TW200812211A - A high-efficiency current-source inverter using resonant technique - Google Patents

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200812211 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明所涉及之技術領域包含電力電子、直流/交流轉 換技術及綠色能源科技之範疇，但其主要在於以直流電源 (如燃料電池、風力、太陽能等）作為輸入電源，將其轉換 為交流電源，以提供緊急電源或一般交流電器負載使用， 本裝置由交流正弦電壓命令與回授電壓之誤差，於每一週 期中控制箝制開關導通時間，利用耦合電感產生電流源 _ (Current Source)，經過全橋開關正、負週期導引對輸出電 容充電，調整電壓上升或下降之幅度以累積交流弦波輸出 電壓。 【先前技術】 目前市面上將直流電轉成60Hz交流電壓之產品大致 分成兩類；第一類是應用於交流馬達之變頻器，利用馬達 之線圈電感特性，將正弦脈波寬度調變電壓波形產生近似 正弦電流，這種架構不能適用於電阻性或電容性負載，嚴 格來說變頻器不能供應一般家電及電腦產品。第二類即針 對前者缺點所推出產品，典型的商品為不斷電設備（UPS) 為代表其架構圖如圖1 (a)所示。與前類比較，輸出端增加 電感串聯電容之LC濾波電路，並增加回授控制，使輸出 電壓固定以克服負載及輸入電壓變動，這類型產品最大優 點為架構簡單而且成本低廉，另外增加電池及充、放電電 路，以提供市電以外之緊急電源。以目前台灣製造UPS之 200812211

技術及產扣佔有率，如自達電子與飛瑞，已名列世界前茅。 p使如此％有S干特性仍須繼續改善。首先lc渡波電 路有諸多^限制：第—點濾波電感貫穿整個輸出電流， 且考慮偏& —階譜振電路中半功率頻率(-3dB)響應，電感 值及容量較大’―般市售UPS所使用之電感值約在禮範 滤波電感提高會增加產品重量與能量轉換損失。第二 點，加諸於電感兩端電壓W/沿為直流電壓與輸出電容之 差，其值於JE弦峰飾近最小，受限濾波f感值，導致正 =電壓峰值轉折點失真，產生高譜波成分，即使提高滤波 電壓仍無法避免。此電感提供濾波功能，但同時限制非線 性負載’瞬間負載變化之調節能力。第三點，若干負載將 危及驅動電路，如半波整流性負載或高電感性負載，主要 因LC濾、波電路之正負半周波形對稱性，以及高電感性負 載改變二階濾波之頻率響應，輸出正弦電壓過低，進而必 須調高直流電壓準位，系統可能過壓而燒毁。第四點，非 電阻性負載之電壓波形失真率，—般又稱為整體譜波失真 率（Total Harmonic Distortion，THD)，遠高於電阻性負載。 這歸咎於原先設計之二階濾波電路雜不能滿足非電阻性 負載如電容性、電感性及非線性負载。 流器的產品，不能全面提供各類型的負 但不便，而且顯有使用者能夠分辨負載 總而言之，目前反 载’對於消費者不 類型，只能各憑運 氣買不斷電設備，也許購買加大— 道0 級容量，是一個可行之 除此之外，開關切換損失隨著切換 頻率提高而增加 200812211 糸統效率因而降低。令夕 技術應用於大功率1(^礙商已經開始引用各種柔性切換 降低PWM切換損失進^關元件’若干文獻中已證明可 形。相對於傳統正弦^切換頻率’改善輪出電壓波 器之正弦電壓，大邻八、f見度調變電壓波形’電流源反流 電壓，可以承^ 制電流源對電容充電以累積正弦 少有此種產品，分負载與頻率變化’但為何市面上 跑皆上振電路是經常引用之技術，電 易發生異常 二⑽為振之電壓值，在諧振之過程中 開關，因此恭月/j —旦電壓超過額定，即立刻才員壞半導體 但由於諧振電m 白振屯路[1]，[2]。 電源、、則，= J用率太低’將近一半能量會流回 振電壓源反者提出具有電壓籍制電路的半譜 變技被-决挑/ °° U減少開關切換應力並使用脈波寬度調 •，二輸⑽形[3]—[5]°受限於開關導通時 I振週期，於是發展部份諧振電路[6]，[7]，將諧 ft侷限於_導通級止交越區間，因此切換頻率可 眩二疋值，貝任週期不必配合諧振時間。新近有學者研究 所波電感置放於直流電源侧與全橋反流器之間，如圖1(b 二娃降低電感值並提高動態響應能力，形成電流源反流 用以改善傳統電壓源架構之缺點。但電流截止所 故生刀換兒壓值常數倍於系統電壓，易危及開關元件，是 開關7〇件耐壓值必須相對提升，成本大幅增加，不利 200812211 於此架構之應用。最近提出電流源柔性切換架構[8]解決該 技術之瓶頊’此乃應用於太陽能發電系統饋入市電之反流 tm ϋ亥開關元件具有零電壓切換(Zero Voltage Switching， ZVS)或零電流切換(Zer〇 Current Switching，ZCS)之效果， 饋入市電之功率因數接近一，但電感之體積及數量仍有待 減少，其切換頻率低（5kHz)，造成高漣波輸出電壓。然因 I置e又计目的為直接饋入市電，並不直接供應給負載，所 以A衣置提供此系統之電源品質已經優於目前電壓源反流 器架構。後續提出電壓箝制與柔性切換雙效果之反流器機 制[9] ’應用於二相交流馬達驅動器，利用變壓器二次側做 電壓箝制及旁路電流，整體電感值降低且轉換效率高，基 本上已=現電流源架構之特點，惟電流源之電感環流太 大，其谷1欲小不易，理論上是變壓器銅損會很高，但文 獻中卻未計算MU損失。除電壓波雜波高外，此架構 最大的缺點是開關需承受四倍直流電源電壓，開關成本過 高及驅動對象為感應馬達，不利於之㈣性產品應用。 此外，，f低頻高階譜振之正弦電壓反流器_， 此種架構非常簡单，利用幾何平均頻率（G_etric偷⑽

Mu·30之特性並於開迴路狀態下，電壓調節率有不錯 表現，然而諧振電感容量太士 π 里太大Μ及三次諧波成分太高是其 缺點。電壓箝制與柔性切換效At a $ + 俠欢施之電流源正弦電壓反流器 [11]，[12]，利用低激磁電感蠻厭M ^ 4文堡裔一次侧作為電流源電感， 將開關需承受四倍直流電湄Φ茂μ a 壓降為兩倍，其全橋四個開 關同時具有零電壓與零電流切# ^ 1刀換。然而，該四個開關必須 200812211 各串接一個二極體，主要是避免另一半週期反相切換時， 造成輸出電容之短路電流，同時亦形成環流與導通損失， 該架構中全橋開關所串聯二極體阻斷負載反饋至直流電源 之路徑，無法執行再生式剎車效能，此為大部分電流源反 流器共同之缺點。其次，該電流源電感值已將前述研究所 需容量降低，但為確保箝制開關導通時具零電流切換，電 感電流必須受限時間控制因數，操作在不連績區域’導致 開關切換時，漣波電流高，且因切換頻率低，必須加大輸 _ 出電容。最後，為大幅提高耦合係數，變壓器必須採用施 工較困難之三明治繞法，而且二次侧繞組電流全部流回電 源侧，此能量最高達輸出電壓三分之一，這種高環流未導 入輸出端，導致輕載轉換效率特別低。 本發明所提之高效率諧振式電流源反流器乃利用直流 轉換器中，降壓式架構縮小諧振電感容量，運用返驰式 (Flyback)電壓箝制理論來限制系統電壓，並以電流源對輸 出電容及負載直接高頻切換充電控制，累積正弦波電壓輸 • 出，以達成全部功率半導體開關元件具零電壓或零電流之 柔性切換特性，進而提高反流器之輸出效率。 本發明改善先前技術之原理及對照功效如下： 1. 利用電壓箝制技術、耦合電感電流能量互遞以及於諧振 反流器中並聯譜振技術，使得全部功率半導體開關及二 極體均有柔性切換特性，最高轉換效率大於97% ; 2. 運用本發明電壓箝制技術，可降低所有功率半導體開關 元件之耐壓規格，其耐壓約等於或小於輸入之直流電源 11 200812211 電壓’其值遠低於上述文獻記载。 3·具再生式剎車功能：由於本發明之全橋開關不需串聯二 極體，並提供一不需控制之剎車二極體迴路，使得交流 能量得以逆流至直流電源端，更進一步箝制所有系統元 件之電壓。 4·本發明所需之耦合電感容量與體積均小於一般電流源架 構，且耦合電感可操作於連續電流模式並能快速調整電 流以供應負載所需，可提高切換頻率有助降低輸出電容 之谷畺。§功率半導體開關觸發信號導通時，若二次側 繞組電流在觸發信號導通前已降到零，則為電流不連續 模式（Discontmue Current Mode，DCM)，因此自然形成 導通具有zcs現象；同理，若為電流連續模式（c〇ntinue Current Mode，CCM)，受限耦合電感能量傳遞影響，仍 然形成導通具有ZCS特性。 5·全橋反裔之功率半導體開關可省略習用架構之四個串 接一極體，且利用並聯諧振特性，來處理輸出電壓極性 父越換向，不需透過任何開關元件，因此可以省略習用 電流派反流裔系用之串聯二極體； 6·輪出端可省略習用高容量之串聯濾波電感，電流源直接 對輸出負載及濾波電容充電，因此可接受各種電感性、 電容性、非線性及瞬間變化之負载，且輸出電壓波形失 真率及傅立葉頻瑨分析均優於傳統脈波寬度調變架構。 備註：參考文獻 [1] F. J. Lin, R. Y. Duan, and J. G. Yu5 ςίΑη ultrasonic motor drive 12 200812211 using a current-source parallel-resonant inverter with energy feedback/9Trans. Power Electron., vol. 145 no. 19 pp. 31-42, 1999.

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當輸出電壓V,為正弦波正半週時，電流由直流電源101 經箝制電路102之箝制開關7]、Γ2，及耦合電路103之耦 合電感7；之一次側繞組&，最後再由諧振反流器電路104 _ 之全橋開關Γα+、7；—對輸出電容Q充電。同理，欲產生電壓 為正弦波負半週輸出時，箝制電路102之箝制開關7；、72與 諧振反流器電路104之全橋開關7；-及Γ/同時觸發導通，對 輸出電容反向充電；箝制電路102之箝制開關7]及72負責 高頻切換電流源電流，耦合電路103之一次侧繞組心介於 直流電源101之電壓〜、箝制電路102之箝制電容C；之電 壓L以及諧振反流器電路104之輸出電容Cz電壓％三者之 間，原則上電壓源之間必須以電流源作媒介，以限制輸出 _ 電容Cz之充電電流，並利用耦合電感7；之一次侧繞組&與 二次側繞組&之漏感特性，達成全部功率半導體開關柔性 切換與電壓箝制之效果；諧振反流器電路104中四個全橋 開關，分別以頻率60Hz與約小於百分之五十責任週期導 通，全橋開關C、7；-負責導引正半週期之電流源電流路徑， 反之全橋開關Γ/及Γα-則為負半週之路徑；諧振反流器電路 104中諧振電感&與輸出電容(^形成一組二階並聯諧振，利 用電感電流落後電壓之特性，由諧振電感A將輸出電容Q 15 200812211 電壓Vf?極性換向。 本發明之「高效率諧振式電流源反流器」之 時序與電路工作模式，分別如圖3與圖4所示二·下 上述兩_容逐段說以作原理，為簡化電路分析，所 開關70件及二極體導通壓降忽略不記。另外 Ϊ易於瞭解’專有名詞不至於冗長，電路歸屬圖心 电路101)令略之’直接對照說明所屬圖式即可明瞭： 模式-：時間“〜。箝制開關巧、。導通一段時間’、 此模式始於箝制開關认巧導通後一段時間 ，電壓m零1合電感C 一次側繞組4電流。從: “源流出，貫穿箝制開_及『2、箝制電容c。以及輛人帝 路中搞合電感d次側繞組m諧振反流器電= 全橋開關C、7Γ所形成的迴路，對輸出電容Q充電。 制電容C。電“逆偏跨壓所致，所以箝制二極體q及 截止狀態，令極性點電壓為正時，則—次側繞組4之跨壓了 可表示為 ω

Ld.did,dt = VLd=ViN+Vc〇_v〇 ⑴ 上式心為輸入之直流電源電壓，％為輸出交流電壓，等號 右邊第二項之㈣電容q電壓，可以提高—次側繞组: 電流心的初始爬升率，中段斜率又因電壓'〇減小而降低： 因此電流漣波成分不至於太高，可以設計較小感值之— 次側繞組Z,並有效降低箝制開關之導通責任週期與導通損 失。另外，箝制開關J;及A之跨壓〜與々2分別為 、 (2. a) = Vc〇 - VD2 16 200812211 VT2 = Vco ~~ VDl 依據上式可得到箝制 示 (2.b) 極體及a之跨壓％與％如下所 (3.a) (3.b) (4) VD\ = vc〇 ~~ Vr2 VD2 = Vco ^ Vri 輸出交流電壓V。可計管為 _ ct\ . ^ ^ v〇Uld-iLL-i〇、-dt ，為交流負載電流，此模式止 其中，L為諧振電感々電流 2箝制電容c;電零;^ 模式：：時間“〜，2)箝制二極體A、A導通 叶曾容=電至接近零伏特時，依據式(3.a)及式(3.b、 1及A兩端跨壓由逆偏降至零伏特，再 ^關^ ’形成兩箝制二極體零電壓切換導通。此時箝制 ^再『2觸發信號仍為導通狀態，形成兩組開關 =再相互並聯狀態，平均分擔流向輪出電容Q之充電電 模式三：時間（，2〜，3)箝制開關巧及G觸發信號截止 2制觸發信號截止後，全橋開關π及Μ 十:、人’箱口電感一次侧繞組心受限漏感續流因素，复 徑轉流經A、c刘，對箝制電容c，輸出電容： 充口 =於Q<<Q，因此當箝制電容c。電心。快速上升時： V〆、有U幅上升。依據式(2a)及式（2b)所示， =端電壓分別等於箝制二極體Μ通電壓加上“ j 電厂堅v，當電壓洲漸上昇，表示箝制開關截正= 17 200812211 備零電壓切換特性，同時箝制電容C；充分吸收耦合電感7； 一次侧繞組心漏感的能量，並於下一週期之模式一期間， 再傳送給輸出電容仏，箝制電容電壓％可表式為

t2 < t < t4 (5) 此時一次侧繞組4之跨壓可表示為 VLd=VIN-Vc〇^V〇 (6) 依據上式所示，耦合電感一次侧繞組心在極性點處為正電 φ 壓，感應至二次側繞組電感&亦相同情形，因此耦合電路 之整流二極體巧仍為逆偏，二次侧繞組&無電流路徑。 模式四：時間（ί3〜ί4)耦合電感二次侧電流開始導通 本模式始於箝制電容G電壓寺，依據方程式 (6)計算，耦合電感一次侧繞組4之電壓極性開始反相，在 非極性點處為正電壓，感應至二次侧繞組電感Z/亦相同情 形，因此耦合電路之整流二極體為順偏狀態。依據磁通 不滅定律，二次侧繞組&開始產生電流，在此期間，二次 • 侧繞組4電流，跟隨一次侧繞組心一同流入諧振反流器 電路，其關係式可表示為 + ^/Ζ'/ (7) 其中，電流^之最高值，兩者電流V及G 一長一消，本 模式止於電流&降為零，而電流&達到最高點。 由於箝制電容C；可以充分吸收漏感能量，以及磁通得由二 次側繞組~釋放，.漏感對系統影響不高。為簡化分析，暫 不考慮漏感能量[13]。令耦合電感一、二次繞組匝數分別 18 200812211 為％與τν2，則匝數比^可表示為 ⑻ Μ仏 在此模式期間，二次侧繞組電壓-VZ/等於V,，可反推一次侧 繞組4電壓&為 vLd= ^ · (9) 依據克希荷夫電壓定律，本模式之方程式可以表示如下 VIN ^Vco + —~Vo =0 (10) η 整理上式可得

Vco=VIN + (--!)Vo (11) η 由於％為交流電壓，加絕對值以簡化分析 (12) 上式等號之第二項為負數，由於箝制電容電壓％跨在箝制 開關兩端，其電壓最高值發生在輸出交流電壓&為零時， • 可以得到開關财壓規格為

Vn(max) ~ Vr2(max) ~ ^IN (13) 因此本架構之箝制開關耐壓與輸入電壓相同，同理全橋四 個開關7；+、7；-、Γ/及7；_，因輸出端為電容器且有飛輪二極 體之電壓箝制效能，開關耐壓與輸出交流電壓V。相同。 模式五：時間（ί4^ί5)電流9由最高點開始下降 當一次侧繞組Α電流&降為零時，耦合電感能量全部透 過二次侧繞組電流//傳送至輸出電容，因此該電流由最 19 200812211 高點開始下降。本模式止於箝制開關ii、r2觸發信號導通時。 模式六：時間（〖5〜/〇)箝制開關7；、Γ2觸發信號導通

此時箝制開關7；、Γ2觸發信號導通，若二次侧繞組電流 b在本模式開始前已降到零，則為電流不連續模式 (Discontinue Current Mode, DCM )，因此自然形成導通具 有ZCS現象。同理，若為電流連續模式（Continue Current Mode，CCM)，受限一次侧繞組4漏感及兩侧繞組能量傳遞 影響，如同模式四中相同的電氣特性，因此仍然形成導通 具有ZCS特性。 此外9在諸振反流裔部分9諸振電感A的電流k洛後 輸出交流電壓'約90度電氣角，因此當輸出交流電壓'在 零伏特附近時，電流L為最高值，可以抽出輸出電容的 能量以完成零交越換向目的，此過程不需經過開關與控 制，因此可以省略一般電流源常用之串聯二極體，同時為 避免空載時所發生二階諧振之高增益電壓，諧振頻率應避 開60Ήζ。為確保換向成功，以避免省略串聯二極體所造成 飛輪路徑之短路電流，設計時諧振電感電流能量必須高於 輸出電容位能，可表示為

L X^LL(max)

(14) 一般電流源架構之全橋開關所串聯二極體阻斷負載反 饋至直流電源之路徑，必須單獨作一交流電阻式剎車迴 路。當輸出電壓高於直流電源電壓時，本發明之剎車二極 體A自然導通並提供之能量反饋路徑，此情形發生於負載 為交流電動機之飛輪慣量，以及電感性負載改變諧振頻率 20 200812211 所造成高電壓；剎車二極體將其能量牽引至直流電源電壓 吸收’除可箝制所有開關電壓，再生式剎車功能有效利用 源至負载之能量，提高能源利用率。 由上述說明可知，多數開關二極體及開關導通與截止 時’同時具有ZCS與ZVS特性，因此在理論分析上，本發 明所述電路可以獲得高轉換效率。 雖然本發明已前述較佳實施例揭示，然其並非用以限 定本發明，任何熟習此技藝者，再不脫離本發明之精神和 • 範圍内，當可作各種之變動與修改，因此本發明之保護範 圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。 【實施方式】 本發明主要元件之所有功率半導體開關選用 MOSFET，編號為IRFP264，導通電阻，耐壓 250V以及額定電流44A，包裝形式為TO-247。依據方程 式（13) V以付到開關最高财壓規格，本發明實施例目的在 鲁於控制輸出電壓之峰值為156V，換算成有效值為11〇v， 設定額定輸出規格為AC 110V60Hz 500W之電源規格。而 本發明其它參數設計及元件選用提供如下： 直流輸入電壓：170V 交流輸出電壓：AC UOV 60Hz 切換頻率：50kHz 摩馬合電感乃之一认侧繞組心及一次侧繞組〜：100必及 200必，〆、二次繞組匝數Μ與τν2:8·5及12匝，core_EE55, 21 200812211 轉合係數k = 0.98 箝制開關7]、Γ2及全橋開關C、CCC : POWER MOSFET IRFP264 ^ Vds=250F ^ RDS{ON)=60mQ ^ ID=44A ^ TO-247 輸出電容Q及諧振電感A : 6·8π及1.03477 箝制電容C； : 0.04π 箝制二極體 A、D2及巧：SFA1604G 及 SFA1608G 反流器諧振頻率：60Hz 圖5表示本發明所揭示之高效率諧振式電流源反流器 • 各元件之60Hz實測波形圖，圖5(a)中為無載時輸出電壓' 及耦合電感7；—次侧繞組&電流Q，其中輸出電壓V,係由頻 率50kHz高頻切換依PI比例積分方式累積而成，其微量高 頻成分之漣波電壓已改善，且電流^很小。輸出電壓V,為零 值附近之區域，因換向能量完全由諧振電感A提供，電流G 幾乎為零，可證明在無載時本發明之高效率諧振式電流源 反流器其能量損失極低。圖5(b)為輸出電壓％及諧振電感4 電流k之波形，諧振電感A電感值為1.034//，電流L峰值 • 為0.39A，得知其容量為30.5VAR，、雖然電感值很高，但實 際的體積相當小。圖5(c)中為輸出功率400W之輸出電容Q 端電壓\及一次侧繞組4電流Q。為簡化分析一次侧繞組電 流心於穩態時之平均值，箝制電容電壓\暫不考慮，依據 克希荷夫電壓及電流定律

Vo = VLL ~ ^LL ! dt- VCL (15) 以及 h = z'cl + hL + K (16) 22 200812211 輸出電壓V,為AC 110V 60Hz，因此'可表示為156sin377p 流經負載及(假設為30ω)、輸出電容G及諧振電感4之電流 C、z cz及ζ 可分別表不為， K = 156sin377i _ ^ . :---= 5.2sin377iA κ (17) 156sin377i · ^CL =----=CL . 156 cos377i = 0.39 sin ( 3771 + 90°)A A CL (18) 156sin377i A hL 一 r =0.39sin(377^-90°) A all (19) 故輸出電壓V,為零值附近之區域，流經負載之電流ζ;為零， 電流匕及Q大小相同但相位差180度，因此輸出電容Q之 電壓換向能量可完全由諧振電感4提供，所以不需由輸入 電=提供換向所需電流路徑，耦合電感I —次侧繞組4之 電流~幾乎為零，僅需供應諧振過程的能量損失。換向完 成後之，箝制開關Γ1、Α觸發信號導通期間，依據方程式（18) =示輸出包谷仏之充電電流正比e〇s函數，是故電流心最 二’ ’輸出電壓〜峰值則僅需供應負载及之電流，此區 與負載輕重有關。圖5(d)中為全橋開關c之電壓 二2於Λ橋開關採撕低頻切換，全橋開關之 無切換損/、截4 ’相關兩端呈現零電壓狀態，完全 體所提供之迴輸出端為電容器’加上飛輪二極 開關電壓+ 、巧關^之电壓以與電流&，圖中顯示箝制 壓t跨接截止時具有電壓箝制特性，由於箝制電容電 ’制開關兩端’其電壓最高值發生在輸出交流 23 200812211 電壓V。為零時，由波形顯示開關所需承受之電壓與推導方 程式（13)相符。綜合圖5電路實作波形所示，諧振反流器 電路已有效控制輸出電壓'之零交越波形，且^該交：: 域附近，，所㈣，乎沒有電流通過。本發明之高效率譜 振式電流源反流器所有功率半導體開關耐壓皆箝制與輸入 電壓相同，所承受電壓料於或小於電源電I，電壓: 效能優於習用反流器[11 j。

夂-Ut r之高效率諧振式電流源反流器 各兀件一物作之實測波形圖，其中w 連續模式之搞合電感卜、二次側繞組電流 形’文限兩侧繞組漏感影響，當箝制電容 時，依據方程式⑹計算，合電Μ—次側 極性開始反相，在非極性點處為正電至二 組V亦相同情形，因，合電路之整流二 態。依據磁通不滅定律一 u 遐巧馮順偏狀 此期間，二:欠侧繞組“Γ:人側繞組〜開始產生電流，在 同流入譜振反流器電略跟隨—次側繞組4電流心一 (7)產生變化。其交越變化:么組電流關係式係依據方程式 流心上升與二次側繞組如圖6(b)為—次側繞組心電 繞組4電流。下降與二‘v下降’以及圖6⑷為-次側 流二極料之電壓〜上升。目6(d)為整 流二極體巧電壓％波形^^絲，由貫驗波形顯示，整 果’且同時存在零電壤=通及截止日守皆有柔性切換效 壓vD/因高壓震盪所產今包流切換；此外整流二極體電 生之突波電壓經加入緩震電路 24 200812211 (snubber)與數值模擬>660伏特相比已降為56〇伏特，突 波電壓經緩振電路改善後可降低二極體耐壓規格。圖6 為箝制開關η之電壓vn及電流ζ·η波形，箝制開關$於導通及 截止時皆有柔性切換效果，加上可使用耐壓規格較低之功 率半導體開關’可以提1¾本發明之轉換效率。 圖7表不本發明所揭示之高效率諧振式電流源反流器 於無載及各種負載之電壓v。、電流^實測波形圖，並分別作 傅立葉頻率分析以計算總諧波失真率(THD)。圖7(句為無戴 時，其中基頻(60Hz)之值為4〇6dB幾乎與交流電壓有效值 相同’總譜波失真率(THD)為1.0%。圖7(b)負載為非線性 整流性負載（i? = 100Q，C = 47〇MF)，其中基頻（6〇Hz)之值 復遍，總諧波失真率（咖)為18%。圖7⑷負載為電感 性負載（，實測總諧波失真率高 13.92%’高於國際標準值5%。圖7⑷則為圖7(c)電感：負

載波形改善後之輸出電壓圖形。若將輸出電容^兩端並聯 12.5W電容’以充分供應電感性負載所需之落後虛功^ 總諳波失真率（T H D )降為Q · 9 8 %，解決供應電感性負載所衍 生波形失真問題。® 7(e)為反流器瞬間加載36ω電阻性 載之電壓波形圖，依據實驗所示於_ 、, 輸出電壓d值部份僅些許失真。综合圖7之各波形指 本發明所揭不之南效率諧振式電流源反流器，可接受各種 電感性、電容性、非線性及瞬間變化之負載，且輪出電壓 波形總譜波失真率及傅立葉頻譜分析均優於上述之參考文 獻0 25 200812211 圖8表示本發明所揭示之高效率諧振式電流源反流器 與參考文獻[11]之轉換效率圖，該圖顯示本發明之高效率諧 振式電流源反流器轉換效率高於97%，在輕載及重載時均 優於參考文獻[11]，尤其在輕載時，利用諧振換向技術以及 二次侧繞組&電流全部導入輸出端，大幅減少開關電流之 環流成分，，因此最高可提昇轉換效率約達8%。 本發明經電路實作，實現高效能之電流正弦電壓轉換 電路，綜合特點如下： φ 1 ·利用麵合電感一、二次侧能量傳遞方式控制電流源，使 得全部半導體開關及二極體均有柔性切換特性，最高轉 換效率大於97%，且經各種負載測試後，本架構之反流 器總諧波失真率（THD)皆低於2%以下； 2. 運用電壓箝制技術，可降低功率半導體開關元件之耐壓 規格，所有開關所承受電壓約等於或小於電源電壓； 3. 耦合電感容量與體積小於一般電流源架構，其能量全部 傳送至輸出端，無環流問題； • 4·耦合電感操作在連續電流模式下，可以提高切換頻率以 降低感值，同時開關仍具有柔性切換效果； 茲將電路實作元件柔性切換特性彙整表1所示。 26 200812211

表1主要元件柔性切換特性 零電壓切換(zvs) 零電流切換(zcs) 元件符號 導通 截止 導通 截止 〇 〇 〇 T:、Ta-、Tb+、Tb- 〇 〇 〇 〇 D\、D2、D3 〇 〇 〇 〇 Df 〇 〇 〇 〇 27 200812211 【圖式簡單說明】 圖1 表示習用正弦電壓反流器架構圖。 圖2 表示本發明所揭示之高效率諧振式電流源反流器路 方塊圖。 圖3 表示本發明所揭示之高效率諧振式電流源反流器各 點波形時序圖。 圖4 表示本發明所揭示之高效率諧振式電流源反流器工 作模式圖。 • 圖5 表示本發明所揭示之高效率諧振式電流源反流器各 元件之60Hz實測波形圖。 圖6 表示本發明所揭示之高效率諧振式電流源反流器各 元件高頻操作之實測波形圖。 圖7 表示本發明所揭示之高效率諧振式電流源反流器於 無載及各種負載之實測波形圖。 圖8 表示本發明所揭示之高效率諧振式電流源反流器與 參考文獻[11]之轉換效率圖。 【主要元件符號說明】 101 :直流電源 102 :箝制電路 103 :耦合電路 104 ·譜振反流器電路 105 :控制及驅動電路 η :箝制電路之功率半導體開關（簡稱箝制開關） 28 200812211 G :箝制電路之功率半導體開關（簡稱箝制開關） C、CC及4 :諧振反流器之功率半導體開關（簡稱全橋 開關） 7；:具高激磁電流之變壓器（簡稱耦合電感） 灸：耦合電感7；之耦合係數（簡稱耦合係數） 4 :耦合電感7；之一次侧繞組（簡稱一次侧繞組） 4 :耦合電感7；之二次侧繞組（簡稱二次侧繞組） A:諧振反流器電路之諧振電感 • A:箝制電路之第一箝制二極體 A:箝制電路之第二箝制二極體 A:箝制電路之剎車二極體 巧：耦合電路之整流二極體 諧振反流器電路之輸出電容 Q:箝制電路之箝制電容 29

Claims (1)

1. 200812211 十、申請範圍： 1 一種高效率諧振式電流源反流器，其中包含 一箝制電路：由兩個箝制開關、兩個箝制二極體、一剎 車二極體及一箝制電容所組成，主要是控制耦合電感之 電流與回昇能量； 一耦合電路：由耦合電感之一、二次侧繞組及一整流二 極體所組成’ 一次侧繞組限制直流電壓源之電流’並將 其導通期間所儲存能量藉由耦合電感傳遞至二次側繞 組，繼續釋放至諧振反流器電路； 一諧振反流器電路：由四個全橋開關、一輸出電容及一 諧振電感所組成，主要導引一次侧繞組電流至輸出電 容，以累積交流輸出電壓； 一控制驅動電路：係將弦波命令電壓與輸出電壓作閉迴 路控制，最後輸出至兩箝制開關及四個全橋開關所需之 驅動訊號； 耦合電感電路為輸入直流電源與諧振反流器電路之間 之缓衝電路，將兩者電壓源之壓差跨於耦合電感，並以 電流源方式呈現；該電流源電流經箝制電路之兩對稱箝 制開關及箝制二極體組合路徑，流入諳振反流器電路； 諧振反流器電路將來自直流電源端之電流導引至輸出 電容，並控制輸出電容之電壓極性，以產生交流電壓； 箝制電路除起斷反流器電路之電流之外，並以電壓箝制 搭配耦合電感兩繞組特性，使得全部功率半導體開關及 二極體均有柔性切換特性；箝制電路可降低功率半導體 30 200812211 開關之财壓規格，其耐壓規格等同於輸入電源電壓；耦 合電感之容量與體積小於習'用電流源架構，玎因應負載 變化快速調整電流；輸出端可省略習用串聯之濾波電 感’並運用諧振電感協助輸出電壓極性換向；容許供應 各種電感性、電容性、非線性及瞬間變化之負載。

   2如專利申請範圍第1項所述之高效率諧振式電流源反流 器，其中箝制電路除可以吸收耦合電感一次侧繞組之漏 感能量，其吸收能量並可於下一週期傳送給輸出端；是 以本發明所使用之耦合電感可以接受高漏感變壓器，不 侷限使用问耦合係數之三明治疊繞方式，運用習用雨繞 組分開繞法即可完成。 如專利申明$&圍第1項所述之高效率諧振式電流源反流 器，其中諧振反流H電路採全橋式架構，藉由功率半導 艘開關以"〗,、於百分之五十責任週期之6GHz頻率導通， 禮振電感並，於輸出電容端，輪出電壓配合諧振電感換 向處理’不會因諧振反流器切換四個全橋開關導流方尚 與輸出電容電壓極性相反，形成輸出電容之短路電流， 因此 省略自用I流源全橋開關架構所必須串聯之 1體後乃是利用輪出電壓接近零時，電减 電流泠後电壓之九十度特性，電 电4 由猎振電感電流沒取輸出電容之電荷並〜峰值區域’ 之極性換向，在此零電壓交越區二7完成交流電壓 必，當輸出電壓極性改變後，S斤有全橋開關截 如專利申請範圍第!項所述之高=才，導通； 羊喊^流源反流 31 4 200812211 器，其中電壓箝制電路中，剎車二極體主要提供輸出電 壓高於直流電源電壓之能量反饋路徑，此情形發生於負 載為交流電動機之飛輪慣量，以及電感性負載改變諧振 頻率所造成高電壓；剎車二極體將其能量牽引至直流電 源電壓端吸收，除可箝制所有開關電壓，並有效利用源 至負載之回昇式能量。 32