WO2014046012A1

WO2014046012A1 - 直接形電力変換装置の制御方法

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Description

直接形電力変換装置の制御方法

　本発明は、直接形電力変換装置を制御する方法に関する。

　特許文献１には、直接形電力変換装置について記載されている。直接形電力変換装置はダイオード整流器とインバータと充放電回路とを備えている。ダイオード整流器は単相交流電圧を全波整流して直流リンクに出力する。ダイオード整流器は単相交流電圧を全波整流して一対の直流電源線（直流リンク）に出力する。充放電回路は直流リンクに設けられ、バッファ回路と昇圧回路とを備えている。バッファ回路は一対の直流電源線の間で互いに直列に接続されるスイッチおよびコンデンサを有する。スイッチはコンデンサに対して直流リンクの正極側に位置する。スイッチの導通によってコンデンサが放電して直流リンクへと電力を授与する。昇圧回路はダイオード整流器からの整流電圧を昇圧してコンデンサを充電する。これによって充放電回路は直流リンクから電力を受納する。インバータは直流リンクの直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して出力する。

　なお本発明に関連する技術として特許文献２～４及び非特許文献１～３が開示されている。

特開２０１１-１９３６７８号公報特許第４１３５０２６号公報特許第４７１８０４１号公報特許第３０７０５９８号公報

大沼喜也、伊東淳一、「新しい単相三相電力変換器によるコンデンサ容量の低減法とその基礎検証」、電気学会半導体電力変換研資、SPC-08-162（2008）大沼喜也、伊東淳一、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成22年電気学会全大、4-057（2010）大沼喜也、伊東淳一、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の実機検証」、平成22年電気学会産業応用部門大会、1-124（2010）

　後に詳述するように、特許文献１では、ダイオード整流器への入力電圧の振幅に対する直流電圧の比（入力振幅変調率）が最大で１／√２である。

　そこで、この発明は、入力振幅変調率の向上に資する直接形電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１の態様は、第１電源線（ＬＨ）と；前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線（ＬＬ）と；単相交流電源（１，２）が接続される入力側と、前記第１電源線及び前記第２電源線が接続される出力側とを有し、単相全波整流を行うダイオード整流器（３）と；前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられた充放電回路（４）と；前記第１電源線と前記第２電源線との間の直流電圧（Ｖｄｃ）を交流電圧に変換するインバータ（５）とを備え、前記充放電回路は、コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサに対して、前記第１電源線側で前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含み、前記第１電源線と前記第２電源線との間で電力を授受するバッファ回路（４ａ）と；前記ダイオード整流器（３）からの整流電圧を昇圧して前記コンデンサを充電する昇圧回路（４ｂ）とを有する直接形電力変換装置を、制御する方法であって、前記単相交流電源（１，２）が出力する交流波形を当該交流波形の位相角（ωｔ）の正弦値として把握したときの当該位相角（ωｔ）の二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値（cos（２ωｔ））が正となる第１期間（Ｔ１）においては、前記バッファ回路（４ａ）から前記第１電源線及び前記第２電源線へと電力を授与し、前記余弦値が負となる第２期間（Ｔ２）において前記バッファ回路（４ａ）へと前記第１電源線及び前記第２電源線から電力を受納し、前記第１期間において、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）が導通するデューティである放電デューティ（ｄｃ）は、前記単相交流電源の交流電圧の振幅（Ｖｍ）と、前記余弦値との積を、前記コンデンサの両端電圧（ｖｃ）と√２との積で除算した第１値（Ｖｍ・cos(２ωｔ)／（√２・ｖｃ））よりも大きく設定される、及び／又は、前記第２期間において、前記ダイオード整流器が導通する整流デューティ（ｄｒｅｃ）は、前記正弦値の絶対値と√２との積の逆数たる第２値（１／（√２｜sin（ωｔ）｜））よりも大きく設定される。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記第２期間（Ｔ２）における前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）は、前記第２値よりも大きく設定され、前記放電デューティ（ｄｃ）と前記両端電圧（ｖｃ）との積（ｄｃ・ｖｃ）と、前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）と前記交流電圧の整流電圧（Ｖｒｅｃ）との積（ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃ）との和で表される仮想直流リンク電圧の、前記整流デューティによって生じる脈動の最大値と、前記放電デューティによって生じる前記仮想直流リンク電圧の脈動の最大値とが互いに等しくなるように、前記第１期間（Ｔ１）における前記放電デューティ（ｄｃ）は前記第１値に係数（＞１）を乗算した値に設定される。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第３の態様は、第１または第２の態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記第２期間（Ｔ２）における前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）は１である。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第４の態様は、第３の態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記第１期間（Ｔ１）における前記放電デューティ（ｄｃ）は前記第１値に係数として√２を乗算した値である。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第５の態様は、第２から第４のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記昇圧回路（４ｂ）は、カソードと、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）と前記コンデンサ（Ｃ４）との間に接続されたアノードとを備えるダイオード（Ｄ４０）と；前記第１電源線（ＬＨ）と前記カソードとの間に接続されたリアクトル（Ｌ４）と；前記第２電源線（ＬＬ）と前記カソードとの間に接続された第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）とを備え、前記第２期間（Ｔ２）において、前記リアクトル（Ｌ４）を流れる電流（ｉｌ）が、前記正弦値の絶対値から前記正弦値の絶対値の逆数の半値を減算した値（｜sin（ωｔ）｜－１／（２｜sin（ωｔ）｜））に、前記第１期間と前記第２期間との境界で前記ダイオード整流器（３）に入力する入力電流の値を√２倍した第３値（Ｉｍ）と、前記係数と、前記第３値を１／√２倍した第４値（Ｉｄｃ’’）に対する、前記インバータに入力される直流電流の平均値の比と、を乗算した値となるように、前記昇圧回路の前記第２スイッチを制御する。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第６の態様は、第２から第５のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記仮想直流リンク電圧に対する前記インバータ（５）の出力電圧の振幅（Ｖｍ’）に対する比たる振幅変調率（Ｄ）を、前記仮想直流リンク電圧が脈動によって増大するほど、低減し、前記振幅変調率に基づいて前記インバータを制御する。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第７の態様は、第１から第６のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、キャリヤの周期（ｔｓ）と前記放電デューティとを乗算した期間（ｔｃ）において、前記第１スイッチを導通させ、且つパルス幅が変調されたスイッチング信号を前記インバータに与え、前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）と前記放電デューティ（ｄｃ）との和を１から引いた値で表される零デューティ（ｄｚ）が零よりも大きいときには、前記キャリヤの周期と前記整流デューティとを乗算した期間（ｔｓ・ｄｒｅｃ）において、パルス幅が変調されたスイッチング信号を前記インバータに与え、前記キャリヤの周期と前記零デューティとを乗算した期間（ｔｚ）において前記インバータに零電圧ベクトルを採用させ、前記零デューティが零よりも小さいときには、前記キャリヤの周期に、前記整流デューティと前記零デューティとの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）を乗算した期間（ｔｓ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ））において、パルス幅が変調されたスイッチング信号を前記インバータに与える。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第８の態様は、第１から第７のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記昇圧回路（４ｂ）は、カソードと、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）と前記コンデンサ（Ｃ４）との間に接続されたアノードとを備えるダイオード（Ｄ４０）と；前記第１電源線（ＬＨ）と前記カソードとの間に接続されたリアクトル（Ｌ４）と；前記第２電源線（ＬＬ）と前記カソードとの間に接続された第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）とを備え、前記第１期間（Ｔ１）において、臨界モード又は不連続モードで前記第２スイッチのオン／オフを繰り返し切り替え、前記臨界モードは、前記リアクトルに流れるリアクトル電流（ｉｌｓ）が零に至るときに前記第２スイッチをターンオンさせるモードであり、前記不連続モードは、前記リアクトル電流が零になった以後に前記第２スイッチをターンオンさせるモードであり、前記インバータの負荷が所定値よりも大きいときに前記臨界モードを採用し、前記負荷が前記所定値よりも小さいときに前記不連続モードを採用する。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第９の態様は、第８の態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記不連続モードを採用したときの前記リアクトル電流（ｉｌｓ）の最大値（ｉｌｍ）が、電流基準値（Ｉｒｅｆ）を超えるときに、前記負荷が前記所定値よりも大きいと判断して前記臨界モードを採用し、前記電流基準値は、前記負荷が最大定格となる状態で前記臨界モードを採用したときの前記リアクトル電流の最大値より小さい値である。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１０の態様は、第８又は第９の態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記臨界モードを採用したときの前記リアクトル電流（ｉｌｓ）の最大値（ｉｌｍ）が、第２電流基準値（Ｉｒｅｆ２）よりも小さいときに、前記負荷が前記所定値よりも小さいと判断して前記不連続モードを採用し、前記第２電流基準値は、前記負荷が前記所定値を採る状態で前記臨界モードを採用したときの前記リアクトル電流の最大値以下の値である。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１１の態様は、第８から第１０のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記不連続モードにおける前記第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）のスイッチング周波数は、前記臨界モードにおける前記スイッチング周波数の最小値と等しい。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１２の態様は、第８から第１０のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記不連続モードにおける前記第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）のスイッチング周波数は、前記臨界モードにおける前記スイッチング周波数の最小値よりも高い。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１３の態様は、第８から第１０のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記不連続モードにおける前記第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）のスイッチング周波数は、前記臨界モードにおける前記スイッチング周波数の最小値よりも低い。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１４の態様は、第８から第１３のいずれか一つの態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記第１期間（Ｔ１）において前記第１スイッチを非導通に維持し、前記臨界モードと前記不連続モードとの切り替えを、前記第２期間（Ｔ２）内に行う。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１の態様によれば、第１期間においてコンデンサが放電する放電デューティが高まる、及び／又は、第２期間において整流デューティが高まるので、直流電圧を向上することができる。よって、インバータは従来よりも高い電圧を出力することができる。よって入力振幅変調率の向上に資する。

　しかも、単相交流電圧の絶対値が小さくなる第１期間において放電デューティを高めれば、第１期間において整流デューティを高めるよりも直流電圧を向上しやすい。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、直流電圧を、第１期間及び第２期間において同程度に脈動させることができる。ひいては、ダイオード整流器の入力電流のゆがみの低減に資する。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第３の態様によれば、第２期間において直流電圧を最も向上することができる。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第４の態様によれば、理論的には、第２期間の直流電圧の脈動の最大値と、第１期間の直流電圧の脈動の最大値とを互いに等しくでき、直流電圧を第１期間及び第２期間において同程度に脈動させることができる。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第５の態様によれば、理論的には、第１期間におけるコンデンサの放電電流と、第２期間におけるコンデンサの充電電流とを互いに等しくすることができる。よって、コンデンサの電圧が長期的に見て、増大し続けること又は低減し続けることを抑制できる。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第６の態様によれば、直流電圧の脈動がインバータの出力電圧の振幅に伝達される程度を抑制できる。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第７の態様によれば、零デューティが零よりも小さくなることによる入力電流のゆがみを抑制することができる。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第８の態様によれば、リアクトル電流のスイッチング周期における平均値が同じであれば、不連続モードにおけるリアクトル電流の最大値は臨界モードにおけるリアクトル電流の最大値よりも低い。請求項１によれば、負荷が大きいときには臨界モードを採用するので、負荷が大きいときに不連続モードを採用する場合に比して、リアクトル電流の最大値を低減することができる。したがってリアクトルとして電流容量の小さいものを採用でき、直接形電力変換装置の小型化及び低コスト化に資する。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第９の態様によれば、リアクトル電流の最大値に基づいてモードを不連続モードから臨界モードへと切り替えられるので、より適切にリアクトル電流の最大値を所定の基準値（最大負荷かつ臨界モードでの最大値）以下にすることができる。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１０の態様によれば、より適切にリアクトル電流の最大値を所定の基準値（最大負荷かつ臨界モードでの最大値）以下にしつつ、モードを臨界モードから不連続モードへと切り替えることができる。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１１の態様によれば、リアクトル電流のスイッチング周期における平均値が同じであれば、不連続モードにおけるリアクトル電流の最大値は臨界モードにおけるリアクトル電流の最大値よりも低い。請求項１によれば、負荷が大きいときには臨界モードを採用するので、負荷が大きいときに不連続モードを採用する場合に比して、リアクトル電流の最大値を低減することができる。したがってリアクトルとして電流容量の小さいものを採用でき、直接形電力変換装置の小型化及び低コスト化に資する。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１２の態様によれば、臨界モードで運転される領域が狭くなる。よって、不連続モードが中、軽負荷においても採用され、中、軽負荷での効率向上に資する。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１３の態様によれば、臨界モードで運転される領域が広くなる。臨界モードでは、スイッチング周波数が分散されるので、リアクトルの騒音の要因となる特定スイッチング周波数を低減することができる。

　本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１４の態様によれば、第１スイッチを非導通に維持した状態でモードを切り替えるので、モードの切り替えに伴うリアクトル電流の変動などを抑制できる。

　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。

直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す構成図である。図１に示された直接形電力変換回路の等価回路を示す回路図である。リアクトルに流れる電流の波形を示す概念図である。電圧ベクトルを示す図である。直接形電力変換装置の授与期間における動作を説明するタイミングチャートである。直接形電力変換装置の受納期間における動作を説明するタイミングチャートである。直接形電力変換装置のデューティを例示するグラフである。直接形電力変換装置における平均電圧を例示するグラフである。直接形電力変換装置のデューティを例示するグラフである。直接形電力変換装置における平均電圧を例示するグラフである。直接形電力変換装置のデューティを例示するグラフである。直接形電力変換装置における平均電圧、出力振幅変調率、直流電流及び等価直流電圧を例示するグラフである。直接形電力変換装置における平均電圧、出力振幅変調率、直流電流及び等価直流電圧を例示するグラフである。直接形電力変換装置における平均電圧、出力振幅変調率、直流電流及び等価直流電圧を例示するグラフである。直接形電力変換装置における電流を例示するグラフである。直接形電力変換装置における電力を例示するグラフである。直接形電力変換装置における電流を例示するグラフである。直接形電力変換装置における電力を例示するグラフである。直接形電力変換装置における電流を例示するグラフである。直接形電力変換装置における電力を例示するグラフである。直接形電力変換装置における入力電流の高調波成分を例示するグラフである。直接形電力変換装置における入力電流の高調波成分を例示するグラフである。直接形電力変換装置における入力電流の高調波成分を例示するグラフである。直接形電力変換装置の諸量を例示するグラフである。直接形電力変換装置の諸量を例示するグラフである。直接形電力変換装置の諸量を例示するグラフである。直接形電力変換装置のデューティを例示するグラフである。直接形電力変換装置における平均電圧、出力振幅変調率、直流電流及び等価直流電圧を例示するグラフである。直接形電力変換装置における電流を例示するグラフである。直接形電力変換装置における電力を例示するグラフである。直接形電力変換装置のデューティを例示するグラフである。直接形電力変換装置の授与期間における動作を説明するタイミングチャートである。直接形電力変換装置の諸量を例示するグラフである。直接形電力変換装置の受納期間における動作を説明するタイミングチャートである。直接形電力変換装置の諸量を例示するグラフである。制御部の内部構成の概念的な一例を示す図である。直接形電力変換装置の諸量を例示するグラフである。リアクトルを流れる電流のピーク値を例示するグラフである。コンデンサの両端電圧と単相交流電圧とを例示するグラフである。リアクトルを流れる電流のピーク値を例示するグラフである。臨界モードと不連続モードの切り替えを説明するための図である。直接形電力変換装置の諸量を例示するグラフである。臨界モードと不連続モードの切り替えを説明するための図である。制御部の内部構成の概念的な一例を示す図である。

　Ａ．直接形電力変換装置の構成：
　図１に示すように、直接形電力変換装置は、ダイオード整流器３と、充放電回路４と、インバータ５とを備えている。

　ダイオード整流器３は例えばフィルタ２を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ２はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２は単相交流電源１の２つの出力端のうちの一つとダイオード整流器３との間に設けられている。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間に設けられている。フィルタ２は電流の高周波成分を除去する。フィルタ２は省略しても良い。簡単のため、以下ではフィルタ２の機能を無視して説明する。

　ダイオード整流器３はダイオードＤ３１～Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１～Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される入力電圧である単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧に変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。ダイオード整流器３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。

　充放電回路４はバッファ回路４ａ及び昇圧回路４ｂを有する。バッファ回路４ａはコンデンサＣ４を含み、直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で電力を授受する。昇圧回路４ｂは整流電圧を昇圧してコンデンサＣ４を充電する。

　バッファ回路４ａはダイオードＤ４２と逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを更に含んでいる。トランジスタＳｃは、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間において、コンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で直列に接続されている。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となるような並列接続を指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（第１スイッチ）として把握することができる。

　昇圧回路４ｂは、例えばダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードは第１スイッチとコンデンサＣ４との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。

　リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（第２スイッチ）として把握することができる。

　コンデンサＣ４は、昇圧回路４ｂにより充電され、整流電圧よりも高い両端電圧ｖｃが発生する。具体的には直流電源線ＬＨから第２スイッチを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後に第２スイッチをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。

　両端電圧ｖｃは整流電圧より高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従って第１スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｃのみならず、これとダイオードＤ４２とをまとめた第１スイッチについて、スイッチＳｃと称することがある。

　また、直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従って第２スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｌのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｌのみならず、これとダイオードＤ４１とをまとめた第２スイッチについて、スイッチＳｌと称することがある。

　インバータ５は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。

　ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。

　例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。

　誘導性負荷６は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとが相互に直列され、この直列体の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｖ，Ｒｗについても同様である。またこれらの直列体の他端同士が相互に接続される。

　Ｂ．特許文献１の直接形電力変換装置の制御方法：
　ここではまず従来の制御方法を説明し、続いて従来の制御による入力振幅変調率について説明する。その後、本実施の形態の制御方法について説明する。

　(b-1)電力脈動低減の基本的な考え方：
　図１で示された直接形電力変換装置においては、ダイオード整流器３が全波整流を行う。よってインバータ５及び誘導性負荷６で消費される電力が一定である場合には（例えば誘導性負荷６が対称三相負荷である場合：これは多くの誘導性負荷に当てはまる）、直流電源線ＬＨ，ＬＬに供給される電力は、充放電回路４を無視すれば、単相交流電圧の周波数の２倍の周波数を有して脈動してしまう。そこで充放電回路４によって当該脈動を軽減する。具体的にはバッファ回路４ａが直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で電力を授受することによって電力脈動を軽減する。以下、バッファ回路４ａが授受する瞬時電力を瞬時授受電力と称す。

　ダイオード整流器３に入力する瞬時電力Ｐｉｎは、入力力率を１として、次式で表される。但し、単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍ及び電源角速度ω、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍ、時間ｔを導入した。電源角速度ωと時間ｔとの積ωｔは単相交流電圧Ｖｉｎの位相角を表すことになる。また交流波形は、当該交流波形の位相角ωｔの正弦値として把握した。

　式（１）の右辺の第２項が電力脈動を示す。かかる電力脈動を打ち消すためには、バッファ回路４ａが、第２項目と同じ値であって極性の異なる瞬時授受電力Ｐｂｕｆを直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で授受すればよい。かかる瞬時授受電力Ｐｂｕｆは次式で表される。

　つまり、瞬時授受電力Ｐｂｕｆは、単相交流電源１から（あるいは更にフィルタ２を経由して：以下同様）入力される瞬時電力の直流分（Ｖｍ・Ｉｍ／２）と、位相角ωｔの二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値cos（２ωｔ）との積で表されることになる。

　式（２）から、瞬時授受電力Ｐｂｕｆは正負の値を採り得ることがわかる。瞬時授受電力Ｐｂｕｆは具体的には、単相交流電圧の位相角ωｔが０以上π／４以下、３π／４以上５π／４以下又は７π／４以上２π以下である期間（以下「授与期間」と称す）に正の値を採り、これ以外の期間（以下「受納期間」）ときに負の値を採る。つまりバッファ回路４ａは、授与期間において瞬時授受電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流電源線ＬＨ，ＬＬに授与し、受納期間において瞬時授受電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流電源線ＬＨ，ＬＬから受納する。これにより電力脈動が相殺される。

　単相交流電圧ＶｉｎはＶｍ・ｓｉｎ（ωｔ）で表されることから、上記範囲を換言して、単相交流電圧Ｖｉｎの絶対値がその振幅Ｖｍの１／√２倍の値よりも低いときには充放電回路４は正の電力を出力し、振幅Ｖｍの１／√２倍の値よりも高いときには負の電力を出力する、とも把握できる。

　以下、授与期間及び受納期間における具体的動作について説明するが、これに先立ってまず、検討に必要な定式化を行う。

　特許文献１では、図１に示された回路の等価回路である図２が紹介されている。図２に示された等価回路では、ダイオード整流器３からインバータ５に電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、コンデンサＣ４からインバータ５に流れる放電電流ｉｃｄは、スイッチＳｃを経由する放電電流ｉｃｄとして等価的に表されている。また、インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ、Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬの一方に共通して接続されるときにインバータ５を介して誘導性負荷６に流れる電流も、スイッチＳｚを経由する電流ｉｚとして等価的に表されている。なお零電圧ベクトルを含む電圧ベクトルについては後に詳述する。また図２では、昇圧回路４ｂを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳｌとが表され、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌが付記されている。

　このようにして得られた等価回路においては、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとインバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃとを導入して、次式が成立する。

　なお図２から分かるように、ダイオード整流器３を流れる電流ｉｒｅｃは、スイッチＳｒｅｃを導通する電流ｉｒｅｃ１と、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌとの和と等しい。よって電流ｉｒｅｃは式（３）に示すように、ｄｒｅｃ・Ｉｄｃと、電流ｉｌとの和で示される。

　なお電流ｉｒｅｃ１，ｉｃｄ，ｉｚはそれぞれ直流電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。また電流ｉｌも同様にスイッチＳｌのスイッチング周期における平均値である。

　また直流電流ＩｄｃはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ導通する電流ｉｒｅｃ１，ｉｃｄ，ｉｚの総和であるので、次式が成立する。

　よってデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃｄ，ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることができる。以下では、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚをそれぞれ整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃおよび零デューティｄｚと称することがある。

　(b-2)授与期間における動作：
　授与期間においては、スイッチＳｃを動作させてコンデンサＣ４から放電電流ｉｃｄを流すことにより、直流電源線ＬＨ，ＬＬへとバッファ回路４ａから瞬時授受電力Ｐｂｕｆを授与する。よってスイッチＳｌは導通させず、電流ｉｌを零とする。つまり授与期間においては昇圧回路４ｂを動作させない。

　ここでダイオード整流器３を流れる電流ｉｒｅｃを正弦波状にするためには、電流ｉｒｅｃが次式を満たせばよい。

　式（３）においてｉｌ＝０が成立するので、ｉｒｅｃ＝ｄｒｅｃ・Ｉｄｃが成立する。よって式（５）により、整流デューティｄｒｅｃは次式に設定される。

　更に、電力脈動を低減するためには、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃと放電電流ｉｃｄとの積（ｖｃ・ｉｃｄ）が瞬時授受電力Ｐｂｕｆ（式（２））に等しければよい。よって式（２），（３）から放電デューティｄｃは下式のように設定される。これによって、電力脈動を相殺するためのコンデンサＣ４の放電が行われる。

　零デューティｄｚは式（４）により、１から整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとを引いた値となる。

　なお、実際にはスイッチＳｒｅｃは設けられず、等価回路において現れているに過ぎない。そしてその導通／非導通は、スイッチＳｃ及びインバータ５の動作に従属して決定される。このような動作については後にインバータ５の動作と共に説明される。

　(b-3)受納期間における動作：
　受納期間においては、バッファ回路４ａは直流電源線ＬＨ，ＬＬへと電力を授与しないので、スイッチＳｃは導通させずに、放電デューティｄｃを零とする。

　式（３）から次式が導かれる。

　ここで、電流ｉｒｅｃ１（＝ｄｒｅｃ・Ｉｄｃ）と単相交流電圧Ｖｉｎを全波整流した値｜Ｖｉｎ｜との積が、式（１）で表される瞬時電力Ｐｉｎの直流分（Ｖｍ・Ｉｍ／２）に等しくすることが望まれる。瞬時授受電力Ｐｂｕｆの授受によって、ダイオード整流器３よりも後段で消費される電力を瞬時電力Ｐｉｎの直流分という一定値にできるからである。よって下式が導かれる。

　単相交流電圧ＶｉｎはＶｍ・ｓｉｎ（ωｔ）で表され、電流ｉｒｅｃ１はｄｒｅｃ・Ｉｄｃで表されるので、式（９）から整流デューティｄｒｅｃは下式のように設定される。

　零デューティｄｚは１から整流デューティｄｒｅｃを引いた値に設定される（式（４））。このように零デューティｄｚを設定することにより、出力電力の脈動を相殺するための零電圧ベクトルの期間を設定することができる。

　次に、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌについて説明する。授与期間と同様に、ダイオード整流器３を流れる電流ｉｒｅｃを正弦波状にするためには、電流ｉｒｅｃが式（５）を満足しなければならない。したがって電流ｉｌは、式（８），（１０）も考慮して次式で設定される。

　つまり、受納期間においてダイオード整流器３に入力する入力電流Ｉｉｎが正弦波状にするための、電流ｉｌが決定される。よってリアクトルＬ４に流れる電流ｉｌが式（１１）を満足するように昇圧回路４ｂを制御すればよい。この昇圧回路４ｂはいわゆる連続モード、不連続モード、および、臨界モードのいずれを用いて制御されてもよい。ここでは一例として、不連続モードを用いる場合について説明する。また電流ｉｌはスイッチＳｌのスイッチング周期についての平均値であり、以下では平均値と区別すべく、その瞬時値を電流ｉｌｓとして説明する。

　図３に不連続モードにおける電流ｉｌｓの波形の概念図を示す。スイッチＳｌのスイッチング周期をＴとし、その導通期間をΔＴ１としている。よってスイッチＳｌが導通する昇圧デューティｄｌはΔＴ１／Ｔで表される。また図３に示すように、スイッチＳｌがオフした後に、リアクトルＬ４に電流ｉｌｓが流れる期間をΔＴ２としている。図３の例示では、電流ｉｌｓは不連続であるので、期間ΔＴ１，ΔＴ２の和は周期Ｔよりも小さい。ここでは簡単のため、電流ｉｌｓの波形を三角波として近似して取り扱う。電流ｉｌｓは零からピーク値Ｉｐの間の値を採る。

　スイッチング周期の始期を基準（零）とする時間ｔと期間ΔＴ１，ΔＴ２との関係から次式が成立する。なお、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃは昇圧回路４ｂによって入力電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍよりも高く充電されている。また充電経路のインダクタンスを値Ｌｍとして表した。実際には充電経路のインダクタンスはリアクトルＬ４のインダクタンスが主となるので、値ＬｍはリアクトルＬ４のインダクタンスと見ることができる。

　ピーク値Ｉｐはｔ＝ΔＴ１が成立するときの電流ｉｌｓであるので、ピーク値Ｉｐは、式（１２）にｔ＝ΔＴ１を代入することでＩｐ＝Ｖｉｎ・ΔＴ１／Ｌｍで求まる。

　また式（１３）においてｔ＝ΔＴ２が成立するときにｉｌ＝０が成立することから、ΔＴ２＝Ｖｉｎ・ΔＴ１／（ｖｃ－Ｖｉｎ）が成立する。かかる関係を考慮しつつ、式（１２），（１３）からスイッチング周期Ｔにおける電流ｉｌｓの積分値を求め、この積分値をスイッチング周期Ｔで除算すると電流ｉｌは次式で求まる。

　よって式（１１）も考慮してスイッチＳｌが導通する昇圧デューティｄｌは次式で表される。

　(b-4)インバータ動作の制御：
　スイッチＳｃ，Ｓｌは図１に示す直接形電力変換装置に設けられるので、上述のようにスイッチＳｃ，Ｓｌのデューティを決定することができる。一方で、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｚは図１に示す直接形電力変換装置に実際に設けられているわけではない。図２に示す等価回路上のスイッチＳｒｅｃ，ＳｚはスイッチＳｃ及びインバータ５のスイッチングによって等価的に制御される。スイッチＳｒｅｃ，Ｓｚを等価的に制御する方法を説明するために、まずインバータの一般的な制御について説明する。

　Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ、Ｖ相に対応する一対のスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ及びＷ相に対応する一対のスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎはそれぞれ相互に排他的に制御される。よって、各スイッチング素子のスイッチ状態に応じて、インバータ５の全体としては次の８つのスイッチングパターンが存在する。ここで上側スイッチング素子が導通し、下側スイッチング素子が非導通であるスイッチ状態を「１」で表現し、上側スイッチング素子が非導通であって下側スイッチング素子が導通するスイッチ状態を「０」で表現する。各相についてのスイッチ状態をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順で並べると、スイッチングパターンとしては、（０，０，０）（０，０，１）（０，１，０）（０，１，１）（１，０，０）（１，０，１）（１，１，０）（１，１，１）の８つのパターンが存在する。

　インバータ５において上述の各スイッチングパターンが実現されることにより、当該スイッチングパターンに応じて出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからそれぞれ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが出力される。

　図４には上記のスイッチングパターンに対応した電圧ベクトルＶ０～Ｖ７が示されている。電圧ベクトルを示す符号「Ｖｘ」の「ｘ」は、スイッチ状態を示す上記３つの数字を３桁の二進数として捉え、当該二進数を１０進数に変換した数字を採用している。例えばスイッチングパターン（１，０，０）は電圧ベクトルＶ４として表される。

　各電圧ベクトルＶ１～Ｖ６は、これらの始点を中心点に一致させ、それらの終点を放射状に外側に向けて配置される。各電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の終点同士を結ぶと正六角形を構成する。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７では出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが短絡されるので、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は大きさを有さない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は中心点に配置される。かかる電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を零電圧ベクトルと称している。

　なお、各電圧ベクトルＶ１～Ｖ６のうちの隣り合う２つと、各電圧ベクトルＶ０，Ｖ７とにより構成される正三角形の領域をそれぞれＳ１～Ｓ６と呼ぶ。

　インバータ５では上記スイッチングパターンが選択的に採用されて動作する。インバータ５を電圧ベクトルを用いて制御する場合、電圧ベクトルの指令値Ｖ＊は、電圧ベクトルＶ０～Ｖ７で合成できる。これらの電圧ベクトルが採用される期間を調整することにより、指令値Ｖ＊はその位置する領域Ｓ１～Ｓ６のそれぞれにおいて任意に設定できる。但し、一つの電圧ベクトルが連続して採用される期間は、単相交流電圧の周期に対して十分に短い期間で設定される。

　図５のタイミングチャートは、直接形電力変換装置の授与期間における動作を例示している。ここでは簡単のため、キャリヤＣとして周期ｔｓを有する三角波を採用する。この三角波では、例えば、最小値および最大値がそれぞれ０，１をとり、増加時の傾斜の絶対と減少時の傾斜の絶対値が互いに等しい。

　授与期間においては上述の通り昇圧回路４ｂを動作させないので、昇圧デューティｄｌは零であり、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃはそれぞれ式（６），（７）で設定され、零デューティｄｚは整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとに基づいて式（４）で設定される。

　キャリヤＣが整流デューティｄｒｅｃ以上の値を採るときにスイッチＳｒｅｃが導通すると設定すれば、スイッチＳｒｅｃは整流デューティｄｒｅｃで導通することになる（期間ｔｒｅｃ＝ｄｒｅｃ・ｔｓにおいて等価的に導通）。また式（４）が成立するので、キャリヤＣがデューティの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）以上の値を採るときにスイッチＳｃが導通すると設定すれば、スイッチＳｃは放電デューティｄｃで導通することになる（期間ｔｃ＝ｄｃ・ｔｓで導通）。そしてキャリヤＣが整流デューティｄｒｅｃ以上であって和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）以下の値を採るときに、スイッチＳｚが導通することになる（一周期ｔｓにおいて二回出現する期間ｔｚ／２＝ｄｚ・ｔｓ／２において導通：キャリヤＣ増加時の傾斜と減少時の傾斜とは絶対値が等しいので期間ｔｚが二等分されている）。このようにデューティｄｒｅｃ，ｄｚに基づいた指令値をキャリヤＣと比較することにより、キャリヤＣの一周期ｔｓにおいてスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ等価的に導通させる期間ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚが設定される。このようなキャリヤ比較の結果、スイッチＳｃが導通するタイミングが決定される。

　スイッチＳｒｅｃを期間ｔｒｅｃで導通することと等価な動作をダイオード整流器３に行なわせ、かつ、スイッチＳｚを期間ｔｚで導通することと等価な動作をインバータ５に行わせるため、インバータ５は下記のような制御を受ける。なお図５においては、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと排他的に制御されるスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの導通／非導通については図示を省略している。

　ここでは簡単のため、インバータ５が有する各スイッチング素子の導通期間も、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚの導通期間ｔｒｅｃ，ｔｃ，ｔｚを導くために用いたキャリヤと同じキャリヤＣを用いて求める場合について説明する。

　図５では、インバータ５において、電圧ベクトルの指令値Ｖ＊を電圧ベクトルＶ０，Ｖ，Ｖ４，Ｖ６を用いて合成する場合が例示されている。かかる合成は例えば電圧ベクトルの指令値Ｖ＊が領域Ｓ１にある場合に採用される。なお、簡単のために零電圧ベクトルＶ７は採用されない場合について説明するものの、零電圧ベクトルＶ７を採用してもよい。

　さて、一般的に、インバータ５の動作を制御する際には出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにおける出力電圧の指令値として、相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が採用される。図５に示された場合では、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を用いた変調が例示されているので、０＝Ｖｗ＊＜Ｖｖ＊＜Ｖｕ＊の関係が成立する。

　そしてインバータ５が零電圧ベクトルを採用して動作するときにダイオード整流器３に転流させるべく、キャリヤＣが整流デューティｄｒｅｃの値を採るときを境として、キャリヤＣが比較されるべき指令値を変更する。具体的には、キャリヤＣがｄｒｅｃ・Ｖｕ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・Ｖｖ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・Ｖｗ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。

　このような導通パターンは期間ｔｒｅｃにおいて、従来の三角波と相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との比較に相当する。キャリヤＣのうち、値０～ｄｒｅｃを採る三角波の部分をＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊で内分するからである。但し、図５の例ではＶｗ＊＝０であるので、ｄｒｅｃ・Ｖｗ＊＝０となり、スイッチング素子Ｓｗｐは期間ｔｒｅｃにおいては導通していない。以上の動作により、期間ｔｒｅｃにおいては例えば電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０がこの順で採用される。

　また、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｕ＊）以上のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｖ＊）以上のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｗ＊）以上のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。

　このような導通パターンは期間ｔｃにおいて、従来の三角波と相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との比較に相当する。キャリヤＣのうち、値ｄｒｅｃ＋ｄｚ～１（＝ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ）を採る三角波の部分をＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊で内分するからである。但し、図５の例ではＶｗ＊＝０が成立するので、ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｗ＊＝０が成立し、スイッチング素子Ｓｗｐは期間ｔｃにおいては導通していない。以上の動作により、期間ｔｃにおいても期間ｔｒｅｃと同様に、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０がこの順で出力される。

　期間ｔｒｅｃ，ｔｃにおける各スイッチング素子の制御により、期間ｔｒｅｃ，ｔｃで挟まれた期間ｔｚ／２においては、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが非導通となる。これにより、期間ｔｚ／２においては、零電圧ベクトルとして電圧ベクトルＶ０が出力される。

　他方、インバータ５が零電圧ベクトル以外で動作するのは、インバータ５が直流電源線ＬＨ，ＬＬから電流を受けるときに許される。よって零電圧ベクトル以外でのインバータ５の動作はスイッチＳｚが非導通のときに行われる。

　なお、期間ｔｚは、上述の説明から明らかなように、デューティｄｚによって決定される期間である。言い替えれば、相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に拘わらず（依存せずに）、インバータ５が零電圧ベクトルを採用する期間である。つまり、デューティｄｚは、インバータ５が出力する電圧の大きさに拘わらず、インバータ５が零電圧ベクトルで動作するデューティである、とも把握できる。また整流デューティｄｒｅｃは、式（４）を考慮して、放電デューティｄｃと零デューティｄｚとの和を１から引いて得られるデューティである、とも把握できる。

　図６のタイミングチャートは、直接形電力変換装置の受納期間における動作を例示している。受納期間においても授与期間と同じキャリヤＣが採用される。また整流デューティｄｒｅｃ、昇圧デューティｄｌはそれぞれ式（１０），（１６）で設定される（但し式（１６）で採用される電流ｉｌについては式（１１）を用いる）。

　授与期間と同様に、キャリヤＣが整流デューティｄｒｅｃ以上の値を採るときにスイッチＳｒｅｃが導通すると設定する。しかし受納期間においては上述の通り、放電デューティｄｃは零であり、式（４）からｄｒｅｃ＋ｄｚ＝１が成立する。よって授与期間とは異なり、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｚは排他的に導通／非導通することになる。

　このようにデューティｄｒｅｃに基づいた指令値をキャリヤＣと比較することにより、キャリヤＣの一周期ｔｓにおいてスイッチＳｒｅｃ，Ｓｚをそれぞれ等価的に導通させる期間ｔｒｅｃ，ｔｚが設定される。

　受納期間においてもインバータ５の動作は期間ｔｒｅｃにおいて指令値ｄｒｅｃ・Ｖｕ＊，ｄｒｅｃ・Ｖｖ＊，ｄｒｅｃ・Ｖｗ＊とキャリヤＣの値との比較により、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの動作が決定され、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０がこの順で採用される。

　またｄｃ＝０が成立するので、指令値ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｕ＊），ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｖ＊），ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｗ＊）はいずれも１となり、期間ｔｚにおいてはインバータ５は零電圧ベクトルＶ０に基づいた動作をすることになる。

　またスイッチＳｌについては例えば次のように制御される。例えば不連続モードを採用する場合には、スイッチング周期Ｔとして一定値を採用することができるので、ここでは簡単のためにスイッチング周期ＴとしてキャリヤＣの周期ｔｓを採用する。そして、キャリヤＣがデューティｄｌ以下の値を採るときにスイッチＳｌが導通すると設定すれば、スイッチＳｌはデューティｄｌで導通することになる。デューティｄｌは式（１６）においてＴ＝ｔｓを採用して求めることができる。つまりスイッチＳｌが導通する期間ｔｌはデューティｄｌと周期ｔｓとの積で求められる。これは図３の期間ΔＴ１に相当する。

　なお、ここではスイッチＳｌがキャリヤＣに同期して、期間ｔｒｅｃにスイッチングする場合を例示しているが、期間ｔｚにおいて、または、期間ｔｚ，ｔｒｅｃの双方において、スイッチングしても良く、また、キャリヤＣ以外のキャリヤに基づいてスイッチングしても良い。

　Ｃ．入力振幅変調率の最大値の検討：
　ここでいう入力振幅変調率とは入力電圧Ｖｉｎの最大値（即ち振幅Ｖｍ）に対する仮想直流リンク（詳細は後述）電圧の比である。

　さて式（１），（４）から整流デューティｄｒｅｃは最大値として１を採り得ることが分かる。そして式（６），（１０）から位相角ωｔがπ／４（＝４５度）を採るとき、つまり受納期間と授与期間との境界において、整流デューティｄｒｅｃが最大値を採ることが分かる。よってＩｍ／Ｉｄｃの最大値は式（６），（１０）から√２を採ることが分かる。

　このときにインバータ５に入力する電力は、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃｍとインバータに入力する直流電流Ｉｄｃとの積Ｉｄｃ・Ｖｄｃｍであって一定値を採る。電力脈動は瞬時授受電力Ｐｂｕｆによって相殺されるので、単相交流電源１から入力される瞬時電力の直流分（Ｖｍ・Ｉｍ／２）が積Ｉｄｃ・Ｖｄｃｍと等しくなる。よって最大値Ｖｄｃｍの振幅Ｖｍに対する比、換言すれば入力振幅変調率の最大値は次式で示される。

　図７のグラフはかかるデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚの一例を示しており、入力振幅変調率が最大値を採るようにＩｍ／Ｉｄｃ＝√２が成立する場合を示している。記号Ｔ１，Ｔ２はそれぞれ授与期間及び受納期間を示している。授与期間Ｔ１においてはデューティｄｒｅｃ，ｄｃはそれぞれ式（６），（７）から、下式で表される。但し図７では簡単のため、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃを一定値として扱った。

　ここで、ダイオード整流器３が出力する整流電圧と整流デューティｄｒｅｃとの積を、平均電圧Ｖｒｅｃとして導入し、同様に、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃと放電デューティｄｃとの積を、平均電圧Ｖｃｃとして導入する。図８のグラフは入力振幅変調率が最大値１／√２を採るときの平均電圧Ｖｒｅｃ，Ｖｃｃを示すグラフである。ここで平均電圧Ｖｒｅｃ，Ｖｃｃは、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃのスイッチング周期（ここではキャリヤＣの周期）に対する平均値である。なお、詳細は後に述べるものの、上述の仮想直流リンク電圧Ｖｄｃはこの平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）である。

　授与期間Ｔ１において、整流電圧は、ダイオード整流器３に入力する電圧Ｖｍ・sin（ωｔ）で表される。よって下式が成立する。

　但し、図８のグラフでは、平均電圧を振幅Ｖｍで正規化した値を示している。この点は後に示す他の図においても同様である。図８及び式（２０）から、授与期間において平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）は振幅Ｖｍの√２倍に維持されることが分かる。

　受納期間Ｔ２ではｄｃ＝０が成立するのでＶｃｃ＝０が成立する。他方、入力振幅変調率が最大値を採るようにＩｍ／Ｉｄｃ＝√２とすると、整流デューティｄｒｅｃは式（１０）から下式で表される。

　よって、単相交流電圧Ｖｉｎ（＝Ｖｍ・sin（ωｔ））を整流した整流電圧｜Ｖｉｎ｜に、式（１０）で示される整流デューティｄｒｅｃを乗じることにより、受納期間においても平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）は振幅Ｖｍの１／√２倍に維持される。

　第１の実施の形態．
　特許文献１では、入力振幅変調率の最大値は１／√２である。本実施の形態では入力振幅変調率の更なる向上に資する制御方法について説明する。

　＜整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃの設定＞
　ここでは受納期間Ｔ２における整流デューティｄｒｅｃと授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃとに着目する。なお以下では、特に説明の無い限り、受納期間Ｔ２における放電デューティｄｃ、授与期間Ｔ１における整流デューティｄｒｅｃ、及び零デューティｄｚについは例えば上述の通りに設定される。

　まず受納期間Ｔ２の整流デューティｄｒｅｃについて説明する。ここでは受納期間Ｔ２における整流デューティｄｒｅｃを式（２１）の値（図７の受納期間Ｔ２における整流デューティｄｒｅｃ）よりも大きく設定する。

　かかる整流デューティｄｒｅｃの設定によって、受納期間Ｔ２における平均電圧Ｖｒｅｃ（＝ｄｒｅｃ・｜Ｖｉｎ｜）を増大させることができる。よって受納期間Ｔ２における平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）を向上することができる。

　なお図１を参照して、直流電源線ＬＨ，ＬＬに印加される直流電圧は、スイッチＳｃが導通するときに両端電圧ｖｃを採り、スイッチＳｃが導通しないときに整流電圧を採る。一方で、ここでは図２の等価回路を考慮しており、等価回路上の直流電圧は、スイッチＳｒｅｃが導通するときには、整流電圧｜Ｖｉｎ｜を採り、スイッチＳｃが導通するときには両端電圧ｖｃを採り、スイッチＳｚが導通するときには零となる。よって平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）は、この等価回路における直流電圧の平均値（以下、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃと呼ぶ）と把握することができる。以下では、平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）を仮想直流リンク電圧Ｖｄｃとも呼ぶ。またこの仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは、等価回路において電流源（即ちインバータ５と負荷６）に入力される直流電圧の平均値とも把握でき、また図１の実際の回路でいえば、インバータ５が出力できる電圧の最大値の平均として把握することもできる。

　例えば受納期間Ｔ２における整流デューティｄｒｅｃを図９のように図７で示された整流デューティｄｒｅｃよりも大きく設定すれば、図１０で示すように受納期間Ｔ２において平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）はＶｍ／√２よりも増大する。つまり、受納期間Ｔ２において平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）を図８で示すそれよりも向上することができる。ただし、図１０に示すように平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）は受納期間Ｔ２において一定値を採らずに変動する。

　このように仮想直流リンク電圧Ｖｄｃ（＝Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）が変動する場合、入力振幅変調率は、入力電圧Ｖｉｎの１周期における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値を振幅Ｖｍで除算した値と考えることができる。

　受納期間Ｔ２における整流デューティｄｒｅｃは例えば以下の式で設定することができる。

　ただし、ｘは０以上１未満である。図９，１０はｘとして０．５を採用した場合の一例を示している。

　整流デューティｄｒｅｃを式（２２）で設定すれば、整流デューティｄｒｅｃは受納期間Ｔ２において下に凸の波形を有し、受納期間Ｔ２の始期および終期の各々において１を採る（例えば図９）。よって整流デューティｄｒｅｃが変動する周期は受納期間Ｔ２よりも短くはない。

　整流デューティｄｒｅｃは式（２１）より大きく設定すればよいものの、式（２２）で設定することが望ましい。その理由は次の通りである。即ち、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは平均電圧Ｖｒｅｃ（＝ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃ），Ｖｃｃの和であるところ、平均電圧Ｖｒｅｃは整流デューティｄｒｅｃを因数として有する。よって整流デューティｄｒｅｃが細かく変動すればその高調波成分が仮想直流リンク電圧Ｖｄｃにも重畳する。しかるに式（２２）で設定された整流デューティｄｒｅｃは細かく脈動しないので、このような高調波成分を抑制できる。図１０の例示では、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは受納期間Ｔ２において上に凸となる波形を有し、その始期及び終期で最小値（Ｖｍ／√２）を採る。

　また入力電流Ｉｉｎ（＝ｄｒｅｃ・Ｉｄｃ＋ｄｃ・Ｉｄｃ＋ｉｌ）にも整流デューティｄｒｅｃが含まれるので、入力電流Ｉｉｎについても高調波成分を抑制できる。

　なお、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの向上という観点では、受納期間Ｔ２における整流デューティｄｒｅｃの上記設定と共に、或いはこれに替えて、授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃを次のように設定してもよい。即ち、授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃを式（１９）の値（図７の授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃ）よりも大きく設定する。

　かかる放電デューティｄｃの設定によって、授与期間Ｔ１における平均電圧Ｖｃｃ（＝ｄｃ・ｖｃ）を増大させることができる。よって授与期間Ｔ１における平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）を向上することができる。

　例えば授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃを図９のように図７で示された放電デューティｄｃよりも大きく設定すれば、図１０で示すように授与期間Ｔ１において平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）はＶｍ／√２よりも増大する。つまり、授与期間Ｔ１において平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）を図８で示すそれよりも向上することができる。これにより、入力振幅変調率を向上することができる。ただし図１０に示すように平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）は授与期間Ｔ１においても一定値を採らずに変動する。

　授与期間Ｔ１において放電デューティｄｃを増大させることは、整流デューティｄｒｅｃを増大させるよりも仮想直流リンク電圧Ｖｄｃを向上させやすい。なぜなら、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃはｄｒｅｃ・｜Ｖｉｎ｜＋ｄｃ・ｖｃで表されるところ、整流電圧｜Ｖｉｎ｜は授与期間Ｔ１では比較的小さい値を採る一方で、電圧ｖｃは昇圧回路４ｂによって整流電圧｜Ｖｉｎ｜よりも高くなるようにコンデンサＣ４が充電されるからである。

　授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃは例えば以下の式で設定することができる。なお図９，１０は、以下の式においてｘ＝０．５を採用し、ｖｃ／Ｖｍ＝２を採用したときの一例を示す。

　なお、式（２３）のｘは０以上１未満であるものの、式（２２）のｘと同じ値を採用する必要はない。

　図９，１０の例示では、受納期間Ｔ２において整流デューティｄｒｅｃを式（２２）で設定し、かつ授与期間Ｔ１において放電デューティｄｃを式（２３）で設定する。よって仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは授与期間Ｔ１及び受納期間Ｔ２の両方で脈動する。よって仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは入力電圧Ｖｉｎの周期の４分の１の周期で脈動することとなる。

　図１０の仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値（入力電圧Ｖｉｎの１周期における平均値）を算出すると、当該平均値は振幅Ｖｍの約０．８倍となる。よってこのとき入力振幅変調率は約０．８である。よって入力振幅変調率が１／√２である場合に比して、入力振幅変調率を約１４％向上することができる。

　また放電デューティｄｃは式（１９）よりも大きく設定すればよいものの、式（２３）で設定すれば、放電デューティｄｃは授与期間Ｔ１において上に凸の波形を有し、その始期および終期の各々において０を採る（例えば図９）。このような放電デューティｄｃは細かく変動しない。

　仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは平均電圧Ｖｒｅｃ，Ｖｃｃ（＝ｄｃ・ｖｃ）の和であるところ、平均電圧Ｖｃｃは放電デューティｄｃを因数として有する。よって放電デューティｄｃが細かく変動すればその高調波成分が仮想直流リンク電圧Ｖｄｃにも重畳する。しかるに式（２３）で設定された放電デューティｄｃは細かく脈動しないので、このような高調波成分を抑制できる。同様に、入力電流Ｉｉｎにも放電デューティｄｃを含むので、入力電流Ｉｉｎについても高調波成分を抑制できる。

　しかも、整流デューティｄｒｅｃとして式（２２）を採用し、且つ放電デューティｄｃとして式（２３）を採用し、ｘとして同じ値を採用することで、理論的には、授与期間Ｔ１における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値を、受納期間Ｔ２における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値と等しくできる。以下に各期間Ｔ１，Ｔ２における当該最大値を導出する。

　受納期間Ｔ２における放電デューティｄｃは零であるので平均電圧Ｖｃｃは零である。よって仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは、式（２２）の整流デューティｄｒｅｃと、Ｖｍ・｜sin（ωt）｜との積（＝平均電圧Ｖｒｅｃ）であり、図１０に示すように位相角ωｔが９０度のときに最大値を採る。したがって受納期間Ｔ２における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃｍａｘ２は下式で示される。

　授与期間Ｔ１における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは、式（２０）の平均電圧Ｖｒｅｃと、式（２３）の放電デューティｄｃ及び電圧ｖｃの積（＝平均電圧Ｖｃｃ）との和である。図１０から理解できるように、授与期間Ｔ１における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは位相角ωｔが１８０度のとき最大値を採る。したがって、授与期間Ｔ１における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃｍａｘ１は下式で示される。

　式（２４）（２５）から理解できるように、最大値Ｖｄｃｍａｘ１，Ｖｄｃｍａｘ２は互いに等しい。これによって、授与期間Ｔ１及び受納期間Ｔ２における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動を互いに同程度にすることができる。

　言い換えれば、授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃは次のように設定されるとも把握できる。即ち、整流デューティｄｒｅｃによって生じる仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動の最大値と、放電デューティｄｃによって生じる仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動の最大値とが互いに等しくなるように、授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃが式（１９）の右辺に係数（＞１、例えば（√２－ｘ・√２＋ｘ））を乗算した値に設定される。

　＜コンデンサＣ４の充電電流ｉｃｃと放電電流ｉｃｄ＞
　授与期間Ｔ１においてバッファ回路４ａが授与する電力はコンデンサＣ４の電圧ｖｃとコンデンサＣ４の放電電流ｉｃｄとの積ｖｃ・ｉｃｄで表される。特許文献１では、この電力が式（１）の第２式の第２項と等しくなるように設定される。よって特許文献１において放電電流ｉｃｄは下式で示される。

　一方で本実施の形態では、放電デューティｄｃが式（１９）よりも大きく設定される。したがって本実施の形態において放電電流ｉｃｄは式（２６）よりも増大する。例えば放電デューティｄｃとして式（２３）を採用した場合、放電デューティｄｃは式（１９）の右辺の（√２－ｘ・√２＋ｘ）倍となるので、放電電流ｉｃｄも同じく式（２６）の右辺の（√２－ｘ・√２＋ｘ）倍となる。よって放電電流ｉｃｄは以下の式で表される。

　ここでは授与期間Ｔ１における放電電流ｉｃｄの増大に応じて受納期間Ｔ２における充電電流ｉｃｃ（コンデンサＣ４を充電する電流）を増大させることを企図する。スイッチＳｌが非導通であるときにリアクトルＬ４を流れる電流ｉｌは充電電流ｉｃｃと等しいので、充電電流ｉｃｃを増大させるべく、受納期間Ｔ２における電流ｉｌを増大させる。より詳細には、受納期間Ｔ２における電流ｉｌを式（１１）よりも大きく設定する。これによって、授与期間Ｔ１における放電電流ｉｃｄと、受納期間Ｔ２における充電電流ｉｃｃの差を低減することができる。

　例えば授与期間Ｔ１における放電電流ｉｃｄの積分値が受納期間Ｔ２における充電電流ｉｃｃの積分値よりも大きい場合、長期的に（入力電圧Ｖｉｎの周期よりも長い期間で）見れば、コンデンサＣ４の電圧ｖｃは低減する。

　本実施の形態では電流ｉｌを式（１１）よりも大きく設定することで、これらの積分値の差を低減することができるので、電圧ｖｃが長期的に低減することを抑制できる。

　また放電デューティｄｃとして式（２３）を採用する場合には、電流ｉｌとして以下の式を採用することが望ましい。

　つまり電流ｉｌを式（１１）の右辺に係数として（√２－ｘ・√２＋ｘ）を乗算した値に設定することが望ましい。言い換えれば、電流ｉｌが式（２８）を満たすように昇圧回路４ｂのスイッチＳｌを制御する。このような状況は、式（２８）を式（１６）に代入して得られる昇圧デューティｄｌを採用してスイッチＳｌを制御することで実現できる。これによって、充電電流ｉｃｃと放電電流ｉｃｄとを互いに等しくすることができる。以下に詳細に説明する。

　昇圧回路４ｂは昇圧チョッパ回路であり、昇圧チョッパ回路においては一般的に以下の式が成立する。

　ここで、Ｅ１は昇圧チョッパ回路の入力電圧であり、Ｅ２は昇圧チョッパ回路の出力電圧であり、ｄｃｃは昇圧チョッパ回路のダイオードが導通するデューティである。この式（２９）を本実施の形態に適用すると、以下の式が成立する。

　コンデンサＣ４の充電電流ｉｃｃは電流ｉｌ（式（２８））とデューティｄｃ（式（３０））との積で表されるので、充電電流ｉｃｃは以下の式で示される。

　式（２７）と式（３１）との比較から理解できるように、理論的には充電電流ｉｃｃと放電電流ｉｃｄとを互いに等しくすることができる。この場合、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃを長期的に安定化することができ、本直接形電力変換装置を安定して運転することができる。

　＜入力振幅変調率の最大＞
　式（２２）においてｘ＝０を採用すれば、整流デューティｄｒｅｃは最大値１を受納期間Ｔ２において維持する。このとき受納期間Ｔ２における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは最も高まる。同様に式（２３）においてｘ＝０を採用すれば、授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃは下式で設定される。

　つまり、授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃは式（１９）の右辺に係数として√２を乗算した値に設定される。

　図１１は、受納期間Ｔ２において整流デューティｄｒｅｃが１に設定され、授与期間Ｔ１において放電デューティｄｃが式（３２）で設定される場合の、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを示し、図１２はそのときの平均電圧Ｖｒｅｃ，Ｖｃｃ、平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）の一例を示す。なお図１２においては出力振幅変調率Ｄと等価直流電圧Ｖｄｃ’と直流電流Ｉｄｃとが示されているものの、これらについては後に述べる。

　受納期間Ｔ２において整流デューティｄｒｅｃは１に設定され、放電デューティｄｃは０に設定される。よってこの期間における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃ（＝ｄｒｅｃ・｜Ｖｉｎ｜＋ｄｃ・ｖｃ）は入力電圧Ｖｉｎの絶対値と等しい。したがって受納期間Ｔ２における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは以下の式（３３）で示される。

　一方、授与期間Ｔ１において整流デューティｄｒｅｃは従来と同じく例えば式（１８）で設定され、放電デューティｄｃは式（３２）で設定される。よって授与期間Ｔ１における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃ（＝ｄｒｅｃ・｜Ｖｉｎ｜＋ｄｃ・ｖｃ）は以下の式（３４）で示される。

　式（３３），（３４）に基づいて、入力電圧Ｖｉｎの１周期における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値を算出すると、当該平均値は振幅Ｖｍの約０．９倍となる。よって、入力振幅変調率は約０．９である。よって入力振幅変調率が１／√２である場合に比して、入力振幅変調率を約２９％向上することができる。

　またこのとき仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは、振幅Ｖｍと同じ振幅の二相交流電圧を全波整流して得られる二相整流波形と同程度の波形を有する（図１２）。より詳細には、受納期間Ｔ２において仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは式（３３）で表されるので、この期間において二相整流波形（Ｖｍ・｜sin（ωｔ）｜）と一致する。一方で授与期間Ｔ１における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは式（３４）で示され、厳密には、この期間の二相整流波形（Ｖｍ・｜cos（ωｔ）｜）と相違する。しかるに、仮想直流リンク電圧ＶｄｃはほぼＶｍ・｜cos（ωｔ）｜に沿って変動し、授与期間Ｔ１における二相整流波形の積分値と授与期間Ｔ１における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの積分値との誤差は１％よりも小さい。よって、このとき仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは二相整流波形と等価と見なすことができる。

　＜脈動補正＞
　本実施の形態のように仮想直流リンク電圧Ｖｄｃが脈動すれば、この脈動成分がインバータ５の出力電圧にも重畳しえる。そこで、出力振幅変調率Ｄを適宜に設定することで出力電圧の振幅の脈動を低減することを企図する。ここでいう出力振幅変調率Ｄとは仮想直流リンク電圧Ｖｄｃに対する等価直流電圧Ｖｄｃ’の比であり、等価直流電圧Ｖｄｃ’とは図１に例示する三相交流負荷（誘導性負荷６）を等価的に直流負荷と見なしたときの、当該直流負荷に出力される直流電圧である。よって等価直流電圧Ｖｄｃ’はインバータ５の出力電圧の振幅に相当する。

　出力振幅変調率Ｄは上述のように定義されるので、以下の式が成立する。

　なおインバータ５は出力振幅変調率Ｄに基づいて制御される。例えば相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に出力振幅変調率Ｄが乗算され、乗算後の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいてインバータ５の制御を行う。かかる制御は図５，６の説明と同様であるので繰り返しの説明を避ける。

　そして出力振幅変調率Ｄを仮想直流リンク電圧Ｖｄｃに基づいて次のように設定する。即ち、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃが脈動により増大するときほど出力振幅変調率Ｄが小さくなるように、出力振幅変調率Ｄを設定する。式（３５）から理解できるように、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃが増大するときに出力振幅変調率Ｄが低減することで、等価直流電圧Ｖｄｃ’の変動を低減することができる。

　一例として図１１のように整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃおよび零デューティｄｚが設定された場合を考慮する。この場合、例えば出力振幅変調率Ｄを受納期間Ｔ２において以下の式（３６）で設定し、授与期間Ｔ１において以下の式（３７）で設定する（図１２）。

　つまり出力振幅変調率Ｄを、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの逆数を振幅Ｖｍで規格化した値に設定する。ただし仮想直流リンク電圧Ｖｄｃが受納期間Ｔ２において二相整流波形と等価であるので、ここでは出力振幅変調率Ｄを、二相整流波形の逆数を振幅Ｖｍで規格化した値に設定している。これにより、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分が出力振幅変調率Ｄの変動成分とほぼキャンセルされる。よって等価直流電圧Ｖｄｃ’をほぼ一定にすることができる。言い換えれば、インバータ５の出力電圧の振幅をほぼ一定にすることができる。

　なお上述のように仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは、厳密に言えば、授与期間Ｔ１において二相整流波形の脈動成分cos（ωｔ）と相違する。よって、図１２では等価直流電圧Ｖｄｃ’が授与期間Ｔ１において若干変動している。

　式（３３），（３６）を式（３５）に代入すると、受納期間Ｔ２における等価直流電圧Ｖｄｃ’はＶｍ／√２で表される。授与期間Ｔ１においてもほぼ同様に考えることができるので、授与期間Ｔ１における等価直流電圧Ｖｄｃ’も振幅Ｖｍのほぼ１／√２倍である。ここで、振幅Ｖｍに対する等価直流電圧Ｖｄｃ’の平均値（入力電圧Ｖｉｎの１周期についての平均値）を電圧利用率と呼ぶ。よってこのとき電圧利用率は約１／√２（＝約０．７）である。

　＜過変調運転＞
　図１３の例示でも、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを図１１のように設定する。ただし、図１３の例示では、出力振幅変調率Ｄを図１２の出力振幅変調率Ｄよりも高く設定する。より詳細には出力振幅変調率Ｄを、受納期間Ｔ２において以下の式（３８）で設定し、授与期間Ｔ１において以下の式（３９）で設定する。

　かかる出力振幅変調率Ｄは図１２の出力振幅変調率Ｄと同じく、授与期間Ｔ１と受納期間Ｔ２との境界で１を採る。よって等価直流電圧Ｖｄｃ’は図１２の等価直流電圧Ｖｄｃ’と同じく、授与期間Ｔ１と受納期間Ｔ２の境界でＶｍ／√２を採る。一方で、出力振幅変調率Ｄは各期間Ｔ１，Ｔ２において下に凸の波形を有するものの、その変動幅（振幅）が図１２の出力振幅変調率Ｄの半分となる。これにより、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分の半分が等価直流電圧Ｖｄｃ’に重畳されるので、等価直流電圧Ｖｄｃ’は各期間Ｔ１，Ｔ２において上に凸の波形を有する。

　したがって、等価直流電圧Ｖｄｃ’を図１２の等価直流電圧Ｖｄｃ’（≒Ｖｍ／√２）よりも向上することができる。

　図１３では、入力電圧Ｖｉｎの１周期に対する等価直流電圧Ｖｄｃ’の平均値は振幅Ｖｍの約０．８倍である。よって電圧利用率は０．８となる。よって電圧利用率が１／√２である場合に比して、電圧利用率を約１４％向上できる。

　なお出力振幅変調率Ｄは次のように設定されてもよい。即ち出力振幅変調率Ｄは受納期間Ｔ２において以下の式（４０）で設定され、授与期間Ｔ１において以下の式（４１）で設定されてもよい。

　ただし、ｙは０以上１以下である。ｙとして大きい値を採用するほど、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動が等価直流電圧Ｖｄｃ’に重畳される程度を低減することができる。言い換えれば、ｙとして小さい値を採用するほど、等価直流電圧Ｖｄｃ’の平均値を増大することができ、電圧利用率を向上できる。

　図１４の例示でも、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを図１１のように設定する。ただし、図１４の例示では、出力振幅変調率Ｄを仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動に依らずに出力振幅変調率Ｄを１に維持する。言い換えれば、式（４０），（４１）においてｙ＝０を採用する。

　かかる出力振幅変調率Ｄを採用すれば、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分がそのまま等価直流電圧Ｖｄｃ’に重畳される。よって図１４において等価直流電圧Ｖｄｃ’と平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）とが互いに一致する。

　このとき等価直流電圧Ｖｄｃ’の平均値は振幅Ｖｍの約０．９倍であり、電圧利用率は約０．９となる。よって電圧利用率が１／√２である場合に比べて、電圧利用率を約２９％向上できる。

　以上のように、出力振幅変調率Ｄの設定のみによって電圧利用率を１／√２よりも向上することができる。これは、受納期間Ｔ２における整流デューティｄｒｅｃ及び／又は授与期間Ｔ１における放電デューティｄｃの上記設定により、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃを向上することができるからである。つまり、入力振幅変調率（Ｖｄｃ／Ｖｍ）が１／√２であれば、出力振幅変調率Ｄを最大値１に設定したとしても、電圧利用率は１／√２であるのに対して、本実施の形態では入力振幅変調率を１／√２よりも高くできるので、出力振幅変調率Ｄの設定のみにより、電圧利用率を向上することができるのである。

　本実施の形態では、電圧利用率が１／√２を下回るときの運転を通常変調運転と呼び、超えるときの運転を過変調運転と呼ぶ。本実施の形態では仮想直流リンク電圧Ｖｄｃを向上することができるので、インバータ５側の制御、即ち出力振幅変調率Ｄの設定のみにより、通常変調運転と過変調運転とを切り替えることができる。

　＜入力電流が高調波規制を満足することの説明＞
　次に入力電流Ｉｉｎについて考慮する。図１２から図１４の各々では、図１１のようにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚが設定される。つまり、式（２２），（２３）においてｘ＝０が採用されていることになる。よって受納期間Ｔ２における電流ｉｌについても式（２８）においてｘ＝０を採用する。

　さらに直流電流Ｉｄｃも平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）に応じて脈動する。この直流電流Ｉｄｃ（以下、従来直流電流Ｉｄｃ’’とも呼ぶ）は、図７のデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを採用したときには、一定値（＝Ｉｍ／√２）となる（不図示）ところ、直流電流Ｉｄｃは従来直流電流Ｉｄｃ’’よりも低減する。よってこの相違量に応じて、電流ｉｌも低減させることが好ましい。ここでは、この相違量として次の比を採用する。即ち、従来直流電流Ｉｄｃ’’（＝Ｉｍ／√２）に対する、直流電流Ｉｄｃの１周期の平均値の比を採用する。そして、この比を算出すべく、まず、平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）の１周期の平均値を算出する。例えば図１２の例示では、この平均値は２√２／πである。ただし、この値は、√２・Ｖｍで規格化されている。この平均値を用いて電圧比を考慮すると、上記比は、電力Ｐｄｃ／（平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）の平均値）＝Ｉｄｃ’’／√２／（２√２／π）＝Ｉｄｃ’’・π／４で表される。

　したがって電流ｉｌは以下の式で設定される。

　インバータ５の入力側の電力と出力側の電力が等しいので、以下の式が成立する。

　ここでＩｄｃ’は、図１に例示する三相交流負荷（誘導性負荷６）を等価的に直流負荷と見なしたときの、当該直流負荷に出力される直流電流である。よって等価直流電流Ｉｄｃ’はインバータ５の出力電流の振幅に相当する。式（３５）を式（４３）に代入すれば、以下の式が導かれる。

　図１２の例示では出力振幅変調率Ｄが式（３６），（３７）で示される。このとき等価直流電圧Ｖｄｃ’はほぼ一定となる。誘導性負荷６が抵抗性負荷となるようにインバータ５を制御すれば、等価直流電流Ｉｄｃ’もほぼ一定となる。直流電流Ｉｄｃは式（４４）で表されるので、誘導性負荷６が抵抗性負荷となるようにインバータ５を制御すれば、図１２において直流電流Ｉｄｃは出力振幅変調率Ｄとほぼ一致する。なお図１２において直流電流Ｉｄｃは等価直流電流Ｉｄｃ’の最大値で規格化されて示されている。この点は後に参照する他の図及び他の電流でも同様である。

　図１５は図１２と同じ条件を採用した場合の電流ｉｒｅｃ１と放電電流ｉｃｄと充電電流ｉｃｃと電流ｉｒｅｃと電流ｉｌとを示している。

　電流ｉｒｅｃ１は直流電流Ｉｄｃと整流デューティｄｒｅｃとの積で表される。図１２では、図１１に示すように整流デューティｄｒｅｃは受納期間Ｔ２において１であるので、電流ｉｒｅｃ１は受納期間Ｔ２において直流電流Ｉｄｃと一致する。よって電流ｉｒｅｃ１は、出力振幅変調率Ｄと同様に、受納期間Ｔ２の始期及び終期において１を採り、受納期間Ｔ２において下に凸の波形を有する。

　電流ｉｌは受納期間Ｔ２において式（４２）で設定されるので、受納期間Ｔ２の始期及び終期において０を採り、受納期間Ｔ２において上に凸の波形を有する。電流ｉｌの振幅は電流ｉｒｅｃ１の振幅よりも大きいので、これらの和たる電流ｉｒｅｃも受納期間Ｔ２において上に凸の波形を有する。

　一方、授与期間Ｔ１において整流デューティｄｒｅｃは正弦波の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）に沿う（式（１８））。しかるに直流電流Ｉｄｃは出力振幅変調率Ｄと同様に脈動するので、これらの積たる電流ｉｒｅｃ１は授与期間Ｔ１において正弦波から歪む。授与期間Ｔ１においては電流ｉｌが零に設定されるので、電流ｉｒｅｃは電流ｉｒｅｃ１と等しい。よって電流ｉｒｅｃは授与期間Ｔ１において正弦波から歪む。

　よって電流ｉｒｅｃには歪みが生じ、ひいては入力電流Ｉｉｎにも歪みが生じる。これは直流電流Ｉｄｃが図１２に示すように脈動することに起因する。

　図１６は図１５と同じ条件を採用した場合の、ダイオード整流器３の入力側の電力Ｐｉｎと、インバータ５に供給される電力Ｐｄｃとが示されている。電力Ｐｉｎは図１２の平均電圧Ｖｒｅｃと図１５の電流ｉｒｅｃとの積であり、電力Ｐｄｃは図１２の平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）と図１５の直流電流Ｉｄｃとの積である。図１６から分かるように、電力Ｐｄｃはほぼ一定である。よって本制御によれば、電力Ｐｉｎの電力脈動をほぼ解消していることが分かる。

　図１７，１８では、図１３と同じ条件を採用している。図１３では、等価直流電圧Ｖｄｃ’が脈動するので、誘導性負荷６が抵抗性負荷となるようにインバータ５を制御すれば、等価直流電流Ｉｄｃ’も脈動する。一方で直流電流Ｉｄｃは、等価直流電流Ｉｄｃ’に対して図１３の出力振幅変調率Ｄで振幅変調されるので、ほぼ一定値を採る。この一定値はインバータ５の入力側の電力と出力側の電力とが等しいという関係から導くことができ、図１３ではπ／４である。

　授与期間Ｔ１においては、整流デューティｄｒｅｃが正弦波に沿い直流電流Ｉｄｃがほぼ一定値を採るので、電流ｉｒｅｃ（＝ｄｒｅｃ・Ｉｄｃ）は正弦波に沿う。

　一方、受納期間Ｔ２では整流デューティｄｒｅｃは１を維持する。よってこの期間において電流ｉｒｅｃ１（＝ｄｒｅｃ・Ｉｄｃ）は一定値を維持する。図１７の例示では、電流ｉｒｅｃ１は受納期間Ｔ２の始期および終期で図１５の電流ｉｒｅｃ１よりも低いものの、受納期間Ｔ２の中央で図１５の電流ｉｒｅｃ１よりも高くなる。

　図１７の電流ｉｌは図１５の電流ｉｌと同じであり、受納期間Ｔ２の中央で最大値を採る。よって図１７の電流ｉｒｅｃ（＝ｉｒｅｃ１＋ｉｌ）は図１５の電流ｉｒｅｃに比して、受納期間Ｔ２の始期および終期で低下し、その中央で増大する。つまり電流ｉｒｅｃは受納期間Ｔ２において正弦波から歪む。

　また図１８に示すように電力Ｐｄｃは脈動する。直流電流Ｉｄｃがほぼ一定値を維持するものの、平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）が脈動するからである。また電力Ｐｉｎの最大値は図１６よりも増大する。電流ｉｒｅｃ１が受納期間Ｔ２の中央で増大するからである。

　なお、例えば図１７に示すように、電流ｉｒｅｃ（＝｜Ｉｉｎ｜）の振幅が増大するので、入力電流Ｉｉｎの振幅も増大する。よって、上述の振幅Ｉｍの値は入力電流Ｉｉｎの振幅と一致しない。ここでは、Ｉｍは、入力電流Ｉｉｎの実効値に対して入力電流Ｉｉｎを正弦波に換算したときの波高値である。例えば、入力電流Ｉｉｎと同じ周期を有し、入力電流Ｉｉｎの二乗の時間平均値（１周期の平均値）と等しい値を実効値としてを有する正弦波を、当該正弦波と把握することができる。

　図１９，２０では、図１４と同じ条件を採用している。図１４では、出力振幅変調率Ｄは１であるので、等価直流電圧Ｖｄｃ’も仮想直流リンク電圧Ｖｄｃと同様に脈動する。よって誘導性負荷６が抵抗性負荷となるようにインバータ５を制御すれば、等価直流電流Ｉｄｃ’も同様に脈動する。よって直流電流Ｉｄｃも仮想直流リンク電圧Ｖｄｃと同様に脈動する。つまり直流電流Ｉｄｃは、授与期間Ｔ１において｜cos（ωｔ）｜に沿って脈動し、受納期間Ｔ２において｜sin（ωｔ）｜に沿って脈動する。直流電流Ｉｄｃの振幅はπ・π／８／√２である。

　整流デューティｄｒｅｃは受納期間Ｔ２において１を維持する。よって電流ｉｒｅｃ１は受納期間Ｔ２において直流電流Ｉｄｃと同様に脈動する。図１９の例示では、電流ｉｒｅｃ１は受納期間Ｔ２の中央で図１７の電流ｉｒｅｃ１よりも高く、受納期間Ｔ２の始期及び終期において図１７の電流ｉｒｅｃ１よりも低い。よって、電流ｉｒｅｃも受納期間Ｔ２の中央で図１７の電流ｉｒｅｃよりも高く、受納期間Ｔ２の始期及び終期で図１７の電流ｉｒｅｃよりも小さい。したがって、電流ｉｒｅｃは図１７の電流ｉｒｅｃに比してさらに歪む。

　一方、授与期間Ｔ１においては整流デューティｄｒｅｃが正弦波に比例するものの、直流電流Ｉｄｃが上述のように脈動するので電流ｉｒｅｃには歪みが生じる。

　以上のように電流ｉｒｅｃには更に歪みが生じ、ひいては入力電流Ｉｉｎにも更に歪みが生じる。これは直流電流Ｉｄｃが図１４に示すように脈動することに起因する。また図２０に示すように、電力Ｐｉｎの最大値は更に増大し、電力Ｐｄｃの脈動幅も増大する。

　以上のように、本制御方法によって仮想直流リンク電圧Ｖｄｃが脈動すれば入力電流Ｉｉｎには歪みが生じる。またこの歪みは等価直流電圧Ｖｄｃ’の脈動が大きいほど、言い換えれば出力振幅変調率Ｄが１に近いほど大きい。

　しかしながらいずれの入力電流Ｉｉｎであっても、ＩＥＣ６１０００－３－１２（１６Ａ／相超過、７５Ａ／相以下の機器を対象とした規制）で規定される高調波規制を満足し、また図１５，１７の入力電流ＩｉｎはＩＥＣ６１０００－３－２（Ａ）（１６Ａ／相以下の機器を対象とした規制）で規定される高調波規制を満足する。以下に説明する。

　図１５，１７，１９の電流ｉｒｅｃは入力電流Ｉｉｎの絶対値であり、入力電流Ｉｉｎは位相角が０度から１８０度の半周期で電流ｉｒｅｃと一致し、位相角１８０度から３６０度において電流ｉｒｅｃに－１を乗算したものと一致する。この入力電流Ｉｉｎのフーリエ係数を算出して、入力電流Ｉｉｎの高調波成分を算出する。

　なお電流ｉｒｅｃの波形から理解できるように入力電流Ｉｉｎは奇関数であり、直流成分を含まないので、偶数次の高調波成分については考慮しない。また入力電流Ｉｉｎを規定する整流デューティｄｒｅｃ、電流ｉｌ及び直流電流Ｉｄｃが決まっているので、周知の算出方法によりフーリエ係数を算出することができる。

　図２１は図１５に対応する入力電流Ｉｉｎの高調波成分の含有率と実効値とをそれぞれ示し、図２２は図１７に対応する入力電流Ｉｉｎの高調波成分の含有率と実効値とをそれぞれ示し、図２３は図１９に対応する入力電流Ｉｉｎの高調波成分の含有率と実効値とをそれぞれ示す。

　これらに示されるように、本制御方法によれば、ＩＥＣ６１０００－３－１２で規定される高調波規制を満足することができる。また図１５，１７の入力電流ＩｉｎはＩＥＣ６１０００－３－２（Ａ）で規定される高調波規制を満足することができる。

　なお、出力振幅変調率Ｄを式（４０）、（４１）で設定した場合、誘導性負荷６の高調波規制を満足するようにｙの値に上限値を設けても良い。例えばｙの値と上限値を比較する比較部と、ｙの値が上限値を超えたときにｙの値を上限値に制限する制限部とを設ければよい。またこの上限値は、ｙの値を変化させながら上述のように高調波成分を算出することで、或いは実験により、予め決定することができる。

　参考のために、図２４～図２６に、それぞれ図１２～１４の条件を採用した場合のシミュレーション結果を示す。図２４～図２６では、入力電流Ｉｉｎと電流ｉｌの瞬時値ｉｌｓと電力Ｐｉｎと電圧ｖｃと仮想直流リンク電圧Ｖｄｃと、その瞬時値Ｖｄｃｓと、インバータ５から出力される１相の線間電圧Ｖｕｖと、インバータ５から出力される線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとが示されている。

　＜理論的に二相全波波形を実現する方法＞
　図１２では、二相全波波形と等価な仮想直流リンク電圧Ｖｄｃを示した。ここでは、二相全波波形と理論的に一致する仮想直流リンク電圧を提示する。

　受納期間Ｔ２においては、図１１，１２を参照して説明したように、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚをそれぞれ１、零、零に設定する。これにより、受納期間Ｔ２における仮想直流リンク電圧Ｖｄｃを二相全波波形と一致させることができる。

　授与期間Ｔ１において入力電流Ｉｉｎを正弦波にするために、整流デューティｄｒｅｃを式（６）で設定する。また、授与期間Ｔ１において電力脈動を低減するために、放電デューティｄｃを式（７）で設定する。

　仮想直流リンク電圧Ｖｄｃは、平均電圧Ｖｒｅｃ（＝ｄｒｅｃ・｜Ｖｉｎ｜），Ｖｃｃ（＝ｄｃ・ｖｃ）で示されるので、式（６）（７）を考慮すると、次式で表される。

　式（４５）を変形すると、次式が導かれる。

　式（４６）を式（６）（７）に代入すると次式が導かれる。

　つまり、式（４７），（４８）でそれぞれ設定された整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃ、および、これらのデューティｄｒｅｃ，ｄｃと式（４）とで設定される零デューティｄｚを用いる。そして、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃを二相全波波形（Ｖｍ・cos（ωt））と一致させるには、式（４５）の右辺がＶｍ・cos（ωt）と一致すればよい。即ち、Ｉｄｃ＝Ｉｍ／（２・cos(ωｔ)）が成立すればよい。これにより、授与期間Ｔ１においても仮想直流リンク電圧Ｖｄｃを、二相全波波形に一致させることができる。

　図２７は、かかるデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを示しており、図２８は、かかるデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを用いたときの平均電圧Ｖｒｅｃ，Ｖｃｃおよび平均電圧の和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｃｃ）（即ち仮想直流リンク電圧Ｖｄｃ）を示している。

　またこのとき、インバータ５においては、図１２で説明した出力振幅変調率Ｄを用いて制御を行なう。これにより、等価直流電圧Ｖｄｃ’を一定にすることができ、また誘導性負荷６が抵抗性負荷となるようにインバータ５を制御することで、等価直流電流Ｉｄｃ’もほぼ一定となる。直流電流Ｉｄｃは式（４４）で表されるので、誘導性負荷６が抵抗性負荷となるようにインバータ５を制御すれば、図１２において直流電流Ｉｄｃは出力振幅変調率Ｄとほぼ一致し、Ｉｄｃ＝Ｉｍ／（２・cos(ωｔ)）を満たす直流電流Ｉｄｃが流れることとなる。

　図２９は、入力電流Ｉｉｎと放電電流ｉｃｄと電流ｉｒｅｃと電流ｉｌとを示している。図２９に示すように、このとき入力電流Ｉｉｎは正弦波に沿った形状を有する。図３０は、入力電力Ｐｉｎと電力Ｐｄｃと授受電力Ｐｂｕｆとを示している。図３０に示すように、電力Ｐｄｃを一定にすることができる。

　第２の実施の形態．
　第１の実施の形態では、一例として授与期間Ｔ１における放電デューティは式（３２）で設定され、授与期間Ｔ１における整流デューティｄｒｅｃは式（１８）で設定された（図１１参照）。このとき、授与期間Ｔ１における零デューティｄｚは式（４）から以下の式で表される。

　例えば振幅Ｖｍに対する電圧ｖｃの比（ｖｃ／Ｖｍ）が約１．１２３である場合の、整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃと零デューティｄｚとを図３１に示す。ただし、図３１では簡単のために電圧ｖｃは一定値として扱う。図３１の例示では、零デューティｄｚは授与期間Ｔ１の最初の所定期間と最後の所定期間において負の値を採る。

　式（４９）から理解できるように、比（ｖｃ／Ｖｍ）によっては、零デューティｄｚが負の値を採り得る。図１１，３１の零デューティｄｚの波形から理解できるように、授与期間Ｔ１の終期（例えば位相角ωｔが４５度）における零デューティｄｚの接線の傾斜が負であれば、零デューティｄｚは授与期間Ｔ１において常に正である。よって、位相角ωｔが４５度であるときの零デューティｄｚの傾斜を求めるべく、式（４９）を位相角ωｔ（以下の式ではθとも表記）で微分し、その結果に位相角ωｔ＝π／４を代入すると、以下の式が導かれる。

　∂／∂θ（ｄｚ）＝０を代入すると、ｖｃ／Ｖｍ＝２．０が導かれる。よって電圧ｖｃが入力電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍの２倍以上であれば、零デューティｄｚは授与期間Ｔ１において常に正であり、電圧ｖｃが振幅Ｖｍの２倍よりも小さいときには、零デューティｄｚは負の値を採る。或いは、図２７に示すように、整流デューティｄｒｅｃが図１２の整流デューティｄｒｅｃよりも高まることによって、零デューティｄｚが負の値を採ることもある。

　図３２のタイミングチャートは、零デューティｄｚが負であるタイミングでの直接形電力変換装置の動作を例示している。なお図３２のタイミングチャートは、図５のタイミングチャートと同様であるものの、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃはそれぞれ式（１８），（３２）で設定される。

　ここでは零デューティｄｚが負であるので、整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚとの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）は整流デューティｄｒｅｃよりも小さい。

　ここで従来の制御を採用した場合について説明する。まずスイッチＳｃを、キャリヤＣが値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）以上となる期間で導通させる。

　またキャリヤＣがｄｒｅｃ・Ｖｕ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・Ｖｖ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・Ｖｗ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。このような制御によって、キャリヤＣが値０～ｄｒｅｃを採る三角波の部分が相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊で内分される。

　またキャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｕ＊）以上のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｖ＊）以上のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｗ＊）以上のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。このような制御によって、キャリヤＣが値ｄｒｅｃ＋ｄｚ～１を採る三角波の部分が相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊で内分される。

　なおスイッチＳｌは例えば図５を参照した説明と同じように導通するものの、図３２では図示を省略している。

　このような制御によれば、図３２に例示するように、期間ｔｓにおいてスイッチング素子Ｓｕｐは導通し続ける。一方、ここでは相電圧指令値Ｖｗ＊として０を採用するので、スイッチング素子Ｓｗｐは期間ｔｓにおいて非導通を維持する。よって、図３２の例示では期間ｔｓにおいて零電圧ベクトルは出力されない。図３２では電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４がこの順で出力される。

　これは以下の理由による。従来の制御では、キャリヤＣが値０～ｄｒｅｃを採る三角波の部分をＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊で内分する。しかしながら、零デューティｄｚが負である場合は、キャリヤＣが値０～ｄｒｅｃを採る期間ｔｒｅｃ’の一部は、キャリヤＣが値ｄｒｅｃ＋ｄｚ～１を採る期間ｔｃの一部と重なる。このように重複した期間ｔｒｅｃ’，ｔｃを、それぞれ相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊で内分すると、各スイッチング素子Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの導通期間が適切に期間ｔｃ，ｔｒｅｃで内分されず、図３２の例示のように、例えばスイッチング素子Ｓｕｐが期間ｔｓにおいて導通し続けることになる。

　したがって、上述の制御では期間ｔｒｅｃにおいて従来の三角波と相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とを比較する制御することにならず、より大きい相電圧が出力される。これに伴って、ダイオード整流器３からインバータ５へと流れる電流ｉｒｅｃ１が増大し、電流ｉｒｅｃに歪みが発生する。ひいては入力電流Ｉｉｎに歪みが発生する。

　図３３は図３２に例示される状況に対応した、入力電流Ｉｉｎと、瞬時値Ｖｄｃｓと電圧ｖｃとデューティｄｒｅｃ，ｄｚ，ｄｃと、デューティｄｒｅｃ，ｄｚの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）と、キャリヤＣと比較される信号波たる値ｄｒｅｃ・Ｖｕ＊，（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｕ＊））との一例を示している。

　なお、ここでは電圧ｖｃが脈動する場合が例示されている。コンデンサＣ４は授与期間Ｔ１において放電するので電圧ｖｃはこの期間で低減し、コンデンサＣ４は受納期間Ｔ２において充電されるので電圧ｖｃはこの期間で増大する。よって電圧ｖｃは入力電圧Ｖｉｎの半周期を１周期として脈動する。

　図３３に例示するように、零デューティｄｚが負の値を採る期間において、値ｄｒｅｃ・Ｖｕ＊は値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｕ＊））以上になりえる。この期間では期間ｔｓにおいてスイッチング素子Ｓｕｐが導通し続けることになり、大きな相電圧が出力される。これに伴って入力電流Ｉｉｎに歪みが発生する。

　そこで、第２の実施の形態では、零デューティｄｚが負の値を採ることに起因する入力電流Ｉｉｎの歪みを抑制する。なお、零デューティｄｚが負の値を採る要因は上述の要因に限らない。換言すれば、第２の実施の形態において以下に述べる技術は、第１の実施の形態を前提としない技術である。

　さて、第２の実施の形態では、零デューティｄｚの正負を判定する。零デューティが正であるときには、従来と同様に直接形電力変換装置を制御する。つまり零デューティｄｚが零よりも大きいときには、(i)周期ｔｓと放電デューティｄｃとを乗算した期間ｔｃにおいて、スイッチＳｃを導通させ且つパルス幅が変調されたスイッチング信号をインバータ５へと与え、(ii)周期ｔｓと整流デューティｄｒｅｃとを乗算した期間ｔｒｅｃにおいてパルス幅が変調されたスイッチング信号をインバータ５に与え、(iii)周期ｔｓと零デューティｄｚとを乗算した期間ｔｚにおいて、インバータ５に零電圧ベクトルに基づいた動作を行わせる。

　より具体的な一例として、例えばキャリヤＣが値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）以上となる期間でスイッチＳｃを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｕ＊）以上のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｖ＊）以上のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｗ＊）以上のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。またキャリヤＣがｄｒｅｃ・Ｖｕ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・Ｖｖ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣがｄｒｅｃ・Ｖｗ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。

　一方、零デューティｄｚが負であるときには、期間ｔｒｅｃの導出を異ならせる。即ち従来の制御では期間ｔｒｅｃは周期ｔｓと整流デューティｄｒｅｃとを乗算した期間であるものの、ここでは期間ｔｒｅｃを整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）と周期ｔｓとを乗算した期間とする。そして、この期間ｔｒｅｃ（＝（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）・ｔｓ）においてパルス幅が変調されたスイッチング信号をインバータ５に与える。なお零デューティｄｚが負であるときには周期ｔｓと零デューティｄｚの積は負になるので、期間ｔｚは存在しないものとして把握する。

　纏めると、零デューティｄｚが負であるときには、(i)周期ｔｓと放電デューティｄｃとの積たる期間ｔｃにおいてスイッチＳｃを導通させ、且つ、パルス幅変調されたスイッチング信号をインバータ５に与え、(ii’)整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）と周期ｔｓとを乗算した期間ｔｒｅｃにおいて、期間ｔｒｅｃをキャリヤ周期としてパルス幅変調されたスイッチング信号をインバータ５に与える。

　より具体的には、例えば図３４に示すように、キャリヤＣが値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）・Ｖｕ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｕｐを導通させ、キャリヤＣが値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）・Ｖｖ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｖｐを導通させ、キャリヤＣが値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）・Ｖｗ＊以下のときにスイッチング素子Ｓｗｐを導通させる。つまり、整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚとの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）と相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との積を、キャリヤＣと比較することによってスイッチング信号を生成し、これをインバータ５に与える。

　これによって、期間ｔｒｅｃにおいて従来の三角波と相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とを比較させることができる。よって図３４の例示では、期間ｔｒｅｃにおいて電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０がこの順で適切に出力される。また期間ｔｃにおいても電圧ベクトルＶ０、Ｖ４，Ｖ６，Ｖ０がこの順で適切に出力される。

　図３５は入力電流Ｉｉｎと瞬時値Ｖｄｃｓと電圧ｖｃと仮想デューティｄｒｅｃ’とでデューティｄｚ，ｄｃと、デューティｄｒｅｃ，ｄｚの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）と、キャリヤＣの比較対象たる信号波との一例を示している。なお仮想デューティｄｒｅｃ’は零デューティｄｚが正の期間において整流デューティｄｒｅｃと等しく、零デューティｄｚが負の期間において和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）と等しい。よって仮想デューティｄｒｅｃ’は本制御による実質的な整流デューティと見なすことができる。またこの内容は、零デューティｄｚが負の値を採るときには、次のようにして整流デューティｄｒｅｃを補正する、とも説明できる。即ち、補正前の整流デューティｄｒｅｃに零デューティｄｚを加算することで、整流デューティｄｒｅｃを補正する。

　図３５によれば、零デューティｄｚが負となる期間においても、キャリヤＣと比較される信号波たる値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）・Ｖｕ＊が値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｕ＊））を超えることがない。これによって期間ｔｃ，ｔｒｅｃの各々において適切な相電圧が出力される。よって入力電流Ｉｉｎのゆがみを抑制することができる。

　また入力電流のゼロクロス付近で補正が行われるので、高調波電流（ゆがみの周波数よりも周波数の高い高調波成分）への影響は小さい。

　＜制御装置＞
　図３６は制御部１０のうち、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎにそれぞれ与えるスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを生成する部分の概念的な構成の一例を示す。制御部１０は極性判定部１１と、選択部１２と、スイッチング信号生成部１３とを備えている。極性判定部１１は零デューティｄｚを入力し、零デューティｄｚの正負を判定する。そしてその判定結果を選択部１２に出力する。選択部１２は零デューティｄｚが正であるときに整流デューティｄｒｅｃを出力し、零デューティｄｚが負であるときに整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚとの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）を出力する。なお零デューティｄｚが零であるときには整流デューティｄｒｅｃと和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）とのいずれを出力してもよい。

　選択部１２の出力Ａは乗算部３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに入力される。乗算部３１ｕ，３１ｖ，３１ｗはそれぞれ相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と出力Ａとを乗算してその結果を比較部３５ｕ，３５ｖ，３５ｗにそれぞれ出力する。よって比較部３５ｕ，３５ｖ，３５ｗには、それぞれ値Ａ・Ｖｕ＊，Ａ・Ｖｖ＊，Ａ・Ｖｗ＊が入力される。

　比較部３５ｕ，３５ｖ，３５ｗはキャリヤ生成部４１からキャリヤＣを入力する。比較部３５ｕ，３５ｖ，３５ｗはそれぞれＡ・Ｖｕ＊，Ａ・Ｖｖ＊，Ａ・Ｖｗ＊とキャリヤＣとを比較する。例えば比較部３５ｕは値Ａ・Ｖｕ＊がキャリヤＣ以下であるときに活性した信号を出力する。比較部３５ｖ，３５ｗも同様である。

　相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は減算部３２ｕ，３２ｖ，３２ｗにも入力される。減算部３２ｕ，３２ｖ，３２ｗは１からそれぞれ相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を減算してその結果を乗算部３３ｕ，３３ｖ，３３ｗに出力する。

　乗算部３３ｕ，３３ｖ，３３ｗはそれぞれ乗算部３３ｕ，３３ｖ，３３ｗの出力に放電デューティｄｃを乗算して、その結果をそれぞれ加算部３４ｕ，３４ｖ，３４ｗに出力する。

　加算部３４ｕ，３４ｖ，３４ｗはそれぞれ乗算部３３ｕ，３３ｖ，３３ｗの出力に和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）を加算してその結果をそれぞれ比較部３６ｕ，３６ｖ，３６ｗに出力する。よって比較部３６ｕ，３６ｖ，３６ｗには、それぞれ値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｕ＊）），（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｖ＊）），（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｗ＊））が入力される。

　比較部３６ｕ，３６ｖ，３６ｗはキャリヤ生成部４１からキャリヤＣを入力する。比較部３６ｕ，３６ｖ，３６ｗはそれぞれ値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｕ＊）），（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｖ＊）），（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｗ＊））とキャリヤＣとを比較してその結果を出力する。例えば比較部３６ｕは値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１－Ｖｕ＊））がキャリヤＣ以上であるときに活性した信号を出力する。比較部３６ｖ，３６ｗも同様である。

　比較部３５ｕ，３６ｕの比較結果、比較部３５ｖ，３６ｖの比較結果及び比較部３５ｗ，３６ｗの比較結果はそれぞれＯＲ部３７ｕ，３７ｖ，３７ｗに入力される。ＯＲ部３７ｕ，３７ｖ，３７ｗはそれぞれ入力の論理和を出力する。

　ＯＲ部３７ｕ，３７ｖ，３７ｗの出力はそれぞれバッファ３９ｕ，３９ｖ，３９ｗを介してスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐとして出力される。

　またＯＲ部３７ｕ，３７ｖ，３７ｗの出力はＮＯＴ部３８ｕ，３８ｖ，３８ｗに入力される。ＮＯＴ部３８ｕ，３８ｖ，３８ｗは入力の否定を出力する。その出力は、それぞれバッファ４０ｕ，４０ｖ，４０ｗを介してスイッチング信号ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎとして出力される。

　第３の実施の形態．
　第３の実施の形態においては、昇圧回路４ｂのスイッチＳｌの制御方法について詳述する。第１の実施の形態では、例えば不連続モードによりスイッチＳｌを制御する。不連続モードでは、リアクトルＬ４に流れる電流ｉｌの瞬時値ｉｌｓが零に至る以後に、スイッチＳｌを非導通から導通へと切り替える（図３も参照）。よってスイッチＳｌのスイッチング損失およびダイオードＤ４のリカバリー損失を抑制できる。

　第３の実施の形態では、昇圧回路４ｂのスイッチＳｌを、臨界モードと不連続モードとを適宜に切り替えて制御する。臨界モードとはリアクトルＬ４を流れる電流ｉｌｓが零に至った時点でスイッチＳｌを非導通から導通へと切り替える制御である。

　なお第３の実施の形態においても電流ｉｌは例えば式（１１）で設定される。或いは電流ｉｌは式（１１）よりも大きく設定され、例えば式（２８）で設定される。スイッチＳｌは電流ｉｌが設定されたとおりになるように制御される。

　＜不連続モード＞
　不連続モードにおけるスイッチＳｌの制御については既に述べているので詳細な説明は省略するものの、リアクトルＬ４に流れる電流ｉｌｓ（瞬時値）が零に至る以後にスイッチＳｌを非導通から導通へと切り替える（ターンオンさせる）。このとき昇圧デューティｄｌは式（１６）で設定される。

　＜臨界モード＞
　臨界モードでは、リアクトルＬ４に流れる電流ｉｌｓが零に至るときにスイッチＳｌを非導通から導通へと切り替える。よって図３も参照して、式（１２），（１３）においてＴ＝ΔＴ１＋ΔＴ２が成立する。このときスイッチＳｌのスイッチング周期Ｔの積分値はＩｐ・Ｔ／２で表され、これをスイッチング周期Ｔで除算することで電流ｉｌを求めることができる。よって電流ｉｌは次式で表される。

　ピーク値Ｉｐはｔ＝ΔＴ１が成立するときの電流ｉｌｓであるので、式（１２）にｔ＝ΔＴ１を代入することで求まり、これをΔＴ１について変形し、さらに式（５１）を代入すると以下の式が求まる。

　電流ｉｌは上述のように設定されるので、式（５２）から臨界モードにおけるスイッチＳｌの導通期間ΔＴ１が求まる。

　＜モードの選択＞
　ここでは臨界モードと不連続モードとを切り替える条件について述べる。スイッチＳｌのスイッチング損失およびダイオードＤ４０のリカバリー損失という観点では、電流ｉｌｓが零となる状態でスイッチＳｌを導通に切り替えることが望ましく、その観点では不連続モードを採用することが望ましい。より確実に電流ｉｌｓが零の状態で第２スイッチを導通に切り替えることができるからである。

　一方で、リアクトルＬ４に流れる電流ｉｌｓのピーク値Ｉｐは小さいことが望ましい。なぜなら、リアクトルＬ４の電流容量を低減することができ、低コスト化および小型化に資するからである。

　さて不連続モードでは電流ｉｌｓが零となる期間が存在するのに対して、臨界モードでは理想的には電流ｉｌｓが零となる期間は存在しない。よってスイッチング周期Ｔにおける平均値（電流ｉｌ）が同じ値であれば、その周期Ｔでのピーク値Ｉｐは連続モードよりも不連続モードの方が大きい。以下、シミュレーションにより不連続モードにおけるピーク値Ｉｐについて考察する。

　例えば図３７には不連続モードで昇圧回路４ｂを制御した場合の、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧の瞬時値ＶｄｃｓとコンデンサＣ４の両端電圧ｖｃと電流指令ｉｌ*と昇圧デューティｄｌとリアクトルＬ４に流れる電流ｉｌｓとが示されている。なおここでいう電流指令ｉｌ*はリアクトルＬ４を流れる電流の平均値（電流ｉｌ）についての指令であって、電流ｉｌはこれと等しいと見なすことができる。

　図３７は、スイッチング周期Ｔ（キャリヤの周期ｔｓ）を１／５９００［ｓｅｃ］とし、振幅Ｖｍを√２×２３０［Ｖ］とし、振幅Ｉｍを√２×１６［Ａ］とし、インダクタンスＬｍを１７２［μＨ］とし、電圧ｖｃを３５０［Ｖ］としたときの、シミュレーション結果である。

　授与期間Ｔ１においては放電デューティｄｃ（＞０）に基づいてスイッチＳｃがオン／オフを繰り返す。よって図３７に示すように、スイッチＳｃが導通するときには瞬時値ＶｄｃｓはコンデンサＣ４の電圧ｖｄを採り、スイッチＳｃが非導通するときには瞬時値Ｖｄｃｓはダイオード整流器３による整流電圧｜Ｖｉｎ｜を採る。受納期間Ｔ２ではスイッチＳｃは非導通するので、瞬時値Ｖｄｃｓは常に整流電圧｜Ｖｉｎ｜（グラフ省略）を採る。

　電流指令ｉｌ*は授与期間Ｔ１において零を採り、受納期間Ｔ２において例えば式（１１）又は式（２８）に基づく波形を有する。図３７では式（１１）に基づく場合が例示されている。

　昇圧デューティｄｌは授与期間Ｔ１において零を採り、受納期間Ｔ２において式（１６）に基づく波形を有する（ただし、式（１６）において電流ｉｌを電流指令ｉｌ*と見なす）。図３７に例示するように、昇圧デューティｄｌは受納期間Ｔ２の中央から遠ざかるにしたがって増大し、一旦極大値を採った後、低減して受納期間Ｔ２の始期及び終期において零に至る。この昇圧デューティｄｌを採用することで、電流ｉｌを電流指令ｉｌ*と略一致させることができる。このとき、昇圧デューティｄｌに基づいてスイッチＳｌがオン／オフを繰り返し、かつ不連続モードが採用されるので、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌｓ（瞬時値）は図３７に示すように断続的に流れる。図３８には、図３７の電流ｉｌｓについてのピーク値Ｉｐが黒塗りの菱形で示されている。当該ピーク値Ｉｐは導通期間ΔＴ１が長いほど大きいので、ピーク値Ｉｐは昇圧デューティｄｌ（＝ΔＴ１／Ｔ）と同様の波形となる。

　一方、臨界モードでは式（５１）よりピーク値Ｉｐは電流指令ｉｌ*の２倍である。このピーク値Ｉｐは図３８の黒塗りの三角で示される。なお図３８においては電流指令ｉｌ*が実線で示されている。図３８の例示では、不連続モードにおけるピーク値Ｉｐの最大値ｉｌｍ１は、臨界モードにおけるピーク値Ｉｐの最大値ｉｌｍ２の約１．２倍程度となる。

　なおここでは、不連続モードにおける最大値ｉｌｍ１が最も小さくなるようにインダクタンスＬｍが設定された場合の結果が例示されている。インダクタンスＬｍの設定方法については後に詳述する。よって実際には不連続モードにおける最大値ｉｌｍ１は臨界モードにおける最大値ｉｌｍ２の約１．２倍以上となる。

　また上述の例では簡単のために電圧ｖｃが一定値を採る場合について説明したが、図３９のように電圧ｖｃが脈動するについても考慮する。図３および式（１３）から理解できるように、電圧ｖｃが小さいほど、スイッチＳｃがオフしているときの電流ｉｌｓの傾斜が小さい。よって導通期間ΔＴ１が同じであれば電圧ｖｃが低減するほど、電流ｉｌは増大する。逆に、電圧ｖｃが低減しても電流ｉｌが増大しないようにするには、電圧ｖｃが小さいほど導通期間ΔＴ１を小さくする必要がある。したがって昇圧デューティｄｌには電圧ｖｃの脈動が重畳されることになり、ひいてはピーク値Ｉｐにも電圧ｖｃの脈動が重畳される（図４０の黒塗りの四角）。

　したがって、電圧ｖｃが脈動すれば、不連続モードにおける最大値ｉｌｍ１は更に増大する。一方、臨界モードではピーク値Ｉｐは電圧ｖｃには依存しない（式（５１））ので、電圧ｖｃが脈動してもピーク値Ｉｐは図３８と同じである。

　以上のように、不連続モードにおける最大値ｉｌｍ１は臨界モードにおける最大値ｉｌｍ２よりも大きい。

　そこで本実施の形態では、図４１に例示するように、インバータ５の負荷が所定値よりも小さい場合には、不連続モードを採用し、インバータ５の負荷が所定値よりも大きい場合には臨界モードを採用する。なお図４１においては不連続モードにおける最大値ｉｌｍ１が模式的に破線で示され、臨界モードにおける最大値ｉｌｍ２が模式的に一点鎖線で示されている。

　つまり負荷が小さく電流ｉｌが小さいときには、不連続モードであってもピーク値Ｉｐの最大値はさほど高くないと判断して不連続モードを採用して、スイッチング損失およびリカバリー損失の低減を図る。他方、負荷が大きく電流ｉｌが大きいときには、臨界モードを採用して当該最大値を低減するのである。これにより当該最大値を低減することができるので、リアクトルＬ４の電流容量を低減することができ、リアクトルＬ４の小型化及び低コスト化を実現できる。

　また当該最大値が上限値以下となる範囲でのみ直接形電力変換装置の運転を行う場合に、不連続モードのみを採用する制御方法に比して、インバータ５の負荷の運転範囲を広げることができる。

　インバータ５の負荷と所定値との大小関係は例えばリアクトルＬ４に流れる電流ｉｌｓの最大値に基づいて判断してもよい。同じモードであれば、インバータ５の負荷が大きいほど最大値が大きいからである。

　ピーク値Ｉｐの最大値は、例えばリアクトルＬ４を流れる電流ｉｌｓを検出し、その検出値から求められても良く、或いは電流指令ｉｌ*に基づいて算出されてもよい。

　そして図４１に示すように、不連続モードにおける最大値ｉｌｍ１が電流基準値Ｉｒｅｆ１よりも小さいときに、そのまま不連続モードを採用し、不連続モードにおける最大値ｉｌｍ１が電流基準値Ｉｒｅｆ１よりも大きくなるときに、臨界モードを採用する。この電流基準値Ｉｒｅｆ１は、例えばインバータ５の負荷が最大定格となる状態での臨界モードにおける最大値ｉｌｍ２と等しい、若しくはわずかに小さい。

　また図４１に示すように、臨界モードにおける最大値ｉｌｍ２が電流基準値Ｉｒｅｆ２（＜Ｉｒｅｆ１）よりも大きいときに、そのまま臨界モードを採用し、臨界モードにおける最大値ｉｌｍ２が電流基準値Ｉｒｅｆ２よりも小さいときに、不連続モードを採用する。この電流基準値Ｉｒｅｆ２は、不連続モードにおける最大値ｉｌｍ１が電流基準値Ｉｒｅｆ１と等しい状態で臨界モードを採用したときの最大値ｉｌｍ２と等しい、若しくはわずかに小さい。言い換えれば、電流基準値Ｉｒｅｆ２はインバータ５の負荷が所定値を採る状態で臨界モードを採用したときのリアクトルＬ４の電流ｉｌｓの最大値以下の値である。

　これによって、電流ｉｌｓの最大値が上限値を超えることを防止することができる。さらに最大値に基づいて臨界モードと不連続モードとの切り替えを行うので、最大値が上限値を超えることをより適切に防止できる。

　＜モードの切り替えのタイミング＞
　またモードの切り替えは、昇圧回路４ｂを制御しない期間、即ちここでは授与期間Ｔ１において、行われることが望ましい（図４２参照）。図４２では、モード選択信号ＳＳｍと、入力電流ＩｉｎとリアクトルＬ４を流れる電流ｉｌｓと電圧ｖｃと直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧の瞬時値Ｖｄｃｓとを示している。

　モード選択信号ＳＳｍが非活性であるときには例えば不連続モードを採用し、活性であるときに臨界モードを採用する。図４２ではモード選択信号ＳＳｍの活性／非活性の切り替えは授与期間Ｔ１において行われている。

　仮に電流ｉｌｓが流れている受納期間Ｔ２においてモードが切り替わると、モードの切り替えの前後で電流ｉｌｓが乱れる可能性があるところ、授与期間Ｔ１においてモードを切り替えることで、このような問題を回避することができる。

　また図４２にはリアクトルＬ４を流れる電流ｉｌｓが示されており、不連続モードから臨界モードへの切り替えによってリアクトルＬ４に流れる電流ｉｌｓの最大値が低減することが分かる。

　＜スイッチング周波数＞
　臨界モードではスイッチＳｌが導通する期間ΔＴ１は式（５２）で示される。また式（１３）においてｔ＝ΔＴ２が成立するときにｉｌｓ＝０が成立することから、ΔＴ２＝Ｖｉｎ・ΔＴ１／（ｖｃ－Ｖｉｎ）が成立する。つまりスイッチＳｌが非導通する期間ΔＴ２は期間ΔＴ１に依存して決まる。期間ΔＴ１は電流ｉｌが大きいほど長くなるので期間ΔＴ２も電流ｉｌが大きくなるほど長くなる。よって臨界モードでは、スイッチＳｌのスイッチング周期Ｔ（＝ΔＴ１＋ΔＴ２）は電流ｉｌに応じて変動し、電流ｉｌが大きいほど長い。言い換えれば、臨界モードでのスイッチング周波数は電流ｉｌが大きいほど低い。電流ｉｌはインバータ５の負荷が最大定格であり位相角ωｔが９０度であるときに最大値を採る（図４０，４１も参照）ので、このときスイッチング周波数は最小値を採る。

　一方、不連続モードにおけるスイッチング周期Ｔは固定値を採用することができるので、スイッチング周波数も固定値を採用できる。

　不連続モードにおけるスイッチング周波数は臨界モードにおけるスイッチング周波数の最小値よりも低くてもよい。これによって図４３に示すように、臨界モードが採用される領域を広くすることができる。これは以下の理由による。

　即ち、不連続モードでのスイッチＳｌの導通期間ΔＴ（＝ｄｌ・Ｔ）はスイッチング周期Ｔが長いほど長いので、ピーク値Ｉｐはスイッチング周波数が低いほど（周期Ｔが長いほど）高くなる。よって最大値ｉｌｍ１もスイッチング周波数が低いほど高まる。つまり、図４１の不連続モードにおける最大値ｉｌｍ１（破線）はスイッチング周期Ｔが長いほど上方に移動する。よって図４３に示すように、不連続モードにおいて最大値ｉｌｍ１が電流基準値Ｉｒｅｆ１を採るときのインバータ５の負荷がより小さくなり、ひいては臨界モードで運転される領域が広がる。

　臨界モードでは、スイッチング周波数が電流ｉｌに応じて変動するのでスイッチング周波数の値が分散される。よってリアクトルＬ４の騒音の要因となる特定スイッチング周波数も低減される。よって臨界モードの運転領域が広がることで、全体としてリアクトルＬ４の騒音を低減することができる。

　或いは、不連続モードにおけるスイッチング周波数は臨界モードにおけるスイッチング周波数の最小値よりも高くてもよい。これによって、不連続モードが採用される領域を広げることができる。よって、軽負荷のみならず中負荷でも不連続モードを採用することができる。

　臨界モードでは電流ｉｌに応じてスイッチング周波数が決定されるのに対して、不連続モードではスイッチング周波数として固定値を採用できる。よってこの固定値によってスイッチング損失の発生頻度を調整でき、効率を向上することができる。したがって、不連続モードの運転領域が広がることで、中・軽負荷における効率向上に資する。

　なお電流ｉｌｓの最大値の低減という観点では、不連続モードにおけるスイッチング周波数の固定値は、例えば臨界モードにおけるスイッチング周波数の最小値と等しくても良い。

　＜スイッチＳｌに対するスイッチ信号の生成＞
　図４４は制御部１０のうちスイッチＳｌの制御を司る部分の内部構成の一例を示している。制御部１０は演算処理部５１，５２と、電流指令生成部５３と、デューティ指令生成部５４と、不連続モード用スイッチ信号生成部５５と、電流ゼロクロス検出部５６と、臨界モード用スイッチ信号生成部５７と、導通期間指令生成部５８と、導通期間経過検出部５９と、授与期間スイッチ信号禁止部６０と、選択部６１と、選択信号生成部６２とを備える。

　演算処理部５１は入力電圧Ｖｉｎの電源角速度ωを入力し、ｓｉｎωｔを演算してその結果を信号ｒｅｆとして出力する。演算処理部５２は電源角速度ωを入力し、信号Ｓｉｇｎを出力する。信号Ｓｉｇｎは以下の式で表される。

　ｓｉｇｎはいわゆる符号関数であって、ｘが正の値を採るときにｓｉｇｎ（ｘ）は１を採り、ｘが負の値を採るときにｓｉｇｎ（ｘ）は－１を採る。よって式（５３）によれば、ｃｏｓ（２ωｔ）が正の値を採るとき、つまり授与期間Ｔ１において信号Ｓｉｇｎは零を採り、ｃｏｓ（２ωｔ）が負の値を採るとき、つまり受納期間Ｔ２においてＳｉｇｎ信号は１を採る。

　電流指令生成部５３は信号ｒｅｆと信号Ｓｉｇｎと入力電流Ｉｉｎとを入力する。電流指令生成部５３は以下の式に基づいて電流指令ｉｌ*を生成する。

　ａｂｓ（ｘ）はｘの絶対値である。式（５４）によれば、授与期間Ｔ１において電流指令ｉｌ*が零となり、受納期間Ｔ２において電流指令ｉｌ*が式（１１）に基づく値を採る。ただし、受納期間Ｔ２における電流指令ｉｌ*は式（１１）よりも大きく設定されてもよく、例えば式（２８）で設定されてもよい。

　デューティ指令生成部５４は電流指令ｉｌ*とコンデンサＣ４の両端電圧ｖｃと、信号ｒｅｆとを入力する。デューティ指令生成部５４は式（１６）に基づいて昇圧デューティｄｌを生成する。ただし、式（１６）の電流ｉｌとして式（５４）の電流指令ｉｌ*を採用する。

　不連続モード用スイッチ信号生成部５５は昇圧デューティｄｌに基づいて不連続モードにおけるスイッチ信号ＳＳｌ（以下、スイッチ信号ＳＳｌｄと呼ぶ）を生成する。例えば不連続モード用スイッチ信号生成部５５は比較部であって、昇圧デューティｄｌとキャリヤ（例えばキャリヤＣ）とを比較して、その比較結果をスイッチ信号ＳＳｌｄとして出力する。

　電流ゼロクロス検出部５６はリアクトルＬ４を流れる電流ｉｌｓ（瞬時値）のゼロクロスを検出する。図４４の例示では、電流ゼロクロス検出部５６は例えば比較部であって、検出した電流ｉｌｓが所定の基準値（ほぼゼロ）よりも小さいときに、電流ｉｌｓのゼロクロスを検知する。なおリアクトルＬ４の電圧ＶＬを検出し、電圧ＶＬに基づいて電流ｉｌｓのゼロクロスを検出しても良い。

　臨界モード用スイッチ信号生成部５７は例えばＲＳフリップフロップであって、電流ゼロクロス検出部５６の出力を、セット端子に入力する。よってＲＳフリップフロップは、電流ゼロクロスが検出されたことに伴って、活性化した信号ＳＳｌｃ’を出力する。

　導通期間指令生成部５８は信号ｒｅｆと電流指令ｉｌ*とを入力し、式（５２）に基づいて期間ΔＴ１についての指令値ΔＴ１*を生成する。

　導通期間経過検出部５９は、電流ｉｌｓのゼロクロスを検出した時点から指令値ΔＴ１*が経過したことを検出する。たとえば導通期間経過検出部５９は積分回路５９１とリセット信号生成部５９２と比較部５９３とを有する。積分回路５９１には一定値（直流電圧）とリセット信号生成部５９２から制御信号とが入力される。積分回路５９１は、制御信号が入力されない状態で、換言すれば非活性の制御信号が入力された状態で、当該一定値を時間について積分して出力する。よって積分値は時間と共に比例して増加する。

　リセット信号生成部５９２は例えばＲＳフリップフロップであって、電流ゼロクロス検出部５６の出力をリセット端子において入力する。よってＲＳフリップフロップは、電流ｉｌｓのゼロクロスが検出されたときに非活性の信号を制御信号として積分回路５９１に出力する。積分回路５９１は、当該制御信号が入力されたことを契機として、積分値を初期化してから順次に積分値を出力する。

　比較部５９３は指令値ΔＴ１*と積分値とを比較し、積分値が指令値ΔＴ１*を超えるときにその旨を出力する。これによって比較部５９３は電流ｉｌｓのゼロクロスから指令値ΔＴ１*が経過したことを検出することができる。

　比較部５９３の出力はリセット信号生成部５９２のセット端子に入力される。これに伴ってリセット信号生成部５９２は活性した制御信号を積分回路５９１へと与える。これにより、積分回路５９１は積分動作を停止する。

　また比較部５９３の出力は臨界モード用スイッチ信号生成部５７のリセット端子に入力される。よって臨界モード用スイッチ信号生成部５７は電流ｉｌｓのゼロクロスから指令値ΔＴ１*が経過したときに信号ＳＳｌｃ’を非活性にする。

　授与期間スイッチ信号禁止部６０は授与期間Ｔ１において臨界モード用のスイッチ信号ＳＳｌ（以下、スイッチ信号ＳＳｌｃと呼ぶ）の出力を禁止する。図４４の例示では、授与期間スイッチ信号禁止部６０はＡＮＤ回路であって、臨界モード用スイッチ信号生成部５７から信号ＳＳｌｃ’と、信号Ｓｉｇｎとが入力される。よって信号Ｓｉｇｎが０であるときには（つまり授与期間Ｔ１において）授与期間スイッチ信号禁止部６０は非活性の信号をスイッチ信号ＳＳｌｃとして出力し、信号Ｓｉｇｎが１であるとき（つまり受納期間Ｔ２のとき）には授与期間スイッチ信号禁止部６０は信号ＳＳｌｃ’をスイッチ信号ＳＳｌｃとして出力する。

　選択部６１はスイッチ信号ＳＳｌｄ，ＳＳｌｃとモード選択信号ＳＳｍとを入力し、モード選択信号ＳＳｍに基づいてスイッチ信号ＳＳｌｄ，ＳＳｌｃの一方をスイッチ信号ＳＳｌとしてスイッチＳｌに出力する。

　モード選択信号ＳＳｍは選択信号生成部６２によって生成される。選択信号生成部６２はインバータ５の負荷が所定値よりも大きいときにスイッチ信号ＳＳｌｃを採用させ、インバータ５の負荷が所定値よりも小さいときにスイッチ信号ＳＳｌｄを採用させるべく、モード選択信号ＳＳｍを出力する。

　例えば選択信号生成部６２には電流ｉｌｓが入力される。選択信号生成部６２は電流ｉｌｓの単相交流電圧の１周期における電流ｉｌｓの最大値を検出する。そして、最大値に基づいてモード選択信号ＳＳｍを出力する。例えば現状のモードが不連続モードであれば最大値ｉｌｍ１が電流基準値Ｉｒｅｆ１よりも大きいときにモード選択信号ＳＳｍを切り替えて出力し、現状のモードが臨界モードであれば最大値ｉｌｍ２が電流基準値Ｉｒｅｆ２よりも小さいときにモード選択信号ＳＳｍを切り替えて出力する。

　或いは選択信号生成部６２に電流指令ｉｌ*が入力されて、選択信号生成部６２が電流指令ｉｌ*に基づいて臨界モードにおける最大値ｉｌｍ２と不連続モードにおける最大値ｉｌｍ１とを算出してもよい。

　＜リアクトルＬ４のインダクタンスの決定方法＞
　リアクトルＬ４のインダクタンスＬｍの決定方法について述べる。

　受納期間Ｔ２のすべてにおいて不連続モードを実現するためには、期間ΔＴ１，ΔＴ２の和の最大値がスイッチング周期Ｔ未満であればよい。期間ΔＴ１，ΔＴ２の和が最も大きくなるのは、電流ｉｌが最も高くなるとき、即ちインバータ５の負荷が最大定格であり位相角ωｔが９０度であるときである（図４０も参照）。

　一方で、ピーク値Ｉｐを小さくするには電流ｉｌｓが零となる期間が短いことが望ましい。よって期間ΔＴ１，ΔＴ２の和が最も大きいときに当該期間が零となれば、受納期間Ｔ２のすべてにおいて不連続モードを実現しつつピーク値Ｉｐを抑制することができる。

　期間ΔＴ１，ΔＴ２の和がスイッチング周期Ｔと等しいとき、スイッチＳｌの電圧の平均は（１－ｄｌ）・ｖｃで表すことができる。これは整流電圧｜Ｖｉｎ｜と等しいので、Ｖｍ・｜ｓｉｎ（ωｔ）｜＝（１－ｄｌ）・ｖｃが成立する。よって位相角ωｔがπ／２（＝９０度）を採るときの昇圧デューティｄｌは以下の式で表される。

　一方で、式（１６）をインダクタンスＬｍについて変形すると以下の式が導かれる。

　よって、式（５６）の電流ｉｌとして、インバータ５が最大定格であり位相角ωｔが９０度であるときの値を採用し、入力電圧Ｖｉｎとして位相角ωｔが９０度であるときの値を採用し、昇圧デューティｄｌとして式（５５）を採用すれば、受納期間Ｔ２の全てにおいて不連続モードを確保しつつ最大値ｉｌｍを低減できるインダクタンスＬｍが求まる。

　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。

Claims

　第１電源線（ＬＨ）と；
　前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線（ＬＬ）と；
　単相交流電源（１，２）が接続される入力側と、前記第１電源線及び前記第２電源線が接続される出力側とを有し、単相全波整流を行うダイオード整流器（３）と；
　前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられた充放電回路（４）と；
　前記第１電源線と前記第２電源線との間の直流電圧（Ｖｄｃ）を交流電圧に変換するインバータ（５）と
を備え、
　前記充放電回路は、
　コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサに対して、前記第１電源線側で前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含み、前記第１電源線と前記第２電源線との間で電力を授受するバッファ回路（４ａ）と；
　前記ダイオード整流器（３）からの整流電圧を昇圧して前記コンデンサを充電する昇圧回路（４ｂ）と
を有する直接形電力変換装置を、制御する方法であって、
　前記単相交流電源（１，２）が出力する交流波形を当該交流波形の位相角（ωｔ）の正弦値として把握したときの当該位相角（ωｔ）の二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値（cos（２ωｔ））が正となる第１期間（Ｔ１）においては、前記バッファ回路（４ａ）から前記第１電源線及び前記第２電源線へと電力を授与し、
　前記余弦値が負となる第２期間（Ｔ２）において前記バッファ回路（４ａ）へと前記第１電源線及び前記第２電源線から電力を受納し、
　前記第１期間において、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）が導通するデューティである放電デューティ（ｄｃ）は、前記単相交流電源の交流電圧の振幅（Ｖｍ）と、前記余弦値との積を、前記コンデンサの両端電圧（ｖｃ）と√２との積で除算した第１値（Ｖｍ・cos(２ωｔ)／（√２・ｖｃ））よりも大きく設定される、及び／又は、前記第２期間において、前記ダイオード整流器が導通する整流デューティ（ｄｒｅｃ）は、前記正弦値の絶対値と√２との積の逆数たる第２値（１／（√２｜sin（ωｔ）｜））よりも大きく設定される、直接形電力変換装置の制御方法。
　前記第２期間（Ｔ２）における前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）は、前記第２値よりも大きく設定され、
　前記放電デューティ（ｄｃ）と前記両端電圧（ｖｃ）との積（ｄｃ・ｖｃ）と、前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）と前記交流電圧の整流電圧（Ｖｒｅｃ）との積（ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃ）との和で表される仮想直流リンク電圧の、前記整流デューティによって生じる脈動の最大値と、前記放電デューティによって生じる前記仮想直流リンク電圧の脈動の最大値とが互いに等しくなるように、前記第１期間（Ｔ１）における前記放電デューティ（ｄｃ）は前記第１値に係数（＞１）を乗算した値に設定される、請求項１に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記第２期間（Ｔ２）における前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）は１である、請求項１に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記第１期間（Ｔ１）における前記放電デューティ（ｄｃ）は前記第１値に係数として√２を乗算した値である、請求項３に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記昇圧回路（４ｂ）は、
　カソードと、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）と前記コンデンサ（Ｃ４）との間に接続されたアノードとを備えるダイオード（Ｄ４０）と；
　前記第１電源線（ＬＨ）と前記カソードとの間に接続されたリアクトル（Ｌ４）と；
　前記第２電源線（ＬＬ）と前記カソードとの間に接続された第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）と
を備え、
　前記第２期間（Ｔ２）において、前記リアクトル（Ｌ４）を流れる電流（ｉｌ）が、前記正弦値の絶対値から前記正弦値の絶対値の逆数の半値を減算した値（｜sin（ωｔ）｜－１／（２｜sin（ωｔ）｜））に、前記ダイオード整流器（３）に入力する入力電流の実効値に対して前記入力電流を正弦波に換算したときの波高値たる第３値（Ｉｍ）と、前記係数と、前記第３値を１／√２倍した第４値（Ｉｄｃ’’）に対する、前記インバータに入力される直流電流の平均値の比と、を乗算した値となるように、前記昇圧回路の前記第２スイッチを制御する、請求項２に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記仮想直流リンク電圧に対する前記インバータ（５）の出力電圧の振幅（Ｖｍ’）に対する比たる振幅変調率（Ｄ）を、前記仮想直流リンク電圧が脈動によって増大するほど、低減し、
　前記振幅変調率に基づいて前記インバータを制御する、請求項２に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　キャリヤの周期（ｔｓ）と前記放電デューティとを乗算した期間（ｔｃ）において、前記第１スイッチを導通させ、且つパルス幅が変調されたスイッチング信号を前記インバータに与え、
　前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）と前記放電デューティ（ｄｃ）との和を１から引いた値で表される零デューティ（ｄｚ）が零よりも大きいときには、前記キャリヤの周期と前記整流デューティとを乗算した期間（ｔｓ・ｄｒｅｃ）において、パルス幅が変調されたスイッチング信号を前記インバータに与え、前記キャリヤの周期と前記零デューティとを乗算した期間（ｔｚ）において前記インバータに零電圧ベクトルを採用させ、
　前記零デューティが零よりも小さいときには、前記キャリヤの周期に、前記整流デューティと前記零デューティとの和（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）を乗算した期間（ｔｓ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ））において、パルス幅が変調されたスイッチング信号を前記インバータに与える、請求項１から６のいずれか一つに記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記昇圧回路（４ｂ）は、
　カソードと、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）と前記コンデンサ（Ｃ４）との間に接続されたアノードとを備えるダイオード（Ｄ４０）と；
　前記第１電源線（ＬＨ）と前記カソードとの間に接続されたリアクトル（Ｌ４）と；
　前記第２電源線（ＬＬ）と前記カソードとの間に接続された第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）と
を備え、
　前記第１期間（Ｔ１）において、臨界モード又は不連続モードで前記第２スイッチのオン／オフを繰り返し切り替え、
　前記臨界モードは、前記リアクトルに流れるリアクトル電流（ｉｌｓ）が零に至るときに前記第２スイッチをターンオンさせるモードであり、前記不連続モードは、前記リアクトル電流が零になった以後に前記第２スイッチをターンオンさせるモードであり、
　前記インバータの負荷が所定値よりも大きいときに前記臨界モードを採用し、前記負荷が前記所定値よりも小さいときに前記不連続モードを採用する、請求項１から６のいずれか一つに記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記不連続モードを採用したときの前記リアクトル電流（ｉｌｓ）の最大値（ｉｌｍ）が、電流基準値（Ｉｒｅｆ）を超えるときに、前記負荷が前記所定値よりも大きいと判断して前記臨界モードを採用し、
　前記電流基準値は、前記負荷が最大定格となる状態で前記臨界モードを採用したときの前記リアクトル電流の最大値より小さい値である、請求項８に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記臨界モードを採用したときの前記リアクトル電流（ｉｌｓ）の最大値（ｉｌｍ）が、第２電流基準値（Ｉｒｅｆ２）よりも小さいときに、前記負荷が前記所定値よりも小さいと判断して前記不連続モードを採用し、
　前記第２電流基準値は、前記負荷が前記所定値を採る状態で前記臨界モードを採用したときの前記リアクトル電流の最大値以下の値である、請求項８に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記不連続モードにおける前記第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）のスイッチング周波数は、前記臨界モードにおける前記スイッチング周波数の最小値と等しい、請求項８に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記不連続モードにおける前記第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）のスイッチング周波数は、前記臨界モードにおける前記スイッチング周波数の最小値よりも高い、請求項８に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記不連続モードにおける前記第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）のスイッチング周波数は、前記臨界モードにおける前記スイッチング周波数の最小値よりも低い、請求項８に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
　前記第１期間（Ｔ１）において前記第１スイッチを非導通に維持し、前記臨界モードと前記不連続モードとの切り替えを、前記第２期間（Ｔ２）内に行う、請求項８に記載の直接形電力変換装置の制御方法。