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GEBIET DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung bezieht sich auf einen verbesserten Digitaltaktmodulator,
der eine glatt modulierte Taktperiode schafft, um die während Taktübergängen emittierte
Amplitude von elektromagnetischen Strahlungen (EMR von englisch
,Electro-Magnetic Radiations')
zu reduzieren.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Die
elektromagnetischen Strahlungen (EMR), die von höheren Harmonischen der Grundtaktfrequenz einer
Digitalschaltung auf Grund der Aktivitäten an den Taktflanken emittiert
werden, haben eine beträchtliche Auswirkung
auf den normalen Betrieb von Nachbarschaltungen. Um die ungünstigen
Effekte solcher EMR zu verhindern, ist es wünschenswert, die Amplitude
der emittierten Strahlungen minimal zu halten. Es wurden verschiedene
Verfahren zum Reduzieren der Amplitude von störenden Strahlungen angewandt.
Zum Beispiel wird die Phase/Frequenz der Grundtaktfrequenz moduliert,
um das emittierte Strahlungsfrequenzband zu spreizen, um die Strahlungsenergie
in benachbarte Seitenbänder über jede
harmonische Frequenz zu verteilen, wodurch die Amplitude von höheren harmonischen
Frequenzen reduziert wird.
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Frequenzmodulation
ist vorwiegend eine analoge Technik und hat Gemeinkosten in Implementierungen
in der integrierten Schaltung (IC von ,Integrated Circuit'). Außerdem erzeugt
nicht jede beliebige Modulation eine optimale EMI-Reduzierung; mit
anderen Worten kann das willkürliche
Modulieren einer Takterzeugungsquelle möglicherweise keine verbesserte
Dämpfung
von EMI schaffen. Eine geeignete Auswahl der Modulation ist wesentlich,
um ihre Effektivität
beim Reduzieren von EMR sicherzustellen. ['Spread Spectrum Clock Generation for
the Reduction of Radiated Emissions': Keith B. Hardin et al, IEEE International
Symposium an Electromagnetic Compatibility, 22.–26. Aug., 1994]
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Die
US-Patente
US 6 366 174 ,
US 6 373 306 ,
US 6 351 485 B1 schlagen
die Verwendung von PLLs zum Reduzieren von EMR vor. Diese Techniken
können
jedoch nicht für
Systeme verwendet werden, in denen die PLL ein fremdbezogenes Objekt
ist, das nicht modifiziert werden kann.
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Manche
digitale Modulation der Taktperiode des Standes der Technik, wie
zum Beispiel das US-Patent
US
5 442 664 , schlägt
die Verwendung einer Anzahl von ,n' Verzögerungskomponenten mit der
gleichen Verzögerung Δ vor, wie
in
1 gezeigt. Die Auswahlsteuerung 3 (Hoch/Runter-Zähler von
n Zuständen),
verwendet eine Verzögerungs-Tap-Abgriffs-Auswahllogik
2, um die Zeitperiode des Takts zu modulieren. Sie macht die Taktperiode
(T
ck + Δ)
für die
ersten 'n' Taktzyklen und (T
ck – Δ) für die nächsten 'n' Taktzyklen, wodurch kontinuierlich
gewechselt wird. Diese Technik schafft keine optimale Spreizspektrum-EMR-Reduzierung, da sich
die Energie um nur zwei Frequenzen 1/(T
ck + Δ) und 1/(T
ck – Δ) konzentriert.
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Das
US-Patent
US 6 518 813 offenbart
eine ähnliche
Schaltung.
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US 2001045857 schlägt ein ähnliches
Schema vor, das sich lediglich darin unterscheidet, dass es eine Technik
zum Anpassen von (Δ/T
ck) durch das Anpassen der Versorgungsspannung
an die Verzögerungseinheiten
schafft. Diese Technik ist für
die meisten integrierten digitalen Systeme nicht geeignet, da sie
das Variieren der Versorgungsspannung erfordert.
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Das
US-Patent
US 5 699 005 schlägt eine
Technik vor, die sowohl gleiche Verzögerung als auch ungleiche Verzögerungen
in dem Verzögerungskettenblock
nutzt, aber tatsächlich
ist die sukzessive Zunahme (Abnahme) der Verzögerung in der Verzögerungskette
immer konstant (Δ).
Der Hauptunterschied liegt in der Weise der Ausführung des Schattens der Verzögerungs-Tab-Abgriffe
auf die Taktausgabe. Hier wird die Verzögerungs-Tap-Abgriffs-Auswahl
unter Verwendung einer pseudozufälligen
Zahlenfolge gemacht, was im Vergleich zu den vorherigen Techniken
eine bessere Verteilung des Strahlungsenergiespektrums bewirkt.
Die "pseudozufällige" Natur führt zu scharfer
Restlaufzeitperiodenvariation, während
andere Zeitperioden sehr langsam sind, was dazu führt, dass
sich die ausgestrahlte Frequenz um bestimmte Frequenzen herum konzentriert,
anstatt sich so gleichmäßig wie
möglich
zu spreizen.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die
Aufgabe dieser Erfindung ist es, die oben genannte Nachteile der
gegenwärtigen
Technik hinsichtlich einer gleichen Verteilung der ausgestrahlten
Ausstrahlungen in Digitaltaktschaltungen zu überwinden.
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Eine
andere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Technik für die glatte
Digitalmodulation von Taktperioden zu schaffen.
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Es
ist noch eine andere Aufgabe der Erfindung, ein gut verteiltes Taktenergiespektrum
für das
Reduzieren der Amplitude der EMR mit einer kleineren Spitze-zu-Spitze-Variation
der Taktperiode (d.h. einem kleineren Modulationsindex) über eine
große
Anzahl von Taktzyklen (d.h. eine langsamere Modulationsfrequenz) zu
schaffen.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine flexible Konstruktion
zu schaffen, die jedes beliebige erwünschte Taktperiodenmodulationsmuster
(d.h. Modulationswellenform) erzeugen kann.
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Um
die oben genannten und andere Aufgaben der Erfindung zu lösen, schafft
die vorliegende Erfindung einen verbesserten Digitaltaktmodulator,
der eine glatt modulierte Taktperiode schafft, um emittierte elektromagnetische
Strahlung (EMR) zu reduzieren, wobei dieser aufweist:
- – eine
Mehrzahl von in Reihe geschalteten Verzögerungselementen, die am Eingang
ein unmoduliertes Taktsignal empfangen;
- – einen
Multiplexer, der Eingaben von zwischen den Verzögerungselementen vorgesehenen
ungleichmäßig beabstandeten
ausgewählten
Tap-Abgriffen empfängt;
- – einen
Steuerblock, der die Auswahleingaben dem Multiplexer zuführt und
ein Taktsignal von der Reihe von Verzögerungselementen empfängt; und
- – ein
zwischen den Taktanschluss des Steuerblocks und das letzte Element
der Reihe von Verzögerungselementen
geschaltetes vorherbestimmtes Verzögerungselement für das Ermöglichen
einer störungsfreien Operation
durch das Sicherstellen, dass die gesamte Verzögerungskette und damit in Verbindung
stehende Signalpfade im gleichen stabilen Zustand sind, bevor sich
die Steuerung zu dem Multiplexer ändert.
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Die
Tap-Abgriffe sind entsprechend der Modulation der Taktperiode vorgesehen.
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Der
Steuerblock weist eine Hoch/Runter-Zähleinrichtung für das sequentielle
Auswählen
der Tap-Abgriffe in der Verzögerungskette
auf, so dass der Unterschied in Verzögerungen vom Eingangstakt zum
Ausgangstakt für
aufeinander folgende Taktzyklen für eine Hälfte der Modulationsperiode
fortlaufend zunimmt und dann für
die zweite Hälfte
der Modulationsperiode auf eine ähnliche
Weise abnimmt;
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Die
Abstände
zwischen den Tap-Abgriffen sind in der Mitte der Taktkette größer und
an den zwei Enden der Kette kleiner.
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Die
Erfindung weist ferner einen Verzögerungsinterpolationsmechanismus
für das
Schaffen einer besseren Auflösung
von Taktmodulation über
eine größere Anzahl
von Taktzyklen auf.
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Die
Erfindung mit dem Verzögerungsinterpolationsmechanismus
weist auf:
- – ein Paar Multiplexer, die
den einzelnen Multiplexer ersetzen, wobei wechselnde Tap-Abgriffe
der Verzögerungskette
mit jedem Multiplexer verbunden sind;
- – eine
Kette von in Reihe geschalteten PMOS-NMOS-Transistor-Paaren, die
so bemessen sind, dass ihre Kanallänge-zu-Kanalbreite-Verhältnisse
in einer binär
gewichteten Folge zunehmen, und die mit dem Ausgang von jedem Multiplexer
verbunden sind, und
- – eine
Steuerschaltung, die komplementäre
Steuersignale für
das Freigeben der in Reihe geschalteten PMOS-NMOS-Transistor-Paare
in einer erwünschten
Folge erzeugt.
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Der
Code für
die Multiplexerauswahl ist ein monoton zunehmender Code für das Zunehmen
der Taktmodulationstiefe, während
der Code für
die Verzögerungsinterpolation
für wechselnde
Codes für
den Multiplexer zunimmt oder abnimmt.
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Die
Modulationswellenform wird durch die Reihenfolgebildung des Verzögerungsauswahlcodes
und des Verzögerungsinterpolatorcodes
gewählt,
um ein fortlaufendes Zunehmen der Verzögerungen und des Unterschieds
in den Verzögerungen
in dem Taktpfad für
aufeinander folgende Taktzyklen über
eine Hälfte
der Modulationsperiode gefolgt von einem ähnlichen Abnehmen der Verzögerungen
und des Unterschieds in den Verzögerungen
für die
zweite Hälfte
der Modulationsperiode zu schaffen.
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Die
vorliegende Erfindung schafft ferner ein Verfahren für das Reduzieren
von emittierter elektromagnetischer Strahlung (EMR) von Digitaltaktschaltungen
durch das glatte Modulieren der Taktperiode, das folgende Schritte
aufweist:
- – in
Reihe Schalten einer Mehrzahl von Verzögerungselementen und Zuführen eines
unmodulierten Taktsignals am Eingang des ersten Verzögerungselements;
- – Multiplexen
von ausgewählten
Ausgaben, die von ausgewählten
Tap-Abgriffen in der Kette von Verzögerungselementen erhalten werden;
und
- – Verzögern des
Taktsignals zu dem letzten Element der Verzögerungskette auf eine hinsichtlich
des Multiplexens geeignete Weise für das Ermöglichen einer störungsfreien
Operation.
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Gemäß dem Verfahren
der vorliegenden Erfindung für
das Reduzieren von emittierter elektromagnetischer Strahlung (EMR)
von Digitalschaltungen werden die Tap-Abgriffe für das Multiplexen auf der Basis
der erwünschten
Modulationswelle ausgewählt.
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Das
Verfahren der vorliegenden Erfindung für das Reduzieren von emittierter
elektromagnetischer Strahlung (EMR) von Digitalschaltungen weist
das Auswählen
des fortlaufenden Zunehmens der Verzögerungen und des Unterschieds
in den Verzögerungen
in dem Taktverzögerungspfad
in aufeinander fol genden Taktzyklen bis zu einer zugelassen Maximalverzögerung für eine Hälfte der
Modulationswellenperiode und dann das ähnliche Reduzieren der Verzögerungen
für die
zweite Hälfte
der Modulationsperiode auf.
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Ein
Verfahren für
das Reduzieren von emittierter elektromagnetischer Strahlung (EMR)
von Digitalschaltungen weist ferner ein geeignetes Verzögern des
Taktsignals des Steuerblocks auf, um sicherzustellen, dass die gesamte
Verzögerungskette
und andere betroffene Signalpfade in dem gleichen stabilen Logikzustand
sind ('0' oder '1'), bevor sich die Steuerung zu dem Multiplexer ändert.
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Die
vorherbestimmte Verzögerung
wird für
einen unmodulierten Taktzyklus bestimmt als:
wobei
- Tmux
- die maximale Eingabe-zu-Ausgabe-Verzögerung des
Multiplexers ist;
- TCK->Sel
- die Takt-zu-Ausgabe-Verzögerung des
Steuerblocks ist;
- THLmin
- das Minimum einer
hohen oder niedrigen Phase des unmodulierten Taktzyklus ist;
- Tdel
- die zu schaffende
Verzögerung
ist und
- Σu(i).Δ
- die Gesamtverzögerung der
Reihe von Verzögerungselementen
ist.
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Es
ist ein Verfahren für
das Reduzieren von emittierter elektromagnetischer Strahlung (EMR)
von Digitalschaltungen vorgesehen, dass ferner ein Verfahren für Verzögerungsinterpolation
für das
Schaffen einer besseren Auflösung
von Taktmodulation aufweist.
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Es
ist ein Verfahren für
das Reduzieren von emittierter elektromagnetischer Strahlung (EMR)
von Digitalschaltungen vorgesehen, wobei das Verfahren für Verzögerungsinterpolation
folgende Schritte aufweist:
- – getrenntes
Multiplexen von wechselnden Tap-Abgriffen der Verzögerungskette;
- – Verbinden
einer Kette von Reihen-PMOS-NMOS-Transistor-Paaren, die so bemessen
sind, dass ihre Kanallänge-zu-Kanalbreite-Verhältnisse
in einer binär
gewichteten Folge zunehmen, und
- – Erzeugen
von komplementären
Steuersignalen für
das Freigeben der in Reihe geschalteten PMOS-NMOS-Transistor-Paare
in einer erwünschten
Folge.
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Es
ist ein Verfahren für
das Reduzieren von emittierter elektromagnetischer Strahlung (EMR)
von Digitalschaltungen durch das monotone Erhöhen des Codes für Multiplexerauswahl
zum Erhöhen
der Taktmodulationstiefe und das Erhöhen oder Verringern des Codes
für Verzögerungsinterpolation
für wechselnde
Codes für
den Multiplexer vorgesehen.
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KURZE BESCHREIBUNG DER BEILIEGENDEN
ZEICHNUNGEN
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Die
Erfindung wird jetzt mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen
beschrieben.
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1 zeigt
einen Digitaltaktperiodenmodulator gemäß dem Stand der Technik, der
dem in
US 5 442 664 ähnlich ist.
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2 zeigt
beliebige Zeitfunktionen und ihre Darstellung in einer Frequenzdomäne.
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3 zeigt
eine Systemzeitperiodenmodulation über eine Modulationsperiode
TM,
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4 zeigt
eine graphische Darstellung der Funktion Z'(x) für p = 1%, n = 16, und u(i)
= i.
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5 zeigt
eine graphische Darstellung der Funktion Z'(x) für p = 2,5%, n = 16, und u(i)
= i.
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6 zeigt
eine graphische Darstellung der Funktion Z'(x) für p = 1%, n = 32, und u(i)
= i.
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7 zeigt
eine graphische Darstellung der Funktion Z'(x) für p = 2,5%, n = 32, und u(i)
= i.
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8 zeigt
einen Digitaltaktperiodenmodulator gemäß der vorliegenden Erfindung.
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9 zeigt
eine möglichen
graphische Darstellung von Zeitperiodenvariation.
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10 zeigt
einen Graphen für
die Verzögerungsverteilung
der vorliegenden Erfindung.
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11 zeigt
eine andere mögliche
Ausführungsform
der Erfindung, die eine bessere Modulation der Taktperiode umfasst.
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12 zeigt
einen Graphen, der einer zweiten Ausführungsform der Erfindung entspricht,
für das
Erzeugen von Steuersignal- und Zeitperiodenmodulation.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
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1 wurde
schon unter der Überschrift 'Hintergrund der Erfindung' erörtert.
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Die
Schaltung der vorliegenden Erfindung ist die Manifestation der folgenden
mathematischen Analyse.
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Zeitperiodenmodulation und ihre spektrale
Darstellung:
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Ein
beliebiges zeitabhängiges
Signal g(t), das in der Zeitperiode T0 auftritt,
kann in der Frequenzdomäne
von seiner Fourier-Transformation G(f) dargestellt werden kann;
es kann sich zum Beispiel um Schaltstromspitzen handeln. 2 zeigt
ein solches beliebiges zeitabhängiges
Signal g(t) und seine Frequenzdomänendarstellung G(f).
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Die
Fourier-Transformation wird von der Gleichung (1) gegeben: g(t) ⇔ G(f) (1)
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Wenn
sich g(t) jede T
0 wiederholt, wie in
2 gezeigt,
würde g
T0(t) in der Frequenzdomäne von der Gleichung (2) dargestellt:
wobei die Dirac-Deltas δ(f – m/T
0) die diskreten Frequenzkomponenten in der
Frequenzdomäne
sind, die bei Harmonischen der Frequenz (1/T
0)
auftreten. Die Amplitude wird von 1/T
0 über die
gleiche Fourier-Transformationsfunktion G(f) aus Gleichung (1) skaliert.
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Man
betrachte eine zeitabhängige
Funktion, die sich über
eine variierende Zeitperiode (T0 + u(i)·Δ) wiederholt,
mit einem Muster, das sich über
eine Periode TM wiederholt, wie in 3 gezeigt.
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T
M ist die Periode der Modulationswelle und
u(i) ist die effektive Modulationsfunktion auf einer unmodulierten
Zeitperiode T
0. Die Periode T
M ist
durch die Gleichung (3) gegeben:
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Die
Fourier-Transformation der Aktivität über eine Periode von T
M, wie in
3 gezeigt,
ist (nach der Verwendung der Zeitverschiebungseigenschaft der Fourier-Transformation)
gegeben durch:
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Die
Funktion g
FM_TM(t) ist eigentlich eine Funktion
g
FM(t), die sich nach jeder Periode T
M wiederholt. Bei der Anwendung der Gleichungen
(1) und (2) auf (4) erhält
man:
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Beim
Vergleich von Gleichung (2) und (5) ist zu sehen, dass nach der
Frequenzmodulation des Signals diskrete Frequenzkomponenten in enger
beabstandeten Frequenzintervallen δ(f – m/T
M)
auftreten, (da T
M > T
0), was einen
Spreizspektrumeffekt schafft. Es wird auch beobachtet, dass ein
Faktor Z(f) die Transformationsamplitudenhülle G(f)/T
0 der
unmodulierten periodischen Aktivität skaliert. Z(f) kann geschrieben
werden als:
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Die
folgenden Transformationen wurden gemacht, um die Auswirkung von
Frequenzmodulation (oder Zeitperiodenmodulation) mit verschiedenen
Parametern auf den Systemtakt zu sehen.
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Beim
Ersetzen von '(fT0)',
was das Mehrfache in Form einer reellen Zahl (Integral und Bruch)
der Grundfrequenz (1/T0) ist, durch 'x'.
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Für ΔT
0 ist die zugelassene Maximalabweichung der
Zeitperiode T
0, die durch die Systemanforderungen
festgelegt wird, unter der Annahme, dass 'p' die
zugelassene Bruchabweichung von T
0 von dem
System ist, können
die folgenden Gleichungen hinsichtlich systemspezifizierten Variablen,
p, Modulationswelle, u(i) und n geschrieben werden:
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Beim
Ersetzen von Gleichung (7) in (6) erhält man einen Hüllenmultiplikationsfaktor
Z'(x):
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Beim
graphischen Darstellen der Funktion Z'(x), des Skalenfaktors für die Strahlungsmuster,
aus Gleichung (8) gegen Werte von 'p' und 'n'; wobei u(i) als eine linearere Funktion
u(i) = i erhalten bleibt, erhält
man die in 4, 5, 6 und 7 gezeigten
Graphen. Die Graphen zeigen klar eine wesentliche Strahlungsdämpfung von
6 dB (der Y-Achsenwert von 0,5 oder weniger) im Vergleich zu dem
unmodulierten Systemtakt. Es wird auch beobachtet, dass größere Werte
von 'p' (d.h. eine größere Abweichung
der Systemtaktperiode) für
einen gegebenen Wert von 'n' (gleiche Modulationsfrequenz)
eine bessere Dämpfung
ergeben. Eine Dämpfung
von 6 dB wird bei der 30ten Harmonischen des Signals für p = 1%
und n = 16 erreicht, wie in 4 zu sehen
ist, während
das gleiche Ergebnis bei der 12ten Harmonischen für p = 2,5%
erreicht wird, wie in 5 gezeigt ist. Auf ähnliche
Weise schafft ein größerer Wert
von 'n' für einen
gegebenen Wert von 'p' eine bessere Dämpfung.
Eine Dämpfung
von 6 dB wird bei der 15ten Harmonischen für p = 1% und n = 32 des Signals
erreicht, wie in 6 gezeigt, im Vergleich zu dem
Fall mit n = 16, gezeigt in 4. Ferner
wird für
p = 2,5% und n = 32 eine Dämpfung
von 6 dB bei der 6ten Harmonischen des Signals erreicht. Diese Beobachtungen
stimmen mit Frequenzmodulationstheorie [Communication Systems, von
Simon Haykin, Wiley Eastern Limited, 1979] überein. Man beachte, dass die
Dämpfung
bei niedrigeren Harmonischen sehr niedrig ist, wie bis zu der 8ten
oder 10ten Harmonischen zu sehen ist. Es ist deshalb notwendig,
den Frequenzbereich, für den
die EMI reduziert werden soll, vor der Konstruktion zu kennen.
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Schaltung zur Realisierung von Zeitperiodenmodulation
auf der Grundlage des oben genannten Prinzips:
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Eine
bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist die in 8 gezeigte
Schaltung. Diese Ausführungsform
hat eine aus einer Kette von kleinen Verzögerungselementen bestehende
Verzögerungsleitung,
jedes mit dem Verzögerungswert Δ, denen am
Eingang der Systemtakt CKin zugeführt wird.
Die Verzögerungskette
wird an verschiedenen Punkten 14 abgegriffen, die von der
Natur der Modulationswelle bestimmt werden, wie zum Beispiel in 9 gezeigt.
Die Verteilung der Verzögerungssegmente
kann auf u(i) = i oder jede beliebige solche Funktion eingestellt
werden, nicht unbedingt linear, wie ge zeigt. Die Verzögerungsstufen
sind vorzugsweise in der Mitte der Kette maximal und laufen an den
Enden aus (als die Verzögerungsverteilung
in 10 gezeigt), um eine Modulationswelle mit kontinuierlicher
Kurve zu schaffen. Die abgegriffenen Verzögerungen werden am Ausgang
gemultiplext, um einen Takt für
den Rest des Chips zu erzeugen. Der Multiplexer 11 wird
von Übertragungs-Gates
oder Tri-State-Gates implementiert. Die Steuerung des Multiplexers
kommt von der Zustandsmaschine 12, die von 0 bis zu 'n' Zuständen hochzählt, gefolgt von dem wieder
Runterzählen
von 'n' bis '0'. Die untere Hälfte der Modulationswelle in 9,
wo sich die Zeitperiode von dem unmodulierten Wert reduziert, wird
durch das Runterzählen
der Zustandsmaschine 12 erreicht.
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Ein
störungsfreier
Betrieb der Schaltung wird durch das Liefern der Takteingabe der
Zustandsmaschine
12 durch ein vorherbestimmtes Verzögerungselement
13,
das seine Eingabe von der Ausgabe des letzten Elements der Verzögerungskette
empfängt,
sichergestellt. Das vorherbestimmte Verzögerungselement wird so ausgewählt, dass,
wenn der Multiplexer irgendeine Eingabe auswählt, die gesamte Verzögerungskette
zu dem Zustand der Taktwellenform (entweder Logik '0' oder '1')
wechselt. Wenn die Zustandsmaschine schaltet, ändern sich die Steuerungen
zu dem Multiplexer
11 möglicherweise
nicht zur gleichen Zeit und kann ein Hin- und Herschalten für manche
der Eingaben zu der Ausgabe geben, bevor sich die Steuerung festlegt;
zu diesem Zeitpunkt haben alle Eingänge in den Multiplexer den
gleichen festgelegten Wert, ist die Ausgabe störungsfrei. Dies wird durch
das Anpassen an definierte Zeitsteuerungsbeschränkungen erreicht. Der Wert
des vorherbestimmten Verzögerungselements
13 T
del kann pessimistisch von der folgenden
Beziehung berechnet werden:
wobei T
mux die
maximale Eingabe-zu-Ausgabe-Verzögerung
in dem Multiplexer ist, T
CK>SEL die Takt-zu-Ausgabe-Verzögerung der
Zustandsmaschine ist, T
HLmin das Minimum
der hohen oder niedrigen Phase der unmodulierten Systemtaktperiode
ist und Σu(i).Δ die Gesamtverzögerung der
Verzögerungskette
ist.
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Die
Architektur kann ein Freigabesignal SSCK_en zum Freigeben/Sperren
der Modulation haben.
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Die
Auswahl von 'u(i)', 'p' und 'n' von
Gleichung (8) hängt
von der bei der ausgewählten
Technik möglichen
Minimalverzögerung
und der in der Systemtaktperiode zugelassenen Maximalabweichung
ab. Das Verzögerungselement
kann aus dem in der Bibliothek verfügbaren Minimalverzögerungselement
bestehen oder es kann ein besseres Verzögerungselement von verfügbaren Verzögerungsinterpolationstechniken
abgeleitet werden. Ziemlich häufig
ist eine größere Variation
('p') der Taktperiode
nicht zugelassen, so dass eine Modulationswelle, die sich über eine
größere Anzahl
von Taktzyklen ('n') spannt, für eine bessere
Reduzierung von Strahlung vorzuziehen wäre, wie aus dem Vergleich von 4 mit 6 oder 5 mit 7 ersichtlich
ist. In diesem Fall wäre
ein viel besseres Verzögerungselement
notwendig. Eine Technik, um dieses zu erreichen, ist in der zweiten
Ausführungsform
erörtert.
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Eine
zweite Ausführungsform
der Erfindung, die durch Verzögerungsinterpolationstechniken
bessere Verzögerungen
erreicht als die Bibliothekskomponente, ist in
11 gezeigt.
Die Verzögerungselemente δ sind verfügbare Verzögerungseinheiten.
Wechselnde Tab-Abgriffe (Einzelleitungs- und Doppelleitungs-Tab-Abgriffe) der
Verzögerungskette
werden zwei Multiplexern M0 und M1 zugeführt, die den Steuersignalvektor
S haben. Die Ausgaben der Multiplexer sind die Eingaben in den Verzögerungsinterpolationsblock I0
bzw. I1. Die Interpolationsblöcke
einer früheren
Erfindung von STMicroelectronics [Roland Marbot, STMicroelectronics,
US 6 169 436 ], der Klarheit
und Vollständigkeit
halber werden hier nur I0 und I1 erklärt, bestehen aus Zweigen b0
bis bN von reihengeschalteten PMOS/NMOS-Transistoren mit einem binär gewichteten
Breite-zu-Länge(W/L)-Verhältnis (wobei
b0 das kleinste hat), gemeinsam mit dem Steuersignal, um die Zweige K
0..K
N und ihre Komplemente
einzuschalten. Die Steuersignale K
is und
ihre Komplemente sind so mit den Blöcken I0 und I1 verbunden, dass
für den
gleichen Steuercode, wenn der Abschnitt I0 des Interpolators stärker mit
einer höheren
Anzahl von eingeschalteten Zweigen ist, der Abschnitt I1 schwächer mit
einer niedrigeren Anzahl von eingeschalteten Zweigen ist und umgekehrt.
Auf diese Weise wird eine Interpolation von Verzögerung zwischen (i)δ und (i +
1)δ erreicht
(für Details
beziehe man sich auf das Origi nalpatentdokument); und durch das
Interpolieren wird die Verzögerung
zwischen zwei Tab-Abgriffen (d.h. δ) in 2
N mögliche bessere
Verzögerungen
unterteilt. Jedoch wird der Steuercode nach dem Erhalten der gut
beabstandeten Verzögerungen sequentiell
(von einem niedrigeren zu einem höheren Code und rückwärts) erzeugt
[S und K
i/K
i's], so dass die Verzögerung von
CKin zu CKout die Anforderungen der u(i)Δ-Funktion einer glatten Modulationswellenform erfüllt.
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12 zeigt
ein Beispiel für
eine beliebige Verzögerungsvariation
unter Verwendung der zweiten Ausführungsform der Erfindung, um
eine glatte Modulation der Taktperiode zu erreichen. Der Code für die Multiplexerauswahl
(d.h. S) wird als ein monoton zunehmender Code (Y-Achse) für zunehmende
Verzögerung (X-Achse)
zwischen Ckin auf CKout gezeigt, während der Code für Verzögerungsinterpolation
(d.h. Ki, Y-Achse) für wechselnde Codes von S für zunehmende
Verzögerung
(X-Achse) als zunehmend oder abnehmend gezeigt wird. Das Verzögerungsvariationsmuster
u(i).Δ für den i-ten
Taktimpuls wird von dem Unterschied der Verzögerung zwischen Ckin zu Ckout
in einem vorherigen Taktimpuls [d(i – 1)] zu der gleichen Verzögerung während des
gegenwärtigen
Taktimpulses [d(i)] bestimmt. Diskrete Werte von S und Ki werden
entsprechend der erforderlichen d(i)s für eine glatte Zeitperiodenmodulation
sequentiell erzeugt, wie in 12 gezeigt.
Dies ist eine geeignetere Strategie für Systeme, wo die Prozentsatzvariation
der Taktperiode klein ist, es besteht jedoch immer noch eine Notwendigkeit, über eine
größere Anzahl
von Taktzyklen zu modulieren, um eine bessere Dämpfung gemäß Gleichung (8) zu erreichen.
Eine geeignete Verzögerung
wird vor dem Takt zu dem Steuersignalgenerator hinzugefügt, um Störungen zu
vermeiden.
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Dem
Durchschnittsfachmann wird ersichtlich sein, dass das Vorhergehende
lediglich erläuternd
ist und nicht als erschöpfend
oder einschränkend
gemeint ist und nur beispielhaft gezeigt wurde und dass verschiedene
Modifikationen innerhalb des Umfangs der oben genannten Erfindung
gemacht werden können.
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Dementsprechend
ist diese Erfindung nicht so betrachten, dass sie auf die bestimmten
zu Offenbarungszwecken gewählten
Beispiele beschränkt
ist, sondern dass sie alle Änderungen
und Modifikationen abdeckt, die keine Abwei chungen von dem erlaubten
Umfang der vorliegenden Erfindung darstellen. Die Erfindung ist
deshalb nicht durch die hierin enthaltene Beschreibung oder durch
die Zeichnungen, sondern nur durch die Ansprüchen beschränkt.