MXPA99001860A - Control de frecuencia y potencia de bucle doble - Google Patents

Abstract

La invención es un circuito de accionamiento de sonda de facoemulsificación mejorado para suministrar energía eléctrica a un transductor ultrasónico. El circuito de accionamiento tiene un bucle de control de potencia (1412) y un bucle de control de frecuencia (1413). El bucle de control de potencia (1412) tiene un amplificador de ganancia variable(1416), cuya salida es una entrada a un amplificador de potencia (1417). Después de que el amplificador de potencia amplifica la potencia, la potencia es suministrada a un transformador (1436) y, después, a un transductor (1439). La tensión y la corriente aplicadas al primario del transformador son detectadas para generar una señal proporcional a la potencia (real o aparente), y el resultado es comparado con un comando de potencia que se origina desde un pedal. Una vez comparado, el resultado de esta comparación se envía a un primer controlador que actúa sobre la información enviando una señal correctivo al amplificador de ganancia variable. 55901861 Se describe un sistema para controlar una pluralidad de instrumentos microquirúrgicos oftálmicos. En particular, la presente invención incluye una empuñadura para activar un instrumento quirúrgico (es decir, tal como unas tijeras)conectado a la empuñadura. La empuñadura incluye una carcasa y un activador lineal retenido operativamente dentro de la carcasa. Una pieza de cabeza estámontada en un extremo de la carcasa y estáadaptada para la corrección de un instrumento quirúrgico accionado linealmente. La pieza de cabeza estáfijada al activador lineal en una posición calibrada preseleccionada con relación al eje longitudinal del accionador lineal.

Description

CONTROL DE FRECUENCIA Y POTENCIA DE BUCLE DOBLE Campo de la Invención Esta invención se refiere a dispositivos de facoemulsificación y, más particularmente, a un método para controlar un dispositivo de facoemulsificación.

Técnica Anterior Las sondas ultrasónicas se han utilizado tradicionalmente para facoemulsificación, a saber, para ruptura de cataratas en el ojo y para aspiración de piezas de tejido alterado. Estas sondas ultrasónicas deben activarse cuidadosamente para funcionamiento adecuado. El accionamiento de la sonda ultrasónica en su frecuencia resonante toma la ventaja de las características resonantes del transductor ultrasónico. La resonancia se define como el fenómeno donde un sistema es accionado en o próximo a uno de sus modos naturales . Por consiguiente, la técnica anterior se ha enfocado sobre cómo determinar la frecuencia resonante de un transductor. Teóricamente, este problema se ha resuelto. Un modo típico de determinar la frecuencia resonante de un transductor ultrasónico es comparar el ángulo de fase entre la forma de la onda de la tensión aplicada al transductor ultrasónico y la forma de la onda de la corriente emitida por el transductor. Cuando se aplica tensión a un circuito, la corriente fluirá a través del circuito. Cuando la tensión y las formas de la onda de la corriente se observan para un circuito particular, la forma de la onda de la corriente se retrasará detrás de la forma de la onda de la tensión si el circuito es inductivo, y la forma de la onda de la tensión se retrasará detrás de la forma de la onda de la corriente si el circuito 'es capacitivo. La diferencia de tiempo entre los puntos cuando la forma de la onda de la corriente y la forma de la onda de la- tensión intersectan el eje cero se mide en términos de trigonometría por el ángulo de fase f. Para circuitos puramente resistivos, f es igual a cero y la tensión en las formas de la onda de la corriente se dice que está en fase. Para circuitos puramente inductivos, f es igual a 90° y para circuitos puramente capacitivos, f es igual a -90° y la tensión en las formas de la onda de la corriente se dice están fuera de fase. La presencia de un componente de reactancia inductivo o capacitivo en una impedancia de carga disminuirá la eficiencia de suministro de potencia del sistema, puesto que solamente los componentes resistivos pueden disipar realmente la potencia.

Para circuitos que contienen los tres elementos, resistores, inductores y condensadores, existirán algunas frecuencias donde la impedancia total del circuito aparecerá puramente resistiva, aunque el circuito contenga elementos reactivos, es decir, los elementos resistivos más el componente imaginario provocado por la presencia de los elementos inductivos y capacitivos. Estas frecuencias están en o próximas a las frecuencias de resonancia y/o de anti-resonancia. Por lo tanto, en teoría, un método para determinar las frecuencias resonantes de ciertos tipos de circuitos complejos es aplicar una tensión alterna al circuito y variar la frecuencia hasta que el ángulo de fase f entre la tensión y la corriente sea cero. Las frecuencias donde se produce esta condición son las frecuencias de resonancia reales de ese circuito particular. La frecuencia resonante es esa frecuencia o frecuencias en las que la respuesta del circuito (es decir, admitancia) es localmente un máximo, y la frecuencia anti-resonante es esa frecuencia o frecuencias en las que la respuesta alcanza un mínimo local. Cuando se acciona un circuito que tiene tanto componentes resistivos como reactivos, es importante conocer el valor del ángulo de fase f puesto que la potencia suministrada a una carga se da por la siguiente ecuación: Potencia = VI eos (f) donde V es la caída de tensión a través de la impedancia de carga; I es la corriente de serie que fluye a través de la impedancia de carga; y coseno p i es el factor potencia del circuito. Claramente, para un ángulo de pase igual a cero, coseno (0) es igual a 1 y la transferencia de potencia desde la fuente hasta el circuito está en el máximo. Esta situación existe donde existe una carga puramente resistiva. Cuando se han aplicado estos principios teóricos, se han encontrado problemas. Específicamente, a medida que las condiciones medioambientales tales como temperatura, tiempo, etc., cambian, cambian las características de la sonda. Estos cambios son reflejados como cambios en los valores de los varios componentes resistivos y reactivos del modelo eléctrico de sonda ultrasónica de la figura 1. En otras palabras, puesto que los factores medioambientales cambian, la frecuencia resonante mecánica de sonda ultrasónica cambia también. Para resolver este problema, ha existido una dirección en la técnica anterior para proporcionar un circuito bloqueado de fase para asegurar que el ángulo de fase del sistema, f, sea cero, tal como por ejemplo en las Patentes de los Estados Unidos N°s 5.446.416; 5.210.509; 5.097.219; 5.072.195; 4.973.876; 4.484.154; y 4.114.110. No obstante, la carga sobre el transductor tendrá un efecto de amortiguación sobre las vibraciones del transductor. En otras palabras, la carga puede amortiguar las vibraciones del transductor. Cuando se produce esta condición, la frecuencia resonante puede cambiar y el ángulo de fase f será más grande de cero y la transferencia de potencia no será ya óptima. Por lo tanto, a menos que se hagan provisiones en el circuito para alterar el ángulo de fase f, no puede alcanzarse la transferencia de potencia óptima. Por consiguiente, métodos distintos del bloqueo del ángulo de fase f han sido explorados tales como utilizar un inductor sintonizable en un sistema de control para cancelar los reactivos capacitivos de la impedancia de carga presentada por el transductor ultrasónico, tal como se describe en las Patentes de los Estados Unidos N°s 4.970.656; y 4.954.960. Alternativamente, la utilización de la admitancia del transductor ultrasónico como el parámetro de sintonización en lugar de el ángulo de fase se ha explorado también en la Patente de los Estados Unidos N° 5.431.664. El enfoque de este problema desde un punto de vista puramente de la potencia de salida se ha explorado también en la Patente de los Estados Unidos N° 5.331.951, en la que la potencia eléctrica real suministrada al circuito de accionamiento es examinada y la tensión de suministro es variada después de comparar la potencia eléctrica suministrada con el nivel de potencia deseado del transductor. Tangencialmente, esta patente aborda también un modo de reducir substancialmente al mínimo el consumo de potencia del amplificador de potencia proporcionando un servo regulador para suministrar tensión al amplificador. Todavía en otro procedimiento, se utilizan la potencia regulada en fase y el control de frecuencia, tal como en la Patente de los Estados Unidos N° 4.849. 872. En ella se determina la frecuencia de resonancia inicial del transductor ultrasónico y se introduce un ángulo de fase capacitivo entre la forma de la onda de la tensión y la forma de la onda de la corriente y se mantiene de manera que, mediante el control de fase del circuito de control de fase, 'la frecuencia de accionamiento del oscilador se reduzca con respecto a la frecuencia de resonancia de serie del transductor. El ángulo de fase se mantiene típicamente como una constante no cero. De manera similar, en la Patente de los Estados Unidos N° 4.888.565, se utilizan un bucle de realimentación de control de potencia para supervisar la señal de salida y un circuito de realimentación de control de frecuencia para proporcionar corriente máxima. Este procedimiento se basa en mantener constante la corriente de la red. Un modelo eléctrico de una sonda de facoemulsificación •ultrasónica en la proximidad de resonancia está previsto en la figura 1. El modelo tiene una fuente de tensión 1401 conectado a un condensador de 1130 de picofaradio 1402 conectado en paralelo a un circuito RLC de serie 1403, donde el resistor es 220 ohmios, el inductor es 1.708 henris, y el condensador es 18 picofaradios. Cuando se examina la potencia aparente que resulta del modelo eléctrico, se obtienen los gráficos de las figuras 2 y 3. Como se ve en estas figuras, la potencia aparente es 'máxima a 28.661 kHz con un ángulo de fase de aproximadamente -42 grados. Esto es esperado debido a la capacitancia paralela en el circuito RLC 1403. Cuando se examina la potencia real resultante del modelo eléctrico, se obtienen los gráficos de las figuras 4 y 5. Como se observa en las figuras, la potencia real es máxima correctamente a 28,7 kHz, pero el ángulo de fase es aproximadamente -24,5 grados. Cuando un inductor de compensación con un valor calculado de 27,21 milihenris se coloca en un bloque fantasma 1404 de la figura 1 para cancelar el componente reactivo de .la figura 1 y la potencia aparente resultante y la información de potencia real se obtienen como en las figuras 6 y 7, la potencia aparente y la potencia real son ambas ahora máximas correctamente a 28,7 kHz con una fase de aproximadamente -0,5 grados. Por lo tanto, puede verse que el inductor en el bloque fantasma 1404 compensa la capacitancia paralela 1402 y hace que el circuito parezca resistivo (fase cero) en resonancia. A partir de estos gráficos, es evidente que la potencia real proporciona una vista más fiable de la frecuencia de resonancia, a menos que el inductor de compensación se añada próximo a resonancia. Por consiguiente, la frecuencia resonante está definida aquí como la frecuencia a la que la potencia real alcanza un máximo (local) . No obstante, la potencia aparente puede utilizarse para determinar la frecuencia de resonancia si la capacitancia paralela está compensada en resonancia. La potencia aparente proporciona una aproximación de frecuencia resonante (frecuencia a la que se produce el máximo local) si un inductor de compensación compensa la capacitancia paralela 1402 próxima a la resonancia. Por lo tanto, existe la necesidad en la técnica de maximizar la salida de potencia a un transductor ultrasónico que es sensible tanto a cambios medioambientales, como a cambios en carga, y, sin embargo, que no requiere necesariamente un ángulo de fase fijo o una corriente constante.

Descripción de la Invención A la vista de los problemas anteriores, se desarrolló la presente invención. La invención es un circuito de accionamiento de sonda de facoemulsificación mejorado para suministrar potencia eléctrica a un transductor ultrasónico. El circuito de accionamiento tiene un bucle de control de potencia y un bucle de control de frecuencia. El bucle de control de potencia tiene un amplificador de ganancia variable, cuya salida es una entrada a un amplificador de potencia. Después de que el amplificador de potencia amplifica la potencia, la potencia es suministrada a un transformador y, después, a un transductor. La tensión y la corriente aplicadas al primario del transformador son detectadas para generar una señal proporcional a la potencia (real o aparente) y el resultado es comparado con un comando de potencia que se origina desde un pedal. Una vez comparado, el resultado de esta comparación es enviado a un primer controlador que actúa sobre la información enviando una señal correctiva al amplificador de ganancia variable. Además, la fase de las formas de la onda de la tensión y de la corriente aplicadas al primario del transformador son detectadas por un detector de fase. El ángulo de fase es derivado y comparado entonces con un comando de fase que se determina a partir de la calibración inicial del sistema. El bloque sumador/diferencial envía su comparación resultante a un segundo controlador que envía una señal de control al oscilador controlado por la tensión (VCl) . El VCO recibe la señal y envía una frecuencia específica a una tensión fija al amplificador de ganancia variable. Antes del funcionamiento, la sonda de facoemul-sificación es calibrada aplicando una tensión constante a la sonda y barriendo el circuito de accionamiento a través de una serie de frecuencias. Después, se selecciona una tensión diferente y se realiza otro barrido de frecuencia. Este proceso se repite para uno o más niveles de tensión y la información sobre la potencia y la fase con respecto a la frecuencia se almacena en memoria, de manera que el ángulo de fase óptima a la resonancia asociada con un cierto requerimiento de potencia puede determinarse fácilmente, aunque el ángulo de fase puede ser relativamente constante sobre un intervalo de niveles de potencia. Adicionalmente, cuando la información de potencia y fase se almacena en memoria, se utiliza un intervalo de frecuencias alrededor de una cierta frecuencia resonante para crear una ventana más allá de la cual no se pueden utilizarse ciertas frecuencias.

En funcionamiento, un pedal es rebajado proporcionando un comando de potencia que es comparado con la potencia existente. La diferencia entre estos dos niveles es transmitida al controlador de bucle de potencia. Actuando sobre la información almacenada en la memoria, el controlador del bucle de potencia selecciona el nivel de tensión adecuado necesario para corregir la diferencia entre la potencia y el comando de potencia y envía esta información a la entrada de control del amplificador de ganancia variable. El amplificador de ganancia variable envía su salida a un 'amplificador de potencia. La salida del amplificador de potencia es aplicada al transformador y simultáneamente tanto al monitor de potencia como al detector de fase. La potencia es calculada entonces y comparada con la señal de comando de potencia recibida desde el control de pedal y el bucle de potencia comienza de nuevo. El detector de fase envía su información de fase a un bloque sumador/diferencial que compara la fase real con un comando de fase calculada. La diferencia entre el comando de fase y la fase existente es enviada entonces al controlador de circuito de frecuencia que comunica una señal al oscilador controlado por tensión para emitir una cierta frecuencia a la entrada del amplificador de ganancia variable que completa el bucle de frecuencia. El comando de fase es determinado a partir de la información tomada en el tiempo de calibración y desde el comando de potencia actual . Las características y ventajas adicionales de la presente invención, así como la estructura y funcionamiento de varias formas de realización de la presente invención, se describen a continuación en detalle con referencia a los dibujos que se acompañan.

Breve Descripción de los Dibujos Los dibujos que se acompañan, que son incorporados y forman parte de la memoria descriptiva, ilustran las formas de realización de la presente invención y junto con la descripción, sirven para explicar los principios de la invención. En los dibujos: La figura 1 ilustra un diagrama de bloques de un modelo eléctrico de- una sonda de facoemulsificación ultrasónica que funciona próxima a la frecuencia de resonancia.

La figura 2 es un gráfico de potencia aparente de acuerdo con el modelo eléctrico de la figura 1. La figura 3 es un gráfico del ángulo de fase entre la formas de la onda de la tensión y de la corriente con respecto al gráfico de potencia aparente de la figura 2 y que resulta del modelo eléctrico de la figura 1. La figura 4 es un gráfico de potencia real de acuerdo con el modelo eléctrico de la figura 1. La figura 5 es un gráfico del ángulo de fase entre las formas de la onda de la tensión y de la corriente con respecto al gráfico de potencia real de la figura 4 y que resulta del modelo eléctrico de la figura 1. La figura 6 es un gráfico de potencia aparente y del ángulo de fase con la adición de un inductor de compensación al modelo eléctrico de la figura 5. La figura 7 es un gráfico de potencia real y ángulo de fase con la adición de un inductor de compensación al modelo eléctrico de la figura 5. La figura 8 ilustra un diagrama de bloques del sistema de sonda de facoemulsificación de la presente invención. La figura 9 ilustra un diagrama de bloques de potencia aparente más detallado del bloque monitor de potencia en la figura 8. La figura 10 ilustra un diagrama de bloques de potencia real más detallado del bloque de monitor de potencia en la figura 8.

Las figuras 11, 12, 13, 14 y 15 ilustran una forma de realización implementada con hardware de la presente .invención que representa un coprocesador y un dispositivo lógico electrónicamente programable . Las figuras 16, 17, 18 y 19 ilustran una forma de realización implementada con hardware de la presente invención que representa la memoria para el coprocesador y un circuito de reposición. Las figuras 20, 21 y 22 ilustran una forma de realización implementada con hardware de la presente invención que representa un transceptor, y un chip de circuito integrado de neuronas . Las figuras 23, 24, 25 y 26 ilustran una forma de realización implementada con hardware de la presente invención que representa un servo regulador, un oscilador controlado por tensión, un convertidor digital a analógico de multiplicación, un amplificador de ganancia variable, un amplificador de potencia, un primer condensador de acoplamiento, un transformador aislante, un segundo condensador de acoplamiento, un inductor de compensación, y un transductor ultrasónico. Las figuras 27 y 28 ilustran una forma de realización implementada con hardware de la presente invención que representa los convertidores de tensión y corriente RMS en DC, y un detector de potencia media. Las figuras 29 y 30 ilustran una forma de realización implementada con hardware de la presente invención que representa varios aspectos de hardware menores; y Las figuras 31 y 32 ilustran una forma de realización implementada con hardware de la presente invención que representa varios aspectos de hardware menores.

Modo(s) para Llevar a Cabo la Invención Con referencia a los dibujos que se acompañan, en los que los números de referencia similares indican elementos similares, la figura 8 muestra el sistema de sonda de facoemulsificación, mostrado generalmente en 1411, de la presente invención. El sistema de sonda de facoemulsificación 1411 comprende el bucle de potencia mostrado generalmente con 1412, el bucle de frecuencia mostrado generalmente con 1413, y el circuito transductor aislado mostrado generalmente con 1414. Como se muestra en la figura 8, el bucle de potencia 1412 comprende el controlador de bucle de potencia 1415, el amplificador de ganancia variable 1416, el amplificador de potencia 1417, el primer condensador de acoplamiento 1418, el secundario del transformador 1436, el monitor de potencia 1419, el primer bloque sumador/diferencial 1425, y la entrada de señal de comando de potencia 1426. El controlador de bucle de potencia 1415 tiene una salida al amplificador de ganancia variable 1416. La función del controlador del bucle de potencia 1415 es doble: (1) realizar una operación de raíz cuadrada (la potencia es proporcional al cuadrado de la tensión) ; y (2) asegurar la estabilidad del bucle y asegurar las características de respuesta deseadas del sistema. Opcionalmente, el controlador de bucle de potencia 1415 pueden almacenar en la memoria información de potencia de pico, aunque esto puede manejarse también mediante una combinación de coprocesador y memoria de coprocesador. El amplificador de potencia 1417 recibe una entrada desde la salida del amplificador de ganancia variable 1416. La salida del amplificador de potencia 1417 continúa a través del condensador de acoplamiento 1418 que compensa la inductancia de fuga así como bloquea cualquier corriente 'directa procedente del amplificador de potencia 1417. La potencia es suministrada entonces al transformador primario 1436 y desde allí al circuito transductor aislado 1414. Adicionalmente, la tensión y la corriente aplicadas al circuito transductor aislado 1414 son detectadas por el monitor de potencia 1419. El monitor de potencia 1419 genera una señal proporcional a la potencia (real o aparente) . Como se muestra en la figura 9, el monitor de potencia 1419 puede ser un monitor de potencia aparente que comprende un convertidor 1420 de la raíz cuadrada de la media de los cuadrados instantáneos (RMS) en DC 1420, un convertidor 1421 de la corriente RMS en DC, y un multiplicador 1422. Se produce una señal DC que proporciona un valor de potencia aparente que es comunicado entonces a un primer bloque sumador/diferencial 1425. Alternativamente, el monitor de potencia 1419 puede ser un monitor de potencia real que comprende un multiplicador de tensión y de corriente 1423 conectado a filtro de paso bajo 1424. Se produce un valor de potencia real que es comunicado entonces al primer bloque sumador/diferencial 1425. El primer bloque sumador/diferencial 1425 compara el nivel de potencia detectado por el monitor de potencia 1419 y el comando de potencia proporcionado en la entrada de la señal del comando de potencia 1426. En hardware, cualquier bloque sumador/diferencial descrito aquí puede incorporarse como un amplificador diferencial, y en software es referido comúnmente como una operación de "substracción". Los resultados de la comparación son comunicados al controlador de bucle de potencia 1415. Se hace un cálculo sobre la magnitud de corrección requerida, y el controlador de bucle de potencia 1415 envía una nueva señal al amplificador de ganancia de tensión 1416 basada en el cálculo. El cálculo puede realizarse mediante el controlador de bucle de potencia 1415, o cualquier otro componente asociado con el controlador de bucle de potencia 1415, tal como un coprocesador y memoria del coprocesador. Esto completa un ciclo del bucle de potencia 1412. El bucle de frecuencia 1413 comprende el controlador de bucle de frecuencia 1430 que comunica una señal al oscilador controlado por tensión 1431 que por sí mismo proporciona una •entrada a un amplificador de ganancia variable 1416, desde allí hasta el amplificador de potencia 1417, a través del condensador de acoplamiento 1418, hasta el circuito transductor aislado 1414. La fase de las formas de onda de la tensión y de la corriente aplicadas al circuito transductor aislado 1414 son detectadas por el detector de fase 1432 y luego comunicadas al segundo bloque sumador/diferencial 1433. Un comando de fase que está determinado a partir de la calibración inicial del sistema y posiblemente a partir del cálculo posterior es comunicado también a la entrada del comando de fase 1434 del segundo bloque sumador/diferencial 1433. Después de esto, el segundo bloque sumador/diferencial 1433 comunica una señal de error basada en la diferencia de fase entre la fase real y el comando de fase al controlador de bucle de frecuencia 1430. Se hace un cálculo de la magnitud de corrección requerida, y el controlador de bucle de frecuencia 1430 envía una nueva señal al oscilador controlado por tensión 1431 basado en el cálculo. El cálculo puede realizarse por el controlador de bucle de frecuencia 1430, o cualquier otro componente asociado con el controlador de bucle de potencia 1430 tal como un coprocesador y la memoria del coprocesador. Esto completa una iteración de bucle de frecuencia 1413. Volviendo de nuevo al circuito transductor aislado 1414, el circuito transductor aislado 1414 comprende el transformador secundario aislante 1436, el segundo condensador de acoplamiento 1437, el inductor de compensación 1438, y el transductor ultrasónico 1439. Más específicamente, la combinación paralela del transductor ultrasónico 1439 y el inductor de compensación 1438 es conectada en serie con el secundario del transformador 1436 y el condensador de acoplamiento 1437. La función del segundo condensador de acoplamiento 1437 es compensar cualquier inductancia de fuga desde el transformador secundario de aislamiento 1436. El valor del inductor de compensación 1438 se selecciona de manera que la magnitud de su reactancia es igual a la magnitud de la reactancia (C) de la capacitancia paralela del transductor ultrasónico 1439. Si F representa la frecuencia resonante del transductor ultrasónico, entonces el valor adecuado de inductancia para compensar el transductor ultrasónico es uno dividido por la cantidad del cuadrado de la cantidad de dos por pi por F, cantidad final, por C, cantidad final. En el cálculo del valor del inductor de compensación 1438, se conoce comúnmente que los valores para el transductor ultrasónico 1439 experimentan alguna cantidad de variación. Por consiguiente, puede realizarse un muestreo de partes del transductor ultrasónico 1439 para derivar el valor medio de la capacitancia paralela y, por lo tanto, para calcular el valor del inductor de compensación 1438. Puesto que el inductor de compensación 1438 es un valor fijo, se conoce que este circuito está diseñado para proporcionar un valor del inductor relativamente fiable para hacer que el sistema de sonda de facoemulsificación 1401 parezca puramente resistivo con la combinación paralela del transductor ultrasónico 1439 y el inductor de compensación 1438, con un pequeño grado de error que es compensado utilizando el bucle de potencia 1412 y el bucle de frecuencia 1413 en combinación. El sistema de sonda de facoemulsificación 1411 tiene dos modos separados y distintos. Un modo es calibración en la que los bucles de control están abiertos, y los bloques sumadores/diferenciales, 1425, 1433 respectivamente, son retirados, y el otro es un funcionamiento, en el que los bucles de control están cerrados de manera que puede darse una respuesta a un comando de potencia desde un pedal . Volviendo al funcionamiento del sistema de sonda de facoemulsificación 1411, antes del uso quirúrgico real, debe proporcionarse en primer lugar una calibración de todo el sistema 1411. La finalidad de la etapa de calibración es inicializar una ventana de tensiones y frecuencias de funcionamiento del sistema de sonda de facoemulsificación 1411. Brevemente, la finalidad de la calibración es encontrar una ventana de funcionamiento de tensiones y frecuencias 'iterando sucesivamente una serie de frecuencias a una tensión constante (barriendo la frecuencia) , y después repitiendo posiblemente esto para tensiones diferentes para derivar la frecuencia resonante a varios niveles de potencia. Esta información es almacenada en memoria y luego se utiliza para determinar los comandos de fase en el control del sistema de sonda de facoemulsificación de bucle doble 1411. La calibración se inicia por una petición desde el usuario. Como una visión general, la calibración consiste en uno o más barridos de frecuencia. La frecuencia es barrida desde una frecuencia de inicio inferior hasta una frecuencia final mayor por el controlador de bucle de frecuencia 1430. Durante este barrido de frecuencia, el nivel de excitación se mantiene constante por el controlador de bucle de potencia 1415. En un nivel más detallado, una señal de comando para calibrar es recibida por el controlador de bucle de potencia 1415 y el controlador de bucle de frecuencia 1427. El controlador de bucle de potencia 1415 envía entonces una señal de comando al amplificador de ganancia variable 1416 de manera que el amplificador de ganancia variable emitirá una 'tensión fija. De manera similar, el controlador de bucle de frecuencia 1430 envía una señal al oscilador controlado por tensión 1431. Después de la recepción de la señal desde el controlador de bucle de frecuencia 1430, el oscilador controlado por tensión 1431 transmite un barrido de frecuencia al amplificador de ganancia variable 1416. El amplificador de ganancia variable 1416 aplica una ganancia de tensión a la tensión de barrido de frecuencia para producir una tensión de salida. Esta tensión de salida es comunicada como una tensión de entrada al amplificador de potencia 1417. El amplificador de potencia 1417 amplifica la potencia y suministra la potencia al transformador secundario aislante 1436 a través del condensador de acoplamiento 1418 (cuyo funcionamiento se describió previamente) . El monitor de potencia 1419 determina la frecuencia a la que la potencia de pico alcanza un máximo local, y el detector de fase 1432 determina la frecuencia donde la fase atraviesa cero. Una ventana de frecuencias de funcionamiento es determinada entonces sobre esta frecuencia crítica. El extremo trasero de la ventana se determina en primer lugar determinando dónde la -frecuencia alcanza una potencia de pico máxima local así como una proximidad a un cruce de ángulo de fase cero. Desde este área, el barrido de frecuencia es examinado a frecuencias inferiores para determinar la frecuencia a la que se produce un cruce del ángulo de fase cero anterior. A partir de la frecuencia de este cruce de ángulo de fase cero anterior, se añade una cantidad de frecuencia fija para establecer el extremo trasero de la ventana de frecuencia de funcionamiento. El extremo delantero de la ventana de frecuencia de funcionamiento puede establecerse de un modo similar. Alternativamente, una banda de frecuencia fija tal como 1 kHz puede establecerse detrás y delante de la frecuencia crítica. La finalidad de establecer una ventana de frecuencia de funcionamiento es asegurar que la frecuencia resonante se producirá dentro de la ventana de frecuencia de funcionamiento, sin encontrarse con otros cruces de fase cero. La información sobre potencia de pico, fase de potencia de pico, nivel de potencia de funcionamiento, y la ventana de frecuencia puede almacenarse en memoria . Debería indicarse que puede ser preferible llevar a .cabo un barrido de frecuencia más amplio para identificar las áreas de interés generales, y luego llevar a cabo un barrido de frecuencia más fino para enfocar sobre el área de interés general. De este modo, se reducen al mínimo los requerimientos de memoria, ya que la información de barrido almacenada en la memoria es más grande, pero existe solamente temporalmente para permitir la derivación de la información de ventana, mientras que la información de ventana es relativamente más permanente, pero menor en requerimientos de espacio de memoria. Después del barrido de frecuencia, el controlador de bucle de potencia 1415 cambia la ganancia de tensión y se utiliza una tensión diferente (nivel potencia/excitación) para barrer la frecuencia, siendo almacenada la información de fase y potencia que resulta de allí en la memoria. Estos datos tomados durante la calibración permiten la determinación de variar los ángulos de fase de manera que puede determinarse un comando de fase durante la operación posterior basado en las señales de error derivadas del primer bloque sumador/diferencial 1425 y el segundo bloque sumador/diferencial 1433 durante el funcionamiento del sistema de sonda de facoemulsificación 1411. Después de que se ha completado la calibración del sistema de sonda de facoemulsificación 1411, un proceso que puede emplear entre cuatro y seis segundos, puede comenzar el funcionamiento real del sistema de sonda de facoemulsificación 1411 como una pieza manual de facoemulsificación. En funcionamiento, el cirujano presiona un pedal (no mostrado) que envía un comando de potencia a la entrada de señal de comando de potencia 1426 del primer bloque sumador/diferencial 1425. Basado en la diferencia •entre el nuevo comando de potencia y el nivel de potencia existente del sistema, el primer bloque sumador/diferencial 1425 envía una señal de error al controlador de bucle de potencia 1415. El controlador del bucle de potencia 1415 calcula un nuevo requerimiento de tensión y envía una señal al amplificador de ganancia variable. De manera similar, una señal de comando de fase determinada a partir del comando de potencia y la información almacenada durante la calibración introduce la entrada de la señal de comando de fase 1434 al segundo bloque sumador/diferencial 1433. El segundo bloque sumador/diferencial 1433 genera una señal de error y comunica esta señal al oscilador controlado por tensión 1431. El oscilador controlado por tensión 1431 emite una frecuencia cambiada a una entrada del amplificador de ganancia variable 1416. Ahora teniendo dos entradas, el amplificador de ganancia variable 1416 emite una tensión al amplificador de potencia 1417 que suministra entonces potencia al transformador secundario aislante 1436. El transformador secundario aislante 1436 suministra potencia a través del 'segundo condensador de acoplamiento 1437 y el inductor de compensación 1438 al transductor ultrasónico 1439. Simultáneamente con el suministro de potencia desde el amplificador de potencia 1417 al circuito transductor aislado 1414, las formas de onda de la tensión y de la corriente son comunicadas (en paralelo con el transformador secundario aislante 1436) al monitor de potencia 1419 y al detector de fase 1432. La señal de potencia DC media es recibida por el primer bloque sumador/diferencial 1425 y comparada con respecto al comando de potencia existente proporcionado en la entrada de señal de comando de potencia 1426. Una señal de •error es comunicada entonces desde el primer bloque sumador/diferencial 1425 hasta el controlador de bucle de potencia 1415. De forma similar, el ángulo de fase del detector de fase 1432 es comunicado al segundo bloque sumador/diferencial 1433 y comparado con la entrada de la señal de comando de fase 1434 y comunicado al controlador de bucle de frecuencia 1430. Los controladores de bucle de potencia y bucle de frecuencia 1415 y 1430, respectivamente, envían después señales correctivas al amplificador de ganancia variable 1416, y al oscilador controlado variable 1431, como se describe anteriormente.

Debería indicarse que la señal de comando de fase es más probable que no sea un comando de fase no- cero, puesto que el sistema de sonda de facoemulsificación final 1411 es muy probable que no sea exactamente un circuito puramente resistivo. La razón de que es muy probable que el sistema 1411 no sea un circuito puramente se debe a que el inductor de compensación 1438 tiene un valor fijo que tiene una variación de tolerancia ligera de unidad a unidad, y debido a que la capacitancia paralela del transductor 1439 puede variar de pieza manual a pieza manual, y debido a factores medioambientales que podrían provocar que cambie la frecuencia resonante del transductor ultrasónico 1439. Por esta razón, es muy probable que el ángulo de fase óptimo f para un nivel de potencia particular sea también no-cero. Cuando el ángulo de fase f es cero, el circuito es puramente resistivo. Si existe un desequilibrio en el circuito, el ángulo de fase no puede ser cero, ya que el circuito no es puramente resistivo. Sin embargo, por término medio se estima que el ángulo de fase óptima estará generalmente dentro de al menos veinte grados de cero. Las figuras 11-32 están previstas en primer lugar para permitir simplemente que el lector prepare los esquemas detallados del circuito del diagrama de bloqueo mostrado en la figura 8, y en segundo lugar para revelar el mejor modo de poner en práctica la invención. Las funciones de controlador de bucle de potencia 1415 y el controlador de bucle de frecuencia 1430 son combinadas físicamente en hardware dentro de un coprocesador 1441 mostrado en las figuras 11 y 12. El coprocesador 1441 de las figuras 11 y 12 está conectado al oscilador de control de tensión 1431 mostrado en la figura 23, un generador de onda de signo, que pasa su señal al amplificador de ganancia variable 1416, incorporado en LF etiquetado 412 en combinación con el convertidor digital a analógico de multiplicación (MDAC) , indicado por el número de referencia 1444. MDAC 1444 es un DAC de dos canales que pasa una señal al circuito servo regulador mostrado en la figura 24 que proporciona el suministro de potencia y la tensión de desviación al amplificador de potencia 1417 mostrados en el bloque del amplificador operacional etiquetado LM12 en la figura 25. Hay que indicar que el circuito servo regulador no es necesario para realizar la presente invención. Un circuito servo regulador es simplemente un medio diferente para proporcionar el suministro de tensión al amplificador de potencia 1417, y el uso del circuito requiere un controlador adicional para calcular la salida de servo tensión requerida y para enviar un servo comando al servo regulador. La salida del amplificador de potencia 1417 se pasa a través del condensador de acoplamiento 1418 y desde allí al transformador aislante 1436. Como se muestra en la parte más a la derecha de la figura 25, el cable conductor del monitor de corriente 1446 y el cable conductor del monitor de tensión 1447 están previstos para detectar la corriente y tensión suministradas al transformador aislante 1436. Los cables conductores del monitor, 1446 y 1447 respectivamente, de la figura 25 son continuados sobre la figura 27, donde las señales del monitor son escaladas mediante bloques del amplificador de operación etiquetados LF412, con números de referencia numérica 1448 y 1449. Después de la escalación, el monitor de potencia 1419 detecta la potencia suministrada al primer transformador (transformador primario) 1436. Específicamente, el convertidor de tensión RMS a DC 1420 se muestra en el bloque AD536 y el convertidor de corriente RMS a DC 1421 se muestra etiquetado de manera similar AD536. Después de esto, las salidas se comunican con un convertidor analógico a digital mostrado en el bloque MAX182 (con número 1450) que convierte la señal de onda seno en DC y desde allí al coprocesador 1441 mostrado en la figura 11. En la figura 27, después de que los monitores de tensión y corriente, 1446-1447 están escalados, comunican también con el detector de fase 1432 que está compuesto de dos partes: (1) el amplificador de operación del detector que cruza cero mostrado en los bloques etiquetados LM319 (con números 1451 y 1452) en la figura 27; y (2) desde allí hasta la figura 13 al Dispositivo Lógico Electrónicamente Programable (EPLD) 1453 mostrado en el bloque PLSI1032. Después de abandonar el EPLD 1453 en la figura 13, la salida es transmitida a la figura 27, el filtro de paso bajo de retraso del cable conductor mostrado en el bloque LF412 y desde allí al convertidor analógico a digital 1450 mostrado en el bloque MAX182, y después al coprocesador 1441 mostrado en la figura 11. Volviendo a la figura 20, un chip NEURON 1454 (NEURON es una marca registrada) se muestra en el bloque U25. Este chip tiene la siguiente función. Cuando el cirujano presiona el control del pedal, se transmite una comunicación desde el control del pedal al transceptor 1455 mostrado en el bloque U23 de la figura 22. Una vez que la comunicación del comando de potencia es recibida por el transceptor 1455, es enviada al chip 1454 NEURON en el bloque U25, y luego al compresor 1441 mostrado en la figura 11. A la vista de lo precedente, se observará que se consiguen los varios objetos de la invención y se alcanzan otras ventajas. Las formas de realización fueron elegidas y descritas con el fin de explicar mejor los principios de la invención y su aplicación práctica para permitir así a otros técnicos en la materia utilizar mejor la invención en varias formas de realización y con varias modificaciones que están adaptadas al uso particular contemplado. Puesto que pueden realizarse varias modificaciones en las construcciones y métodos descritos e ilustrados aquí sin separarse del alcance de la invención, se pretende que toda la materia contenida en la descripción precedente o mostrada en los dibujos que se 'acompañan sea interpretada como ilustrativa en lugar de limitativa. Por ejemplo, la implementación de hardware de la presente invención puede cambiarse por consolidación o expansión con otro hardware, o puede sustituirse por software. En otro ejemplo, el amplificador de potencia puede obtener una entrada adicional desde un servo regulador que puede proporcionar un suministro de potencia y una tensión sin apartarse del espíritu de la presente invención. Específicamente, después de la recepción de una señal de error en los valores de potencia comparados, el controlador de bucle de potencia puede enviar una señal al tercer controlador que aplica entonces una entrada al servo regulador, cuya salida es una entrada para el amplificador de potencia. Por lo tanto, la amplitud y alcance de la presente invención no debería estar limitado a algunas de las formas de realización ejemplares descritas anteriormente, sino que debería definirse solamente de acuerdo con las siguientes reivindicaciones adjuntas y sus equivalentes.

Claims (16)

Reivindicaciones

1. Un método de accionamiento de un dispositivo de facoemulsificación que comprende las etapas de: (a) recibir una señal de comando para potencia; (b) comparar con un sumador la señal de comando con una señal de potencia existente; (c) enviar una señal de error desde dicho sumador hasta un controlador de bucle de potencia; (d) calcular un nuevo requerimiento de tensión; (e) enviar una señal desde dicho controlador de bucle de potencia a un amplificador de ganancia variable basado sobre el nuevo requerimiento de tensión; (f) aplicar una ganancia de tensión controlada por la señal procedente de dicho controlador de bucle de potencia hasta una tensión de entrada con dicho amplificador de ganancia variable para producir una tensión de salida; (g) amplificar la tensión de salida desde dicho amplificador de ganancia variable como una tensión de entrada hasta un amplificador de potencia; (h) utilizar la tensión de entrada del amplificador de potencia para emitir potencia incrementada; (i) suministrar dicha potencia a un transformador; (j) detectar la potencia suministrada a dicho transformador con un monitor de potencia; (k) detectar la diferencia de fase entre la tensión y la corriente suministrada a dicho transformador con un detector de fase; (1) enviar una señal que indica la diferencia de fase de dicho detector de fase a un sumador de diferencia de fase; (m) comparar con dicho sumador de diferencia de fase la señal que indica la diferencia de fase con una señal de comando de fase; (n) enviar una señal de error desde dicho sumador de diferencia de fase hasta un controlador de bucle de frecuencia; (o) calcular un nuevo requerimiento de frecuencia; (p) enviar una señal de control desde dicho controlador de bucle de frecuencia a un oscilador controlado por tensión basado en el nuevo requerimiento de frecuencia; y (q) enviar una tensión de salida fija a la frecuencia calculada en la etapa (o) desde dicho oscilador controlado por tensión hasta la entrada de dicho amplificador de ganancia variable.

2. El método de accionamiento de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 1, que comprende adicionalmente las etapas de : (r) repetir continuamente las etapas de (a) a (q)

3. El método de accionamiento de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 1, que comprende adicionalmente las etapas de, en lugar de la etapa (h) (s) enviar una señal desde dicho controlador de bucle de potencia a un controlador de servo regulador; (t) calcular la salida de servo tensión requerida con el controlador,- (u) enviar un servo comando desde dicho servo controlador hasta un servo regulador; (v) enviar una salida desde dicho servo regulador a dicho amplificador de potencia; y (w) utilizar la tensión de entrada del amplificador de potencia y la salida del servo regulador en dicho amplificador de potencia para producir potencia incrementada.

4. El método de accionamiento de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 1, que comprende adicionalmente la etapa de : entre las etapas (h) e (i) , colocar un condensador de acoplamiento después de dicho amplificador de potencia y antes de dicho transformador para compensar la inductancia de fuga de dicho transformador y para bloquear cualquier corriente DC desde dicho amplificador de potencia.

5. El método de accionamiento de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 1, donde -la señal de comando para potencia en la etapa (a) se deriva de un desplazamiento espacial de un pedal .

6. El método de accionamiento de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 1, que comprende adicionalmente las etapas de: (x) sobre el lado de salida de dicho transformador, proporcionar un segundo condensador de acoplamiento en serie, y un inductor en paralelo con un transductor ultrasónico, estando dicho condensador para compensar cualquier inductancia de fuga de dicho transformador para mejorar la detección de potencia y de fase sobre el lado primario de dicho transformador, y dicho inductor para compensar la capacitancia paralela inherente de dicho transductor ultrasónico para hacer que su impedancia parezca ser substancialmente resistiva a resonancia.

7. Un método de calibración de un dispositivo de facoemulsificación que comprende las etapas de: (a) recibir una señal de comando para calibrar por un controlador de bucle de potencia y un controlador de bucle de frecuencia; (b) enviar una señal desde dicho controlador de bucle de potencia hasta un amplificador de ganancia variable; (c) enviar una señal desde un controlador de bucle de frecuencia hasta un oscilador controlado por tensión; (d) transmitir un barrido de frecuencia de tensión desde dicho oscilador controlado por tensión hasta dicho amplificador de ganancia variable; (e) aplicar una ganancia de tensión a la tensión de barrido de frecuencia con dicho amplificador de ganancia de tensión para producir una tensión de salida; (f) utilizar la tensión de salida desde dicho amplificador de ganancia de tensión como una tensión de entrada hasta un amplificador de potencia; (g) utilizar dicho amplificador de potencia para producir la potencia incrementada; (h) suministrar dicha potencia a un transformador; (i) detectar la potencia suministrada a dicho transformador con un monitor de potencia y comunicar el valor del nivel de potencia a un sumador de potencia; (j) comparar con dicho sumador de potencia la señal de potencia existente con cero; (k) enviar una señal de error desde dicho sumador de potencia hasta dicho controlador de bucle de potencia para almacenamiento en memoria; (1) detectar la diferencia de fase entre la tensión y la corriente suministradas a dicho transformador con un detector de fase; (m) enviar una señal que indique la diferencia de fase desde dicho detector de fase hasta un sumador de diferencia de fase; (n) comparar con dicho sumador de diferencia de fase la señal que indica la diferencia de fase con cero; (o) enviar una señal de error desde dicho sumador de diferencia de fase hasta un controlador de bucle de frecuencia para almacenamiento en memoria; y (p) enviar una señal procedente desde dicho controlador de bucle de potencia a dicho amplificador de ganancia variable para cambiar la ganancia de tensión.

8. El método de calibración de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 7, que comprende adicionalmente las etapas de : (q) repetir las etapas (d) a (p) una pluralidad de veces ,

9. El método de calibración de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 7, que comprende adicionalmente la etapa de: (r) determinar la potencia máxima a ciertas tensiones en base a la información almacenada en la memoria, sobre la frecuencia, fase y potencia para permitir el cálculo de nuevos parámetros de frecuencia, fase y potencia basados en señales de error derivadas de dichos sumadores de potencia y fase.

10. El método de calibración de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 8, que comprende adicionalmente la etapa de: (s) definir una gama de frecuencias operable que evita los puntos de fase cero que no sean los que están próximos a la frecuencia resonante.

11. El método de calibración de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 7, que comprende adicionalmente la etapa de: entre las etapas (g) y (h) , colocar un condensador de acoplamiento después de dicho amplificador de potencia y antes de dicho transformador para compensar la inductancia de fuga de dicho transformador y bloquear cualquier corriente DC desde dicho -amplificador de potencia.

12. El método de calibración de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 7, que comprende adicionalmente las etapas de: (s) sobre el lado de salida de dicho transformador, proporcionar un segundo condensador de acoplamiento en serie y un inductor en paralelo con un transductor ultrasónico para suministrar potencia a dicho dispositivo de facoemulsificación.

13. El método de calibración de un dispositivo de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 7, que comprende adicionalmente las etapas de, en lugar de (g) : (t) enviar una señal desde dicho controlador de bucle de potencia hasta un servo regulador; (u) enviar una salida desde dicho servo regulador hasta dicho amplificador de potencia; y (v) utilizar la tensión de entrada del amplificador de potencia y la salida del servo regulador en dicho amplificador de potencia para producir potencia incrementada .

14. Un circuito para un sistema de sonda de -facoemulsificación que comprende: un controlador de bucle de frecuencia que tiene una salida conectada a una entrada de un oscilador controlado por tensión; un controlador de bucle de potencia que tiene una salida conectada a una entrada de un amplificador de ganancia variable; teniendo dicho oscilador controlado por tensión una salida conectada a una entrada de dicho amplificador de ganancia variable; un amplificador de potencia conectado a una salida de dicho amplificador de ganancia variable; suministrando dicho amplificador de potencia una potencia a un transformador de potencia aislado; un monitor de potencia conectado y que detecta dicha potencia suministrada a dicho transformador de potencia aislado; un sumador de potencia que tiene una entrada conectada a una salida de dicho monitor de potencia, y que tiene una salida conectada a dicho controlador de bucle de potencia; un detector de fase conectado y que detecta dichas formas de la onda de la tensión y de la corriente suministradas a dicho transformador de potencia aislado; y un sumador de fase que tiene una entrada conectada a una salida de dicho detector de fase, y que tiene una salida conectada a dicho controlador de circuito de frecuencia.

15. Un circuito para un sistema de sonda de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 14, donde dicho monitor de potencia comprende: un convertidor de tensión RMS en DC conectado y que detectan la forma de la onda de la tensión suministrada a dicho transformador de potencia aislado; un convertidor de corriente RMS en DC conectado y que detecta la forma de la onda de la corriente suministrada a dicho transformador de potencia aislado,- un multiplicador que tiene una entrada conectada a dicho convertidor de tensión RMS en DC y otra entrada conectada a dicho convertidor de corriente RMS en DC, y que tiene una salida conectada a dicho sumador de potencia.

16. Un circuito para un sistema de sonda de facoemulsificación de acuerdo con la reivindicación 14, donde dicho monitor de potencia comprende: un multiplicador que tiene una entrada conectada y que detecta la forma de la onda de la tensión suministrada a dicho transformador de potencia asilado y otra entrada conectada y que detecta la forma de la onda de la corriente suministrada a dicho circuito transductor aislado; y un filtro de paso bajo que tiene una entrada conectada a una salida de dicho multiplicador, y que tiene una salida conectada a dicho sumador de fase .