de la señal de banda angosta S90 (por ejemplo, cero llenado y/o duplicando muestras) , y el filtro de paso bajo 160 filtra las señal muestreada ascendente para pasar solo una porción de banda baja (por ejemplo, para evitar el solapamiento) . De manera similar, el muestreador ascendente 170 aumenta la velocidad de muestreo de la señal de banda alta SlOO y el filtro de paso alto 180 filtra la señal muestreada ascendente para pasar solo una porción de banda alta. Las dos señales de banda de paso son entonces sumadas para formar una señal de diálogo de banda ancha S110. En algunas ejecuciones de decodificador BlOO, el banco de filtro B120 está configurado para producir una suma ponderada de las dos señales de banda de paso de acuerdo con uno o más pesos recibidos y/o calculados por el decodificador de banda alta B200. También se contempla una configuración de banco de filtro B120 que combina más de dos señales de banda de paso.
Cada uno de los filtros 110, 130, 160, 180 se puede ejecutar como un filtro de respuesta de impulso finito (FIR) o como un filtro de respuesta de impulso infinito (IIR) . Las respuestas de frecuencia de los filtros del codificador 110 y 130 pueden tener regiones de transición simétricas o de forma diferente entre la banda atenuada y la banda de paso. De manera similar, las respuestas de frecuencia de los filtros del decodificador 160 y 180 pueden tener regiones de transición simétricas o de forma diferente entre la banda atenuada y la banda de paso. Puede ser deseable, pero no es estrictamente necesario que el filtro de paso bajo 110 tenga la misma respuesta que el filtro de paso bajo 160, y que el filtro de paso alto 130 tenga la misma respuesta que el filtro de paso alto 180. En un ejemplo, los dos pares de filtro 110, 130 y 160, 180 son bancos de filtro espejo en cuadratura (QMF) , donde el par de filtros 110, 130 tiene los mismos coeficientes que el par de filtros 160, 180. En un ejemplo tipico, el filtro de paso bajo 110 tiene una banda de paso que incluye el rango PSTN limitado de 300-3400 Hz (por ejemplo, la banda de 0 a 4 kHz) . Las figuras 4a y 4b muestran anchos de banda relativos de la señal de diálogo de banda ancha S10, la señal de banda angosta S20, y la señal de banda alta S30 en dos ejemplos diferentes de ejecución. En estos dos ejemplos particulares, la señal de diálogo de banda ancha SIO tiene una velocidad de muestreo de 16 kHz (que representa los componentes de frecuencia dentro del rango de 0 a 8 kHz), y la señal de banda angosta S20 tiene una velocidad de muestreo de 8 kHz (que representa componentes de frecuencia dentro del rango de 0 a 4 kHz) . En el ejemplo de la figura 4a no existe un traslape importante entre las dos sub-bandas. Una señal de banda alta S30, como se muestra en este ejemplo, se puede obtener utilizando un filtro de paso alto 130 con una banda de paso de 4-8 kHz. En dicho caso, puede ser deseable reducir la velocidad de muestreo a 8 kHz mediante muestreo descendente de la señal filtrada por un factor de dos. Dicha operación, la cual se puede esperar para reducir significativamente .la complejidad computacional de operaciones de procesamiento adicionales en la señal, moverá la energía de banda de paso hacia abajo al rango de 0 a 4 kHz sin pérdida de información. En el ejemplo alterno de la figura 4b, las sub-bandas superior e inferior tienen un traslape apreciable, de forma que la región de 3.5 a 4 kHz es descrita por ambas señales de sub-banda. Una señal d banda alta S30, como en este ejemplo, se puede obtener utilizando un filtro de paso alto 130 con una banda de paso de 3.5-7 kHz. En dicho caso, puede ser deseable reducir la velocidad de muestreo a 7 kHz mediante el muestreo descendente de la señal filtrada por un factor de 16/7. Dicha operación, la cual se puede esperar que reduzca significativamente la complejidad computacional de operaciones adicionales de procesamiento en la señal, moverá la energía de banda de paso hacia abajo al rango de 0 a 3.5 kHz sin pérdida de información. En un equipo típico para comunicación telefónica, uno o más de los transductores (es decir, el micrófono y el auricular o altavoz) carecen de una respuesta apreciable sobre el rango de frecuencia de 7-8 kHz. En el ejemplo de la figura 4b, la porción de la señal de diálogo de banda ancha SIO entre 7 y 8 kHz no está incluida en la señal codificada. Otros ejemplos particulares de filtro de paso alto 130 tienen bandas de paso de 3.5-7.5 kHz y 3.5-8 kHz. En algunas ejecuciones, el aprovisionamiento de un traslape entre sub-bandas, como en el ejemplo de la figura 4b, permite el uso de un filtro de paso bajo y/o paso alto que tiene una atenuación progresiva suave sobre la región traslapada. Dichos filtros por lo regular son más fáciles de diseñar, menos complejos en términos computacionales y/o introducen menos retraso que los filtros con respuestas más rígidas o "muro de ladrillos". Los filtros que tienen regiones de transición rígidas tienden a tener lóbulos laterales más elevados (los cuales pueden ocasionar solapamiento) que los filtros de orden similar que tienen atenuaciones progresivas suaves. Los filtros que tienen regiones de transición rígidas también pueden tener respuestas de impulso prolongado lo cual puede ocasionar artefactos de oscilación transitoria. Para ejecuciones de banco de filtro que tienen uno o más filtros IIR, el hecho de permitir una atenuación progresiva suave sobre la región traslapada, puede permitir el uso de un filtro o filtros cuyos polos están alejados del circulo de unidad, lo cual puede ser importante para asegurar una ejecución estable de punto fijo. El traslape de sub-bandas permite una mezcla suave de banda baja y banda alta que puede conducir a menos artefactos audibles, solapamiento reducido, y/o una menor transición notable de una banda a otra. Además, la eficiencia de codificación del codificador de banda angosta A120 (por ejemplo, un codificador de forma de onda) puede caer con frecuencia creciente. Por ejemplo, la calidad de la codificación del codificador de banda angosta se puede reducir a velocidades de bits bajas, especialmente en la presencia de ruido de fondo. En dichos casos, el aprovisionamiento de un traslape de las sub-bandas puede aumentar la calidad de componentes de frecuencia reproducidos en la región traslapada. Además, el traslape de sub-bandas permite una mezcla suave de banda baja y banda alta que puede conducir a menos artefactos audibles, solapamiento reducido, y/o una menor transición notable de una banda a otra. Dicha característica puede ser especialmente deseable para una ejecución en donde el codificador de banda angosta A120 y el codificador de banda alta A200 operan de acuerdo a diferentes metodologías de codificación. Por ejemplo, diferentes técnicas de codificación pueden producir señales que suenen bastante diferentes. Un codificador que codifica una envoltura espectral en la forma de índices de libro de códigos puede producir una señal que tenga un sonido diferente que un codificador que codifica el espectro de amplitud. Un codificador de dominio de tiempo (por ejemplo, un codificador de modulación por código de impulsos o PCM) puede producir una señal que tenga un sonido diferente a un codificador de dominio de frecuencia. Un codificador que codifica una señal con una representación de la envoltura espectral y la señal residual correspondiente puede producir una señal que tenga un sonido diferente que un codificador que codifica una señal con solo una representación de la envoltura espectral. Un codificador que codifica una señal como una representación de su forma de onda puede producir una salida que tenga un sonido diferente que aquel de un codificador sinusoidal. En dichos casos, el uso de filtros que tienen regiones de transición rígidas para definir sub-bandas no traslapadas puede conducir a una transición abrupta y perceptiblemente notable entre las sub-bandas en la señal de banda ancha sintetizada. Aunque los bancos de filtro QMF que tienen respuestas de frecuencia de traslape complementarias con frecuencia se utilizan en técnicas de sub-banda, dichos filtros no son convenientes por lo menos para algunas de las ejecuciones de codificación de banda ancha aquí descritas. Un banco de filtro QMF en el codificador está configurado para crear un grado importante de solapamiento que es cancelado en el banco de filtro QMF correspondiente en el decodificador. Dicho arreglo puede no ser apropiado para una aplicación en donde la señal incurre en una cantidad importante de distorsión entre los bancos de filtro, ya que la distorsión puede reducir la efectividad de la propiedad de cancelación de solapamiento. Por ejemplo, aplicaciones aquí descritas incluyen ejecuciones de codificación configuradas para operar a velocidades de bits muy bajas. Como una consecuencia de la velocidad de bits muy baja, la señal decodificada probablemente aparecerá significativamente distorsionada en comparación con la señal original, de forma que el uso de bancos de filtro QMF puede conducir a solapamiento no cancelado. Adicionalmente, se puede configurar un codificador para producir una señal sintetizada que sea perceptiblemente similar a la señal original pero que en realidad difiere significativamente de la señal original. Por ejemplo, un codificador que deriva la excitación de banda alta del residual de banda baja como aquí se describe, puede producir dicha señal, ya que el residual de banda alta real puede estar completamente ausente de la señal decodificada. El uso de bancos de filtro QMF en dichas aplicaciones puede conducir a un grado importante de distorsión ocasionada por solapamiento no cancelado. Las aplicaciones que utilizan bancos de filtro QMF por lo regular tienen velocidades de bits superiores (por ejemplo, más de 12 kbps para AMR y 64 kbps para G.722). La cantidad de distorsión causada por solapamiento QMF se puede reducir si la sub-banda afectada es angosta, ya que el efecto del solapamiento se limita a un ancho de banda igual al ancho de la sub-banda. Sin embargo, para ejemplos tal como aqui se describen, en donde cada sub-banda incluye aproximadamente la mitad del ancho de banda de la banda ancha, la distorsión ocasionada por el solapamiento no cancelado podria afectar una parte importante de la señal. La calidad de la señal también se puede ver afectada por la ubicación de la banda de frecuencia sobre la cual ocurre el solapamiento no cancelado. Por ejemplo, la distorsión creada cerca del centro de una señal de diálogo de banda ancha (por ejemplo, entre 3 y 4 kHz) puede ser mucho más objetable que la distorsión que ocurre cerca de un borde de la señal (por ejemplo, arriba de 6 kHz) . Aunque las respuestas de los filtros de un banco de filtro QMF están estrictamente relacionadas entre si, las rutas de banda baja y banda alta de los bancos de filtro AllO y B120 se pueden configurar para tener espectros que no estén relacionados además del traslape de las dos sub-bandas. Se define el traslape para las dos sub-bandas como la distancia desde el punto en el cual la respuesta de frecuencia del filtro de banda alta cae a -20 dB hasta el punto en el cual la respuesta de frecuencia del filtro de banda baja cae a -20 dB. En varios ejemplos del banco de filtro AllO y/o B120, este traslape oscila de alrededor de 200 Hz a aproximadamente 1 kHz. El rango de alrededor de 400 a aproximadamente 600 Hz puede representar una compensación deseable entre eficiencia de codificación y suavidad perceptiva. En un ejemplo particular, como se mencionó anteriormente, el traslape es aproximadamente 500 Hz. Puede ser deseable ejecutar el banco de filtro A112 y/o B122 para realizar las operaciones conforme a lo que se ilustra en las figuras 4a y 4b en varias etapas. Por ejemplo, la figura 4c muestra un diagrama en bloques de una ejecución A114 del banco de filtro A112 que realiza una función equivalente de las operaciones de muestreo descendente y filtración de paso alto utilizando una serie de operaciones de interpolación, re-muestreo, decimación y otras. Dicha ejecución puede ser más fácil de diseñar y/o puede permitir la reutilización de bloques funcionales de lógica y/o código. Por ejemplo, el mismo bloque funcional se puede utilizar para realizar las operaciones de decimación a 14 kHz y decimación a 7 kHz como se muestra en la figura 4c. La operación inversa espectral se puede ejecutar multiplicando la señal con la función ejnp o la secuencia (-l)n, cuyos valores alternan entre +1 y -1. La operación de configuración espectral se puede ejecutar como un filtro de paso bajo configurado para formar la señal a fin de obtener una respuesta de filtro general deseada. Se puede apreciar que como una consecuencia de la operación inversa espectral, el espectro de la señal de banda alta S30 es invertido. Operaciones posteriores en el codificador y el decodificador correspondiente se pueden configurar por consiguiente. Por ejemplo, el generador de excitación de banda alta A300, como aqui se describe, se puede configurar para producir una señal de excitación de banda alta S120 que también tiene una forma espectralmente invertida . La figura 4d muestra un diagrama en bloques de una ejecución B124 del banco de filtro B122 que realiza un equivalente funcional de las operaciones de muestreo ascendente y filtración de paso alto utilizando una serie de operaciones de interpolación, re-muestreo y otras. El banco de filtro B124 incluye una operación inversa espectral en la banda alta que invierte una operación similar tal como se ejecuta, por ejemplo, en un banco de filtro del codificador, tal como el banco de filtro A114. En este ejemplo particular, el banco de filtro B124 también incluye filtros de muesca en la banda baja y la banda alta que atenúan un componente de la señal a 7100 Hz, aunque dichos filtros son opcionales y no necesitan ser incluidos. La solicitud de patente "SISTEMAS, MÉTODOS Y APARATOS PARA FILTRACIÓN DE SEÑAL DE DIALOGO" presentada junto con la presente, Expediente de Abogado 050551, incluye descripción y figuras adicionales relacionadas con respuestas de elementos de ejecuciones particulares de bancos de filtro AllO y B120, y este material queda incorporado en la presente por referencia. El codificador de banda angosta A120 se ejecuta de acuerdo con un modelo de filtro fuente que codifica la señal de diálogo de entrada como (A) un conjunto de parámetros que describen un filtro y (B) una señal de excitación que activa el filtro descrito para producir una reproducción sintetizada de la señal de diálogo de entrada. La figura 5a muestra un ejemplo de una envoltura espectral de una señal de diálogo. Los picos que caracterizan esta envoltura espectral representan resonancias del tracto vocal y se denominan formantes. La mayoría de los codificadores de diálogo codifican por lo menos esta estructura espectral gruesa como un conjunto de parámetros tales como coeficientes de filtro. La figura 5b muestra un ejemplo de un arreglo de filtro fuente básico como aplicado para codificar la envoltura espectral de la señal de banda angosta S20. Un módulo de análisis calcula un conjunto de parámetros que caracterizan un filtro correspondiente al sonido de diálogo sobre un periodo de tiempo (por lo regular, 20 mseg) . Un filtro blanqueador (también denominado un filtro de error de predicción o análisis) , configurado de acuerdo con esos parámetros de filtro, remueve la envoltura espectral para aplanar espectralmente la señal. La señal blanqueada resultante (también denominada residual) tiene menos energía y, por lo tanto, menos varianza y es más fácil de codificar que la señal de diálogo original. Errores resultantes de la codificación de la señal residual también se pueden esparcir de manera uniforme sobre el espectro. Los parámetros de filtro y el residual por lo regular se cuantifican para transmisión eficiente sobre el canal. En el decodificador, un filtro de síntesis, configurado de acuerdo con los parámetros de filtro, es excitado por una señal basada en el residual para producir una versión sintetizada del sonido de diálogo original. El filtro de síntesis por lo regular está configurado para tener una función de transferencia que es el inverso de la función de transferencia del filtro blanqueador. La figura 6 muestra un diagrama en bloques de una ejecución básica A122 del codificador de banda angosta A120. En este ejemplo, un módulo de análisis de codificación de predicción lineal (LPC) 210 codifica la envoltura espectral de la señal de banda angosta S20 como un conjunto de coeficientes de predicción lineal (LP) (por ejemplo, coeficientes de un filtro con todos los polos 1/A(z)). El módulo de análisis por lo regular procesa la señal de entrada como una serie de cuadros que no se traslapan, con un nuevo conjunto de coeficientes que es calculado para cada cuadro. El periodo de cuadro por lo general es un periodo en el cual se puede esperar que la señal sea localmente estacionaria; un ejemplo común es 20 milisegundos (equivalente a 160 muestras a una velocidad de muestreo de 8 kHz) . En un ejemplo, el módulo de análisis LPC 210 está configurado para calcular un conjunto de diez coeficientes de filtro LP para caracterizar la estructura de formantes de cada cuadro de 20 milisegundos. También es posible ejecutar el módulo de análisis para procesar la señal de entrada como una serie de cuadros en traslape.
El módulo de análisis se puede configurar para analizar las muestras de cada cuadro directamente, o las muestras se pueden ponderar primero de acuerdo con una función de ventanaje (por ejemplo, una ventana de Hamming). El análisis también se puede realizar sobre una ventana que sea más grande que el cuadro, tal como una ventana de 30 mseg. Esta ventana puede ser simétrica (por ejemplo, 5-20-5, de forma que incluye los 5 milisegundos inmediatamente antes y después del cuadro de 20 milisegundos) o asimétrica (por ejemplo, 10-20, de forma que incluye los últimos 10 milisegundos del cuadro precedente) . Un módulo de análisis LPC por lo regular está configurado para calcular los coeficientes de filtro LP utilizando una repetición Levinson-Durbin o el algoritmo de Leroux-Gueguen . En otra ejecución, el módulo de análisis se puede configurar para calcular un conjunto de coeficientes cepstrales para cada cuadro en lugar de un conjunto de coeficientes de filtro LP. La velocidad de salida del codificador A120 se puede reducir bastante, relativamente con pocos efectos sobre la calidad de reproducción, cuantificando los parámetros de filtro. Los coeficientes de filtro de predicción lineal son difíciles de cuantificar de forma eficiente y por lo regular son mapeados en otra representación, tal como pares espectrales de linea (LSP) o frecuencias espectrales de línea (LSF) , para cuantificación y/o codificación de entropía. En el ejemplo de la figura 6, la transformada de coeficiente de filtro LP-a-LSF 220 transforma el conjunto de coeficientes de filtro LP en un conjunto correspondiente de LSF. Otras representaciones uno-a-uno de coeficientes de filtro LP incluyen coeficientes Parcor; valores de relación de área de registro; pares espectrales de inmitancia (ISP) ; y frecuencias espectrales de inmitancia (ISF), los cuales se utilizan en el codee AMR-WB (banda ancha de velocidad múltiple adaptiva) GSM (sistema global para comunicaciones móviles). Por lo regular, una transformada entre un conjunto de coeficientes de filtro LP y un conjunto correspondiente de LSF es reversible, pero las modalidades también incluyen ejecuciones del codificador A120 en donde la transformada no es reversible sin error. El cuantificador 230 está configurado para cuantificar el conjunto de LSF de banda angosta (u otra representación de coeficiente) y el codificador de banda angosta A122 está configurado para emitir el resultado de esta cuantificación como los parámetros de filtro de banda angosta S40. Dicho cuantificador por lo regular incluye un cuantificador de vector que codifica el vector de entrada como un Índice a una entrada de vector correspondiente en un cuadro o libro de códigos.
Como se aprecia en la figura 6, un codificador de banda angosta A122 también genera una señal residual pasando la señal de banda angosta S20 a través de un filtro blanqueador 260 (también denominado un filtro de error de predicción o análisis) que está configurado de acuerdo con el conjunto de coeficientes de filtro. En este ejemplo particular, el filtro blanqueador 260 es ejecutado como un filtro FIR, aunque también se pueden utilizar ejecuciones IIR. Esta señal residual por lo regular contendrá información perceptivamente importante del cuadro de diálogo, tal como una estructura a largo plazo relacionada con un tono, que no está representada en los parámetros de filtro de banda angosta S40. El cuantificador 270 está configurado para calcular una representación cuantificada de esta señal residual para emisión como señal de excitación de banda angosta codificada S50. Dicho cuantificador por lo regular incluye un cuantificador de vector que codifica el vector de entrada como un índice a una entrada de vector correspondiente en un cuadro o libro de códigos. Alternativamente, dicho cuantificador se puede configurar para enviar uno o más parámetros desde los cuales el vector puede ser generado dinámicamente en el decodificador, en lugar de ser recuperado del almacenamiento, como en un método de libro de códigos escaso. Dicho método se utiliza en esquemas de codificación tales como CELP algebraica (predicción lineal de excitación de libro de códigos) y codee tales como 3GPP2 (Proyecto de Sociedad 2 de Tercera Generación) EVRC (Codee de Velocidad Variable Mejorada) . Es deseable que el codificador de banda angosta A120 genere la señal de excitación de banda angosta codificada de acuerdo con los mismos valores de parámetro de filtro que estarán disponibles para el decodificador de banda angosta correspondiente. De esta forma, la señal de excitación de banda angosta codificada resultante puede ya considerar, hasta cierto punto, no idealidades en esos valores de parámetro, tal como error de cuantificación. Por consiguiente, es deseable configurar el filtro blanqueador utilizando los mismos valores de coeficiente que estarán disponibles en el decodificador. En el ejemplo básico del codificador A122, como se muestra en la figura 6, el cuantificador inverso 240 descuantifica los parámetros de codificación de banda angosta S40, la transformada de LSF-a-coeficiente de filtro LP 250 mapea los valores resultantes de regreso a un conjunto correspondiente de coeficientes de filtro LP, y este conjunto de coeficientes se utiliza para configurar el filtro blanqueador 260 a fin de generar la señal residual que es cuantificada por el cuantificador 270. Algunas ejecuciones de codificador de banda angosta A120 están configuradas para calcular la señal de excitación de banda angosta codificada S50 identificando una entre un conjunto de vectores de libro de códigos que mejor se ajuste a la señal residual. Sin embargo, se observa que el codificador de banda angosta A120 también se puede ejecutar para calcular una representación cuantificada de la señal residual sin generar realmente la señal residual. Por ejemplo, el codificador de banda angosta A120 se puede configurar para utilizar un número de vectores de libro de códigos para generar señales sintetizadas correspondientes (por ejemplo, de acuerdo con un conjunto actual de parámetros de filtro) , y para seleccionar el vector de libro de códigos asociado con la señal generada que mejor se ajusta a la señal de banda angosta original S20 en un dominio perceptiblemente ponderado. La figura 7 muestra un diagrama en bloques de una ejecución B112 del decodificador de banda angosta BllO. El cuantificador inverso 310 descuantifica los parámetros de filtro de banda angosta S40 (en este caso, a un conjunto de LSF) , y la transformada de coeficiente de LSF-a-filtro LP 320 transforma los LSF en un conjunto de coeficientes de filtro (por ejemplo, como se describió anteriormente con referencia al cuantificador inverso 240 y la transformada 250 del codificador de banda angosta A122). El cuantificador inverso 340 descuantifica la señal residual de banda angosta S40 para producir una señal de excitación de banda angosta S80. Con base en los coeficientes de filtro y la señal de excitación de banda angosta S80, el filtro de síntesis de banda angosta 330 sintetiza la señal de banda angosta S90. En otras palabras, el filtro de síntesis de banda angosta 330 está configurado para formar espectralmente la señal de excitación de banda angosta S80 de acuerdo con los coeficientes de filtro descuantificados para producir la señal de banda angosta S90. El decodificador de banda angosta B112 también provee la señal de excitación de banda angosta S80 al codificador de banda alta A200, el cual la utiliza para derivar la señal de excitación de banda alta S120, como aqui se describe. En algunas ejecuciones, como se describe a continuación, el decodificador de banda angosta BllO se puede configurar para proveer información adicional al decodificador de banda alta B200 que se relaciona con la señal de banda angosta, tal como inclinación espectral, ganancia de tono e intervalo, y modo de diálogo. El sistema del codificador de banda angosta A122 y el decodificador de banda angosta B112 es un ejemplo básico de un codee de diálogo de análisis-por-síntesis . La codificación de predicción lineal de excitación del libro de códigos (CELP) es una familia popular de codificación de análisis-por-síntesis, y ejecuciones de dichos codificadores pueden ejecutar codificación de forma de onda del residual, incluyendo operaciones tales como la selección de entradas de libros de códigos fijos y adoptivos, operaciones de minimización de error, y/u operaciones de ponderación perceptiva. Otras ejecuciones de codificación de análisis-por-síntesis incluyen predicción lineal de excitación mezclada (MELP) , CELP algebraica (ACELP) , CELP de relajación (RCELP), excitación de impulso regular (RPE) , CELP de multi-impulso (MPE) , y codificación de predicción lineal excitada de suma de vectores (VSELP) . Métodos de codificación relacionados incluyen excitación de multi-banda (MBE) y codificación de interpolación de forma de onda de prototipo (PWI). Ejemplos de codee de diálogo de análisis-por-síntesis estandarizados incluyen el codee de plena velocidad GSM de ETSI (Instituto Europeo de Estándares de Telecomunicaciones) (GSM 06.10), el cual utiliza predicción lineal excitada residual (RELP) ; el codee de plena velocidad mejorada GSM (ETSI-GSM 06.60); el estándar ITU (Unión Internacional de Telecomunicaciones) 11.8 kb/s G.729 Anexo E codificador; los codee IS (Estándar Interino) -641 para IS-136 (un esquema de acceso múltiple por división de tiempo) ; los codee de multi-velocidad adaptiva GSM (GSM-AMR) ; y el codee 4GV™ (Vocodificador de Cuarta Generación™) (QUALCOMM Incorporated, San Diego, CA) . El codificador de banda angosta A120 y el decodificador correspondiente BllO se pueden ejecutar de acuerdo con cualquiera de estas tecnologías, o cualquier otra tecnología de codificación de diálogo (ya sea conocida o por desarrollar) que represente una señal de diálogo como (A) un conjunto de parámetros que describen un filtro y (B) una señal de excitación utilizada para activar el filtro descrito a fin de reproducir la señal de diálogo. Incluso después que el filtro blanqueador ha removido la envoltura espectral gruesa de la señal de banda angosta S20, puede permanecer una cantidad considerable de estructura de armónicas finas, especialmente para diálogo armonizado. La figura 8a muestra un gráfico espectral de un ejemplo de una señal residual, tal como puede ser producida por un filtro blanqueador, para una señal armonizada tal como una vocal. La estructura periódica visible en este ejemplo está relacionada con un tono, y diferentes sonidos armonizados emitidos por el mismo hablante pueden tener diferentes estructuras de formantes pero estructuras de tonos similares. La figura 8b muestra un gráfico de dominio de tiempo de un ejemplo de dicha señal residual que muestra una secuencia de impulsos de tonos en tiempo. La eficiencia de la codificación y/o la calidad del diálogo se pueden incrementar utilizando uno o más valores de parámetro para codificar características de la estructura de tono. Una característica importante de la estructura de tono es la frecuencia de la primera armónica (también denominada la frecuencia fundamental) , la cual por lo regular se ubica en el rango de 60 a 400 Hz. Esta característica por lo regular es codificada como la inversa de la frecuencia fundamental, también denominado intervalo de tono. El intervalo de tono indica el número de muestras en un periodo de tonos y se puede codificar como uno o más índices de libro de códigos. Las señales de diálogo de hablantes hombres tienden a tener intervalos de tono más prolongadas que las señales de diálogo de hablantes mujeres . Otra característica de señal relacionada con la estructura de tono es la periodicidad, la cual indica la intensidad de la estructura de armónica o, en otras palabras, el grado al cual la señal es armónica o no armónica. Dos indicadores típicos de periodicidad son los cruzamientos cero y las funciones de auto-correlación normalizadas (NACF) . La periodicidad puede también quedar indicada por la ganancia de tono, la cual por lo regular es codificada como una ganancia de libro de códigos (por ejemplo, una ganancia de libro de códigos adaptiva cuantificada) . El codificador de banda angosta A120 puede incluir uno o más módulos configurados para codificar la estructura de armónicas a largo plazo de la señal de banda angosta S20. Como se muestra en la figura 9, un paradigma CELP típico que se puede utilizar incluye un módulo de análisis LPC de bucle abierto, el cual codifica las características a corto plazo o la envoltura espectral gruesa, seguido por una etapa de análisis de predicción a largo plazo de bucle cerrado, la cual codifica el tono fino o la estructura de armónica. Las características a corto plazo son codificadas como coeficientes de filtro, y las características a largo plazo son codificadas como valores para parámetros tales como un intervalo de tono y ganancia de tono. Por ejemplo, el codificador de banda angosta A120 se puede configurar para emitir la señal de excitación de banda angosta codificada S50 en una forma que incluye uno o más Índices de libro de códigos (por ejemplo, un índice de libro de códigos fijo y un Índice de libro de códigos adaptivo) y valores de ganancia correspondientes. El cálculo de esta representación cuantificada de la señal residual de banda angosta (por ejemplo, por el cuantificador 270) puede incluir la selección de dichos Índices y el cálculo de dichos valores. La codificación de la estructura de tono también puede incluir la interpolación de una forma de onda de prototipo de tono, dicha operación puede incluir el cálculo de una diferencia entre impulsos de tono sucesivos. El modelado de la estructura a largo plazo puede ser deshabilitado para cuadros correspondientes a diálogo no armonizado, e.l cual por lo regular es tipo ruido y no estructurado. Una ejecución del decodificador de banda angosta BllO, de acuerdo con un paradigma, como se muestra en la figura 9, se puede configurar para emitir la señal de excitación de banda angosta S80 al decodificador de banda alta B200 después que se ha restaurado la estructura de largo plazo (estructura de tono o armónica) . Por ejemplo, dicho decodificador se puede configurar para emitir la señal de excitación de banda angosta S80 como una versión descuantificada de la señal de excitación de banda angosta codificada S50. Por supuesto, también es posible ejecutar el decodificador de banda angosta BllO de forma que el decodificador de banda alta B200 ejecuta la descuantificación de la señal de excitación de banda angosta codificada S50 para obtener la señal de excitación de banda angosta S80. En una ejecución del codificador de diálogo de banda ancha AlOO, de acuerdo con un paradigma como se muestra en la figura 9, el codificador de banda alta A200 se puede configurar para recibir la señal de excitación de banda angosta tal como es producida por el filtro blanqueador o análisis de corto plazo. En otras palabras, el codificador de. banda angosta A120 se puede configurar para emitir la señal de excitación de banda angosta al codificador de banda alta A200 antes de codificar la estructura a largo plazo. Sin embargo, es deseable que el codificador de banda alta A200 reciba, desde el canal de banda angosta, la misma información de codificación que será recibida por el decodificador de banda alta B200, de forma que los parámetros de codificación producidos por el codificador de banda alta A200 pueda considerar, hasta cierto punto, no idealidades en esa información. Por lo tanto, puede ser preferible que el codificador de banda alta A200 reconstruya la señal de excitación de banda angosta S80 a partir de la misma señal de excitación de banda angosta codificada cuantificada y/o parametrizada S50 para ser emitida por el codificador de diálogo de banda ancha AlOO. Una ventaja potencial de este enfoque es un cálculo más preciso de los factores de ganancia de banda alta S60b descritos a continuación. Además de los parámetros que caracterizan la estructura de corto plazo y/o largo plazo de la señal de banda angosta S20, el codificador de banda angosta A120 puede producir valores de parámetro que se refieren a otras características de señal de banda angosta S20. Estos valores, los cuales pueden ser convenientemente cuantificados para emisión por el codificador de diálogo de banda ancha AlOO, se pueden incluir entre los parámetros de filtro de banda angosta S40 o se pueden emitir por separado. El codificador de banda alta A200 también se puede configurar para calcular parámetros de codificación de banda alta S60 de acuerdo con uno o más de estos parámetros adicionales (por ejemplo, después de la descuantificación) . En el decodificador de diálogo de banda ancha BlOO, el decodificador de banda alta B200 se puede configurar para recibir los valores de parámetro a través del decodificador de banda angosta BllO (por ejemplo, después de la descuantificación) . Alternativamente, el decodificador de banda alta B200 se puede configurar para recibir (y posiblemente descuantificar) los valores de parámetro directamente. En un ejemplo de parámetros de codificación de banda angosta adicionales, el codificador de banda angosta A120 produce valores para parámetros de modo de diálogo e inclinación espectral para cada cuadro. La inclinación espectral se refiere a la forma de la envoltura espectral sobre la banda de paso y, por lo regular, es representada por el primer coeficiente de reflexión cuantificado. Para la mayoría de los sonidos armonizados, la energía espectral disminuye con una frecuencia en aumento, de forma que el primer coeficiente de reflexión es negativo y se puede aproximar a -1. La mayoría de los sonidos no armonizados tienen un espectro que es ya sea plano, de forma que el primer coeficiente de reflexión es cercano a cero, o tiene más energía a frecuencias altas, de forma que el primer coeficiente de reflexión es positivo y se puede aproximar a +1. El modo de diálogo (también denominado modo de sonorización) indica si el cuadro actual representa diálogo armonizado o no armonizado. Este parámetro puede tener un valor binario basado en una o más mediciones de periodicidad (por ejemplo, cruzamientos cero, NACF, ganancia de tono) y/o actividad de voz para el cuadro, tal como una relación entre dicha medición y un valor de umbral. En otras ejecuciones, el parámetro de modo de diálogo tiene uno o más estados para indicar modos tales como silencio o ruido de fondo, o una transición entre silencio y diálogo armonizado. El codificador de banda alta A200 está configurado para codificar la señal de banda alta S30 de acuerdo con un modelo de filtro fuente, con la excitación para este filtro basada en la señal de excitación de banda angosta codificada. La figura 10 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A202 del codificador de banda alta A200 que está configurado para producir una corriente de parámetros de codificación de banda alta S60 incluyendo parámetros de filtro de banda alta S60a y factores de ganancia de banda alta S60b. El generador de excitación de banda alta A300 deriva una señal de excitación de banda alta S120 a partir de la señal de excitación de banda angosta codificada S50. El módulo de análisis A210 produce un conjunto de valores de parámetro que caracterizan la envoltura espectral de la señal de banda alta S30. En este ejemplo particular, el módulo de análisis A210 está configurado para ejecutar el análisis LPC para producir un conjunto de coeficientes de filtro LP para cada cuadro de la señal de banda alta S30. La transformada del coeficiente de filtro de predicción lineal-a-LSF 410 transforma el conjunto de coeficientes de filtro LP en un conjunto correspondiente de LSF. Como se observó anteriormente con referencia al módulo de análisis 210 y la transformada 220, el módulo de análisis A210 y/o la transformada 410 se pueden configurar para utilizar otros conjuntos de coeficientes (por ejemplo, coeficientes cepstrales) y/o representaciones de coeficiente (por ejemplo, ISP) . El cuantificador 420 está configurado para cuantificar el conjunto de LSF de banda alta (u otra representación de coeficiente, tal como ISP) , y el codificador de banda alta A202 está configurado para emitir el resultado de esta cuantificación como los parámetros de filtro de banda alta S60a. Dicho cuantificador por lo regular incluye un cuantificador de vector que codifica el vector de entrada como un Índice para una entrada de vector correspondiente en un cuadro o libro de códigos. El codificador de banda alta A202 también incluye un filtro de sintesis A220 configurado para producir una señal de banda alta sintetizada S130 de acuerdo con una señal de excitación de banda alta S120 y la envoltura espectral codificada (por ejemplo, el conjunto de coeficientes de filtro LP) producida por el módulo de análisis A210. El filtro de síntesis A220 por lo regular se ejecuta como un filtro IIR, aunque también se pueden emplear ejecuciones FIR. En un ejemplo particular, el filtro de sintesis A220 es ejecutado como un filtro auto-regresivo lineal de sexto orden. El calculador de factor de ganancia de banda alta A230 calcula una o más diferencias entre los niveles de la señal de banda alta original S30 y la señal de banda alta sintetizada S130 para especificar una envoltura de ganancia para el cuadro. El cuantificador 430, el cual se puede ejecutar como un cuantificador de vector que codifica el vector de entrada como un Índice para una entrada de vector correspondiente en un cuadro o libro de códigos, cuantifica el valor o valores que especifican la envoltura de ganancia, y el codificador de banda alta A202 está configurado para emitir el resultado de esta cuantificación como factores de ganancia de banda alta S60b. En una ejecución como se muestra en la figura 10, el filtro de síntesis A220 está acomodado para recibir los coeficientes de filtro desde el módulo de análisis A210. Una ejecución alternativa del codificador de banda alta A202 incluye un cuantificador inverso y transformada inversa configurados para decodificar los coeficientes de filtro a partir de los parámetros de filtro de banda alta S60a, y en este caso, el filtro de sintesis A220 está acomodado para recibir los coeficientes de filtro decodificados. Dicho arreglo alternativo puede soportar un cálculo más preciso de la envoltura de ganancia por el calculador de ganancia de banda alta A230. En un ejemplo particular, el módulo de análisis A210 y el calculador de ganancia de banda alta A230 emiten un conjunto de seis LSF y un conjunto de cinco valores de ganancia por cuadro, respectivamente, de forma que una extensión de banda ancha de la señal de banda angosta S20 se puede lograr con solo once valores adicionales por cuadro. El oído tiende a ser menos sensible a los errores de frecuencia a frecuencias altas, de forma que la codificación de banda alta a un orden LPC bajo puede producir una señal que tenga una calidad perceptiva comparable con la codificación de banda angosta a un orden LPC superior. Una ejecución típica del codificador de banda alta A200 se puede configurar para emitir de 8 a 12 bits por cuadro para reconstrucción de alta calidad de la envoltura espectral y otros 8 a 12 bits por cuadro para reconstrucción de alta calidad de la envoltura temporal. En otro ejemplo particular, el módulo de análisis A210 emite un conjunto de ocho LSF por cuadro. Algunas ejecuciones de codificador de banda alta A200 están configuradas para producir la señal de excitación de banda alta S120 mediante la generación de una señal de ruido aleatorio que tenga componentes de frecuencia de banda alta y que module por amplitud la señal de ruido de acuerdo con la envoltura de dominio de tiempo de la señal de banda angosta S20, la señal de excitación de banda angosta S80, o la señal de banda alta S30. Sin embargo, aunque dicho método basado en ruido puede producir resultados adecuados para sonidos no armonizados, pudiera no ser deseable para sonidos armonizados, cuyos residuales por lo general son armónicos y, en consecuencia, tienen cierta estructura periódica. El generador de excitación de banda alta A300 está configurado para generar la señal de excitación de banda alta S120 extendiendo el espectro de la señal de excitación de banda angosta S80 en el rango de frecuencia de banda alta. La figura 11 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A302 del generador de excitación de banda alta A300. El cuantificador inverso 450 está configurado para descuantificar la señal de excitación de banda angosta codificada S50 a fin de producir la señal de excitación de banda angosta S80. El extensor de espectro A400 está configurado para producir una señal armónicamente extendida S160 basada en la señal de excitación de banda angosta S80. El combinador 470 está configurado para combinar una señal de ruido aleatorio generada por el generador de ruido 480 y una envoltura de dominio de tiempo calculada por el calculador de envoltura 460 para producir una señal de ruido modulada S170. El combinador 490 está configurado para mezclar la señal armónicamente extendida S60 y la señal de ruido modulada S170 para producir la señal de excitación de banda alta S120. En un ejemplo, el extensor de espectro A400 está configurado para ejecutar una operación de pliegue espectral (también denominado, de espejo) en la señal de excitación de banda angosta S80 para producir la señal armónicamente extendida S160. El pliegue espectral puede ser ejecutado por la señal de excitación de cero llenado S80 y después aplicando un filtro de paso alto para retener el solapamiento. En otro ejemplo, el extensor de espectro A400 está configurado para producir la señal armónicamente extendida S160 trasladando espectralmente la señal de excitación de banda angosta S80 en la banda alta (por ejemplo, a través del muestreo ascendente seguido por la multiplicación con una señal de coseno de frecuencia constante) . Los métodos de traslación y pliegue espectral pueden producir señales espectralmente extendidas cuya estructura armónica es discontinua con la estructura armónica original de la señal de excitación de banda angosta S80 en fase y/o frecuencia. Por ejemplo, dichos métodos pueden producir señales que tienen picos que generalmente no están ubicados en múltiplos de la frecuencia fundamental, lo cual puede ocasionar artefactos de sonidos metálicos en la señal de diálogo reconstruida. Estos métodos también tienden a producir armónicas de alta frecuencia que tienen características tonales anormalmente intensas. Además, debido a que una señal PSTN se puede muestrear a 8 kHz pero estar limitada en banda a no más de 3400 Hz, el espectro superior de la señal de excitación de banda angosta S80 puede contener poca o ninguna energía, de forma que una señal extendida generada de acuerdo con un pliegue espectral u operación de traslación espectral puede tener un agujero espectral por arriba de 3400 Hz. Otros métodos para generar la señal armónicamente extendida S160 incluyen identificar una o más frecuencias fundamentales de señal de excitación de banda angosta S80 y generar tonos armónicos de acuerdo con esa información. Por ejemplo, la estructura armónica de una señal de excitación se puede caracterizar por la frecuencia fundamental junto con la información de amplitud y fase. Otra ejecución del generador de excitación de banda alta A300 genera una señal armónicamente extendida S160 basada en la frecuencia y amplitud fundamental (como se indica, por ejemplo, por el intervalo de tono y la ganancia de tono) . Sin embargo, a menos que la señal armónicamente extendida sea de fase coherente con la señal de excitación de banda angosta S80, la calidad del diálogo decodificado resultante puede no ser aceptable. Una función no lineal se puede utilizar para crear una señal de excitación de banda alta que sea de fase coherente con la excitación de banda angosta y que preserve la estructura armónica sin discontinuidad de fase. Una función no lineal también puede proveer un nivel de ruido incrementado entre las armónicas de alta frecuencia, el cual tiende a sonar más natural que las armónicas tonales de alta frecuencia producidas por métodos tales como el pliegue espectral y la traslación espectral. Las funciones no lineales sin memoria típicas que pueden ser aplicadas por varias ejecuciones del extensor de espectro A400 incluyen la función . de valor absoluto (también denominada rectificación de onda completa) , rectificación de media onda, cuadrado, cubo y sujeción. Otras ejecuciones de extensor de espectro A400 se pueden configurar para aplicar una función no lineal que tenga memoria.
La figura 12 es un diagrama en bloques de una ejecución A402 del extensor de espectro A400 que está configurado para aplicar una función no lineal para extender el espectro de la señal de excitación de banda angosta S80. El muestreador ascendente 510 está configurado para muestrear hacia arriba la señal de excitación de banda angosta S80. Puede ser deseable muestrear hacia arriba la señal lo suficiente para reducir al mínimo el solapamiento sobre la aplicación de la función no lineal. En un ejemplo particular, el muestreador ascendente 510 muestrea hacia arriba la señal por un factor de ocho. El muestreador ascendente 510 se puede configurar para ejecutar la operación de muestreo ascendente mediante el cero llenado de la señal de entrada y la filtración de paso bajo del resultado. El calculador de función no lineal 520 está configurado para aplicar una función no lineal a la señal muestreada hacia arriba. Una ventaja potencial de la función de valor absoluto sobre otras funciones no lineales para extensión espectral, tal como la cuadratura, es que no se necesita la normalización de energía. En algunas ejecuciones, la función de valor absoluto se puede aplicar de manera eficiente separando o sacando el bit de signo de cada muestra. El calculador de función no lineal 520 también se puede configurar para ejecutar un alabeo de amplitud de la señal espectralmente extendida o muestreada hacia arriba. El muestreador descendente 530 está configurado para muestrear hacia abajo el resultado espectralmente extendido de la aplicación de la función no lineal. Puede ser deseable que el muestreador descendente 530 ejecute una operación de filtración de paso de banda para seleccionar una banda de frecuencia deseada de la señal espectralmente extendida antes de reducir la velocidad de muestreo (por ejemplo, para reducir o evitar el solapamiento o corrupción por una imagen no deseada) . También puede ser deseable que el muestreador descendente 530 reduzca la velocidad de muestreo en más de una etapa. La figura 12a es un diagrama que muestra los espectros de señal en varios puntos en un ejemplo de una operación de extensión espectral, donde la escala de frecuencia es la misma a través de los diversos gráficos. El gráfico (a) muestra el espectro de un ejemplo de señal de excitación de banda angosta S80. El gráfico (b) muestra el espectro después que la señal S80 ha sido muestreada hacia arriba por un factor de ocho. El gráfico (c) muestra un ejemplo del espectro extendido después de la aplicación de una función no lineal. El gráfico (d) muestra el espectro después de la filtración de paso bajo. En este ejemplo, la banda de paso se extiende hasta el límite de frecuencia superior de la señal de banda alta S30 (por ejemplo, 7 kHz u 8 kHz) . El gráfico (e) muestra el espectro después de una primera etapa de muestreo descendente, en donde la velocidad de muestreo se reduce por un factor de cuatro para obtener una señal de banda ancha. El gráfico (f) muestra el espectro después de una operación de filtración de paso alto para seleccionar la porción de banda alta de la señal extendida, y el gráfico (g) muestra el espectro después de una segunda etapa de muestreo descendente, en donde la velocidad de muestreo es reducida por un factor de dos. En un ejemplo particular, el muestreador descendente 530 ejecuta la filtración de paso alto y la segunda etapa del muestreo descendente pasando la señal de banda ancha a través del filtro de paso alto 130 y el muestreador descendente 140 del banco de filtro A112 (u otras estructuras o rutinas que tienen la misma respuesta) para producir una señal espectralmente extendida que tiene el rango de frecuencia y la velocidad de muestreo de la señal de banda alta S30. Como se puede apreciar en el gráfico (g) , el muestreo descendente de la señal de paso alto que se muestra en el gráfico (f) ocasiona una inversión de su espectro. En este ejemplo, el muestreador descendente 530 también está configurado para ejecutar una operación de volcadura espectral en la señal. El gráfico (h) muestra un resultado de la aplicación de la operación de volcadura espectral, la cual puede ser ejecutada multiplicando la señal con la función ejnp o la secuencia (-l)n, cuyos valores alternan entre +1 y -1. Dicha operación es equivalente para cambiar el espectro digital de la señal en el dominio de frecuencia por una distancia de p . Se puede observar que el mismo resultado también se puede obtener aplicando el muestreo descendente y las operaciones de volcadura espectral en un orden diferente. Las operaciones del muestreo ascendente y/o muestreo descendente también se pueden configurar para incluir el re-muestreo a fin de obtener una señal espectralmente extendida que tiene una velocidad de muestreo de señal de banda alta S30 (por ejemplo, 7 kHz) . Como se observó anteriormente, los bancos de filtro AllO y B120 se pueden ejecutar de forma que una o ambas de las señales de banda angosta y banda alta S20, S30 tengan una forma espectralmente invertida en la salida del banco de filtro AllO, sean codificadas y decodificadas en la forma espectralmente invertida, y sean espectralmente invertidas una vez más en el banco de filtro B120 antes de ser emitidas en la señal de diálogo de banda ancha S110. Por supuesto, en ese caso una operación de volcadura espectral, como se muestra en la figura 12a, no sería necesaria, ya que sería deseable que la señal de excitación de banda alta S120 tenga también una forma espectralmente invertida . Las diversas tareas del muestreo ascendente y el muestreo descendente de una operación de extensión espectral, tal como son ejecutadas por el extensor de espectro A402, se pueden configurar y acomodar en muchas formas diferentes. Por ejemplo, la figura 12b es un diagrama que muestra los espectros de señal en varios puntos en otro ejemplo de una operación de extensión espectral, donde la escala de frecuencia es la misma a través de los diversos gráficos. El gráfico (a) muestra el espectro de un ejemplo de la señal de excitación de banda angosta S80. El gráfico (b) muestra el espectro después que la señal S80 ha sido muestreada hacia arriba por un factor de dos. El gráfico (c) muestra un ejemplo del espectro extendido después de la aplicación de una función no lineal. En este caso, el solapamiento que puede ocurrir en las frecuencias superiores es aceptado. El gráfico (d) muestra el espectro después de una operación de inversión espectral. El gráfico (e) muestra el espectro después de una etapa sencilla de muestreo descendente, en donde la velocidad de muestreo es reducida por un factor de dos para obtener la señal espectralmente extendida deseada. En este ejemplo, la señal está en forma espectralmente invertida y se puede utilizar en una ejecución de codificador de banda alta A200 el cual procesó la señal de banda alta S30 en dicha forma. La señal espectralmente extendida producida por el calculador de función no lineal 520 probablemente tenga una caída pronunciada en amplitud conforme aumenta la frecuencia. El extensor espectral A402 incluye un aplanador espectral 540 configurado para ejecutar una operación de blanqueado en la señal muestreada hacia abajo. El aplanador espectral 540 se puede configurar para ejecutar una operación de blanqueado fijo o para ejecutar una operación de blanqueado adaptivo. En un ejemplo particular de blanqueado adaptivo, el aplanador espectral 540 incluye un módulo de análisis LPC configurado para calcular un conjunto de cuatro coeficientes de filtro a partir de la señal muestreada hacia abajo y un filtro de análisis de cuarto orden configurado para blanquear la señal de acuerdo con esos coeficientes. Otras ejecuciones del extensor de espectro A400 incluyen configuraciones en donde el aplanador espectral 540 opera en la señal espectralmente extendida antes del muestreador descendente 530. El generador de excitación de banda alta A300 se puede ejecutar para emitir la señal armónicamente extendida S160 como la señal de excitación de banda alta S120. Sin embargo, en algunos casos el uso exclusivo de una señal armónicamente extendida como la excitación de banda alta puede resultar en artefactos audibles. La estructura armónica de diálogo por lo general es menos pronunciada en la banda alta que en la banda baja, y el uso de demasiada estructura armónica en la señal de excitación de banda alta puede resultar en un sonido tipo zumbido. Este artefacto puede ser especialmente notable en señales de diálogo provenientes de hablantes mujeres. Las modalidades incluyen ejecuciones del generador de excitación de banda alta A300 que están configuradas para mezclar la señal armónicamente extendida S160 con una señal de ruido. Como se muestra en la figura 11, el generador de excitación de banda alta A302 incluye un generador de ruido 480 que está configurado para producir una señal de ruido aleatorio. En un ejemplo, el generador de ruido 480 está configurado para producir una señal de ruido seudo-aleatorio blanco con varianza de unidad, aunque en otras ejecuciones, la señal de ruido no necesita ser blanca y puede tener una densidad de potencia que varié con la frecuencia. Puede ser deseable que el generador de ruido 480 sea configurado para emitir la señal de ruido como una función deterministica de forma que su estado se pueda duplicar en el decodificador. Por ejemplo, el generador de ruido 480 se puede configurar para emitir la señal de ruido como una función determinística de información codificada previamente dentro del mismo cuadro, tal como los parámetros de filtro de banda angosta S40 y/o la señal de excitación de banda angosta codificada S50. Antes que se mezcle con la señal armónicamente extendida S160, la señal de ruido aleatorio producida por el generador de ruido 480 puede ser modulada por amplitud para tener una envoltura de dominio de tiempo que se aproxime a la distribución de energía sobre el tiempo de la señal de banda angosta S20, la señal de banda alta S30, la señal de excitación de banda angosta S80, o la señal armónicamente extendida S160. Como se muestra en la figura 11, el generador de excitación de banda alta A302 incluye un combinador 470 configurado para modular por amplitud la señal de ruido producida por el generador de ruido 480 de acuerdo con una envoltura de dominio de tiempo calculada por el calculador de envoltura 460. Por ejemplo, el combinador 470 se puede ejecutar como un multiplicador acomodado para escalar la salida del generador de ruido 480 de acuerdo con la envoltura de dominio de tiempo, calculada por el calculador de envoltura 460 para producir la señal de ruido modulada S170. En una ejecución A304 del generador de excitación de banda alta A302, como se muestra en el diagrama en bloques de la figura 13, el calculador de envoltura 460 está acomodado para calcular la envoltura de la señal armónicamente extendida S160. En una ejecución A306 del generador de excitación de banda alta A302, como se muestra en el diagrama de bloques de la figura 14, el calculador de envoltura 460 está acomodado para calcular la envoltura de la señal de excitación de banda angosta S80. Ejecuciones adicionales del generador de excitación de banda alta A302 se pueden configurar, de otra forma, para agregar ruido a la señal armónicamente extendida S160 de acuerdo con las ubicaciones de los impulsos de tono de banda angosta en tiempo. El calculador de envoltura 460 se puede configurar para ejecutar un cálculo de envoltura como una tarea que incluye una serie de sub-tareas. La figura 15 muestra un diagrama de flujo de un ejemplo TlOO de dicha tarea. La sub-tarea T110 calcula el cuadrado de cada muestra del cuadro de la señal cuya envoltura se va a modelar (por ejemplo, la señal de excitación de banda angosta A80 o señal armónicamente extendida S160) para producir una secuencia de valores cuadrados. La sub-tarea T120 ejecuta una operación de suavización en la secuencia de valores cuadrados. En un ejemplo, la sub-tarea T120 aplica un filtro de paso bajo IIR de primer orden a la secuencia, de acuerdo con la expresión: y ( n ) =ax ( n) + ( l- ) y ( n-l ) , (1) donde x es la entrada de filtro, y es la salida de filtro, n es un índice de dominio de tiempo, y a es un coeficiente de suavización que tiene un valor entre 0.5 y 1. El valor del coeficiente de suavización c. puede ser fijo o, en una ejecución alternativa, puede ser adaptivo de acuerdo con una indicación de ruido en la señal de entrada, de forma que c. está más próximo a 1 en la ausencia de ruido y más cerca de 0.5 en la presencia de ruido. La sub-tarea T130 aplica una función de raíz cuadrada a cada muestra de la secuencia suavizada para producir la envoltura de dominio de tiempo. Dicha ejecución del calculador de envoltura 460 se puede configurar para ejecutar las diversas sub-tareas de la tarea TlOO en forma serial y/o paralela. En una ejecución adicional de la tarea TlOO, la sub-tarea T110 puede ser precedida por una operación de paso de banda configurada para seleccionar una porción de frecuencia deseada de la señal cuya envoltura se va a modelar, tal como el rango de 3-4 kHz. El combinador 490 está configurado para mezclar la señal armónicamente extendida S160 y la señal de ruido modulada S170 a fin de producir la señal de excitación de banda alta S120. Las ejecuciones del combinador 490 se pueden configurar, por ejemplo, para calcular la señal de excitación de banda alta S120 como una suma de la señal armónicamente extendida S160 y la señal de ruido modulada S170. Dicha ejecución del combinador 490 se puede configurar para calcular la señal de excitación de banda alta S120 como una suma ponderada aplicando un factor de ponderación a la señal armónicamente extendida S160 y/o a la señal de ruido modulada S170 antes de la suma. Cada factor de ponderación se puede calcular de acuerdo con uno o más criterios y puede ser un valor fijo o, alternativamente, un valor adaptivo que es calculado sobre una base cuadro-por-cuadro o sub-cuadro-por-sub-cuadro . La figura 16 muestra un diagrama de bloques de una ejecución 492 del combinador 490 que está configurado para calcular la señal de excitación de banda alta S120 como una suma ponderada de la señal armónicamente extendida S160 y la señal de ruido modulada S170. El combinador 492 está configurado para ponderar la señal armónicamente extendida S160 de acuerdo con un factor de ponderación armónico S180, para ponderar la señal de ruido modulada S170 de acuerdo con el factor de ponderación de ruido S190, y para emitir la señal de excitación de banda alta S120 como una suma de las señales ponderadas. En este ejemplo, el combinador 492 incluye un calculador de factor de ponderación 550 que está configurado para calcular el factor de ponderación armónico S180 y el factor de ponderación de ruido S190.
El calculador de factor de ponderación 550 puede estar configurado para calcular los factores de ponderación S180 y S190 de acuerdo con una relación deseada de contenido armónico a contenido de ruido en la señal de excitación de banda alta S120. Por ejemplo, puede ser deseable que el combinador 492 produzca la señal de excitación de banda alta S120 para que tenga una relación de energía armónica a energía de ruido similar a aquella de la señal de banda alta S30. En algunas ejecuciones del calculador de factor de ponderación 550, los factores de ponderación S180, S190 se calculan de acuerdo con uno o más parámetros relacionados con una periodicidad de señal de banda angosta S20 o. de la señal residual de banda angosta, tal como una ganancia de tono y/o modo de diálogo. Dicha ejecución del calculador de factor de ponderación 550 se puede configurar para asignar un valor al factor de ponderación armónico S180 que es proporcional a la ganancia de tono, por ejemplo, y/o para asignar un valor superior al factor de ponderación de ruido S190 para señales de diálogo no armonizadas que para señales de diálogo armonizadas. En otras ejecuciones, el calculador del factor de ponderación 550 está configurado para calcular valores para el factor de ponderación armónico S180 y/o factor de ponderación de ruido S190, de acuerdo con una medición de la periodicidad de la señal de banda alta S30. En dicho ejemplo, el calculador del factor de ponderación 550 calcula el factor de ponderación armónico S180 como el valor máximo del coeficiente de auto-correlación de la señal de banda alta S30 para el cuadro o sub-cuadro actual, donde la auto-correlación se realiza sobre un rango de búsqueda que incluye un retraso de un intervalo de tono y no incluye un retraso de cero muestras. La figura 17 muestra un ejemplo de dicho rango de búsqueda de longitud de n muestras que está centrado alrededor de un retraso de un intervalo de tono y tiene un ancho no mayor de un intervalo de tono. La figura 17 también muestra un ejemplo de otro enfoque en donde el calculador del factor de ponderación 550 calcula una medición de la periodicidad de la señal de banda alta S30 en varias etapas. En una primera etapa, el cuadro actual está dividido en un número de sub-cuadros, y el retraso para el cual el coeficiente de auto-correlación es máximo, se identifica por separado para cada sub-cuadro. Como se mencionó anteriormente, la auto-correlación se realiza sobre un rango de búsqueda que incluye un retraso de un intervalo de tono y no incluye un retraso de cero muestras . En una segunda etapa, un cuadro retrasado es construido aplicando el retraso identificado correspondiente a cada sub-cuadro, concatenando los sub- cuadros resultantes para construir un cuadro óptimamente retrasado, y calculando el factor de ponderación armónico S180 como el coeficiente de correlación entre el cuadro original y el cuadro óptimamente retrasado. En una modalidad alternativa, el calculador del factor de ponderación 550 calcula el factor de ponderación armónico S180 como un promedio de los coeficientes de auto-correlación máximos obtenidos en la primera etapa para cada sub-cuadro. Las ejecuciones del calculador del factor de ponderación 550 también se pueden configurar para escalar el coeficiente de correlación, y/o para combinarlo con otro valor, para calcular el valor para el factor de ponderación armónico S180. Puede ser deseable que el calculador del factor de ponderación 550 calcule una medición de la periodicidad de la señal de banda- alta S30 solo en casos donde una presencia de periodicidad en el cuadro es indicada de otra forma. Por ejemplo, el calculador del factor de ponderación 550 se puede configurar para calcular una medición de la periodicidad de la señal de banda alta S30 de acuerdo con una relación entre otro indicador de la periodicidad del cuadro actual, tal como la ganancia de tono, y un valor de umbral. En un ejemplo, el calculador del factor de ponderación 550 está configurado para ejecutar una operación de auto-correlación en la señal de banda alta S30 solo si la ganancia de tono del cuadro (por ejemplo, la ganancia adaptiva del libro de códigos del residual de banda angosta) tiene un valor de más de 0.5 (alternativamente, por lo menos 0.5). En otro ejemplo, el calculador del factor de ponderación 550 está configurado para ejecutar una operación de auto-correlación en la señal de banda alta S30 solo para los cuadros que tienen estados particulares de modo de diálogo (por ejemplo, solo para señales armonizadas) . En dichos casos, el calculador del factor de ponderación 550 se puede configurar para asignar un factor de ponderación por omisión para cuadros que tienen otros estados de modo de diálogo y/o valores menores de ganancia de tono. Las modalidades incluyen ejecuciones adicionales del calculador del factor de ponderación 550 que están configuradas para calcular los factores de ponderación de acuerdo con caracteristicas diferentes a, o además de la periodicidad. Por ejemplo, dicha ejecución se puede configurar para asignar un valor superior al factor de ganancia de ruido S190 para señales de diálogo que tienen un intervalo de tono largo que para señales de diálogo que tienen un intervalo de tono corto. Otra ejecución del calculador del factor de ponderación 550 está configurada para determinar una medición de la armonicidad de la señal de diálogo de banda ancha S10, o de la señal de banda alta S30, de acuerdo con una medición de la energía de la señal a múltiplos de la frecuencia fundamental con relación a la energía de la señal en otros componentes de frecuencia. Algunas ejecuciones del codificador de diálogo de banda ancha AlOO están configuradas para emitir una indicación de la periodicidad o armonicidad (por ejemplo, un indicador de un bit que indica si el cuadro es armónico o no armónico) con base en la ganancia de tono y/u otra medición de la periodicidad o armonicidad como aqui se describe. En un ejemplo, un decodificador de diálogo de banda ancha correspondiente BlOO utiliza esta indicación para configurar una operación tal como el cálculo del factor de ponderación. En otro ejemplo, dicha indicación se utiliza en el codificador y/o decodificador para calcular un valor para un parámetro de modo de diálogo. Puede ser deseable que el generador de excitación de banda alta A302 genere una señal de excitación de banda alta S120 de forma que la energía de la señal de excitación no se vea afectada sustancialmente por los valores particulares de los factores de ponderación S180 y S190. En dicho caso, el calculador del factor de ponderación 550 se puede configurar para calcular un valor para el factor de ponderación armónico S180 o para el factor de ponderación de ruido S190 (o para recibir dicho valor del almacenamiento u otro elemento del codificador de banda alta A200) y para derivar un valor para el otro factor de ponderación de acuerdo con una expresión tal como: W armónica ) 2+ ( W ruido ) 2 = 1 . ( 2 ) donde Warm?níca denota el factor de ponderación armónico S180 y Wruido denota el factor de ponderación de ruido S190. Alternativamente, el calculador del factor de ponderación 550 se puede configurar para seleccionar, de acuerdo con un valor de una medición de periodicidad para el cuadro o sub-cuadro actual, un factor correspondiente entre una pluralidad de pares de factores de ponderación S180, S190, donde los pares son previamente calculados para satisfacer una relación de constante-energía tal como la expresión (2) . Para una ejecución del calculador del factor de ponderación 550 en donde se observa la expresión (2), valores típicos para el factor de ponderación armónico S180 oscilan de alrededor de 0.7 a aproximadamente 1.0, y valores típicos para el factor de ponderación de ruido S190 oscilan de alrededor de 0.1 a aproximadamente 0.7. Otras ejecuciones del calculador del factor de ponderación 550 se pueden configurar para operar de acuerdo con una versión de la expresión (2) que es modificada de acuerdo con una ponderación de linea base deseada entre la señal armónicamente extendida S160 y la señal de ruido modulada S170. Pueden ocurrir artefactos en una señal de diálogo sintetizada cuando un libro de códigos escaso (uno cuyas entradas son en su mayoría valores cero) se ha utilizado para calcular la representación cuantificada del residual. La escasez del libro de códigos ocurre especialmente cuando la señal de banda angosta es codificada a una velocidad de bits baja. Los artefactos causados por la escasez del libro de códigos por lo regular son cuasi-periódicos en tiempo y ocurren en su mayoría por arriba de 3 kHz. Debido a que el oído humano tiene mejor resolución de tiempo a frecuencias superiores, estos artefactos pueden ser más notables en la banda alta. Las modalidades incluyen ejecuciones del generador de excitación de banda alta A300 que están configuradas para realizar filtración anti-escasez. La figura 18 muestra un diagrama de bloques de una ejecución A312 del generador de excitación de banda alta A302 que incluye un filtro anti-escasez 600 acomodado para filtrar la señal de excitación de banda angosta descuantificada producida por el cuantificador inverso 450. La figura 19 muestra un diagrama en bloques de una ejecución A314 del generador de excitación de banda alta A302 que incluye un filtro anti-escasez 600 acomodado para filtrar la señal espectralmente extendida producida por el extensor de espectro A400. La figura 20 muestra un diagrama de bloques de una ejecución A316 del generador de excitación de banda alta A302 que incluye un filtro anti-escasez 600 acomodado para filtrar la salida del combinador 490 a fin de producir la señal de excitación de banda alta S120. Por supuesto, las ejecuciones del generador de excitación de banda alta A300 que combinan las caracteristicas de cualquiera de las ejecuciones A304 y A306 con las caracteristicas de cualquiera de las ejecuciones A312, A314 y A316 se tienen contempladas y por medio del presente quedan expresamente descritas. El filtro anti-escasez 600 también se puede acomodar dentro del extensor de espectro A400: por ejemplo, después de cualquiera de los elementos 510, 520, 530 y 540 en el extensor de espectro A402. Expresamente se puede apreciar que el filtro anti-escasez 600 también se puede utilizar con ejecuciones del extensor de espectro A400 que ejecutan el pliegue espectral, la translación espectral, o la extensión armónica. El filtro anti-escasez 600 se puede configurar para alterar la fase de su señal de entrada. Por ejemplo, puede ser deseable que el filtro anti-escasez 600 esté configurado y acomodado de forma que la fase de la señal de excitación de banda alta S120 sea aleatorizada, o de otra forma, distribuida de manera más uniforme, con el paso del tiempo. También puede ser deseable que la respuesta del filtro anti-escasez 600 sea espectralmente plana, de forma que el espectro de magnitud de la señal filtrada no sea modificado de forma apreciable. En un ejemplo, el filtro anti-escasez 600 es ejecutado como un filtro de todo-paso que tiene una función de transferencia de acuerdo con la siguiente expresión: Un efecto de dicho filtro puede ser el esparcimiento de la energía de la señal de entrada de forma que ya no esté concentrada en unas pocas muestras. Los artefactos causados por la escasez del libro de códigos por lo regular son más notables para las señales tipo ruido, donde el residual incluye menos información de tono, y también para diálogo en el ruido de fondo. La escasez por lo regular ocasiona menos artefactos en casos donde la excitación tiene una estructura de largo plazo, y de hecho la modificación de fase puede ocasionar entrometimiento en señales armonizadas. Por lo tanto, puede ser deseable configurar el filtro anti-escasez 600 para filtrar señales no armonizadas y pasar por lo menos algunas señales armonizadas sin alteración. Las señales no armonizadas se caracterizan por una ganancia de tono bajo (por ejemplo, ganancia de libro de códigos adaptivo de banda angosta cuantificada) y una inclinación espectral (por ejemplo, el primer coeficiente de reflexión cuantificado) que es cercana a cero o positiva, indicando una envoltura espectral que es plana o está inclinada hacia arriba con frecuencia en aumento. Ejecuciones típicas del filtro anti-escasez 600 están configuradas para filtrar sonidos no armonizados (por ejemplo, como se indica mediante el valor de la inclinación espectral), para filtrar sonidos armonizados cuando la ganancia de tono es por debajo de un valor de umbral (alternativamente, no mayor que el valor de umbral), y de otra forma, para pasar la señal sin alteración. Ejecuciones adicionales del filtro anti-escasez 600 incluyen dos o más filtros que están configurados para tener diferentes ángulos de modificación de fase máxima (por ejemplo, hasta 180 grados) . En dicho caso, el filtro anti-escasez 600 se puede configurar para seleccionar entre estos filtros de componente de acuerdo con un valor de la ganancia de tono (por ejemplo, el libro de códigos adaptivo cuantificado o ganancia LTP) , de forma que un ángulo de modificación de fase máxima mayor sea utilizado para cuadros que tienen valores inferiores de ganancia de tono. Una ejecución del filtro anti-escasez 600 también puede incluir diferentes filtros de componente que están configurados para modificar la fase sobre más o menos el espectro de frecuencia, de forma que un filtro configurado para modificar la fase sobre un rango de frecuencia más ancho de la señal de entrada se utilice para cuadros que tienen valores inferiores de ganancia de tono. Para reproducción precisa de la señal de diálogo codificada, puede ser deseable que la relación entre los niveles de las porciones de banda alta y banda angosta de la señal de diálogo de banda ancha sintetizada SlOO sea similar a aquella en la señal de diálogo de banda ancha original SIO. Además de una envoltura espectral, tal como es representada por los parámetros de codificación de banda alta S60a, el codificador de banda alta A200 se puede configurar para caracterizar la señal de banda alta S30 especificando una envoltura de ganancia o temporal. Como se muestra en la figura 10, el codificador de banda alta A202 incluye un calculador de factor de ganancia de banda alta A230 que está configurado y acomodado para calcular uno o más factores de ganancia de acuerdo con una relación entre la señal de banda alta S30 y la señal de banda alta sintetizada S130, tal como una diferencia o relación entre las energías de las dos señales sobre un cuadro o alguna porción del mismo. En otras ejecuciones del codificador de banda alta A202, el calculador de ganancia de banda alta A230 puede estar asimismo configurado pero acomodado más bien para calcular la envoltura de ganancia de acuerdo con dicha relación de variación en tiempo entre la señal de banda alta S30 y la señal de excitación de banda angosta S80 o señal de excitación de banda alta S120. Las envolturas temporales de la señal de excitación de banda angosta S80 y la señal de banda alta S30 tienen probabilidades de ser similares. Por lo tanto, la codificación de una envoltura de ganancia que está basada en una relación entre la señal de banda alta S30 y la señal de excitación de banda angosta S80 (o una señal derivada de la misma, tal como la señal de excitación de banda alta S120 o señal de banda alta sintetizada S130) por lo general será más eficiente que la codificación de una envoltura de ganancia basada únicamente en la señal de banda alta S30. En una ejecución tipica, el codificador de banda alta A202 está configurado para emitir un índice cuantificado de ocho a doce bits que especifica cinco factores de ganancia para cada cuadro. El calculador del factor de ganancia de banda alta A230 se puede configurar para ejecutar el cálculo del factor de ganancia como una tarea que incluye una o más series de sub-tareas. La figura 21 muestra un diagrama de flujo de un ejemplo T200 de dicha tarea que calcula un valor de ganancia para un sub-cuadro correspondiente de acuerdo con las energías relativas de la señal de banda alta S30 y la señal de banda alta sintetizada S130. Las tareas 220a y 220b calculan las energías de los sub-cuadros correspondientes de las señales respectivas. Por ejemplo, las tareas 220a y 220b se pueden configurar para calcular la energía como una suma de los cuadrados de las muestras del sub-cuadro respectivo. La tarea T230 calcula un factor de ganancia para el sub-cuadro como la raíz cuadrada de la relación de esas energías. En este ejemplo, la tarea T230 calcula el factor de ganancia como la raiz cuadrada de la relación de la señal de banda alta S30 a la energía de la señal de banda alta sintetizada S130 sobre el sub-cuadro. Puede ser deseable que el calculador del factor de ganancia de banda alta A230 se configure para calcular las energías de sub-cuadro de acuerdo con una función de ventanaje. La figura 22 muestra un diagrama de flujo de dicha ejecución T210 de la tarea del cálculo del factor de ganancia T200. La tarea T215a aplica una función de ventanaje a la señal de banda alta S30, y la tarea T215b aplica la misma función de ventanaje a la señal de banda alta sintetizada S130. Las ejecuciones 222a y 222b de las tareas 220a y 220b calculan las energías de las ventanas respectivas, y la tarea T230 calcula un factor de ganancia para el sub-cuadro como la raiz cuadrada de la relación de las energías. Puede ser deseable aplicar una función de ventanaje que traslape sub-cuadros adyacentes. Por ejemplo, una función de ventanaje que produce factores de ganancia los cuales se pueden aplicar en una forma de agregar-traslape, puede ayudar a reducir o evitar la discontinuidad entre sub-cuadros. En un ejemplo, el calculador del factor de ganancia de banda alta A230 está configurado para aplicar una función de ventanaje trapezoidal como se muestra en la figura 23a, en donde la ventana traslapa cada uno de los dos sub-cuadros adyacentes por un milisegundo. La figura 23b muestra una aplicación de esta función de ventanaje a cada uno de los cinco sub-cuadros de un cuadro de 20 milisegundos. Otras ejecuciones del calculador del factor de ganancia de banda alta A230 se pueden configurar para aplicar funciones de ventanaje que tienen diferentes periodos de traslape y/o diferentes formas de ventana (por ejemplo, rectangular, Hamming) que pueden ser simétricas o asimétricas. También es posible que una ejecución de calculador del factor de ganancia de banda alta A230 sea configurada para aplicar diferentes funciones de ventanaje a diferentes sub-cuadros dentro de un cuadro y/o para que un cuadro incluya sub-cuadros de diferentes longitudes. Sin limitación, los siguientes valores se presentan como ejemplos para ejecuciones particulares. Se asume un cuadro de 20mseg para estos casos, aunque se puede utilizar cualquier otra duración. Para una señal de banda alta muestreada a 7 kHz, cada cuadro tiene 140 muestras. Si dicho cuadro está dividido en cinco sub-cuadros de igual longitud, cada sub-cuadro tendrá 28 muestras, y la ventana, como se muestra en la figura 23a, tendrá un ancho de 42 muestras. Para una señal de banda alta muestreada a 8 kHz, cada cuadro tiene 160 muestras. Si cada cuadro es dividido en cinco sub-cuadros de igual longitud, cada sub-cuadro tendrá 32 muestras, y la ventana, como se muestra en la figura 23a, tendrá un ancho de 48 muestras. En otras ejecuciones se pueden utilizar sub-cuadros de cualquier ancho, e incluso es posible que una ejecución del calculador de ganancia de banda alta A230 esté configurada para producir un factor de ganancia diferente para cada muestra de un cuadro. La figura 24 muestra un diagrama de bloques de una ejecución B202 del decodificador de banda alta B200. El decodificador de banda alta B202 incluye un generador de excitación de banda alta B300 que está configurado para producir la señal de excitación de banda alta S120 con base en la señal de excitación de banda angosta S80. Dependiendo de las opciones de diseño del sistema particular, el generador de excitación de banda alta B300 se puede ejecutar de acuerdo con cualquiera de las ejecuciones del generador de excitación de banda alta A300 como aquí se describe. Por lo regular, es deseable ejecutar el generador de excitación de banda alta B300 para tener la misma respuesta que el generador de excitación de banda alta del codificador de banda alta del sistema de codificación particular. Debido a que el decodificador de banda angosta BllO por lo regular ejecutará la descuantificación de la señal de excitación de banda angosta codificada S50, sin embargo, en la mayoría de los casos el generador de excitación de banda alta B300 se puede ejecutar para recibir la señal de excitación de banda angosta S80 desde el decodificador de banda angosta BllO y no necesita incluir un cuantificador inverso configurado para descuantificar la señal de excitación de banda angosta S50. También es posible que el decodificador de banda angosta BllO sea ejecutado para incluir un caso de filtro anti-escasez 600, acomodado para filtrar la señal de excitación de banda angosta descuantificada antes que sea ingresada a un filtro de síntesis de banda angosta tal como el filtro 330. El cuantificador inverso 560 está configurado para descuantificar los parámetros de filtro de banda alta S60a (en este ejemplo, a un conjunto de LSF), y la transformada de coeficiente de LSF-a-filtro LP 570 está configurada para transformar los LSF en un conjunto de coeficientes de filtro (por ejemplo, como se describió anteriormente con referencia al cuantificador inverso 240 y la transformada 250 del codificador de banda angosta A122) . En otras ejecuciones, como se mencionó anteriormente, se pueden utilizar diferentes conjuntos de coeficientes (por ejemplo, coeficientes cepstrales) y/o representaciones de coeficientes (por ejemplo, ISP) . El filtro de sintesis de banda alta B200 está configurado para producir una señal de banda alta sintetizada de acuerdo con la señal de excitación de banda alta S120 y el conjunto de coeficientes de filtro. Para un sistema en donde el codificador de banda alta incluye un filtro de sintesis (por ejemplo, como en el ejemplo del codificador A202 antes descrito) , puede ser deseable ejecutar el filtro de sintesis de banda alta B200 para que tenga la misma respuesta (por ejemplo, la misma función de transferencia) que aquella del filtro de sintesis. El decodificador de banda alta B202 también incluye un cuantificador inverso 580 configurado para descuantificar los factores de ganancia de banda alta S60b, y un elemento de control de ganancia 590 (por ejemplo, un multiplicador o amplificador) configurado y acomodado para aplicar los factores de ganancia descuantificados a la señal de banda alta sintetizada para producir la señal de banda alta SlOO. Para un caso en donde la envoltura de ganancia de un cuadro es especificada por más de un factor de ganancia, el elemento de control de ganancia 590 puede incluir lógica configurada para aplicar los factores de ganancia a los sub-cuadros respectivos, posiblemente de acuerdo con una función de ventanaje que puede ser la misma función o una función de ventanaje diferente conforme a lo aplicado por un calculador de ganancia (por ejemplo, calculador de ganancia de banda alta A230) del codificador de banda alta correspondiente. En otras ejecuciones del decodificador de banda alta B202, el elemento de control de ganancia 590 está configurado de manera similar pero está acomodado más bien para aplicar los factores de ganancia descuantificados a la señal de excitación de banda angosta S80 o a la señal de excitación de banda alta S120. Como se mencionó antes, puede ser deseable obtener el mismo estado en el codificador de banda alta y el decodificador de banda alta (por ejemplo, utilizando valores descuantificados durante la codificación) . Por lo tanto, puede ser deseable, en un sistema de codificación de acuerdo con dicha ejecución, asegurar el mismo estado para generadores de ruido correspondientes en los generadores de excitación de banda alta A300 y B300. Por ejemplo, los generadores de excitación de banda alta A300 y B300 de dicha ejecución, se pueden configurar de forma que el estado del generador de ruido sea una función deterministica de información ya codificada dentro del mismo cuadro (por ejemplo, parámetros de filtro de banda angosta S40 o una porción de los mismos y/o señal de excitación de banda angosta codificada S50 o una porción de la misma) . Uno o más de los cuantificadores de los elementos aquí descritos (por ejemplo, el cuantificador 230, 420 ó 430) se pueden configurar para realizar la cuantificación de vector clasificada. Por ejemplo, dicho cuantificador se puede configurar para seleccionar uno de un conjunto de libros de códigos con base en información que ya ha sido codificada dentro del mismo cuadro en el canal de banda angosta y/o en el canal de banda alta. Dicha técnica por lo regular provee eficiencia de codificación incrementada a costas de almacenamiento adicional de libro de códigos. Como se analizó anteriormente con referencia, por ejemplo, a las figuras 8 y 9, una cantidad considerable de estructura periódica puede permanecer en la señal residual después de la remoción de la envoltura espectral gruesa de la señal de diálogo de banda angosta S20. Por ejemplo, la señal residual puede contener una secuencia de impulsos o picos bruscamente periódicos con el paso del tiempo. Dicha estructura, la cual por lo regular se relaciona con un tono, tiene probabilidades de ocurrir especialmente en señales de diálogo armonizadas. El cálculo de una representación cuantificada de la señal residual de banda angosta puede incluir la codificación de esta estructura de tono de acuerdo con un modelo de periodicidad de largo plazo conforme a lo representado, por ejemplo, por uno o más libros de código. La estructura de tono de una señal residual real puede no coincidir con el modelo de periodicidad de forma exacta. Por ejemplo, la señal residual puede incluir pequeñas fluctuaciones en la regularidad de las ubicaciones de los impulsos de tono, de forma que las distancias entre impulsos de tono sucesivos en un cuadro no son exactamente iguales y la estructura no es bastante regular. Estas irregularidades tienden a reducir la eficiencia de la codificación. Algunas ejecuciones del codificador de banda angosta A120 están configuradas para realizar una regularización de la estructura de tono aplicando un alabeo de tiempo adaptivo al residual antes o durante la cuantificación, o de otra forma, incluyendo un alabeo de tiempo adaptivo en la señal de excitación codificada. Por ejemplo, dicho codificador se puede configurar para seleccionar o, de otra forma, calcular un grado de alabeo en tiempo (por ejemplo, de acuerdo con uno o más criterios de minimización de error y/o ponderación perceptiva) de forma que la señal de excitación resultante de forma óptima se ajusta al modelo de periodicidad a largo plazo. La regularización de la estructura de tono es ejecutada por un sub-conjunto de codificadores CELP denominados codificadores de Predicción Lineal Excitada de Código de Relajación (RCELP) . Un codificador RCELP por lo regular está configurado para realizar el alabeo en tiempo como un cambio de tiempo adaptivo. Este cambio de tiempo puede ser un retraso que oscile de unos cuantos milisegundos negativos a unos cuantos milisegundos positivos, y generalmente se modifica suavemente para evitar discontinuidades audibles. En algunas ejecuciones, dicho codificador está configurado para aplicar la regularización en una forma de pieza, en donde cada cuadro o sub-cuadro es alabeado por un cambio de tiempo fijo correspondiente. En otras ejecuciones, el codificador está configurado para aplicar la regularización como una función de alabeo continuo, de forma que un cuadro o sub-cuadro es alabeado de acuerdo con un contorno de tono (también denominado una trayectoria de tono) . En algunos casos (por ejemplo, como se describe en la Solicitud de Patente EUA Publicada 2004/0098255) , el codificador está configurado para incluir un alabeo de tiempo en la señal de excitación codificada mediante la aplicación del cambio a una señal de entrada perceptiblemente ponderada que se utiliza para calcular la señal de excitación codificada. El codificador calcula una señal de excitación codificada que es regularizada y cuantificada, y el decodificador descuantifica la señal de excitación codificada para obtener una señal de excitación que se utiliza para sintetizar la señal de diálogo decodificada. La señal de salida decodificada entonces muestra el mismo retraso variable que se incluyó en la señal de excitación codificada por la regularización. Por lo general, ninguna información que especifique las cantidades de regularización es transmitida al decodificador. La regularización tiende a hacer la señal residual más fácil de codificar, lo cual mejora la ganancia de codificación a partir del predictor a largo plazo y, por lo tanto, estimula la eficiencia de codificación global, generalmente sin generar artefactos. Puede ser deseable ejecutar la regularización solo en cuadros que están armonizados. Por ejemplo, el codificador de banda angosta A124 se puede configurar para cambiar solo aquellos cuadros o sub-cuadros que tienen una estructura a largo plazo, tal como señales armonizadas. Incluso puede ser deseable ejecutar la regularización únicamente en los sub-cuadros que incluyen la energía de impulso de tono. Varias ejecuciones de codificación RCELP se describen en las Patentes EUA Números 5,704,003 (Kleijn et al.) y 6,879,955 (Rao) y en la Solicitud de Patente EUA Publicada 2004/0098255 (Kovesi et al.). Ejecuciones existentes de codificadores RCELP incluyen el Codee de Velocidad Variable Mejorada (EVRC) , como se describe en la Asociación de la Industria de las Telecomunicaciones (TÍA) IS-127, y el Vocodificador de Modo Seleccionable (SMV) del Proyecto de Sociedad 2 de Tercera Generación (3GPP2) . Infortunadamente, la regularización puede ocasionar problemas para un codificador de diálogo de banda ancha en donde la excitación de banda alta se deriva de la señal de excitación de banda angosta codificada (tal como un sistema que incluye el codificador de diálogo de banda ancha AlOO y el décodificador de diálogo de banda ancha BlOO) . Debido a su derivación de una señal de alabeo de tiempo, la señal de excitación de banda alta generalmente tendrá un perfil de tiempo que es diferente de aquel de la señal de diálogo de banda alta original. En otras palabras, la señal de excitación de banda alta ya no estará sincronizada con la señal de diálogo de banda alta original . Una desalineación en tiempo entre la señal de excitación de banda alta alabeada y la señal de diálogo de banda alta original puede ocasionar varios problemas. Por ejemplo, la señal de excitación de banda alta alabeada puede ya no proveer una excitación de fuente conveniente para un filtro de sintesis que está configurado de acuerdo con los parámetros de filtro extraídos de la señal de diálogo de banda alta original. Como resultado, la señal de banda alta sintetizada puede contener artefactos audibles que reduzcan la calidad percibida de la señal de diálogo de banda ancha decodificada. La desalineación en tiempo puede también ocasionar ineficiencias en la codificación de envoltura de ganancia. Como se mencionó anteriormente, hay la probabilidad de que exista una correlación entre las envolturas temporales de la señal de excitación de banda angosta S80 y la señal de banda alta S30. Al codificar la envoltura de ganancia de la señal de banda alta de acuerdo con una relación entre estas dos envolturas temporales, se puede producir un incremento en la eficiencia de codificación en comparación con la codificación de la envoltura de ganancia directamente. Sin embargo, cuando la señal de excitación de banda angosta codificada es regularizada, esta correlación puede ser debilitada. La desalineación en tiempo entre la señal de excitación de banda angosta S80 y la señal de banda alta S30 puede ocasionar que fluctuaciones aparezcan en los factores de ganancia de banda alta S60b, y la eficiencia de codificación puede caer. Las modalidades incluyen métodos de codificación de diálogo de banda ancha que realizan alabeo de tiempo de una señal de diálogo de banda alta de acuerdo con un alabeo de tiempo incluido en una señal de excitación de banda angosta codificada correspondiente. Las ventajas potenciales de dichos métodos incluyen mejorar la calidad de una señal de diálogo de banda ancha decodificada y/o mejorar la eficiencia de la codificación de una envoltura de ganancia de banda alta. La figura 25 muestra un diagrama en bloques de una ejecución ADÍO del codificador de diálogo de banda ancha AlOO. El codificador ADÍO incluye una ejecución A124 del codificador de banda angosta A120 que está configurado para realizar la regularización durante el cálculo de la señal de excitación de banda angosta codificada S50. Por ejemplo, el codificador de banda angosta A124 se puede configurar de acuerdo con una o más de las ejecuciones RCELP antes analizadas. El codificador de banda angosta A124 también está configurado para emitir una señal de datos de regularización SD10 que especifica el grado de alabeo de tiempo aplicado. Para varios casos en donde el codificador de banda angosta A124 está configurado para aplicar un cambio de tiempo fijo a cada cuadro o sub-cuadro, la señal de datos de regularización SD10 puede incluir una serie de valores que indiquen cada cantidad de cambio de tiempo como un valor entero o no entero en términos de muestras, milisegundos, o algún otro incremento de tiempo. Para un caso en donde el codificador de banda angosta A124 está configurado para, de otra forma, modificar la escala de tiempo de un cuadro u otra secuencia de muestras (por ejemplo, comprimiendo una porción y expandiendo otra porción) , la señal de información de regularización SD10 puede incluir una descripción correspondiente de la modificación, tal como un conjunto de parámetros de funciones. En un ejemplo particular, el codificador de banda angosta A124 está configurado para dividir un cuadro en tres sub-cuadros y para calcular un cambio de tiempo fijo para cada sub-cuadro, de forma que la señal de datos de regularización SD10 indica tres cantidades de cambio de tiempo para cada cuadro regularizado de la señal de banda angosta codificada. El codificador de diálogo de banda ancha ADÍO incluye una línea de retraso D120 configurada para avanzar o retardar porciones de la señal de diálogo de banda alta S30, de acuerdo con cantidades de retraso indicadas por una señal de entrada, para producir la señal de diálogo de banda alta alabeada en tiempo S30a. En el ejemplo que se muestra en la figura 25, la linea de retraso D120 está configurada para alabear en tiempo la señal de diálogo de banda alta S30 de acuerdo con el alabeo indicado por la señal de datos de regularización SD10. De esa forma, la misma cantidad de alabeo de tiempo que se incluyó en la señal de excitación de banda angosta codificada S50 también se aplica a la porción correspondiente de la señal de diálogo de banda alta S30 antes del análisis. Aunque este ejemplo muestra la linea de retraso D120 como un elemento separado del codificador de banda alta A200, en otras ejecuciones la línea de retraso D120 está acomodada como parte del codificador de banda alta. Ejecuciones adicionales del codificador de banda alta A200 se pueden configurar para realizar el análisis espectral (por ejemplo, análisis LPC) de la señal de diálogo de banda alta no alabeada S30 y para realizar el alabeo de tiempo de la señal de diálogo de banda alta S30 antes del cálculo de los parámetros de ganancia de banda alta S60b. Dicho codificador puede incluir, por ejemplo, una ejecución de línea de retraso D120 acomodada para ejecutar el alabeo de tiempo. Sin embargo, en ese caso, los parámetros de filtro de banda alta S60a basados en el análisis de la señal no alabeada S30 pueden describir una envoltura espectral que está desalineada en tiempo con la señal de excitación de banda alta S120. La línea de retraso D120 se puede configurar de acuerdo con cualquier combinación de elementos lógicos y elementos de almacenamiento convenientes para aplicar las operaciones de alabeo de tiempo deseado a la señal de diálogo de banda alta S30. Por ejemplo, la línea de retraso D120 se puede configurar para leer la señal de diálogo de banda alta S30 a partir de una memoria intermedia de acuerdo con los cambios de tiempo deseados. La figura 26a muestra un diagrama esquemático de dicha ejecución D122 de la línea de retraso D120 que incluye un registro de cambio SRl. El registro de cambio SRl es una memoria intermedia de cierta longitud m que está configurada para recibir y almacenar las m muestras más recientes de la señal de diálogo de banda alta S30. El valor m es igual por lo menos a la suma de los cambios de tiempo máximos positivo (o "de avance") y negativo ("o "retardo") que se van a soportar. Puede ser conveniente que el valor m sea igual a la longitud de un cuadro o sub-cuadro de la señal de banda alta S30. La línea de retraso D122 está configurada para emitir la señal de banda alta alabeada en tiempo S30a desde una ubicación de compensación OL del registro de cambio SRl. La posición de la ubicación de compensación OL varía alrededor de una posición de referencia (cambio de tiempo cero) de acuerdo con el cambio de tiempo actual como se indica, por ejemplo, a través de la señal de datos de regularización SD10. La línea de retraso D122 se puede configurar para soportar limites iguales de avance y retardo o, alternativamente, un límite más grande que el otro de forma que se pueda realizar un cambio mayor en una dirección que en la otra. La figura 26a muestra un ejemplo particular que soporta un cambio de tiempo positivo más grande que negativo. La linea de retraso D122 se puede configurar para emitir una o más muestras a la vez (dependiendo de un ancho de enlace de salida, por ejemplo) . Un cambio de tiempo de regularización que tiene una magnitud de más de unos cuantos milisegundos puede ocasionar artefactos audibles en la señal decodificada. Por lo regular, la magnitud de un cambio de tiempo de regularización, tal como es ejecutado por un codificador de banda angosta A124, no excederá unos cuantos milisegundos, de forma que los cambios de tiempo indicados por la señal de datos de regularización SD10 serán limitados. Sin embargo, puede ser deseable, en dichos casos, que la linea de retraso D122 sea configurada para imponer un límite máximo en cambios de tiempo en la dirección positiva y/o negativa (por ejemplo, para observar un limite más ajustado que aquel impuesto por el codificador de banda angosta) . La figura 26b muestra un diagrama esquemático de una ejecución D124 de línea de retraso D122 que incluye una ventana de cambio SW. En este ejemplo, la posición de la ubicación de compensación OL es limitada por la ventana de cambio SW. Aunque la figura 26b muestra un caso en donde la longitud de memoria intermedia m es mayor que el ancho de la ventana de cambio SW, la linea de retraso D124 también se puede ejecutar de forma que el ancho de la ventana de cambio SW sea igual a m . En otras ejecuciones, la linea de retraso D120 está configurada para escribir la señal de diálogo de banda alta S30 a una memoria intermedia, de acuerdo con los cambios de tiempo deseados. La figura 27 muestra un diagrama esquemático de dicha ejecución D130 de la linea de retraso D120 que incluye dos registros de cambio SR2 y SR3 configurados para recibir y almacenar la señal de diálogo de banda alta S30. La linea de retraso D130 está configurada para escribir un cuadro o sub-cuadro a partir del registro de cambio SR2 al registro de cambio SR3 de acuerdo con un cambio de tiempo conforme a lo indicado, por ejemplo, por la señal de datos de regularización SD10. El registro de cambio SR3 está configurado como una memoria intermedia FIFO acomodada para emitir la señal de banda alta alabeada en tiempo S30. En el ejemplo particular que se muestra en la figura 27, el registro de cambio SR2 incluye una porción de memoria intermedia de cuadro FBI y una porción de memoria intermedia de retraso DB, y un registro de cambio SR3 incluye una porción de memoria intermedia de cuadro FB2, una porción de memoria intermedia de avance AB, y una porción de memoria intermedia de retardo RB. Las longitudes de la memoria intermedia de avance AB y la memoria intermedia de retardo RB pueden ser iguales, o una puede ser más grande que la otra, de forma que se soporta un cambio mayor en una dirección que en la otra dirección. La memoria intermedia de retraso DB y la porción de memoria intermedia de retardo RB se pueden configurar para tener la misma longitud. Alternativamente, la memoria intermedia de retraso DB puede ser más corta que la memoria intermedia de retardo RB para considerar un intervalo de tiempo requerido para transferir muestras de la memoria intermedia de cuadro FBI al registro de cambio SR3, lo cual puede incluir otras operaciones de procesamiento tal como el alabeo de las muestras antes del almacenamiento al registro de cambio SR3. En el ejemplo de la figura 27, la memoria intermedia de cuadro FBI está configurada para tener una longitud igual a aquella de un cuadro de señal de banda alta S30. En otro ejemplo, la memoria intermedia de cuadro FBI está configurada para tener una longitud igual a aquella de un sub-cuadro de señal de banda alta S30. En dicho caso, la linea de retraso D130 se puede configurar para incluir lógica a fin de aplicar el mismo retraso (por ejemplo, un promedio) a todos los sub-cuadros de un cuadro que va a ser cambiado. La linea de retraso D130 también puede incluir lógica para promediar valores de la memoria intermedia de cuadro FBI con valores que van a ser sobrescritos en la memoria intermedia de retardo RB o la memoria intermedia de avance AB. En un ejemplo adicional, el registro de cambio SR3 se puede configurar para recibir valores de señal de banda alta S30 solo a través de la memoria intermedia de cuadro FBI, y en dicho caso la linea de retraso D130 puede incluir lógica para interpolar a través de espacios entre cuadros o sub-cuadros sucesivos escritos al registro de cambio SR3. En otras ejecuciones, la línea de retraso D130 se puede configurar para ejecutar una operación de alabeo en muestras de la memoria intermedia de cuadro FBI antes de escribirlas al registro de cambio SR3 (por ejemplo, de acuerdo con una función descrita por la señal de datos de regularización SD10) . Puede ser deseable que la línea de retraso D120 aplique un alabeo de tiempo que esté basado en, pero que no sea idéntico al alabeo especificado por la señal de datos de regularización SD10. La figura 28 muestra un diagrama en bloques de una ejecución AD12 del codificador de diálogo de banda ancha ADÍO que incluye un mapeador de valor de retraso DllO. El mapeador de valor de retraso DllO está configurado para mapear el alabeo indicado por la señal de datos de regularización SD10 en valores de retraso mapeados SDlOa. La linea de retraso D120 está acomodada para producir la señal de diálogo de banda alta alabeada en tiempo S30a, de acuerdo con el alabeo indicado por los valores de retraso mapeados SDlOa. Se puede esperar que el cambio de tiempo aplicado por el codificador de banda angosta evolucione suavemente con el paso del tiempo. Por lo tanto, típicamente basta con calcular el cambio de tiempo de banda angosta promedio aplicado a los sub-cuadros durante un cuadro de diálogo, y cambiar un cuadro correspondiente de la señal de diálogo de banda alta S30 de acuerdo con este promedio. En dicho ejemplo, el mapeador de valor de retraso DllO está configurado para calcular un promedio de los valores de retraso de sub-cuadro para cada cuadro, y la linea de retraso D120 está configurada para aplicar el promedio calculado a un cuadro correspondiente de la señal de banda alta S30. En otros ejemplos, se puede calcular y aplicar un promedio sobre un periodo más corto (tal como dos sub-cuadros o la mitad de un cuadro) o un periodo más prolongado (tal como dos cuadros) . En un caso donde el promedio es un valor no entero de muestras, el mapeador de valor de retraso DllO se puede configurar para redondear el valor a un número entero de muestras antes de emitirlo a la línea de retraso D120. El codificador de banda angosta A124 se puede configurar para incluir un cambio de tiempo de regularización de un número no -entero de muestras en la señal de excitación de banda angosta codificada. En dicho caso, puede ser deseable que el mapeador de valor de retraso DllO sea configurado para redondear el cambio de tiempo de banda angosta a un número entero de muestras y que la línea de retraso D120 aplique el cambio de tiempo redondeado a la señal de diálogo de banda alta S30. En algunas ejecuciones del codificador de diálogo de banda ancha ADÍO, las velocidades de muestreo de la señal de diálogo de banda angosta S20 y la señal de diálogo de banda alta S30 pueden diferir. En dichos casos, el mapeador de valor de retraso DllO se puede configurar para ajustar las cantidades de cambio de tiempo indicadas en la señal de datos de regularización SD10 para considerar una diferencia entre las velocidades de muestreo de la señal de diálogo de banda angosta S20 (o señal de excitación de banda angosta S80) y la señal de diálogo de banda alta S30. Por ejemplo, el mapeador de valor de retraso DllO se puede configurar para escalar las cantidades de cambio de tiempo de acuerdo con una relación de las velocidades de muestreo. En un ejemplo particular, como se mencionó anteriormente, la señal de diálogo de banda angosta S20 es muestreada a 8 kHz, y la señal de diálogo de banda alta S30 es muestreada a 7 kHz. En este caso, el mapeador de valor de retraso DllO está configurado para multiplicar cada cantidad de cambio por 7/8. Las ejecuciones del mapeador de valor de retraso DllO también se pueden configurar para ejecutar dicha operación de escalación junto con un redondeo de entero y/o una operación de promediado de cambio de tiempo, como aquí se describe. En ejecuciones adicionales, la linea de retraso D120 está configurada, de otra forma, para modificar la escala de tiempo de un cuadro u otra secuencia de muestras (por ejemplo, comprimiendo una porción y expandiendo otra porción) . Por ejemplo, el codificador de banda angosta A124 se puede configurar para ejecutar la regularización de acuerdo con una función tal como un contorno o trayectoria de tono. En dicho caso, la señal de datos de regularización SD10 puede incluir una descripción correspondiente de la función, tal como un conjunto de parámetros, y la linea de retraso D120 puede incluir lógica configurada para alabear cuadros o sub-cuadros de la señal de diálogo de banda alta S30 de acuerdo con la función. En otras ejecuciones, el mapeador de valor de retraso DllO está configurado para promediar, escalar y/o redondear la función antes de que se aplique a la señal de diálogo de banda alta S30 por la linea de retraso D120. Por ejemplo, el mapeador de valor de retraso DllO se puede configurar para calcular uno o más valores de retraso de acuerdo con la función, cada valor de retraso indica un número de muestras, las cuales son entonces aplicadas por la linea de retraso D120 para alabear en tiempo uno o más cuadros o sub-cuadros correspondientes de la señal de diálogo de banda alta S30. La figura 29 muestra un diagrama de flujo para un método MD100 de alabeo en tiempo de una señal de diálogo de banda alta de acuerdo con un alabeo en tiempo incluido en una señal de excitación de banda angosta codificada correspondiente. La tarea TD100 procesa una señal de diálogo de banda ancha para obtener una señal de diálogo de banda angosta y una señal de diálogo de banda alta. Por ejemplo, la tarea TD100 se puede configurar para filtrar la señal de diálogo de banda ancha utilizando un banco de filtro que tiene filtros de paso bajo y paso alto, tal como una ejecución de banco de filtro AllO. La tarea TD200 codifica la señal de diálogo de banda angosta por lo menos en una señal de excitación de banda angosta codificada y una pluralidad de parámetros de filtro de banda angosta. La señal de excitación de banda angosta codificada y/o parámetros de filtro se pueden cuantificar, y la señal de diálogo de banda angosta codificada también puede incluir otros parámetros tales como un parámetro de modo de diálogo. La tarea TD200 también incluye un alabeo en tiempo en la señal de excitación de banda angosta codificada. La tarea TD300 genera una señal de excitación de banda alta basada en una señal de excitación de banda angosta. En este caso, la señal de excitación de banda angosta está basada en la señal de excitación de banda angosta codificada. De acuerdo por lo menos con la señal de excitación de banda alta, la tarea TD400 codifica la señal de diálogo de banda alta por lo menos en una pluralidad de parámetros de filtro de banda alta. Por ejemplo, la tarea TD400 se puede configurar para codificar la señal de diálogo de banda alta en una pluralidad de LSF cuantificados. La tarea TD500 aplica un cambio de tiempo a la señal de diálogo de banda alta que está basada en información relacionada con el alabeo de tiempo incluido en la señal de excitación de banda angosta codificada. La tarea TD400 se puede configurar para ejecutar un análisis espectral (tal como un análisis LPC) en la señal de diálogo de banda alta, y/o para calcular una envoltura de ganancia de la señal de diálogo de banda alta. En dichos casos, la tarea TD500 se puede configurar para aplicar el cambio de tiempo a la señal de diálogo de banda alta antes del análisis y/o el cálculo de la envoltura de ganancia. Otras ejecuciones del codificador de diálogo de banda ancha AlOO están configuradas para invertir un alabeo en tiempo de la señal de excitación de banda alta S120 causado por un alabeo en tiempo incluido en la señal de excitación de banda angosta codificada. Por ejemplo, el generador de excitación de banda alta A300 se puede ejecutar para incluir una ejecución de la linea de retraso D120 que esté configurada para recibir la señal de datos de regularización SD10 o valores de retraso mapeados SDlOa, y para aplicar un cambio de tiempo inverso correspondiente a la señal de excitación de banda angosta S80, y/o a una señal posterior basada en ésta, tal como la señal armónicamente extendida S160 o la señal de excitación de banda alta S120. Ejecuciones adicionales del codificador de diálogo de banda ancha se pueden configurar para codificar la señal de diálogo de banda angosta S20 y la señal de diálogo de banda alta S30 independientemente una de otra, de forma que la señal de diálogo de banda alta S30 esté codificada como una representación de una envoltura espectral de banda alta y una señal de excitación de banda alta. Dicha ejecución se puede configurar para realizar alabeo en tiempo de la señal residual de banda alta o, de otra forma, para incluir un alabeo de tiempo en una señal de excitación de banda alta codificada, de acuerdo con información relacionada con un alabeo de tiempo incluido en la señal de excitación de banda angosta codificada. Por ejemplo, el codificador de banda alta puede incluir una ejecución de línea de retraso D120 y/o mapeador de valor de retraso DllO, como aquí se describe, que están configurados para aplicar un alabeo de tiempo a la señal residual de banda alta. Ventajas potenciales de dicha operación incluyen codificación más eficiente de la señal residual de banda alta y una mejor comparación entre la banda angosta sintetizada y las señales de diálogo de banda alta. Como se mencionó anteriormente, las modalidades aquí descritas incluyen ejecuciones que se pueden utilizar para ejecutar la codificación incorporada, el soporte de compatibilidad con sistemas de banda angosta y evitar una necesidad de transcodificación. El soporte para codificación de banda alta también puede servir para diferenciar, sobre una base de costos, entre chips, conjuntos de chips, dispositivos y/o redes que tienen soporte de banda ancha con compatibilidad hacia atrás, y aquellas que tienen soporte de banda angosta únicamente. El soporte para codificación de banda alta, como aqui se describe, también se puede utilizar en conjunto con una técnica para soportar codificación de banda baja, y un sistema, método o aparato de acuerdo con dicha modalidad puede soportar codificación de componentes de frecuencia, por ejemplo, de alrededor de 50 ó 100 Hz hasta aproximadamente 7 u 8 kHz. Como se mencionó anteriormente, al agregar soporte de banda alta a un codificador de diálogo, se puede mejorar la inteligibilidad, especialmente respecto a la diferenciación de fricativos. Aunque dicha diferenciación por lo regular puede ser derivada por un oyente del contexto particular, el soporte de banda alta puede servir como una característica de habilitación en el reconocimiento de diálogo y otras aplicaciones de interpretación por máquina, tal como sistemas para navegación de menú de voz automatizado y/o procesamiento de llamada automático. Un aparato, de acuerdo con una modalidad, se puede incorporar en un dispositivo portátil para comunicaciones inalámbricas tales como un teléfono celular o asistente digital personal (PDA). Alternativamente, dicho aparato se puede incluir en otro dispositivo de comunicaciones tal como un equipo VoIP, una computadora personal configurada para soportar comunicaciones VoIP, o un dispositivo de red configurado para enrutar comunicaciones telefónicas o VoIP. Por ejemplo, un aparato, de acuerdo con una modalidad, se puede ejecutar en un chip o conjunto de chips para un dispositivo de comunicaciones. Dependiendo de la aplicación particular, dicho dispositivo también puede incluir dichas características tales como conversión análogo-a-digital y/o digital-a-análogo de una señal de diálogo, circuitería para ejecutar amplificación y/u otras operaciones de procesamiento de señal en una señal de diálogo, y/o circuiteria de radiofrecuencia para transmisión y/o recepción de la señal de diálogo codificada.
Queda explícitamente contemplado y descrito que las modalidades pueden incluir y/o pueden ser utilizadas con cualquiera o más de las otras caracteristicas descritas en las Solicitudes de Patente Provisionales EUA Números 60/667,901 y 60/673,965 de las cuales reclama el beneficio esta solicitud. Dichas caracteristicas incluyen la remoción de ráfagas de alta energía de corta duración que ocurren en la banda alta y están sustancialmente ausentes de la banda angosta. Dichas características incluyen suavización fija o adaptiva de representaciones de coeficientes tales como LSF de banda alta. Dichas características incluyen configuración fija o adaptiva de ruido asociado con la cuantificación de representaciones de coeficiente tales como LSF. Dichas caracteristicas también incluyen suavización fija o adaptiva de una envoltura de ganancia, y atenuación adaptiva de una envoltura de ganancia. La presentación anterior de las modalidades descritas se provee para permitir a aquellos expertos en la técnica hacer o utilizar la presente invención. Varias modificaciones a estas modalidades son posibles, y los principios genéricos presentados aqui se pueden aplicar a otras modalidades también. Por ejemplo, una modalidad se puede ejecutar en parte o en su totalidad como un circuito cableado, como una configuración de circuito fabricado en un circuito integrado de aplicación específica, o como un programa de microprogramación cableada cargado en el almacenamiento no volátil o un programa de software cargado desde o en un medio de almacenamiento de datos como código legible por máquina, dicho código son instrucciones ejecutables por un arreglo de elementos lógicos tal como un microprocesador u otra unidad de procesamiento de señal digital. El medio de almacenamiento de datos puede ser un arreglo de elementos de almacenamiento tal como memoria de semiconductor (la cual puede incluir sin limitación RAM dinámica o estática (memoria de acceso aleatorio) ) , ROM (memoria de solo lectura) y/o RAM rápida) , o memoria ferroeléctrica, magnetoresistiva, ovónica, polimérica, o de cambio de fase; o un medio de disco tal como un disco magnético u óptico. El término "software" se deberla entender para incluir un código fuente, código de lenguaje de ensamble, código de máquina, código binario, microprogramación cableada, macro-código, micro-código, o cualquiera o más conjuntos o secuencias de instrucciones ejecutables por un arreglo de elementos lógicos, y cualquier combinación de dichos ejemplos. Los diversos elementos de ejecuciones de generadores de excitación de banda alta A300 y B300, codificador de banda alta AlOO, decodificador de banda alta B200, codificador de diálogo de banda ancha AlOO, y decodificador de diálogo de banda ancha BlOO se pueden ejecutar como dispositivos electrónicos y/u ópticos que residen, por ejemplo, en el mismo chip o entre dos o más chips en el conjunto de chips, aunque también se tienen contemplados otros arreglos sin dicha limitación. Uno o más elementos de dicho aparato se pueden ejecutar en su totalidad o en parte como uno o más conjuntos de instrucciones acomodados para ejecutar en uno o más arreglos fijos o programables de elementos lógicos (por ejemplo, transistores, compuertas) tal como microprocesadores, procesadores incorporados, núcleos IP, procesadores de señal digital, FPGA (arreglos de compuerta de campo programable) , ASSP (productos estándar de aplicación específica) , y ASIC (circuitos integrados de aplicación especifica) . También es posible que uno o más de dichos elementos tengan estructura en común (por ejemplo, un procesador utilizado para ejecutar porciones de código correspondientes a diferentes elementos en diferentes momentos, un conjunto de instrucciones ejecutadas para realizar tareas correspondientes a diferentes elementos en diferentes momentos, o un arreglo de dispositivos electrónicos y/u ópticos que ejecutan operaciones para diferentes elementos en diferentes momentos). Además, es posible que uno o más de esos elementos se utilicen para realizar tareas o ejecutar otros conjuntos de instrucciones que no están directamente relacionadas con una operación del aparato, tal como una tarea relacionada con otra operación de un dispositivo o sistema en donde está incorporado el aparato. La figura 30 muestra un diagrama de flujo de un método MlOO, de acuerdo con una modalidad, para codificar una porción de banda alta de una señal de diálogo que tiene una porción de banda angosta y la porción de banda alta. La tarea XlOO calcula un conjunto de parámetros de filtro que caracterizan una envoltura espectral de la porción de banda alta. La tarea X200 calcula una señal espectralmente extendida aplicando una función no lineal a una señal derivada de la porción de banda angosta. La tarea X300 genera una señal de banda alta sintetizada de acuerdo con (A) el conjunto de parámetros de filtro y (B) una señal de excitación de banda alta basada en la señal espectralmente extendida. La tarea X400 calcula una envoltura de ganancia con base en una relación entre (C) energía de la porción de banda alta y (D) energía de una señal derivada de la porción de banda angosta. La figura 31a muestra un diagrama de flujo de un método M200 para generar una señal de excitación de banda alta de acuerdo con una modalidad. La tarea Y100 calcula una señal armónicamente extendida aplicando una función no lineal a una señal de excitación de banda angosta derivada de una porción de banda angosta de una señal de diálogo. La tarea Y200 mezcla la señal armónicamente extendida con una señal de ruido modulada para generar una señal de excitación de banda alta. La figura 31b muestra un diagrama de flujo de un método M210 para generar una señal de excitación de banda alta de acuerdo con otra modalidad que incluye las tareas Y300 y Y400. La tarea Y300 calcula una envoltura de dominio de tiempo de acuerdo con la energía sobre tiempo de uno entre la señal de excitación de banda angosta y la señal armónicamente extendida. La tarea Y400 modula una señal de ruido de acuerdo con la envoltura de dominio de tiempo para producir la señal de ruido modulada. La figura 32 muestra un diagrama de flujo de un método M300, de acuerdo con una modalidad, para decodificar una porción de banda alta de una señal de diálogo que tiene una porción de banda angosta y la porción de banda alta. La tarea Z100 recibe un conjunto de parámetros de filtro que caracterizan una envoltura espectral de la porción de banda alta y un conjunto de factores de ganancia que caracterizan una envoltura temporal de la porción de banda alta. La tarea Z200 calcula una señal espectralmente extendida aplicando una función no lineal a una señal derivada de la porción de banda angosta. La tarea Z300 genera una señal de banda alta sintetizada de acuerdo con (A) el conjunto de parámetros de filtro y (B) una señal de excitación de banda alta basada en la señal espectralmente extendida. La tarea Z400 modula una envoltura de ganancia de la señal de banda alta sintetizada con base en el conjunto de factores de ganancia. Por ejemplo, la tarea Z400 se puede configurar para modular la envoltura de ganancia de la señal de banda alta sintetizada aplicando el conjunto de factores de ganancia a una señal de excitación derivada de la porción de banda angosta, a la señal espectralmente extendida, a la señal de excitación de banda alta, o a la señal de banda alta sintetizada. Las modalidades también incluyen métodos adicionales de codificación de diálogo, cifrado y decodificación tal como aquí se describen de manera expresa, por ejemplo, mediante descripciones de modalidades estructurales configuradas para ejecutar dichos métodos. Cada uno de estos métodos también se puede incorporar de manera tangible (por ejemplo, en uno o más medios de almacenamiento de datos conforme a lo arriba listado) como uno o más conjuntos de instrucciones legibles y/o ejecutables por una máquina incluyendo un arreglo de elementos lógicos (por ejemplo, un procesador, microprocesador, microcontrolador, u otra máquina de estado finito) . Por lo tanto, la presente invención no pretende quedar limitada a las modalidades antes mostradas sino más bien se le acordará el alcance más amplio consistente con los principios y características novedosas descritas en cualquier forma en la presente invención, incluyendo en las reivindicaciones anexas tal como se presentan, las cuales forman parte de la descripción original.

Claims (1)

  1. NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito el presente invento, se considera como una novedad y, por lo tanto, se reclama como prioridad lo contenido en las siguientes: REIVINDICACIONES 1.- Un método para generar una señal de excitación de banda alta, dicho método comprende: extender armónicamente el espectro de una señal que se basa en una señal de excitación de banda baja; calcular una envoltura de dominio de tiempo de una señal que se basa en la señal de excitación de banda baja; modular una señal de ruido de acuerdo con la envoltura de dominio de tiempo; y combinar (A) una señal armónicamente extendida con base en un resultado de dicha extensión armónica y (B) una señal de ruido modulada con base en un resultado de dicha modulación, en donde la señal de excitación de banda alta se basa en un resultado de dicha combinación. 2.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque dicha extensión armónica comprende aplicar una función no lineal a una señal que se basa en la señal de excitación de banda baja. 3.- El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque dicha aplicación de una función no lineal comprende aplicar la función no lineal en el dominio de tiempo. 4.- El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la función no lineal es una función no lineal sin memoria. 5. - El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la función no lineal no es variable en tiempo. 6.- El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la función no lineal comprende por lo menos uno de la función de valor absoluto, la función de cuadratura, y una función de sujeción. 1 . - El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la función no lineal es la función de valor absoluto. 8.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque dicho cálculo de una envoltura de dominio de tiempo de una señal que está basada en la señal de excitación de banda baja incluye calcular una envoltura de dominio de tiempote uno entre la señal de excitación de banda baja, una señal de diálogo de banda baja basada en la señal de excitación de banda baja, y la señal armónicamente extendida. 9.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque dicha extensión armónica incluye extender armónicamente el espectro de una señal muestreada hacia arriba que se basa en la señal de excitación de banda baja. 10.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque dicho método comprende por lo menos uno de entre (A) aplanar espectralmente la señal armónicamente extendida antes de dicha combinación y (B) aplanar espectralmente la señal de excitación de banda alta. 11.- El método de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque dicho aplanado espectral comprende: calcular una pluralidad de coeficientes de filtro con base en una señal que va a ser espectralmente aplanada; y filtrar la señal que va a ser espectralmente aplanada con un filtro blanqueador configurado de acuerdo con la pluralidad de coeficientes de filtro. 12.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque dicho método comprende generar la señal de ruido de acuerdo con una función determinística de información dentro de una señal de diálogo codificada. 13.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque dicha combinación incluye calcular una suma ponderada de la señal armónicamente extendida y la señal de ruido modulada, en donde la señal de excitación de banda alta se basa en la suma ponderada. 14.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque dicho cálculo de una suma ponderada incluye ponderar la señal armónicamente extendida de acuerdo con un primer factor de ponderación y ponderar la señal de ruido modulada de acuerdo con un segundo factor de ponderación, en donde dicho método comprende calcular uno de entre el primer y segundo factores de ponderación de acuerdo con una condición de variable en tiempo, y calcular el otro de entre el primer y segundo factores de ponderación de forma que una suma de las energías del primer y segundo factores de ponderación sea sustancialmente constante sobre el tiempo. 15.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque dicho cálculo de una suma ponderada incluye ponderar la señal armónicamente extendida de acuerdo, con un primer factor de ponderación y ponderar la señal de ruido modulada de acuerdo con un segundo factor de ponderación, en donde dicho método comprende calcular por lo menos uno de entre el primer y segundo factores de ponderación de acuerdo por lo menos con uno de entre (A) una medición de periodicidad de una señal de diálogo y (B) un grado de sonorización de una señal de diálogo. 16.- El método de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque dicho método comprende obtener la señal de excitación de banda baja y un valor de ganancia de tono a partir de una representación cuantificada de un residual de banda baja, y en donde dicho método comprende calcular uno de entre el primer y segundo factores de ponderación de acuerdo por lo menos con el valor de ganancia de tono. 17.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque dicho método comprende por lo menos uno de (i) codificar una señal de diálogo de banda alta de acuerdo con la señal de excitación de banda alta y (ii) decodificar una señal de diálogo de banda alta de acuerdo con la señal de excitación de banda alta. 18.- Un medio de almacenamiento de datos que tiene instrucciones legibles por máquina que describen el método del procesamiento de señal de conformidad con la reivindicación 1. 19.- Un aparato que comprende: un extensor de espectro configurado para ejecutar una extensión armónica del espectro de una señal que está basada en una señal de excitación de banda baja; un calculador de envoltura configurado para calcular una envoltura de dominio de tiempo de una señal que está basada en la señal de excitación de banda baja; un primer combinador configurado para ejecutar una modulación de una señal de ruido de acuerdo con la envoltura de dominio de tiempo; y un segundo combinador configurado para calcular una suma de (A) una señal armónicamente extendida con base en un resultado de dicha extensión armónica y (B) una señal de ruido modulada basada en un resultado de dicha modulación, en donde la señal de excitación de banda alta está basada en un resultado de la suma. 20.- El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicho extensor de espectro está configurado para aplicar una función no lineal para realizar la extensión armónica del espectro de una señal que está basada en la señal de excitación de banda baja. 21.- El aparato de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque la función no lineal comprende por lo menos uno de la función de valor absoluto, la función de cuadratura, y una función de sujeción. 22.- El aparato de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque la función no lineal es la función de valor absoluto. 23.- El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicho calculador de envoltura está configurado para calcular la envoltura de dominio de tiempo con base en uno de entre la señal de excitación de banda baja, una señal de diálogo de banda baja con base en la señal de excitación de banda baja, y la señal armónicamente extendida. 24.- El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicho extensor de espectro está configurado para realizar una extensión armónica del espectro de una señal muestreada hacia arriba que está basada en la señal de excitación de banda baja. 25.- El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicho aparato comprende un aplanador espectral configurado para aplanar espectralmente por lo menos una de entre la señal armónicamente extendida y la señal de excitación de banda alta. 26.- El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque dicho aplanador espectral está configurado para calcular una pluralidad de coeficientes de filtro con base en una señal que va a ser espectralmente aplanada y para filtrar la señal que va a ser espectralmente aplanada con un filtro blanqueador configurado de acuerdo con la pluralidad de coeficientes de filtro. 27.- El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicho aparato comprende un generador de ruido configurado para generar la señal de ruido de acuerdo con una función deterministica de información dentro de una señal de diálogo codificada. 28.- El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicho segundo combinador está configurado para calcular una suma ponderada de la señal armónicamente extendida y la señal de ruido modulada, en donde la señal de excitación de banda alta está basada en la suma ponderada. 29.- El aparato de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque dicho segundo combinador está configurado para ponderar la señal armónicamente extendida de acuerdo con un primer factor de ponderación y para ponderar la señal de ruido modulada de acuerdo con un segundo factor de ponderación, y en donde dicho segundo combinador está configurado para calcular uno de entre el primer y segundo factores de ponderación de acuerdo con una condición de tiempo variable, y en donde dicho segundo combinador está configurado para calcular el otro de entre el primer y segundo factores de ponderación de forma que una suma de las energías del primer y segundo factores de ponderación sea sustancialmente constante sobre el tiempo. 30.- El aparato de conformidad con la reivindicación ' 19, caracterizado porque dicho segundo combinador está configurado para ponderar la señal armónicamente extendida de acuerdo con un primer factor de ponderación y para ponderar la señal de ruido modulada de acuerdo con un segundo factor de ponderación, en donde dicho segundo combinador está configurado para calcular por lo menos uno de entre el primer y segundo factores de ponderación de acuerdo por lo menos con uno de entre (A) una medición de periodicidad de una señal de diálogo y (B) un grado de sonorización de una señal de diálogo. 31.- El aparato de conformidad con la reivindicación 30, caracterizado porque dicho aparato incluye un descuantificador configurado para obtener la señal de excitación de banda baja y un valor de ganancia de tono a partir de una representación cuantificada de un residual de banda baja, y en donde dicho segundo combinador está configurado para calcular por lo menos uno de entre el primer y segundo factores de ponderación de acuerdo por lo menos con el valor de ganancia de tono. 32.- El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicho aparato incluye por lo menos uno de (i) un codificador de diálogo de banda alta configurado para codificar una señal de diálogo de banda alta de acuerdo con la señal de excitación de banda alta y (ii) un decodificador de diálogo de banda alta configurado para decodificar una señal de diálogo de banda alta de acuerdo con la señal de excitación de banda alta. 33.- El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicho aparato comprende un teléfono celular. 34.- El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicho aparato comprende un dispositivo configurado para transmitir una pluralidad de paquetes que cumplen con una versión del Protocolo de Internet, en donde la pluralidad de paquetes describe la señal de excitación de banda angosta. 35.- El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicho aparato comprende un dispositivo configurado para recibir una pluralidad de paquetes que cumplen con una versión del Protocolo de Internet, en donde la pluralidad de paquetes describe la señal de excitación de banda angosta. 36.- Un aparato que comprende: medios para extender armónicamente el espectro de una señal que se basa en una señal de excitación de banda baja; medios para calcular una envoltura de dominio de tiempo de una señal que se basa en la señal de excitación de banda baja; medios para modular una señal de ruido de acuerdo con la envoltura de dominio de tiempo; y medios para combinar (A) una señal armónicamente extendida con base en un resultado de dicha extensión armónica y (B) una señal de ruido modulada con base en un resultado de dicha modulación, en donde la señal de excitación de banda alta se basa en un resultado de dicha combinación. 37.- El aparato de conformidad con la reivindicación 36, caracterizado porque dicho aparato comprende un teléfono celular. 38.- Un método para generar una señal de excitación de banda alta, dicho método comprende: calcular una señal armónicamente extendida aplicando una función no lineal a una señal de excitación de banda baja derivada de una porción de baja frecuencia de una señal de diálogo; y mezclar la señal armónicamente extendida con una señal de ruido modulada para generar una señal de excitación de banda alta. 39.- El método de conformidad con la reivindicación 38, caracterizado porque la función no lineal es la función de valor absoluto. 40.- El método de conformidad con la reivindicación 38, caracterizado porque dicho método comprende calcular la señal de ruido modulada mediante la modulación de una señal de ruido de acuerdo con una envoltura de dominio de tiempo de una de entre la señal de excitación de banda baja, una señal de diálogo de banda baja basada en la señal de excitación de banda baja, y la señal armónicamente extendida. 41.- El método de conformidad con la reivindicación 38, caracterizado porque dicha mezcla incluye calcular una suma ponderada de la señal armónicamente extendida y la señal de ruido modulada, en donde la señal de excitación de banda alta se basa en la suma ponderada. 42.- El método de conformidad con la reivindicación 38, caracterizado porque dicho método comprende por lo menos uno de (i) codificar una porción de banda alta de la señal de diálogo de acuerdo con la señal de excitación de banda alta y (ii) decodificar una porción de banda alta de la señal de diálogo de acuerdo con la señal de excitación de banda alta.
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