TW201326801A - 自激振盪電磁耦合量測裝置 - Google Patents

Abstract

一種自激振盪電磁耦合量測裝置，包括第一感測模組、可調頻率振盪器、振幅控制單元、功率放大器以及電流感測器。第一感測模組利用驅動電壓幅射出交變磁場以感測待測樣品，並因應其等效阻抗的變化產生回授訊號。可調頻率振盪器利用回授訊號調整振盪電壓的相位與頻率，以致使振盪電壓的頻率相等於第一感測模組的諧振頻率。振幅控制單元依據驅動電壓產生控制資訊。功率放大器依據控制資訊放大振盪電壓，以產生具有固定振幅的驅動電壓。電流感測器檢測功率放大器所產生的驅動電流，並產生與待測樣品相關的檢出訊號。

Description

自激振盪電磁耦合量測裝置

本發明是有關於一種非接觸式量測裝置，且特別是有關於一種自激振盪電磁耦合量測裝置。

利用捲對捲(roll to roll，R2R)製程來製作電子產品的技術越來越蓬勃，例如：軟性印刷電路板、導電薄膜...等。其中，導電薄膜會在基材上被沉積，針對沉積後所形成之導電薄膜的阻抗進行量測。針對導電薄膜進行量測的裝置可以被區分成多種類型，其中非接觸式量測裝置可在不破壞待測樣品的情況下，檢測出待測樣品的特性與缺陷，因此廣泛地應用在現今的工業界。

目前已有一些習知技術相繼提出非接觸式量測裝置，例如：美國專利第5,559,428號、美國專利第5,731,697號以及美國專利第4,000,458號。其中，美國專利第5,559,428號、第5,731,697號與第5,731,697號主要是利用LCR進行頻率掃描，之後再進行頻率與複阻抗的特性分析，以藉此量測待測樣品的特性變化。然而，上述方法往往需進行掃頻的操作。而量測結果之非線性度與量測的可信度相關。

再者，在美國專利第4,000,458號中，其是將感測模組當作振盪電路的諧振元件，以利用自回授共振的方式振盪出驅動電壓。感測模組為振盪電路的諧振元件。以下提出一可針對不同的待測樣品進行量測的裝置。

本發明提供一種自激振盪電磁耦合量測裝置，利用可調頻率振盪器調整驅動電壓的相位，以致使感測模組持續地操作在諧振頻率下，並將驅動電壓的振幅維持固定。藉此，在諧振頻率下所產生的功率耗損將反應在功率放大器所提供的驅動電流上。如此一來，將有助於提升感測模組的量測範圍以及量測的速度與線性度。

本發明提出一種自激振盪電磁耦合量測裝置，包括第一感測模組、可調頻率振盪器、振幅控制單元、功率放大器以及電流感測器。第一感測模組利用驅動電壓幅射出交變磁場以感測待測樣品，並因應其等效阻抗的變化產生回授訊號。可調頻率振盪器產生振盪電壓，並致使振盪電壓的頻率相等於第一感測模組的諧振頻率。振幅控制單元依據驅動電壓迴授產生控制資訊。功率放大器依據一增益值放大振盪電壓，以產生驅動電壓。此外，功率放大器更依據控制資訊調整增益值，以致使驅動電壓的振幅維持固定。電流感測器檢測功率放大器所產生的驅動電流，並產生與待測樣品之特性相關的檢出訊號。

在本發明之一實施例中，上述之可調頻率振盪器由一鎖相迴路所構成。其中，所述鎖相迴路包括壓控振盪器、相位比較器以及低通濾波器。壓控振盪器產生振盪電壓。相位比較器比較振盪電壓與回授訊號之間的相位差，並據以產生相位誤差訊號。低通濾波器濾除相位誤差訊號中的高頻成份，並據以產生調整電壓。其中，壓控振盪器依據調整電壓重新振盪，以調整振盪電壓的頻率。

在本發明之一實施例中，上述之振幅控制單元包括電壓產生器與電壓增益控制器。其中，電壓產生器產生參考電壓。電壓增益控制器將驅動電壓轉換為偵測電壓。此外，電壓增益控制器將偵測電壓與參考電壓進行比較，並依據比較結果產生控制資訊。

在本發明之一實施例中，上述之第一感測模組包括驅動線圈與電容，且驅動線圈與電容在電性連接上相互並聯。

在本發明之一實施例中，上述之第一感測模組包括第一繞線，且自激振盪電磁耦合量測裝置更包括第二感測模組。其中，第二感測模組包括第二繞線。此外，第一繞線與第二繞線電性相連，以形成用以產生交變磁場的驅動線圈。

在本發明之一實施例中，上述之第一感測模組與第二感測模組一同設置在待測樣品的上方，或是上述之第一感測模組與第二感測模組分別設置在待測樣品的上下兩側。

在本發明之一實施例中，上述之自激振盪電磁耦合量測裝置更包括磁感測元件。其中，磁感測元件設置在交變磁場的路徑上，並感應交變磁場的變化，以將來自第一感測模組的第二回授訊號回授至振幅控制單元。

在本發明之一實施例中，上述之磁感測元件與第一感測模組設置在待測樣品的同側，或是磁感測元件與第一感測模組分別設置在待測樣品的兩側。

在本發明之一實施例中，上述之待測樣品為一薄膜，且薄膜由不導磁材料所構成。此外，上述之自激振盪電磁耦合量測裝置依據檢出訊號判別薄膜的片電阻值。

為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

圖1為依據本發明之一實施例之自激振盪電磁耦合量測裝置的示意圖。如圖1所示，自激振盪電磁耦合量測裝置100包括感測模組110、功率放大器120、可調頻率振盪器130、振幅控制單元140以及電流感測器150。在操作上，功率放大器120會提供一驅動電壓V_D給感測模組110。感測模組110將利用驅動電壓V_D產生一交變磁場。

當交變磁場通過待測樣品101時，將在待測樣品101上感應出一渦電流，且渦電流大小將和待測樣品101的特性，例如：導電率、導磁率、厚度、缺陷及距離...等有關。此外，待測樣品101所感應出的渦電流會輻射出二次磁場，以抵抗感測模組110所產生之交變磁場(亦即一次磁場)的變化。換言之，感測模組110會接收到二次磁場的變化，亦即感測模組110與待測樣品101之間將產生一耦合效應。藉此，感測模組110將可透過磁場的耦合來達成其與待測樣品101之間的能量傳遞。此外，在耦合的過程中，待測樣品101的相關資訊也將透過非接觸的方式耦合至自激振盪電磁耦合量測裝置100。

為了致使本領域具有通常知識者能更加了解本實施例，以下將先就感測模組110與待測樣品101之間的耦合效應進行說明。

圖2為依據本發明之一實施例之渦電流的耦合模型的示意圖。參照圖2，耦合模型可簡單的以變壓器的模型來做近似，其中變壓器T₂的主線圈L₁相當於感測模組110中的驅動線圈，而電流I₁則相當於功率放大器120所產生的驅動電流。再者，待測樣品101所產生的渦電流，亦即電流I₂，則是相當於由變壓器T₂的次線圈L₂所產生，且R_L為待測樣品101的阻抗。其中，變壓器T₂的中間為空氣所隔開，故存在一耦合係數K。此外，耦合係數K介於0到1之間，並與感測模組110與待測樣品101之間的距離、介質以及感測模組110的形狀...有關。

參照圖2的耦合模型，將可利用式(1)的特性矩陣來表示雙埠變壓器之輸入/輸出端的電壓與電流關係。

其中，M為兩線圈的互感量，且M=。此外，利用式(1)的特性矩陣以及電壓與電流的關係，將可解出感測模組110的等效阻抗Z=X+jY，並可以圖3的等效電路來表示。其中，圖3為依據本發明之一實施例之感測模組的等效電路圖，且等效阻抗Z的實部X與虛部Y將如式(2)與式(3)所示：

依據式(2)與式(3)來看，感測模組110之等效阻抗的改變包括待測樣品101之阻抗R_L的變化與耦合係數K。此外，倘若感測模組110與待測樣品101之間的距離為固定，則耦合係數K將為固定值。藉此，感測模組110的等效阻抗將隨著待測樣品101的阻抗R_L產生相應變化，進而達成感測待測樣品101的目的。

另一方面，就待測樣品101的阻抗R_L而言，以電磁波在介面的反射現象來看，電磁波的傳遞阻抗會近似於傳輸線定理，並可透過介面的穿透反射來計算出，傳遞阻抗相等於電場與磁場的比值。據此，假設待測樣品101為一不導磁材料的薄膜，則待測樣品101的阻抗R_L將可以表示為：

其中，Z_P為介面阻抗，γ為反射係數，μ₀為導磁係數，σ為材料的電導率，t為材料厚度。在穿透介質時，電磁波會發生損耗衰弱，並以指數速率在遞減。其中，當電磁波的衰減量達到37%時，其穿透材料的深度將定義為材料的穿透深度。此外，如式(5)所示，材料的穿透深度將相關於頻率與材料的導電率σ。

與穿透深度相較之下，倘若待測樣品101的厚度為相對薄的膜材時，則根據式(4)，可以計算出待測樣品101的阻抗R_L近似於薄膜的片電阻值，且如式(6)所示：

換言之，當待測樣品101為不導磁材料的薄膜時，待測樣品101的片電阻值將視為電阻，並透過磁場耦合至感測模組110。據此，感測模組110的阻抗特性將產生相應的變化。以下將以二階電路系統來看，待測樣品101的電阻對感測模組110之阻抗所造成的影響。

在本實施利中，感測模組110為具有LC特性的元件，亦即感測模組110包括一驅動線圈與一電容，且驅動線圈與電容在電性連接上相互並聯。此外，所述驅動線圈可由一個以上的繞線組合而成，且所述電容主要是用以匹配感測模組110的諧振頻率。據此，感測模組110的等效電路將如圖4所示，其中圖4為依據本發明之另一實施例之感測模組的等效電路圖。

參照圖4，感測模組110的等效電路包括電容C、電感L與負載R_P，而可控電流源則相當於功率放大器120所提供的驅動電流I_D。再者，從可控電流源的兩端看進去，感測模組110的等效阻抗Z(jω)將如式(7)所示：

Z(jω)=H(jω)‧R _P 　(7)

其中，H(jω)為推動等效阻抗Z(jω)與負載R_P的轉換函數，且轉換函數H(jω)存在一諧振頻率ω₀=1/。此外，轉換函數H(jω)可以改用品質因數(Quality Factor)Q來表示。據此，將轉換函數對激勵頻率做圖，則可得如圖5所示的頻率響應。參照圖5，在諧振頻率ω₀下，轉換函數H(jω)的等效阻抗將達到最大。這意味著，此時電壓的振盪幅度為最大，進而可將很小的電流寬頻雜訊放大輸出。此外，在諧振頻率ω₀下，驅動電壓V_D與驅動電流I_D將會達到零相位。舉例來說，以元件特性來看，在諧振頻率ω₀下，相位所引起的損耗將不存在。也就是說，儲存於電感L的能量與儲存於電容C的能量將相同。

換言之，在諧振頻率ω₀下，驅動電壓V_D的幅度為最大，且可控電流源所提供的驅動電流I_D將全部流過純阻抗性的負載R_P。因此，倘若感測模組110能穩定在諧振頻率ω₀上，則負載R_P的損失功率也將最大化。再者，就感測模組110的能量損耗來看，倘若可控電流源所提供的驅動電壓V_D與驅動電流I_D分別為一弦波訊號，則平均功率將如式(8)所示：

其中，V_m及I_m分別為驅動電壓V_D與驅動電流I_D的振幅。據此，圖6為依據本發明之一實施例之用以說明感測模組的波形示意圖，其中曲線610~640分別為在諧振頻率ω₀下負載R_P的電壓、電流、功率以及平均功率。如圖6所示，可控電流源所提供的驅動電流I_D將全部提供給負載R_P，以作為能量損耗補償，進而維持振盪。

依據上述概念，反觀圖1實施例。在此，當待測樣品101通過感測模組110所產生的交變磁場時，待測樣品101的電阻將透過磁場耦合至感測模組110。此時，以圖4為例來看，感測模組110之等效阻抗中的負載R_P及電感L將產生相應的變化，進而致使流入感測模組110之驅動電流I_D的相位以及感測模組110的諧振頻率ω₀產生相應的改變。此外，在一實施例電路，傳送驅動電流I_D的金屬配線會貢獻相應的阻抗，例如：圖4中的電阻R’。因此，在設計上，可利用位在節點N4上的電壓作為回授訊號S_F，並藉此利用回授訊號S_F來反應驅動電流I_D的相位變化。換言之，感測模組110會因應其等效阻抗401的變化，而產生與驅動電流I_D相關的回授訊號S_F。值得一提的是，回授訊號S_F主要是用以反應驅動電流I_D的相位變化。因此，在實際應用上，本領域具有通常知識者可依據感測模組110的電路結構，任意更改節點N4的設置位置。換言之，圖4所列舉之節點N4的設置位置僅是一特定實施例，並非用以限定本發明。

為了致使感測模組110能持續地操作在諧振頻率ω₀上，回授訊號S_F將被傳送至可調頻率振盪器130。藉此，可調頻率振盪器130將產生一振盪電壓V_O，並利用回授訊號S_F調整振盪電壓V_O的相位與頻率，以致使振盪電壓V_O與回授訊號S_F的相位與頻率皆相等。且知，回授訊號S_F的頻率即是感測模組110的諧振頻率ω₀。換言之，可調頻率振盪器130會利用回授訊號S_F，將振盪電壓V_O的頻率調整至感測模組110的諧振頻率ω₀。

舉例來說，在一較佳實施例中，可調頻率振盪器130可由一鎖相迴路所構成。圖7為依據本發明之一實施例之鎖相迴路的方塊示意圖。參照圖7，鎖相迴路700包括相位比較器710、低通濾波器720以及壓控振盪器730。其中，壓控振盪器730用以產生振盪電壓V_O，並將振盪電壓V_O回授至相位比較器710。相位比較器710將比較回授訊號S_F與振盪電壓V_O之間的相位差，並據以產生相位誤差訊號。低通濾波器720將濾除相位誤差訊號中的高頻成份，並據以產生相應的調整電壓。壓控振盪器730將依據調整電壓重新振盪，以對振盪電壓V_O的頻率進行調整。如此一來，鎖相迴路700將不斷地調整振盪電壓V_O的頻率，直到回授訊號S_F與振盪電壓V_O之間的相位差驅近於0為止，才會進入鎖定的狀態。

換言之，可調頻率振盪器130本身可以振盪出振盪電壓V_O。此外，可調頻率振盪器130還會追蹤回授訊號S_F的相位變化，以致使振盪電壓V_O的頻率相等於感測模組110的諧振頻率ω₀。另一方面，由於功率放大器120是依據振盪電壓V_O來產生驅動電壓V_D，因此隨著可調頻率振盪器130對振盪電壓V_O的調整，功率放大器120所提供之驅動電壓V_D的頻率也將相等於感測模組110的諧振頻率ω₀，進而確保感測模組110能持續地操作在諧振頻率ω₀上。

再者，功率放大器120會依據一增益值放大振盪電壓V_O，並據以產生驅動電壓V_D。此外，振幅控制單元140會依據驅動電壓V_D產生一控制資訊DT。在一較佳實施例中，振幅控制單元140包括電壓增益控制器141與電壓產生器142。其中，電壓增益控制器141會接收驅動電壓V_D。此外，在實際應用上，驅動電壓V_D會透過電壓增益控制器141中的箝位器與低通濾波器，而被轉換成一偵測電壓。此外，電壓產生器142會提供一參考電壓V_R給電壓增益控制器141。藉此，電壓增益控制器141將會比對偵測電壓與參考電壓V_R，進而依據比對結果產生控制資訊DT。

藉此，功率放大器120將依據控制資訊DT調整其增益值，以致使驅動電壓V_D的振幅大小為固定。由於負載R_P的耗損能量將反應在功率放大器120的輸出功率上，且功率放大器120所提供之驅動電壓V_D的振幅又為固定，因此功率放大器120所提供的驅動電流I_D將隨著感測模組110中負載R_P的變化產生相應的變化。因此，電流感測器150將用以偵測功率放大器120所提供的驅動電流I_D，並據以產生一檢出訊號SD來反應待測樣品101的特性。

舉例來說，依據式(2)及式(3)來看，當待測樣品101的阻抗R_L減少時，感測模組110的虛部阻抗Y將減少，且感測模組110的實部阻抗X將增加。此外，虛部阻抗Y的減少將導致感測模組110的諧振頻率上升，進而導致純電阻性負載所損耗的平均功率增加。換言之，當待測樣品101的阻抗R_L減少時，亦即當待測樣品101的片電阻越大時，將導致能量耗損增加。也就是說，所耗損的能量將隨著待測樣品101的片電阻大小呈現嚴格遞增或遞減，並且不具有相位引起的損耗。

此外，依據式(2)來看，待測樣品101的阻抗R_L將透過如式(9)所示的轉移函數A耦合到感測模組110。假設待測樣品101為薄膜，且耦合係數K與次線圈L₂為固定不變的情況下，隨著待測樣品101之阻抗R_L的增加，感測模組110的虛部阻抗Y將增加。此外，虛部阻抗Y的增加將導致感測模組110的諧振頻率以接近感抗變化的平方倍增加。藉此，轉換函數A中的變異量/ω ² L ₂將能夠接近於抵銷，致使轉換函數A維持不變。因此，當感測模組110操作在諧振頻率，且感測模組110之驅動電壓V_D的振幅為固定時，透過驅動電流I_D來反應待測樣品101的方法，將可提高量測的線性度，並改善傳統量測上的非線性現象。

此外，在本實施例中，可調頻率振盪器130為一主動電路，並可自行振盪而產生振盪電壓V_O。相對地，功率放大器120則用以隔離可調頻率振盪器130與感測模組110。換言之，可調頻率振盪器130不會受到感測模組110的影響，進而有助於提升感測模組110的量測範圍。再者，本實施例是將感測模組110持續地操作在諧振頻率ω₀上，因此無須進行頻率掃描的操作，進而提升自激振盪電磁耦合量測裝置100的量測速度。

除此之外，在系統架構上，圖1實施例中的感測模組110是設置在待測樣品101的上方。雖然圖1實施例列舉了感測模組110與待測樣品101在配置上的實施型態，但其並非用以限定本發明。本領域具有通常知識者可依據設具所需，更改感測模組110的數量與配置位置，或是增設相應的磁感測元件，以針對特殊需求的待測樣品101進行檢測。舉例來說，圖8至圖12為依據本發明之另一實施例之自激振盪電磁耦合量測裝置的示意圖。

在圖8與圖9實施例中，自激振盪電磁耦合量測裝置100更包括感測模組810。其中，感測模組110包括第一繞線，感測模組810包括第二繞線，且第一繞線與第二繞線電性相連，以形成一驅動線圈。換言之，感測模組110與感測模組810係由同一驅動線圈所組成，並藉由驅動線圈來產生交變磁場。除此之外，在圖8實施例中，感測模組110與感測模組810是一同設置在待測樣品101的上方。在圖9實施例中，感測模組110與感測模組810則是分別設置在待測樣品101的上下兩側。據此，自激振盪電磁耦合量測裝置100將可透過感測模組110與感測模組810形成不同磁路的交變磁場，進而針對特殊需求的待測樣品101進行檢測。例如：待測樣品101的表面可能為平面、圓柱面或是任意曲面。再者，在圖8與圖9實施例中，振幅控制單元140是依據回授訊號S_F來產生控制資訊DT。亦即，此時的電壓增益控制器141是將回授訊號S_F轉換成偵測電壓，並將偵測電壓與參考電壓V_R，進而依據比對結果產生控制資訊DT。換言之，與圖1實施例相較之下，振幅控制單元140除了可以利用驅動電壓V_D來產生控制資訊DT以外，還可利用回授訊號S_F來產生控制資訊DT。

在圖10與圖11實施例中，自激振盪電磁耦合量測裝置100更包括磁感測元件1010。其中，磁感測元件1010是設置在交變磁場的路徑上。藉此，磁感測元件1010將感應交變磁場的變化，進而將來自感測模組110的第二回授訊號S_F2回授至振幅控制單元140。此時，振幅控制單元140將可利用第二回授訊號S_F2來產生控制資訊DT。亦即，此時的電壓增益控制器141是將第二回授訊號S_F2轉換成偵測電壓，並將偵測電壓與參考電壓V_R，進而依據比對結果產生控制資訊DT。換言之，與圖1、圖8與圖9實施例相較之下，振幅控制單元140除了可以利用驅動電壓V_D或是回授訊號S_F來產生控制資訊DT以外，還可利用第二回授訊號S_F2來產生控制資訊DT。此外，磁感測元件1010可由線圈、霍爾感測器(Hall sensor)、巨磁電阻(GMR)...等其他可感應磁場的元件所組成。更進一步來看，在圖10實施例中，磁感測元件1010與感測模組110是一同設置在待測樣品101的上方。在圖11實施例中，感測模組110與磁感測元件1010則是分別設置在待測樣品101的上下兩側。

圖12實施例則是由圖8至圖11實施例所延伸出的另一實施例。在圖12實施例中，自激振盪電磁耦合量測裝置100更包括感測模組1210、磁感測元件1220與磁感測元件1230。其中，感測模組110與感測模組1220是由同一驅動線圈所組成。此外，感測模組110與感測模組1220分別設置在待測樣品101的上下兩側。再者，磁感測元件1220與磁感測元件1230設置在交變磁場的路徑上，且分別設置在待測樣品101的上下兩側。至於圖12實施例中各構件的案例細部說明已包含在上述各實施例中，故在此不予贅述。

綜上所述，本發明是利用可調頻率振盪器追蹤驅動電壓的相位變化，以致使感測模組在感應待測樣品之後依舊可以操作在諧振頻率下。此外，本發明更利用振幅控制單元回授控制驅動電壓的振幅，以致使驅動電壓的振幅維持固定。藉此，在諧振頻率下所產生的功率耗損將反應在功率放大器所提供的驅動電流上，因此本發明可藉由偵測驅動電流來取得待測樣品的相關資訊。除此之外，由於本發明是利用可調頻率振盪器自激振盪出振盪電壓，因此可提升感測模組的量測範圍。再者，由於本發明無須進行頻率掃描即可量測出待測樣品的特性，因此可提升量測的速度與線性度。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100．．．自激振盪電磁耦合量測裝置

110、810、1210．．．感測模組

120．．．功率放大器

130．．．可調頻率振盪器

140．．．振幅控制單元

141．．．電壓增益控制器

142．．．電壓產生器

150．．．電流感測器

101．．．待測樣品

V_R．．．參考電壓

V_O．．．振盪電壓

V_D．．．驅動電壓

S_F．．．回授訊號

S_F2．．．第二回授訊號

DT．．．控制資訊

SD．．．檢出訊號

T₂．．．變壓器

L₁．．．主線圈

L₂．．．次線圈

I₁、I₂．．．電流

V₁、V₂．．．電壓

R_S、R_L．．．阻抗

R_eq．．．等效電阻

L_eq．．．等效電感

C．．．電容

L．．．電感

R_P．．．負載

R’．．．電阻

I_D．．．驅動電流

N4．．．節點

401．．．等效阻抗

610~640．．．曲線

700．．．鎖相迴路

710．．．相位比較器

720．．．低通濾波器

730．．．壓控振盪器

1010、1220、1230．．．磁感測元件

圖1為依據本發明之一實施例之自激振盪電磁耦合量測裝置的示意圖。

圖2為依據本發明之一實施例之渦電流的耦合模型的示意圖。

圖3為依據本發明之一實施例之感測模組的等效電路圖。

圖4為依據本發明之另一實施例之感測模組的等效電路圖。

圖5為依據本發明之一實施例之轉換函數的頻率響應示意圖。

圖6為依據本發明之一實施例之用以說明感測模組的波形示意圖。

圖7為依據本發明之一實施例之鎖相迴路的方塊示意圖。

圖8至圖12為依據本發明之另一實施例之自激振盪電磁耦合量測裝置的示意圖。

100．．．自激振盪電磁耦合量測裝置

110．．．感測模組

120．．．功率放大器

130．．．可調頻率振盪器

140．．．振幅控制單元

141．．．電壓增益控制器

142．．．電壓產生器

150．．．電流感測器

101．．．待測樣品

V_R．．．參考電壓

V_O．．．振盪電壓

V_D．．．驅動電壓

S_F．．．回授訊號

DT．．．控制資訊

SD．．．檢出訊號

Claims (17)

1. 一種自激振盪電磁耦合量測裝置，包括：一第一感測模組，利用一驅動電壓幅射出一交變磁場以感測一待測樣品，並因應其等效阻抗的變化產生一回授訊號；一可調頻率振盪器，產生一振盪電壓，並致使該振盪電壓的頻率相等於該第一感測模組的諧振頻率；一振幅控制單元，依據該驅動電壓產生一控制資訊；一功率放大器，依據一增益值放大該振盪電壓，以產生該驅動電壓，並依據該控制資訊調整該增益值，以致使該驅動電壓的振幅維持固定；以及一電流感測器，檢測該功率放大器所產生的驅動電流，並產生與該待測樣品之特性相關的一檢出訊號。
2. 如申請專利範圍第1項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該可調頻率振盪器由一鎖相迴路所構成。
3. 如申請專利範圍第2項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該鎖相迴路包括：一壓控振盪器，產生該振盪電壓；一相位比較器，比較該振盪電壓與該回授訊號之間的相位差，並據以產生一相位誤差訊號；以及一低通濾波器，濾除該相位誤差訊號中的高頻成份，並據以產生一調整電壓，其中，該壓控振盪器依據該調整電壓重新振盪，以調整該振盪電壓的頻率與相位。
4. 如申請專利範圍第1項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該振幅控制單元包括：一電壓產生器，產生一參考電壓；以及一電壓增益控制器，將該驅動電壓轉換為一偵測電壓，且該電壓增益控制器將該偵測電壓與該參考電壓進行比較，並依據比較結果產生該控制資訊。
5. 如申請專利範圍第1項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該第一感測模組包括一驅動線圈與一電容，且該驅動線圈與該電容在電性連接上相互並聯。
6. 如申請專利範圍第1項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該第一感測模組包括一第一繞線，且該自激振盪電磁耦合量測裝置更包括：一第二感測模組，包括一第二繞線，其中該第一繞線與該第二繞線電性相連，以形成用以產生該交變磁場的驅動線圈。
7. 如申請專利範圍第6項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該第一感測模組與該第二感測模組一同設置在該待測樣品的上方。
8. 如申請專利範圍第6項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該第一感測模組與該第二感測模組分別設置在該待測樣品的上下兩側。
9. 如申請專利範圍第1項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，更包括：一磁感測元件，設置在該交變磁場的路徑上，並感應該交變磁場的變化，以將來自該第一感測模組的一第二回授訊號回授至該振幅控制單元。
10. 如申請專利範圍第9項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該磁感測元件由一線圈、一霍爾感測器或是一巨磁電阻所構成。
11. 如申請專利範圍第9項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該磁感測元件與該第一感測模組設置在該待測樣品的同側。
12. 如申請專利範圍第11項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該磁感測元件與該第一感測模組一同設置在該待測樣品的上方。
13. 如申請專利範圍第9項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該磁感測元件與該第一感測模組分別設置在該待測樣品的兩側。
14. 如申請專利範圍第1項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該待測樣品為一薄膜，且該薄膜由不導磁材料所構成。
15. 如申請專利範圍第14項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該自激振盪電磁耦合量測裝置依據該檢出訊號判別該薄膜的片電阻值。
16. 如申請專利範圍第1項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該第一感測模組的等效阻抗致使流入該第一感測模組的一驅動電流的相位以及該第一感測模組的諧振頻率產生相應的改變。
17. 如申請專利範圍第16項所述之自激振盪電磁耦合量測裝置，其中該驅動電流流經該第一感測模組中的一節點，且位在該節點的電壓用以作為該回授訊號，且該第一感測模組利用該回授訊號來反應該驅動電流的相位變化。