DE1220473B

DE1220473B - Transistorized circuit arrangement for generating very slow square waves

Info

Publication number: DE1220473B
Application number: DEH50835A
Authority: DE
Inventors: Dr El-Ing Andre Jaecklin
Original assignee: Hasler AG
Current assignee: Hasler AG
Priority date: 1962-11-17
Filing date: 1963-11-13
Publication date: 1966-07-07

Description

Transistorisierte Schaltungsanordnung zur Erzeugung sehr langsamer Rechteckschwingungen Es war bis jetzt üblich, Impulsserien mit großer Periodendauer (Größenordnung Sekunden) auf mechanischem Wege zu erzeugen. So sind mechanische Taktgeber bekannt, bei denen von einer Motorwelle über Untersetzergetriebe angetriebene Nockenscheiben in vorbestimmtem Rhythmus Kontakte schließen. Bei einer andern Lösung wird eine Schaltuhr verwendet, die in bestimmten Abständen Impulse abgibt. Alle mechanischen Lösungen haben aber den stark ins Gewicht fallenden Nachteil, daß sie bewegte Teile aufweisen, die der Abnutzung unterworfen sind und deshalb häufige Kontrollen und Revisionen erfordern.Transistorized circuit arrangement for generating very slowly Square waves Up until now, it was common to produce pulse series with a long period (Order of magnitude of seconds) to be generated mechanically. So are mechanical Clock generator known in which driven by a motor shaft via reduction gear Cams close contacts in a predetermined rhythm. With another solution a time switch is used that emits pulses at certain intervals. All but mechanical solutions have the major disadvantage that they have moving parts that are subject to wear and tear and therefore frequent Require controls and revisions.

Es ist auch bereits eine Röhrenschaltung bekanntgeworden, in welcher ein Schmitt-Kippkreis mit einem Miller-Integrator zusammenwirkt, um einzelne oder fortlaufende Dreieck- oder Sägezahnschwingungen zu erzeugen. Diese Schaltung gestattet jedoch nicht, extrem langsame Rechteck-Ausgangssignale zu erzielen, und ist zudem den bekannten Nachteilen von Röhrenschaltungen unterworfen.A tube circuit has also already become known in which a Schmitt flip-flop circuit interacts with a Miller integrator to individual or to generate continuous triangular or sawtooth vibrations. This circuit is permitted however, does not and is not able to achieve extremely slow square wave outputs subject to the known disadvantages of tube circuits.

Durch Anwendung von Halbleiterelementen gelingt es wohl, Schaltungen zur Erzeugung von Schwingungen zu bauen, die praktisch keine Abnutzung erleiden. Um die gewünschten großen Periodendauern zu erzielen, ist es aber unumgänglich, diese Schwingungserzeuger mit Zählschaltungen zu kombinieren, die nur jeden n-ten erzeugten Impuls weitergeben. Das liegt im Wesen der Elektronik begründet, die an und für sich eine »schnelle« Technik ist, hat aber zur Folge, daß die elektronische Erzeugung langsamer Impulse einen erheblichen Schaltungsaufwand bedingt. Die Schaltungen werden dadurch kompliziert und teuer, und auch ihr Raumbedarf ist verhältnismäßig groß.By using semiconductor elements it is possible to create circuits to build vibrations that suffer practically no wear. In order to achieve the desired long periods, however, it is essential to to combine these vibrators with counting circuits that only every nth pass on generated impulse. This is due to the nature of the electronics and is a "fast" technique in itself, but has the consequence that the electronic Generating slow pulses requires a considerable amount of circuitry. The circuits thereby become complicated and expensive, and their space requirements are also proportionate great.

Die vorliegende Erfindung zeigt nun eine Schaltung zur Erzeugung langsamer Schwingungen, welche die erwähnten Nachteile nicht aufweist. Sie ist voll transistorisiert, besitzt damit eine lange Lebensdauer und ist praktisch keiner Abnutzung unterworfen. Zudem weist sie eine Anzahl Merkmale auf, die die Möglichkeit geben, ohne zusätzliche Untersetzer Impulszüge zu erzeugen, deren Impulsdauer in der Größenordnung von einigen Sekunden liegt.The present invention now shows a circuit for generating slower Vibrations that do not have the disadvantages mentioned. It is fully transistorized, This means that it has a long service life and is practically not subject to wear and tear. In addition, it has a number of features that make it possible without additional Coasters generate pulse trains whose pulse duration is on the order of a few Seconds.

Die erfindungsgemäße Schaltung ist gekennzeichnet durch einen Integrator mit hoher Integrationskonstante, einen Komparator mit .einem stabilen Spannungsteiler zur Festlegung eines positiven und negativen Referenzpotentials, einen bistabilen, gleichstromgesteuerten Multivibrator und eine Steuerstufe. Diese Teile wirken derart zusammen, daß der untere, nahezug geradlinig verlaufende Teil des im Integrator erzeugten und im Integrationsverstärker verstärkten Signals mit den Referenzpotentialen im Komparator verglichen wird, :daß bei Gleichheit der Signal-und der Referenzspannung ein Steuerimpuls auf den Multivibrator gegeben wird, welche dessen Kippen bewirkt, und daß der eine Ausgangsimpuls des Multivibrators als Nutzsignal verwendet wird, während der zweite, zu diesem komplementäre Rechteckimpuls an die Steuerstufe zurückgekoppelt wird, wodurch am Integratoreingang ein Spannungssprung auftritt, der einen Integrationsvorgang in umgekehrter Richtung einleitet.The circuit according to the invention is characterized by an integrator with a high integration constant, a comparator with a stable voltage divider to define a positive and negative reference potential, a bistable, DC-controlled multivibrator and a control stage. These parts act like this together that the lower, almost rectilinear part of the integrator generated and amplified in the integration amplifier signal with the reference potentials is compared in the comparator: that if the signal voltage and the reference voltage are equal a control pulse is given to the multivibrator, which causes it to tilt, and that one output pulse of the multivibrator is used as a useful signal, while the second rectangular pulse, which is complementary to this, is fed back to the control stage becomes, whereby a voltage jump occurs at the integrator input, which is an integration process initiates in the opposite direction.

Als ein Anwendungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sei die Zeitimpulszählung in der automatischen Telephonie erwähnt. Bei dieser Anwendung ist auch eine sehr hohe Stabilität erwünscht. Eine solche zu erreichen ist ein weiteres Ziel der Erfindung.As an application example of the circuit arrangement according to the invention the time pulse counting in automatic telephony should be mentioned. In this application a very high stability is also desired. Achieving one is another Object of the invention.

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung erläutert. In dieser zeigt Fi.g.1 das Blockschema und F i g. 2 das Schema einer für die bereits erwähnte Anwendung für die Zeitimpulszählung in automatischen Telephonzentralen bestimmten Ausführungsform der Erfindung. Deren AnwendungsmÖglichkeiten sind damit selbstverständlich nicht erschöpft. In F i g. 1 ist das Blockschema der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gezeigt. An den Eingang des Integrators I wird eine konstante negative Gleichspannung angelegt. In der Folge steigt die Integrator-Ausgangsspannung linear an. Sobald das Signal ein bestimmtes Niveau erreicht; spricht ein empfindlicher Spannungskomparator K an. Dieser kippt zwangläufig einen bistabilen Kippkreis FF. über eine Steuerstufe S ist der bistabile Kippkreis FF an den Eingang des Integrators 1 zurückgekoppelt. Die Steuerstufe S bewirkt nun, daß :das konstante Eingangssignal das Vorzeichen umkehrt. Demzufolge muß die Ausgangsspannung am Integrator 1 im gleichen Maße sinken, wie sie vorher angestiegen war. Bei einem vorgegebenen negativen Niveau spricht der Spannungskomparator K wieder an, und der beschriebene Vorgang beginnt von neuem. Auf diese Weise entsteht am Ausgang es Integrators 1 eine symmetrische Iiaüsdachkurve. Das eine Ausgäüg"ssignäl des bistäbilän Kippkreises FF wird an den Eingang der Steuerstufe S zurückgeführt, während das zweite Ausgangssignal, das aus Rechteckimpulsen-besteht, als Nutzsignal verwendet wird. _ An Hand der F i g. 2 werden nun Einzelheiten der Erfindung erläutert. F i g. 2 zeigt das Schema eines erfindungsgemäßen Relaxationsoszillators, der für die Erzeugung der Zeittaktimpulse in automatischen Telephonzentxalen verwendet werden kann. Hierfür sind Periodendauern von mehreren Sekunden erforderlich, wobei an die Genauigkeit der Impulsfrequenz sehr hohe Anforderungen gestellt Werden. Der Einfluß- der - Temperatur auf die Transistorparameter muß praktisch eliminiert sein.The invention is explained with reference to the drawing. In this FIG. 1 shows the block diagram and FIG. Fig. 2 shows the diagram of an embodiment of the invention intended for the aforementioned application for time pulse counting in automatic telephone exchanges. Their possible applications are of course not exhausted. In Fig. 1 shows the block diagram of the circuit arrangement according to the invention. A constant negative direct voltage is applied to the input of the integrator I. As a result, the integrator output voltage increases linearly. As soon as the signal reaches a certain level; a sensitive voltage comparator K responds. This inevitably tilts a bistable tilting circle FF. The bistable trigger circuit FF is fed back to the input of the integrator 1 via a control stage S. The control stage S now has the effect that: the constant input signal reverses the sign. As a result, the output voltage at the integrator 1 must decrease to the same extent as it had previously increased. At a predetermined negative level, the voltage comparator K responds again, and the process described begins anew. In this way, a symmetrical roof curve is produced at the output of the integrator 1. One output signal of the bistable flip-flop circuit FF is fed back to the input of the control stage S, while the second output signal, which consists of square-wave pulses, is used as the useful signal. Details of the invention will now be explained with reference to FIG. Fig. 2 shows the scheme of a relaxation oscillator according to the invention, which can be used to generate the timing pulses in automatic telephone texals. Period durations of several seconds are required for this, with very high demands being made on the accuracy of the pulse frequency. Temperature on the transistor parameters must be virtually eliminated.

Zur Erzeugung derart langsamer Schwingungen ist ein. Relaxationsoszillätor geeignet. Dessen Kennzeichen liegt darin, daß pro Periode mindestens ein Uinschlägpürikt vorhanden .ist, an dem ein sehr rascher Kippvorgang auftritt. Die Periodendauer selber Wd -durch einer< Ladevorgang, z. B. einer Kapazität, bestimmt, Soll .dieser Ladevorgang langsam erfolgen, dann muß der Ladungsspeicher groß sein. Ferner wird vorteilhafterweise für die ganze übrige Schaltung eine Gleichstromkopplung angewendet.To generate such slow vibrations is a. Relaxation oscillator suitable. Its characteristic lies in the fact that there is at least one reference period per period is present, at which a very rapid tilting process occurs. The period duration itself Wd -by a <loading process, e.g. B. a capacity, determined, should .this The charging process takes place slowly, then the charge storage device must be large. Furthermore, DC coupling is advantageously used for all of the rest of the circuit.

Den genannten- Anforderungen genügt ein, Miller-Integrator sehr .gut. Durch den Miller-Effekt wird die Wirkung der Kapazität in einem gegebenen RC-Glied stark vergrößert. Im. gleichen Maß steigt die zugehörige Zeitkonstante. Dank diesem Umstand kann erreicht werden, daß die Integrationsflanke unabhängig wird von den Verstärkungseigenschaften.A Miller integrator is very good for the requirements mentioned. The Miller effect is the effect of the capacitance in a given RC element greatly enlarged. The associated time constant increases to the same extent. Thanks to this The fact that the integration edge is independent of the can be achieved Reinforcement properties.

Die Steuerstufe besteht aus den beiden Spannungsteilern R l. .. R 4 und R 5 ... R 8 sowie den beiden komplementären Transistorschaltern T1 - und T2. Sie liegt zwischen .dem 0- und -24-V-Potential. Sie erzeugt gegenüber -12 V abwechslungsweise positive und negative Spannungssprünge -I-E bzw: -E; die-den Integrator steuern: Über die Rückführverbindung RF wird ein digitales Signal mit einer Spannung von -24 bzw. -1 V an- die Mitte-des Spannungsteilers R 1. . . R 4 gelegt. Je nach dem angelegten -Spannungsniveau ist entweder der Transistor T 1 oder der Transistor l"2 leitend, während T 2 bzw. T 1 sperrt. -Die Präzision des Oszillaiors ist- weitgehend durch _die Stabilität der Amplitude des Spannungssprunges E bedingt. Es ist daher erforderlich, die in der Steuerstufe die Amplitudenstabilität beeinflussenden Faktoren zu eliminieren. Da die Basis-Emitter-Diodib und die Basis-Kollektor-Diöde des jeweils leitenden Transistors T 1 bzw. T 2 in Vorwärtsrichtung gepolt sind, kompensieren sich die Vorwärtsspannungen Uep und UEB der beiden Dioden. Der Spannungstehen R 1 und R 1 an der Basis T1 und der Spän.-nungsteiler R 3 -I- R 4 an der Basis von T2 sind so dimensioniert; ,daß die Differenzspannung UcL, der beiden Dioden von T 1 bzw. T 2 möglichst gering und bei den beiden Transistoren entgegengesetzt gleich groß wird. Dadurch wird die Restspannung, welche über dem jeweils leitenden der beiden Schalttransistoren liegt und die wirksame Signalspannung verfälschen würde, sehr klein; sie beträgt nur wenige Millivolt. Da sich in der gezeigten Schaltung auch die Temperaturkoeffizienten der beiden Dioden jedes Schalttransistors kompensieren, - hat die- Temperatur keinen Einfluß mehr auf die Restspannung Ucz. - -Im Spannungsteiler R 5 , .. R 8 wird die Referenzspannung E für den Integratoreingang erzeugt. Das Potentiometer P3 bringt das Potential am Eingang des Integrationsverstärkers genau in die Mitte des Spannungsteilers R 5 . . . R 8: Der Zweck der Dioden D 1 und D 2 wird später erläutert.The control stage consists of the two voltage dividers R l. .. R 4 and R 5 ... R 8 and the two complementary transistor switches T1 - and T2. It lies between the 0 and -24 V potential. Compared to -12 V, it generates alternating positive and negative voltage jumps -IE or: -E; control the integrator: A digital signal with a voltage of -24 or -1 V is sent to the middle of the voltage divider R1 via the feedback connection RF. . R 4 laid. Depending on the applied voltage level, either the transistor T 1 or the transistor 1 "2 is conductive, while T 2 or T 1 blocks. The precision of the oscillator is largely due to the stability of the amplitude of the voltage jump E. It is therefore necessary to eliminate the factors influencing the amplitude stability in the control stage. Since the base-emitter diode and the base-collector diode of the respective conducting transistor T 1 and T 2 are polarized in the forward direction, the forward voltages Uep and UEB of the The voltages R 1 and R 1 at the base T1 and the voltage divider R 3 -I- R 4 at the base of T2 are dimensioned in such a way that the difference voltage UcL of the two diodes of T 1 or T 2 becomes as low as possible and the two transistors are oppositely equal in size ürde, very small; it is only a few millivolts. Since the temperature coefficients of the two diodes of each switching transistor also compensate each other in the circuit shown, the temperature no longer has any influence on the residual voltage Ucz. The reference voltage E for the integrator input is generated in the voltage divider R 5, .. R 8. The potentiometer P3 brings the potential at the input of the integration amplifier exactly in the middle of the voltage divider R 5. . . R 8: The purpose of the diodes D 1 and D 2 will be explained later.

Dem Integrator ist ein RC-Glied vorgeschaltet; das aus dem Integrationswiderstand R 0 und der Integrationskapazität C1 besteht. Da die Stabilität des Oszillators vom RE=Glied abhängt; muß der Integrationswiderstand R 0 einen sehr kleinen Temperaturkoeffizienten haben; er besteht deshalb vorzugsweise aus .drahtgewickelten oder Metallföiien-Widerständen. Für die Integrationskapazität C1 eignen sieh besonders Kondensatoren mit Kunststoffolien als Dielektrikum. Der Widerstand P 1, der einen Teil von R ö bildet, ist variabel und ermöglicht damit die Einstellung der gewünschten Periodendauer.An RC element is connected upstream of the integrator; which consists of the integration resistance R 0 and the integration capacitance C1. Since the stability of the oscillator depends on the RE = link; the integration resistor R 0 must have a very small temperature coefficient; it therefore preferably consists of wire-wound or metal foil resistors. Capacitors with plastic films as dielectric are particularly suitable for the integration capacitance C1. The resistor P 1, which forms part of R ö, is variable and thus enables the desired period to be set.

Um die gewünschte langsame Schwingung zu erzeugen, ist eine große Zeitkonstante notwendig. Der Integrationswiderstand R ®ist groß (50 bis 300 kü). Damit er - durch die Eingangsimpedanz des Integrationsverstärkers möglichst wenig beeinflußt wird, muß diese noch erheblich größer sein: Es sind Möglichkeiten bekannt, die Eingangsimpedanz einer hochohmigen Transistorschaltung beispielsweise durch einen Mitkopplungseffekt zu erhöhen. Dabei verschlechtert sich aber die Stabilität. Die stabile Eingangsstufe wird deshalb durch einen Emitterfolger T 4, R 11 gebildet. Um den in dieser Stufe auftretenden Basisruhestrom, der über dem Integrationswiderstand R 0 einen unerwünschten Spannungsabfall erzeugen würde, auf Null zu kompensieren, ist ein komplementärer Emitterfolger T 3, R 10 zugeschaltet. Der Drehwiderstand P 2 dient zum Äbgleich des Basisrühestromsvon T 3 und T4; Die Vorgänge im Relaxationsoszillator spielen sich so langsam ab, daß die Wechselstromimpedanz nur im Umschaltmoment zur Geltung kommt. Während der ganzen Integrationsperiode sind jedoch nur -die gleichstrommäßigen Arbeitsbedingungen maßgebend. Die wirksame Eingangsimpedanz der Eingangsstufe wird deshalb nur durch -den Basisstrom des Transistors T'4 bestimmt. Dieser Strom stört den Integrationsvorgang, da seine Wirkung einem Shunt parallel zum Integrationswiderstand R ö., gleichkommt: Durch die Kompensationsschaltung T3, R10 und P2 wird die Wirkung des Basisruhestroms von T4 aufgehoben;- die gleichstrommäßige Eingangsimpedanz wird im Idealfall unendlich groß. Es läßt sich rechnerisch nachweisen, daß stark verschiedene Restströme die Stabilität praktisch nicht mehr beeinflussen.A large time constant is necessary to generate the desired slow oscillation. The integration resistance R ® is large (50 to 300 kü). So that it is influenced as little as possible by the input impedance of the integration amplifier, it must be considerably greater: There are known ways of increasing the input impedance of a high-resistance transistor circuit, for example by means of a positive feedback effect. In doing so, however, the stability deteriorates. The stable input stage is therefore formed by an emitter follower T 4, R 11. A complementary emitter follower T 3, R 10 is connected in order to compensate to zero the base quiescent current occurring in this stage, which would produce an undesired voltage drop across the integration resistor R 0. The rotary resistance P 2 is used to balance the basic quiescent current of T 3 and T4; The processes in the relaxation oscillator take place so slowly that the alternating current impedance only comes into play at the moment of switchover. During the entire integration period, however, only the DC-like working conditions are decisive. The effective input impedance of the input stage is therefore only determined by the base current of the transistor T'4. This flow disturbs the integration process, as its effect a shunt to the integrating resistor R ö, equivalent to parallel: The compensating circuit T3, R10 and P2 is canceled the effect of the base bias current of T4, - the DC moderate input impedance becomes infinite in the ideal case.. It can be proven mathematically that widely differing residual currents practically no longer influence the stability.

Sobald mittels P2 die Basisruheströme abgeglichen sind, wird die im Integrator erzeugte Hausdachkurve exakt symmetrisch, da die vorgeschaltete Steuerstufe R 5 ... R 8 aus Drahtwiderständen genau symmetrisch aufgebaut ist und der Integrationswiderstand R 0 nur noch vom Arbeitsstrom der Integrator-Eingangsstufe durchflossen wird.As soon as the basic quiescent currents are balanced by means of P2, the house roof curve generated in the integrator becomes exactly symmetrical, since the upstream control stage R 5 ... R 8 is built exactly symmetrically from wire resistors and the integration resistor R 0 is only traversed by the working current of the integrator input stage.

Das im Integrator erzeugte Signal wird in einem dreistufigen, direkt gekoppelten Verstärker, der die drei Transistoren T5, T 6 und T 7 umfaßt, verstärkt. Der Verstärker soll durch Gegenkopplung stabilisiert werden, wobei berücksichtigt werden muß, daß beim Integrationsverstärker hochohmiger Eingang und Spannungsverstärkung wichtig sind. Der Widerstand R15 bewirkt eine Gegenkopplung über alle drei Stufen des Verstärkers und hat eine kräftige Stabilisierung der Spannungsverstärkung zur Folge; zudem wird die Eingangsimpedanz stark erhöht.The signal generated in the integrator is amplified in a three-stage, directly coupled amplifier which comprises the three transistors T5, T 6 and T 7. The amplifier should be stabilized by negative feedback, whereby it must be taken into account that high-impedance input and voltage gain are important for the integration amplifier. The resistor R15 causes negative feedback across all three stages of the amplifier and results in a strong stabilization of the voltage gain; in addition, the input impedance is greatly increased.

In der Nähe der Grenzfrequenzen der Transistoren können Eigenschwingurigeli des Integrationsverstärkers auftreten. Durch Zuschalten der Kapazität C2 entsteht ein phasennacheilendes Netzwerk, Glas eine nahezu phasenreine Dämpfurig ermöglicht und sich daher sehr gut zur Stabilisierung des Integrationsverstärkers eignet.In the vicinity of the cut-off frequencies of the transistors, natural vibrations can occur of the integration amplifier occur. Switching on the capacitance C2 arises a phase-lagging network, glass allows an almost pure phase attenuation and is therefore very suitable for stabilizing the integration amplifier.

Die Transistoren des Integrationsverstärkers sind abwechselnd NPN- bzw. PNP-Transistoren; wodurch die Potentialverhältnisse in den einzelnen Stufen vereinfacht werden. Zudem kompensiert die BE-Diode der ersten Stufe (T5 = NPN-Ttansistor) den Temperaturgang der hochohmigen Eingangsstufe (PNP-Transistor), wodurch das Gleichspannungsriiveau am Eingang sehr genau konstant bleibt.The transistors of the integration amplifier are alternately NPN or PNP transistors; whereby the potential relationships in the individual stages be simplified. In addition, the BE diode compensates for the first stage (T5 = NPN transistor) the temperature response of the high-impedance input stage (PNP transistor), whereby the DC voltage level remains very precisely constant at the entrance.

Die Buchse Ä dient zu Kontrollzwecken. An ihr liegt über dem hochohmigen Widerstand R 18 das Ausgangssignal des Integrationsverstärkers, die symmetrische Hausdachkurve. Wird z. B. mittels eines an der Buchse A angeschlossenen Kathodenstrahloszillographen die Syinmetre der Hausdachkurve festgestellt, so ist dies Gewähr dafür, daß die Basisströme im Eingangskreis des Integrators abgeglichen sind.The socket Ä is used for control purposes. On her is above the high resistance Resistor R 18 the output signal of the integration amplifier, the symmetrical House roof curve. Is z. B. by means of a cathode ray oscillograph connected to socket A. found the Syinmetre of the house roof curve, this is a guarantee that the Base currents in the integrator's input circuit are balanced.

Der Transistor T8 ist als Emitterfolger geschaltet und dient zur Stromverstärkung des Integrator-Ausgangssignals. Dieses Signal soll sich zwischen zwei genau definierten Referenzspannungen bewegen. Die Festlegung und Ablesung dieser Potentiale ist die Aufgabe des Komparators, der im wesentlichen aus dem Spannungsteiler R 28 ... R30 und den beiden Schalttransistoren T 9 und T10 besteht. Die drahtgewickelten Widerstände R 28,R 29 und R30 des Spannungsteilers legen die beiden Potentiale fest, zwischen denen die Hausdachkurve schwanken soll. Am positiven Referenzniveau ist der Transistor T9, am negativen Referenzpunkt der Transistor T10 vorhanden. Je einer dieser beiden komplementären Schalttransistoren spricht an, sobald das Integrationssignal den kritischen Punkt erreicht hat. Der Transistor T11 dient zur Inversion des Signals von T 10. Sobald einer der beiden Schalttransistoren T9 oder T10 anspricht, wird die langsame Flanke der Hausdachkurve verstärkt und als Triggerimpuls auf einen bistablien Kippkreis gegeben. Die Steuerung des bistabilen Kippkreises ist zwangläufig, da sie bei beliebig flacher Integrationsflanke wirksam bleibt. Dem Transistor T 9 ist ein Tiefpaß C 3, R 22,R 23, dem Transistor T 11 ein Tiefpaß C 4, R 25,R 26 zugeordnet. Über diese beiden RC-Tiefpässe werden eventuell auftretende Störspannungsspitzen ausgefiltert.The transistor T8 is connected as an emitter follower and is used to amplify the current of the integrator output signal. This signal should move between two precisely defined reference voltages. The determination and reading of these potentials is the task of the comparator, which essentially consists of the voltage divider R 28 ... R30 and the two switching transistors T 9 and T10. The wire-wound resistors R 28, R 29 and R30 of the voltage divider define the two potentials between which the house roof curve should fluctuate. The transistor T9 is present at the positive reference level and the transistor T10 is present at the negative reference point. One of these two complementary switching transistors responds as soon as the integration signal has reached the critical point. The transistor T11 is used to invert the signal from T 10. As soon as one of the two switching transistors T9 or T10 responds, the slow flank of the house roof curve is amplified and given as a trigger pulse to a bistable tilting circuit. The control of the bistable tilting circuit is inevitable, since it remains effective with any flat integration edge. The transistor T 9 is assigned a low-pass filter C 3, R 22, R 23, and the transistor T 11 is assigned a low-pass filter C 4, R 25, R 26. Any interference voltage peaks that may occur are filtered out via these two RC low-pass filters.

Zu der.Referenzspannung U, die der Spannungsteiler R 28 ... R 30 abgibt, addiert sich im Schaltmoment die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T 9 bzw. T10, welcher temperaturabhängig ist. Die Oszillatorperiode soll aber gleichwohl stabil bleiben. Dies wird erreicht durch zwei Stabistoren (D 1 und D2) im Spannungsteiler R 5 ... R 8 der Steuerstufe. Mit Hilfe des Stroms im Stabistor kann der gewünschte Wert des Temperaturkoeffizienten eingestellt werden.At the moment of switching, the base-emitter voltage of the transistor T 9 or T10, which is temperature-dependent, is added to the reference voltage U that the voltage divider R 28 ... R 30 emits. The oscillator period should nevertheless remain stable. This is achieved by two stabilizers (D 1 and D2) in the voltage divider R 5 ... R 8 of the control stage. With the help of the current in the stabistor, the desired value of the temperature coefficient can be set.

Die im Komparator erzeugten Steuersignale zum Kippen des bistabilen Kippkreises werden zunächst in den Transistoren T13 bzw. T I7 verstärkt. Da der bistabile Kippkreis gegen Störimpulse besonders unempfindlich sein muß, werden keine Beschleunigungs-und Kopplungskapazitäten verwendet. Eilte spezielle gleichstromgekoppelte Triggerung ist vorgesehen; der Trigger hebt das Kollektorpotential von T14 bzw. T15 statisch so weit an, bis die Basis des kompIementären Transistors T15 bzw. T14 zu sperren beginnt, womit der regenerative Umkippvorgang einsetzt.The control signals generated in the comparator for tilting the bistable trigger circuit are first amplified in the transistors T13 and T I7. Since the bistable trigger circuit must be particularly insensitive to interference pulses, no acceleration and coupling capacities are used. Rapid, special DC-coupled triggering is provided; the trigger raises the collector potential of T14 or T15 statically until the base of the complementary transistor T15 or T14 begins to block, which starts the regenerative overturning process.

Die Ausgänge des bistabilen Kippkreises sind durch je einen nichtlinearen Verstärker T12 und T18 belastet, die einerseits die Amplitude der Nutzimpulse verstärken, anderseits als Trennverstärker für Störimpulse wirken. Vom Kollektor des Transistors T18 wird das rechteckförmige Nutzsignal abgenommen und über R46 an den Ausgang B gegeben. Das komplementäre Signal vom Kollektor des Transistors T12 wird über RF an die Mitte des Spannungsteilers R 1. . . R 4 zurückgeführt.The outputs of the bistable trigger circuit are each through a non-linear Amplifiers T12 and T18 are loaded, which on the one hand amplify the amplitude of the useful pulses, on the other hand act as an isolating amplifier for glitches. From the collector of the transistor T18, the square-wave useful signal is picked up and sent to output B via R46 given. The complementary signal from the collector of transistor T12 is via RF to the middle of the voltage divider R 1.. . R 4 recycled.

Die Transistoren T12 ... T 18 sind Schalttransistoren mit zwei definierten Zuständen (gesperrt oder leitend). Zur eindeutigen Sperrung eine PNP-Transistors muß die Basis gegenüber dem Emitter positiv sein. Diese positive Basisvorspannung wird durch die Diode D 3 erzeugt.The transistors T12 ... T 18 are switching transistors with two defined states (blocked or conductive). For clear blocking of a PNP transistor, the base must be positive with respect to the emitter. This positive base bias is generated by diode D 3.

Der Transistor T16 dient zusammen mit dem Widerstand R 41 und dem Kondensator C 5 zum Stellen des bistabilen Kippkreises. Bei der Inbetriebnahme der Schaltung muß T1 leitend werden, damit der Integrationsvorgang beginnt. Damit ist die Polarität von RF bestimmt und damit auch die Ausgangsstellung des bistabilen Kippkreises. Diese wird durch das Stellglied R 41, C 5, T 16 bewirkt. Das RC-Glied (R41, C5) hat beim Einschalten eine gewisse Verzögerung zur Folge, so daß also T16 und damit auch T15 zunächst nicht leitend .werden können. Wenn T 15 sperrt, ist T 14 - leitend und T 12 im Sperrzustand; RF wird negativ. Der bistabile Kippkreis befindet sich in der definierten Ausgangsstellung, ebenso die Steuerstufe, und die Schaltung beginnt normal zu arbeiten.The transistor T16 is used together with the resistor R 41 and the capacitor C 5 to set the bistable breakover circuit. When the circuit is put into operation, T1 must become conductive so that the integration process begins. This determines the polarity of RF and thus also the starting position of the bistable tilting circle. This is brought about by the actuator R 41, C 5, T 16. The RC element (R41, C5) causes a certain delay when it is switched on, so that T16 and thus also T15 cannot initially become conductive. When T 15 blocks, T 14 is - conductive and T 12 in the blocked state; RF becomes negative. The bistable trigger circuit is in the defined starting position, as is the control stage, and the circuit begins to work normally.

Die Oszillatorperiode ist durch R 0 und C 1 bestimmt. Diese Werte können im Prinzip beliebig vergrößert werden; das am Integratorausgang auftretende Signal würde dabei lediglich verflacht, während seine Linearität nicht beeinträchtigt würde. Dagegen wird die Periodendauer durch die geforderte Stabilität begrenzt. Wird im gegebenen Temperaturbereich eine Stabilität besser als ± 1 % verlangt, so ist der beschriebene Oszillator für Schwingungsdauern bis zu 1 Minute brauchbar. Die kürzesten erreichbaren Schwingungsdauern liegen ungefähr bei 0,01 Sekunden. -The oscillator period is determined by R 0 and C 1. These values can in principle be enlarged as required; that occurring at the integrator output The signal would only be flattened, while its linearity would not be impaired would. In contrast, the period is limited by the required stability. If stability better than ± 1% is required in the given temperature range, then is the described oscillator for periods of oscillation up to 1 Minute usable. The shortest achievable oscillation periods are approximately at 0.01 seconds. -

Claims

Claims: 1. Circuit arrangement for generating slow square waves, characterized in that it has an integrator (R 0, Cl, T3, T4, R10, R 11) with a high integration constant, a comparator (R28 ... R30, T9 , T10) with a stable voltage divider (R28 ... R30) to define a positive and negative reference potential, a bistable, DC-controlled multivibrator (T14, T15, R36, R 37, R 39, R 40) and a control stage (R 1 . .. R8, T1, T2), and further characterized by such an interaction of these parts, .that the lower, almost straight part of the integrator (R 0, C 1, T 3, T 4, R 10, R 11 ) - the signal generated and amplified in the integration amplifier (T5 ... T 7) is compared with the reference potentials in the comparator (R 28 ... R30, T9, T10) so that if the signal voltage and the reference voltage are equal, a control pulse is sent to the multivibrator (T14, T15, R36, R37, R39, R40) is given, which causes it to tilt, and that the one output pulse (B) of the multivibrator is used as a useful signal, while the second, complementary to this square-wave pulse (RF) is fed back to the control stage (R 1 ... R 8, T 1, T 2), whereby the Integrator input (T4, R 11) a voltage jump occurs, which initiates an integration process in the opposite direction.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized marked that the as. Emitter follower switched transistor (T4) of the integrator input to compensate for the base quiescent current with a complementary transistor (T3) is interconnected.

3. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that that the integration amplifier consists of a three-stage transistor amplifier, alternating between NPN and PNP transistors in its individual stages are (T1... T7).

4 .. Circuit arrangement according to claims 1 to 3, characterized characterized in that the transistor (T5) of the first stage of the integration amplifier and the transistor (T4) of the integrator input, which is interconnected with this, is complementary are.

5. Circuit arrangement according to claims 1 and 3, characterized in that that in the integration amplifier a direct current negative feedback (R 15) over all three Stages is present.

6. Circuit arrangement according to claims 1 and 3, characterized characterized in that the last two stages of the three-stage integration amplifier AC negative feedback (C2).

7. Circuit arrangement according to claim 1, characterized characterized in that the positive and the negative reference potential of the comparator stage each to a transistor (T9 and T10) of a complementary switching transistor pair are given, at the base of which is the output signal of the integration amplifier. B.

Circuit arrangement according to claim 1; characterized in that the useful and the feedback signal generating multivibrator is DC coupled.

9. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that by suitable polarity of the transistors (T 1 and T2) and dimensioning of the resistors of the two voltage dividers of the control stage, the residual voltage across the respective conductive transistor of this stage becomes almost zero. Documents considered: German Auslegeschrift No. 1115 291.