DE1261165B - Bistabile Kippschaltung mit Transistoren - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

H03k

Deutsche KL: 21 al -36/18

Nummer: 1 261165

Aktenzeichen: J 29260 VIII a/21 al

Anmeldetag: 27. Oktober 1965

Auslegetag: 15. Februar 1968

Die Erfindung betrifft eine bistabile Kippschaltung mit zwei kreuzweise gekoppelten Koppeltransistoren in Emitterfolgeschaltung, denen je ein Ausgangstransistor zur Erzeugung einer Ausgangsspannung zugeordnet ist, und mit je einem Eingangsanschluß und je einem Ausgangsanschluß auf beiden Seiten.

Bei Kippschaltungen der hier in Frage stehenden Art kommt es oft auf eine hohe Schaltgeschwindigkeit an. Die Schaltgeschwindigkeit wird begrenzt durch die zur Generation und Degeneration der Träger, hier der Löcher, erforderlichen Zeit. Die Löcher müssen in der Transistorbasis gebildet werden, ehe der Kollektorstrom ansteigen kann, und sie müssen wieder verschwinden durch Rekombination mit Elektronen, bevor der Strom absinken kann. Die dafür erforderlichen Zeiten sind besonders groß, wenn der Strom von Null ansteigen soll und wenn er vom Sättigungszustand aus verringert werden soll. Aus diesem Grunde sind Kippschaltungen bekanntgeworden, bei denen Stromanstieg von Null bis zur Sättigung und umgekehrt vermieden wird. Bei einer aus »IRE Transactions on Circuit Theory«, CT-4; Nr. 3, September 1957, S. 236 bis 240, bekannten Eccless-Jordan-Kippschaltung dieser Art sind die Koppeltransistoren über Widerstände kreuzweise gekoppelt. Bei entsprechender Bemessung der Schaltelemente gelingt es bei dieser Schaltung, die Koppeltransistoren im linearen Bereich ihrer Kennlinie zu betreiben. Dies bedingt aber eine entsprechend geringere Eingangsspannung für die Ausgangstransistoren.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Kippschaltung der eingangs genannten Art so auszugestalten, daß im Interesse einer hohen Umschaltgeschwindigkeit die Transistoren außerhalb des völlig gesperrten Zustandes und außerhalb des Sättigungszustandes betrieben werden und daß dabei unter Vermeidung unerwünschter Kopplungen vom Eingang auf den Ausgang möglichst hohe Eingangsspannungen für die Ausgangstransistoren erzielbar sind.

Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangstransistoren in Inverterschaltung jeweils zwischen dem Emitter des zugeordneten Koppeltransistors und dem Ausgangsanschluß der gleichen Seite geschaltet sind und daß die Koppeltransistoren über je eine direkte Leitungsverbindung von der Basis des einen Koppeltransistors zum Kollektor des anderen Koppeltransistors kreuzweise gekoppelt sind, und daß die Eingangsanschlüsse unter Zwischenschaltung je eines Kondensators und einer für die Schaltimpulse am zugehörigen Eingangsanschluß passierbar geschalteten Diode an die Basis des zugehörigen Koppeltransistors angeschlossen sind.

Bistabile Kippschaltung mit Transistoren

Anmelder:

International Business Machines Corporation,

Armonk, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr. H.-K. Hach, Patentanwalt,

6950 Mosbach-Waldstadt, Hirschstr. 4

Als Erfinder benannt:
Leonard Roy Harper,
San Jose, Calif. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 23. Dezember 1964
(420 504)

Der Emitterstrom der Koppeltransistoren wird durch die durch die direkten Verbindungsleitungen fließenden Ströme vergrößert, ohne daß die Kollektorbasisströme dieser Transistoren vergrößert werden. Auf diese Weise sind hohe Eingangsspannungen für die Ausgangstransistoren auch bei Betrieb der Koppeltransistoren im linearen Bereich erzielbar.

Durch die Dioden können die Steuerimpulse von den Eingangsanschlüssen ungehindert an die Basisanschlüsse der zu steuernden Transistoren in Emitterfolgeschaltung gelangen. Auf der anderen Seite können jedoch die Spannungen, die an diesen Basisanschlüssen von den Kollektoranschlüssen der anderen Transistoren hervorgerufen werden, nicht an die Eingangsanschlüsse gelangen, weil die Dioden in der entsprechenden Richtung sperrend wirken.

In vielen Fällen ist es wünschenswert, Eingangsimpulse an einem oder beiden Eingangsanschlüssen wirkungslos zu machen. Zu diesem Zweck genügt es, einen Steueranschluß auf einer Seite oder auf jeder Seite vorzusehen, der über je einen Widerstand an einen Schaltknoten zwischen der Diode und dem Kondensator auf der gleichen' Seite angeschlossen

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ist. Durch eine Spannung an diesen Steueranschluß kann das Potential an dem betreffenden Schaltknoten dann so weit angehoben werden, daß ein Steuerimpuls an dem betreffenden Eingangsanschluß nicht mehr ausreicht, die Umschaltung auszulösen. Wenn man an beiden Seiten solche Steueranschlüsse vorsieht, und diese miteinander verbindet, dann genügt es, ein solches Sperrpotential an einen dieser Steueranschlüsse zu legen, um auf beiden Seiten die Steuerimpulse wirkungslos zu machen.

Die Schaltung nach der Erfindung kann durch eine geringfügige Abänderung als binäre Schaltung verwendet werden, indem man die beiden Eingangsanschlüsse zusammenschaltet. Eine so abgeänderte Schaltung kann man als Stufe eines Verschieberegisters verwenden. Dazu genügt es, die Steueranschlüsse einer Stufe an die Ausgangsanschlüsse der vorhergehenden Stufe anzuschließen. Gibt man nun auf einen gemeinsamen Eingangsanschlüß für das ganze Register einen Schaltimpuls, dann kann dieser nur in den Stufen wirksam werden, für die die jeweils voraufgehende Stufe nicht gerade eine Sperrspannung an die Steueranschlüsse abgibt.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 die Schaltung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung und

F i g. 2 in diversen Zeitspannungsdiagrammen den Spannungsverlauf bei Betrieb dieses Ausführungsbeispiels.

Gemäß F i g. 1 ist mit 1 eine bistabile Stufe bezeichnet, die aus zwei direkt kreuzweise gekoppelten Transistoren 2 und 3 in Emitterfolgeschaltung besteht. Mit 4 und 5 sind zwei weitere Transistoren in Inverterschaltung bezeichnet, die die Ausgangsspannungen T, T und F, F' erzeugen [s. F i g. 2,' Zeile (d) und Zeile (e)]. Diese Ausgangsspannungen wechseln in Abhängigkeit vom Schaltzustand der Stufe 1, die durch an den Eingangsanschlüssen 7 und 8 eingespeiste Schaltimpulse gesteuert wird. Durch eine positive Steuerspannung an dem Steueranschluß 9 können die Ausgangsimpulse unterbunden werden. Wenn man die Verbindungsleitung 10 fortläßt und den in F i g. 1 dargestellten Anschluß 11 vorsieht, dann kann man durch entsprechende positive Spannung an diesen Anschlüssen die Ausgangsimpulse auf Grund von an der gleichen Seite eingespeisten Eingangsimpulsen unterbinden!

Die Transistoren 2 und 3 sind in gleicher Weise geschaltet. Bei dem Transistor 2 handelt es sich um einen NPN-Transistor, dessen Kollektor 2 C über einen Widerstand 12 zur Kollektorvorspannung an den positiven Spannungsanschluß 13 angeschlossen ist und dessen Basis IB über eine Diode 14 und den damit in Reihe geschalteten Kondensator 15 an den linken Eingangsanschluß 7 angeschlossen ist, während der Emitter 2Έ über einen Emitterausgangswiderstand 16 an dem Massenpotential liegt.

In gleicher Weise ist auch der Transistor 3 geschaltet, bei dem es sich ebenfalls um einen NPN-Transistor handelt. Der Kollektor 2 C liegt über den Widerstand 17 an dem SpannungsansGhluß 13. Die Basis 3 B liegt über die Diode 18 und den Kondensator 19 an dem Eingangsanschluß 8, und der Emitter 3 B liegt über den Widerstand 20 am Massenpotential.

Bei einem Kippschaltungskreis, um den es sich auch hier handelt, ist der Leitungszustand der einen Seite von dem der anderen Seite bestimmt. Die entsprechende Kopplung wird bei der dargestellten Stufe durch eine Verbindung des Kollektors 2 C mit der Basis 3 B über die Leitung 21 und des Kollektors 3 E über die Leitung 22' an die Basis 2 B bewirkt. Die Folge dieser Kopplung ist, daß verhältnismäßig starker Kollektorstrom hi dem Transistor 2 die positive Spannung an dem Kollektor 2 C und über die Leitung 21 die positive Spannung an der Basis 3 B reduziert. Hierdurch wird der Kollektorstrom im

ίο Transistor 3 herabgesetzt, aber nicht vollständig unterbunden. Wenn umgekehrt z.B. durch einen negativen Schaltimpuls am Eingangsanschluß 7 der Kollektorstrom in dem Transistor 2 herabgesetzt wird, steigt die positive Spannung an der Basis 35, so daß dort auch der Kollektorstrom ansteigt. Mit diesem ansteigenden Kollektorstrom wird die positive Spannung an der Basis 2B reduziert, wodurch der KoUektofstrom dort weiter absinkt und die positive Spannung an der Basis 2B weiter ansteigt. Auf diese

ao Weise steigt der Stromfluß in dem Transistor 2 schnell an, bis die über dem Widerstand 17 und der Parallelschaltung von Widerstand 20 und dem Eingangswiderstand des Transistors 5 abfallende Spannung so groß wird wie die positive Spannung am

_z5 Spannungsanschluß 13. Die entsprechenden Schaltelemente und Spannungswerte sind so gewählt, daß die dabei durch die Transistoren 2 und 3 fließenden Ströme unterhalb des Sättigungsniveaus der Transistoren liegen.

Bei dieser Strombegrenzung ist darauf zu achten, daß die Ströme noch so groß bleiben, daß über den Widerständen 16 und 20 eine zur Betätigung der Transistoren 4 bzw. 5 hinreichend positive Spannung abfällt. Es ist ein wesentliches Merkmal der Erfin-, dung, daß der Emitterstrom der Transistoren 2. und 3 durch die durch die Leitungen 21 bzw. 22 fließenden Ströme vergrößert wird. Auf diese Weise ist es möglich, eine hohe Eingangsspannung für die Transistoren 4 und S zu erzielen, ohne den KoUektorbasisstrom in den Transistoren 2 und 3 entsprechend zu vergrößern.

Die Stufe 1 verharrt bei verhältnismäßig starkem Kollektorstrom des Transistors 3 in diesem Schaltzustand, bis ein negatiyer Schaltimpuls am Eingangs-

anschluß 8 auftritt. Mit'dem Auftreten eines solchen Schaltimpulses wird der Kollektorstrom des Transistors 3 reduziert, während der des Transistors 2 wächst, so lange, bis die Stufe 1 in ihren anderen Schaltzustand umgewechselt hat, in dem ein hoher

Kollektorstrom im Transistor 2 fließt, während im Transistor 3 ein stark verringerter Kollektorstrom fließt.

Es sei hier darauf hingewiesen, daß die Umschaltung der Stufe 1 von einem Schaltzustand in den

anderen ohne die normalerweise bei solchen Stufen auftretende Zeitverzögerung wegen des Aufbaues und Absetzens der Sättigung des Kollektorstroms der Transistoren erfolgt. Hierdurch ist es möglich, die Umschaltzeiten der bistabilen Kippschaltung wesent-

lieh zu verkürzen. Dies beruht nach der Erfindung im wesentlichen darauf, daß der Kollektorstrom der Transistoren 2 und 3 immer größer als Null, aber geringer als der Sättigungsstrom ist.

Die beiden Transistoren 4 und 5 in Inverterschalrung dienen dazu, die Ausgangsspannungen T, T und F,F' gemäß Fig. 2, Zeile (e) und Zeile (d) zu erzeugen in Abhängigkeit von dem jeweiligen Schaltzustand der Stufe 1. Der Transistor 4 ist ein NPN-

Transistor. Von dem Spannungsanschluß 13 gelangt über den Widerstand 23 ein positives Vorspannungspotential an den Kollektor 4C. Der Emitter AE liegt direkt an dem Massenpotential. Die Basis 4 B ist an dem Emitter 2 £ angeschlossen und wird von dort gesteuert. Die Ausgangsspannung T des Kollektors 4 C gelangt an den Ausgangsanschluß 24. Für den Transistor 5 gilt das Entsprechende wie für den Transistor 4. Der Transistor 5 ist ebenfalls ein NPN-Transistor, der über den Widerstand 25 vorgespannt ist. Der Kollektor 5 C, der Emitter 5JE und die Basis 5 B sind in entsprechender Weise wie bei dem Transistor 4 geschaltet, so daß die Ausgangsspannung F an dem Ausgangsanschluß 26 liegt.

An die Steueranschlüsse 9 und 11 können Steuerspannungen gelegt werden, durch die verhindert werden kann, daß die Schaltung auf Schaltimpulse an den Eingangsanschlüssen 7 und 8 anspricht. Eine Steuerspannung am Steueranschluß 9 gelangt über den Widerstand 27 an den Schaltknoten A und spannt die Diode 14 vor, so daß keine Steuerimpulse an die Basis 2 B gelangen können. In entsprechender Weise wird durch eine Spannung am Steueranschluß 11 das Potential am Schaltknoten B über den Widerstand 28 beeinflußt, so daß die Diode 18 mit der gleichen Wirkung vorgespannt ist. Wenn die Verbindungsleitung 10 wie nach F i g. 1 vorgesehen ist, dann wird durch eine Steuerspannung an einem der Steueranschlüsse 9 oder 11 die Steuerbarkeit der Kippschaltung von beiden Seiten her unterbunden. Es sei darauf hingewiesen, daß gemäß einer Abänderung des dargestellten Ausführungsbeispiels die Verbindungsleitung 10, wenn man eine getrennte Unterbindung der Steuerbarkeit wünscht, fortfällt.

An Hand der F i g. 2 wird nun die Funktion der Schaltung aus Fig. 1 während eines vollständigen Schaltzyklus näher erläutert. Es sei angenommen, daß an dem Spannungsanschluß 13 eine positive Spannung liegt und daß der Transistor 2 starken Strom zieht, während der Transistor 3 nur von schwachem Strom durchflossen ist. Unter diesen Umständen liegt eine verhältnismäßig hohe Ausgangsspannung F' am Ausgangsanschluß 26 und eine verhältnismäßig niedrige Ausgangsspannung T am Ausgangsanschluß 24. Die entsprechenden Spannungen sind in F i g. 2 in Zeile (d) und (e) aufgetragen, und zwar in Zeile (d) die Spannung am Ausgangsanschluß 24 und in Zeile (e) am Ausgangsanschluß 26.

Durch den verhältnismäßig starken Stromfluß im Transistor 2 wird eine Spannung erzeugt, durch die der Transistor 4 leitend wird. Die Spannung am Ausgangsanschluß 24 liegt deshalb in der Nähe des Massenpotentials. Es sei an dieser Stelle noch einmal darauf hingewiesen, daß der gesamte Emitterstrom, der als Eingangsspannung für den Inverter über den Widerstand 16 abfällt, auch einen Basisemitterstromanteil enthält, der über die Leitung 22 und den Widerstand 17 fließt, und zwar zusätzlich zu dem üblichen Emitter-Kollektor-Stromanteil, der über den Widerstand 12 fließt. Wie bereits bemerkt, ist es hierdurch möglich, eine positive Eingangsspannung für den Transistor 4 abzuleiten, die hoch genug ist, um diesen leitend zu machen, während gleichzeitig der Kollektor-Emitter-Strom des Transistors 2 reduziert ist. Hierdurch wird die Schaltzeit, die die Schaltung braucht, um von einem Zustand in den anderen Zustand umzuschalten, reduziert, weil Sättigungszustände nicht auftreten.

Bei den angenommenen Startbedingungen fließt ein verhältnismäßig kleiner Kollektor-Emitter-Strom in dem Transistors, weil an der Basis3B über die Leitung 21 ein niedriges Potential liegt. Demzufolge ist der Emitterstrom des Transistors 3 niedrig, und die Spannung, die über dem Widerstand 20 abfällt, ist niedriger als diejenige, die erforderlich ist, um den Transistor5 leitend zu schalten. Die positive Spannung am Kollektor 5 C erzeugt mithin eine Ausgangsspannung F am Ausgangsanschluß 26.

Es sei nun angenommen, daß die Steuerspannungen an den Steueranschlüssen 9 und 11 auf niedrigem Potential bleiben. Unter diesen Umständen verharrt die Schaltung in dem angegebenen Schaltzustand, bis ein negativer Schaltimpuls am Eingangsanschluß 7 auftaucht. Der Spannungsverlauf am Eingangsanschluß 7 ist in Fi g. 2 in Zeile (b) dargestellt, während der Spannungsverlauf am Eingangsanschluß 8 in Zeile (c) angegeben ist. Durch einen solchen negativen Impuls am Eingangsanschluß 7 wird die positive Spannung an der Basis 2 B reduziert. Die Folge ist, daß der Kollektor-Emitter-Strom des Transistors 2 reduziert wird und daß gleichzeitig die positive Spannung an der Basis 35 ansteigt. Wenn die Spannung an der Basis 3£f anwächst, dann steigt auch der Kollektor-Emitter-Strom an, und die positive Spannung an der Basis 2B sinkt ab, wodurch wiederum der Kollektor-Emitter-Strom des Transistors 2 weiter absinkt und die positive Spannung an der Basis 3 B weiter ansteigt. Auf diese Weise wechselt die Stufe 1 sehr schnell von einem Schaltzustand in den anderen, so daß nun ein verhältnismäßig hoher Strom am Transistor 3 und ein verhältnismäßig niedriger Strom im Transistor 2 fließt. Die Transistoren 3 und 4 wechseln auch ihren Schaltzustand infolge der nun geänderten Spannungen, die über den Widerständen 16 und 20 abfallen, und zwar wird der Transistor 4 abgeschaltet, so daß die Spannung T am Ausgangsanschluß 24 entsteht [s. F i g. 2, Zeile (d)], während der Transistor 5 leitend wird, so daß die Ausgangsspannung F' am Ausgangsanschluß 26 zusammenbricht [s. Fig. 2, Zeile (e)].

Es sei darauf hingewiesen, daß die Dioden 14 und 18 dabei eine sehr wesentliche Funktion haben, wie dies nun im folgenden beispielsweise erläutert wird. Die eben beschriebene Umschaltung wurde durch einen Schaltimpuls am Anschluß 7 [Fig. 2, Zeile (Jb)] hervorgerufen. Die Diode 14 bildet einen kleinen Widerstand auf dem Wege zur Basis IB. Sie ist jedoch ein sehr hoher Widerstand für die absinkende Spannung, die über die Leitung 22 vom Kollektor 3 C an die Basis 2 B gelangt. Wenn der negative Schaltimpuls ausreichend ist, um die Stufe umzuschalten, wird durch die Diode 14 sichergestellt, daß der Transistor 2 seinen Schaltzustand nur auf Grund der absinkenden positiven Spannung am Kollektor 3 C ändert. Auf diese Weise wird eine steile Anstiegsflanke der Spannung T' erzielt, und die Ladezeit des Kopplungskondensators 15 bleibt dabei ohne Einfluß. Vorteilhaft ist dabei auch, daß die zur Umschaltung erforderliche Schaltleistung der Schaltimpulse herabgesetzt wird.

Wenn in dem jetzt vorliegenden Schaltzustand der Stufe 1 ein Schaltimpuls am Eingangsanschluß 8 auftaucht [s. Fi g. 2, Zeile (c)], dann schaltet die Stufe 1 wieder in den Schaltzustand zurück, in dem der Transistor 3 wenig leitet und der Transistor 2 hochgradig leitet. Die Umschaltung erfolgt entsprechend, wie im

Zusammenhang mit einem Schaltimpuls am Eingangsanschluß? beschrieben.'

In Fi g. 2, Zeile (a) ist eine Steuerspannung am Steueranschluß 9 dargestellt, die die Schaltung in dem derzeitigen Schaltzustand halten soll. Die Funktion dieser Steuerspannung ist aus F i g. 2 durch Vergleich mit den Zeilen (f) und (g) ersichtlich. In Zeile (f) ist der Spannüngsverlauf am Schaltknoten A und in Zeile (g) am Knotenpunkt B dargestellt. Wie durch Vergleich der Zeilen (a), (f) und (g) ersieht-Hch, reichen bei vorhandener Sperrspannung am Steueranschluß 9 die Amplituden der Schaltimpulse an den Eingangsanschlüssen 7 und 8 nicht mehr aus, um die Schaltung umzuschalten. Die Folge ist, daß die Schaltung ihren Schaltzustand, wie aus Zeile (d) und (e) ersichtlich, beibehält. Dabei ist davon ausgegangen, daß die Verbindungsleitung 10, wie in F i g. 1 ersichtlich, vorhanden ist.

Die Schaltung nach F i g. 1 kann für binäre Schaltoperationen eingesetzt werden, indem die Eingangsanschlüsse? und 8 zusammengeschaltet werden, so daß jeder eingespeiste Schaltimpuls die Schaltung umschaltet. Wenn die Eingangsanschlüsse 7 und 8 zusammengeschaltet werden, ist es zweckmäßig, zusätzliche Steuerwiderstände 29 und 30 vorzusehen, die in F i g. 1 gestrichelt eingezeichnet sind und zwischen den Ausgangsanschlüssen 24 bzw. 26 und dem Schaltknoten A bzw. B liegen. Durch diese Steuerwiderstände werden die Ausgangsspannungen an die Dioden 14 und 18 geleitet, wodurch, sichergestellt ist, daß die eingespeisten Schaltimpulse jeweils an denjenigen der Transistoren 2 und 3 gelangen, an dem sie die Umschaltung der Stufe auslösen können. Wenn die Eingangsanschlüsse 7 und 8, wie in F i g. 1 dargestellt, nicht miteinander verbunden sind, dann sind auch die Widerstände 29 und 30 nicht erforderlich, weshalb sie nur gestrichelt eingezeichnet sind.

Die Schaltung nach F i g. 1 kann auch als eine Stufe einer Registrierschaltung verwendet werden. Zu diesem Zweck werden mehrere der Schaltungen nach F i g. 1 stufenweise aneinandergeschaltet. Die Eingangsanschlüsse 7 und 8 werden dabei aneinandergeschlossen, die Steuerwiderstände 29 und 30 sind jedoch überflüssig. Die Ausgangsanschlüsse 24 bzw. 26 werden dabei an die Steueranschlüsse 9 und 10 der nächstfolgenden Stufe angeschlossen. Die Spannungen T und F am Ausgang einer Stufe dienen dann also als Steuerspannung für die nächstfolgende Stufe des Registers. Die folgenden Stufen des Registers werden also von einem Schaltimpuls, der gleichzeitig an alle Stufen des Registers gelangt, nicht beeinflußt, solange die jeweils voraufgehende Stufe nicht eine entsprechende Steuerspannung für die nächstfolgende Stufe erzeugt.

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Im folgenden ist eine bevorzugte Bemessung der Schaltelemente gemäß F i g. 1 angegeben:

Transistoren 2, 3, 4 und 5 NPN, Typ 2 N 744 _5q

Dioden 14 und 18 Typ FD 845

Kondensatoren 15 und 19 33 Picofarad

Widerstände 27 und 28 .. 300 Ohm

Widerstände 30 und 3 .... 500 Ohm - ^5s

Widerstände 12, 16, 17

und 20 600 Ohm

Widerstände 23 und 25 ... 750 Ohm .
Gleichstromspannung .... 3 Volt

In Abänderung des dargestellten Ausführungsbeispiels kann die Schaltung auch umgepolt werden in der Weise, daß die Dioden 14 und 18 umgepolt werden, die Transistoren gegen solche vom PNP-Typ ausgetauscht werden und die Schaltung negativ vorgespannt wird. In einem solchen Fall werden positive Schaltimpulse zur Umschaltung benötigt.

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Bistabile Kippschaltung mit zwei kreuzweise gekoppelten Koppeltransistoren in Emitterfolgeschaltung, denen je ein Ausgangstransistor zur Erzeugung einer Ausgangsspannung zugeordnet ist, und mit je einem Eingangsanschluß und je einem Ausgangsanschluß auf beiden Seiten, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangstransistoren (4, 5) in Inverterschaltung jeweils zwischen dem Emitter des zugeordneten Koppeltransistors (2, 3) und dem Ausgangsanschluß (24, 26) der gleichen Seite geschaltet sind und daß die Koppeltransistoren (2, 3) über je eine direkte Leitungsverbindung (21,22) von der Basis des einen Koppeltransistors zum Kollektor des anderen Koppeltransistors kreuzweise gekoppelt sind, und daß die Eingangsanschlüsse (7,8) unter Zwischenschaltung je eines Kondensators (15,19) und einer für die Schaltimpulse am zugehörigen Eingangsanschluß passierbar geschalteten Diode (14,18) an die Basis (2B, 3B)

• des zugehörigen Koppeltransistors (2,3) angeschlossen sind.

2. Kippschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppeltransistoren (2,3) über je einen Widerstand (16,20) an Massenpotential und über je einen Widerstand (12,17) koUektorseitig an einem gemeinsamen Spannungspotential liegen, das so bemessen ist, daß Sättigungsstrom nicht hervorgerufen werden kann.

3. Kippschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangstransistoren (4, 5) mit ihren Emittoren (4 E₁ SE) auf Massenpotential liegen und mit ihren Kollektoren (4 C, 5C) über je einen Widerstand (23,25) an dem Spannungspotential liegen.

4. Kippschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Steueranschluß (9, 11) auf jeder Seite, der über einen Widerstand (27,28) an einen Schaltknoten (A, B) zwischen der Diode (14,18) und dem Kondensator (15,19) auf der gleichen Seite angeschlossen ist.

5. Kippschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine Verbindungsleitung (10) zwischen den beiden Steueranschlüssen (9,11).

6. Abänderung der Kippschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsanschlüsse (7, 8) zusammengeschlossen sind.

7. Kippschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsanschlüsse (24, 26) über je einen Widerstand (29,30) an den Schaltknoten (A, B) auf der gleichen Seite angeschlossen sind.

8. Registerschaltung aus mehreren Kippschaltungen nach Anspruch 6 und 7 mit Steueranschlüssen nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steueranschlüsse (9,11) einer Stufe an die Ausgangsanschlüsse (24,26) der vorhergehenden Stufe angeschlossen sind.

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In Betracht gezogene Druckschriften:

Deutsche Auslegeschriften Nr. 1121112, 1132590;

IRE Transactions on Circuit Theory, CT-4, Nr. 3, September 1957, S. 236 bis 240.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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