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WO2013069053A1 - 電源装置 - Google Patents

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WO2013069053A1
WO2013069053A1 PCT/JP2011/006244 JP2011006244W WO2013069053A1 WO 2013069053 A1 WO2013069053 A1 WO 2013069053A1 JP 2011006244 W JP2011006244 W JP 2011006244W WO 2013069053 A1 WO2013069053 A1 WO 2013069053A1
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WO
WIPO (PCT)
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converter
power supply
output
pfc circuit
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2011/006244
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
山下　茂治
恒宏 大野
和臣 渡辺
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Telecom Networks Ltd
Original Assignee
Fujitsu Telecom Networks Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Telecom Networks Ltd filed Critical Fujitsu Telecom Networks Ltd
Priority to PCT/JP2011/006244 priority Critical patent/WO2013069053A1/ja
Publication of WO2013069053A1 publication Critical patent/WO2013069053A1/ja
Priority to US14/098,938 priority patent/US9287783B2/en
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device that supplies power to a server or the like.
  • a power supply device using a switching method is widely used as a power supply device used for a computer.
  • it is effective to design a narrow input voltage range of the switching power supply.
  • the input voltage range of the transistors used for the second to fifth switches S2 to S5 is designed to be narrow. Since the winding ratio of the transformer T1 needs to be designed in accordance with the lower limit voltage of the input voltage range, if the input voltage range is narrowed, the winding ratio of the transformer T1 can be designed to be large. It can be driven by increasing the duty ratio. When the duty ratio of the second to fifth switches S2 to S5 is increased, the peak voltage is lowered and the loss due to switching is reduced. Using a transistor with a narrow input voltage range also reduces the cost.
  • a PFC (Power Factor Correction) circuit 30 is provided in front of the first DC-DC converter 40 in order to narrow the range of the voltage input to the first DC-DC converter 40.
  • the first switch S1 needs to be turned on and off, which consumes driving power.
  • the PFC circuit 30 is basically stopped when the first DC-DC converter 40 is stopped.
  • the second DC-DC converter 60 corresponds to this switching power supply.
  • the second DC-DC converter 60 may be operated even when the first DC-DC converter 40 and the PFC circuit 30 are stopped. In this case, the range of the voltage input to the second DC-DC converter 60 is not narrowed by the PFC circuit 30. Therefore, the second DC-DC converter 60 needs to be designed with a relatively wide input voltage range. Under such circumstances, the present inventor has found a method for improving the efficiency of the switching power supply that generates the control voltage.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide a technique for improving the efficiency of a power supply device while suppressing an increase in power consumption.
  • a power supply device includes a PFC circuit that improves a power factor of rectified power, and a first DC that receives an output of the PFC circuit and generates a voltage to be supplied to a load.
  • a DC converter, and a second DC-DC converter and a third DC-DC converter that receive the output of the PFC circuit and generate a control voltage.
  • the second DC-DC converter and the third DC-DC converter are connected in cascade, and the input terminal of the third DC-DC converter is connected to both the output terminal of the second DC-DC converter and the output terminal of the first DC-DC converter.
  • the voltage can be supplied from the second DC-DC converter and the first DC-DC converter to the input of the third DC-DC converter, a highly efficient voltage supply method is selected when generating the control voltage. As a whole, the control voltage can be generated with high efficiency.
  • a control unit for controlling the operation or stop of the PFC circuit, the first DC-DC converter, the second DC-DC converter, and the third DC-DC converter may be further provided.
  • the control unit may operate the second DC-DC converter and the third DC-DC converter when generating the control voltage while the PFC circuit and the first DC-DC converter are stopped. According to this, the control voltage can be generated even when the first DC-DC converter is stopped.
  • the control unit may operate the third DC-DC converter and stop the second DC-DC converter when generating the control voltage while the PFC circuit and the first DC-DC converter are operating. According to this, the control voltage can be generated with high efficiency.
  • a rectifying element may be inserted between the input terminal of the third DC-DC converter and the output terminals of the second DC-DC converter and the first DC-DC converter.
  • the rectifying element inserted between the input terminal of the third DC-DC converter and the output terminal of the first DC-DC converter is a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor), and the MOSFET is the first DC-DC converter. It may be turned on during operation and turned off while the first DC-DC converter is stopped. According to this, the voltage drop by using a diode can be avoided.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor
  • the output voltage of the first DC-DC converter may be set higher than the output voltage of the second DC-DC converter.
  • a DC-DC converter having a conversion efficiency higher than that of the second DC-DC converter may be used.
  • the power supply device can be made highly efficient while suppressing an increase in power consumption.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a power supply device 100 according to a comparative example.
  • the power supply apparatus 100 is an AC-DC converter that converts AC power supplied from an AC power supply 10 (commercial power supply) into DC power and supplies the DC power to a load R1.
  • AC80 to AC264V corresponding to the worldwide specification is assumed as an input voltage to the power supply apparatus 100, and a motherboard on which a CPU is mounted is assumed as the load R1.
  • a description will be given based on an example in which the power supply device 100 supplies DC12V / 200A to the load R1. That is, in this example, 2400 W of power is supplied from the power supply apparatus 100 to the load R1.
  • the power supply apparatus 100 includes a rectifier circuit 20, a PFC circuit 30, a first DC-DC converter 40, a drive unit 50, a second DC-DC converter 60, and a control unit 80.
  • the rectifier circuit 20 is configured by a diode bridge circuit, and rectifies AC power supplied from the AC power supply 10. Since the input voltage to the rectifier circuit 20 is AC80 to AC264V, the output voltage of the rectifier circuit 20 is about DC100 to DC380V.
  • the PFC circuit 30 improves the power factor of the power rectified by the rectifier circuit 20 and supplies the power factor to the first DC-DC converter 40 and the second DC-DC converter 60. While the PFC circuit 30 is stopped, the input to the PFC circuit 30 is output as it is. The operation or stop of the PFC circuit 30 is controlled by the control unit 80.
  • the PFC circuit 30 is composed of a step-up PFC circuit.
  • the step-up PFC circuit includes a first inductor L1, a first switch S1, a first diode D1, and a first capacitor C1.
  • the input side terminal of the first inductor L1 is connected to the output potential of the rectifier circuit 20, and the output side terminal of the first inductor L1 is connected to the anode terminal of the first diode D1.
  • the high potential side terminal of the first switch S1 is connected to a node between the first inductor L1 and the first diode D1, and the low potential side terminal of the first switch S1 is connected to the low potential side reference potential.
  • the low-potential side reference potential is a ground potential.
  • the high potential side terminal of the first capacitor C1 is connected to the cathode terminal of the first diode D1, and the low potential side terminal of the first capacitor C1 is connected to the ground potential.
  • 1st switch S1 can be comprised with transistors, such as MOSFET (Metal
  • a control signal is input from the control unit 80 to the control terminal (gate terminal or base terminal of the transistor, which is hereinafter referred to as a gate terminal assuming that an FET is employed).
  • the transistor is turned on / off according to the control signal. Thereby, the current flowing through the first inductor L1 is turned on / off, the power factor is improved, and the input voltage is boosted.
  • the output voltage of the PFC circuit 30 is smoothed by the first capacitor C1 and applied to the first DC-DC converter 40 and the second DC-DC converter 60.
  • the input voltage to the PFC circuit 30 is about DC100 to DC380V. While the PFC circuit 30 is stopped, the output voltage of the PFC circuit 30 also becomes about DC100 to DC380V. While the PFC circuit 30 is in operation, the PFC circuit 30 boosts the input voltage of about DC100 to DC380V to DC380V and outputs it.
  • the first DC-DC converter 40 receives the output of the PFC circuit 30 and generates a voltage to be supplied to the load R1.
  • the first DC-DC converter 40 is an insulating type and adopts a full bridge system.
  • the first DC-DC converter 40 includes a second switch S2, a third switch S3, a fourth switch S4, a fifth switch S5, a transformer T1, a sixth switch S6, a seventh switch S7, a second inductor L2, and a second capacitor C2. including.
  • the second switch S2, the third switch S3, the fourth switch S4, and the fifth switch S5 constitute a full bridge circuit.
  • the high potential side terminals of the second switch S2 and the third switch S3 are connected to the output potential of the PFC circuit 30.
  • the low potential side terminals of the fourth switch S4 and the fifth switch S5 are connected to the ground potential.
  • the low potential side terminal of the second switch S2 and the high potential side terminal of the fourth switch S4 are connected, and the node is connected to one terminal of the primary winding of the transformer T1.
  • the low potential side terminal of the third switch S3 and the high potential side terminal of the fifth switch S5 are connected, and the node is connected to the other terminal of the primary winding of the transformer T1.
  • the second switch S2, the third switch S3, the fourth switch S4, and the fifth switch S5 can be composed of transistors such as MOSFETs.
  • a drive signal is input from the drive unit 50 to the gate terminal of each transistor.
  • a forward current flows through the primary winding of the transformer T1
  • the second switch S2 and the second switch S5 With the 5 switch S5 turned off and the third switch S3 and the fourth switch S4 controlled to turn on, a reverse current flows through the primary winding of the transformer T1.
  • the midpoint of the secondary winding of the transformer T1 is connected to the input-side terminal of the second inductor L2, and one of the terminals on both sides of the secondary winding is connected to the input-side terminal of the sixth switch S6.
  • the other terminal is connected to the input side terminal of the seventh switch S7.
  • the output side terminals of the sixth switch S6 and the seventh switch S7 are connected to the ground potential.
  • the output side terminal of the second inductor L2 is connected to the high potential side terminal of the load R1.
  • the second capacitor C2 is connected between a node between the second inductor L2 and the load R1 and the ground potential.
  • the sixth switch S6 and the seventh switch S7 can be composed of transistors such as MOSFETs.
  • the gate terminal of the transistor constituting the sixth switch S6 is connected to the input side terminal of the seventh switch S7, and the gate terminal of the transistor constituting the seventh switch S7 is connected to the input side terminal of the sixth switch S6.
  • the sixth switch S6 and the seventh switch S7 act as self-driven synchronous rectifier elements that are driven by the voltage generated in the secondary winding of the transformer T1.
  • the output voltage of the secondary winding of the transformer T1 rectified by the sixth switch S6 and the seventh switch S7 is smoothed by the second inductor L2 and the second capacitor C2 and supplied to the load R1.
  • a voltage of DC 12 V is supplied in this specification.
  • a current of DC200A flows and consumes 2400W of power.
  • the driving unit 50 monitors the output voltage supplied from the first DC-DC converter 40 to the load R1 and stabilizes the output voltage (ie, the second switch S2, the third switch S3, the fourth switch).
  • the duty ratio of S4 and the fifth switch S5) is adaptively changed to drive the switching element. More specifically, when the output voltage supplied to the load R1 decreases, the drive unit 50 controls to increase the duty ratio and increase the amount of current flowing through the transformer T1. On the other hand, when the output voltage supplied to the load R1 rises, the drive unit 50 controls to reduce the amount of current flowing through the transformer T1 by reducing the duty ratio.
  • the second DC-DC converter 60 receives the output of the PFC circuit 30 and generates a control voltage.
  • This control voltage is mainly used for driving the first DC-DC converter 40 which is a main power source.
  • the second DC-DC converter 60 functions as an auxiliary power source that assists in driving the first DC-DC converter 40 that is the main power source.
  • the second DC-DC converter 60 generates an auxiliary power output of DC 5V / 10A. This output may be further DC-DC converted according to the application.
  • the input terminal of the second DC-DC converter 60 is connected to the output terminal of the PFC circuit 30.
  • the second DC-DC converter 60 can employ a flyback type isolated converter. Since the detailed circuit configuration of the flyback type isolated converter is known, it will be omitted.
  • the control unit 80 controls the operation or stop of the PFC circuit 30, the first DC-DC converter 40, and the second DC-DC converter 60.
  • the control unit 80 includes at least one of a microprocessor and a logic circuit.
  • the control unit 80 controls the operation or stop of the PFC circuit 30, the first DC-DC converter 40, and the second DC-DC converter 60 in accordance with various programs such as a startup program or an instruction from an external device.
  • the control unit 80 operates the PFC circuit 30 while the first DC-DC converter 40 is operating, and stops the PFC circuit 30 while the first DC-DC converter 40 is stopped. This is to reduce power consumption by driving the PFC circuit 30. Also, if the operation of the first DC-DC converter 40 and the operation of the PFC circuit 30 are linked, the input voltage range of the first DC-DC converter 40 can be designed to be narrow, and the first DC-DC converter 40 can be made highly efficient. . Hereinafter, it is assumed that a DC-DC converter having a conversion efficiency of 95% when the input voltage is DC 380 V is used as the first DC-DC converter 40.
  • the PFC circuit 30 is also stopped while the first DC-DC converter 40 is stopped, when the second DC-DC converter 60 is operated while the first DC-DC converter 40 is stopped, a relatively wide range of voltages is applied to the second DC-DC converter. 60 may be entered. Therefore, the input voltage range of the second DC-DC converter 60 needs to be designed to be relatively wide, and the conversion efficiency of the second DC-DC converter 60 is lower than the conversion efficiency of the first DC-DC converter 40.
  • a DC-DC converter having a conversion efficiency of 70% when the input voltage is DC 380 V is used as the second DC-DC converter 60.
  • the current I3 flowing from the PFC circuit 30 to the second DC-DC converter 60 becomes DC 0.72A when the output voltage of the PFC circuit 30 is DC 100V, and becomes about DC 0.19A when the output voltage of the PFC circuit 30 is DC 380V.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the operation timing at the start-up of the power supply device 100 according to the comparative example.
  • the commercial power input to the power supply apparatus 100 is 100 V and 50 Hz.
  • the control unit 80 activates the PFC circuit 30 and the first DC-DC converter 40.
  • the PFC circuit 30 is activated, the output voltage of the PFC circuit 30 increases, and the current I3 flowing from the PFC circuit 30 to the second DC-DC converter 60 decreases.
  • the points A, B, and C in FIG. 2 correspond to the voltages at the nodes A, B, and C in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the power supply apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power supply device 100 according to the first embodiment has a configuration in which a third DC-DC converter 70, a second diode D2, and a third diode D3 are added to the configuration of the power supply device 100 according to the comparative example.
  • the third DC-DC converter 70 is connected to the subsequent stage of the second DC-DC converter 60. That is, the second DC-DC converter 60 and the third DC-DC converter 70 are connected in cascade.
  • the input terminal of the third DC-DC converter 70 is connected to the output terminal of the first DC-DC converter 40 in addition to the output terminal of the second DC-DC converter 60.
  • a rectifying element is inserted between the input terminal of the third DC-DC converter 70 and the output terminals of the second DC-DC converter 60 and the first DC-DC converter 40, respectively.
  • a second diode D2 and a third diode D3 are inserted as rectifying elements.
  • the anode terminal of the second diode D2 is connected to the high potential side output terminal of the second DC-DC converter 60, and the cathode terminal is connected to the high potential side input terminal of the third DC-DC converter 70.
  • the anode terminal of the third diode D3 is connected to the high potential side output terminal of the first DC-DC converter 40, and the cathode terminal is connected to the high potential side input terminal of the third DC-DC converter 70.
  • the third DC-DC converter 70 can employ a forward type or flyback type isolated converter. Since their detailed circuit configuration is known, it will be omitted. In addition, by adopting an insulating converter, a design in which the low potential side reference voltage of the third DC-DC converter 70 and the low potential side reference voltage of the first DC-DC converter 40 or the second DC-DC converter 60 are different is possible. It becomes.
  • the cascade circuit of the second DC-DC converter 60 and the third DC-DC converter 70 receives the output of the PFC circuit 30 and generates a control voltage.
  • the control unit 80 controls the operation or stop of the third DC-DC converter 70 in addition to the PFC circuit 30, the first DC-DC converter 40, and the second DC-DC converter 60.
  • the control unit 80 operates the second DC-DC converter 60 and the third DC-DC converter 70 when generating the control voltage while the PFC circuit 30 and the first DC-DC converter 40 are stopped.
  • the control unit 80 When the control unit 80 generates the control voltage during the operation of the PFC circuit 30 and the first DC-DC converter 40, the control unit 80 operates the third DC-DC converter 70 and stops the second DC-DC converter 60. Note that if the output voltage of the first DC-DC converter 40 is set higher than the output voltage of the second DC-DC converter 60, the output voltage of the first DC-DC converter 40 becomes effective, and therefore the second DC-DC converter is not necessarily used. There is no need to stop 60. However, the second DC-DC converter 60 consumes some power even when there is no load, and the power consumption can be reduced by stopping the second DC-DC converter 60. In this specification, the output voltage of the first DC-DC converter 40 is set to DC12V as described above. In the first embodiment, the output voltage of the second DC-DC converter 60 is set to DC 10V.
  • the output of the second DC-DC converter 60 is valid while the PFC circuit 30 and the first DC-DC converter 40 are stopped, and the first DC-DC converter 40 is active while the PFC circuit 30 and the first DC-DC converter 40 are in operation. Output is enabled.
  • the output voltage of the first DC-DC converter 40 is set to be higher than the output voltage of the second DC-DC converter 60, the second DC-DC is more likely to be applied from the first DC-DC converter 40 to the third DC-DC converter 70.
  • the conversion efficiency is higher than that applied from the converter 60.
  • a voltage can be applied from the first DC-DC converter 40.
  • the second DC-DC converter 60 shown in the comparative example. Conversion efficiency is lower than when a control voltage is generated alone. In order to minimize this decrease, it is necessary to use the third DC-DC converter 70 having high conversion efficiency.
  • a DC-DC converter having a conversion efficiency of 95% when the input voltage is DC 12 V is used as the third DC-DC converter 70.
  • the third DC-DC converter 70 In order for the third DC-DC converter 70 to output 50 W of power, it is necessary to input about 52.6 W of power to the third DC-DC converter 70. is there. Since the output voltage of the first DC-DC converter 40 is DC12V, the current I1 flowing from the first DC-DC converter 40 to the third DC-DC converter 70 is about DC 4.38A. Note that the voltage drop of the third diode D3 is ignored. Since the conversion efficiency of the first DC-DC converter 40 is 95%, in order for the first DC-DC converter 40 to supply about 32.6 W to the third DC-DC converter 70, the first DC-DC converter 40 has the PFC circuit 30. Need to receive about 55.4W of power.
  • the power supply apparatus 100 As described above, in the power supply apparatus 100 according to the first embodiment, about 55.4 W of power is required to generate the auxiliary power output of DC5V / 10A while the PFC circuit 30 and the first DC-DC converter 40 are in operation. .
  • 72 W of electric power is required to generate an auxiliary power output of DC5V / 10A while the PFC circuit 30 and the first DC-DC converter 40 are in operation. Therefore, by using the power supply device 100 according to the first embodiment, the difference, about 16.6 W, can be reduced. As the conversion efficiency of the first DC-DC converter 40 is higher than the conversion efficiency of the second DC-DC converter 60 and the difference is larger, the reduction width is larger.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the operation timing when the power supply apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention is started.
  • a current I2 flows to the third DC-DC converter 70 via the rectifier circuit 20, the stopped PFC circuit 30, the second DC-DC converter 60, and the second diode D2,
  • the third DC-DC converter 70 is activated.
  • the control unit 80 activates the PFC circuit 30 and the first DC-DC converter 40.
  • the PFC circuit 30 is activated, the output voltage of the PFC circuit 30 increases.
  • the first DC-DC converter 40 is activated, the current I1 flows from the first DC-DC converter 40 to the third DC-DC converter 70, and the current I2 from the second DC-DC converter 60 to the third DC-DC converter 70 stops.
  • the second DC-DC converter 60 and the third DC-DC converter 70 are connected in cascade, and the output voltage of the first DC-DC converter 40 is applied to the input of the third DC-DC converter 70.
  • the PFC circuit 30 is also stopped to suppress an increase in power consumption.
  • the auxiliary power output can be generated by the second DC-DC converter 60 and the third DC-DC converter 70.
  • the auxiliary power supply output is generated by the second DC-DC converter 60 and the third DC-DC converter 70, so that the efficiency can be increased.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration of the power supply apparatus 100 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the second MOSFET (M2) is used instead of the third diode D3 as a rectifying element inserted between the input terminal of the third DC-DC converter 70 and the output terminal of the first DC-DC converter 40.
  • the first MOSFET (M1) is used instead of the second diode D2.
  • a third inductor L3, a drive circuit 90, and an inverter IN1 are added for controlling on / off of the first MOSFET (M1) and the second MOSFET (M2).
  • the third inductor L3 is installed on the secondary side of the transformer T1.
  • a current flows through the third inductor L3, and when the first DC-DC converter 40 is stopped, no current flows through the third inductor L3.
  • the drive circuit 90 outputs a high level signal when current flows through the third inductor L3, and outputs a low level signal when current does not flow through the third inductor L3.
  • the output signal of the drive circuit 90 is input to the gate terminal of the second MOSFET (M2) and the input terminal of the inverter IN1.
  • the inverter IN1 inverts the level of the output signal of the drive circuit 90 and supplies it to the gate terminal of the first MOSFET M1.
  • the first MOSFET (M1) and the second MOSFET (M2) are N-channel MOSFETs. In the MOSFET, a parasitic diode is formed from the source to the drain. Therefore, when the first MOSFET (M1) and the second MOSFET (M2) are turned off, the circuit configuration is the same as that of the power supply device 100 according to the first embodiment shown in FIG.
  • the second MOSFET (M2) is turned on and the first MOSFET (M1) is turned off. While the first DC-DC converter 40 is stopped, the second MOSFET (M2) is turned off and the first MOSFET (M1) is turned on.
  • the MOSFET is turned on, current flows through the channel, not the parasitic diode. When current flows through the channel, it is not affected by the voltage drop due to the parasitic diode.
  • the following effects can be obtained. That is, the power loss corresponding to the voltage drop due to the second diode D2 and the third diode D3 is reduced.
  • the second diode D2 shown in FIG. 3 may be used instead of the first MOSFET (M1), and the inverter IN1 may be omitted.
  • M1 MOSFET
  • the efficiency is lower than when the auxiliary power output is generated by the first DC-DC converter 40 and the third DC-DC converter 70.
  • the contribution of the voltage drop of the second diode D2 is reduced. Therefore, a design is considered in which the voltage drop countermeasure of the second diode D2 is not implemented with priority on cost.
  • 100 power supply device 10 AC power supply, 20 rectifier circuit, 30 PFC circuit, 40 1st DC-DC converter, 50 drive unit, 60 2nd DC-DC converter, 70 3rd DC-DC converter, 80 control unit, 90 drive circuit, R1 Load, C1 1st capacity, C2 2nd capacity, L1 1st inductor, L2 2nd inductor, L3 3rd inductor, D1 1st diode, D2 2nd diode, D3 3rd diode, S1 1st switch, S2 2nd Switch, S3 3rd switch, S4 4th switch, S5 5th switch, S6 6th switch, S7 7th switch, T1 transformer, IN1 inverter, M1 1st MOSFET, M2 2nd MOSFET
  • the present invention can be used for a power supply device that supplies power to a server.

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Abstract

　ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路は、整流された電力の力率を改善する。第１ＤＣ－ＤＣコンバータは、ＰＦＣ回路の出力を受け、負荷に供給すべき電圧を生成する。第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび第３ＤＣコンバータは、ＰＦＣ回路の出力を受け、制御電圧を生成する。第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび第３ＤＣ－ＤＣコンバータは縦列接続される。第３ＤＣ－ＤＣコンバータの入力端子は、第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子および第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子の両方に接続される。

Description

電源装置
　本発明は、サーバ等に電力を供給する電源装置に関する。
　近年、インターネットサービスの高度化、コンピュータのクラウド化などに伴い、データセンタの規模が拡大している。データセンタに設置されるデータベースサーバ等の台数が増加しており、それらに電力を供給する電源装置の高効率化が求められている。電源装置における損失はジュール熱に変換されるため温度上昇を招く。
　コンピュータに使用される電源装置として、スイッチング方式を用いた電源装置が広く普及している。スイッチング方式を用いた電源装置を高効率化するには、スイッチング電源の入力電圧範囲を狭く設計することが有効である。図１に示す電源装置１００（詳細は後述する）では、第２～第５スイッチＳ２～Ｓ５に使用されるトランジスタの入力電圧範囲を狭く設計する。トランスＴ１の巻線比は入力電圧範囲の下限電圧に合わせて設計する必要があるため、入力電圧範囲を狭くするとトランスＴ１の巻線比を大きく設計でき、第２～第５スイッチＳ２～Ｓ５のデューティ比を上げて駆動できる。第２～第５スイッチＳ２～Ｓ５のデューティ比を上げるとピーク電圧が低下し、スイッチングによる損失が小さくなる。入力電圧範囲が狭いトランジスタを使用するとコスト低減にもなる。
　図１に示す電源装置１００では第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０に入力される電圧の範囲を狭くするため、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の前段にＰＦＣ（Power Factor Correction）回路３０を設けている。ＰＦＣ回路３０の稼働時には第１スイッチＳ１をオンオフする必要があり、その駆動電力を消費する。この駆動電力を低減させるために第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の停止時は基本的にＰＦＣ回路３０も停止させる。
　ところで、電源装置には負荷に供給する電圧を生成するスイッチング電源だけでなく、電源装置内外で使用される制御電圧を生成するスイッチング電源も搭載される。図１に示す電源装置１００では、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０がこのスイッチング電源に相当する。第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０は第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０及びＰＦＣ回路３０の停止時にも稼働させる場合がある。この場合、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０に入力される電圧の範囲はＰＦＣ回路３０により狭められない。従って、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０は入力電圧範囲を比較的広く設計する必要がある。このような状況下、本発明者は、制御電圧を生成するスイッチング電源の効率を改善する手法を見出した。
　本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、消費電力の増大を抑えながら、電源装置を高効率化する技術を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本発明のある態様の電源装置は、整流された電力の力率を改善するＰＦＣ回路と、ＰＦＣ回路の出力を受け、負荷に供給すべき電圧を生成する第１ＤＣ－ＤＣコンバータと、ＰＦＣ回路の出力を受け、制御電圧を生成する第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび第３ＤＣ－ＤＣコンバータと、を備える。第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび第３ＤＣ－ＤＣコンバータは縦列接続され、第３ＤＣ－ＤＣコンバータの入力端子は、第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子および第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子の両方に接続される。
　この態様によると、第３ＤＣ－ＤＣコンバータの入力に第２ＤＣ－ＤＣコンバータからも第１ＤＣ－ＤＣコンバータからも電圧を供給可能なことから、制御電圧を生成する際に高効率な電圧供給方法を選択でき、全体として制御電圧を高効率に生成できる。
　ＰＦＣ回路、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ、第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび第３ＤＣ－ＤＣコンバータの稼働または停止を制御する制御部を、さらに備えてもよい。制御部は、ＰＦＣ回路および第１ＤＣ－ＤＣコンバータの停止中に制御電圧を生成する場合、第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび第３ＤＣ－ＤＣコンバータを稼動させてもよい。これによれば、第１ＤＣ－ＤＣコンバータの停止中も制御電圧を生成できる。
　制御部は、ＰＦＣ回路および第１ＤＣ－ＤＣコンバータの稼働中に制御電圧を生成する場合、第３ＤＣ－ＤＣコンバータを稼働させ、第２ＤＣ－ＤＣコンバータを停止させてもよい。これによれば、制御電圧を高効率に生成できる。
　第３ＤＣ－ＤＣコンバータの入力端子と、第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子との間にそれぞれ整流素子が挿入されてもよい。
　第３ＤＣ－ＤＣコンバータの入力端子と、第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子との間に挿入される整流素子は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、ＭＯＳＦＥＴは、第１ＤＣ－ＤＣコンバータの稼働中にオンし、第１ＤＣ－ＤＣコンバータの停止中にオフしてもよい。これによれば、ダイオードを使用することによる電圧降下を回避できる。
　第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧は、第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧より高く設定されてもよい。第１ＤＣ－ＤＣコンバータには、第２ＤＣ－ＤＣコンバータの変換効率より高い変換効率のＤＣ－ＤＣコンバータが用いられてもよい。
　なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を装置、方法、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
　本発明によれば、消費電力の増大を抑えながら、電源装置を高効率化できる。
比較例に係る電源装置の構成を示す図である。 比較例に係る電源装置の起動時の動作タイミングを説明するための図である。 本発明の実施の形態１に係る電源装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電源装置の起動時の動作タイミングを説明するための図である。 本発明の実施の形態２に係る電源装置の構成を示す図である。
　図１は、比較例に係る電源装置１００の構成を示す図である。この電源装置１００は、交流電源１０（商用電源）から供給される交流電力を直流電力に変換して、負荷Ｒ１に供給するＡＣ－ＤＣコンバータである。本明細書では電源装置１００への入力電圧として、ワールドワイド仕様に対応したＡＣ８０～ＡＣ２６４Ｖを想定し、負荷Ｒ１としてＣＰＵを搭載したマザーボードを想定する。以下、電源装置１００が負荷Ｒ１にＤＣ１２Ｖ／２００Ａを供給する例に基づき説明する。即ち、電源装置１００から負荷Ｒ１に２４００Ｗの電力が供給される例である。
　電源装置１００は、整流回路２０、ＰＦＣ回路３０、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０、駆動部５０、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び制御部８０を備える。整流回路２０は、ダイオードブリッジ回路で構成され、交流電源１０から供給される交流電力を整流する。整流回路２０への入力電圧はＡＣ８０～ＡＣ２６４Ｖであるため、整流回路２０の出力電圧は約ＤＣ１００～ＤＣ３８０Ｖになる。
　ＰＦＣ回路３０は、整流回路２０により整流された電力の力率を改善し、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０及び第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０に供給する。ＰＦＣ回路３０の停止中は、ＰＦＣ回路３０への入力がそのまま出力される。ＰＦＣ回路３０の稼働または停止は制御部８０により制御される。
　図１ではＰＦＣ回路３０を昇圧型ＰＦＣ回路で構成している。当該昇圧型ＰＦＣ回路は、第１インダクタＬ１、第１スイッチＳ１、第１ダイオードＤ１及び第１容量Ｃ１を含む。第１インダクタＬ１の入力側端子は整流回路２０の出力電位と接続され、第１インダクタＬ１の出力側端子は第１ダイオードＤ１のアノード端子と接続される。第１スイッチＳ１の高電位側端子は第１インダクタＬ１と第１ダイオードＤ１との間のノードと接続され、第１スイッチＳ１の低電位側端子は低電位側基準電位と接続される。以下、本明細書では低電位側基準電位をグラウンド電位とする。第１容量Ｃ１の高電位側端子は第１ダイオードＤ１のカソード端子と接続され、第１容量Ｃ１の低電位側端子はグラウンド電位と接続される。
　第１スイッチＳ１はＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)等のトランジスタで構成することができる。このトランジスタの制御端子（ゲート端子またはベース端子。以下、ＦＥＴを採用することを想定し、ゲート端子とする）には制御部８０から制御信号が入力される。当該トランジスタは当該制御信号に応じてオンオフする。これにより、第１インダクタＬ１に流れる電流がオンオフされ、力率が改善されるとともに入力電圧が昇圧される。ＰＦＣ回路３０の出力電圧は、第１容量Ｃ１により平滑化されて第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０及び第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０に印加される。
　本明細書ではＰＦＣ回路３０への入力電圧は約ＤＣ１００～ＤＣ３８０Ｖである。ＰＦＣ回路３０の停止中は、ＰＦＣ回路３０の出力電圧も約ＤＣ１００～ＤＣ３８０Ｖになる。ＰＦＣ回路３０の稼働中は、ＰＦＣ回路３０は約ＤＣ１００～ＤＣ３８０Ｖの入力電圧をＤＣ３８０Ｖに昇圧して出力する。
　第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０はＰＦＣ回路３０の出力を受け、負荷Ｒ１に供給すべき電圧を生成する。第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０は絶縁型であり、フルブリッジ方式を採用したコンバータである。第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０は、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、トランスＴ１、第６スイッチＳ６、第７スイッチＳ７、第２インダクタＬ２及び第２容量Ｃ２を含む。
　第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４及び第５スイッチＳ５はフルブリッジ回路を構成する。第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３の高電位側端子はＰＦＣ回路３０の出力電位と接続される。第４スイッチＳ４及び第５スイッチＳ５の低電位側端子はグラウンド電位と接続される。第２スイッチＳ２の低電位側端子と第４スイッチＳ４の高電位側端子とが接続され、そのノードはトランスＴ１の一次巻線の一方の端子と接続される。第３スイッチＳ３の低電位側端子と第５スイッチＳ５の高電位側端子とが接続され、そのノードはトランスＴ１の一次巻線の他方の端子と接続される。
　第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４及び第５スイッチＳ５は、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタで構成することができる。それぞれのトランジスタのゲート端子には駆動部５０から駆動信号が入力される。第２スイッチＳ２及び第５スイッチＳ５がオンで、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４がオフに制御される状態で、トランスＴ１の一次巻線に順方向電流が流れ、第２スイッチＳ２及び第５スイッチＳ５がオフで、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４がオンに制御される状態で、トランスＴ１の一次巻線に逆方向電流が流れる。
　トランスＴ１の二次巻線の中点は第２インダクタＬ２の入力側端子と接続され、当該二次巻線の両側端子のうち、一方の端子は第６スイッチＳ６の入力側端子と接続され、他方の端子は第７スイッチＳ７の入力側端子と接続される。第６スイッチＳ６及び第７スイッチＳ７の出力側端子は、グラウンド電位と接続される。第２インダクタＬ２の出力側端子は負荷Ｒ１の高電位側端子と接続される。第２容量Ｃ２は、第２インダクタＬ２と負荷Ｒ１との間のノードと、グラウンド電位との間に接続される。
　第６スイッチＳ６及び第７スイッチＳ７は、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタで構成することができる。第６スイッチＳ６を構成するトランジスタのゲート端子は、第７スイッチＳ７の入力側端子と接続され、第７スイッチＳ７を構成するトランジスタのゲート端子は、第６スイッチＳ６の入力側端子と接続される。したがって、第６スイッチＳ６及び第７スイッチＳ７は、トランスＴ１の二次巻線に発生する電圧により駆動される、自己駆動型の同期整流素子として作用する。
　第６スイッチＳ６及び第７スイッチＳ７により整流された、トランスＴ１の二次巻線の出力電圧は、第２インダクタＬ２及び第２容量Ｃ２により平滑化されて負荷Ｒ１に供給される。上述したように本明細書ではＤＣ１２Ｖの電圧が供給される。負荷Ｒ１の駆動中にはＤＣ２００Ａの電流が流れ、２４００Ｗの電力を消費する。
　駆動部５０は、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０から負荷Ｒ１に供給される出力電圧を監視して、当該出力電圧を安定させるようスイッチング素子（即ち、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４及び第５スイッチＳ５）のデューティ比を適応的に変化させて、当該スイッチング素子を駆動する。より具体的には、駆動部５０は負荷Ｒ１に供給される出力電圧が低下すると、上記デューティ比を高くしてトランスＴ１に流れる電流量を増加させるよう制御する。反対に、駆動部５０は負荷Ｒ１に供給される出力電圧が上昇すると、上記デューティ比を低くしてトランスＴ１に流れる電流量を減少させるよう制御する。
　第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０はＰＦＣ回路３０の出力を受け、制御電圧を生成する。この制御電圧は、主に、メイン電源である第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０を駆動するために使用される。例えば、駆動部５０及び制御部８０の電源電圧、各トランジスタのバイアス電圧、負荷Ｒ１以外の外部装置への伝達信号などに使用される。このように第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０は、メイン電源である第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の駆動を補助する補助電源として機能する。本明細書では第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０はＤＣ５Ｖ／１０Ａの補助電源出力を生成する。なお、この出力は用途に応じて、さらにＤＣ－ＤＣ変換されてもよい。
　第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の入力端子はＰＦＣ回路３０の出力端子に接続される。第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０にはフライバック方式の絶縁型コンバータを採用することができる。フライバック方式の絶縁型コンバータの詳細な回路構成は既知であるため省略する。
　制御部８０はＰＦＣ回路３０、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０及び第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の稼働または停止を制御する。制御部８０はマイクロプロセッサ及びロジック回路の少なくとも一方で構成される。制御部８０は起動プログラム等の各種プログラム、または外部装置からの指示に従い、ＰＦＣ回路３０、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０及び第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の稼働または停止を制御する。
　本明細書では制御部８０は第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働中はＰＦＣ回路３０も稼動させ、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の停止中はＰＦＣ回路３０を停止させる。ＰＦＣ回路３０の駆動による消費電力を低減する趣旨である。また、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働とＰＦＣ回路３０の稼働とが連動していれば、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の入力電圧範囲を狭く設計でき、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０を高効率化できる。以下、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０に、入力電圧がＤＣ３８０Ｖのとき変換効率が９５％になるＤＣ－ＤＣコンバータが使用されるとする。
　第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の停止中はＰＦＣ回路３０も停止させるため、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の停止中に第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０を稼働させる場合、比較的広範囲の電圧が第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０に入力される可能性がある。従って、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の入力電圧範囲は比較的広く設計する必要があり、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の変換効率は第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の変換効率より低くなる。以下、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０に、入力電圧がＤＣ３８０Ｖのとき変換効率が７０％になるＤＣ－ＤＣコンバータが使用されるとする。
　第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０が５０Ｗの電力を出力するには、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０に７２Ｗの電力が入力される必要がある。ＰＦＣ回路３０から第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０に流れる電流Ｉ３は、ＰＦＣ回路３０の出力電圧がＤＣ１００ＶのときＤＣ０．７２Ａとなり、ＰＦＣ回路３０の出力電圧がＤＣ３８０Ｖのとき約ＤＣ０．１９Ａとなる。
　図２は、比較例に係る電源装置１００の起動時の動作タイミングを説明するための図である。図２では電源装置１００に入力される商用電源が１００Ｖ、５０Ｈｚであるとする。電源装置１００に交流電源１０が供給されると、整流回路２０及び停止中のＰＦＣ回路３０を介して第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０に電流Ｉ３が流れ、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０が起動する。その後、制御部８０はＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０を起動させる。ＰＦＣ回路３０が起動するとＰＦＣ回路３０の出力電圧が上昇し、ＰＦＣ回路３０から第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０に流れる電流Ｉ３が減少する。図２のＡ点、Ｂ点、Ｃ点は図１のノードＡ、ノードＢ、ノードＣの電圧に対応する。
　図３は、本発明の実施の形態１に係る電源装置１００の構成を示す図である。以下、実施の形態１に係る電源装置１００と、比較例に係る電源装置１００との相違点について説明する。実施の形態１に係る電源装置１００は、比較例に係る電源装置１００の構成に対して第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０、第２ダイオードＤ２及び第３ダイオードＤ３が追加された構成である。
　第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０は第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の後段に接続される。即ち、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０は縦列接続される。第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の入力端子は、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の出力端子に加えて、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の出力端子にも接続される。
　第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の入力端子と、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の出力端子との間にそれぞれ整流素子が挿入される。実施の形態１では整流素子として第２ダイオードＤ２及び第３ダイオードＤ３がそれぞれ挿入される。第２ダイオードＤ２のアノード端子は第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の高電位側出力端子に接続され、カソード端子は第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の高電位側入力端子に接続される。第３ダイオードＤ３のアノード端子は第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の高電位側出力端子に接続され、カソード端子は第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の高電位側入力端子に接続される。
　第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０にはフォワード方式またはフライバック方式の絶縁型コンバータを採用することができる。それらの詳細な回路構成は既知であるため省略する。なお、絶縁型のコンバータを採用することにより、第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の低電位側基準電圧と第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０又は第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の低電位側基準電圧とが異なる設計も可能となる。
　第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の縦列回路は、ＰＦＣ回路３０の出力を受け、制御電圧を生成する。実施の形態１では制御部８０は、ＰＦＣ回路３０、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０及び第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０に加えて、第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の稼働または停止を制御する。制御部８０は、ＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の停止中に制御電圧を生成する場合、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０を稼動させる。
　制御部８０は、ＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働中に制御電圧を生成する場合、第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０を稼働させ、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０を停止させる。なお、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の出力電圧が第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の出力電圧より高く設定されていれば、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の出力電圧が有効となるため、必ずしも第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０を停止させる必要はない。ただし、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０が無負荷状態でも若干の電力を消費しており、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０を停止させたほうが消費電力を低減できる。本明細書では第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の出力電圧は上述したようにＤＣ１２Ｖに設定する。また、実施の形態１では第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の出力電圧をＤＣ１０Ｖに設定する。
　このように、ＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の停止中は第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の出力が有効となり、ＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働中は第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の出力が有効となる。第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の出力電圧が第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の出力電圧より高く設定されている場合、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０から第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０に電圧を印加したほうが第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０から印加するより変換効率が高くなる。ＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働中は第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０から電圧を印加することが可能である。
　ただし、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の停止中は第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の２段で制御電圧を生成することになるため、比較例に示した第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０単独で制御電圧を生成する場合より変換効率が低下する。この低下を最小限に抑えるため、変換効率が高い第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０を使用する必要がある。以下、第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０に、入力電圧がＤＣ１２Ｖのとき変換効率が９５％になるＤＣ－ＤＣコンバータが使用されるとする。
　ＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働中において、第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０が５０Ｗの電力を出力するには、第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０に約５２．６Ｗの電力が入力される必要がある。第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の出力電圧はＤＣ１２Ｖであるため、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０から第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０に流れる電流Ｉ１は約ＤＣ４．３８Ａである。なお、第３ダイオードＤ３の電圧降下は無視して考えている。第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の変換効率は９５％であるため、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０が第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０に約５２．６Ｗを供給するには、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０はＰＦＣ回路３０から約５５．４Ｗの電力供給を受ける必要がある。
　このように実施の形態１に係る電源装置１００では、ＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働中にＤＣ５Ｖ／１０Ａの補助電源出力を生成するために約５５．４Ｗの電力が必要である。これに対して比較例に係る電源装置１００では、ＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働中にＤＣ５Ｖ／１０Ａの補助電源出力を生成するために７２Ｗの電力が必要である。従って、実施の形態１に係る電源装置１００を使用することにより、その差、約１６．６Ｗを低減できることになる。第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の変換効率が第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の変換効率より高く、かつその差が大きいほど、その低減幅は大きくなる。
　図４は、本発明の実施の形態１に係る電源装置１００の起動時の動作タイミングを説明するための図である。電源装置１００に交流電源１０が供給されると、整流回路２０及び停止中のＰＦＣ回路３０、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び第２ダイオードＤ２を介して第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０に電流Ｉ２が流れ、第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０が起動する。その後、制御部８０はＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０を起動させる。ＰＦＣ回路３０が起動するとＰＦＣ回路３０の出力電圧が上昇する。第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０が起動すると第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０から第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０に電流Ｉ１が流れ、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０から第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０への電流Ｉ２が止まる。
　以上説明したように実施の形態１によれば、第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０を縦列接続し、第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の入力に第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の出力電圧を印加可能に構成することにより、消費電力の増大を抑えながら、電源装置１００を高効率化できる。即ち、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の停止中はＰＦＣ回路３０も停止させて消費電力の増大を抑える。その場合でも第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０により補助電源出力を生成できる。一方、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働中は第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０により補助電源出力を生成することにより、高効率化できる。その詳細な原理は既に記述した。
　図５は、本発明の実施の形態２に係る電源装置１００の構成を示す図である。以下、実施の形態２に係る電源装置１００と、実施の形態１に係る電源装置１００との相違点について説明する。実施の形態２では、第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の入力端子と第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の出力端子との間に挿入される整流素子として、第３ダイオードＤ３ではなく第２ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）を使用する。また、第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０の入力端子と第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０の出力端子との間に挿入される整流素子として、第２ダイオードＤ２ではなく第１ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）を使用する。また、第１ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）及び第２ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）のオンオフを制御するための、第３インダクタＬ３、駆動回路９０及びインバータＩＮ１が追加される。
　第３インダクタＬ３はトランスＴ１の二次側に設置される。第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働中は第３インダクタＬ３に電流が流れ、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の停止中は第３インダクタＬ３に電流が流れない。駆動回路９０は第３インダクタＬ３に電流が流れているときハイレベル信号を出力し、第３インダクタＬ３に電流が流れていないときローレベル信号を出力する。駆動回路９０の出力信号は、第２ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）のゲート端子およびインバータＩＮ１の入力端子に入力される。インバータＩＮ１は駆動回路９０の出力信号のレベルを反転させて、第１ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート端子に供給する。
　第１ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）及び第２ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）はＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴではソースからドレインに寄生ダイオードが形成される。従って、第１ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）及び第２ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）がオフの状態では、図３に示した実施の形態１に係る電源装置１００の回路構成と同じである。
　第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の稼働中、第２ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）はオンし、第１ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）はオフする。第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０の停止中、第２ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）はオフし、第１ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）はオンする。ＭＯＳＦＥＴがオンすると寄生ダイオードではなくチャネルを通じて電流が流れる。チャネルを通じて電流が流れると、寄生ダイオードによる電圧降下の影響を受けなくなる。
　以上説明したように実施の形態２によれば、実施の形態１の効果に加えて次の効果を奏する。即ち、第２ダイオードＤ２及び第３ダイオードＤ３による電圧降下分の電力損失が低減する。なお、第１ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の代わりに図３に示した第２ダイオードＤ２を用い、インバータＩＮ１を省略してもよい。第２ＤＣ－ＤＣコンバータ６０及び第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０により補助電源出力を生成する場合、第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０及び第３ＤＣ－ＤＣコンバータ７０により補助電源出力を生成する場合より、低効率であるため、第２ダイオードＤ２の電圧降下の寄与が小さくなる。従って、コストを優先して第２ダイオードＤ２の電圧降下対策は実施しないという設計が考えられる。
　以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
　第１ＤＣ－ＤＣコンバータ４０にフルブリッジ方式を採用する例を説明したが、ハーフブリッジ方式、プッシュプル方式、フォワード方式などを採用してもよい。
　１００　電源装置、　１０　交流電源、　２０　整流回路、　３０　ＰＦＣ回路、　４０　第１ＤＣ－ＤＣコンバータ、　５０　駆動部、　６０　第２ＤＣ－ＤＣコンバータ、　７０　第３ＤＣ－ＤＣコンバータ、　８０　制御部、　９０　駆動回路、　Ｒ１　負荷、　Ｃ１　第１容量、　Ｃ２　第２容量、　Ｌ１　第１インダクタ、　Ｌ２　第２インダクタ、　Ｌ３　第３インダクタ、　Ｄ１　第１ダイオード、　Ｄ２　第２ダイオード、　Ｄ３　第３ダイオード、　Ｓ１　第１スイッチ、　Ｓ２　第２スイッチ、　Ｓ３　第３スイッチ、　Ｓ４　第４スイッチ、　Ｓ５　第５スイッチ、　Ｓ６　第６スイッチ、　Ｓ７　第７スイッチ、　Ｔ１　トランス、　ＩＮ１　インバータ、　Ｍ１　第１ＭＯＳＦＥＴ、　Ｍ２　第２ＭＯＳＦＥＴ。
　本発明は、サーバに電力を供給する電源装置に利用可能である。

Claims (7)

  1. 　整流された電力の力率を改善するＰＦＣ（Power Factor Correction）回路と、
    　前記ＰＦＣ回路の出力を受け、負荷に供給すべき電圧を生成する第１ＤＣ－ＤＣコンバータと、
    　前記ＰＦＣ回路の出力を受け、制御電圧を生成する第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび第３ＤＣ－ＤＣコンバータと、を備え、
    　前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび前記第３ＤＣ－ＤＣコンバータは縦列接続され、
    　前記第３ＤＣ－ＤＣコンバータの入力端子は、前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子および前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子の両方に接続されることを特徴とする電源装置。
  2. 　前記ＰＦＣ回路、前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータ、前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび前記第３ＤＣ－ＤＣコンバータの稼働または停止を制御する制御部を、さらに備え、
    　前記制御部は、前記ＰＦＣ回路および前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータの停止中に前記制御電圧を生成する場合、前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび第３ＤＣ－ＤＣコンバータを稼動させることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  3. 　前記制御部は、前記ＰＦＣ回路および前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータの稼働中に前記制御電圧を生成する場合、前記第３ＤＣ－ＤＣコンバータを稼働させ、前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータを停止させることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
  4. 　前記第３ＤＣ－ＤＣコンバータの入力端子と、前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータおよび前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子との間にそれぞれ整流素子が挿入されることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の電源装置。
  5. 　前記第３ＤＣ－ＤＣコンバータの入力端子と、前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子との間に挿入される整流素子は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、
    　前記ＭＯＳＦＥＴは、前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータの稼働中にオンし、前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータの停止中にオフすることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
  6. 　前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧は、前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧より高く設定されることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の電源装置。
  7. 　前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータには、前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータの変換効率より高い変換効率のＤＣ－ＤＣコンバータが用いられることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の電源装置。
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