TW201008189A - New frame and signalling pattern structure for multi-carrier systems - Google Patents

Description

201008189 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於用於多載波系統的新訊框和發訊樣型結 構。 【先前技術】 本發明藉此主要地相關（但未限制）於廣播系統，諸 Φ 如纜線爲基或地面數位廣播系統，在該廣播系統中，內容 資料、發訊資料、引導訊號等係映射至複數個頻率載波上 ’然後彼等在提供之全部或完全傳輸帶寬上傳输。該接收 器典型地調諧至全部傳輸帶寬的部分頻道（全部傳輸帶寬 的一部分）（有時稱爲分段接收），以僅接收個別接收器 所需或所希望之內容資料。例如，在ISDB-Τ標準中，全 部頻道帶寬藉此分割爲長度相等的13個固定段（頻率載 波的數量相等）。 【發明內容】 本發明的目的因此係提供用於多載波系統的傳輸設備 及方法以及訊號結構，其容許將接收器彈性地調諧至全部 傳輸帶寬的任何需要部分。 上述目的係藉由根據申請專利範圍第1項的傳輸設備 達成。根據本發明之傳輸設備適於在一訊框結構之基礎上 在一多載波系統中傳輸訊號，各訊框包含至少二發訊樣型 及至少二資料樣型，該等發訊樣型在頻率方向上彼此相鄰 201008189 ，該傳輸設備包含 發訊映射機構，適於將發訊資料映射在一訊框中的該等至 少二發訊樣型各者之頻率載波上，各發訊樣型具有相同長 度， 資料映射機構，適於將資料映射在一訊框中的該等至少二 資料樣型之頻率載波上， 轉移機構，適於將該等發訊樣型及該等資料樣型從頻率域 轉移至時間域，以產生一時間域傳輸訊號，以及 傳輸機構，適於傳輸該時間域傳輸訊號。 上述目的係藉由根據申請專利範圍第9項的傳輸方法 而另外達成。根據本發明之傳輸方法適於在一訊框結構之 基礎上在一多載波系統中傳輸訊號，各訊框包含至少二發 訊樣型及至少二資料樣型，該等發訊樣型在頻率方向上彼 此相鄰，因此該方法包含以下步驟 將發訊資料映射在一訊框中的該等至少二發訊樣型各者之 頻率載波上，各發訊樣型具有相同長度， 將資料映射在一訊框中的該等至少二資料樣型之頻率載波 上，將該等發訊樣型及該等資料樣型從頻率域轉移至時間 域’以產生一時間域傳輸訊號，以及傳輸該時間域傳輸訊 號。 上述目的係藉由根據申請專利範圍第10項的訊框樣 型而另外達成。本發明之訊框樣型適用於一多載波系統， 並包含至少二發訊樣型及至少二資料樣型，該等發訊樣型 在頻率方向上彼此相鄰，其中將發訊資料映射在該訊框中 -6 - 201008189 的該等至少二發訊樣型各者之頻率載波上，各發訊樣型具 有相同長度’且其中將資料映射在該訊框中的該等至少二 資料樣型之頻率載波上。 本發明的目的係另外提供接收設備及方法，及在多載 波系統中用於傳輸及接收訊號的系統及方法，其容許彈性 調諧至該傳輸帶寬之任何需要部分。 上述目的係藉由根據申請專利範圍第11項的接收設 Φ 備達成。根據本發明之接收設備適於在一訊框結構的基礎 上以一傳輸帶寬在一多載波系統中接收訊號，各訊框包含 至少二發訊樣型及至少二資料樣型，該等發訊樣型在頻率 方向上彼此相鄰且各發訊樣型具有映射在頻率載波上的發 訊資料’該等資料樣型具有映射在該頻率載波上.的資料， 該等至少二發訊樣型各者具有相同長度，其中該接收設備 包含接收機構’適於待調諧至並接收該傳輸帶寬之已選擇 部分，該傳輸帶寬的該已選擇部分至少具有該等發訊樣型 Φ 之一者的長度並至少包括待接收之一資料樣型，以及評估 機構，適於評估包含在一已接收發訊樣型中的該發訊資料 ，以致能該等至少二資料樣型的接收。 上述目的係藉由根據申請專利範圍第22項的接收方 法而另外達成。本發明之接收方法適於在一訊框結構的基 礎上以一傳輸帶寬在一多載波系統中接收已傳輸訊號，各 訊框包含至少二發訊樣型及至少二資料樣型，該等發訊樣 型在頻率方向上彼此相鄰且發訊樣型各者具有映射在頻率 載波上的發訊資料，該等資料樣型具有映射在該頻率載波 201008189 上的資料’該等至少二發訊樣型各者具有相同長度，該方 法包含以下步驟 接收該傳輸帶寬之已選擇部分，該傳輸帶寬的該已選擇部 分至少具有該等發訊樣型之一者的長度並至少包括待接收 之一資料樣型，以及 評估包含在一已接收發訊樣型中的該發訊資料，以致能該 等至少二資料樣型的接收。 上述目的藉由根據申請專利範圍第23項之用於傳輸 及接收訊號的系統而另外達成，該系統包含一種傳輸設備 ’用於在一訊框結構之基礎上在一多載波系統中傳輸訊號 ’各訊框包含至少二發訊樣型及至少二資料樣型，該等發 訊樣型在頻率方向上彼此相鄰，該傳輸設備包含 發訊映射機構，適於將發訊資料映射在一訊框中的該等至 少二發訊樣型各者之頻率載波上，各發訊樣型具有相同長 度， 資料映射機構，適於將資料映射在一訊框中的該等至少二 資料樣型之頻率載波上， 轉移機構，適於將該等發訊樣型及該等資料樣型從頻率域 轉移至時間域，以產生一時間域傳輸訊號，以及 傳輸機構，適於傳輸該時間域傳輸訊號，該系統另外包含 根據本發明之接收設備，其適於接收來自該傳輸設備之該 時間域傳輸訊號。 上述目的藉由根據申請專利範圍第24項之用於傳輸 及接收訊號的方法而另外達成，該方法包含一種傳輸設備 -8- 4 201008189 ，用於在一訊框結構之基礎上在一多載波系統中傳輸訊號 ，各訊框包含至少二發訊樣型及至少二資料樣型，該等發 訊樣型在頻率方向上彼此相鄰，該傳輸方法包含以下步驟 將發訊資料映射在一訊框中的該等至少二發訊樣型各者之 頻率載波上，各發訊樣型具有相同長度， 將資料映射在一訊框中的該等至少二資料樣型之頻率載波 上， φ 將該等發訊樣型及該等資料樣型從頻率域轉移至時間域， 以產生一時間域傳輸訊號，以及 傳輸該時間域傳輸訊號， 該方法另外包含根據本發明之適於接收該時間域傳輸訊號 之接收方法。 本發明因此建議在頻率域中以及在時間域中使用訊框 結構或訊框樣型之多載波系統。在該頻率域中，各訊框包 含至少二發訊樣型，其分別在頻率載波上運載發訊資料或 • 資訊，且分別具有相同長度（或帶寬）。在轉換至時間域 後，然後在該結果時間域訊號中，各訊框壓縮個別發訊符 號以及資料符號。各訊框樣型在頻率方向上包括整體或全 部傳輸帶寬，以致該全部傳輸帶寬因此由具有該相同個別 長度之該等發訊樣型相等地分割。然後各訊框之資料樣型 在時間上跟隨該等發訊樣型。該接收設備可自由地及彈性 地調諧至該傳輸帶寬的任何希望部分，設若該接收設備可 調諧至的傳輸帶寬的部分至少具有該等發訊樣型之一者的 長度。藉此，該接收設備終始能接收整體發訊樣型的發訊 201008189 資料，以致在該基礎上並使用包含接收後續資料樣型所需 之實體層資訊的發訊資料，該資料樣型可於該接收設備中 接收。 各訊框有利地包含在時間維度上接續在該等至少二發 訊樣型之後的至少二額外的發訊樣型，該等額外的發訊樣 型各者具有與該等至少二前導發訊樣型之所對應的一者相 同的個別長度。藉此，即使各發訊樣型之長度（帶寬）不 夠長至包含所有必要的發訊資料，可能在該額外發訊資料 中傳輸必要的賸餘發訊資料。即使該接收設備具有頗小（ 有效）接收帶寬，因此其可能傳輸及接收所有必要的發訊 資料。更加有利地，各訊框包含至少二訓練樣型，其中引 導訊號映射在一訊框中的各訓練樣型之頻率載波上，且其 中將該等發訊樣型在該頻率方向上對準至該等訓練樣型。 藉此，藉由在時間方向上在該等發訊樣型之前的該等訓練 樣型，首次接收該訓練樣型的該接收設備能執行時間、同 步、頻率移位計算、及/或頻道評估，然後可接收在該等 已接收發訊樣型中的發訊資料並將其用以接收與該接收設 備之調諧位置獨立的該等後續資料樣型。例如，各訓練樣 型具有相同長度，且各發訊樣型的長度與該等訓練樣型各 者之長度相同。替代地，各訓練樣型具有相同長度’且各 發訊樣型的長度小於該等訓練樣型各者之長度。藉此’發 訊樣型各者的長度可能爲該等訓練樣型各者之長度的一半 。該等發訊樣型不與該等訓練樣型對準之實作或許係可能 的。 -10- 201008189 有利地，各發訊樣型包含至少一防護帶。藉此，甚至 在該有效接收帶寬小於該調諧帶寬的情形中，例如，由於 過濾特徵等，保證該接收設備可接收在發訊樣型中的所有 發訊資料。藉此，各發訊樣型可能在其開始包含一防護帶 並在其結束包含一防護帶。 有利地，各訊框之各發訊樣型包含該發訊樣型在該訊 框內的位置，其在該接收側擷取及評估。在此情形中，更 Φ 加有利地，除了個別發訊樣型在訊框中的位置外，在各訊 框中之各發訊樣型可包含完全相同的發訊資料，該位置在 訊框中的至少一部分的發訊樣型中不同。藉此，該接收設 備能決定其，例如在初始週期期間，在（各訊框內的）全 部傳輸帶寬內的位置，在其中將該接收設備調諧至訊框內 的任意位置，然後在該已接收發訊樣型中的發訊資料的基 礎上，調諧至致能所希望資料之接收的該帶寬。 更加有利地，各訊框之該等發訊樣型包含指示該訊框 • 中所包含的資料樣型之數量的發訊資料。更有利地，在該 等發訊樣型中的該發訊資料之結構支援在各訊框之頻率方 向上的有限最大數量之資料樣型。另外，各訊框之該等發 訊樣型可能包含用於該訊框中所包含的各資料樣型之單獨 發訊資料。 更加有利地，該等發訊樣型的發訊資料包含錯誤偵測 及/或修正編碼。藉此，即使接收設備不能接收整體發訊 樣型’該接收設備可能仍能得到包含在該發訊樣型中的整 體發訊資料。 -11 - 201008189 雖然該接收器可彈性地調諧至該傳輸帶寬的任何所希 望部分，由於本發明提議之該新訊框結構，始終可能接收 整體發訊樣型的該等發訊資料。有利地，該接收設備包含 一再構成機構，適於從該傳輸帶寬之該已接收已選擇部分 再構成該原始發訊樣型。藉此，若該接收機構調諧至的該 傳輸帶寬之該已選擇部份與該發訊樣型結構不匹配時，該 再構成機構可能適於將該等已接收發訊訊號重排成該原始 發訊樣型。從而，即使該接收器調諧至的該傳輸帶寬之該 已選擇部分不能完全地且正確地（在頻率方向上）與該等 發訊樣型之一者匹配，該接收器在此等例子中將接收（逐 頻率）前導發訊樣型之最後部分及（逐頻率）後續發訊樣 型的首先部分。例如，若該接收設備知道在各訊框中其距 離該發訊樣型結構的（頻率維度）移位，該再構成機構可 能適於將已接收發訊訊號重排成原始發訊樣型。替代地， 各訊框包含在時間維度上接續在該等至少二發訊樣型之後 的至少二額外的發訊樣型，該等額外的發訊樣型各者具有 與該等至少二前導發訊樣型之所對應的一者相同的個別長 度，其中該再構成機構適於將在該時間維度上接續於彼此 之後的已接收之二個或多個發訊樣型重排成該原始發訊樣 型。從而，該前導發訊樣型及該後續發訊樣型可共同包含 必要的發訊資料，即使該等發訊樣型在頻率維度上的長度 短於所有必要發訊資料包含在單一發訊樣型中之情形。 替代地或附帶地，該等發訊樣型的該發訊資料包含一 錯誤偵測及/或修正編碼，其中該再構成機構適於在該等 -12- .201008189 已接收發訊訊號上執行一錯誤偵測及/或修正解碼，以再 構成該原始發訊樣型。藉此，該已傳輸發訊樣型可能包含 即使僅可接收該發訊樣型的一部分，使該接收器能再構成 該原始發訊樣型之額外的錯誤編碼、冗餘等。有利地，各 訊框之各發訊樣型包含該發訊樣型在該訊框內的位置，其 在該接收側擷取及評估。在此情形中，更加有利地，除了 個別發訊樣型在訊框中的位置外，在各訊框中之各發訊樣 φ 型可包含完全相同的發訊資料，該位置在訊框中的至少一 部分的發訊樣型中不同。藉此，該接收設備能決定其，例 如在初始週期期間，在（各訊框內的）全部傳輸帶寬內的 位置’在其中將該接收設備調諧至訊框內的任意位置，然 後在該已接收發訊樣型中的發訊資料的基礎上，調諧至致 能所希望資料之接收的該帶寬。有利地，各訊框之該等發 訊樣型包含具有該訊框中所包含的資料樣型之數量的發訊 資料’其中該評估機構適於以來自一已接收發訊樣型之資 Φ 料樣型的數量擷取該發訊資料。更有利地，各訊框之該等 發訊樣型包含具有該訊框中所包含的各資料樣型之單獨發 訊資料’其中該評估機構適於以來自一已接收發訊樣型之 各資料樣型擷取該單獨發訊資料。 有利地，該接收器適於待調諧至並接收該傳輸帶寬之 已選擇部分，以致能在該傳輸帶寬的該已選擇部分中的發 訊樣型之最佳接收。特別係若該資料樣型之頻率維度結構 與訊框中的該等發訊樣型不匹配時，且若待於該接收器中 接收之該傳輸帶寬的該選擇部分（在頻率維度上）大於待 -13- 201008189 接收之該（等）資料樣型時，或許可能最佳化該調諧以達 成發訊樣型之最佳可能接收，例如藉由調整該調諧以致接 收一整體發訊樣型的最大部分而仍接收該（等）所希望之 整體資料樣型。 通常’調諧該接收器以接收該傳輸帶寬之該選擇部分 ，以相對於該傳輸帶寬之該選擇部分，將至少一待接收之 資料樣型中心化，可能係有利的。 更加有利地，可在先前訊框的發訊樣型中接收之發訊 資訊的基礎上’將該接收器調諧至該傳輸帶寬的選擇部分 0 更加有利地，各訊框包含在時間維度上接續在該等至 少二資料樣型之後的額外資料樣型，該等額外資料樣型各 者具有與該等至少二先前資料樣型之所對應的一者相同之 個別長度。換言之，各訊框中的資料樣型之結構係以將至 少二資料樣型在頻率維度上彼此緊接配置的方式有利地設 定’以包括該整體傳輸帶寬。然後將額外的資料樣型配置 在該相同訊框中’而在時間方向上跟隨該等至少二資料樣 型’因此各額外或跟隨資料樣型具有與在相同的頻率位置 上之先即資料樣型（在頻率維度或方向上）相同的長度。 因此’若將接收設備調諧至該傳輸帶寬的特定部分，每一 訊框至少接收二資料樣型’該等資料樣型各者具有相同長 度而在.時間維度上彼此跟隨。藉此，該等資料樣型各者之 長度在該傳輸設備中可被動態地調整。替代地或附帶地， 額外資料樣型在時間維度上的數量可被動態地調整。然後 -14- 201008189 關於該等資料樣型的任何動態改變將在該等發訊樣型中發 訊。如同本發明所提議之具有該訊框結構的多載波系統因 而致能非常有彈性之資料內容傳輸，在該資料內容中，資 料樣型的長度、且因此每一資料樣型的資料量可被動態地 改變’例如從訊框至訊框或以任何其他所需的方式。替代 地’該等資料樣型的長度及/或數量可能係固定的或係不 變的。 φ 應理解本發明可施用至任何種類之多載波系統，在該 多載波系統中，傳輸設備適於在整體傳輸帶寬中傳輸資料 且接收設備適於選擇性地僅接收該整體傳輸帶寬的一部分 。用於此等系統或未來的單向或雙向廣播系統，諸如有線 或無線（例如，纜線爲基、地面等）數位視訊廣播系統， 之非限定範例可能存在。用於多載波系統之非限定範例會 係正交頻分多工（OFDM )系統，然而，可使用將發訊資 料、引導訊號、及其他種類之資料映射至複數個頻率載波 • 之任何其他合適的系統。該等頻率載波可能藉此等距並分 別具有相同長度（帶寬）。然而，本發明也可能使用在該 等頻率載波非等距及/或不具有個自地相同長度的多載波 系統中。另外，應理解本發明不受限於在施用在該傳輸側 上之全部傳輸帶寬中或在該接收側調諧至的該傳輸帶寬之 已選擇部分上的任何類型之特定頻率範圍中。然而，在部 分應用中，使用在該接收側上的接收帶寬可能係有利的， 亦即，該接收器可調諧至的該傳輸帶寬之部分的帶寬，其 對應既存（數位視訊廣播或其他）系統之接收裝置的帶寬 -15- 201008189 。用於接收器帶寬之非限定範例可能係8MHz，亦即，該 接收側可從該全部傳輸帶寬調諧至任何希望之8MHz帶寬 。藉此，該全部傳輸帶寬可係8MHz的倍數，例如8MHz 、16MHz、24MHz、32MHz等，以致該全部傳輸帶寬的分 段，亦即各訓練樣型的長度可係8MHz。然而，可能有其 他分段，例如（但不受限於）6MHz之各訓練樣型的長度 。通常，在8MHz之該接收器帶寬的非限定範例中，使用 在本發明之訊框結構中的各發訊樣型的長度可係8MHz、 4MHz (或以下）。 【實施方式】 圖1顯示整體傳輸帶寬1的槪要呈現，在該傳輸帶寬 中，根據本發明之傳输設備，與例如圖17槪要地顯示之 傳輸設備54 —樣，按照本發明在多載波系統中傳輸訊號 。圖1另外槪要地顯示本發明之接收設備3的方塊圖，其 適於調諧至並選擇性地接收傳輸帶寬1的已選擇部分2。 藉此，接收設備3包含調諧器4，其適於調諧至並選擇性 地接收傳輸帶寬1的所希望部分2，以及另外的處理機構 5，其按照該個別通訊系統執行該等已接收訊號的另外必 需處理，諸如解調變、頻道解碼等。根據本發明之接收設 備的更詳盡範例顯示在圖18之槪要方塊圖中，其顯示包 含接收介面64之接收設備63，其可係，例如天線、天線 樣型、有線或纜線爲基之接收介面、或適於在該個別傳輸 系統或通訊系統中接收訊號之任何其他合適介面。接收設 -16- 201008189 備63的接收介面64連接至接收機構65’該接收機構包含 調諧機構，諸如圖1中顯示的調諧機構4，以及取決該個 別接收或通訊系統之另外需要的處理元件，諸如適於將該 已接收訊號降頻至中頻或基帶之降頻機構。 如上文所述，本發明藉由提供用於多載波系統之特定 及新訊框結構，在接收器中致能傳輸帶寬1之所希望部分 2的彈性及變化接收。圖2顯示全部傳輸帶寬1的槪要呈 φ 現，在傳輸帶寬內，本發明之傳輸設備54適於在不同段 或部分6、7、8、9、以及10中傳輸資料內容，諸如視訊 資料、音訊資料、或任何其他種類的資料。例如，該等部 分6、7、8、9、以及10可爲傳輸設備54所使用以傳輸不 同種類的資料、來自不同來源的資料、預期給不同接收者 之資料等。部分6及9具有，例如最大帶寬，亦即，可由 對應接收設備63接收之最大帶寬。部分7、8、10具有較 小帶寬。本發明現在提議將訊框結構或樣型施用至整體傳 • 輸帶寬1，因此各訊框包含至少二訓練樣型及若干資料樣 型，該等訓練樣型在頻率方向上彼此相鄰。訊框之各訓練 樣型將具有相同長度及完全相同的引導訊號。換言之，將 全部傳輸帶寬1分割爲用於訓練樣型之相等部分，因此接 收器可調諧至的最大帶寬，例如圖2中顯示之用於部分6 及9的帶寬，必須等於或大於各訓練樣型的長度。藉此， 藉由適當地接收整體訓練樣型，根據本發明之接收設備63 可正確地與傳輸設備54同步並以彈性及非限定方式調諧 至及接收所希望的資料。附帶地，在此種已接收訓練樣型 -17- 201008189 的基礎上’接收設備63中可能計算頻率移位及/或估計通 道。當下文將更詳細地解釋時，會更加清楚在該傳輸帶寬 中的不同資料部分的長度不可超過在該個別訊框中的該等 訓練樣型之長度（頻率載波的數量）。 圖3顯示根據本發明的訊框11、η·、η"之時間域結 構的槪要呈現。訊框11、11'、11"各者包含前文符號（或 訓練符號）12、12、12"、一個或多個發訊符號13、13·、 以及數個資料符號14、14’。藉此，在該時間域中，該等 前文符號或訓練符號係在資料符號之前的發號符號之前。 訊框11、11’、11"各者可能具有複數個資料符號，其中資 料符號的數量在訊框11、11·、11"各者中變化之系統係有 可能的。該等前文符號係在接收設備63中使用，以執行 時間同步及最終地額外工作，諸如頻道估計及/或頻率移 位計算。發訊符號13、13'包含發訊資訊，例如接收設備 63所需要之用於解碼該等已接收訊號之所有實體層資訊， 但不限定爲L1發訊資料。該發訊資料可能包含，例如資 料內容至不同資料樣型的分配，亦即，將作爲，例如資料 串流、調變、錯誤修正設定等的資料內容在頻率載波上定 位，以致接收設備63可得到其應該調諧至的該整體傳輸 帶寬之部分的資訊。另外，該等發訊符號可能包含指示個 別資料樣型距離該等前文或訓練樣型及/或該等發訊樣型 之移位的發訊資料，以致接收設備63可能以將該等訓練 樣型及/或該等發訊樣型的之接收最佳化的方式，將對該 傳輸頻率之所希望部分的該調諧最佳化。藉由將該資料串 -18- 201008189 流分割爲邏輯塊，根據本發明之訊框結構的使用具有另外 的優點，可訊框接著訊框地發訊該訊框結構的改變，因此 先前訊框發訊該等後續訊框或彼等之一者的已改變訊框結 構。例如，該訊框結構容許調變參數的無縫改變而不產生 錯誤。 圖4A、4B、5A、及5B顯示可使用在本發明中的前文 結構之非限定範例。然而，必須理解也可使用其他可能的 φ 前文結構。圖4A顯示前文或訓練樣型15的頻率域呈現， 在該訓練樣型中，複數個頻率載波16 (在顯示範例中的 2048個載波）分別運載引導訊號。換言之，訓練樣型15 的所有頻率載波運載引導訊號。圖4B顯示在時間域中的 轉移後之圖4A的訓練樣型。該時間域訓練符號在單一重 複中包含複數個時間域樣本17(在顯示範例中的2048個 樣本）。換言之，該時間域訓練符號在該等時間域樣本中 不具有任何重複。圖5A顯示頻率域前文樣型18的另外非 參 限定範例，包含複數個頻率載波（在顯示範例中的512個 載波）。在該顯示範例中，僅每第四個次載波運載引導訊 號19，所有其他的次載波20不運載引導訊號。在轉移至 時間域中後，圖5B顯示之該時間域前文或訓練符號21顯 示四個重複22，各重複22具有完全相同的樣本23 (相同 的値及數量）。在該顯示範例中，該時間域訓練符號具有 2048個時間符號的長度且各重複22包含512個樣本。一 般規則係該時間域中之重複的數量對應於頻率域中之引導 訊號的重複率。若該等引導訊號在頻率域中的距離更高， -19- 201008189 在時間域中的重複數量增加。時間域前文或訓練符號中的 重複有時稱爲「短縮」訓練符號。在圖5B的範例中，該 時間域符號因此包含四個短縮訓練符號。在部分應用中， 使用僞雜訊引導訊號序列以在該時間域中得到僞雜訊相似 訊號樣型可能係有利的。同樣的，所謂CAZAC (固定增 幅零自關聯）序列可用於該等引導訊號，或導致僞雜訊相 似訊號樣型並在頻率域及時間域二者中具有良好關聯性質 之任何其他適合的序列。此種序列容許在本發明之接收設 備63中的時間同步。除此之外，若奈奎斯特準則在頻率 維度中完成，此種序列在接收設備63中容許可靠的頻道 估計。另外，此種序列在接收設備63中容許計算頻率移 位及或估計頻道。 如上文所述，本發明提議用於傳輸設備54之整體傳 輸帶寬的頻率域訊框結構或訊框樣型，在該訊框樣型中， 完全相同的訓練樣型在整體傳輸帶寬上重複，亦即，在頻 率方向上彼此相鄰。圖6槪要地視覺化在整體傳輸帶寬24 中之完全相同且彼此相鄰的訓練樣型25、26、27、28之 此種序列。換言之，將引導訊號的相同序列映射至各訓練 樣型25、26、27、28之頻率載波上，以致各訓練樣型具 有相同長度（或帶寬）及相同的頻率載波數量（假設頻率 次載波等距且分別具有相同的長度或帶寬）。有利地，如 圖6所示，將全部傳輸帶寬24相等地分割爲分別具有相 同長度之訓練樣型25、26、27、28。訓練樣型25、26、 27、及28的長度也對應於本發明之接收設備63可調諧至 -20- .201008189 的最小調諧帶寬以接收訊號，以保證接收設備63始終能 接收用於同步（及頻道估計、及/或頻率移位計算）之整 體訓練樣型。 本發明藉由，例如在圖18所示的接收設備63之關聯 機構67中關聯已接收引導訊號，因此致能以非常彈性的 方式將接收設備63調諧至全部通道帶寬24內的任何位置 ，而仍能執行可靠的同步。再次，本發明提議將整體傳輸 φ 頻率帶寬24分割爲相鄰的次塊或段，各段具有包含重複 之完全相同的引導訊號序列之訓練樣型且因此具有相同長 度。各訓練樣型的長度因此有利地對應於接收設備63可 調諧至的該帶寬。例如，如圖1 8所示，接收設備63包含 接收介面64，諸如天線、有線接收介面等，訊號經由其接 收在接收機構65中，其包含調諧器》若將接收設備63調 諧至傳輸帶寬的一部分，其與該等訓練樣型之一者匹配或 重合，該引導訊號序列以原始次序接收。若將接收設備63 • 調諧至傳輸帶寬的任意一部分或，例如二訓練樣型之間， 仍接收該訓練樣型的所有引導訊號，然而，不係以原始序 列的方式。然而，由於該引導訊號序列的循環行爲，仍呈 現非常良好的關聯性質，特別係若將僞雜訊序列用於各訓 練樣型中的該等引導訊號，且當本發明之接收設備63的 關聯機構67在執行自關聯時，亦即該等已接收引導訊號 與自身的關聯，其仍實現良好結果。具體地說’在有線系 統中，諸如纜線系統中，因爲高訊號對雜訊比’期待自關 聯實現良好結果。同樣的，此種序列在接收設備63中致 -21 - 201008189 能計算頻率移位及或估計頻道。 圖7顯示用於不具有訓練樣型之分段的多載波系統， 亦即，在該系統中，該傳輸帶寬與該接收帶寬完全相同， 之64個樣本僞雜訊序列的模擬結果。該關聯尖峰明顯可 見。圖8顯示根據本發明的系統之模擬結果的另一範例， 在該範例中，整體傳輸帶寬包含完全相同的訓練樣型且將 該接收器調諧至該傳輸帶寬的一部分。在圖8所示之模擬 中，將該接收器調諧至且相等地匹配第一段，亦即，該整 體傳輸帶寬之第一訓練樣型。換言之，該模擬顯示在該接 收器以原始序列接收訓練樣型的引導訊號之情形中的自關 聯結果。再次，該關聯尖峰明顯可見。圖9現在顯示圖8 之系統的模擬結果，因此將該接收器調諧至二訓練樣型之 間的位置，以致該接收器未以原始序列接收該等引導訊號 ，但該先前訓練樣型之最後部分在該後續訓練樣型的首先 部分之前接收。然而，由於該引導序列及該等訓練樣型的 循環行爲，仍可能得到自關聯尖峰，其顯示於圖9。 若接收設備63知道其調諧位置，亦即，知道與訊框 的開始或各訓練樣型之個別開始的移位，選擇性設置之再 配置機構66可將該等已接收引導訊號再配置成原始序列 ，並在與該期待訓練樣型之儲存版本比較的基礎上執行交 互關聯，以得到交互關聯結果。此種交互關聯結果通常會 具有比自關聯結果更好的品質，因爲其較少受雜訊影響。 從而，對於具有低訊號對雜訊比的系統，交互關聯會係更 佳的選擇。圖10顯示根據本發明之訊框結構或樣型29的 -22- 201008189 頻率域呈現的槪要範例。訊框結構29在頻率方向上包括 整體傳輸帶寬24，並包含在頻率方向上彼此相鄰之至少二 訓練樣型3 0，各訓練樣型在個別頻率載波上運載完全相同 的引導訊號序列並具有相同長度。在圖4所示之範例中， 將整體傳輸帶寬24次分割爲四個訓練樣型30，但任何更 高或更低的訓練樣型數量可能係適合的。在如圖17所示 之本發明的傳輸設備54中，引導映射機構55適於將該等 φ 引導訊號映射至各訓練樣型的頻率載波上。有利地，將僞 雜訊序列或CAZAC序列用於該等引導訊號，但具有良好 僞雜訊及/或關聯性質之任何其他序列可能係適合的。同 樣的，相對於圖4所解釋的，引導映射機構55可能適於 將引導訊號映射至該等訓練樣型中的每個頻率載波上。替 代地，相對於圖5所解釋之範例，引導映射機構55可能 適於將引導訊號映射至每第m個頻率載波上（m係大於1 之自然數）。每個訓練樣型30的長度或帶寬39與接收設 • 備63之該調諧器可調諧至的該帶寬38相同。然而，接收 設備63可調諧至的該傳輸帶寬之該部分可能大於訓練樣 型30的長度。除了在接收設備63之關聯機構67中執行 的關聯外，該等已接收引導可另外（於轉換機構68中轉 換爲頻率域之後）在頻道估計機構69中用於該訊框中之 頻率載波的頻道估計’其將必要頻道估計資訊提供給解映 射機構70,該資訊致能該等已接收資料訊號中之資料的正 確解映射。同樣的，該等已接收引導可使用在接收設備63 中，用於在未於圖18中圖示之對應機構中計算頻率移位 -23- 201008189 訊框結構或樣型29另外包含在頻率方向上彼此相鄰 之至少二發訊樣型3 1，彼等在時間方向上跟隨訓練樣型 30。各發訊樣型31具有與個別地先前訓練樣型30相同的 長度及帶寬，且各發訊樣型31在頻率方向上的開始及結 束完全相同於個別（逐時間）先前訓練樣型30的開始及 結束，以致發訊樣型31的頻率結構與訓練樣型30之頻率 結構完全相同。換言之，將發訊樣型31對準訓練樣型30 。圖17所示之本發明的傳輸設備54包含發訊資料映射機 構57，其適於將發訊資料映射至各發訊樣型31的頻率載 波上。藉此，各發訊樣型31包含，例如發訊樣型31在該 訊框內的位置。例如，除了個別發訊樣型在訊框中的位置 外，在各訊框中之各發訊樣型31具有並運載完全相同的 發訊資料，該位置在訊框中各發訊樣型31中不同。該發 訊資料係，例如包含接收設備63所需要已解碼已接收訊 號之所有實體層資訊的發訊資料L1。然而，可能將任何 其他合適之發訊資料包含在發訊樣型31中。發訊樣型31 可能，例如包含個別資料段32、33、34、35、36的位置 ’以致接收設備63知道所希望段的所在位置，以致接收 設備63的調諧器可調諧至該個別位置，以接收該等希望 之資料段。如圖18所示，接收設備63包含在具有該調諧 器之接收機構65後的轉換機構68，該轉換機構將已接收 時間域訊號轉換至頻率域中，隨後該發訊資料（選擇性地 在再構成機構71中再構成後）在解映射機構72中解映射 201008189 ，然後在評估機構73中評估。評估機構73適於從已接收 發訊資料摘錄必要及必需的發訊資訊。若有必要，可在發 訊樣型31之後立即在時間方向上提供額外的發訊樣型。 訊框結構或樣型29另外包含至少二資料段，該等資 料段在頻率方向上在整體頻率帶寬24上延伸，且在時間 方向上跟隨發訊樣型31»在發訊樣型31所位於之時間槽 後的時間槽中，訊框結構29顯示數個具有不同長度的資 _ 料段32、33、34、35、36、以及37，亦即，資料映射在 不同數量之個別頻率載波上。訊框結構29在後續時間槽 中另外包含額外的資料段，從而該等額外的資料樣型如同 個別先前資料樣型，分別具有相同長度及頻率載波數量。 例如，資料樣型32'、32"、32’"具有與第一資料樣型32 相同的長度。資料樣型33'、33"、33'"具有與資料段33 相同的長度。換言之，額外的資料樣型與在發訊樣型31 後之第一時間槽中的數個資料樣型32、33、34、35、36、 • 以及37具有相同的頻率維度結構。因此，若接收設備63 ，例如調諧至傳輸帶寬的一部分38以接收資料樣型35， 可適當地接收與資料樣型35具有相同長度之所有逐時間 後續資料樣型35’、35”、以及35"|。 如本發明提議的訊框結構或樣型29之彈性且可變的 資料樣型結構可，例如藉由具有不同種類的資料及/或來 自不同來源之資料的各種不同之資料串流的映射，如圖17 中藉由支線資料1、資料2、資料3視覺化之串流，在圖 17所示之本發明的傳輸設備54中實現。然後該個別資料 -25- 201008189 藉由個別資料映射機構58、58'、58"映射至在個別資料樣 型中的頻率載波上。如所陳述的，若頻率載波等距並分別 具有相同帶寬，至少部分不同的資料樣型可能具有不同長 度’亦即，頻率載波的數量不同。替代地，頻率方向上的 資料樣型之數量可能與訓練樣型的數量相同，其中各資料 樣型的長度（或帶寬）可能完全相同於各訓練樣型之長度 且彼等可能彼此對準（具有相同的頻率方向結構）。替代 地，各資料樣型可能具有相同長度且該等資料樣型的數量 可能係訓練樣型之數量的倍數，而仍具有相同的頻率結構 及對準。因此例如，2、3、4、或更多個資料樣型會與該 等訓練樣型各者對準。通常，該等資料樣型的長度必須小 於或最多等於有效接收器帶寬，以致該等資料樣型可接收 於接收設備63中。另外，傳輸設備54可能適於動態地改 變該等資料樣型結構，例如，該等資料樣型的長度及/或 數量。替代地，該等資料樣型的結構可係固定的或係不變 的。 另外，應注意該等資料樣型可有利地包含映射在部分 頻率載波上的引導訊號，以在該接收側上致能好的頻道估 計。藉此，該引導訊號可在正規樣型或非正規樣型中的資 料所相依之載波間消散。 在傳输設備54中，將具有來自引導映射機構55之引 導的頻率載波、具有來自發訊映射機構57之發訊資料的 頻率載波、及具有來自不同資料映射機構58、58’、58"之 資料的頻率載波在訊框形成機構59組合至根據本發明之 -26· 201008189 訊框樣型或結構29。 通常，本發明之訊框結構可係固定的或不變的，亦即 ，全部帶寬及各訊框在時間方向上的延伸可係固定的且始 終相同。替代地，該訊框結構也可具有彈性，亦即，全部 帶寬及各訊框在時間方向上的延伸取決於期望之應用而有 時可具有彈性且可改變。例如，具有資料樣型之時間槽的 數量可彈性地改變。藉此，可在該等發訊樣型之發訊資料 φ 中將該等改變發訊至接收設備。 可在圖10中看到，接收設備63可調諧至的部分38 與訓練樣型30及發訊樣型31的頻率結構不匹配。然而， 如上文所解釋的，由於訓練樣型3 0中的引導訊號序列的 循環本質，接收設備63的關聯機構67仍能執行自（或交 互）關聯。另外，在圖1〇所顯示之情況中，接收設備63 需要相關於部分38相對於訊框樣型29的頻率結構之移位 的消息，以能將該等接收發訊載波再構成爲發訊樣型31 之原始發訊序列，此係於再構成機構71中完成。此係由 於發訊樣型31具有與訓練樣型30相同的長度及頻率結構 〇 在接收設備63的啓動相或初始相期間，接收設備63 調諧至全部頻率帶寬之任意頻率部分。在纜線廣播系統之 非限定範例中，訓練樣型30可具有’例如8MHz帶寬。 因此，在啓動相期間，接收設備63能以原始或重排序列 接收整體訓練樣型30，並從該等已接收訓練樣型30以原 始或重排序列接收整體發訊樣型31。接收設備63在轉換 -27- 201008189 機構68中的該等已接收時間域訊號至頻率域之轉換後， 能在關聯機構67中執行關聯，以得到時間同步，並在頻 道估計機構69中執行頻道估計（通常係粗略的估計）及/ 或頻率移位計算。在接收設備63的評估機構73中，評估 該已接收發訊資料，例如得到該已接收發訊樣型在該訊框 中的位置，以致該接收器可自由地並彈性地調諧至個別希 望之頻率位置，例如圖10所示之部分38。在該新調諧位 置中，其通常會無須與訓練樣型30及發訊樣型31之頻率 結構匹配，由於彼等之循環本質，接收設備63仍能在訓 練樣型30的引導訊號的基礎上執行同步、頻道估計及頻 率移位計算。然而，爲能適當地評估發訊樣型31的發訊 資料，該等已接收發訊訊號必須重排，如所描述的，其係 在再構成機構71中執行。圖11在槪要範例中顯示此重排 。先前發訊樣型的最後部分31'在後續發訊樣型之首先部 分31"之前接收，隨後再構成機構71將部分31·置於部分 31"之後以再構成該發訊資料的原始序列，隨後在來自該 等頻率載波之發訊資料在解映射機構72中執行對應解映 射之後，已重排發訊樣型在評估機構73中評估。應記得 各發訊樣型3 1的內容均相同，以致此重排係可能的。 經常，接收設備不在該接收器調諧至的完全接收帶寬 上提供平坦頻率響應。此外，傳輸設備通常在接收帶寬窗 之邊緣面對漸增之衰減。圖12顯示典型濾波整形範例之 槪要呈現。可看到該過濾不係矩形，以致該接收設備不能 接收，例如8MHz帶寬而僅能有效地接收7.4MHz帶寬。 201008189 若該等發訊樣型31具有與接收設備63之接收帶寬相同的 長度及帶寬，該結果係接收設備63可能不能執行相對於 圖11所描述之發訊資料的重排，以致遺失部分訊號且不 能在該接收帶寬之邊緣接收。爲克服此問題及其他問題以 保證接收設備63始終能以原始序列接收一完整發訊樣型 ，且不必重排或重配置該等已接收發訊訊號，本發明替代 地或附帶地提議使用發訊樣型31a，相較於訓練樣型30, 其具有已縮減長度。圖13所示之範例，提議使用具有正 好爲訓練樣型30之一半長度的發訊樣型31，但仍具有與 訓練樣型30相同的頻率結構。換言之，如圖13所示，該 半長度發訊樣型31a的個別二者（亦即，一對）匹配且對 準訓練樣型30之每一者。藉此，每一對發訊樣型31a會 具有完全相同的發訊資料，該發訊資料包含該等發訊樣型 3 1 a在個別訊框中的位置。然而，相對於其他對發訊樣型 ，在此等其他對中，因爲彼等在該訊框內具有個別不同位 # 置，除了該位置資訊外，該發訊資料會完全相同。在各訓 練樣型30具有8MHz之帶寬或長度的上述範例中，發訊 樣型31a各者會具有4MHz的長度或帶寬。藉此，爲保證 可依舊傳輸相同的發訊資料量，可能必須在發訊樣型31a 後續的且在資料樣型32、34、35、36、及37之前的時間 槽中加入額外的半長度發訊樣型31b。額外發訊樣型31b 具有與發訊樣型31a相同的時間及頻率配置/對準，但包 含額外且不同於包含在發訊樣型31a中的發訊資料之發訊 資料。以此方式，接收設備63將能完全地接收發訊樣型 -29- 201008189 31a及31b，且該接收設備的再構成機構71適於將發訊樣 型31a及31b的發訊資料組合成原始序列。在此例子中， 可省略接收設備63中的再構成機構71。若必要的發訊資 料可在一半長度中傳輸，也可能僅提供具有半長度發訊樣 型31a之一時間槽，且額外的發訊樣型31b係非必要的。 替代地，甚至可在發訊樣型31b之後的後續時間槽中使用 更多的半長度發訊樣型。（針對本發明之所有實施例）通 常應注意訓練樣型、資料樣型及/或發訊樣型的長度（或 帶寬）可適於，例如小於或最多等於，接收設備63的有 效接收帶寬，例如該接收帶通濾波器的輸出帶寬，如上文 所述。 另外，通常應注意由本發明描述的訊框結構之訓練樣 型、發訊樣型及/或資料樣型可包含額外的防護帶，亦即 ，在個別樣型或訊框之開始或結束的未使用載波。例如， 各訓練樣型可在各樣型的開始或結束包含防護帶。替代地 ，在部分應用中，若各訊框中僅第一訓練樣型，在圖10 的範例中之在位置39的訓練樣型，可僅在該樣型的開始 包含防護帶，且各訊框中的最後訓練樣型可僅在該樣型的 結束包含防護帶，可能係有利的。替代地，在部分應用中 ，各訊框中僅第一訓練樣型，在圖10的範例中之在位置 39的訓練樣型，可在該樣型的開始以及結束包含防護帶， 且各訊框中的最後訓練樣型可在該樣型的開始以及結束包 含防護帶。包含在部分或全部訓練樣型中的防護帶之長度 可，例如小於或最多等於該接收設備可應付之最大頻率移 -30- 201008189 位。在曾提及之用於各訓練樣型的8MHz帶寬之範例中’ 該防護帶可，例如具有250至500kHz之長度或任何其他 合適的長度。同樣的，包含在訓練樣型中的各防護帶之長 度至少可係由於如相對於圖12所描述之過濾特徵而不在 該接收設備中接收之該等載波的長度。同樣的，若該等發 訊樣型具有防護帶，包含在訓練樣型中的各防護帶之長度 至少可係各發訊樣型防護帶的長度。 φ 附帶地或替代地，各發訊樣型，亦即，發訊樣型3 0、 31a、及/或31b，可包含在各樣型的開始或結束具有未使 用載波之防護帶。圖15顯示此情況之範例，其槪要地顯 示在頻率維度上彼此後繼配置之數個發訊樣型31a，各發 訊樣型具有在其開始之防護帶31 a1及在其結束的其他防護 帶31a"。例如，在OFDM系統中，在其中該全部傳輸帶寬 係8MHz訓練樣型長度的倍數（4nk模式：k係1 024載波/ 樣本的傅利葉窗尺寸，n= 1、2、3、4…），且各發訊樣型 φ 具有4MHz的長度，對在各發訊樣型之開始及結束的各防 護帶長度之建議會係3 43頻率載波（其係各4nk模式中在 各訊框之開始及結束的該等資料樣型中之未使用載波的數 量）。在各發訊樣型中的可使用載波之結果數量會係 3 584/2-2x343 = 1 1 06個載波。然而，必須理解此等數量僅 使用爲範例且無論如何不意謂著限制。藉此，包含在發訊 樣型中的各防護帶之長度至少可係由於如相對於圖12所 描述之過濾特徵而不在該接收設備中接收之該等載波的長 度，以致在各發訊樣型中的發訊資料之長度等於（或可能 -31 - 201008189 小於）有效接收器帶寬。應注意若存在額外發訊樣型31b ，如相關於圖13所解釋的，彼等將具有與發訊樣型31a 相同的防護帶3 la'及31a"。同樣的，如相關於圖13所描 述的發訊樣型30可如描述般具有防護帶31a'及31a"。 附帶地或替代地，各資料樣型可包含在各樣型的開始 或結束具有未使用載波之防護帶。替代地，在部分應用中 ，各訊框中僅在頻率方向上的個別第一資料樣型，在圖10 及13之範例中的資料樣型32、32·、32"、32···，可僅在 該資料樣型的開始包含防護帶，且各訊框中之在頻率方向 上的最後資料樣型，在圖10及13的範例中之資料樣型37 、37'、37"、37'"，可在該資料樣型的結束包含防護帶。 藉此，若發訊樣型包含防護帶，且/或若該等訓練樣型包 含防護帶，包含該等訓練樣型之防護帶，該等資料樣型的 防護帶的長度可，例如與發訊樣型的防護帶之長度相同。 如上文所述之包含在發訊樣型31、31a'、及/或31b 中的發訊資料（或根據本發明之其他發訊樣型）包含該實 體層資訊，其致能根據本發明之接收設備63得到與該訊 框結構相關的消息並接收及解碼所希望的資料樣型。作爲 非限定範例，該發訊資料可包含諸如全部或整體傳輸帶寬 、用於該等訓練樣型之防護帶長度、個別發訊樣型在該訊 框內的位置、用於該等發訊樣型的防護帶長度、用於該等 資料樣型之防護帶長度、建立超訊框之訊框的數量、目前 訊框在超訊框內的數量、資料樣型在全部訊框帶寬之頻率 維度上的數量、額外資料樣型在訊框中的數量、及/或用 -32- 201008189 於各訊框中的各資料樣型的單獨發訊資料 個別發訊樣型在訊框內的位置可，例如， 相對於該等訓練樣型或相對於該全部帶寬 例如，在圖1 〇之情形中，在其中該發訊 訓練樣型相同的長度並與之對準，若該發 段（例如，第一 8MHz段），或第二段等 包含指示。假使如相關於圖13所解釋的 φ 具有該等訓練樣型之長度的一半，則各相 有相同的位置資訊。在任何情形中，該接 此位置資訊調諧至該後續訊框中的希望頻 資料係爲存在於該訊框中的各資料樣型單 料塊，並可能包含諸如該資料樣型的第一 給該資料樣型之頻率載波的數量、用於該 、用於該資料樣型的錯誤保護碼、用於該 交錯器的使用、該資料樣型中的頻率陷波 〇 樣型中未用於資料傳輸的頻率載波）、該 置、及/或該等頻率陷波的寬度之參數。傳 訊映射機構57適於將對應發訊資料映射 頻率載波上。接收設備63的評估機構67 發訊資料，並使用或前傳包含在該發訊資 在接收設備63中另行處理。 若該發訊資料包含已提及之用於存在 料樣型之單獨發訊資料，該發訊樣型的結 在訊框各者之頻率方向上的有限最大數量 之參數。藉此， 指示該發訊樣型 之分段的位置。 樣型具有與該等 訊樣型位於第一 中，該發訊資料 ’該等發訊樣型 鄰發訊樣型對具 收設備將能使用 帶。該單獨發訊 獨設置之分離資 頻率載波、配置 資料樣型的調變 資料樣型之時間 之數量（在資料 等頻率陷波的位 輸設備54的發 在各發訊樣型的 適於評估已接收 料中的資訊，以 於訊框中的各資 構支援資料樣型 ，以限制各發訊 -33- 201008189 樣型的尺寸至最大尺寸。因而，雖然資料樣型在各訊框之 頻率方向上的數量可動態地及彈性地改變，此將僅在資料 樣型之特定最大數量內時係事實。在各訊框之時間方向上 的額外資料樣型分別與先前資料樣型對準，如上文所解釋 的。因而’各額外後續資料樣型具有與先前資料樣型相同 的位置、長度、調變等’以致用於該等先前資料樣型的發 訊資料也對後續資料樣型有效。藉此，在各訊框之時間方 向上的額外資料樣型之數量可係固定的或彈性的，且此資 _ 訊也可包含在該發訊資料中。相似地，該等發訊樣型的結 構僅可支援頻率陷波在各資料樣型中的有限最大數量。 附帶地或替代地，爲克服發訊樣型31的部分在接收 設備63中可能不係可接收的問題，傳輸設備54可選擇性 地包含錯誤編碼機構56，其適於加入某種錯誤編碼、冗餘 ，諸如重複編碼、循環冗餘編碼等至發訊資料，該發訊資 料係藉由發訊映射機構57映射至發訊樣型的頻率載波上 。額外的錯誤編碼會致能傳輸設備54使用與訓練樣型30 Q 長度相同的發訊樣型31，如圖10所示，因爲接收設備63 能，例如藉由再構成機構7 1執行某種錯誤偵測及/或修正 ，以再構成原始發訊樣型。 關於具有4MHz的長度且在OFDM系統中對準至 8 MHz之訓練樣型（段）的發訊樣型之提及範例’下表顯 示發訊結構之特定（非限定）範例： -34- 201008189 n4k 之 η 4位元 n4k目前之η 4位元 防護間隔長度 2位元 超訊框長度 16位元 訊框數 16位元 資料樣型數 5位元（或4或6 位元） 在具有與各資料樣型 有關之單獨資訊的資 料樣型上迴圈{ η-段數量 4位元 開始載波數字 12位元 資料樣型寬度（載波數量） 12位元 資料樣型QAM調變 3位元 LDPC區塊尺寸 1位元 LDPC編碼率 3位元 時間交錯器致能 1位元 陷波數 2位元 在陷波上的迴圈{ 開始載波數字 12位元 陷波寬度（載波 數量） 12位元 }陷波迴圈結束 PSI/SI再處理 1位元 }資料樣型迴圈結束 保留 1位元（或0或2 位元） CRC 32 ΜΙΡ 32位元 表1 :發訊結構 有利地，該訊框結構的每一訊框在頻率維度上最多可 具有32個資料樣型，以致在具有32 MHz ( 8 MHz之訓練樣 -35- 201008189 型的四倍）之全部帶寬的系統中，各資料樣型具有1MHz 的最小長度。發訊樣型之結果最大尺寸爲（48 + 3 2 + 3 2 ( 3 6 + 4*24 ) ) =48 + 32 + 4224 = 43 04 位元。適當縮短的 Reed

Salomon編碼可施用至該發訊資料。該已編碼資料可，例 如映射至連續的二QPSK符號上，或可使用任何其他合適 的調變。 替代地，該訊框結構的每一訊框在頻率維度上最多可 具有64個資料樣型，以致在具有3 2MHz ( 8 MHz之訓練樣 型的四倍）之全部帶寬的系統中，各資料樣型具有 0·5ΜΗζ的最小長度。發訊樣型之結果最大尺寸爲（ 48 + 32 + 64 ( 36 + 4*24 ) ) =48 + 32 + 8448 = 8528 位元。適當縮 短的R e e d S a 1 〇 m ο η編碼可施用至該發訊資料。該已編碼 資料可，例如映射至連續的二16-QAM符號上，或可使用 任何其他合適的調變。 替代地，該訊框結構的每一訊框在頻率維度上最多可 具有16個資料樣型，以致在具有32MHz( 8 MHz之訓練樣 型的四倍）之全部帶寬的系統中，各資料樣型具有2MHz 的最小長度。發訊樣型之結果最大尺寸爲（48 + 32+16 C 36+4*24) ) =48+32+2112=2192 位元。適當縮短的 Reed

Salomon編碼可施用至該發訊資料。該已編碼資料可，例 如映射至一QPSK符號上，或可使用任何其他合適的調變 〇 在下文中，更詳細地描述在以上文表1中提及之發訊 資料的參數： -36- 201008189 a) n4k之η : 將建議之4nk系統的全部傳輸帶 寬界定爲8MHz的倍數 n=l ： 8MHz n = 2 ： 1 6MHz n = 3 : 24MHz n = 4 ： 32MHz Φ b)n4k目前的n: 指示該已解碼發訊樣型在完整 n4k頻道（訊框）內的位置 0000保留 000 1 0...8MHz ( n = l ) 00 1 0 8... 1 6MHz ( n = 2 ) 00 1 1 1 6.. ,24MHz ( n = 3 ) 0 1 00 24...32MHz ( n = 4 ) c )防護間隔長度： 界定用於所有資料樣型及發訊樣 φ 型之防護間隔（或帶）的長度 00 GI=l/64 01 GI=1/128 10 GI=l/256 11保留 d) 超訊框長度： 此參數描述建立一超訊框的訊框 數量 e) 訊框數量： 容許在一超訊框內計數之訊框。 此計數器在各超訊框的開始重設 -37- 201008189 f)資料樣型數量： g ) n-段數字： h )開始載波數字： i)資料樣型寬度： 】）資料樣型QAM: k) LDPC區塊尺寸： 1) LDPC編碼率： 界定在全部頻道中的頻率樣型之 數量 此參數發訊該資料樣型之第一載 波的位置（亦即，該8MHz段） 界定該資料樣型的第一載波。編 號係相對於該相關8MHz段的訊 框 界定該資料樣型之配置載波的數 量 此參數指示用於該資料樣型的 QAM調變 000 1 6-QAM 001 64-QAM 0 1 0 25 6-QAM Oil 1 024-QAM 100 4096-QAM 1 01 16384-QAM 1 1 0 65536-QAM 111保留 界定該LDPC區塊尺寸： 0 1 6k區塊尺寸 1 64k區塊尺寸 界定所選擇之用於該資料樣型的 201008189 • LDPC (低密度同位核對）編碼率 0000 2/3 0001 3/4 0010 4/5 00115/6 0100 8/9 0101 9/10 01 10-1 1 1 1 保留 m )時間交錯器致能： 發訊用於此資料樣型之時間交錯 器的使用 η )陷波數量： 界定在此資料樣型中的陷波存在 或數量 ❿ 〇〇無陷波於此資料樣型中 01 1陷波於此資料樣型中 10 2陷波於此資料樣型中 11 3陷波於此資料樣型中 〇 )陷波開始： 界定該資料樣型的第一載波 Ρ )載波數字： 編號係相對於該相關8MHz段的 訊框 q)陷波寬度： 界定用於該陷波之已配置載波的 數量 r) PSI/SI再處理： 發訊是否在該頭端執行PSI/SI再 處理 0 PSI/SI再處理失能 -39- 201008189 1 PSI/SI再處理致能 s ) CRC_32 MIP ： 用於該LI發訊區塊的32位元 CRC編碼 爲保證該等發訊樣型在接收設備63中的甚至更佳之 接收，本發明另外提議最佳化接收設備63的調諧位置。 在圖10及13所示之範例中，該接收器藉由在待接收資料 樣型的頻率帶寬附近將部分38中心化而調諧至傳輸帶寬 的部分38。替代地，可調諧接收設備63，以致藉由定位 部分38而最佳化發訊樣型31的接收，以致接收發訊樣型 31的最大部分而仍然完全地接收所希望之資料樣型。替代 地，本發明提議個別資料樣型的長度與個別前文樣型3 〇 及發訊樣型31之長度不應相差多於特定百分比，例如 10%。此解答之範例可在圖14中發現。資料樣型42、43 、44、及45之間的邊緣未以多於特定百分比，諸如（但 未限定爲）10%，（在頻率方向上）偏離前文樣型30及發 訊樣型31之間的邊緣。然後此小百分比可藉由上述之在 發訊樣型31中的額外編碼修正。 圖16顯示根據本發明的訊框47之範例的時間域呈現 。在傳輸設備54中，在訊框樣型或結構在訊框形成機構 59中產生後，藉由轉換機構60將頻率域訊框樣型轉换至 時間域中。產生之時間域訊框的範例現在顯示於圖16中 。訊框47包含許多短縮訓練符號48，藉由引導映射機構 55將引導訊號僅映射至每第m(m係大於或等於2之自然 數）個頻率載波上而產生，其後跟隨防護間隔49、發訊符 -40- 201008189 號50、另外的防護間隔51、及許多資料符號52，彼等分 別以防護間隔53分隔。當僅有單一發訊符號存在於時間 域中的情況對應於圖10所示之該範例時，其中具有發訊 樣型之單一時間槽存在於頻率域訊框結構中，具有分別具 有發訊樣型31a及31b之二時間槽的圖13之範例，會導 致二發訊樣型存在於時間域中，其明顯地由防護間隔分離 。該等防護間隔可係，例如該等個別符號之有用部分的循 φ 環延伸。該同步同靠性通常可藉由反轉最後訓練符號而強 化，亦即，藉由相關於先前訓練符號反轉最後訓練符號的 相位（彼等具有相同的相位）。在OFDM系統的範例中， 包含明顯設置之防護帶的該等發訊符號及該等資料符號可 分別具有一 OFDM符號的長度。然後將時間域訊框前傳至 傳輸機構61，其取決於所使用的多載波系統處理該時間域 訊號，例如，藉由將該訊號升頻至所希望的傳輸頻率。然 後該等傳輸訊號經由傳輸介面62傳輸，其可係有線介面 φ 或無線介面，諸如天線等。 訊框47中的短縮訓練符號48之數量取決於所希望的 實作及所使用之傳輸系統。作爲非限定範例，短縮訓練符 號48的數量可爲8，其係在關聯複雜性及同步可靠性之間 的折衷。 圖16另外顯示可組合成超訊框之個別數量的訊框。 每個超訊框的訊框數量，亦即，各超訊框在時間方向上的 長度可係固定的或可變化。藉此，可能具有超訊框可動態 地設定至的最大長度。另外，若用於超訊框中的各訊框之 -41 - 201008189 發訊樣型中的發訊資料均相同，且若發訊資料中的改變僅 在超訊框至超訊框間發生，其可能係有利的。換言之，調 變、編碼、資料樣型的數量等會在超訊框中的各訊框中相 同，但可在後續之超訊框中不同。例如，廣播系統中的超 訊框的長度可較長，因爲發訊資料可能不經常改變，且在 互動系統中，超訊框長度可較短，因爲傳輸及接收參數的 最佳化可在從接收器至傳輸器之反饋的基礎上完成》 傳輸設備54的元件及功能性已於之前在圖17顯示之 方塊圖中解釋。必須理解，傳輸設備54之實際實作將包 含該傳輸設備在個別系統中實際操作所需要的特定額外之 元件及功能性。在圖17中，僅顯示解釋及理解本發朋所 需要的元件及機構。對接收設備63也是如此，其方塊圖 顯示於圖18中。圖18僅顯示理解本發明所需要的元件及 功能性。額外的元件對接收設備63的實際操作係必要的 。另外必須理解傳輸設備54以及接收設備63的元件及功 能性可以適於執行本發明所描述及申請之功能性的任何種 類之裝置、設備、系統等實作。 本發明另外相關於訊框結構（及如上文所述之相當合 適的傳輸及接收設備及方法），其作爲上述實施例之替代 實施例’確實具有許多（二個或以上）資料樣型，在該等 資料樣型中，至少一資料樣型具有與其他資料樣型之長度 不同的長度。具有可變長度之資料樣型的結構可與如上文 所述之具有完全相同的長度及內容之訓練樣型的序列，或 與訓練樣型的序列之一者組合，該序列中至少一訓練樣型 -42- 201008189 具有與其他訓練樣型不同的長度及/或內容。在二情形中 ’接收設備63將需要相關於變化資料樣型長度的特定資 訊，其以可分離發訊資料頻道，或如上文所述的以包含在 訊框結構中的發訊資料樣型中所包含的發訊資料傳輸。在 後一情形中’若各訊框中的第一訓練樣型及第一發訊樣型 始終具有相同長度，以致該接收設備可藉由在每個或需要 的訊框中接收第一訓練樣型及發訊樣型而始終得到相關於 • 該等變化資料樣型的資訊，其或許係可能的實作。當然， 其他的實作或許係可能的。否則，相對於該等訓練樣型、 該等資料樣型、及該等發訊樣型、以及在傳輸設備54及 接收設備63中的可能實作之以上描述的其餘部分仍係可 應用的。 1.執行摘要 以下描述係本發明在未來的以纜線爲基之數位視訊廣 播系統中，諸如（但未限定於）DVB-C2，的有利實作之 建議。用於人造衛星（DVB-S2 )及地面（DVB-T2 )傳輸 之第二代實體層標準的最近發展已對纜線營運商帶來要求 ，以較使用目前之第一代DVB-C標準可達成的用於數位 廣播及互動服務，實現已改善及競爭的技術效能及彈性。 此建議的目的係對纜線網路之目前及預期未來需求提供完 整的系統解決方案，但也可施用於於地面網路。 此建議經由許多新及已改善的特性致能在通量及系統 彈性中的顯著改善： -43- 201008189 •彈性及極有效率的OFDM調變方案： 〇不僅使用既存之8MHz頻率掃描，也使用具有 8MHz之特定倍數的更大帶寬，容許極端可怕 地有效率之傳輸系統的實現。 〇基於頻率片的接收容許有成本效益的接收器實 作及已增加之系統彈性 〇 OFDM次載波的陷波支援（與安全相關之）地 面服務的有效保護（纜線網路干擾地面服務的 累積傳播）。 • OFDM次載波的高階調變在目前DVB-C系統上提 供顯著增加的通量 〇使用 1 024QAM次載波調變，可多達 69.8 Mbit/s (在8MHz接收帶寬中） 〇使用 4096QAM次載波調變，可多達 83.7 Mbit/s (在8MHz接收帶寬中） •從具有針對纜線系統之最佳化編碼率的DVB_D2及 DVB-T2再使用的LDPC編碼解碼器在目前編碼上 提供多於3dB之增益並促進與第二代DVB系統的 相容性。 •支援人造衛星及地面服務至纜線系統之資料格式轉 換 *支援數個輸入串流格式（單個及/或多個傳輸串流 (TS)及通用封裝串流（GSE)) •通量最佳化，其中傳回頻道係可使用的 -44 - 201008189 〇低系統等待時間以支援互動服務 〇取決於位置及頻率片特定SNR條件，調適 OFDM次載波以最佳化該通量。 此建議係完整的系統提議並提出該等需求的所有實施 樣態。對C2相關需求的詳細比較與技術之描述共同於節 5中提供。 使用以下縮寫：

ACM 調適編碼及調變 A WGN 加成性白高斯雜訊 BCH Bose-Chaudhuri-Hocquenghem 多種錯誤校正 二進位區塊編碼 C AZAC 固定振幅零自相關波形 CCM 固定編碼及調變 CRC 循環冗餘檢查 FEC 正向錯誤校正 GI 防護間隔 GS 通用串流 GSE 通用串流封裝 GSM 全球行動通訊系統 LDPC 低密度同位核對碼 OFDM 正交頻率部門多工 PAPR 尖峰對平均功率縮減 PSI/SI 節目特定資訊/服務資訊 QAM 正交調幅 -45- 201008189

QoS 服 務 品 質 RF 射 頻 SMATV 人 造 衛 星 共 用 天線電視 SNR 訊 號 對 雜 訊 比 TS 傳 輸 串 流 VCM 可 變 編 碼 及 調 變 VoD 隨 選 視 訊 必須理解下文描述之所有功能性及需求可在相對於圖 17所描述及顯示的傳輸設備54及/或相對於圖18所描述 及顯示之接收設備63中的個別成套機構及元件中實作。 另外，待理解以下對有利實作之詳細描述並不傾向於限制 在申請專利範圍中界定的本發明之範圍。 2.系統槪觀 2.1.有彈性的n4k系統 該建議系統包含與將不同輸入格式（單個或多個 TS 及GSE)映射至該OFDM次載波上相關的高階彈性。 基本觀念係將儘可能多的輸入串流叢集及多工至相對 數量之OFDM次載波上，該等OFDM次載波整體不超過接 收器側上的最大調諧器帶寬（例如8MHz，包含相關之防 護帶）。將此界定爲頻率資料片。 次載波代表該既存纜線頻道掃描之一 8MHz帶寬區塊 。目前的DVB-C帶寬（亦即，8MHz)可使用爲單一頻道 。然而爲增加頻譜效率，其他η個8MHz寬之OFDM次頻 201008189 道可共同組合或「叢集」，以產生更大頻道。數個頻率資 料片可能在一頻道中組合。沒有爲頻率片分配固定的頻率 帶寬，彼等不須要對準至該8MHz次頻道。 因爲該OFDM頻譜的防護帶僅在全部頻道帶寬的各側 使用一次’頻譜效率增加。該防護帶的頻譜形狀不隨不同 頻道帶寬改變。圖19描繪具有相關防護帶之不同頻道帶 寬的範例。

圖19:提議之DVB-C2 0FDM頻道的範例帶寬 整體頻道帶寬越高，該防護帶的頻譜消耗明顯的越低 。整體頻道帶寬的上限取決於頭端側的可使用技術（D/A 轉換器）。表2描繪若施用相同的防護帶成形，不同 OFDM頻譜帶寬的消耗百分比： -47- 201008189 OFDM頻道帶寬 隱帶消耗 8MHz 5.1% 16MHz 2.5% 24MHz 1.7% 32MHz 1.2% ... 表2:不同OFDM頻譜帶寬的防護帶消耗 頻率資料片帶寬不與任何固定頻率掃描相關’並可根 據該等輸入串流之帶寬要求以直接的方式調整。唯一的要 求係已配置次載波的數量不超過接收器側的調諧器帶寬。 將統計多工施用在該資料片上並得利於越大越好的帶寬。 整體頻道帶寬應係該次載波掃描（8 MHz )的倍數n。 此容許簡單的網路規劃以及在該接收器調諧器中的充份地 高調諧步長。該OFDM調變係從在DVB-H/T2中使用的4k 作業模式導出，擴充至該次頻道掃描的倍數。該系統因此 稱爲n4k系統（η指已叢集之4k調變區塊的數量）。 2.2.部分OFDM接收 爲容許有成本效益的接收器實作，建議基於頻率片的 OFDM接收。 具有固定段尺寸之分段OFDM接收目前已成功地配置 在ISDB-T中。在該等系統中可能接收單獨段或組合段。 ISDB-T的主要應用係在一RF頻道內提供行動接收以及固 定地面接收。 所建議的C2系統包含任意可調整分配次載波區塊， -48- 201008189 如圖20所示。所建議的C2頭端能針對所有超訊框計算所 有OFDM次載波的輸入串流特定散佈及頻率片組合。理想 上’將各輸入串流或輸入串流的各群組映射至OFDM次載 波的相關次群組上。已配置次載波的數量可直接從該輸入 資料率導出。此包含該QAM調變所導致的該模式調適、 串流調適、及FEC編碼、以及該增益的組合消耗。將全部 OFDM頻道分隔爲不同的頻率片（也稱爲頻率樣型或段） 的分隔係由L1發訊所界定（3·7.2段）。該接收器調諧至 包含希望頻率資料片的該頻率。將該部分OFDM解調變施 用至該已選擇之8MHz接收頻譜。 接收器調諧器 懈碼)帶宽

► Tx訊號

LT f/MHz

圖20:較寬之OFDM傳輸訊號的部分接收 注意：該頻率資料片的寬度可能小於該接收器接收帶 寬。在此情形中，該接收器在該ODFM解調變後僅選擇該 等相關次載波的資訊並將彼等前傳至後續解碼部。 2.3. C2系統槪觀 以下之圖21描繪所建議之C2系統的頂層方塊圖： -49- 201008189

針對DOCSIS 資料棚遍性

圖21:所建議之C2系統的頂層方塊圖

在該提議傳輸系統的第一步驟中，將不同輸入串流（ 單個或多個TS或GS)合倂並分封至與DVB-S2相似的基 帶封包。此種模式調適容許在期望強度等級上的串流比（ 亦即，TS或GS )調整。可能將單一 TS或GS饋送至數量 頗少的OFDM次載波上。然而，爲增加該次頻道的多樣性 (亦即，藉由在較大數量的次載波上施用頻率交錯器）， 叢集儘可能多的輸入串流以達到最大可能帶寬（亦即，在 接收器側的調諧器帶寬）係有利的。 次級係執行塡補（若有需要）及在該FEC編碼施用前 施用該基帶加密之串流調適級。 該FEC編碼級包含BCH編碼器、LDPC編碼器、以及 位元交錯器單元，與在 DVB-T2中所使用的相似。該 LDPC編碼器的一般輸出區塊尺寸爲64800位元。然而， 爲支援低等待時間（例如，如互動服務所需要的），也支 援較低之 LDPC區塊尺寸（亦即，如 DVB-T2已知之 -50- 201008189 16200位元）。爲移除高QAM( 1024-QAM及以上）群集 的錯誤基底，使用具有12位元之t-錯誤修正的已調整 BCH。 其次，該LDPC已編碼FEC訊框進入該BICM (位元 交錯編碼調變）級。連續使用同位交錯及之後的行扭轉交 錯及解調變器，此處該LDPC編碼器的輸出如同在DVB-T2中係位元交錯的。用於新的，較高的Q AM群集之位元 φ 交錯器擴充包含在此文件中。然後，該QAM編碼器將進 入位元映射至複雜QAM符號中。QAM映射係基於格雷編 碼，並建議針對1024-QAM及4096-QAM之T2映射的擴 充。 爲提供彈性的設定以處理不同的需求及環境，可修改 該調變及FEC參數。該建議系統提供不同的二作業模式： •對於廣播串流，用於各資料片（亦即，OFDM次載 波的相關數量）的調變及編碼之設定係在傳輸側單 • 獨地調整。選擇該等設定以保證在全部網路內的所 期望服務品質等級。用於各資料片的調變及編碼可 在超訊框間改變。在資料片內的各次載波（也稱爲 資料樣型或段）具有相同的調變及編碼。 *若該纜線網路提供傳回頻道，該接收器可通知該傳 輸器與其相關之SNR條件，以最佳化該已選擇調 變及編碼。此對最佳化點對點互動服務（以IP爲 基的，例如DOCSIS網際網路流量或隨選視訊VoD )的通量格外重要。若該傳輸器根據在相關資料片 -51 - 201008189 上具有整體最差SNR的接收器選擇調變及編碼’ 較小的多播連接也可從該SNR資訊獲利。 次級係能降低脈衝雜訊及其他突發雜訊之衝擊的時間 交錯器。將該時間交錯器對準至全部訊框長度’並可對諸 如需要低等待時間之互動服務的時間臨界服務關閉。 頻率交錯係用於在頻率片寬度上平均該SNR波動。 雖然該基本架構係基於來自DVB-T及DVB-T2的頻率交錯 器，該頻率交錯器之寬度係可變的並與由該特定資料片所 配置之次載波的數量匹配。該頻率交錯器在作業期間可輕 易地在該傳輸器以及在該接收器側完成特定記憶體的映射 及解映射。然後將各符號交錯器的輸出訊號映射至一資料 片（也稱爲資料樣型）上：該OFDM符號建立器藉由將所 有不同進入串流映射至相對必要數量的次載波上而將彼等 組合，包含插入適當的引導樣型。 用於一OFDM符號之次載波的全部數量隨叢集之 8 MHz頻道（n4k系統）的數量增加而增加。此等資料片 的對準不具有任何分段限制，如圖22所示。唯一的要求 係一資料片的寬度（亦即，已配置次載波的數量）必須不 超過該接收器帶寬（亦即，該接收器前端之個別8MHz通 帶帶寬）。 -52- 201008189 全部雖帶寬(n4k OFDM) 8 MHz 襄ίι ··· 圖22 :在全部頻道帶寬（例如32MHz頻道）中的頻道切片 該建議之頻率切片提供將所有不同輸入串流的累積帶 寬需求非常有效率地映射至全部大帶寬上，而沒有顯著的 塡塞消耗。 然後將防護間隔預置於各OFDM符號。此文件建議三 種不同的防護間隔，以提供將防護間隔對網路特定環境最 佳化的可能性（亦即，最大反射波長度）。 ❹ 在最終訊框部中，每320個資料OFDM符號係由前文 所分隔，該前文係由訓練序列相位（容許所有重要的同步 以及最初頻道估計）及二個16-Q AM已調變L1發訊符號 (包含用於上行訊框之所有的重要實體層資訊）所組成。 2.4. DVB-S/DVB-S2服務格式轉換 圖21之方塊圖對從人造衛星串流至C2纜線網路之格 式轉換通常係正確的：TS級係使用爲人造衛星解碼及C2 特定編碼之間的介面。DVB-S系統之以TS爲基的輸出串 流因此根據該上訊號鏈路而編碼。 -53- 201008189 爲在所有傳輸串流內執行所有的PS Ι/SI資訊分錄的正 確調適’額外的PSI/SI再處理區塊包含在建議之C2編碼 的開始。

來自DVB-S2 S/IKDVB-S2 的傳输串流 圖23 : DVB-S (2)格式轉換：介面係TS級，包含PSI/SI處理 注意：相同之以TS爲基之處理可能可應用於將DVB-Τ' 或 DVB-T2 傳輸串 流格式轉換爲該纜線網路。 PSI/SI處理可能不能施用於將DVB-S2服務格式轉換 爲較小之纜線網路（與DVB-C SMATV系統相似）的 DSMATV頭端。在此情形中，不必顛倒所有編碼步驟以將 該等訊號插入該纜線網路中。此外，該等DVB-S2僅在基 帶封包級之前解碼。然後將此等基帶封包直接插入該建議 之C2系統中。圖24顯示相關的方塊圖： -54- 201008189

• 來自DVB>S2醱 務之基贿包 圖24 : SMATV頭端的方塊圖：將DVB-S2服務之基帶封包使用 爲輸入資料 3.系統描述 3.1.模式調適 儘可能再使用來自DVB-S2的模式調適。該系統與與 傳輸串流輸入或通用串流輸入（DVB GSE協定以將IP串 ® 流調適爲通用串流）協同作業。如圖25所示，二格式支 援單一及多輸入串流模式。 此種模式調適容許在期望強度等級上的串流特定（亦 即，TS或GS)調整。該SNR越高，所使用的「ModCod 」模式（亦即，調變方案及已選擇之FEC模式的組合）越 高。 相較於地面系統，SNR波動的級在纜線頻道中係有限 的。因此在此提議中強調該發訊消耗的簡化及減少。 與DVB-S2相似，支援不同串流組態以提供所需之系 -55- 201008189 統彈性： •單一傳輸串流輸入（CCM):該輸入串流的所有服 務係藉由該系統以相同的FEC級保護。VCM在單 一傳輸串流級不可直接使用。 •多傳輸串流輸入（CCM及VCM )： 〇各傳輸串流可用單一 FEC級分隔保護 〇保護在不同的傳輸串流（VCM)中可能不同。

圖25 :用於DVB-C2的模式調適，支援單一及多輸入串流（TS 或GS)

3.2 . F E C 編碼 3.2.1. BCH BCH編碼係根據DVB-S2執行。建議針對所有編碼率 使用12-錯誤校正BCH，以避免高錯誤基底，該錯誤基底 見於建議用於 DVB-C2的更高階調變（1 024QAM， 4096QAM)。 -56- 201008189 LDPC編碼 BCH未編碼 區塊Kbch BCH已編碼區塊NbCh LDPC未編碼區塊kldpc BCH t-錯誤校正 Nb〇h*Kbch 2/3 43 008 43 200 12 192 3/4 48 408 48 600 12 192 4/5 51 648 51 840 12 192 5/6 53 808 54 000 12 192 8/9 57 408 57 600 12 192 9/10 58 128 58 320 12 192 表3 :編碼參數（用於通常之FECFRAMEn丨dpc=64800) 參 LDPC編碼 識別符 BCH未編碼 區塊Kbch BCH已編碼區塊Nbch LDPC未編碼區塊kjdpc BCH t-錯誤校正 Nbch"Kbch 2/3 10 632 10 800 12 168 3/4 11 712 11 880 12 168 4/5 12 432 12 600 12 168 5/6 13 152 13 320 12 168 8/9 14 232 14 400 12 168 表4 :編碼參數（用於短FECFRAMEnIdpc=16200)

φ 3.2.2. LDPC LDPC編碼係根據DVB-S2執行。LDPC編碼解碼器的 區塊尺寸爲Nldpe=1 6200或64800。 3.2.3.交錯器 3.2.3.1.位元交錯器 應使用位元交錯器以最佳化在LDPC編碼位元及格雷 映射QAM符號位元之間的分配。如同在DVB-T2中，其 應由區塊交錯器及解調變器組成。 -57- 201008189 在該區塊交錯器零件中，如圖26所示，LDPC編碼器 的輸出首先應同位交錯，然後儲存在Ne列及Nr行之記憶 體中。該資料以列扭轉移位t。依列寫入並依行讀出。

行 Nr-1 列0 列Nc-1

tc

參 圖26 :位元交錯方案 參 將與第r行相關之輸出Ne-元組{ bQ,r，b1>r，b2，r，… ，bNe.i,r}取代在解多工器零件中的{y〇，r，yi，r，y2，r， …，yNe-i，r}，其每m位元屬於2m-QAM符號。 除了 DVB-T2群集外，1 024QAM及4096QAM建議用 於廣播服務。必要參數顯示在表5、6、及7中。 調愛 rNr 列 N,d〇c=64800 N,dDC=16 200 1024QAM 6480 1620 10 4096QAM 5400 1350 12 表5 :位元交錯器結構（1024QAM，4096QAM) -58- 201008189 調變 列风 Nidpc 扭轉參數t〇 行〇 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 1024QAM 64800 0 3 6 8 11 13 15 17 18 20 _ 10 16200 0 1 2 2 3 3 4 4 5 7 4096QAM 12 64800 0 0 2 2 3 4 4 5 5 7 8 9 16200 0 0 0 2 2 2 3 3 3 6 7 7 表ό :歹[J扭轉參數耗（1024QAM，4096QAM) 調變格式 1024-OAM 輸入位元數， bi，r 之 i 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 輸出位元數， yj，r 之 j 8 0 1 2 3 4 6 5 9 7 調變格式 4096-QAM 輸入位元數， bi，r 之 i 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 輸出位元數， Χί’Γ 之 j 10 0 1 2 3 4 5 6 8 7 11 9

表7 :用於位元對單元率2/3、8/9、及9/10之解多工的參數 調變格式 1024-QAM 輸入位元數， bi,r 之 i 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 輸出位元數， yj，r 之 j 6 4 8 5 0 2 1 3 9 7 調變格式 4096-QAM 輸入位元數， biji 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 輸出位元數， yj，r 之 j 8 0 6 1 4 5 2 3 7 10 11 9 表8 :用於位元對單元率3/4、4/5、及5/6之解多工的參數 -59- 201008189 3.2.3.2.時間交錯器 爲緩和來自脈衝及突發雜訊的影響，時間交錯器建議 用於廣播服務。相較於DVB-T2，該時間交錯器的保持短 交錯長度。 圖27顯示該時間交錯器的作業。該時間交錯器取得 來自該QAM編碼器的輸出並將該資料寫入列中。該等輸 出藉由依行讀出該交錯器單元而傳送至該頻率交錯器。 •行數量R係固定値40。此値假設2.5%的抹除率， 參 亦即，由於干擾，每40個符號約損失一個符號。 •爲了簡化，該時間交錯器長度對準該訊框長度.（ 7.5 段）。 •在該時間交錯器中的列數量NL與所需服務中的次 載波數量匹配。 •對已分段OFDM系統之各區塊使用時間交錯係在 該L1封包中發訊。 •傳輸器記憶體需求：4096* 12*40=1 966080= Q 1.97Mbit。 可將從GSM行動電話接收的5 77μδ突波視爲係典型 干涉。此期間幾乎對應於一 n4k符號週期。取決於抹除的 嚴重性，可能將9/10編碼率或更強之編碼率用於該LDPC 編碼器。 -60- « 201008189

圖27 :時間交錯器 參 時間交錯對互動服務（使用調適OFDM)應係選擇性 的： •具有高Q〇S及低等待時間需要的服務（例如，VoD )應使用時間交錯 •需要低等待時間的服務（例如，TCP/IP爲基之遊 戲）不應使用時間交錯。 #3.2.3.3.頻率交錯器 通常，相似於DVB-T2，應使用該頻率交錯器。因爲 OFDM接收許可可變之頻率片，該交錯器尺寸必須藉由該 傳輸器以及該接收器動態地計算（亦即，該交錯器尺寸取 決於配置之次載波數量而變化）。 在一 OFDM符號的資料單元上作業之頻率交錯器的目 的係將該等資料單元映射至在各符號中的該Ndata個可使 用資料載波上。該頻率交錯器應處理C2-訊框m之OFDM 符號 1 的資料單兀 Xm，丨=(Xm，l，Q，XmJ，l，…，Xm，l,Ndata-l) -61 - 201008189 然後根據表8界定參數Mmax。 FFT尺寸 Mmax 4K 4/096 表8 :用於頻率交錯器之Mmax的値 交錯向量 Am，i= ( am，l，0，am，i，i，am，l，2，…，am，i，Ndata· J)由下文界定： 對q = 0，…，Ndan，對訊框之偶數符號（lmod2 = 0 _ )’ am，l，H(q) —Xm，l,q 對q = 0，…，NdatH，對訊框之奇數符號（1 mod 2 = 1 )’ &m，i，q_Xm，l，H(q) Η ( q )係基於以下文界定之序列的排列函數。（

Nr-1)位元二進位字R\係使用Nr = l〇g2Mmax界定，其中 R’i採用下列値： i = 〇，1 : R1 i〔 Nr-2，Nr- 3，. · _，1，0〕=0，〇， .··，0，0 φ i = 2 ： R'i〔 Nr-2，Nr-3，…，1，0〕=〇，〇， ···，0， 1 2<i<Mmax · { R1 i〔 Nr-3 ’ Nf-4，...，1，0〕= R'j.j 〔Nr-2, Nr-3，···，2，1〕； 在該 4k 模式中：R\ [10) =R'i., C 〇 ] @R'i.i [ 2 ] 向量Ri係藉由表9中所給定之位元排列而自向量r、 導出。 -62- 201008189 RW立元位置 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 Ri位元位置（H) 7 10 5 8 1 2 4 9 0 3 6 表9 :位元排列 排列函數H ( q )係由以下演算法界定： q = 0; for ( i = 0; i<Mmax; i = i + l ) φ { H(q) = (i mod 2).2^1 + ^RKj)·^» y=o if ( H ( q) <Ndata) q = q+l; } 用於產生該排列函數之演算法的槪要方塊圖呈現於圖 28中：用於該4k模式之頻率交錯器位址產生方案：

H(q) 圖28:用於該4k模式之頻率交錯器位址產生方案 該頻率交錯器之輸出係資料單元的交錯向量 對訊框m的符號1，Am，丨=(am,丨’ am,丨，ι， amJ.Ndaia- 1 ) ° -63- 201008189

Ndata在L1符號中發訊。 3.3. QAM次載波調變 OFDM次載波的調變應爲正交調幅（QAM ):基於 DVB-T2的定義，建議使用下列群集。

• 16-QAM

• 64-QAM • 256-QAM ❹ 爲增加建議之C2系統的通量率，對廣播服務建議以 下之較高群集 • 1 024-QAM (使用格雷映射） • 4096-QAM (使用格雷映射） 此外，甚至較高的QAM群集可能可應用於可利用 ACP (調適編碼及調變）之優點的互動服務上，亦即，傳 輸器及接收器交換OFDM色調映射，彼等發訊用於各資料 片之已選擇QAM群集。該已選擇群集及編碼之SNR-相依 0 調整係可能的。 3.4. OFDM 參數 此章建議用於各傳輸模式之OFDM結構。如3.5段所 描述的以訊框組織已傳輸訊號。各訊框具有週期TF，並由 LF OFDM符號組成。各符號係由以週期Ts傳輸之一組K 載波構成。此包含二部分：具有週期Tu之有用部分及具 有週期Α的防護間隔。該防護間隔係由該有用部分的循環 -64- 201008189 連續、Τυ組成，並安插於其之前。在OFDM訊框中的該 等符號係從1編號至LF。所有符號包含資料及/或參考資 訊。 因爲該OFDM訊號包含許多分隔調變載波，各符號可 依次視爲分割爲單元，各單元對應於在一符號期間於一載 波上執行之該調變。 該等OFDM符號包含可用於訊框同步、頻率同步、時 • 間同步、頻道估計，且也可用於追蹤該相位雜訊之引導。 該等載波係藉由ke〔 Krain ; Kmax〕索引並藉由 Kmin及 Kmax決定。相鄰載波之間的間距爲I/Τυ而在載波Kmin及 Kmax之間的間距係藉由（K-1 ) /Τυ決定。 該等OFDM參數摘要於表10中。用於不同之時間相 關參數的該等値係給定爲基本週期T的倍數並以微秒爲單 位。 將作業之n4k模式建議爲符號長度、相位雜訊靈敏度 φ 、以及頻譜側波瓣斜度之間的良好取捨。此係基於在 8MHz頻道內的DVB-H/T2 4k模式。該系統帶寬可擴充至 8MHz的η倍數。下表描繪用於數個頻道帶寬的設定，其 中η係從1變化至4。 -65- 201008189 8MHz繼帶 寬 16MHz頻道帶 寬 24MHz頻道帶 寬 32MHz頻道 帶寬 … 基本週期T 7/64ps 7/128μβ H\92\xs 7/256 “s 載波間距(_ 2.232 2.232 2.232 2.232 2.232 期間TU 4096T (448ps) 8192T (448μβ) 12288T (448μβ) 16384T (448μδ) 主動載波數 3409 6993 10577 14161 防護間隔長度 1/256 (1.75 usee) 1/128 (3.5 usee) 1/64 (7 usee) 1/256 (1.75 usee) 1/128 (3.5 usee) 1/64 (7 usee) 1/256 (1.75 usee) 1/128 (3.5 usee) 1/64 (7 usee) 1/256 (1.75 usee) 1/128 (3.5 usee) 1/64 (7 usee) 1/256 (1.75 usee) 1/128 (3.5 usee) 1/64 (7 usee) 表10 :用於不同頻道帶寬之4nk OFDM調變 使用頻道叢集的額外優點，建議的OFDM値非常相似 於DVB-H/T2 4k模式的主參數，包含載波間距以及符號週 期。 注意： 其他頻道帶寬可藉由調整該基本週期T而得到。例如 ，6MHz頻道帶寬可藉由將該基本週期從7/64μ8改變至 7/48μ3而從8MHz頻道導出。 3.5.訊框化 訊框化結構顯示於圖29中，其與圖16所描述之上文 相似。將超訊框分割爲 C2訊框，並將彼等再行分割爲 ODFM符號。C2訊框始終以一前文符號開始，然後係二層 1發訊符號及最終之LF-3個資料符號。 -66 - 201008189

圖29 : C2訊框結構 除了具有週期Tu之該前文符號（無防護間隔）外， 該訊框中的各符號之週期具有相同的週期Ts。符號週期 Ts係由防護間隔期間Ten及有用符號期間Tu之和所組成 〇 將資料符號的數量固定爲8*時間交錯器（3.2.3.2段 )符號長度= 8*40 = 320個符號》C2訊框具有由320個資料 符號、一個前文符號（不具有防護間隔）、及二個L1發 訊符號所組成之總共爲LF = 3 2 3個符號。因此用於該前文 及L1發訊符號之發訊的消耗爲3/323 (約0.9%)。 建議之C2訊框週期係：TF = Tu + 322* ( TGI + TU )。 防護間隔長度 醒週期 1/64 147.0 msec 1/128 145.8 msec 1/256 145.3 msec 表11 :針對不同防護間隔長度之4nk系統的訊框週期 C2超訊框的週期係在1*TF< = TSF<=(216-1) *TF的範 -67- 201008189 圍中。L1發訊資料僅可在超訊框邊界改變。可將僅用於 廣播服務之超訊框週期設定爲其最大値（216-1) *Tf，其 約爲2小時37分鐘’如同未設想L1發訊參數會頻繁地改 變。針對僅限於互動或混合廣播/互動服務之一者，該超 訊框長度可依需要縮短。將該超訊框週期設置爲L1發訊 參數。 期待無需頻率資料片之位置消息的切換時間，以取決 於該頻道之開始改變爲C2訊框之開始的相對時間，要求 多達二完整的C2訊框週期（288ms)。 3.6.在資料符號中的引導載波 該消散引導密度係導自 •該多路徑頻道的最大延遲長度，以決定在頻率方向 上的重複率 •該纜線頻道的最大都卜勒頻率，以決定在時間方向 上的重複率 因爲該纜線頻道在時間方向上視爲係準靜態，可保持 低重複率。爲最佳化該引導樣型消耗，該消散引導樣型密 度係取決於該防護間隔尺寸。建議以下之引導樣型。 OFDM模式 防護間隔長度 引導承載波的分隔⑻ 形成一消散引導序列的 符號數(y) n4k 1/64 4 12 n4k 1/128 4 24 n4k 1/256 4 48 表12 :用於建議之C2系統的消散引導樣型 201008189 表12顯示在一符號後的該引導位置之頻率中的移位 爲四個載波。頻率方向上的重複率爲x_y (例如，對於 GI=l/64，爲48個載波距離）。 圖30描繪用於1/64之防護間隔長度的引導樣型（黑 點）

圖30:引導樣型範例（GI長度=1/64) 各OFDM符號的第一及最後一個載波將始終包含引導 載波。根據奈奎斯特準則，單獨頻率內插可能用於各 OFDM符號自身。然而，可能藉由施用額外的時間內插以 改善該頻道估計品質。 因爲通常不需要時間內插，連續引導（CSs)亦非必 要。僅考慮該頻率內插頻道估計對計算共同相位錯誤（ CPE)係充分的。 3.7.前文 前文界定新C2訊框的開始。該前文必須容許下列功 能性： •訊框及最初OFDM符號同步 -69- 201008189 •最初移位校正（頻率及取樣率移位） *最初頻道估計 •與用於次一訊框之基本實體層參數有關的資訊： 〇防護間隔 ο Ο F D Μ次載波配置 不同次載波段的基本結構 •開始/停止載波、區塊寬度… 段特定次載波調變方案 段特定次載波FEC設定 ◦頻率陷波指7Κ 該前文分割爲訓練序列相位及L 1發訊相位。該訓練 相位由8個短縮訓練樣型組成；全部長度係一 OFDM符號 (4096個樣本）。後續二OFDM符號包含該L1發訊（其 包含相關之防護間隔）。 圖3 1描繪一 C2訊框（在時間域中）的基本結構，且 與上文解釋之圖13相似的圖32顯示一 C2訊框在頻率域 中的基本結構： 訊框

短縮訓練符號： u發訊 •時間同步 · Phy丨ayerand •粗略頻率移位校正 channel 圖3 1 :所建議之DVB-C2系統在時間域中的訊框結構 -70 - 201008189 頻率 時間 ___!___

Pn前文序列 Pn前文序列j Pn前文序列! 1 Pn前文序列 ： 發訊 Ϊ - Li . ':瓣 L1 Ί"' - u ! 發訊::) :'雖: 發訊 -L1 mm —:發 W : L1 :、靜 ;-M ： L1 ..彳發_ ::::¾¾ :L:v' :靜 ίΓ.:ϋΐ. 資料片： 資料片 資料片; _戀寒擇) .1.. •資料片 ::靡挎； 資料片 資料片 1：；： 資料片1 資料片 __轉釋) 婦片 雕庳： 靜片:: 、異哪 ::涯_ :: 資料片 (由調諧器選擇) 鍵_抟二::.' 寧料谇 資軏片 :涵泠 ::資料瘦1.: '資料片 _痛费_ 'On..-:.：： ;資料片 二.'两翁:: • 接收器調諧位置範例 5 圖3 2 :前文及資料部分的訊框結構及對準（3 2MHz 範例） 所建議的前文提供與該調諧位置無關之所有典型的重 要功能性。 •時間/訊框同步 •粗糙/精細的頻率移位估計 •最初頻道估計 • L1發訊 執行與該調諧位置無關之所有前文功能性的能力容許 在頻率域中使用任意的資料切片。特別係該等資料片的寬 度（帶寬）不必對準任何固定的段尺寸。不同區塊的功能 -71 - 201008189 性於下文描述： 3.7.1 ·短縮訓練符號 將前文序列的帶寬限制爲該分段接收器的接收帶寬（ 亦即，8MHz )。該傳輸訊號的全部頻道帶寬等於該接收 器帶寬（亦即，調諧器帶寬）的倍數。將訓練符號中的該 等引導載波密度調整爲至少滿足奈奎斯特準則。針對該 n4k模式，建議以下前文： © • 8個短縮訓練符號（引導載波的間距=8) •該短縮訓練符號的重複率：512個樣本 各訓練序列次區塊等於該最初接收器帶寬，並包含具 有最佳化關連性質之基本僞雜訊序列的重覆，其容許數個 優點： •若該接收器調諧器選擇與該較寬傳輸頻道帶寬的等 長段之一者匹配之窗，該訓練序列係以最佳方式完 整地配置。 β •若該調諧器在該傳輸頻道帶寬內選擇任意的調諧頻 率，由於該自關連序列的循環行爲，仍保持該最佳 關連性質：在該接收器，取回之前文序列將對應於 該原始序列在頻率域中的環狀移位版本。因此只要 仍滿足該引導密度條件，該基本自關連性質仍可施 用。從而對任何調諧位置均保持該僞雜訊行爲、該 低PAPR性質、及該最佳自關連特徵。再者，仍可 能（典型地係在頻率域中完成）計算粗糙的頻率移 -72- 201008189 位。 與上文解釋之圖6相似的圖3 3顯示所建議之該基本 僞雜訊序列的重複： 全部傳輸帶寬-η*接收帶寬 ________ 用於各rx段之重覆僞雜訊序列 ^

圖3 3 :具有用於各接收段的重複序列之訓練符號的結構 如之前提及的，將8個訓練序列的重複建議爲關連複 雜性及同步可靠性之間的取捨。該pn-序列具有良好的全 部自關連（亦即，良好的關連尖峰性質）以及適當的滑動 關連性質（亦即，實現關連高原，例如使用於WLAN前文 中的CAZAC序列）。再者，同步可靠性另外藉由反轉該 最後八個訓練序列而增加。在對準8MHz掃描中的訓練序 列不配置完整帶寬：在各重複內，省略許多載波以符合頻 譜特徵並容許適當的頻率移位補償。例如，爲容許 2 5 0 k Η z的捕獲範圍，在該訓練序列頻譜的二側保留未使 用的相同帶寬。 3·7·2_ L1 發訊 -73 - 201008189 L 1發訊在所有相關實體層特定參數上提供資訊。 如圖3 2所描繪的’ L 1發訊在各訊框中跟隨該訓練序 列相位° L 1發訊的期間係二〇 ρ 〇 μ符號。L 1訊號的帶寬 爲4MHz ’二L1區塊（也稱爲發訊樣型）各者對準該最初 8MHz掃描。L1發訊的頻率行爲必須反映接收器以及全部 頻譜遮罩的典型過濾特徵：爲容許在各任意調諧位置上的 適當L1解碼’該L1區塊不使用在其4MHz區塊中的所有 次載波。此外’再使用來自該全部頻道帶寬的防護帶特徵 。在任何n4 k模式中，在各邊緣的3 4 3個次載波並不用於 資料傳輸（防護帶）。將相同數量的未使用載波用於該 L1訊號，因此每一 L1區塊的可使用載波數量爲： 3584/2-2*343=1106 載波 與上文所解釋之圖1 5相似的圖3 4描繪該L1符號 發訊樣型）的載波配置： 8 MHz 掃描 4 MHz 頻率

癱•參 未使用載波

I 圖3 4 :該等L 1發訊符號的可使用頻率範圍 -74- 201008189 建議以下之L1發訊（發訊樣型）結構： n4k 之 η 4位元 n4k目前之η 4位元 防護間隔長度 2位元 超訊框長度 16位元 麵數 16位元 資料片數 5位元 在資料片上的迴圈{ η-段數量 4位元 開始載波數字 12位元 資料片寬度（載波數量） 12位元 資料片QAM調變 3位元 LDPC區塊尺寸 1位元 LDPC編碼率 3位元 時間交錯器致能 1位元 陷波數 2位元 在陷波上的迴圈{ 開始載波數字 12位元 陷波寬度（載波數量） Π位元 }陷波迴圈結束 PSI/SI再處理 1位元 }資料片迴圈結束 保留 1位元 CRC 32 ΜΙΡ 32位元 表13 : L1發訊結構，表13指示在一 n4k頻道中，支援多達32個不同頻率片。 計算L1發訊位元在全部數量中產生的結果最大數量 ，該全部數量適合具有4MHz帶寬之（在時間方向上）連 續二QAM已調變L1符號，包含適當的FEC方案之消耗 -75- 201008189 參數描述： n4k 之 η 將建議之4nk系統的全部頻道帶寬界 定爲8MHz的倍數 0000 保留 000 1 8MHz ( n= 1 ) 0010 16MHz ( n = 2 ) 001 1 24MHz ( n = 3 ) 0 1 00 32MHz ( n = 4 ) _ n4k目前之η 指示該已解碼L1發訊方塊在完整n4k 頻道內的位置 0000保留 0001 0... 8MHz ( n= 1 ) 0010 8...16MHz ( n = 2 ) 001 1 1 6...24MHz ( n = 3 ) 防護間隔長度 0 100 24...32MHz ( n = 4 ) ❹ 界定用於所有資料符號以及用於L1 符號之防護間隔的長度 00 GI=l/64 01 GI=1/128 10 GI=l/256 11保留 超訊框長度 此參數描述建立一超訊框的訊框數量 訊框數量 容許在一超訊框內計數之訊框。此計 -76- 201008189 資料片之Nr. η-段數字 開始載波數字 資料片寬度 # 資料片QAM 調變

LDPC區塊尺寸 L D P C編碼率· 數器在各超訊框的開始重設。 界定頻率片在全部頻道帶寬中的數量 此參數發訊該資料片之第一次載波的 位置（亦即，該8 Μ Η ζ段） 界定該資料片的第一載波。編號係相 對於該相關8MHz段的訊框 界定該資料片之已配置次載波的數量 此參數指示用於該資料的QAM調變 段：

000 1 6-QAM

001 64-QAM

0 1 0 256-QAM Oil 1 024-QAM

1 00 4096-QAM 1 0 1 1 63 84-QAM 1 1 0 65536-QAM 111 保留 界定該LDPC區塊尺寸·· 0 16k區塊尺寸 1 64k區塊尺寸

界定所選擇之用於該資料片的LDPC 編碼率 000 2/3 001 3/4 -77- 201008189 時間交錯器致能 010 4/5 0115/6 1008/9 101 9/10 1 10-11 1 保留 發訊用於此資料片之時間交錯器的使 用 陷波數量 界定在此資料片中的陷波存在或數量 參 00無陷波於此資料片中 01 1陷波於此資料段中 10 2陷波於此資料段中 11 3陷波於此資料段中 陷波開始 界定該資料片的第一載波 載波數字 編號係相對於該相關8MHz段的訊框 陷波寬度 界定用於該陷波之已配置次載波的數 PSI/SI再處理 量 發訊是否在該頭端執行PSI/SI再處理 0 PSI/SI處理失能 1 PSI/SI處理致能 CRC_32 MIP : 用於該L1發訊區塊的32位元CRC 編碼 3·7·3·啓動程序 此短章傾向於描繪在該接收器側的前文管理。 -78- 201008189 最初該接收器調諧器’例如’相對於圖1 8所顯示及 解釋之接收設備63的接收調諧器’調諧至任意的頻率帶 ，該頻率帶對準或未對準纜線網路中的8MHz掃描。在此 位置，該調諧窗包括完整的前文序列及二完整的L1發訊 方塊。因此，該接收器能同步，以執行最初頻道估計並擷 取L1發訊。從該L1發訊，例如，該n4k資訊目前的n， 該接收器具有相關於目前訊框之已接收及已解碼發訊樣型 • 的位置之消息，然後能調諧至希望資料片的頻率（該資料 片典型地未對準該8MHz掃描），並能接收並解碼在此調 諧位置中的此超訊框之所有後續訊框中的所有希望資料片 3.8.資料切片 如同先前章所解釋的，該前文係以容許所有重要的訊 框相關功能性（亦即，接收器同步、頻道估計、及L1解 碼）在任何調諧位置的方式設計的。因此該等資料片，亦 即，如相關於圖1 〇所解釋之該等資料樣型，不必跟隨任 何固定的段配置。可配置數量適當的OFDM次載波。與— 資料片寬度相關的唯一條件係其不超過該接收帶寬（亦即 ，8MHz減2*防護帶（例如，7.6MHz ))。各資料片在每 一超訊框的每一頻率片中具有固定數量的資料位元（亦即 ’資料載波）。每資料片中的資料位元的數量可能隨超訊 框而改變。 圖35描繪將該全部0FDM訊號建構爲數個〇1?1)1^次 -79- 201008189 區塊（資料片）的組合。各訊號編碼鏈路映射在次載波的 匹配數字上。

接收器解碼帶寬 圖3 5 :建構全部的0 F D Μ訊號 該資料段的帶寬越小，來自該頻率交錯器的交錯增益 越低。在該模式調適中具有相同QoS需求的數個串流之叢 集係以最佳可能方式配置頻率多樣性的一方法。 3.9 .陷波化 地面服務及DVB纜線系統通常分享相同的頻率範圍 。二服務之間的干擾降低受影響服務的SNR。來自纜線網 路的輻射擾亂地面服務的作業。相似地，纜線服務的傳輸 品質因地面服務在該纜線媒體中導致額外雜訊而遭受地面 -80- 201008189 服務的侵入。範例顯示於圖36中。OFDM載波的陷波化 係用於在不同的通訊系統間保護彼此：從該資料通訊中刪 除配置至相同頻率範圍的該OFDM載波。上文所描述之在 地面側的系統範例係飛行安全服務及其他許多服務。 嘯 C2M m 1 .. 八 坤 而服 〔例如 飛行: 頻率 圖36:分享相同頻率範圍之已陷波C2 OFDM頻譜（紅色 曲線）及地面服務（例如，飛行安全服務、藍線） )的範例 爲最大化該通量，該陷波寬度應儘可能窄，亦即，應 0 僅刪除直接與地面服務重疊的此等OFDM次載波（相較於 圖 36 ) » 該等陷波的位置係該L1發訊的一部分：例如，第一 已陷波載波及該陷波寬度爲該L1發訊的一部分。 3.10.用於互動服務之OFDM調適性 若該纜線網路係有傳回頻道能力的，建議之C2系統 應可使用爲用於互動資料服務的下游媒體，如圖37所示 。相似於既存之DVB-C系統，該C2系統應能整合該 DOCSIS下游資料流量。該上游頻道係以DOCSIS順應方 -81 - 201008189 式設置並在此文件的範圍外。 DOCSIS:

(D0CSIS/IP 爲基）

DOCSIS 上游頻道 C2系&，包含 DOCSIS下游頻道 f/MHz 圖3 7 :作爲用於D Ο C S I S資料之下游頻道的C 2 此種互動服務的範例係所有DOCSIS爲基之資料通訊 ，包含所有以IP爲基之服務或隨選視訊（VoD )。

圖38:在建議之C2系統中的DOCSIS通訊 -82 - 201008189 在此情景中，該建議系統能配置調適OFDM ( ACM-調 適編碼及調變）的優點：針對互動點對點通訊服務，該數 據機及該傳輸器可在彼等之指定頻率片中交換彼等的SNR 條件’以最佳化彼等之資料通量。此技術藉由訂定各單獨 終端（C2數據機/接收器）而提供該資料片精確保護以及 對傳播條件的動態連接調適。 • 在圖38中描寫具有C2頭端及許多已連接之C2接收 器/數據機的纜線網路範例。各位置的可使用Snr係取決 於如衰減或多路徑波動之頻道影響而改變。例如，C2數 據機/接收器1相當接近該頭端且因此任何衰減在下行鏈 路頻譜中均低。該數據機將通知該頭端關於其良好頻道條 件’該頭端選擇適當的調變組合並以非常高的通量率編碼

。相反的，假設C2頭端及C2數據機/接收器2之間的距 離非常長，導致接收頻譜中的較高衰減。該可使用SNR # 範圍因此顯著地較低，C2數據機/接收器2通知該C2頭 端使用更強的調變及編碼組合。 理論上，可能將各單獨OFDM次載波的SNR條件發 訊回C2頭端。廣泛地使用在像是PLC (電力線通訊系統 )之其他通訊系統中的其他替代方式係每一同調帶寬槽中 傳送一 SNR値。然而，此文件建議對用於互動服務的各 資料片僅使用調變及編碼之一全部組合。主要原因係： • L1發訊/OFDM色調映射的複雜性：若各次載波或 同調帶寬槽會分離地處理，L1發訊資料以及 -83- 201008189 OFDM色調映射資料（亦即，包含含有載波特定 SNR條件之資訊的反饋資料）的全部量會顯著地增 加。 •有限的SNR波動：由於該反射波訊號的頗低振幅 ，在接收頻譜之相關頻率片中所產生的SNR變化 不會太大（例如，全部頻率槽波動低於3dB)。載 波特定SNR處理典型地係藉由對不同的OFDM次 載波使用不同的調變方案而訂定，而完整的資料片 係以相同的FEC設定（亦即，LDPC編碼）編碼。 不能以有效的方式藉由在不同群集間的頗高SNR 階（例如，在相鄰之方形群集間，大略爲6dB )包 括小等級的全部振幅波動。 •若互動服務資料片只選擇一全部調變及編碼設定， 彼等非常良好地與建議之C2的全部架構符合，在 該架構中，也容許不同的廣播串流各者使用特定的 ^modcod」設定。除了 SNR條件在傳輸器及接收 器之間的額外交換外，該系統確切地使用相同的資 料切片及L1發訊機構。 注意：交換SNR條件或發訊適當之調變及編碼組合 的訊息格式係更高層之主題且超出此提議的範圍。 3.11.頻.譜成形 爲最小化相鄰頻道干擾的影響，DVB-C2傳輸頻譜必 須滿足適當的頻譜遮罩準則。因爲建議之C2系統使用具 -84- 201008189 有非常高次載波QAM群集之n4k OFDM調變，在頻道邊 緣的側波瓣必須低於針對該實體層模式定値之所需SNR， 該實體層模式要求在AWGN環境中用於QEF (免於準錯誤 )接收之最高SNR値。 圖3 9顯示該關係：

圖39 :覆蓋在相鄰頻道間的OFDM頻譜 爲改善帶外OFDM頻譜特徵並在二頻道間的較廣頻率 達成頻道間的所需絕緣，過濾係必要的。基本上，有二種 可應用之方法。 •窗化，使該振幅在符號邊界平滑地降低至零（時間 域）。在時間域的窗化意謂所產生的頻譜係在次載 波頻率具有一組脈衝之窗化函數的頻譜卷積。 •習知過濾技術（數位及/或類比） 窗化及過濾係降低帶外頻譜的雙重技術。習知過濾的 切除行爲對高次載波調變模式的效能具有潛在的影響。相 反的，時間域中的窗化不會導致系統退化。窗化的缺點係 連續符號間的部分重疊及可用防護間隔部分間的相對退化 圖40顯示窗化的基本原理 -85- 201008189

圖40: OFDM在時間域上的窗化 連續OFDM符號間的重覆具有週期TTR。該TTR値越 高，帶外頻譜級越降低。 Θ 必須在相鄰頻道系統模擬中調查最終頻道絕緣以及相 關側波瓣衰減。

3.12. PAPR 應調查傳輸器側之用於PAPR降低的低複雜度解決方 法。期待藉由頻道叢集之較大全部FET尺寸，以輕微地增 加該OFDM系統的隨機波峰因素。例如，相較以8K FET 爲基之傳輸器，期待在傳輸器側使用3 2K IFET，以使該 @ OFDM系統的隨機波峰因素之增加少於0.5dB。 此外，已知該QAM調變之級數的增加對具有1K或更 高FET尺寸之OFDM系統的隨機波峰因素無負面影響。 因此，建議之OFDM系統的波峰因素衰減之最佳化問題與 DVB-T2的最佳化問題相似。 應注意由於典型地用於纜線傳輸之非常高階的OAM 群集，主動群集擴展方法的效率將較DVB-T2爲低。 -86- 201008189 4.系統效能/通量 4.1. 通量率 下表列示所建議的n4k C2系統針對8MHz及32MHz 頻道帶寬的不同通量率。此外，提供與目前最大DVB-C 通量的比較（DVB-C 256-QAM)。該計算考慮下列系統消 耗： •防護間隔（1/64、1/128、1 /256 ) • LDPC編碼解碼器 • BCH編碼解碼器 *引導樣型消耗 •訊框化消耗（ 323個符號中的3個前文/發訊符號） 注意：（尙）未考慮增加該OFDM頻譜成形之潛在窗 化消耗。 4.1.1. 8MHz 頻道（n = l ) ® 4.1.1·1·防護間隔長度=1/64 -87- 201008189

QAM LDPC GI長度 處理量(MBit/s)湘 對於8MHz帶寬） 頻譜效率 (位元/Hz) 相較於 QVB-C 256-QAM 的處理增益(百分比） 16-QAM 2/3 1/64 19,37 2,42 -62,2 3/4 1/64 21,78 2,72 -57,5 4/5 1/64 23,24 2,91 -54,7 5/6 1/64 24,23 3,03 -52,8 8/9 1/64 25,83 3,23 -49,6 9/10 1/64 26,16 3,27 -49,0 64-QAM 2/3 1/64 29,05 3,63 -43,4 3/4 1/64 32,68 4,08 -36,3 4/5 1/64 34,86 4,36 -32,0 5/6 1/64 36,34 4,54 -29,1 8/9 1/64 38,75 4,84 -24,4 9/10 1/64 39,24 4,90 -23,5 256-QAM 2/3 1/64 38,74 4,84 -24,5 3/4 1/64 43,57 5,45 -15,0 4/5 1/64 46,49 5,81 -9,4 5/6 1/64 48,46 6,06 -5,5 8/9 1/64 51,67 6,46 0,7 9/10 1/64 52,32 6,54 2,0 1024-QAM 2/3 1/64 48,42 6,05 5/6 3/4 1/64 54,46 6,81 6,2 4/5 1/64 58,11 7,26 13,3 5/6 1/64 60,57 7,57 18,1 8/9 1/64 64,59 8,07 25,9 9/10 1/64 65,40 8,17 27,5 4096-QAM 2/3 1/64 58,11 7,26 13,3 3/4 1/64 65,35 8,17 27,4 4/5 1/64 69,73 8,72 36,0 5/6 1/64 72,69 9,09 41,7 8/9 1/64 77,50 9,69 51,1 9/10 1/64 78,48 9,81 53,0 表 14 : n=l ( 8MHz)、GI=l/64 之通量率 -88- 201008189

-»-16-QAM -v 64-QAM 1 256-QAM -K - 1024-QAM -hih-4096-QAM 一評效(30%增益） 圖41 : n=l ( 8MHz) 、GI= 1/64的通量增益（相較於DVB-C 256QAM的百分比） 4.1.1.2.防護間隔長度=1/128

-89- 201008189 QAM LDPC GI長度 處理量(MBit/s)湘 對於8MHz帶寬） 頻譜效率 (Bit/Hz) 牛 QVB-C 256-QAM 的處理增益(百分比） 16-0 AM 2/3 1/128 19,73 2,47 -61,5 3/4 1/128 22,19 2,77 -56,7 4/5 1/128 23,67 2,96 -53,8 5/6 1/128 24,68 3,08 -51,9 8/9 1/128 26,31 3,29 -48,7 9/10 1/128 26,64 3,33 -48,1 64-QAM 2/3 1/128 29,59 3,70 -42,3 3/4 1/128 33,28 4,16 -35,1 4/5 1/128 35,51 4,44 -30,8 5/6 1/128 37,02 4,63 -27,8 8/9 1/128 39,47 4,93 -23,0 9/10 1/128 39,96 5,00 -22,1 256-QAM 2/3 1/128 39,45 4,93 -23,1 3/4 1/128 44,37 5,55 -13,5 4/5 1/128 47,34 5,92 -7,7 5/6 1/128 49,35 6,17 -3,8 8/9 1/128 52,62 6,58 2,6 9/10 1/128 53,28 6,66 3,9 1024-Q AM 2/3 1/128 49,32 6,16 -3,8 3/4 1/128 55,47 6,93 8,1 4/5 1/128 59,18 7,40 15,4 5/6 1/128 61,69 7,71 20,3 8/9 1/128 65,78 8,22 28,3 9/10 1/128 66,61 8,33 29,9 4096-0AM 2/3 1/128 59,18 7,40 15,4 3/4 1/128 66,56 8,32 29,8 4/5 1/128 71,02 8,88 38,5 5/6 1/128 74,03 9,25 44,3 8/9 1/128 78,94 9,87 53,9 9/10 1/128 79,93 9,99 55,8 表 15 : n=l (8MHz)、GI=1/128 之通量率 -90- 201008189 OFDM建議：8MHz頻道帶寬,GI= 1/128 001,

00I (£??!?¥« ❹ ο ο ο ο ο— ο, -4-6 00 40·, 00 20'0 °° o_ 00 o_ •2

Λ 64-QAM 256-QAM 1024-QAM -Mf-4096-QAM 一魏(30%增益）

Mod Cod 圖 42 : n=l ( 8MHz) 、GI = 1 /1 2 8的通量增益（相較 於DVB-C 256QAM的百分比） 4.1.1.3.防護間隔長度=1/256 ❿ -91 - 201008189 QAM LDPC GI長度 處珲暈(MBit/s)湘 對於8MHz帶寬） 頻譜效率( 位元/Hz) 相較於 QVB-C 256-QAM 的處理增益(百分比） 16-QAM 2/3 1/256 19,91 2,49 -61,2 3/4 1/256 22,39 2,80 -56,3 4/5 1/256 23,89 2,99 -53,4 5/6 1/256 24,90 3,11 -51,4 8/9 1/256 26,55 3,32 -48,2 9/10 1/256 26,89 3,36 -47,6 64-OAM 2/3 1/256 29,86 3,73 -41,8 3/4 1/256 33,59 4,20 -34,5 4/5 1/256 35,83 4,48 -30,1 5/6 1/256 37,35 4,67 -27,2 8/9 1/256 39,83 4,98 -22,3 9/10 1/256 40,33 5,04 -21,4 256-QAM 2/3 1/256 39,82 4,98 -22,4 3/4 1/256 44,78 5,60 -12,7 4/5 1/256 47,78 5,97 -6,8 5/6 1/256 49,81 6,23 -2,9 8/9 1/256 53,11 6,64 3,5 9/10 1/256 53,77 6,72 4,8 1024-QAM 2/3 1/256 49,77 6,22 -3,0 3/4 1/256 55,98 7,00 9,1 4/5 1/256 59,72 7,47 16,4 5/6 1/256 62,26 7,78 -21,4 8/9 1/256 66,38 8,30 29,4 9/10 1/256 67,22 8,40 3U 4096-QAM 2/3 1/256 59,72 7,47 16,4 3/4 1/256 67,17 8,40 31,0 4/5 1/256 71,67 8,96 39,7 5/6 1/256 74,71 9,34 45,7 8/9 1/256 79,66 9,96 55,3 9/10 1/256 80,66 10,08 57,3 表 16 : n=l (8MHz)、GI=l/256 之通量率 -92- 201008189

4.1.2. 32MHz Μ Μ ( η = 4 ) 4.1.2.1.防護間隔長度=1/64 QAM LDPC GI長度 處理量(MBit/sX相 對於8MHz帶寬） 頻譜效率( 位元/Hz) 相搬 QVB-C 256-QAM 的處理增益(百分比） 16-OAM 2/3 1/64 20,11 2,51 -60,8 3/4 1/64 22,62 2,83 -55,9 4/5 1/64 24,14 3,02 -52,9 5/6 1/64 25,16 3,15 -50,9 8/9 1/64 26,83 3,35 -47,7 9/10 1/64 27,17 3,40 -47,0 64-OAM 2/3 1/64 30,17 3,77 -41,2 3/4 1/64 33,94 4,24 -33,8 4/5 1/64 36,21 4,53 29,4 5/6 1/64 37,74 4,72 -26,4 8/9 1/64 40,24 5,03 -21,5 9/10 1/64 40,75 5,09 -20,5 256-QAM 2/3 1/64 40,23 5,03 -21,6 3/4 1/64 45,25 5,66 -11,8 4/5 1/64 48,28 6,03 -5,9 5/6 1/64 50,32 6,29 -1,9 8/9 1/64 53,66 6,71 4,6 9/10 1/64 54,33 6,79 -5,9 1024-QAM 2/3 1/64 50,29 6,29 2,0 3/4 1/64 56,56 7,07 10,3 4/5 1/64 60,34 7,54 17,7 5/6 1/64 62,91 7,86 22,7 8/9 1/64 67,07 8,38 -30,8 9/10 1/64 67,92 8,49 32,4 4096-QAM 2/3 1/64 60,34 7,54 17,7 3/4 1/64 67,87 8,48 32,3 4/5 1/64 72,41 9,05 -41,2 5/6 1/64 75,49 9,44 47,2 8/9 1/64 80,49 10,06 56,9 9/10 1/64 81,50 10,19 58,9 表 17 : η=4 (32MHz)、GI=l/64 之通量率 -93- 201008189 OFDM建議:32MHz頻道帶寬,GI=l/64 80,00 60,00 40.00 20.00 0,00 -20,00 •40,00 -60,00 •80,00

64-QAM —^-256-QAM 1024-QAM -Hif-4096-QAM

Mod Cod 圖 43: n = 4(32MHz) 、GI=l/64的通量增益（相較 於DVB-C 256QAM的百分比） 4.1.2.2.防護間隔長度=1/128 -94- 201008189

QAM LDPC GI長度 處理量(MBit/sX相 對於8MHz帶寬） 頻譜效率( 位元/Hz) 相峨 QVB-C 256-QAM 的處理增益(百分比） 16-OAM 2/3 1/128 20,49 2,56 -60,1 3/4 1/128 23,04 2,88 -55,1 4/5 1/128 24,58 3,07 -52,1 5/6 1/128 25,63 3,20 -50,0 8/9 1/128 27,33 3,42 -46,7 9/10 1/128 27,67 3,46 -46,1 64-QAM 2/3 1/128 30,73 3,84 -40,1 3/4 1/128 34,56 4,32 -32,6 4/5 1/128 36,88 4,61 -28,1 5/6 1/128 38,44 4,81 -25,1 8/9 1/128 40,99 5,12 -20,1 9/10 1/128 41,50 5,19 -19,1 256-QAM 2/3 1/128 40,97 5,12 -20,1 3/4 1/128 46,08 5,76 -10,1 4/5 1/128 49,17 6,15 -4,1 5/6 1/128 51,25 6,41 -0,1 8/9 1/128 54,65 6,83 6,6 9/10 1/128 55,34 6,92 7,9 1024-QAM 2/3 1/128 51,22 6,40 -0,1 3/4 1/128 57,60 7,20 12,3 4/5 1/128 61,46 7,68 19,8 5/6 1/128 64,07 8,01 24,9 8/9 1/128 68,31 8,54 33,2 9/10 1/128 69,17 8,65 34,9 4096-QAM 2/3 1/128 61,46 7,68 19,8 3/4 1/128 69,12 8,64 34,8 4/5 1/128 73,75 9,22 43,8 5/6 1/128 76,88 9,61 49,9 8/9 1/128 81,98 10,25 59,8 9/10 1/128 83,00 10,38 61,8 表 18 : n=4 (32MHz)、GI=1/128 之通量率 -95- 201008189 OFDM建議:32MHz 頻道帶宽,GI=1/128 / 尸 / 乂 / ^ 20,00 〆 / -*-16*QAM 64-QAM -·—256-QAM _ 痴 -20,00 1 1 1 1 » 1 1 1 t 1 > I I 1 itfiit-riiiiirf 〇>®®^OT〇>22SS22cn Κςη^οοοοοοοοοδοδ 霞墨墨i墨自wJ磁il II i p !! i y -x - 1024-QAM -«f-4096-QAM 却:«rY〇nnr· Ififc K-\ » S g g S | S 〇b>jbuta>(〇-k〇>«k〇ta><o-^ Mod Cod

圖 44: n = 4(32MHz) 、GI=1/128的通量增益（相較 於DVB-C 256QAM的百分比） 4.1.2.3.防護間隔長度=1/256

-96- 201008189

QAM LDPC GI長度 處理量(MBit/sX相 對於8MHz帶寬） 頻譜效率( 位元/Hz) 相驗 QVB-C 256-QAM 的處理增益(百分比） 16-QAM 2/3 1/256 20,67 2,58 -59,7 3/4 1/256 23,25 2,91 -54,7 4/5 1/256 24,81 3,10 -51,6 5/6 1/256 25,86 3,23 -49,6 8/9 1/256 27,58 3,45 -46,2 9/10 1/256 27,92 3,49 -45,6 64-0 AM 2/3 1/256 31,01 3,88 -39,5 3/4 1/256 34,88 4,36 -32,0 4/5 1/256 37,21 4,65 27,4 5/6 1/256 38,79 4,85 -24,4 8/9 1/256 41,36 5,17 -19,3 9/10 1/256 41,88 5,24 -18,3 256-QAM 2/3 1/256 41,35 5,17 -19,4 3/4 1/256 46,51 5,81 -9,3 4/5 1/256 49,62 6,20 -3,3 5/6 1/256 51,72 6,47 0,9 8/9 1/256 55,15 6,89 7,5 9/10 1/256 55,84 6,98 8/9 1024-0AM 2/3 1/256 51,69 6,46 0,8 3/4 1/256 58,13 7,27 13,3 4/5 1/256 62,02 7,75 20,9 5/6 1/256 64,65 8,08 26,1 8/9 1/256 68,94 8,62 34,4 9/10 1/256 69,80 8,73 36,1 4096-QAM 2/3 1/256 62,02 7,75 20,9 3/4 1/256 69,76 8,72 36,0 4/5 1/256 74,43 9,30 45,1 5/6 1/256 77,59 9,70 51,3 8/9 1/256 82,73 10,34 61,3 9/10 1/256 83,77 10,47 63,3 表 19 : n=4 (32MHz)、GI=l/256 之通量率 -97- 201008189 4.2. AWGN頻道中的系統效能 圖45顯示在AWGN頻道中的不同調變及編碼設定之 基本效能（目標BEr^1E-6)。目前未包含該OFDM特定 消耗（GI '引導、防護帶、訊框化），整體上期望其針對 1/64之最;g防護間隔長度及32mhz之全部頻道帶寬低於 5.5% (針對 Gl^i/；! 28 爲 3.7% )。

EsNo vs 位元/s/Hz (來自 RHS_ R9/10, R8/9, R5/6, R4/5, R3/4, R2/3)

160AM 64QAM 256QAM 10240AM 4096QAM 向農限制 EsNo 圖45 :系統效能（AWGN頻道） 理論上’ DVB-C 25 6QAM針對QEF作業需要29.5dB SNR。根據圖45，具有編碼率9/10的1024-QAM大致上 需要相同的訊號對雜訊比。用於此模式的頻譜效率爲9位 元/Hz。若將此效率與 DVB-C 256-QAM的頻譜效率（ 6.87 5 * 1 88/204 = 6.3 4bit/Hz)比較，所建議系統的全部通量 增益在42%的範圍內（若包含32MHzOFDM特定消耗之最 差情形，分別爲3 4 · 1 % )。 -98- 201008189 5·此提議與（來自CM-903之）需求的比較 Ν。 一般需求 建議系統 1 該等技術的目標應係將纜線頻道在最先進之纜線 網路中的使用最佳化。此包含已強化的彈性及強 度，以及最大酬載資料容量。 在次載波上多達4K QAM之 OFDM調變、32MHz頻道、 LDPC編碼解碼器以及許多 其他特性 2 DVB-C2的首要目標不應係與DVB-S2及/或 DVB-T2匹配，而係完全地利用其不同特性以競 爭內容遞送市場。因此應估評從該傳回頻道之可 使用性獲利最大的下游傳輸技術。然而，DVB-C2的規格不應取決於傳回_的可使用性。 針對互動服務的調適調變 3 將該CATV網路的不同效能等級列入考量之系統 參數套件應可使用於定址從消費者至商業使用的 應用。 針對網路效能最佳化設置多 種系統參數 4 該規格應容許在纜線網路上的服務供應者具有單 獨之服務品質目標，甚至對相同多工內的服務亦 具有目標。 部分符合-不支援在一多工內 的服務特定保護，以限制發 訊複雜性。 5 無論在何處應儘可能採用既存之合適技術。 許多功該區塊係重用自 DVB-S2 及 DVB-T2 6 到期帳號應列入預期之纜線網路特徵中（例如， 只要可應用，使用光纖到路緣、建築、及家庭） 〇 針對較高品質HFC網路中的 較高資料率使用4kQAM調 變 7 新技術規格應僅定址傳輸端功該，但應將不同裝 置之隱含成本列入考量，例如接收器或頭端裝備 0 在本建議中已考慮設計複雜 性'記憶體需求等。 8 該DVB-C標準不應修改，也不應改變成其他規 格（例如，SI)，或導致任何既史特性變爲無效 0 既存標轉格無需修改 9 該等規格在典型纜線頻帶中應係中性傳輸頻率。 無限制。 10 DVB家族目標：DVB-C2應再使用用於介面、編 碼、以及調變之適用既存解決方案。 在可使用處再使用DVB-T2/S2 -99- 201008189 效能及效率需求 建議系統 11 DVB-C2應能有效地支援從混合類比雌遷移至丨 全數位網路，並能在二網路中提供最大效能/通量』 〇 吏用尖峰對平均功率縮減以 ft小化在其他頻道上的干擾 〇 12 相較於 256-QAM (DVB-C)，DVB-C2 應在既 存纜線線路及內部網路上提供至少30%以上的處 理量。 1024QAM及更高之調變方案 的使用 13 DVB-C2應容許從統計多工法取得最大利益。例 如，可將目前的固定頻道掃描去規律化。 從8-32MHZ的範圍內在 SMHz之倍數中的頻道帶寬 渾性 14 纜線網路應在全球（例如，US、亞洲、及歐洲） 等級（包含內部網路）上特徵化及模型化，且最 佳調變/FEC方案的選擇應將現實纜線頻道模型 列入考量，包含： •類比PAL/SECAM/NTSC TV頻道的使用。 •不同數位訊號（諸如DVB、DOCSIS、Davie )的使用及對類比訊號之相關的訊號後移率 〇 •在於目前及未來網路中的不同雜訊（白雜訊 、突發雜訊、脈衝）、非線性、及其他干擾 系統架構提供措施以克服纜 線特定減損。可支援8MHz 及6MHz二者之世界範圍的 類率。可基於不同頻道需求 選擇適當的調變及編碼率 15 該系統的錯誤效能必須適合所有可能實行的服務 種類。 在TS或GS等上的不同保護 等級 16 DVB-C2傳輸系統應能根據EU之能量消耗行爲 準則，支援低功率模式以在接收器中最大地減少 功率消耗。 ,分段接收減少複雜性 、 17 應完全支援無縫再傳播（例如，從DVB-S2 1 DVB-C2，或從 DVB-T2 至 DVB-C2 )。 :支援從DVB-S2/T2至C2的 格式轉換 18 DVB-C2標準應對調變器之輸入及解調變器的賴 出之間的傳輸串流、IP-封包及其他相關協定提供 完全透明之連接。 丨支援不同輸入格式的彈性映 谢 19 由於DVB-C2的引入，切換時間（將接收器從-服務調諧至另一服務的時間）不應顯著地增加 相對於今日使用者對使用DVB-C之數位TV m 的經驗）。針對RF頻道中的任何改變，DVB-C: 前端應在300ms內實現免於僞錯誤之訊號。 -符合C2 OFDM訊框長度的 :最佳化 § 1

-100- 201008189 回溯相容性需求 建議系統 20 DVB-C2不應與DVB-C回溯相容（就某種意義而 言，DVB-C能處理DVB-C2訊號）。應將DVB-C2接收器包含DVB-C功能性的能力定址爲該技 術規格的選擇性需求，使得 .若來自工業人士之需求係將DVB-C功能包含 入DVB-C2裝備中時，晶片組製造商可提供適 用解決方案。 •若網路長期上將完全地遷移至DVB-C2，也可 能製造此等晶片組。 接收器中的調諧器帶寬保持 在目前DVB-C系統所使用 的8MHz。此致能DVB-C 及DVB-C2解調變共存在相 同的接收器中。 21 針對DVB-C2傳輸，既存之DVB-C接收器應不需 要任何改變。此假設繼續使用相同的纜線網路架 構及相同的纜線頻道特徵。 符合需求 22 爲容許自行安裝，DVB-C2標準應儘可能對使用 同軸纜線系統之內部網路的典型特徵遲鈍。 此建議支援不同編碼及交錯 選擇以減輕在內部纜線系統 中的不理想。 互動系統需求 22 該規格應考慮可使用爲用於目前使用用於該 DOCSIS系統之歐洲技術選項（EuroDOCSIS)之 DVB-C的ODCSIS系統之替代下游編碼及調變方 案。 舱需求 23 DVB-C2應包含用於改善IP資料之載波效率的技 術。 符合需求 24 DVB-C2應容許將DVB-C2之成本效益整合入用 於調變裝備之邊緣QAM解決方案中。 需求 25 該規格應提供符合需要低延遲時間模式之此等互 動服務需求的此種模式》 時間交錯器可爲需要低延遲 時間之服務而關閉 【圖式簡單說明】 相對於該等已揭示圖式，本發明在下文之較佳實施例 的描述中更詳細地解釋，在該等圖式中 圖1顯示整體傳輸帶寬的簡圖，來自該傳輸帶寬的已 選擇部分可由接收器選擇性地及彈性地接收， -101 - 201008189 圖2顯示該全部傳輸帶寬之分段的範例， 圖3顯示根據本發明之訊框結構的槪要時間域呈現， 圖4A顯示訓練樣型的頻率域範例， 圖4B顯示圖4A之訓練樣型的時間域呈現， 圖5A顯示該訓練樣型之其他範例的頻率域呈現， 圖5B顯示圖5A之訓練樣型的時間域呈現， 圖6顯示具有根據本發明的重複訓練樣型之全部傳輸 帶寬的槪要時間域呈現， 圖7顯示傳輸帶寬等同於接收帶寬的多載波系統之自 關聯的模擬結果， 圖8顯示該接收帶寬與根據本發明的訓練樣型重合之 自關聯的模擬結果， 圖9顯示若該接收帶寬與根據本發明的訓練樣型不重 例 範 要 槪 的 型 樣 或 構 結 框 訊 之 明 , 發 果本 結據 擬根 模示 的顯 聯 ο 關1 自 圖 之 合 圖11顯示具有發訊樣型的再構成之解釋的圖10之訊 框結構的一部分， 圖12顯示接收器過濾特徵的槪要範例。 圖13顯示根據本發明之訊框結構或樣型的另一範例 ， 圖14顯示根據本發明之訊框結構或樣型的另一範例 之一部分， 圖15顯示具有防護帶之發訊樣型的槪要呈現， -102- 201008189 ® 16槪要地顯示本發明之訊框結構在時間維度上的 範例， ® 顯示根據本發明的傳輸設備之範例的槪要方塊 圖’以及 ® 18顯示根據本發明的接收設備之範例的槪要方塊 圖。

【主要元件符號說明】 1、24 :傳輸帶寬 2 :已選擇部分 3、63 :接收設備 4 :調諧器 5 :處理機構 6、7、8'9、10:| 受 1 1、1 Γ、1 1"、4 7 :訊框 12、 12’、12":前文符號 13、 13'、50:發訊符號 14、 丨4'、52:資料符號 15、 25、26、27、28、30 :訓練樣型 :頻率載波 1 7 :時間域樣本 :前文樣型 :引導訊號 20 :次載波 · 103- 201008189 2 1、4 8 :訓練符號 22 :重複 23 :樣本 29 :訊框結構 31、 31a、31b:發訊樣型 3 Γ :最後部分 3 1 ” ：首先部分 3 la'、3 la":防護帶 32、 33、34、35、36、37:資料段 32,、32" ' 32，'，、33,、33"、33"' ' 35,、 3 7' ' 3 7" ' 37丨'，、42、43、44、45:資料樣型 38、39 :帶寬 4 9、5 1、5 3 :防護間隔 54 :傳輸設備 55 :引導映射機構 56 :錯誤編碼機構 5 7 :發訊映射機構 5 8、5 8 '、5 8 ":資料映射機構 5 9 :訊框形成機構 60 :轉移機構 61 :傳輸機構 62 :傳輸介面 64 :接收介面 65 :接收機構 -104 -

X X201008189 66 :再配置機構 67 :關聯機構 6 8 :轉移機構 69 :頻道估計機構 70 :解映射機構 71 :再構成機構 72 :解映射機構 73 :評估機構 1、2 : C2數據機/接收器

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Claims (1)

1. 201008189 七、申請專利範团： 1. —種傳輸設備，用於在一訊框結構之基礎上在一 多載波系統中傳輸訊號，各訊框包含至少二發訊樣型及至 少二資料樣型，該等發訊樣型在頻率方向上彼此相鄰，該 傳輸設備包含 發訊映射機構，適於將發訊資料映射在一訊框中的該 等至少二發訊樣型各者之頻率載波上，各發訊樣型具有相 同長度， 資料映射機構，適於將資料映射在一訊框中的該等至 少二資料樣型之頻率載波上， 轉移機構，適於將該等發訊樣型及該等資料樣型從頻 率域轉移至時間域，以產生一時間域傳輸訊號，以及 傳輸機構，適於傳輸該時間域傳輸訊號。 2. 如申請專利範圍第1項之傳輸設備， 其中各訊框包含在時間維度上接續在該等至少二發訊 樣型之後的至少二額外的發訊樣型，該等額外的發訊樣型 各者具有與該等至少二前導發訊樣型之相對應的一者相同 的個別長度。 3. 如申請專利範圍第1項之傳輸設備， 其中各訊框包含至少二訓練樣型，該傳輸設備包含一 引導映射機構，其適於將該等引導訊號映射在一訊框中的 各訓練樣型之頻率載波上，且其中將該等發訊樣型在該頻 率方向上對準至該等訓練樣型。 4. 如申請專利範圍第3項之傳輸設備， -106- 201008189 其中每一個訓練樣型均具有相同長度。 5. 如申請專利範圍第1項之傳輸設備， 其中各訊框之各發訊樣型包含該個別發訊樣型在該訊 框中的位置。 6. 如申請專利範圍第1項之傳輸設備， 其中各訊框之該等發訊樣型包含指示該訊框中所包含 的資料樣型之數量的發訊資料。 0 7.如申請專利範圍第1項之傳輸設備， 其中在該等發訊樣型中的該發訊資料之結構支援在各 訊框之頻率方向上的有限最大數量之資料樣型。 8. 如申請專利範圍第1項之傳輸設備， 其中各訊框之該等發訊樣型包含用於該訊框中所包含 的各資料樣型之單獨發訊資料。 9. 一種傳輸方法，用於在一訊框結構之基礎上在一 多載波系統中傳輸訊號，各訊框包含至少二發訊樣型及至 φ 少二資料樣型，該等發訊樣型在頻率方向上彼此相鄰，該 方法包含以下步驟 將發訊資料映射在一訊框中的該等至少二發訊樣型各 者之頻率載波上，各發訊樣型具有相同長度， 將資料映射在一訊框中的該等至少二資料樣型之頻率 載波上， 將該等發訊樣型及該等資料樣型從頻率域轉移至時間 域，以產生一時間域傳輸訊號，以及 傳輸該時間域傳輸訊號。 -107- 201008189 10. —種用於一多載波系統之訊框樣型，包含至少二 發訊樣型及至少二資料樣型’該等發訊樣型在頻率方向上 彼此相鄰，其中將發訊資料映射在該訊框中的該等至少二 發訊樣型各者之頻率載波上’各發訊樣型具有相同長度， 且其中將資料映射在該訊框中的該等至少二資料樣型之頻 率載波上。 11_ 一種接收設備，用於在一訊框結構的基礎上以一 傳輸帶寬在一多載波系統中接收訊號，各訊框包含至少二 發訊樣型及至少二資料樣型，該等發訊樣型在頻率方向上 彼此相鄰且該等發訊樣型各者具有映射在頻率載波上的發 訊資料，該等資料樣型具有映射在該頻率載波上的資料， 該等至少二發訊樣型各者具有相同長度， 該接收設備包含 接收機構，適於待調諧至並接收該傳輸帶寬之已選擇 部分，該傳輸帶寬的該已選擇部分至少具有該等發訊樣型 之一者的長度並包括待接收之至少一資料樣型，以及 評估機構，適於評估包含在一已接收發訊樣型中的該 發訊資料，以致能該等至少二資料樣型的接收。 1 2 .如申請專利範圍第1 1項之接收設備， 包含一再構成機構，適於從已接收的該傳輸帶寬之已 胃擇部分再構成該原始發訊樣型。 13.如申請專利範圍第12項之接收設備， 其中若該接收機構調諧至的該傳輸帶寬之該已選擇部 分與該發訊樣型結構不匹配時，該再構成機構適於將已接 -108 - 201008189 收發訊訊號重排成該原始發訊樣型。 14.如申請專利範圍第12項之接收設備， 其中各訊框包含在時間維度上接續在該等至少二發訊 樣型之後的至少二額外的發訊樣型，該等額外的發訊樣型 各者具有與該等至少二前導發訊樣型之相對應的一者相同 的個別長度，其中該再構成機構適於將在該時間維度上接 續於彼此之後的已接收之二個或多個發訊樣型重排成該原 0 始發訊樣型。 1 5 .如申請專利範圍第1 1項之接收設備， 其中該等發訊樣型的該發訊資料包含一錯誤修正編碼 ，且其中該再構成機構適於在該等已接收發訊訊號上執行 一錯誤修正解碼，以再構成該原始發訊樣型。 16. 如申請專利範圍第11項之接收設備， 其中各訊框之該等發訊樣型包含具有發訊樣型各者在 該訊框中的位置之發訊資料，其中該評估機構適於擷取該 φ 位置資訊。 17. 如申請專利範圍第11項之接收設備， 其中各訊框之該等發訊樣型包含具有該訊框中所包含 的資料樣型之數量的發訊資料，其中該評估機構適於從一 已接收發訊樣型擷取資料樣型之數量的該發訊資料。 18. 如申請專利範圍第11項之接收設備， 其中各訊框之該等發訊樣型包含用於該訊框中所包含 的各資料樣型之單獨發訊資料，其中該評估機構適於從一 已接收發訊樣型擷取用於各資料樣型之該單獨發訊資料。 -109- 201008189 19.如申請專利範圍第11項之接收設備， 其中該接收機構適於待調諧至並接收該傳輸帶寬之已 選擇部分，以致能在待接收之該傳輸帶寬的該已選擇部分 中的一發訊樣型之最佳接收。 2 0.如申請專利範圍第1 1項之接收設備， 其中該接收機構適於待調諧至並接收該傳輸帶寬之經 選擇部分，以相對於待接收之該傳輸帶寬的該經選擇部分 ，將待接收之該至少一資料樣型對中。 21. 如申請專利範圍第11項之接收設備， 其中該接收機構適於在一先前訊框的發訊樣型中所接 收之發訊資料的基礎上，待調諧至並接收該傳輸帶寬之已 選擇部分。 22. —種接收方法，用於接收在一訊框結構的基礎上 以一傳輸帶寬在一多載波系統中所傳輸的訊號，各訊框包 含至少二發訊樣型及至少二資料樣型，該等發訊樣型在頻 率方向上彼此相鄰且該等發訊樣型各者具有映射在頻率載 波上的發訊資料，該等資料樣型具有映射在該頻率載波上 的資料，該等至少二發訊樣型各者具有相同長度，該方法 包含以下步驟 接收該傳輸帶寬之已選擇部分，該傳輸帶寬的該已選 擇部分至少具有該等發訊樣型之一者的長度並包括待接收 之至少一資料樣型，以及 評估包含在一已接收發訊樣型中的該發訊資料，以致 能該等至少二資料樣型的接收。 -110- 201008189 23· —種用於傳輸及接收訊號之系統，包含如申請專 利範圍第1項之一傳輸設備及如申請專利範圍第11項之 一接收設備，該接收設備適於接收來自該傳輸設備的該時 間域傳輸訊號。 24. —種用於傳輸及接收設備的方法，包含用於在一 訊框結構的基礎上在一多載波系統中傳輸訊號之一傳輸方 法，各訊框包含至少二發訊樣型及至少二資料樣型，該等 發訊樣型在頻率方向上彼此相鄰，該傳輸方法包含以下步 驟 將發訊資料映射在一訊框中的該等至少二發訊樣型各 者之頻率載波上，各發訊樣型具有相同長度， 將資料映射在一訊框中的該等至少二資料樣型之頻率 載波上， 將該等發訊樣型及該等資料樣型從頻率域轉移至時間 域，以產生一時間域傳輸訊號，以及 傳輸該時間域傳輸訊號， 該方法另外包含如申請專利範圍第22項之接收方法 ，其適於接收該時間域傳輸訊號。 -111 -